RU2022441C1 - Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive - Google Patents

Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive Download PDF

Info

Publication number
RU2022441C1
RU2022441C1 SU4950969A RU2022441C1 RU 2022441 C1 RU2022441 C1 RU 2022441C1 SU 4950969 A SU4950969 A SU 4950969A RU 2022441 C1 RU2022441 C1 RU 2022441C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
clock
frequency
modulating
converter
control
Prior art date
Application number
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Валентин Игоревич Олещук
Original Assignee
Институт энергетики АН Молдовы
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Институт энергетики АН Молдовы filed Critical Институт энергетики АН Молдовы
Priority to SU4950969 priority Critical patent/RU2022441C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2022441C1 publication Critical patent/RU2022441C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

FIELD: power electronics. SUBSTANCE: in controlling converter under rated conditions assuming voltage-to-frequency ratio to be constant, 60-deg, variable-length modulating control signals determining converter output voltage value are shaped inside central clock intervals pn control half-cycles; they are shaped in centers of respective clock subintervals. Additional modulating control signal of 12-deg. Length is shaped in centers of mentioned clock intervals, within their 4/5 parts counting from initial frequency of entire range. Main array of modulating control signals is shaped within extreme 24-deg. sections on clock intervals. Reference synchronization points are centers of mentioned sections synchronized with respective boundaries of central clock subintervals or with center of central clock subinterval. Width of clock subintervals are varied as function of frequency according to piece-wise characteristic determined by respective factors characterizing control mode. EFFECT: facilitated control procedure. 2 cl, 6 dwg

Description

Изобретение относится к области силовой электроники и может быть использовано при разработке преобразователей на базе трехфазных автономных инверторов напряжения, предназначенных для питания систем асинхронного частотно-регулируемого электропривода. The invention relates to the field of power electronics and can be used in the development of converters based on three-phase autonomous voltage inverters designed to power an asynchronous frequency-controlled electric drive systems.

Известны способы управления трехфазными преобразователями для электропривода, базирующиеся на поэтапном изменении количества импульсов в полуволне выходного напряжения, причем указание числа импульсов происходит дискретно, что приводит к нежелательным броскам тока в силовых цепях преобразователя в моменты дискретного переключения [1, 2]. Известен также способ гибкого нелинейного управления широкорегулируемыми преобразователями [3], при котором благодаря специальной нелинейной модуляции продолжительностей основных и модулирующих сигналов управления, формируемых в тактовых точках, обеспечивается плавный безударныйпереход от одной формы выходного сигнала к другой. Средняя частота коммутации вентилей преобразователя при этом постоянна, на всем диапазоне регулирования обеспечивается постоянство отношения величины напряжения к частоте. Но при этом в спектре выходного напряжения преобразователя на всем диапазоне регулирования присутствует порой значительная по амплитуде пятая гармоническая составляющая, негативно влияющая на характер протекания процессов в системе регулируемого электропривода и создающая, в частности, значительный по величине тормозной момент асинхронному короткозамкнутому электродвигателю, входящему в состав таких систем, что особенно нежелательно в зоне пониженных частот, где двигатель наиболее чувствителен к влиянию таких факторов. Известно также, что для повышения надежности осуществления режима пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель, закон управления в кратковременном пусковом режиме должен отличаться от базового закона управления с U/F = const. Known methods for controlling three-phase converters for an electric drive, based on a phased change in the number of pulses in the half-wave of the output voltage, and the number of pulses is indicated discretely, which leads to undesirable inrush currents in the power circuits of the converter at the time of discrete switching [1, 2]. There is also a method of flexible nonlinear control of wide-adjustable converters [3], in which, thanks to special nonlinear modulation of the durations of the main and modulating control signals generated at the clock points, a smooth, unshocked transition from one form of the output signal to another is ensured. In this case, the average switching frequency of the converter valves is constant; over the entire control range, the ratio of voltage to frequency is constant. But at the same time, the fifth voltage harmonic component is sometimes significant in amplitude in the output voltage spectrum of the converter over the entire control range, which negatively affects the nature of the processes in the controlled electric drive system and, in particular, creates an especially large braking torque for an asynchronous short-circuited electric motor, which is part of such systems, which is especially undesirable in the low frequency zone, where the engine is most sensitive to the influence of such factors. It is also known that to increase the reliability of the start-up mode of a converter loaded on an induction motor, the control law in the short-term starting mode should differ from the basic control law with U / F = const.

Цель изобретения - улучшение на всем диапазоне управления гармонического состава выходного напряжения преобразователя, а также динамики системы в пусковом режиме и в диапазоне пониженных выходных частот, достигаемое за счет изменения на начальной частоте Fo в К раз, а на частоте LFo в М раз продолжительности тактовых подинтервалов и соответствующего этому увеличения количества импульсов в полуволне кривой, а также повышение надежности осуществления процесса пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель.The purpose of the invention is the improvement over the entire control range of the harmonic composition of the output voltage of the converter, as well as the dynamics of the system in the start-up mode and in the range of low output frequencies, achieved by changing at the initial frequency F o K times, and at a frequency LF o M times clock sub-intervals and the corresponding increase in the number of pulses in the half-wave of the curve, as well as improving the reliability of the start-up process of the converter loaded on an induction motor.

Поставленная цель достигается тем, что при управлении по указанному способу, обеспечивающему N-кратное, начиная с частоты Fo, связанное регулирование выходных частоты и напряжения преобразователя, заключающемся в том, что основные вентили разных фаз и групп преобразователя периодически включают и выключают с взаимным фазовым сдвигом в 60 эл. град. в последовательности +A, -С, +B, -А. +C, -В. Для каждого вентиля в течение одного полупериода от 0 до 180 эл. град. формируют интервал проводимости вентиля, в течение другого полупериода от 180 до 360 эл. град формируют интервал закрытого состояния вентиля, на центральных внутри полупериодов тактовых интервалах от 60 до 120 и от 240 до 300 эл. град. формируют модулирующие сигналы управления, разноименные с соответствующим полупериодом управления, число которых последовательно уменьшается с ростом выходной частоты преобразователя F. Генерирование указанных модулирующих сигналов производят в серединах тактовых подинтервалов с длительностью τ, формирование каждого i-го, считая от опорной точки и до тактовой точки, модилирующего сигнала управления осуществляют при изменении выходной частоты преобразователя от Fо до граничной частоты Fi'. В номинальном режиме работы на поддиапазонах выходных частот, при которых Fi'' ≥ F > Fi+1 < Fi' > Fi'' > Fi+1', продолжительности λ всех модулирующих
сигналов управления равны между собой, а на частотных поддиапазонах, на которых Fi' ≥ F > Fi'', наряду с основным массивом модулирующих сигналов управления с продолжительностью λ, в отмеченных тактовых точках формируют тактовый модулирующий сигнал с длительностью λ '. В диапазоне выходных частот Fo÷0,8NFo в центрах указанных тактовых интервалов формируют центральные модулирующие сигналы управления с продолжительностью, равной 1/30F (12 эл. град. ), на каждой половине тактового интервала внутри каждого из крайних отрезков 24-градусных продолжительностей середину указанных отрезков выбирают в качестве вышеуказанной опорной точки, находят начальное число модулирующих сигналов управления внутри указанных отрезков как частное от деления 0,4N/К, округляя его в большую сторону в случае дробной величны указанного частного, синхронизируют середину упомянутых 24-градусных отрезков с концом и с началом двух соответствующих центральных тактовых подинтервалов (в случае четного числа модулирующих сигналов внутри указанных отрезков), или же с серединой центрального тактового подинтервала (в случае нечетного количества подинтервалов внутри 24-градусных отрезков), в качестве вышеупомянутых тактовых точек используют границы указанных 24-градусных отрезков, в диапазоне выходных частот преобразователя Fo ÷ LFo продолжительность τ тактовых подинтервалов принимают равной
τ =

Figure 00000001

В диапазоне выходных частот преобразователя LFo ÷ 0,8 NFoпродолжительность τ определяют как
τ =
Figure 00000002

В пусковом режиме работы, при 2Fo > F ≥ Fo, значения вышеупомянутых граничных частот, переходных от одного поддиапазона управления к другому, определяют соответственно как
F
Figure 00000003
=F
Figure 00000004

F
Figure 00000005
= F
Figure 00000006
В этом режиме λ=τ -
Figure 00000007
при Fi' ≥ Fi'' λ′=1/30F-1τ -
Figure 00000008
. В номинальном режиме работы преобразователя при LFo ≥ F > 2Fo значения граничных частот Fi'' и Fi' находят соответственно как
F
Figure 00000009
=F
Figure 00000010

F
Figure 00000011
=F
Figure 00000012
При 0,8NFo ≥ F > LFo значения частот Fi'' и Fi' находят соответственно как
F
Figure 00000013
=F
Figure 00000014

F
Figure 00000015
= F
Figure 00000016
при этом на диапазоне номинального режима работы преобразователя до частоты 0,8NFo при Fi' ≥ F > Fi''
λ=τ -
Figure 00000017

λ' = 1/30 F - 1 τ - 1/24 FoNm, при Fi'' ≥ F > Fi+1' λ =
Figure 00000018
-
Figure 00000019
, а когда NFo > F ≥ 0,8NFo λ= 1/6F - 1/6FoN, где значения l, m и n соответственно равны % l = i-1, m = 2i-1 и n = i для вариантов управления с четным числом модулирующих сигналов внутри 24-градусных отрезков, i = i-1,5, m = Z(i-1) и n = i-0,5 для вариантов управления с нечетным количеством модулирующих сигналов управления среди упомянутых отрезков.This goal is achieved by the fact that when controlling according to the specified method, providing N-fold, starting from frequency F o , related regulation of the output frequency and voltage of the converter, namely, that the main valves of different phases and groups of the converter are periodically turned on and off with mutual phase a shift of 60 email. hail. in the sequence + A, -C, + B, -A. + C, -B. For each valve during one half-cycle from 0 to 180 el. hail. form the interval of the conductivity of the valve, for another half period from 180 to 360 e. hail form the interval of the closed state of the valve, on the central inside half-periods of the clock intervals from 60 to 120 and from 240 to 300 el. hail. form modulating control signals, opposite to the corresponding half-cycle of control, the number of which decreases successively with increasing output frequency of the converter F. Generation of these modulating signals is performed in the middle of the clock sub-intervals with a duration of τ, the formation of each i-th counting from the reference point to the clock point, a modulating control signal is carried out when changing the output frequency of the Converter from F about to the cutoff frequency F i '. In the nominal mode of operation at the output frequency subbands, for which F i '' ≥ F> F i + 1 <F i '> F i ''> F i + 1 ', the duration λ of all modulating
control signals are equal to each other, and on the frequency subbands on which F i '≥ F> F i '', along with the main array of modulating control signals with a duration of λ, a clock modulating signal with a duration of λ' is formed at the marked clock points. In the range of output frequencies F o ÷ 0.8NF o at the centers of the indicated clock intervals, central modulating control signals are generated with a duration equal to 1 / 30F (12 electric degrees), on each half of the clock interval inside each of the extreme segments of 24-degree durations the middle of the indicated segments is selected as the aforementioned reference point, the initial number of modulating control signals within the indicated segments is found as the quotient from the division of 0.4N / K, rounding it up in the case of a fractional value of the specified particular, synchronize the middle of the mentioned 24-degree segments with the end and with the beginning of two corresponding central clock sub-intervals (in the case of an even number of modulating signals within the indicated segments), or with the middle of the central clock sub-interval (in the case of an odd number of sub-intervals within 24-degree segments) , as the above-mentioned clock points, the boundaries of the indicated 24-degree segments are used, in the output frequency range of the converter F o ÷ LF o the duration τ of the clock sub-intervals at equal
τ =
Figure 00000001

In the range of output frequencies of the converter LF o ÷ 0,8 NF o the duration τ is determined as
τ =
Figure 00000002

In the starting operation mode, at 2F o > F ≥ F o , the values of the above-mentioned boundary frequencies transient from one control sub-band to another are determined respectively as
F
Figure 00000003
= F
Figure 00000004

F
Figure 00000005
= F
Figure 00000006
In this mode, λ = τ -
Figure 00000007
for F i '≥ F i ''λ ′ = 1 / 30F-1τ -
Figure 00000008
. In the nominal mode of operation of the Converter when LF o ≥ F> 2F o the values of the boundary frequencies F i '' and F i 'are found respectively as
F
Figure 00000009
= F
Figure 00000010

F
Figure 00000011
= F
Figure 00000012
At 0.8 NF o ≥ F> LF o , the frequencies F i '' and F i 'are found respectively as
F
Figure 00000013
= F
Figure 00000014

F
Figure 00000015
= F
Figure 00000016
while on the range of the nominal operating mode of the converter to a frequency of 0.8NF o at F i '≥ F> F i ''
λ = τ -
Figure 00000017

λ '= 1/30 F - 1 τ - 1/24 F o Nm, for F i ''≥F> F i + 1 ' λ =
Figure 00000018
-
Figure 00000019
and when NF o > F ≥ 0.8 NF o λ = 1 / 6F - 1 / 6F o N, where the values of l, m and n are respectively% l = i-1, m = 2i-1 and n = i for control options with an even number of modulating signals within 24-degree segments, i = i-1,5, m = Z (i-1) and n = i-0,5 for control options with an odd number of modulating control signals among the mentioned segments.

На фиг. 1 приведена схема основных соединений силовых цепей тиристорного преобразователя напряжения, выполненного на базе полностью управляемых тиристоров, нагруженного на асинхронный электродвигатель АД; на фиг. 2 - регулировочная характеристика преобразователя и кривая изменения относительной продолжительности тактовых подинтервалов; на фиг. 3-5 - временные диаграммы, иллюстрирующие опорные варианты формирования управляющих сигналов на вентили инвертора; на фиг. 6 - блок-схема системы управления преобразователем. In FIG. 1 is a diagram of the main connections of the power circuits of a thyristor voltage converter, made on the basis of fully controlled thyristors, loaded on an asynchronous motor AD; in FIG. 2 - adjustment characteristic of the converter and the curve of the change in the relative duration of the clock sub-intervals; in FIG. 3-5 - time diagrams illustrating reference options for the formation of control signals to the inverter valves; in FIG. 6 is a block diagram of a converter control system.

Временные диаграммы иллюстрируют три базовых алгоритма формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя в процессе регулирования, а также соответствующие им кривые линейного выходного напряжения UАВ. Управляющие сигналы UУ поступают на находящийся в положительном проводящем полупериоде управления вентиль +А катодной группы трехфазной мостовой схемы преобразователя, при этом положительная величина UУ (основной сигнал управления) соответствует проводящему состоянию вентиля, а нулевое значение UУ (модулирующий сигнал управления) - закрытому состоянию (следует помнить, что вентили являются полностью управляемыми). Формирование разноименных с соответствующим полупериодом управления модулирующих сигналов управления с продолжительностями λ и задающими величину выходного напряжения преобразователя. На всем диапазоне регулирования Fo÷NFo осуществляется (внутри средних на полупериодах тактовых интервалах (60-120 и 240-300 эл. град.) в центрах тактовых подинтервалов (фиг. 3, тонкие дуги снизу), имеющих продолжительность τ, зависящую внутри частотного диапазона Fo÷0,8NFо от значений выходной частоты F и определяемому в диапазоне выходных частот преобразователя Fo÷LFo как
τ =

Figure 00000020
а в диапазоне выходных частот преобразователя LFo÷0,8NFoпродолжительность τ определяют как
τ =
Figure 00000021
(см. построенные на фиг. 2 кривые зависимости изменения относительной продолжительности τ *= τ / τm от частоты F применительно к величине диапазона регулирования N = 10 и значениям упомянутых коэффициентов К = 0,5, L = 5 и M = 0,25). На частоте 0,8NFo конечная величина продолжительности τ определяется для всех режимов (при любом N) как τ = 0,4/6NFo, соответственно для анализируемого режима на начальной частоте Fo τ = 0,5/6NFo, а на частоте LFo(5Fo) τ = 0,25/6NFo (продолжительность тактовых подинтервалов при рассматриваемом способе управления изменяется по двум линейным зависимостям границей перехода от одной зависимости к другой является частота LFo).Timing diagrams illustrate three basic algorithms for generating control signals to the converter valves during regulation, as well as the corresponding curves of the linear output voltage U AB . The control signals U U are applied to the gate + A of the cathode group of the three-phase bridge circuit of the converter located in the positive conducting half-cycle of control, while the positive value U U (main control signal) corresponds to the conducting state of the valve, and the zero value U U (modulating control signal) corresponds to the closed state (remember that the valves are fully controllable). Generation of modulating control signals with the durations λ and the value of the converter output voltage that are opposite to the corresponding control half-cycle. Throughout the entire control range, F o ÷ NF o is carried out (inside the half-cycle average of the clock intervals (60-120 and 240-300 el. Degrees) in the centers of the clock sub-intervals (Fig. 3, thin arcs from the bottom), having a duration τ depending inside frequency range F o ÷ 0,8NF о from the values of the output frequency F and determined in the range of output frequencies of the converter F o ÷ LF o as
τ =
Figure 00000020
and in the range of output frequencies of the converter LF o ÷ 0,8NF o the duration τ is determined as
τ =
Figure 00000021
(see the curves of the change in the relative duration τ * = τ / τ m plotted in Fig. 2 versus frequency F as applied to the size of the control range N = 10 and the values of the mentioned coefficients K = 0.5, L = 5, and M = 0.25 ) At a frequency of 0.8 NF o, the final value of the duration τ is determined for all modes (for any N) as τ = 0.4 / 6NF o , respectively, for the analyzed mode at the initial frequency F o τ = 0.5 / 6NF o , and at a frequency LF o (5F o ) τ = 0.25 / 6NF o (the duration of the clock sub-intervals for the control method under consideration varies according to two linear dependencies, the boundary of the transition from one dependence to another is the frequency LF o ).

Важной особенностью рассматриваемого алгоритма формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя является тот факт, что на всем диапазоне регулирования в середине каждого из упомянутых 60-градусных интервалов формируется центральный модулирующий сигнал, причем на большей части диапазона регулирования, в зоне Fo÷0,8NFo, продолжительность этого сигнала находится как 1/30F (12 эл. град.), а в зоне повышенных частот 0,8LFo÷NFo указанная величина находится как λ = 1/6F-1/6NFo. Формирование основного массива модулирующих сигналов производится в этом случае внутри крайних на тактовых интервалах отрезков 24-градусных продолжительностей симметрично относительно тактовых точек с координатами в 72 и 108 эл. град. Внутри тактовых интервалов в зоне Fo÷0,8NFo середины отмеченных 24-градусных отрезков синхронизируются с соответствующими границами центральных тактовых подинтервалов (в случае четного числа модулирующих сигналов внутри указанных отрезков) или же с серединой центрального внутри упомянутых
отрезков тактового подинтервала (в случае нечетного количества модулирующих сигналов внутри отрезков). Величины предварительно задаваемых упомянутых выше в выражениях для определения продолжительности тактовых подинтервалов коэффициентов К и М, принимающих значения от нуля до единицы, а также значения коэффициента L (0,8N > L >i), являются весьма важными параметрами рассматриваемого режима управления. Так, значение коэффициента К характеризует собой степень изменения продолжительности тактовых подинтервалов на начальной выходной частоте преобразователя Fo по сравнению с продолжительностью тактового интервала 1/6F = 60 эл. град., наблюдаемой в верхней точке частотного диапазона, на частоте NFo, на которой полуволна выходного напряжения формируется из одного импульса. Чем выше абсолютное значение коэффициента К, тем короче на начальной выходной частоте продолжительность подинтервалов и тем больше количество модулирующих сигналов внутри тактовых интервалов, тем из большего числа импульсов формируется на начальной выходной частоте полуволна выходного напряжения преобразователя. Общее начальное число модулирующих сигналов (без центрального) внутри упомянутых отрезков определяется из выражения 0,4N/K. Например, при N = 10 и К = 0,5 на начальной частоте внутри 24-градусных отрезков будет формироваться по восьми модулирующих сигналов управления. В случае, когда указанное частное от деления является дробной величиной, начальное количество модулирующих сигналов управления находится округлением в большую сторону. Если отмечено (в том числе полученное путем округления в большую сторону) начальное число сигналов является нечетной величиной, то, поскольку при регулированиии происходит поэтапное по два изменение числа модулирующих сигналов, количество модулирующих сигналов будет
нечетным и далее, при этом середина центрального внутри указанных отрезков тактового подинтервала жестко синхронизируется с серединой соответствующего отрезка. В другом случае, когда начальное число сигналов четное с центрами 24-градусных отрезков синхронизируются соответствующие границы двух центральных тактовых подинтервалов. Именно этому варианту соответствуют приведенные на фиг. 3-5 временные диаграммы работы.An important feature of the considered algorithm for generating control signals to the converter valves is the fact that a central modulating signal is generated in the middle of each of the mentioned 60-degree intervals in the middle of each regulation range, and over most of the regulation range, in the zone F o ÷ 0.8NF o , the duration of this signal is as 1 / 30F (12 electric degrees), and in the zone of increased frequencies 0.8LF o ÷ NF o, the indicated value is as λ = 1 / 6F-1 / 6NF o . In this case, the formation of the main array of modulating signals is performed inside the 24-degree duration extreme segments at the clock intervals symmetrically relative to the clock points with coordinates of 72 and 108 e. hail. Inside the clock intervals in the zone F o ÷ 0.8NF o, the midpoints of the marked 24-degree segments are synchronized with the corresponding boundaries of the central clock sub-intervals (in the case of an even number of modulating signals within the indicated segments) or with the middle of the central inside the mentioned
segments of the clock subinterval (in the case of an odd number of modulating signals within the segments). The values of the preset expressions mentioned above in the expressions for determining the duration of the clock sub-intervals of the coefficients K and M, taking values from zero to unity, as well as the values of the coefficient L (0.8N>L> i), are very important parameters of the control mode under consideration. So, the value of the coefficient K characterizes the degree of change in the duration of the clock sub-intervals at the initial output frequency of the converter F o compared with the duration of the clock interval 1 / 6F = 60 el. hail. observed at the upper point of the frequency range, at a frequency of NF o , at which the half-wave of the output voltage is formed from a single pulse. The higher the absolute value of the coefficient K, the shorter the duration of the sub-intervals at the initial output frequency and the greater the number of modulating signals inside the clock intervals, the more pulses a half-wave of the converter output voltage is generated at the initial output frequency. The total initial number of modulating signals (without a central one) inside the said segments is determined from the expression 0.4N / K. For example, at N = 10 and K = 0.5, eight modulating control signals will be generated at the initial frequency within 24-degree segments. In the case where the specified quotient is a fractional value, the initial number of modulating control signals is rounded up. If the initial number of signals is marked (including that obtained by rounding up), it is an odd value, then since the regulation involves a gradual two-step change in the number of modulating signals, the number of modulating signals will be
odd and further, while the middle of the central inside the indicated segments of the clock subinterval is rigidly synchronized with the middle of the corresponding segment. In another case, when the initial number of signals is even with the centers of the 24-degree segments, the corresponding boundaries of the two central clock sub-intervals are synchronized. This variant corresponds to those shown in FIG. 3-5 timing diagrams of work.

Конкретное значение параметра К должно задаваться, исходя из требований к динамическим свойствам преобразова- тельной системы и к гармоническому составу ее выходного напряжения в области пусковых выходных частот, руководствуясь тем правилом, что большее число импульсов в выходной полуволне на начальной частоте (меньшее К) способствует улучшению гармонического состава выходного напряжения и динамических свойств системы. The specific value of the parameter K should be set based on the requirements for the dynamic properties of the converter system and the harmonic composition of its output voltage in the region of the starting output frequencies, guided by the rule that a larger number of pulses in the output half-wave at the initial frequency (lower K) contributes to an improvement harmonic composition of the output voltage and dynamic properties of the system.

Важными параметрами режима управления, характеризующими работу системы в средней части частотного диапазона, являются коэффициенты М и L. Заданием требуемого значения L выбирается точка (зона) диапазона регулирования, в которой необходимо обеспечить требуемую частоту коммутации вентилей и соответствующий гармонический состав выходного напряжения, что задается соответствующим значением вышеупомянутого коэффициента М. Наиболее целесообразно выбирать близкие к оптимальному значения коэффициентов L и М для той части диапазона регулирования, в которой система электропривода с преобразователем частоты в качестве исполнительного органа функционирует наиболее продолжительно. Процесс регулирования частоты выходного сигнала преобразователя как в пусковом, так и в номинальном режимах работы базируется в рассматриваемом случае на постоянной поэтапной вариации длительностей основных и модулирующих сигналов управления, формируемых в тактовых точках, соответствующих краям упомянутых выше отрезков 24-градусных продолжительностей. Отмеченный принцип формирования управляющих сигналов, существенной особенностью которого является непрерывное отождествление (кодирование) продолжительностей формируемых в тактовых точках основных и модулирующих управляющих сигналов с длительностью основного массива сигналов. За счет этого осуществляется плавный безударный переход от одного поддиапазона управления к другому, может быть поэтому определен как широтно-кодовый. Ввиду того, что на начальной (пусковой) частоте выбор продолжительности тактовых подинтервалов, задаваемых величиной коэффициента К, может осуществляться произвольно, и поэтому произвольными могут быть начальное число модулирующих сигналов и количество выходных импульсов в полуволне выходного напряжения, рассматриваемый способ формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя может быть определен как асинхронный. The important parameters of the control mode, characterizing the operation of the system in the middle part of the frequency range, are the coefficients M and L. Setting the required value of L selects the point (zone) of the control range at which it is necessary to provide the required switching frequency of the valves and the corresponding harmonic composition of the output voltage, which is set by the corresponding the value of the aforementioned coefficient M. It is most advisable to choose close to optimal values of the coefficients L and M for that part of the control anija in which a frequency converter motor drive system as an executive authority functions most long lasting. The process of controlling the frequency of the converter output signal both in the starting and in the nominal operating modes is based in this case on a constant stepwise variation of the durations of the main and modulating control signals generated at the clock points corresponding to the edges of the segments of 24-degree durations mentioned above. The noted principle of generating control signals, an essential feature of which is the continuous identification (coding) of the durations of the main and modulating control signals generated at clock points with the duration of the main signal array. Due to this, a smooth, unshocked transition from one control sub-band to another is carried out, which can therefore be defined as a code-width. Due to the fact that at the initial (starting) frequency, the choice of the duration of the clock sub-intervals specified by the value of the coefficient K can be arbitrary, and therefore the initial number of modulating signals and the number of output pulses in the half-wave of the output voltage can be arbitrary, the considered method of generating control signals to the converter valves can be defined as asynchronous.

Внутри поддиапазонов регулирования, на которых в тактовых точках формируются основные сигналы управления, регулирование величины выходного напряжения осуществляется путем изменения продолжительностей λ модулирующих сигналов по определенным зависимостям. На поддиапазонах, на которых (фиг. 4) в тактовых точках формируются модулирующие сигналы управления с варьируемой длительностью λ', продолжительность λ остальных модулирующих сигналов находится в соответствии с другими функциональными зависимостями. Граничные значения частот Fi' и Fi'', переходных от одного поддиапазона регулирования к другому, определяется при этом через соответствующие параметры режима управления.Inside the control subranges, on which the main control signals are generated at the clock points, the output voltage is regulated by changing the durations λ of the modulating signals according to certain dependencies. On the subbands on which (Fig. 4) modulating control signals with a variable duration λ 'are formed at the clock points, the duration λ of the remaining modulating signals is in accordance with other functional dependencies. The boundary values of the frequencies F i 'and F i '', transitional from one regulation sub-band to another, are determined through the corresponding parameters of the control mode.

Известно, что одним из наиболее экономичных и часто применяемых в номинальных режимах работы законов управления преобразователями для систем частотно-регулируемого асинхронного электропривода является управление по закону постоянства отношения величины напряжения к частоте, при котором (фиг. 2) для частотного диапазона номинального регулирования 2Fo÷NFo = 10Fo, величина напряжения растет прямо пропорционально с увеличением выходной частоты преобразователя. Известно также, что в кратковременном пусковом режиме работы преобразователя, нагруженного на асинхронный электродвигатель, относительная величина напряжения должна быть существенно повышена по сравнению с номинальным режимом, в этом случае в диапазоне пусковых частот целесообразно поддерживать величину напряжения повышенной и постоянной, а в качестве верхней границы диапазона пусковых частот принимать частоту, равную удвоенной начальной частоте Fo (диапазон Fo÷2Fo на фиг. 2). Таким образом, в пусковом режиме работы преобразователя в диапазоне частот Fo÷2Fо значения граничных частот и параметров управляющих сигналов, через которые реализуется требуемый закон управления, должны быть определены как:
F

Figure 00000022
=F
Figure 00000023

F
Figure 00000024
= F
Figure 00000025
в этом режиме λ=τ -
Figure 00000026
при Fi' ≥ F > Fi'' λ′=1/30F-1τ -
Figure 00000027
. В номинальном режиме работы преобразователя при LFo ≥ F > 2Fo значения граничных частот Fi'' и Fi' находят соответственно как
F
Figure 00000028
=F
Figure 00000029

F
Figure 00000030
= F
Figure 00000031
При 0,8NFo ≥ F > LFo значения частот Fi'' и Fi' находят соответственно как
F
Figure 00000032
=F
Figure 00000033

F
Figure 00000034
= F
Figure 00000035
При этом на диапазоне номинального режима работы преобразователя до частоты 0,8NFo при Fi' ≥ F >Fi''
λ=τ -
Figure 00000036
, λ′=1/30F-1τ - 1/24FoNm, при Fi'' ≥ F > F'i+1 λ =
Figure 00000037
-
Figure 00000038
, а когда NFo > F ≥ 0,8NFо λ= 1/6F - 1/6 FoN, где значения l, m и n соответственно равны % l = i-1, m = 2i-1 и n = i для вариантов управления с четным числом модулирующих сигналов внутри 24-градусных отрезков, l = =i-1,5, m = 2(i-1) и n = i-0,5 для вариантов управления с нечетным количеством модулирующих сигналов управления среди упомянутых отрезков.It is known that one of the most economical and often used in nominal operating modes control laws of converters for frequency-controlled asynchronous electric drive systems is control according to the law of the constant ratio of voltage to frequency at which (Fig. 2) for the frequency range of nominal regulation 2F o ÷ NF o = 10F o , the voltage increases in direct proportion with the increase in the output frequency of the converter. It is also known that in a short-time starting mode of operation of a converter loaded on an induction motor, the relative voltage value should be significantly increased compared to the nominal mode, in this case it is advisable to maintain the voltage value increased and constant in the starting frequency range, and as the upper limit of the range starting frequencies take a frequency equal to twice the initial frequency F o (range F o ÷ 2F o in Fig. 2). Thus, in the starting mode of operation of the converter in the frequency range F o ÷ 2F, the values of the boundary frequencies and the parameters of the control signals through which the required control law is realized should be defined as:
F
Figure 00000022
= F
Figure 00000023

F
Figure 00000024
= F
Figure 00000025
in this mode, λ = τ -
Figure 00000026
for F i '≥ F> F i ''λ ′ = 1 / 30F-1τ -
Figure 00000027
. In the nominal mode of operation of the Converter when LF o ≥ F> 2F o the values of the boundary frequencies F i '' and F i 'are found respectively as
F
Figure 00000028
= F
Figure 00000029

F
Figure 00000030
= F
Figure 00000031
At 0.8 NF o ≥ F> LF o , the frequencies F i '' and F i 'are found respectively as
F
Figure 00000032
= F
Figure 00000033

F
Figure 00000034
= F
Figure 00000035
Moreover, in the range of the nominal operating mode of the converter to a frequency of 0.8NF o for F i '≥ F> F i ''
λ = τ -
Figure 00000036
, λ ′ = 1 / 30F-1τ - 1 / 24F o Nm, for F i '' ≥ F> F ' i + 1 λ =
Figure 00000037
-
Figure 00000038
and when NF o > F ≥ 0.8NF о λ = 1 / 6F - 1/6 F o N, where the values of l, m and n are respectively equal to% l = i-1, m = 2i-1 and n = i for control options with an even number of modulating signals within 24-degree segments, l = i-1,5, m = 2 (i-1) and n = i-0,5 for control options with an odd number of modulating control signals among the aforementioned segments.

Во всех вышеприведенных зависимостях параметр i характеризует количество модулирующих сигналов управления, формируемых внутри половин упомянутых 24-градусных отрезков, включая центральный по каждом отрезке модулирующий сигнал для вариантов управления с нечетным количеством модулирующих сигналов управления внутри отрезков. In all the above dependences, parameter i characterizes the number of modulating control signals generated inside the halves of the mentioned 24-degree segments, including the central modulating signal for each segment for control variants with an odd number of modulating control signals inside the segments.

На первом, начиная с пусковой частоты Fo, поддиапазоне регулирования, алгоритм формирования управляющих сигналов и начальное число управляющих модулирующих сигналов i внутри половин отрезков должны определяться следующим образом. В первую очередь находится величина 0,4N/К, показывающая при округлении в большую сторону число модулирующих сигналов управления внутри упомянутых 24-градусных отрезков, а также характер этого числа (четное оно или нечетное). Находят частное от деления 0,2N/К, характеризующее начальное значение i, при этом в случае дробной величины 0,2N/К полученное значение округляется до ближайшего целого числа в большую сторону. Исходя из полученного значения i, определяются соответствующие данным значениям i, N, К, L и М величины граничных частот Fi'' и Fi'. Указанные величины должны определяться по представленным выше зависимостям, описываемым пусковой режим работы преобразователя. В случае, когда найденное таким образом первое значение Fi'' окажется меньше пусковой частоты Fo, алгоритм формирования управляющих сигналов на первом поддиапазоне регулирования, в зоне Fi' > F ≥ Fo, должен соответствовать варианту управления при Fi' ≥ F > Fi'' (фиг. 4). В противном случае управляющие модулирующие сигналы должны формироваться в зоне Fi'' > F ≥ Fo по второму и упомянутых алгоритмов (фиг. 3). Следует еще раз отметить, что в диапазоне пусковых частот преобразователя Fo÷2Fo все параметры режима управленрия должны определяться в соответствии с соотношениями, описывающими именно пусковой режим работы.In the first, starting from the starting frequency F o , the control sub-range, the algorithm for generating control signals and the initial number of control modulating signals i inside the half segments should be determined as follows. First of all, a value of 0.4N / K is found, which, when rounded up, shows the number of modulating control signals inside the mentioned 24-degree segments, as well as the nature of this number (even or odd). Find the quotient of 0.2N / K dividing the initial value of i, and in the case of a fractional value of 0.2N / K, the resulting value is rounded up to the nearest whole number. Based on the obtained value of i, the values of the boundary frequencies F i '' and F i 'corresponding to these values of i, N, K, L and M are determined. The indicated values should be determined by the above dependencies described by the inverter start-up mode. In the case when the first value F i '' found in this way is less than the starting frequency F o , the algorithm for generating control signals on the first control sub-band, in the zone F i '> F ≥ F o , must correspond to the control variant for F i ' ≥ F > F i '' (Fig. 4). Otherwise, the control modulating signals must be generated in the zone F i ''> F ≥ F o according to the second and the above-mentioned algorithms (Fig. 3). It should be noted once again that in the starting frequency range of the converter F o ÷ 2F o, all parameters of the control mode must be determined in accordance with the relations that describe the starting mode of operation.

В соответствии с вышесказанным применительно к выбранному в качестве примера режиму управления с N = 10, К = 0,5; L = 5 и М = 0,25 начальное значение параметра i для анализируемого варианта определится как i = 0,2N/К = 4, которое в данном конкретном случае является целым числом (в случае дробного частного от деления начальное i находится округлением в большую сторону). Частное от деления 0,4N/К = 8 является целым четным числом, соответственно четно начальное количество модулирующих сигналов внутри отрезков, что является важным фактором для дальнейшего определения параметров режима управления. Поскольку в первой зоне управления F4'' > F ≥ Fo, начальный, начиная со стартовой частоты преобразователя, алгоритм формирования соответствует форме управляющих сигналов (фиг. 3), который после частоты F4'' = 1,041Fo сменится вторым опорным алгоритмом (фиг. 4), границей которого будет частота F4' = 1,343Fo, после которой значение индекса i уменьшается на единицу (i = 3). Дальнейший переход от одного поддиапазона регулирования к другому в пусковом режиме производится на частоте F3'' = 1,491Fo. Значение следующей по порядку граничной частоты F3' лежит выше верхней границы пускового режима (выше частоты 2Fo), поэтому дальнейшее определение Fi'' и Fi' должно производиться уже по другим из вышеприведенных зависимостей, характеризующим номинальный режим управления применительно к диапазону частот, ограниченному сверху частотой LFo. Соответственно по другим зависимостям, начиная с частоты 2Fo, должны определяться продолжительности модулирующих сигналов управления λ и λ '. Определенные подобным образом значения следующих по порядку граничных частот в номинальном режиме работы преобразователя соответственно равны: F3' = 2,232Fo, F2'' = 3,000Fo. Следующее по порядку значение граничной частоты лежит выше базового значения LFo = 5Fo, поэтому, начиная с
отмеченной частоты, на верхнем частотном диапазоне изменение τ и определение значений граничных частот должно осуществляться по другим, приведенным в тексте описания выше, зависимостям. Соответствующая величина верхней граничной частоты, лежащей в этом поддиапазоне, равна F2'= 5,662Fo. Начиная с этой частоты и до частоты 0,8NFo, внутри каждой половины каждого из 24-градусных отрезков формируется по одному модулирующему сигналу управления (i = 1) с продолжительностью λ = 1/24(0,8/F - 1/FoN) = 1/24(0,8/F - 1/10Fo), уменьшающийся до нуля на частоте 0,8NFo.In accordance with the foregoing, with respect to the control mode selected as an example, with N = 10, K = 0.5; L = 5 and M = 0.25, the initial value of parameter i for the analyzed option is defined as i = 0.2N / K = 4, which in this particular case is an integer (in the case of a fractional quotient from division, the initial i is rounded up ) The quotient from the division of 0.4N / K = 8 is an even integer, respectively, even the initial number of modulating signals within the segments, which is an important factor for further determination of the control mode parameters. Since in the first control zone F 4 ''> F ≥ F o , the initial, starting from the starting frequency of the converter, generation algorithm corresponds to the form of control signals (Fig. 3), which after the frequency F 4 '' = 1,041F o will be replaced by the second reference algorithm (Fig. 4), the border of which will be the frequency F 4 '= 1,343F o , after which the value of the index i decreases by one (i = 3). Further transition from one control sub-range to another in the starting mode is carried out at a frequency of F 3 '' = 1,491F o . The value of the next in order boundary frequency F 3 'lies above the upper limit of the start-up mode (above the frequency 2F o ), therefore, further determination of F i ''and F i ' should be made according to the other of the above dependencies that characterize the nominal control mode in relation to the frequency range bounded above by the frequency LF o . Accordingly, according to other dependencies, starting from a frequency of 2F o , the durations of the modulating control signals λ and λ ′ must be determined. The similarly determined values of the following order of boundary frequencies in the nominal operating mode of the converter are respectively equal: F 3 ′ = 2,232F o , F 2 ″ = 3,000F o . The next order value of the boundary frequency lies above the base value LF o = 5F o , therefore, starting with
the marked frequency, in the upper frequency range, the change in τ and the determination of the values of the boundary frequencies should be carried out according to other dependencies given in the description text above. The corresponding value of the upper cutoff frequency lying in this subband is equal to F 2 '= 5,662 F o . Starting from this frequency and to a frequency of 0.8NF o , one modulating control signal (i = 1) with a duration of λ = 1/24 (0.8 / F - 1 / F o ) is formed inside each half of each of the 24-degree segments N) = 1/24 (0.8 / F - 1 / 10F o ), decreasing to zero at a frequency of 0.8 NF o .

В случае нечетного начального количества модулирующих сигналов внутри отрезков, имеющего место, например, при параметрах N = 10, К = 0,6(0,4N/К = 6,66-7) середина 24-градусных отрезков синхронизируется с серединой центрального тактового подинтервала. Значения граничных частот, переходных от одного поддиапазона регулирования к другому, при этом определяются по другим из приведенных выше зависимостей и для упомянутого режима (N = 10, К = 0,6, L = 5 и M = 0,25) соответственно равным в пусковом режиме F4' = 1,346Fo, F3'' = 1,537Fo; на первом диапазоне номинального регулирования F3' = 2,710Fo; на втором диапазоне номинального регулирования F2'' = 6,395Fo, F2' = 7,103Fo.In the case of an odd initial number of modulating signals within the segments, taking place, for example, with the parameters N = 10, K = 0.6 (0.4N / K = 6.66-7), the middle of the 24-degree segments is synchronized with the middle of the central clock sub-interval . The values of the boundary frequencies, transitioning from one control sub-band to another, are determined by the other of the above dependencies and for the mentioned mode (N = 10, K = 0.6, L = 5 and M = 0.25), respectively, equal to the starting mode F 4 '= 1,346F o , F 3 ''= 1,537F o ; on the first range of nominal regulation F 3 '= 2,710F o ; in the second range of nominal regulation, F 2 '' = 6.395F o , F 2 '= 7.103F o .

Временные диаграммы, иллюстрирующие процесс формирования сигналов управления на верхней части диапазона регулирования, когда 0,8NFo ≅ F < NFo, изображены на фиг. 5. В этом случае в центрах тактовых интервалов формируется по одному центральному модулирующему сигналу управления с последовательно уменьшающейся длительностью, определяемой как λ= 1/6F-1/6FoN. В этом режиме работы целесообразно обеспечить улучшение гармонического состава выходного напряжения (исключение из спектра пятой гармонической составляющей) путем формирования дополнительной последовательности модулирующих сигналов управления (пунктир на фиг. 5). Дополнительные сигналы формируются на крайних 30-градусных участках полупериодов управления, внутри зон 0-30, 150-180, 180-210 и 330-360 эл. град. Местоположение ближних к границам полупериодов фронтов дополнительных модулирующих сигналов управления определяют соответственно как 12 и 168 и как 192 и 348 эл. град. Длительность γ дополнительных сигналов управления определяется в соответствии с зависимостью
γ =

Figure 00000039
эл. град.Timing diagrams illustrating the process of generating control signals at the top of the control range when 0.8NF o ≅ F <NF o are shown in FIG. 5. In this case, at the centers of the clock intervals, one central modulating control signal is generated with a successively decreasing duration, defined as λ = 1 / 6F-1 / 6F o N. In this operating mode, it is advisable to improve the harmonic composition of the output voltage (exclusion from the spectrum fifth harmonic component) by forming an additional sequence of modulating control signals (dashed line in Fig. 5). Additional signals are generated at the extreme 30-degree sections of the control half-periods, inside the zones 0-30, 150-180, 180-210 and 330-360 el. hail. The location of the edges of the additional modulating control signals closest to the boundaries of the half-periods of the fronts is determined respectively as 12 and 168 and as 192 and 348 el. hail. The duration γ of additional control signals is determined in accordance with the dependence
γ =
Figure 00000039
email hail.

Достаточно сложные преимущественно нелинейные зависимости, характеризующие режим проведения приемов описанного способа управления, целесообразно осуществлять при помощи современных цифровых (микропроцессорных) средств управления. На фиг. 6 представлена блок-схема системы управления преобразователем, выполненной по вертикальному принципу, базовые блоки которой строятся на цифровой основе. Ниже приводится характеристика состава системы и принципа ее функционирования. Sufficiently complex, mainly non-linear dependencies characterizing the mode of carrying out the techniques of the described control method, it is advisable to carry out using modern digital (microprocessor) controls. In FIG. 6 is a block diagram of a converter control system made according to a vertical principle, the base blocks of which are built on a digital basis. The following is a description of the composition of the system and the principle of its functioning.

При помощи блока задания частоты 1 осуществляется задание требуемой выходной частоты преобразователя, на его выходе формируется сигнал U1, пропорциональный значению выходной частоты, который поступает на входы тактового генератора 2 и N/К-канального по выходу функционального преобразователя 3. Частота следования импульсов генератора 2 определяет частоту выходного сигнала блока развертки (генератора симметричного 24-градусного пилообразного напряжения с 12-градусными полочками в верхней части) 4, которая на всем диапазоне регулирования в 10 раз выше выходной частоты преобразователя. Сигнал блока 4 постоянно сопоставляется в блоке формирования управляющих импульсов 5 с выходными сигналами U3 функционального преобразоваателя 3, величина которых пропорциональна текущим значениям положений фронтов управляющих сигналов и выходных импульсов α1÷ α2i внутри тактовых интервалов. Значения α предварительно определяются расчетным путем из соотношений, характеризующих режим формирования управляющих сигналов как для пускового, так и для номинального диапазонов регулирования. Следует учитывать, что:
α1 = 72o - ( τ-λ)/2, α2 = α1 - λ,
α3 = α1 - τ,.... α2i = α2i-1 - λ. В моменты равенства текущих значений сигналов блоков 3 и 4 (фиг. 6) блоком 5 вырабатываются команды по формированию фронтов управляющих (и выходных) импульсов, которые распределяются по соответствующим вентилям преобразователя в соответствии с принятым опорным законом 180-градусного управления при помощи логического распределителя управляющих импульсов 6, соединенного своими тактовыми входами с соответствующими выходами трехразрядного регистра 7, работа которого на всем диапазоне регулирования синхронизируется тактовыми импульсами генератора 2.Using the frequency setting unit 1, the required converter output frequency is set, the signal U 1 is generated at its output, which is proportional to the value of the output frequency, which is fed to the inputs of the clock generator 2 and N / K channel at the output of the functional converter 3. The pulse frequency of the generator 2 determines the frequency of the output signal of the scanner (generator of a symmetric 24-degree sawtooth voltage with 12-degree shelves in the upper part) 4, which over the entire control range in 10 times the inverter output frequency. The signal of block 4 is constantly compared in the block of formation of control pulses 5 with the output signals U 3 of the functional converter 3, the value of which is proportional to the current values of the fronts of the control signals and output pulses α 1 ÷ α 2i inside the clock intervals. The values of α are preliminarily determined by calculation from the ratios characterizing the mode of generating control signals for both the starting and nominal control ranges. Please note that:
α 1 = 72 o - (τ-λ) / 2, α 2 = α 1 - λ,
α 3 = α 1 - τ, .... α 2i = α 2i-1 - λ. At the moments of equality of the current values of the signals of blocks 3 and 4 (Fig. 6), block 5 generates commands for generating the edges of the control (and output) pulses, which are distributed to the corresponding valves of the converter in accordance with the accepted reference law of 180-degree control using a logical control distributor pulses 6, connected by its clock inputs to the corresponding outputs of the three-digit register 7, whose work on the entire control range is synchronized by the clock pulses of the gene Rathor 2.

Таким образом, закон формирования управляющих сигналов на вентили трехфазного мостового преобразователя позволяет обеспечить на всем диапазоне регулирования полное исключение из спектра выходного напряжения наиболее нежелательной пятой паразитной гармоники. На большей части диапазона регулирования указанный эффект обеспечивается наиболее экономичным фазо-импульсным методом, без осуществления дополнительных коммутаций в силовой схеме. Также достигается за счет увеличенного количества управляющих и выходных сигналов на полупериоде в зоне низких и средних выходных частот улучшение динамических свойств системы в указанных зонах. На всем диапазоне регулирования осуществляется плавный безударный переход от одного поддиапазона регулирования к другому. Благодаря двухзонному заданию продолжительности тактовых подинтервалов описанный способ обладает достаточной универсальностью, позволяя обеспечить требуемые частоту переключения вентилей и спектральный состав выходного сигнала в практически любых желаемых зонах управления. Видоизменение номинального закона управления в зоне пусковых частот позволяет повысить надежность осуществления весьма важного и сложного режима пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный электродвигатель. Отмеченные преимущества могут быть с эффектом использованы при создании преобразователей как для специальных, так и для общепромышленных систем частотно-регулируемого электропривода, в том числе высоковольтных преобразовательных систем. Thus, the law of the formation of control signals on the valves of a three-phase bridge converter allows us to ensure the complete exclusion from the spectrum of the output voltage of the most undesirable fifth spurious harmonic over the entire control range. For most of the control range, this effect is provided by the most economical phase-pulse method, without additional switching in the power circuit. It is also achieved due to the increased number of control and output signals at a half-cycle in the zone of low and medium output frequencies that the dynamic properties of the system in these zones are improved. Throughout the entire range of regulation, a smooth, unshocked transition is made from one sub-range of regulation to another. Due to the two-zone setting of the duration of the clock sub-intervals, the described method has sufficient versatility, allowing to provide the required switching frequency of the valves and the spectral composition of the output signal in almost any desired control zones. Modification of the nominal control law in the starting frequency zone makes it possible to increase the reliability of the implementation of a very important and complex starting mode of the converter loaded on an induction motor. The noted advantages can be used with effect when creating converters for both special and general industrial systems of a frequency-controlled electric drive, including high-voltage converter systems.

Claims (2)

1. СПОСОБ АСИНХРОННОГО ШИРОТНО-КОДОВОГО УПРАВЛЕНИЯ ТИРИСТОРНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА с N-кратным, начиная с частоты F0, диапозоном регулирования частоты и величины выходного напряжения, при котором основные вентили разных фаз и групп преобразователя периодически включают и выключают с взаимным фазовым сдвигом в 60 эл.град. в последовательности +A, -C, +B, -A, +C, -B, при этом для каждого вентиля в течение одного полупериода 0-180 эл. град. формируют интервалы проводимости вентиля, в течение другого полупериода 180-360 эл.град. - интервалы закрытого состояния вентиля, на центральных внутри указанных полупериодов тактовых 60-градусных по длительности интервалах 60-120 и 240-300 эл.град. формируют модулирующие сигналы управления, разноименные с соответствующим полупериодом управления, число которых последовательно уменьшают с ростом выходной частоты F преобразователя, генерирование указанных модулирующих сигналов производят в серединах тактовых подынтервалов с длительностью τ , формирование каждого i-го, считая от опорной точки и до тактовой точки, модулирующего сигнала управления осуществляют при изменении выходной частоты преобразователя от F0 до граничной частоты Fi', при этом в номинальном режиме работы на поддиапазонах выходных частот, при которых F
Figure 00000040
F >F
Figure 00000041
(F
Figure 00000042
> F
Figure 00000043
> F
Figure 00000044
), продолжительности λ всех модулирующих сигналов управления равны между собой, а на частотных поддиапазонах, на которых F , i ≥F>F , i ,, наряду с основным массивом модулирующих сигналов управления с продолжительностью λ в отмеченных тактовых точках формируют тактовый модулирующий сигнал с длительностью λ ′ , отличающийся тем, что , с целью улучшения на всем диапозоне регулирования гармонического состава выходного напряжения преобразователя, а также в пусковом режиме и в диапозоне пониженных и средних выходных частот, динамических характеристик системы электропривода и повышения надежности пуска, в диапозоне выходных частот F0-0,8NF0 в центрах указанных тактовых интервалов формируют центральные модулирующие сигналы управления с продолжительностью 1/30 F, на каждой половине тактового интервала внутри каждого из крайних отрезков 24-градусных продолжительностей середину указанных отрезков выбирают в качестве указанной опорной точки, определяют начальное число модулирующих сигналов управления внутри указанных отрезков как частное от деления 0,4N/K, округляя его в большую сторону в случае дробной величины указанного частного, синхронизируют середину 24-градусных отрезков с концом и началом двух соответствующих центральных тактовых подынтервалов в случае четного числа модулирующих сигналов внутри указанных отрезков или с серединой центрального тактового подынтервала в случае нечетного количества подынтервалов внутри 24-градусных отрезков, в качестве упомянутых тактовых точек используют границы указанных 24-градусных отрезков, в диапазоне выходных частоты преобразователя F0 - LF0 продолжительность τ тактовых подынтервалов принимают равной
τ =
Figure 00000045

в диапазоне выходных частоты преобразователя LF0 - 0,8NF продолжительность τ определяют как
τ =
Figure 00000046

в пусковом режиме работы при 2F0 > F ≥ F0 значения упомянутых граничных частот, переходных от одного поддиапазона управления к другому, определяют соответственно как
F
Figure 00000047
=F
Figure 00000048
,
F
Figure 00000049
=F
Figure 00000050
.1. METHOD OF ASYNCHRONOUS WIDTH-CODE CONTROL FOR THYRISTOR CONVERTER FOR ELECTRIC DRIVES with N-fold, starting from frequency F 0 , a range of frequency control and output voltage values, at which the main valves of different phases and groups of the converter periodically turn on and off with a phase shift of 60 phases electric city in the sequence + A, -C, + B, -A, + C, -B, while for each valve for one half-cycle 0-180 e. hail. form the intervals of the conductivity of the valve, for another half period of 180-360 el. - intervals of the closed state of the valve, on the central intervals within the indicated half-periods of the clock 60-degree intervals of 60-120 and 240-300 el. degrees. form modulating control signals, opposite to the corresponding half-cycle of control, the number of which decreases sequentially with increasing output frequency F of the converter, the generation of these modulating signals is carried out in the middle of the clock sub-intervals with duration τ, the formation of each i-th counting from the reference point to the clock point, modulating the control signal is carried out when changing the inverter output frequency F from 0 to the cutoff frequency F i ', with nominal operation at prying pazonah output frequencies at which F
Figure 00000040
F> f
Figure 00000041
(F
Figure 00000042
> F
Figure 00000043
> F
Figure 00000044
), the durations λ of all modulating control signals are equal to each other, and on the frequency subbands on which F , i ≥F> F , i , along with the main array of modulating control signals with a duration of λ at the marked clock points, a clock modulating signal with a duration of λ ′ is generated, characterized in that, in order to improve the entire range of regulation of the harmonic composition of the output voltage of the converter, as well as in the starting mode and in the range of low and medium output frequencies, the dynamic characteristics of the electric drive system and increase the reliability of start-up, in the range of output frequencies F 0 -0.8NF 0 in the centers of the indicated clock inter the shafts form central modulating control signals with a duration of 1/30 F, on each half of the clock interval inside each of the extreme segments of 24-degree durations, the middle of these segments is selected as the specified reference point, the initial number of modulating control signals inside these segments is determined as the quotient from the division 0.4N / K, rounding it up in the case of a fractional value of the indicated quotient, synchronize the middle of the 24-degree segments with the end and the beginning of two corresponding central clock subintervals in the case of an even number of modulating signals within the indicated segments or with the middle of the central clock subinterval in the case of an odd number of subintervals within 24-degree segments, the boundaries of the indicated 24-degree segments are used as the mentioned clock points, in the output frequency range of the converter F 0 - LF 0 the duration τ of the clock sub-intervals is taken equal
τ =
Figure 00000045

in the output frequency range of the converter LF 0 - 0.8NF, the duration τ is determined as
τ =
Figure 00000046

in the starting operation mode at 2F 0 > F ≥ F 0, the values of the mentioned boundary frequencies transitioning from one control sub-band to another are determined respectively as
F
Figure 00000047
= F
Figure 00000048
,
F
Figure 00000049
= F
Figure 00000050
. в этом режиме λ=τ -
Figure 00000051
, при F
Figure 00000052
≥F>F″ λ′=1/30F-1τ -
Figure 00000053
,
F
Figure 00000054
и F
Figure 00000055

а в номинальном режиме работы преобразователя при LF0 ≥ F > 2F0значения граничных частот F
Figure 00000056
=F
Figure 00000057
находят соответственно как
F
Figure 00000058
=F
Figure 00000059

F
Figure 00000060
и F
Figure 00000061

при 0,8NF0 ≥ F > LF0 значения частот F
Figure 00000062
= F
Figure 00000063
находят соответственно как
F
Figure 00000064
=F
Figure 00000065

при этом на диапазоне номинального режима работы преобразователя до частоты 0,8NF0 при Fi≥ F > F
Figure 00000066
λ=τ -
Figure 00000067
,
λ′ = 1/30F - lτ - 1/24 FoNm;
при F
Figure 00000068
F > F
Figure 00000069

λ =
Figure 00000070
-
Figure 00000071

при NF0 > F ≥ 0,8NF0 λ = 1 / 6F - 1 / 6F0N,
где l = i - 1, m = 2i - 1, n = i - для управления с четным числом модулирующих сигналов внутри 24-градусных отрезков,
l = i - 1,5, m = 2 (i - 1), n = i - 0,5 - для управления с нечетным количеством модулирующих сигналов управления среди упомянутых отрезков;
K - число, в которое изменяется продолжительность тактовых подынтервалов и соответствующее этому изменению количество импульсов в полуволне выходной кривой на начальной части F0 напряжения питания системы энергопривода от преобразователя;
M - число, в которое изменяется продолжительность тактовых подынтервалов и соответствующее этому изменению количество импульсов в полуволне выходной кривой на частоте LF0 питания системы электропривода от преобразователя.in this mode, λ = τ -
Figure 00000051
at F
Figure 00000052
≥F> F ″ λ ′ = 1 / 30F-1τ -
Figure 00000053
,
F
Figure 00000054
and F
Figure 00000055

and in the nominal operating mode of the converter at LF 0 ≥ F> 2F 0 the values of the boundary frequencies F
Figure 00000056
= F
Figure 00000057
find accordingly
F
Figure 00000058
= F
Figure 00000059

F
Figure 00000060
and F
Figure 00000061

at 0.8 NF 0 ≥ F> LF 0 frequency values F
Figure 00000062
= F
Figure 00000063
find accordingly
F
Figure 00000064
= F
Figure 00000065

in the range of the nominal operating mode of the converter to a frequency of 0.8NF 0 for F i ≥ F> F
Figure 00000066
λ = τ -
Figure 00000067
,
λ ′ = 1 / 30F - lτ - 1/24 F o Nm;
at F
Figure 00000068
F> f
Figure 00000069

λ =
Figure 00000070
-
Figure 00000071

when NF 0 > F ≥ 0.8 NF 0 λ = 1 / 6F - 1 / 6F 0 N,
where l = i - 1, m = 2i - 1, n = i - for control with an even number of modulating signals inside 24-degree segments,
l = i - 1,5, m = 2 (i - 1), n = i - 0,5 - for control with an odd number of modulating control signals among the mentioned segments;
K is the number in which the duration of the clock sub-intervals changes and the number of pulses corresponding to this change in the half-wave of the output curve at the initial part F 0 of the supply voltage of the power supply system from the converter;
M is the number in which the duration of the clock sub-intervals changes and the number of pulses corresponding to this change in the half-wave of the output curve at the frequency LF 0 of the power supply of the electric drive system from the converter. 2. Способ по п.1, отличающийся тем, что на поддиапазоне регулирования 0,8NF0 < F ≅ NF0 формируют внутри интервалов 0 - 30; 150 - 180; 180 - 210 и 330 - 360 эл.град. дополнительные модулирующие сигналы управления, при этом местоположение ближних к границам полупериодов фронтов дополнительных модулирующих сигналов управления определяют соответственно как 12 и 168 и как 192 и 348 эл.град., а продолжительность γ отмеченных сигналов находят как
γ =
Figure 00000072
эл.град. эл.град.2. The method according to claim 1, characterized in that on the control sub-range of 0.8NF 0 <F ≅ NF 0 form inside the intervals 0 to 30; 150 - 180; 180 - 210 and 330 - 360 electric city. additional modulating control signals, while the location of the edges closest to the boundaries of the half-periods of the edges of additional modulating control signals is determined respectively as 12 and 168 and as 192 and 348 electric degrees, and the duration γ of the marked signals is found as
γ =
Figure 00000072
electric city electric city
SU4950969 1991-06-27 1991-06-27 Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive RU2022441C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4950969 RU2022441C1 (en) 1991-06-27 1991-06-27 Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4950969 RU2022441C1 (en) 1991-06-27 1991-06-27 Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2022441C1 true RU2022441C1 (en) 1994-10-30

Family

ID=21582170

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SU4950969 RU2022441C1 (en) 1991-06-27 1991-06-27 Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2022441C1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2458453C2 (en) * 2007-09-10 2012-08-10 Абб Рисерч Лтд Method for operation of rotary electric machine

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
1. Калашников Б.Е. и др. Системы управления автономными инверторами. М.: Энергия, 1974. (56) *
2. Эпштейн И.И. Автоматизированный электропривод переменного тока. М.: Энергоиздат, 1982. (56) *
3. Авторское свидетельство СССР N 149234, кл. H 02M 7/48, 1989. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2458453C2 (en) * 2007-09-10 2012-08-10 Абб Рисерч Лтд Method for operation of rotary electric machine

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0072526A1 (en) AC to AC power converter with a controllable power factor
US4167775A (en) Controller for synthesizer circuit for generating three-tier waveforms
KR920006267B1 (en) Frequency changer system
RU2022441C1 (en) Method of asynchronous code-width control of thyristor converter for electric drive
RU2025032C1 (en) Method of asynchronous pulse-duration-code control over semiconductor converter of electric motor drive
US4220988A (en) Controller for waveform synthesizer
Zigirkas et al. Voltage control of single-phase induction motors using asymmetrical PWM and fuzzy logic
RU2691635C2 (en) Double-channel frequency conversion method
US5307258A (en) Process for converting a first AC signal into a second AC signal and a converter for performing the process
RU1781805C (en) Method of pulse-width-and-code control over rectifier converter for electric motor drive
RU1781803C (en) Method of pulse-width-and-code control over rectifier converter for frequency-controlled electric drive
RU1775825C (en) Method of pulse-code control for an electric drive thyristor converter
RU1775827C (en) Method of pulse-code control for an ac electric drive adjustable three-phase converter
RU1775824C (en) Method of pulse-width-code control for an induction motor drive adjustable bridge converter
SU752688A1 (en) Frequency converter control method
RU1775826C (en) Three-phase valve-type converter non-linear control method
RU1823112C (en) Method of control over three-phase valve converter
RU2804403C1 (en) Method for controlling power of static reactive power compensator operating in sinusoidal alternating voltage network
RU2236078C2 (en) Three-phase voltage regulation process
RU1816341C (en) Method of control over bridge converter under starting mode
RU2713389C2 (en) Multi-zone dc/ac converter
SU1720132A1 (en) Method of control valve-type three-phase converter
SU951606A1 (en) Three-phase self-excited inverter
SU888333A1 (en) Method of shaping control signal of controllable inverter switches
SU1686665A1 (en) Method for controlling three-phase rectifier converter for electric drive