RU2020745C1 - Nonelectric-quantity-to-digital-code converter - Google Patents

Nonelectric-quantity-to-digital-code converter Download PDF

Info

Publication number
RU2020745C1
RU2020745C1 SU4920308A RU2020745C1 RU 2020745 C1 RU2020745 C1 RU 2020745C1 SU 4920308 A SU4920308 A SU 4920308A RU 2020745 C1 RU2020745 C1 RU 2020745C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
output
input
voltage
frequency
inputs
Prior art date
Application number
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Ю.П. Мирюк
Ю.Л. Полунов
Original Assignee
Красноармейский Научно-Исследовательский Институт Механизации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Красноармейский Научно-Исследовательский Институт Механизации filed Critical Красноармейский Научно-Исследовательский Институт Механизации
Priority to SU4920308 priority Critical patent/RU2020745C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2020745C1 publication Critical patent/RU2020745C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)

Abstract

FIELD: nonelectric quantity conversion and digital measurement technology. SUBSTANCE: converter has crystal oscillator, two frequency dividers, polarity selector switch, two switches, flip-flop, EXCLUSIVE OR gate, and also input differential amplifier, active band filter, phase-sensitive demodulator, active low-frequency filter, modulator, and feedback resistor, reference-voltage generator, integrator, and comparator. All these components function to shape pulse supply voltage for bridge-type reference-frequency sensor, amplify and narrow-band filter off sensor output signal in narrow band, filter excess noise of amplifier at this frequency, this procedure being followed by phase-sensitive demodulation and filtering, as well as stabilization of amplifier gain by means of negative feedback circuit; then analog-to-digital conversion of mentioned circuit output voltage is made depending on push-pull integration with input value integration duration multiple of double cycle of pulse supply voltage of bridge-type sensor. Measurement result is shaped in pulse counter and upon completion of each measurement transferred to output register. EFFECT: improved resolution and accuracy in measurement of mass, force, pressure, strain, and other quantities due to exclusive random error component caused by excess noise of bridge-type sensor output-signal amplifier from measurement result. 1 dwg

Description

Изобретение относится к устройствам измерительной техники, а именно к тензометрическим преобразователям неэлектрических величин, и может быть использовано в системах измерения массы, силы, давления, деформации и т.д. при повышенных требованиях к чувствительности и точности измерения. The invention relates to devices of measuring equipment, namely to strain gauge converters of non-electric quantities, and can be used in systems for measuring mass, force, pressure, deformation, etc. with increased requirements for sensitivity and measurement accuracy.

Известно цифровое тензометрическое устройство, содержащее мостовой тензодатчик, источник питания, выход которого соединен с входом делителя напряжения и с первым входом коммутатора, второй вход которого подключен к выходу делителя напряжения, а выход включен в диагональ питания тензодатчика, выход которого через предусилитель соединен с выходом время-импульсного преобразователя, две схемы совпадения, реверсивный счетчик и блок памяти, а также генератор импульсов, делитель частоты и блок управления, причем выход генератора импульсов подключен к управляющему входу блока управления, первому входу первой схемы совпадения, а через делитель частоты к первому входу второй схемы совпадения, выход время-импульсного преобразователя соединен с вторыми входами схем совпадения,выход первой схемы совпадения соединен с входом обратного счета реверсивного счетчика, выход второй схемы совпадения - с входом прямого счета реверсивного счетчика, а его выход соединен с входом блока памяти, управляющие входы коммутатора, схем совпадения, время-импульсного преобразователя, блока памяти и реверсивного счетчика подключены к соответствующим выходам блока управления (авт.св.СССР N 1195261, кл. G 01 P 7/00, 1985). A digital strain gauge device is known that contains a bridge strain gauge, a power source whose output is connected to the input of the voltage divider and to the first input of the switch, the second input of which is connected to the output of the voltage divider, and the output is included in the power supply diagonal of the strain gauge, the output of which through the preamplifier is connected to the output time pulse converter, two matching circuits, a reversible counter and a memory unit, as well as a pulse generator, a frequency divider and a control unit, and the output of the pulse generator connected to the control input of the control unit, the first input of the first coincidence circuit, and through the frequency divider to the first input of the second coincidence circuit, the output of the time-pulse converter is connected to the second inputs of the coincidence circuit, the output of the first coincidence circuit is connected to the countdown input of the reverse counter, the second output coincidence circuit - with the input of the direct counting of the reversible counter, and its output is connected to the input of the memory block, the control inputs of the switch, coincidence circuits, time-pulse converter, memory block and a reversible counter connected to the corresponding outputs of the control unit (ed. St.SSSSR N 1195261, cl. G 01 P 7/00, 1985).

Однако известное устройство не обеспечивает высокой разрешающей способности, а следовательно, и высокой точности измерения вследствие воздействия на вход время-импульсного преобразователя избыточного шумового напряжения, характеризующего шум предусилителя. However, the known device does not provide high resolution, and therefore, high measurement accuracy due to exposure to the input of the time-pulse converter of excessive noise voltage characterizing the noise of the preamplifier.

В качестве прототипа принято устройство, содержащее источник питания, тензомост, масштабный усилитель и время-импульсный преобразователь, выполненный в виде последовательно соединенных резистора, измерительного ключа и интегратора, выход которого через компаратор соединен с одним из входов триггера полярности, выходы которого соединены с первыми входами схем совпадения, причем другие входы схем совпадения соединены с блоком управления, а выходы - с управляющими входами ключей опорного напряжения, составной дифференциальный усилитель с двухфазным выходом, соединенный через резисторы обратной связи со своим инвертирующими входами (авт.св. СССР N 639140, кл. Н 03 М 1/12, 1976). Для повышения точности преобразования в устройство введены переключатель полярности напряжения, триггер и элемент совпадения, один вход которого соединен с выходом компаратора, другой вход - с выходом блока управления, а выход - со счетным входом триггера, выходы которого соединены с первым и вторым входами переключателя полярности напряжения, третий и четвертый входы которого соединены с разнополярными выходами блока питания, а выходы подключены к первому и второму входам усилителя постоянного тока и к одной из диагоналей тензомоста. Измерение сигнала тензомоста производится за два последовательных цикла, которые отличаются между собой полярностью измеряемого сигнала и соответственно опорного напряжения. Напряжение дрейфа или низкочастотный шум предварительного усилителя в одном из циклов преобразования создает дополнительную погрешность одного знака, а в другом цикле - противоположного, что позволяет в суммарном результате измерения получить более полную компенсацию. As a prototype, a device containing a power source, a strain gauge, a scale amplifier and a time-pulse converter made in the form of a series-connected resistor, a measuring key and an integrator, the output of which through a comparator is connected to one of the inputs of a polarity trigger, the outputs of which are connected to the first inputs matching circuits, the other inputs of matching circuits connected to the control unit, and the outputs to the control inputs of the keys of the reference voltage, a composite differential amplifier two-phase output coupled through a feedback resistor to its inverting input terminal (SU, USSR N 639140, cl. H 03 M 1/12, 1976). To increase the accuracy of conversion, a voltage polarity switch, a trigger, and a coincidence element are introduced into the device, one input of which is connected to the output of the comparator, the other input to the output of the control unit, and the output to the counting input of the trigger, the outputs of which are connected to the first and second inputs of the polarity switch voltage, the third and fourth inputs of which are connected to the bipolar outputs of the power supply, and the outputs are connected to the first and second inputs of the DC amplifier and to one of the diagonals of the strain bridge. The signal of the strain gage is measured in two consecutive cycles, which differ in polarity of the measured signal and, accordingly, the reference voltage. The drift voltage or low-frequency noise of the pre-amplifier in one of the conversion cycles creates an additional error of one sign, and in the opposite cycle, which allows for a more complete compensation in the total measurement result.

Недостаток этого устройства: не обеспечиваются высокая разрешающая способность и точность преобразования вследствие того, что коррекции подвержена только низкочастотная область шума (дрейфа нуля) предусилителя, а шум предусилителя более высоких частот оказывается нескорректированным. The disadvantage of this device is that it does not provide high resolution and conversion accuracy due to the fact that only the low-frequency region of noise (zero drift) of the preamplifier is subject to correction, and the noise of the preamplifier of higher frequencies is uncorrected.

Цель изобретения - повышение разрешающей способности и точности преобразования за счет введения ряда элементов, их взаимосвязи и связей с другими элементами, обеспечивающими управление устройством. The purpose of the invention is to increase the resolution and accuracy of the conversion by introducing a number of elements, their relationship and relationships with other elements that provide device control.

На чертеже приведена функциональная схема предлагаемого преобразователя. The drawing shows a functional diagram of the proposed Converter.

Преобразователь содержит источник 1 питания, переключатель 2 полярности, мостовой датчик 3, входной дифференциальный усилитель 4, активный полосовой фильтр 5, фазочувствительный демодулятор 6, активный фильтр 7 нижних частот, модулятор 8 и резистор 9 обратной связи, первый 10 и второй 11 ключи, интегратор 12, компаратор 13, формирователь 14 опорного напряжения, кварцевый генератор 15, первый 16 и второй 17 делители частоты, триггер 18, элемент ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 19, счетчик 20 импульсов и выходной регистр 21, к выходу которого может подключаться регистратор (на чертеже не показан). The converter contains a power source 1, a polarity switch 2, a bridge sensor 3, an input differential amplifier 4, an active bandpass filter 5, a phase-sensitive demodulator 6, an active low-pass filter 7, a modulator 8 and a feedback resistor 9, the first 10 and second 11 keys, an integrator 12, a comparator 13, a voltage driver 14, a crystal oscillator 15, a first 16 and a second 17 frequency dividers, a trigger 18, an EXCLUSIVE OR element 19, a pulse counter 20 and an output register 21, to the output of which a recorder can be connected (on not shown).

Преобразователь может быть выполнен на базе интегральных микросхем серий К140, К544, К561, К590, конденсаторов типа К72, К73 и резисторов типа С5-61, С2-29В. The converter can be made on the basis of integrated circuits of the K140, K544, K561, K590 series, capacitors of the K72, K73 type and resistors of the C5-61, C2-29V type.

Преобразователь работает следующим образом. The converter operates as follows.

Мостовой датчик 3 получает питание через переключатель 2 полярности от высокостабильного источника 1 питания постоянного напряжения. Переключатель 2 полярности преобразует выходное напряжение источника 1 питания в последовательность разнополярных импульсов прямоугольной формы с частотой fм. Выходное напряжение, снимаемое с измерительной диагонали мостового датчика 3 и представляющее собой сумму пропорционального измеряемому параметру детерминированного сигнала и напряжения теплового шума тензорезисторов мостового датчика 3, поступает на вход входного дифференциального усилителя 4. Выходное напряжение входного дифференциального усилителя 4 без учета напряжения теплового шума транзисторов мостового датчика 3 равно
Uк(t) = [Uв(t) + l(t)] K1, (1) где Uв(t) - выходное напряжение мостового датчика 3, пропорциональное измеряемому параметру;
l(t) - напряжение избыточного шума, вносимого входным дифференциальным усилителем 4;
K1 - коэффициент усиления входного дифференциального усилителя 4.The bridge sensor 3 receives power via a polarity switch 2 from a highly stable DC voltage supply 1. Switch 2 polarity converts the output voltage of the power source 1 into a sequence of bipolar pulses of rectangular shape with a frequency of f m The output voltage taken from the measuring diagonal of the bridge sensor 3 and representing the sum of the determinate signal and the thermal noise voltage proportional to the measured parameter of the strain gauges of the bridge sensor 3, is fed to the input of the input differential amplifier 4. The output voltage of the input differential amplifier 4 without taking into account the thermal noise voltage of the bridge sensor transistors 3 is equal
U to (t) = [U at (t) + l (t)] K 1 , (1) where U at (t) is the output voltage of the bridge sensor 3, proportional to the measured parameter;
l (t) is the voltage of excess noise introduced by the input differential amplifier 4;
K 1 - gain of the input differential amplifier 4.

Избыточный шум l(t) можно представить в виде суперпозиции синусоидальных воздействий с неслучайными частотами и случайными амплитудами, что характерно при спектральном разложении стационарного эргодического случайного процесса. Спектральная плотность избыточного шума определяется известным выражением
S(ω)=S

Figure 00000001
1+
Figure 00000002
, (2) где ωo - частота разграничения избыточного и белого шума;
So - спектральная плотность на участке белого шума.Excessive noise l (t) can be represented as a superposition of sinusoidal effects with nonrandom frequencies and random amplitudes, which is characteristic of the spectral decomposition of a stationary ergodic random process. The spectral density of excess noise is determined by the known expression
S (ω) = S
Figure 00000001
1+
Figure 00000002
, (2) where ω o is the frequency of distinguishing between excess and white noise;
S o - spectral density in the area of white noise.

Отсюда, ограничившись рассмотрением низкочастотного участка избыточного шума, спектральная плотность избыточного шума на выходе входного дифференциального усилителя 4 составит
Sк(ω)=K 2 1 S

Figure 00000003
. (3)
Представив последовательность разнополярных импульсов прямоугольной формы в виде разложения в ряд Фурье, выражение (1) приводят к виду
Uк(t)=
Figure 00000004
+l(t)
Figure 00000005
K1, (4) где Uа - амплитуда Uв(t). С выхода входного дифференциального усилителя 4 напряжение Uк(t) поступает на вход активного полосового фильтра 5, выполненного по схеме биквадратного полосового фильтра с коэффициентом усиления К2добротностью Q и частотой настройки ωп=ωм. Модуль передаточной функции активного полосового фильтра 5 имеет вид
Figure 00000006
H1(jω)
Figure 00000007
=
Figure 00000008
. (5)
Для выходного напряжения активного полосового фильтра 5 справедливо
Uп(t)=
Figure 00000009
H1(jω)
Figure 00000010
Uк(t). (6)
Подставляя уравнения (4) и (5) в выражение (6) и проведя вычисления первой, третьей и пятой гармоник в Uп(t), видят, что при достаточно высоком значении добротности Q ≈100, выходное напряжение активного полосового фильтра 5 определяет только первая гармоника Uк(t), вклад третьей, пятой и т.д. гармоник крайне незначителен.Hence, limiting ourselves to considering the low-frequency section of excess noise, the spectral density of excess noise at the output of the input differential amplifier 4 will be
S to (ω) = K 2 1 S
Figure 00000003
. (3)
Representing a sequence of rectangular polarity impulses in the form of expansion in a Fourier series, expression (1) leads to the form
U to (t) =
Figure 00000004
+ l (t)
Figure 00000005
K 1 , (4) where U a is the amplitude of U in (t). From the output of the input differential amplifier 4, the voltage U k (t) is supplied to the input of the active band-pass filter 5, made according to the biquadratic band-pass filter with a gain of K 2, Q factor, and tuning frequency ω p = ω m . The transfer function module of the active band-pass filter 5 has the form
Figure 00000006
H 1 (jω)
Figure 00000007
=
Figure 00000008
. (5)
For the output voltage of the active bandpass filter 5 is true
U p (t) =
Figure 00000009
H 1 (jω)
Figure 00000010
U to (t). (6)
Substituting equations (4) and (5) into expression (6) and calculating the first, third, and fifth harmonics in U p (t), we see that at a sufficiently high quality factor Q ≈100, the output voltage of the active bandpass filter 5 determines only the first harmonic U to (t), the contribution of the third, fifth, etc. harmonics are extremely negligible.

Отсюда Uп(t)=K1·K

Figure 00000011
sinωмt+ln(t),, (7) где ln(t)=
Figure 00000012
H1(jω)
Figure 00000013
l(t).Hence U p (t) = K 1 · K
Figure 00000011
sinω m t + l n (t) ,, (7) where l n (t) =
Figure 00000012
H 1 (jω)
Figure 00000013
l (t).

Спектральная плотность шумового напряжения на выходе активного полосового фильтра 5 составляет
Sп(ω)=

Figure 00000014
H1(jω)
Figure 00000015
Sк(ω). (8)
С учетом выражений (3)и (5)
Sп(ω)=
Figure 00000016
. (9)
Таким образом, активный полосовой фильтр 5 предназначен для выделения и усиления первой гармоники детерминированной составляющей Uк(t), а также для выделения и усиления шумового напряжения l(t) на частоте ωм.The spectral density of the noise voltage at the output of the active band-pass filter 5 is
S p (ω) =
Figure 00000014
H 1 (jω)
Figure 00000015
S to (ω). (8)
Given the expressions (3) and (5)
S p (ω) =
Figure 00000016
. (9)
Thus, the active bandpass filter 5 is designed to isolate and amplify the first harmonic of the deterministic component U k (t), as well as to isolate and amplify the noise voltage l (t) at a frequency of ω m .

Выходное напряжение активного полосового фильтра 5 поступает на вход синфазного двухполупериодного фазочувствительного демодулятора 6 с частотой управляющего напряжения, равной fм. Для выходного напряжения демодулятора 6 справедливо
Uд(t)=Uп(t)

Figure 00000017
. (10)
Используя выражение (7) после преобразований, ограничиваются первыми двумя членами ряда:
Uд(t)= K1K
Figure 00000018
(1-cos2ωмt)+lд(t), (11) где lд(t) - шумовое напряжение на выходе демодулятора 6.The output voltage of the active band-pass filter 5 is fed to the input of the in-phase half-wave phase-sensitive demodulator 6 with a frequency of the control voltage equal to f m For the output voltage of the demodulator 6 is true
U d (t) = U p (t)
Figure 00000017
. (10)
Using expression (7) after the transformations, they are limited to the first two members of the series:
U d (t) = K 1 K
Figure 00000018
(1-cos2ω m t) + l d (t), (11) where l d (t) is the noise voltage at the output of the demodulator 6.

Для определения спектральной плотности шумового напряжения на выходе демодулятора 6 определяют корреляционную функцию случайного процесса на его выходе по выражению, которое дает теория стационарных случайных функций:
Kд(τ)=

Figure 00000019
Figure 00000020
fм(t)·lп(t)·fм(t+τ)lп(t+τ)dt, (12) где fм(t) =
Figure 00000021
;
Т - интервал времени;
τ - приращение времени.To determine the spectral density of the noise voltage at the output of the demodulator 6 determine the correlation function of the random process at its output by the expression, which gives the theory of stationary random functions:
K d (τ) =
Figure 00000019
Figure 00000020
f m (t) · l p (t) · f m (t + τ) l p (t + τ) dt, (12) where f m (t) =
Figure 00000021
;
T is the time interval;
τ is the increment of time.

Подставив значения fм(t) и fм(t+ τ ) в выражение (12), после преобразований получают

Figure 00000022
×
Так как ряды в выражении (13) равномерно сходящиеся, проинтегрировав их почленно и приняв во внимание, что интервал [-T,T] кратен 2 π, получают
Kд(τ)=Kп(τ)
Figure 00000023
, (14) где Кп( τ) - корреляционная функция случайного процесса на входе демодулятора 6.Substituting the values of f m (t) and f m (t + τ) in expression (12), after transformations get
Figure 00000022
×
Since the series in expression (13) are uniformly convergent, integrating them term by term and taking into account that the interval [-T, T] is a multiple of 2 π, we obtain
K d (τ) = K p (τ)
Figure 00000023
, (14) where K p (τ) is the correlation function of the random process at the input of the demodulator 6.

Kп(τ)=

Figure 00000024
Figure 00000025
Figure 00000026
lп(t)lп(t+τ)dt.K p (τ) =
Figure 00000024
Figure 00000025
Figure 00000026
l p (t) l p (t + τ) dt.

Вследствие того, что спектральная плотность есть gреобразование Фурье от корреляционной функции, то для спектральной плотности шумового напряжения на выходе демодулятора 6 имеют
Sд(ω) =

Figure 00000027
Figure 00000028
Kп(τ)
Figure 00000029
e
Figure 00000030
dt (15)
Проведя почленное интегрирование равномерно сходящегося ряда, разложив e-jωτ по формуле Эйлера, после преобразований получают
Figure 00000031

После подстановки уравнения (9) в выражение (16) и преобразований при условии, что 1 << Q, выражение для спектральной плотности шумового напряжения на выходе демодулятора 6 принимает вид
Sд =
Figure 00000032
, (17) где ωк=2ωм.Due to the fact that the spectral density is the Fourier transform of the correlation function, for the spectral density of the noise voltage at the output of the demodulator 6 have
S d (ω) =
Figure 00000027
Figure 00000028
K p (τ)
Figure 00000029
e
Figure 00000030
dt (15)
After completing the term-by-term integration of a uniformly converging series, expanding e -jωτ by the Euler formula, after the transformations we obtain
Figure 00000031

After substituting equation (9) into expression (16) and transformations provided that 1 << Q, the expression for the spectral density of noise voltage at the output of demodulator 6 takes the form
S d =
Figure 00000032
, (17) where ω к = 2ω m .

Таким образом, выходное напряжение демодулятора 6, характеризуемое выражением (11), представляет собой суперпозицию продемодулированного синусоидального напряжения, пропорционального измеряемому параметру с явно выраженной второй гармоникой ωм, и шумового напряжения lд(t), спектральная плотность которого пропорциональна 2 ωм.Thus, the output voltage of demodulator 6, characterized by the expression (11), is a superposition of the pro-modulated sinusoidal voltage proportional to the measured parameter with the pronounced second harmonic ω m and the noise voltage l d (t), the spectral density of which is proportional to 2 ω m .

Выходное напряжение демодулятора 6 сглаживается активным фильтром 7 нижних частот и поступает одновременно на вход модулятора 8 обратной связи и на вход ключа 10. Модулятор 8 обратной связи совместно с резистором 9 обратной связи образуют параллельную отрицательную обратную связь по напряжению цепи, состоящей из активного полосового фильтра 5, демодулятора 6 и активного фильтра 7 нижних частот. Отрицательная обратная связь позволяет реализовать высокую стабильность коэффициента преобразования указанной цепи, при этом частотный спектр выходного напряжения активного фильтра 7 нижних частот не изменяется. На выходе модулятора 8 обратной связи формируется напряжение отрицательной обратной связи в виде последовательности разнополярных импульсов прямоугольной формы частотой fм, находящихся в противофазе с выходным напряжением входного дифференциального усилителя 4. Это напряжение отрицательной обратной связи преобразуется с помощью резистора 9 обратной связи в токовый сигнал, воздействующий на суммирующую точку активного полосового фильтра 5.The output voltage of the demodulator 6 is smoothed by the active low-pass filter 7 and is fed simultaneously to the input of the feedback modulator 8 and to the input of the key 10. The feedback modulator 8 together with the feedback resistor 9 form a parallel negative feedback on the voltage of the circuit consisting of an active band-pass filter 5 , a demodulator 6 and an active low-pass filter 7. Negative feedback allows for high stability of the conversion coefficient of the specified circuit, while the frequency spectrum of the output voltage of the active low-pass filter 7 does not change. At the output of the feedback modulator 8, a negative feedback voltage is generated in the form of a sequence of square-shaped bipolar pulses of frequency f m in antiphase with the output voltage of the input differential amplifier 4. This negative feedback voltage is converted by the feedback resistor 9 into a current signal, which acts to the summing point of the active bandpass filter 5.

Управление переключателем 2 полярности, фазочувствительным демодулятором 6 и модулятором 8 обратной связи осуществляется от кварцевого генератора 15 через первый делитель 16 частоты с коэффициентом деления m1. Управляющее напряжение представляет собой последовательность прямоугольных импульсов с частотой fм = =f г/m1, где fг - частота генерации кварцевого генератора 15.The polarity switch 2, the phase-sensitive demodulator 6 and the feedback modulator 8 are controlled from the crystal oscillator 15 through the first frequency divider 16 with a division coefficient m 1 . The control voltage is a sequence of rectangular pulses with a frequency f m = f g / m 1 , where f g is the frequency of generation of the crystal oscillator 15.

Тогда в общем виде для выходного напряжения активного фильтра 7 нижних частот и соответственно для спектральной плотности шумового напряжения на его выходе справедливо
Uф(t) = Uд(t)

Figure 00000033
; (18)
S
Figure 00000034
= S
Figure 00000035
, (19) где
Figure 00000036
Hф(jω)
Figure 00000037
=
Figure 00000038
- модуль передаточной функции активного фильтра 7 нижних частот с коэффициентом усиления К3 и постоянной времени Тф;
1+A - глубина отрицательной обратной связи цепи, состоящей из активного полосового фильтра 5, демодулятора 6 и активного фильтра 7 нижних частот.Then, in general terms, for the output voltage of the active filter 7 low frequencies and, accordingly, for the spectral density of the noise voltage at its output,
U f (t) = U d (t)
Figure 00000033
; (eighteen)
S
Figure 00000034
= S
Figure 00000035
, (19) where
Figure 00000036
H f (jω)
Figure 00000037
=
Figure 00000038
- the transfer function module of the active low-pass filter 7 with a gain of K 3 and a time constant T f ;
1 + A is the negative feedback depth of the circuit, consisting of an active band-pass filter 5, a demodulator 6, and an active low-pass filter 7.

Первый ключ 10 при наличии высокого уровня управляющего сигнала, поступающего с выхода второго делителя 17 частоты, имеющего коэффициент деления m2 и включенного на выходе первого делителя 16 частоты, подключает выходное напряжение активного фильтра 7 нижних частот к входу интегратора 12. Длительность открытого состояния ключа 10 tи равна половине периода последовательности прямоугольных импульсов частотой fи, имеющей место на выходе второго делителя 17 частоты:
tи =

Figure 00000039
=
Figure 00000040
=
Figure 00000041
. (20)
В течение интервала tи происходит интегрирование выходного напряжения активного фильтра 7 нижних частот Uф(t) интегратором 12. Напряжение на выходе интегратора 12 по истечении интервала tи c учетом выражений (11) и (18) составляет
Uм = -
Figure 00000042
Figure 00000043
Figure 00000044
(1-cos2ωмt)+lg(t)]dt, (21) где τ - постоянная времени интегратора 12.The first key 10 in the presence of a high level of the control signal coming from the output of the second frequency divider 17, having a division coefficient m 2 and turned on at the output of the first frequency divider 16, connects the output voltage of the active low-pass filter 7 to the input of the integrator 12. The duration of the open state of the key 10 t and equal to half the period of the sequence of rectangular pulses of frequency f and taking place at the output of the second frequency divider 17:
t and =
Figure 00000039
=
Figure 00000040
=
Figure 00000041
. (twenty)
During interval t and the integration occurs lowpass active filter output voltage U p 7 (t), an integrator 12. The output voltage of the integrator 12 at the end of the interval t c and taking into account the expressions (11) and (18) is
U m = -
Figure 00000042
Figure 00000043
Figure 00000044
(1-cos2ω m t) + l g (t)] dt, (21) where τ is the integrator time constant 12.

При совместном рассмотрении выражений (20) и (21) нетрудно заметить, что при m2 = 1,2,...,n
Uм = -

Figure 00000045
Uа-
Figure 00000046
Figure 00000047
lд(t)dt. (22) Следовательно, Uм не зависит от переменной составляющей выходного напряжения активного фильтра 7 нижних частот, обусловленной второй гармоникой ωм, возникающей на выходе демодулятора 6.When considering expressions (20) and (21) together, it is easy to see that for m 2 = 1,2, ..., n
U m = -
Figure 00000045
U a -
Figure 00000046
Figure 00000047
l d (t) dt. (22) Therefore, U m does not depend on the variable component of the output voltage of the active low-pass filter 7, due to the second harmonic ω m arising at the output of demodulator 6.

Однако, с другой стороны, Uм не должен зависить от воздействующих на вход интегратор 12 помех сетевой частоты fс, а также импульсных помех несущей частоты ωм, генерируемых демодулятором 6, т.е. интервал tидолжен быть кратен Тс и Тм, отсюда вытекает требование, определяющее значение m2:
m2=2

Figure 00000048
. (23)
Управляющий импульс, возникающий на выходе второго делителя 17 частоты, передним фронтом устанавливает в нулевое состояние триггер 18 и счетчик 20 импульсов. В течение tи высокие уровни сигналов, поступающие с выхода второго делителя 17 частоты и инверсного выхода триггера 18 на входы элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 19, определяют на его выходе нижний уровень сигнала, который держит второй ключ 11 в закрытом состоянии, а также запрещает поступление импульсов с выхода кварцевого генератора 15 в счетчик 20 импульсов. В момент окончания интервала tи низкий уровень сигнала, возникший на выходе второго делителя 17 частоты, переводит первый ключ 10 в закрытое состояние и, воздействуя на первый вход элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 19, вызывает на его выходе управляющий сигнал высокого уровня, который, поступая одновременно на управляющие входы второго ключа 11 и счетчика 20 импульсов, переводит второй ключ 11 в открытое состояние и разрешает поступлению импульсов частотой fг с выхода кварцевого генератора 15 в счетчик 20 импульсов. С этого момента начинается интервал времени tх.However, on the other hand, U m should not depend on the interference of the network frequency f s acting on the input of the integrator 12, as well as the pulsed interference of the carrier frequency ω m generated by the demodulator 6, i.e. the interval t and must be a multiple of T with and T m , this implies a requirement that defines the value of m 2 :
m 2 = 2
Figure 00000048
. (23)
The control pulse that occurs at the output of the second frequency divider 17, the leading edge sets to zero the trigger 18 and the counter 20 pulses. During t and high levels of signals from the output of the second frequency divider 17 and the inverse output of trigger 18 to the inputs of the EXCLUSIVE OR 19 element, the lower signal level is determined at its output, which holds the second key 11 in the closed state, and also prevents the receipt of pulses from the output of the crystal oscillator 15 in the counter 20 pulses. At the end of the interval t and a low signal level, which occurred at the output of the second frequency divider 17, puts the first key 10 into a closed state and, acting on the first input of the EXCLUSIVE OR 19 element, it causes a high level control signal, which, simultaneously the control inputs of the second key 11 and the counter 20 pulses, puts the second key 11 in the open state and allows the receipt of pulses of frequency f g from the output of the crystal oscillator 15 in the counter 20 pulses. From this moment begins the time interval t x .

В течение интервала tх с выхода формирователя 14 опорного напряжения через открытый второй ключ 11 на вход интегратора 12 поступает опорное напряжение Uо противоположной полярности Uф(t). Формирователь 14 опорного напряжения подключен парафазно к источнику 1 питания, что позволяет реализовать пропорциональную зависимость Uо от питающего мостовой датчик 3 напряжения и тем самым компенсировать влияние нестабильности этого напряжения на результат измерения. Длительность интервала tх определяется временем разряда конденсатора интегратора 12, разряд которого продолжается до тех пор, пока напряжение на нем не станет равным нулю (момент срабатывания компаратора 13). Очевидно, что
Uм=

Figure 00000049
tx. (24)
В момент окончания интервала tх на выходе компаратора 13 вырабатывается импульс, устанавливающий передним фронтом в единичное состояние триггер 18, низкий уровень сигнала, возникший на инверсном выходе которого, воздействуя на второй вход элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ 19, вызывает на его выходе низкий уровень управляющего сигнала, который переводит второй ключ 11 в закрытое состояние и прекращает счет импульсов в счетчике 20 импульсов.During the interval t x from the output of the driver 14 of the reference voltage through the open second key 11 to the input of the integrator 12 receives the reference voltage U about the opposite polarity U f (t). The voltage reference driver 14 is connected in-phase to the power supply 1, which makes it possible to realize a proportional dependence of U о on the supply voltage sensor 3 and thereby compensate for the effect of the instability of this voltage on the measurement result. The duration of the interval t x is determined by the discharge time of the capacitor of the integrator 12, the discharge of which continues until the voltage across it becomes equal to zero (the moment of operation of the comparator 13). It's obvious that
U m =
Figure 00000049
t x . (24)
At the end of the interval t x , a pulse is generated at the output of the comparator 13, which sets the flip-flop 18 into a single state by the leading edge, the low level of the signal that occurs at its inverse output, acting on the second input of the EXCLUSIVE OR 19 element, causes a low level of the control signal at its output, which puts the second key 11 in the closed state and stops the pulse count in the pulse counter 20.

Количество импульсов, поступившее с выхода кварцевого генератора 15 в счетчик 20 импульсов за интервал tх
N=fгtx=mтf

Figure 00000050
. (25)
Для дисперсии шумового напряжения на выходе интегратора 12 справедливо
Dи=
Figure 00000051
Hи(jω)
Figure 00000052
Sфdω, (26) где
Figure 00000053
Hи(jω)
Figure 00000054
=
Figure 00000055
- модульпередаточной функции аналого-цифрового преобразователя двухтактного интегрирования с интервалом времени интегрирования входного напряжения, равным tи, при частоте входного напряжения, равной ωк=2ωм.The number of pulses received from the output of the crystal oscillator 15 in the counter 20 pulses for the interval t x
N = f g t x = m t f
Figure 00000050
. (25)
For the variance of the noise voltage at the output of the integrator 12 is true
D and =
Figure 00000051
H and (jω)
Figure 00000052
S f dω, (26) where
Figure 00000053
H and (jω)
Figure 00000054
=
Figure 00000055
- the transfer function module of the push-pull integration analog-to-digital converter with an input voltage integration time interval equal to t and with an input voltage frequency equal to ω k = 2ω m .

Однако согласно выражению (20) tи=

Figure 00000056
, тогда при m2, равном любому целому числу,
Figure 00000057
Hи(jω)
Figure 00000058
= 0 , следовательно, в соответствии с выражением (26) дисперсия шумового напряжения на выходе интегратора 12 Dи = 0, отсюда
Figure 00000059
Figure 00000060
lд(t)dt=0. (27)
Подставив уравнение (22) в уравнение (25), с учетом выражения (27) получают
N =
Figure 00000061
. (28)
Таким образом, по истечении интервала tх количество импульсов N, зафиксированное в счетчике 20 импульсов, пропорционально амплитудному значению выходного напряжения мостового датчика 3 Uв(t), а значит, пропорционально измеряемому параметру. Случайная составляющая погрешности измерения, создающаяся напряжением избыточного шума, вносимым входным дифференциальным усилителем 4, и характеризующаяся дисперсией шумового напряжения на выходе интегратора 12 Dи, полностью исключается из результата измерения.However, according to the expression (20), t and =
Figure 00000056
, then for m 2 equal to any integer,
Figure 00000057
H and (jω)
Figure 00000058
= 0, therefore, in accordance with expression (26), the dispersion of the noise voltage at the output of the integrator 12 D and = 0, hence
Figure 00000059
Figure 00000060
l d (t) dt = 0. (27)
Substituting equation (22) into equation (25), taking into account expression (27), we obtain
N =
Figure 00000061
. (28)
Thus, after the interval t x, the number of pulses N recorded in the counter 20 pulses is proportional to the amplitude value of the output voltage of the bridge sensor 3 U in (t), which means that it is proportional to the measured parameter. Random measurement errors component creates excess voltage noise introduced by the input differential amplifier 4, and characterized by a dispersion of the noise voltage at the output of the integrator 12 and D, it is completely eliminated from the measurement result.

Следовательно, достигается предельно высокая разрешающаяся способность измерения, ограничиваемая только напряжением теплового шума на выходе мостового датчика 3, которое согласно формуле Найквиста определяется значением сопротивления тензорезисторов мостового датчика 3. Therefore, an extremely high resolution measurement is achieved, limited only by the thermal noise voltage at the output of the bridge sensor 3, which, according to the Nyquist formula, is determined by the resistance value of the strain gauges of the bridge sensor 3.

Импульсом, возникающим на прямом выходе триггера 18 в момент срабатывания компаратора 13 и заканчивающимся моментом формирования интервала следующего измерения, результат измерения, сформированный в счетчике 20 импульсов, переносится в выходной регистр 21. The pulse arising at the direct output of the trigger 18 at the moment the comparator 13 is triggered and ends with the formation of the interval of the next measurement, the measurement result generated in the pulse counter 20 is transferred to the output register 21.

Claims (1)

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НЕЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН В ЦИФРОВОЙ КОД, содержащий источник питания, выходы которого подключены соответственно к входам формирователя опорного напряжения и переключателя полярности, выходы которого соединены с питающей диагональю мостового датчика, измерительная диагональ которого подключена к входам входного дифференциального усилителя, первый и второй ключи, выходы которых объединены и подключены к входу интегратора, информационный вход второго ключа соединен с выходом формирователя опорного напряжения, а выход интегратора через компаратор соединен с установочным входом триггера, отличающийся тем, что, с целью повышения разрешающей способности и точности, в него введены последовательно соединенные активный полосовой фильтр, фазочувствительный демодулятор и активный фильтр нижних частот, а также модулятор обратной связи, элемент обратной связи, выполненный на резисторе, кварцевый генератор, два последовательно соединенных делителя частоты, элемент ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, счетчик импульсов и выходной регистр, при этом выход входного дифференциального усилителя подключен к первому входу активного полосового фильтра, а выход активного фильтра нижних частот подключен к информационным входам первого ключа и модулятора обратной связи, выход которого через резистор обратной связи соединен с вторым входом активного полосового фильтра, выход кварцевого генератора подключен к счетному входу счетчика импульсов и входу первого делителя частоты, выход второго делителя частоты подключен к управляющему входу первого ключа, к первому входу элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, к входам сброса счетчика импульсов и триггера, прямой выход которого соединен с управляющим входом выходного регистра, а инверсный выход - с вторым входом элемента ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ, выход которого подключен к управляющим входам второго ключа и счетчика импульсов, информационные выходы последнего из которых соединены с соответствующими информационными входами выходного регистра, а управляющие входы переключателя полярности, фазочувствительного демодулятора и модулятора обратной связи объединены и подключены к выходу первого делителя частоты. NON-ELECTRIC VALUE CONVERTER TO DIGITAL CODE, containing a power source, the outputs of which are connected to the inputs of the reference voltage driver and the polarity switch, the outputs of which are connected to the supply diagonal of the bridge sensor, the measuring diagonal of which is connected to the inputs of the input differential amplifier, the first and second keys, the outputs of which are outputs combined and connected to the input of the integrator, the information input of the second key is connected to the output of the driver voltage reference, and the output the integrator through the comparator is connected to the installation input of the trigger, characterized in that, in order to increase resolution and accuracy, a series-connected active band-pass filter, a phase-sensitive demodulator and an active low-pass filter, as well as a feedback modulator, feedback element made on a resistor, a crystal oscillator, two series-connected frequency dividers, an EXCLUSIVE OR element, a pulse counter and an output register, while the output of the input differential of the first amplifier is connected to the first input of the active bandpass filter, and the output of the active lowpass filter is connected to the information inputs of the first key and feedback modulator, the output of which is connected through the feedback resistor to the second input of the active bandpass filter, the output of the crystal oscillator is connected to the counting input of the pulse counter and the input of the first frequency divider, the output of the second frequency divider is connected to the control input of the first key, to the first input of the EXCLUSIVE OR element, to the counter reset inputs, and pulses and a trigger, the direct output of which is connected to the control input of the output register, and the inverse output is connected to the second input of the EXCLUSIVE OR element, the output of which is connected to the control inputs of the second key and pulse counter, the information outputs of the last of which are connected to the corresponding information inputs of the output register, and the control inputs of the polarity switch, phase-sensitive demodulator and feedback modulator are combined and connected to the output of the first frequency divider.
SU4920308 1991-03-19 1991-03-19 Nonelectric-quantity-to-digital-code converter RU2020745C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4920308 RU2020745C1 (en) 1991-03-19 1991-03-19 Nonelectric-quantity-to-digital-code converter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4920308 RU2020745C1 (en) 1991-03-19 1991-03-19 Nonelectric-quantity-to-digital-code converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2020745C1 true RU2020745C1 (en) 1994-09-30

Family

ID=21565680

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SU4920308 RU2020745C1 (en) 1991-03-19 1991-03-19 Nonelectric-quantity-to-digital-code converter

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2020745C1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2625440C2 (en) * 2012-06-14 2017-07-13 Роберт Бош Гмбх Detector of camera elements with regulation scheme

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Авторское свидетельство СССР N 1396068, кл. H 03M 1/00, 1985. *
Авторское свидетельство СССР N 639140, кл. H 03M 1/12, 1976. *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2625440C2 (en) * 2012-06-14 2017-07-13 Роберт Бош Гмбх Detector of camera elements with regulation scheme
US9772421B2 (en) 2012-06-14 2017-09-26 Robert Bosch Gmbh Beam detector with control circuit

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPS6166971A (en) Method and circuit for measuring resistance of temperature detector and digitizing it
US4091683A (en) Single channel electrical comparative measuring system
US4912660A (en) Method and apparatus for measurements of a characteristic of an object using a sensed signal and an auxiliary variable signal applied to the object
EP0303442B1 (en) Multi-frequency capacitance sensor
RU2020745C1 (en) Nonelectric-quantity-to-digital-code converter
US4181949A (en) Method of and apparatus for phase-sensitive detection
JP2587970B2 (en) Impedance measuring device
RU2006886C1 (en) Method and device for geoelectric prospecting
JP2589817Y2 (en) LCR tester
SU1767451A1 (en) Metering transducer with capacity sensor
SU1413556A1 (en) Device for measuring signal-to-noise ratio of radio receiver
SU1118933A1 (en) Digital phase detector
SU1755215A1 (en) Digital quality-factor meter
SU817605A1 (en) Digital phase meter
RU2204931C2 (en) Device for measuring critical light flicker fusion frequency
JP2552827B2 (en) Output correction device for stepwise data
SU767553A1 (en) Testing set for preparing vibration measuring channels for field tests
SU822197A1 (en) Averaging device
SU1762269A1 (en) Device for control of amplitude, phase and frequency
SU800965A1 (en) Frequency characteristic analyzer
JPH01174118A (en) Signal generator
SU1287030A1 (en) Device for measuring frequencies of sine signals
RU2072522C1 (en) Method and device for measuring low signal-to-noise ratios
SU773510A1 (en) Apparatus for measuring impedance increment
SU1023251A1 (en) Two-terminal network parameter meter