RU2016494C1 - Television system - Google Patents
Television system Download PDFInfo
- Publication number
- RU2016494C1 RU2016494C1 SU4776787A RU2016494C1 RU 2016494 C1 RU2016494 C1 RU 2016494C1 SU 4776787 A SU4776787 A SU 4776787A RU 2016494 C1 RU2016494 C1 RU 2016494C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signals
- signal
- color
- lines
- brightness
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Color Television Systems (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области техники систем связи, в частности к электросвязи. The invention relates to the field of communications systems, in particular to telecommunications.
В системах вещательного телевидения применяют два способа уплотнения сигналов, содержащих информацию о яркости и цветности изображений - частотный и временной. При частотном уплотнении сигнал цветности, являющийся продуктом модуляции цветовой поднесущей цветоразностными сигналами, передают внутри частотного спектра сигнала яркости. Такой способ использован в стандартных системах вещательного телевидения NTSC, SECAM, PAL (C. C. I.) Report 407-1, 1966-1970). Достоинством частотного уплотнения сигналов яркости и цветности является относительная простота декодирующего устройства в телевизоре, что было особенно важно при уровне техники, существовавшем в начальный период внедрения цветного вещания (1950-1960 г). Однако при частотном уплотнении качество цветных изображений существенно снижается из-за перекрестных помех между сигналами яркости и цветности. Существенное подавление этих помех достигается, как правило, за счет снижения разрешающей способности в простpанственной и временной областях. Так, например, метод гребенчатой фильтрации за счет суммирования сигналов смежных кадров дает полное подавление перекрестных помех между сигналами яркости и цветности лишь на неподвижных участках изображений, причем в NTSC для этого необходимо суммировать сигналы двух смежных кадров, в PAL - четырех, в SECAM - до шести кадров. Гребенчатая фильтрация за счет суммирования смежных во времени и простpанстве сигналов строк ведет к снижению четкости по горизонтали и вертикали. Размещение частотных компонентов сигнала цветности в области верхних частот спектра полного цветового телевизионного сигнала определяет повышенную чувствительность сигналов стандартных систем вращательного телевидения к неравномерностям частотных и фазовых характеристик тракта, к шумовым помехам с квадратичной спектральной плотностью, к искажениям типа "дифференциальное усиление" и "дифференциальная фаза". С учетом этого для систем повышенного качества, а также для будущих систем телевидения высокой четкости - ТВЧ (HDTV) предлагается использовать временной способ уплотнения сигналов, содержащих информацию о яркости и цветности, передавая эти сигналы в интервале строки последовательно. Broadcast television systems use two methods of compressing signals containing information on the brightness and color of images - frequency and time. In frequency division multiplexing, the color signal, which is the product of modulation of the color subcarrier by color difference signals, is transmitted within the frequency spectrum of the luminance signal. This method is used in standard broadcast television systems NTSC, SECAM, PAL (C. C. I.) Report 407-1, 1966-1970). The advantage of the frequency compression of luminance and color signals is the relative simplicity of the decoding device in the TV, which was especially important at the level of technology that existed in the initial period of introduction of color broadcasting (1950-1960). However, with frequency multiplexing, the quality of color images is significantly reduced due to crosstalk between luminance and chrominance signals. Significant suppression of this interference is achieved, as a rule, by reducing the resolution in the spatial and temporal regions. So, for example, the comb filtering method, by summing the signals of adjacent frames, provides complete suppression of crosstalk between luminance and color signals only on fixed portions of images, and in NTSC for this it is necessary to sum the signals of two adjacent frames, in PAL - four, in SECAM - up to six frames. Comb filtering by summing adjacent in time and space signals of the lines leads to a decrease in the horizontal and vertical clarity. The placement of the frequency components of the chroma signal in the high-frequency region of the spectrum of the full color television signal determines the increased sensitivity of the signals of standard rotary television systems to uneven frequency and phase characteristics of the path, to noise interference with a quadratic spectral density, to distortions of the type "differential amplification" and "differential phase" . With this in mind, for high-quality systems, as well as for future high-definition television systems - HDTV, it is proposed to use a temporary method of compressing signals containing information about luminance and color, transmitting these signals in a row interval sequentially.
Для системы телевидения повышенного качества без изменения числа строк Z разложения и частоты fр кадров предложен ряд вариантов системы непосредственного спутникового вещания MAC (Multiplexed Analogue Component, C. C. I. R, Report AB/10-11, 1983-1986). В строке сигнала системы MAC один из цветоразностных сигналов с коэффициентом сжатия во времени 3:1 и сигнал яркости, сжатый во времени в 1,5 раза, передаются в активной части строки, причем цветоразностные сигналы передаются поочередно через строку. Для сохранения яркостной четкости требуется расширение полосы частот полного цветного телевизионного сигнала в 1,5 раза. Поскольку подобное расширение полосы частот допустимо лишь во вновь организуемых каналах спутникового вещания, был предложен также вариант MAC-D2, полоса частот полного цветового сигнала в котором соответствует стандартным для наземного вещания, но яркостная четкость по горизонтали соответственно в 1,5 раза ниже.For a high-quality television system without changing the number of lines Z of decomposition and frame rate f p, a number of variants of the direct satellite broadcasting system MAC (Multiplexed Analogue Component, CCI R, Report AB / 10-11, 1983-1986) are proposed. In the MAC system signal line, one of the color difference signals with a compression ratio in time of 3: 1 and a luminance signal compressed in time by 1.5 times are transmitted in the active part of the line, and color difference signals are transmitted alternately through the line. To preserve brightness clarity, an extension of the frequency band of the full color television signal by 1.5 times is required. Since such an extension of the frequency band is permissible only in newly organized satellite broadcasting channels, the MAC-D2 option was also proposed, the full color signal frequency band in which corresponds to the standard for terrestrial broadcasting, but the horizontal luminance clarity is 1.5 times lower, respectively.
В других способах временного уплотнения сигнал яркости без изменения его временного масштаба предлагается передавать во всем активном интервале, а цветоразностные сигналы, сжатые во времени, в части интервала гашения. К таким предложениям относятся, например, патент Японии N 51-48623, кл. 97(5), Н11(9), 1976, система MUSE (NHK Tech. Report, 1984, Vol. 27, N 7, p. 19; IEEE trans., 1987, Vol. BC-33, N 4, p. 130), система HDTV с временным уплотнением сигнала яркости и цветоразностных сигналов (Electronics 1983, Vol. 56, N 14, p. p. 82-84). Во всех этих системах передача цветоразностных сигналов осуществляется поочередно, например, в одной строке в интервале гашения передают цветоразностный сигнал "R-Y", в интервале гашения следующей строки развертки передают цветоразностный сигнал "B-Y". In other methods of temporary compaction, the luminance signal without changing its time scale is proposed to transmit in the entire active interval, and color-difference signals compressed in time, in part of the blanking interval. Such proposals include, for example, Japanese patent N 51-48623, cl. 97 (5), H11 (9), 1976, MUSE system (NHK Tech. Report, 1984, Vol. 27,
Важным преимуществом систем с временным уплотнением сигналов яркости и цветоразностных сигналов является полное отсутствие перекрестных искажений (помех) между этими сигналами, меньшая, чем у сигналов стандартных вещательных систем, чувствительность к неравномерностям частотных и фазовых характеристик канала связи и к шумовым помехам с квадратичной спектральной плотностью. Вместе с тем последовательная передача цветоразностных сигналов заметно уступает одновременной их передаче в части помехоустойчивости, а также видности шумов на экране из-за укрупнения их структуры по вертикали, в соседней строке повторяются и цветоразностный сигнал и шумы, переданные в предыдущей строке. При поочередной передаче возникают мерцания яркости и цветности на горизонтальных границах между цветными деталями изображений. Полностью устранить эти мелькания можно лишь остановив структуру передачи цветоразностных сигналов, как это сделано в MAC, в нечетных строках всегда передается один и тот же по названию цветоразностный сигнал, например "R-Y", в четных строках - другой цветоразностный сигнал "B-Y", так что каждый кадр начинается с передачи "R-Y". Но это приводит к заметному и неустранимому снижению цветовой четкости по вертикали, что особенно сказывается при транскодировании в сигналы стандартных вещательных систем. Кроме того, поскольку "R-Y" и "B-Y" могут иметь существенно разный размах, их нелинейные искажения в канале передачи ведут к неустранимым искажениям цветового тона, нарушается соотношение между "R-Y" и "B-Y". С аналогичными трудностями приходится сталкиваться и при решении задач сокращения скорости цифрового потока при передаче сжатых во времени цветоразностных сигналов последовательно в трактах цифровых линий связи. Из-за различий в размахах "R-Y" и "B-Y" кодирование высокочастотных компонент цветоразностных сигналов малым числом уровней может привести к возникновению цветных окантовок. An important advantage of systems with temporary compaction of luminance and color-difference signals is the complete absence of crosstalk (interference) between these signals, which is less than that of standard broadcast systems, sensitivity to uneven frequency and phase characteristics of the communication channel, and noise interference with quadratic spectral density. At the same time, the sequential transmission of color-difference signals is noticeably inferior to their simultaneous transmission in terms of noise immunity, as well as the visibility of noise on the screen due to the enlargement of their vertical structure, the color-difference signal and noise transmitted in the previous line are repeated in the next line. In alternate transmission, flicker of brightness and color occurs at the horizontal boundaries between the color details of the images. You can completely eliminate these flickers only by stopping the structure of the transmission of color-difference signals, as was done in MAC, the odd-numbered lines always transmit the same color-difference signal by name, for example, "RY", in even-numbered lines - another color-difference signal "BY", so each frame begins with a “RY” transmission. But this leads to a noticeable and irreparable decrease in vertical color clarity, which is especially true when transcoding into signals of standard broadcasting systems. In addition, since “R-Y” and “B-Y” can have significantly different ranges, their nonlinear distortions in the transmission channel lead to irreparable color tone distortions, and the relationship between “R-Y” and “B-Y” is violated. Similar difficulties are encountered in solving problems of reducing the speed of the digital stream when transmitting color-compressed color-difference signals sequentially in the paths of digital communication lines. Due to the differences in the “R-Y” and “B-Y” ranges, encoding of the high-frequency components of color difference signals with a small number of levels can lead to color fringes.
До сих пор не были известны приемлемые способы одновременной передачи двух цветоразностных сигналов в интервалах гашения. Until now, acceptable methods for simultaneously transmitting two color difference signals in blanking intervals have not been known.
Дуговой круг вопросов связан с необходимостью увеличения объема информации за период передачи строки, поля, кадра телевизионной развертки. Эти задачи возникают в ходе разработки новых систем - с изменением формата кадра до 16: 9, с передачей двух цветных изображений в реальном масштабе времени, передачей изображений высокой четкости. Изменение формата изображения с существующего 4:3 до 16:9 при сохранении той же четкости по горизонтали и вертикали, как и в существующих вещательных системах, требует расширения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала на одну треть. Передача двух цветных изображений, например, в системе стереоцветного телевидения с той же четкостью и с теми же способами формирования полного цветового телевизионного сигнала, как в существующих вещательных системах, требует расширения полосы частот в 2 раза при сохранении формата 4:3 и в 2,67 раза при переходе к формату 16:9. Переход от существующих стандартов телевидения 525 строк х 60 полей (30 кадров) и 625 строк х 50 полей (25 кадров) к системам телевидения высокой четкости при использовании существующих способов формирования полного цветового телевизионного сигнала требует значительного расширения полосы частот. The arc circle of issues is related to the need to increase the amount of information for the transmission period of a line, field, frame of a television scan. These tasks arise during the development of new systems - with a change in the frame format to 16: 9, with the transmission of two color images in real time, the transmission of high-definition images. Changing the image format from the existing 4: 3 to 16: 9 while maintaining the same sharpness horizontally and vertically as in existing broadcast systems requires an extension of the frequency band of the full color television signal by one third. The transmission of two color images, for example, in a stereo color television system with the same sharpness and with the same methods of generating a full color television signal as in existing broadcast systems, requires a 2-fold extension of the frequency band while maintaining the 4: 3 format and 2.67 times when switching to 16: 9 format. The transition from existing television standards of 525 lines x 60 fields (30 frames) and 625 lines x 50 fields (25 frames) to high-definition television systems using existing methods for generating a full color television signal requires a significant expansion of the frequency band.
Так, в японской системе HDTV с временным уплотнением сигнала яркости и цветоразностных сигналов при числе строк разложения 1125, числе полей 60 (30 кадров), формате кадра 16:9 полная полоса при эквивалентном увеличении четкости по горизонтали и вертикали составила бы 33,75 МГц с учетом принятых в разных странах значений коэффициента Кэлла - от 25,8 до 31,1 МГц, т.е. ≈ в 5-6 раз шире, чем в существующих стандартных системах. Сокращение полосы частот в этой системе до 20 МГц, как это предложено японскими специалистами, обеспечивает четкость по горизонтали с учетом изменения формата до 16:9 по сравнению:
- с системой 525 х 60 - выше в 1,56 раза (по вертикали выше в 1,96 раза) при расширении полосы частот в 4,76 раза;
- с системой 625 строк стандарта 4:2:2 (аналоговая база кода студий) - выше в 1,16 раза при расширении полосы частот в 3,48 раза;
- с системой 625 строк OIRT - выше в 1,11 раза, полоса частот в - 3,33 раза. Вертикальная четкость по сравнению с системами на 625 строк выше в 1,8 раза.So, in a Japanese HDTV system with temporary compression of the luminance signal and color difference signals with the number of decomposition lines 1125, the number of fields 60 (30 frames), the aspect ratio 16: 9, the full band with an equivalent increase in the horizontal and vertical definition would be 33.75 MHz s taking into account the values of the Kell coefficient adopted in different countries - from 25.8 to 31.1 MHz, i.e. ≈ 5-6 times wider than in existing standard systems. Reducing the frequency band in this system to 20 MHz, as proposed by Japanese experts, provides horizontal clarity taking into account a format change of up to 16: 9 compared to:
- with a 525 x 60 system - 1.56 times higher (vertically 1.96 times higher) with a 4.76-fold extension of the frequency band;
- with a system of 625 lines of standard 4: 2: 2 (analog studio code base) - 1.16 times higher with a frequency band extension of 3.48 times;
- with a system of 625 lines of OIRT - 1.11 times higher, the frequency band - 3.33 times. Vertical clarity is 1.8 times higher than 625-line systems.
Поскольку в освоенных для телевизионного вещания частотных диапазонах нет выделенных каналов для передачи полного цветового телевизионного сигнала с полосой 20 МГц, система HDTV с временным уплотнением была модифицирована в систему MUSE, которую следует рассматривать как способ MUSE передачи сигналов системы HDTV с временным уплотнением. В системе MUSE частота кадров 15 Гц при частоте полей 60 Гц, т.е. каждый кадр состоит из четырех полей, использованы чересстрочная развертка в сочетании с чересточечным растром. В каждом поле передается по 562,5 строки длительностью 29,63 мкс, число воспроизводимых на экране строк - 1125 (в активной части кадра - 1035 строк). Полоса частот полного цветового сигнала 8,1 МГц. В каждой строке передачи может быть передано 374 независимых элемента яркости. Для воспроизведения одной строки изображения на экране используются сигналы двух строк передачи (из двух полей), т.е. 748 независимых отсчетов сигнала яркости, поступающего на вход. Since there are no dedicated channels for transmitting a full color television signal with a bandwidth of 20 MHz in the frequency ranges mastered for television broadcasting, the time-division HDTV system was modified into the MUSE system, which should be considered as a MUSE method for transmitting time-division HDTV signals. In the MUSE system, the frame rate is 15 Hz at a field frequency of 60 Hz, i.e. each frame consists of four fields, interlaced scanning is used in combination with an interlaced raster. In each field, 562.5 lines are transmitted with a duration of 29.63 μs, the number of lines played on the screen is 1125 (in the active part of the frame, 1035 lines). The bandwidth of the full color signal is 8.1 MHz. In each transmission line, 374 independent brightness elements may be transmitted. To reproduce one line of the image on the screen, the signals of two transmission lines (from two fields) are used, i.e. 748 independent samples of the luminance signal input.
Таким образом, при числе строк разложения 1125 в одном кадре частоты 30 Гц на передающей стороне (частота строк 33750 Гц), число строк передачи в полном цветовом телевизионном сигнале удваивается за счет сокращения частоты кадров с 30 до 15 Гц при сохранении частоты строк. Действительно, период кадра, т.е. время, через которое передается информация об одной и той же точке изображения в системе MUSE, составляет период четырех полей, что соответствует 66667 мкс. В этом случае число строк передачи в одном кадре, определяемое (Recomendation N 476 C. C. I. R) как отношение частоты fн строк к частоте fр кадров, составляет 2250. При этом, если в исходном изображении при числе строк разложения 1125 и числе кадров 30 в секунду, число независимых отсчетов (элементов) яркости, например, составляет в активной части строки и в активной части кадра, а также в секунду - при полосе частот сигнала яркости 33,75 МГц: в строке - 1560, в кадре - 1,61x 106, в секунду ≈ 48,44 ˙106; при полосе частот сигнала яркости 20 МГц, соответственно, эти цифры ≈ 924, ≈0,957 ˙106, ≈ 28,7 x 106; при сокращении полосы частот до 16,2 МГц: ≈748, ≈ 0,775 ˙106,≈ 23,25˙ 106. При воспроизведении изображений по системе MUSE число независимых элементов яркости на экране должно восстанавливаться из переданных в двух строках 2 х 374=748, переданных за кадр - 0,774 ˙106, переданных в секунду - 11,61 ˙ 106 отсчетов сигнала яркости.Thus, with the number of lines of decomposition of 1125 in one frame of a frequency of 30 Hz on the transmitting side (frequency of lines of 33,750 Hz), the number of lines of transmission in a full color television signal doubles by reducing the frame rate from 30 to 15 Hz while maintaining the line frequency. Indeed, the frame period, i.e. the time after which information about the same image point is transmitted in the MUSE system is a period of four fields, which corresponds to 66667 μs. In this case, the number of transmission lines in one frame, defined (Recomendation N 476 CCI R) as the ratio of the frequency f n lines to the frequency f p frames, is 2250. Moreover, if in the original image with the number of lines of decomposition 1125 and the number of
Теоретический предел четкости в MUSE составляет 748 элементов яркости в строке, однако на практике при чересточечном растре неизбежны потери, невозможно синтезировать фильтр с бесконечно крутым спадом частотной характеристики. Так, например, при использовании цифрового кода студии 4:2:2 потери составляют порядка 17%. Даже, если принять, что при воспроизведении изображений системы MUSE потери составят 5-10%, то четкость по горизонтали с учетом изменения формата кадра с 4:3 до 16:9 в MUSE по сравнению со стандартными вещательными системами на 625 строк составит по сравнению с системой 625 строк, полоса частот яркостного сигнала Δ F=5 МГц (стандарт G C. C. I. R) - 0,97-1,03 (теоретический предел 1,08); по сравнению с системой 625 строк, Δ F=5,5 МГц (Англия) - 0,88-0,93 (теоретический предел 0,98); по сравнению с системой 625 строк, Δ F=575 МГц (аналоговая база кода студии 4: 2: 2) -0,84-0,9 (теоретический предел 0,94); по сравнению с системой 625 строк, Δ F=6 МГц (O. I. R. T и Франция) - 0,81-0,85 (теоретический предел 0,9). Причем указанные величины достигаются в системе MUSE только для неподвижных деталей сюжета, для подвижных объектов горизонтальная четкость в MUSE существенно ниже. The theoretical clarity limit in MUSE is 748 luminance elements per line, but in practice, losses are inevitable with an interdigital raster, it is impossible to synthesize a filter with an infinitely steep drop in frequency response. So, for example, when using the studio's digital code 4: 2: 2, the loss is about 17%. Even if we assume that when playing back the images of the MUSE system, the losses will be 5-10%, then the horizontal clarity, taking into account the change in the aspect ratio from 4: 3 to 16: 9 in MUSE, compared to standard broadcast systems of 625 lines, will be compared to a system of 625 lines, the frequency band of the brightness signal Δ F = 5 MHz (standard G CCI R) - 0.97-1.03 (theoretical limit of 1.08); in comparison with the system of 625 lines, Δ F = 5.5 MHz (England) - 0.88-0.93 (theoretical limit of 0.98); in comparison with the system of 625 lines, Δ F = 575 MHz (analog base of studio code 4: 2: 2) -0.84-0.9 (theoretical limit of 0.94); in comparison with the system of 625 lines, Δ F = 6 MHz (O. I. R. T and France) - 0.81-0.85 (theoretical limit of 0.9). Moreover, the indicated values are achieved in the MUSE system only for the motionless plot details, for moving objects the horizontal clarity in MUSE is significantly lower.
Считается, что благодаря высокой корреляции сигналов смежных кадров, достигающей 100% для сигналов яркости на неподвижных деталях сюжета, снижение частоты кадров вполне допустимо, это не более чем снижение избыточности телевизионного сигнала. Что касается "размазывания переходов" для подвижных сюжетов, возникающих при снижении числа кадров с 30 до 15 в секунду, то в MUSE используются специальные меры по компенсации этого нежелательного эффекта (так называемая система "детектора движения"), осуществляющие коррекцию размытия границ подвижных объектов за счет снижения пространственной четкости изображений. Вместе с тем снижение частоты кадров с 30 до 15 Гц на передающей стороне и повторение каждого элемента на приемной стороне для восстановления частоты кадров 30 Гц (требование отсутствия мельканий) повышает видность шумов на приемном экране примерно на 7,7 дБ. С учетом расширения полосы частот до 8,1 МГц помехозащищенность в MUSE по сравнению с существующими системами вещательного телевидения значительно ниже, допустимая мощность шума в канале связи с частотной модуляцией (передача через спутник) на порядок ниже. Но даже для такого изображения требуется передать объем информации, который не может передать наиболее широкополосный цветовой телевизионный сигнал существующих вещательных систем. В сигнале системы 625 строк, 25 кадров Δ F=6 МГц, активная часть строки 52 мкс, число активных строк в кадре 575, может быть передана информация только о 8,97 ˙106 независимых элементах яркости в секунду (625 в активной части строки, ≈ 0,359 ˙106 в активной части кадра), т.е. порядка 77,3% от требуемой в MUSE и примерно в 3,2 раза меньшая, чем в системе HDTV с числом строк 1125 при частоте кадров 30 Гц и полосе частот сигнала Δ F=20 МГц.It is believed that due to the high correlation of adjacent frame signals, reaching 100% for brightness signals on the motionless plot details, a decrease in frame rate is quite acceptable, it is nothing more than a decrease in the redundancy of a television signal. As for the “smearing of transitions” for moving scenes that occur when the number of frames is reduced from 30 to 15 per second, MUSE uses special measures to compensate for this undesirable effect (the so-called “motion detector” system), which corrects the blurring of the boundaries of moving objects beyond by reducing spatial clarity of images. At the same time, reducing the frame rate from 30 to 15 Hz on the transmitting side and repeating each element on the receiving side to restore the frame frequency of 30 Hz (the requirement of no flickering) increases the visibility of noise on the receiving screen by about 7.7 dB. Taking into account the expansion of the frequency band to 8.1 MHz, the noise immunity in MUSE is much lower compared to existing broadcast television systems, the allowable noise power in the communication channel with frequency modulation (transmission via satellite) is an order of magnitude lower. But even for such an image, it is necessary to transmit a volume of information that cannot be transmitted by the most broadband color television signal of existing broadcast systems. The system signal has 625 lines, 25 frames Δ F = 6 MHz, the active part of the line is 52 μs, the number of active lines in the frame is 575, only 8.97 × 10 6 independent brightness elements per second can be transmitted (625 in the active part of the line , ≈ 0.359 ˙10 6 in the active part of the frame), i.e. about 77.3% of what is required in MUSE and about 3.2 times less than in an HDTV system with 1125 lines with a frame frequency of 30 Hz and a signal frequency band Δ F = 20 MHz.
Таким образом, для создания телевизионных систем повышенного качества и тем более для создания новых вещательных систем (стереоцветного телевидения, ТВЧ) необходимо увеличить объем информации, передаваемой полным цветовым телевизионным сигналом. Практически нереально использовать для этого пропорциональное расширение полосы частот сигнала при эфирном вещании на телевизионные приемники в освоенных частотных диапазонах. В таком случае пришлось бы сокращать число программ и изменять весь частотный план, поскольку в этих диапазонах все каналы распределены и используются, причем они рассчитаны на передачу сигнала с максимальной полосой частот порядка 6 МГц (по высокой частоте полоса наземного канала порядка 8 МГц у самых широкополосных, у спутникового канала ЧМ-27 МГц. Thus, to create high-quality television systems, and even more so to create new broadcast systems (stereo color television, HDTV), it is necessary to increase the amount of information transmitted by a full color television signal. It is practically unrealistic to use for this a proportional extension of the signal frequency band when broadcasting to television receivers in the mastered frequency ranges. In this case, it would be necessary to reduce the number of programs and change the entire frequency plan, since in these ranges all channels are distributed and used, and they are designed to transmit a signal with a maximum frequency band of about 6 MHz (at a high frequency, the channel band of the terrestrial channel is about 8 MHz for the most broadband at the satellite channel FM-27 MHz.
Другой путь - передача дополнительной информации за счет исключения избыточности в телевизионном сигнале. К числу реализованных для вещательных систем таких способов относятся:
- передача сигналов цветности в полосе частот сигнала яркости путем частотного уплотнения (NTSC, SECAM, PAL, MAC-60, например),
- поочередная передача сигналов, содержащих информацию о цветности (SECAM, MAC, MUSE, HDTV 1125 x 60 x 2:1, например),
- снижение частоты кадров (MUSE, HD-NTSC с чересточечным растром, например).Another way is to transmit additional information by eliminating redundancy in the television signal. Such methods implemented for broadcast systems include:
- transmission of color signals in the frequency band of the luminance signal by frequency multiplexing (NTSC, SECAM, PAL, MAC-60, for example),
- alternating transmission of signals containing color information (SECAM, MAC, MUSE, HDTV 1125 x 60 x 2: 1, for example),
- reduction in frame rate (MUSE, HD-NTSC with an interventional raster, for example).
Ряд аспектов влияния этих технических решений на качество и помехозащищенность изображений был рассмотрен выше. A number of aspects of the influence of these technical solutions on the quality and noise immunity of images were considered above.
Третий путь - не сокращая избыточность, сузить полосу частот информационного сигнала. В телевидении на возможность такого технического решения было обращено внимание еще при разработке системы PAL. Теоретически возможен способ передачи и декодирования квадратурно-модулированного сигнала двумя определенно сформированными посылками сигнала с частичным и даже полным подавлением одной боковой полосы, т.е. произведен обмен полосы частот на время передачи, что и было отчасти использовано при передаче сигналов цветности в PAL. Однако осуществить такой обмен достаточно эффективно на практике даже в условиях высокой степени корреляции телевизионных сигналов в смежных кадрах не удается, особенно при временном уплотнении сигналов яркости и цветности. Требуется не частичное, как в сигналах цветности PAL, а практически полное подавление одной боковой полосы, так как при временном уплотнении квадратурно-модулированных сигналов цветности с сигналами яркости, частота поднесущей должна быть очень низкой. Осуществить это на практике можно было бы при использовании почти идеальных фильтров, поскольку ширина спектра телевизионных сигналов измеряется мегагерцами и в них присутствуют "нулевые" частоты. Следовательно, для эффективного подавления одной боковой полосы потребовались бы фильтры с полосой пропускания порядка нескольких мегагерц и с крутизной среза в десятки децибел на единицы или десятки килогерц. При восстановлении сигнала с квадратурной модуляцией на низкочастотной поднесущей и с подавленной одной боковой - обратном переносе его на высокочастотную несущую гетеродинированием кроме таких почти идеальных фильтров потребовались бы также почти идеальные фазовращатели (обеспечивающие точный поворот на 90о, например, для всех составляющих спектра от единиц герц или килогерц до нескольких мегагерц). Поэтому, например, в кабельных магистральных линиях связи, где осуществляют передачи телевизионных сигналов методом однополосной модуляции, частоту несущей приходится выбирать в пределах порядка 25-40% ширины одной боковой полосы. Следовательно, эффективность обмена полосы на время достигает лишь 70-80% и сопряжена при этом со значительными техническими трудностями. Но если бы "упаковку" квадратурно-модулированного телевизионного сигнала удалось осуществить на практике без указанных технических трудностей, причем, доведя эффективность обмена полосы на время до величины, близкой к 100% (точно 100% нельзя достичь даже теоретически в этом случае), а главное восстановить из двух посылок исходный квадратурно-модулированный телевизионный сигнал, из которого можно было бы выделить модулирующие сигналы, применяя для этого восстановления достаточно простые технические средства, то путь сокращения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала без устранения в нем избыточности представлялся бы весьма перспективным.The third way is to reduce the frequency band of the information signal without reducing redundancy. In television, the possibility of such a technical solution was paid attention to when developing the PAL system. Theoretically, a method for transmitting and decoding a quadrature modulated signal by two definitely formed signal bursts with partial and even complete suppression of one sideband is theoretically possible. the frequency band was exchanged for the transmission time, which was partially used when transmitting color signals to PAL. However, such an exchange is quite effective in practice even in conditions of a high degree of correlation of television signals in adjacent frames, especially when temporarily compressing the luminance and color signals. What is required is not partial, as in PAL color signals, but almost complete suppression of one sideband, since when temporarily compressing quadrature modulated color signals with luminance signals, the subcarrier frequency must be very low. This could be done in practice by using almost perfect filters, since the width of the spectrum of television signals is measured in megahertz and there are “zero” frequencies in them. Therefore, to effectively suppress one sideband, filters would be required with a bandwidth of the order of several megahertz and with a slope of tens of decibels per unit or tens of kilohertz. When restoring the signal from the quadrature modulation on the low frequency subcarrier and suppressed one side - reverse shift it to the RF carrier heterodyning except such nearly ideal filter would be required as almost ideal phase shifters (providing precise rotation 90 of, for example, for all spectral components of hertz or kilohertz to several megahertz). Therefore, for example, in cable trunk communication lines where television signals are transmitted by the method of single-band modulation, the carrier frequency must be selected within the order of 25-40% of the width of one side band. Consequently, the efficiency of band exchange for a time reaches only 70-80% and is associated with significant technical difficulties. But if the “packing” of the quadrature-modulated television signal could be implemented in practice without the indicated technical difficulties, moreover, by bringing the band-time exchange efficiency to a value close to 100% (exactly 100% cannot be achieved even theoretically in this case), and most importantly to restore from two packages the original quadrature-modulated television signal from which modulating signals could be extracted, using rather simple technical means for this restoration, then the way to reduce the frequency band t composite color television signal without elimination would represent a very promising therein redundancy.
Следует отметить, что простое растягивание во времени квадратурно-модулированного телевизионного сигнала с полосой 2 Δ F и размещение его в полосе частот от 0 до Δ F (частота несущей F) способ неподходящий. Он не применим к сигналам цветности, поскольку цветоразностных сигналов два, а таким путем за кадр их можно передать в два раза меньше. Кроме того, для подобной передачи потребуется очень высокая линейность фазовой характеристики в полосе от 0 до F. It should be noted that simply stretching in time a quadrature modulated television signal with a band of 2 Δ F and placing it in a frequency band from 0 to Δ F (carrier frequency F) is not a suitable method. It is not applicable to color signals, since there are two color-difference signals, and in this way they can transmit half as much per frame. In addition, such a transmission will require a very high linearity of the phase response in the band from 0 to F.
В основу изобретения положена задача создания телевизионной системы, обеспечивающей увеличение объема информации, передаваемого полным цветовым телевизионным сигналом в единицу времени, без расширения полосы частот этого сигнала. The basis of the invention is the creation of a television system that provides an increase in the amount of information transmitted by a full color television signal per unit time, without expanding the frequency band of this signal.
Решение этой задачи возможно, если, используя высокую корреляцию сигналов соседних кадров, полей и строк телевизионного изображения, заменить входящие в состав полного цветового телевизионного сигнала с временным уплотнением видеосигналы, содержащие информацию о яркости и цветности, сигналами с большей информационной емкостью. Такими сигналами, в частности, являются посылки квадратурно-модулированных телевизионных сигналов при условии размещения их в полосе частот, примерно равной ширине полосы одной боковой. Очень простым техническим способом "сворачивания" спектра квадратурно-модулированного сигнала для размещения его в полосе частот, примерно равной ширине одной боковой полосы, является квадратурная модуляция несущей или поднесущей, частота которой много меньше верхней граничной частоты спектра модулирующих видеосигналов, осуществленная без полного или частичного ограничения (подавления) одной боковой полосы. В таком напряжении с "завернутой" нижней боковой полосой содержатся все частотные составляющие верхней и нижней боковых полос квадратурно-модулированного сигнала. Это дает основание полагать, что в таком напряжении сохраняется вся информация, которая была заложена в квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми на высокочастотной несущей. Однако считать полученное в результате переноса квадратурно-модулированного сигнала на низкочастотную несущую напряжение с "завернутой" нижней боковой полосой частот информационным сигналом можно лишь в том случае, когда на приемной стороне из этого напряжения можно выделить информацию, содержавшуюся в модулирующих сигналах. Как показали проведенные исследования, это осуществимо, причем достаточно простыми в технической реализации приемами. Поскольку напряжение с "завернутой" боковой полосой частот может быть использовано для передачи информации, оно может быть квалифицировано как сигнал. Характерным отличительным признаком такого сигнала с квадратурной модуляцией, частота несущей которого много ниже верхней граничной частоты спектров модулирующих сигналов, является наличие компонент "завернутой" ("отраженной", "рефлексной") нижней боковой полосы. Для определения процесса формирования такого сигнала можно использовать термин "рефлексная квадратурная модуляция" в отличие от квадратурной модуляции с развернутыми боковыми полосами, в том числе и квадратурной модуляции с частично подавленной одной боковой полосой, о чем говорилось выше. Сам сформированный "рефлексной квадратурной модуляцией" полезный сигнал можно назвать "сигналом с рефлексной квадратурной модуляцией" или сокращенно "рефлексно-модулированным сигналом". The solution to this problem is possible if, using a high correlation of the signals of adjacent frames, fields and lines of a television image, the video signals containing information about luminance and color are replaced by signals with a larger information capacity that are part of the full color television signal with temporary compression. Such signals, in particular, are the sending of quadrature modulated television signals provided that they are placed in a frequency band approximately equal to the width of one side band. A very simple technical way of “folding” the spectrum of a quadrature-modulated signal to place it in a frequency band approximately equal to the width of one sideband is quadrature modulation of the carrier or subcarrier, the frequency of which is much lower than the upper cutoff frequency of the spectrum of modulating video signals, implemented without full or partial limitation (suppression) of one side strip. Such a voltage with a “wrapped” lower sideband contains all the frequency components of the upper and lower sidebands of the quadrature modulated signal. This gives reason to believe that all the information stored in such a voltage is stored in a quadrature modulated signal with the side signals deployed on a high-frequency carrier. However, it is only possible to consider the information obtained as a result of transferring the quadrature modulated signal to a low-frequency carrier voltage with a “wrapped” lower side frequency band as an information signal when information contained in the modulating signals can be extracted from this voltage on the receiving side. As the studies showed, this is feasible, and quite simple in technical implementation techniques. Since voltage with a “wrapped” sideband can be used to transmit information, it can be qualified as a signal. A characteristic distinguishing feature of such a signal with quadrature modulation, the carrier frequency of which is much lower than the upper cutoff frequency of the spectra of the modulating signals, is the presence of the components of the “wrapped” (“reflected”, “reflex”) lower sideband. To determine the process of generating such a signal, the term “reflex quadrature modulation” can be used in contrast to quadrature modulation with unfolded sidebands, including quadrature modulation with one sideband partially suppressed, as mentioned above. The useful signal itself formed by “reflex quadrature modulation” can be called a “reflex quadrature modulation signal” or abbreviated as “reflex-modulated signal”.
Поставленная цель достигается тем, что в телевизионной системе, в полном цветовом телевизионном сигнале которой сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности изображений, передают с временным уплотнением, размещая сигналы яркости во всем интервале активной части строки, а сжатые во времени цветоразностные сигналы, содержащие информацию о цветности, передают в интервалах гашения по строкам, полный цветовой телевизионный сигнал согласно изобретению формируют используя рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию об отдельных характеристиках изображения, в том числе рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности. При этом видеосигналами, содержащими информацию об отдельных характеристиках изображений, т.е. такими видеосигналами, к числу которых относятся сигналы яркости и цветоразностные сигналы, осуществляют квадратурную модуляцию поднесущих в фазах "0" и ± , формируя рефлексно-модулированные сигналы на поднесущих, выбор частот f которых обеспечивает требуемые разности фаз φ немодулированных поднесущих в соседних строках одного кадра φн и в одинаковых по номерам строках смежных кадров φр. Сформированные рефлексно-модулированные сигналы передают в выделенных для них временных интервалах полного цветового телевизионного сигнала. На приемной стороне из принятого полного цветового телевизионного сигнала выделяют посылки рефлексно-модулированных сигналов и направляют их в каналы обработки информации, содержащейся в этих рефлексно-модулированных сигналах. В каналах обработки осуществляют задержку посылок рефлексно-модулированных сигналов на интервалы времени, кратные длительностям периодов телевизионной развертки, и обрабатывают совместно задержанную и незадержанную посылки этих сигналов путем их умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах. Напряжения, получаемые в результате перемножений задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов с гармоническими сигналами в данном канале обработки, алгебраически суммируют и выделяют из суммированного напряжения модулирующие видеосигналы. Выделенные в соответствующих каналах обработки сигналы яркости и цветоразностные сигналы с выравненными временными масштабами совмещают во времени.This goal is achieved by the fact that in a television system, in a full color television signal which signals containing information about the brightness and color of the images are transmitted with a temporary seal, placing the brightness signals in the entire interval of the active part of the line, and time-compressed color difference signals containing information about color, transmitted in blanking intervals in rows, the full color television signal according to the invention is formed using reflex-modulated signals containing information about tdelnyh image characteristics, including reflex-modulated signals luminance and chrominance signals. In this case, video signals containing information about individual characteristics of the images, i.e. such video signals, which include brightness signals and color difference signals, perform quadrature modulation of subcarriers in the phases "0" and ± , forming reflex-modulated signals on subcarriers, the choice of frequencies f of which provides the required phase differences φ of unmodulated subcarriers in adjacent rows of one frame φ n and in identical rows of adjacent frames φ p . The formed reflex-modulated signals are transmitted in the time intervals allocated to them for the full color television signal. On the receiving side, the packages of reflex-modulated signals are isolated from the received full color television signal and sent to the channels for processing information contained in these reflex-modulated signals. The processing channels delay the sendings of reflex-modulated signals by time intervals that are multiples of the durations of the television scan periods, and process the delayed and unstoppable sendings of these signals by multiplying them by harmonic signals in the corresponding phases. The voltages obtained as a result of multiplication of the delayed and uncontrolled sendings of reflex-modulated signals with harmonic signals in a given processing channel algebraically summarize and extract modulating video signals from the summed voltage. The luminance signals and color-difference signals with equalized time scales extracted in the respective processing channels are combined in time.
Согласно изобретению возможно осуществлять обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U1(t)=2cosω xt, а другой посылки - на гармонический сигнал вида U2(t)= 2cos(ωxt+ π+q φн), где ωх=2 π fx; fx - частота гармонического сигнала, превышающая граничную частоту спектра рефлексно-модулированного сигнала; φн=2πfτн; f - частота поднесущей рефлексно-модулированного сигнала; τн - длительность строки; q - число натурального ряда. Алгебраическое суммирование напряжений, получаемых при перемножении посылок рефлексно-модулированных сигналов с гармоническими сигналами U1(t) и U2(t), дает квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. При детектировании этого сигнала можно выделить видеосигналы, модулирующие несущую на передающей стороне.According to the invention, it is possible to process the delayed and uncontrolled packets of reflex-modulated signals by multiplying one of them by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cosω x t, and the other sending by a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos (ω x t + π + q φ n ), where ω x = 2 π f x ; f x is the frequency of the harmonic signal exceeding the cutoff frequency of the spectrum of the reflex modulated signal; φ n = 2πfτ n ; f is the frequency of the subcarrier of the reflex modulated signal; τ n - the length of the line; q is the number of the natural number. The algebraic summation of the voltages obtained by multiplying the bursts of reflex-modulated signals with harmonic signals U 1 (t) and U 2 (t) gives a quadrature modulated signal with unfolded side bands on a high-frequency carrier. When detecting this signal, you can select the video signals modulating the carrier on the transmitting side.
Совместную обработку задержанных и незадержанных посылок рефлексно-модулированных сигналов на приемной стороне согласно изобретению, возможно также осуществить непосредственно на частоте f поднесущей. При этом нужно одну посылку умножить на гармонический сигнал вида U1(t)=2cos ω t, где ω = 2πf, а другую посылку - на гармонический сигнал вида U2(t)=2cos(ωt+π+qφн). При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате эти перемножений, непосредственно выделяется один из модулирующих видеосигналов. Чтобы выделить второй модулирующий сигнал, нужно умножить одну из посылок рефлексно-модулированных сигналов на гармонический сигнал вида U3(t)= 2sin ω t, а другую посылку - на гармонический сигнал вида U4(t)=2sin(ω t+ π +q φн). При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, непосредственно выделяется второй модулирующий видеосигнал.The combined processing of delayed and undelayed packets of reflex-modulated signals at the receiving side according to the invention can also be carried out directly at the subcarrier frequency f. In this case, one premise must be multiplied by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω t, where ω = 2πf, and the other premise by a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos (ωt + π + qφ н ). During the algebraic summation of the stresses resulting from these multiplications, one of the modulating video signals is directly distinguished. In order to isolate the second modulating signal, one of the packages of reflex-modulated signals must be multiplied by a harmonic signal of the form U 3 (t) = 2sin ω t, and the other package by a harmonic signal of the form U 4 (t) = 2sin (ω t + π + q φ n ). In the algebraic summation of the voltages resulting from these multiplications, the second modulating video signal is directly distinguished.
Целесообразно, чтобы в полном цветовом телевизионном сигнале предлагаемой телевизионной системы в интервалах гашения по строкам одновременно передавали оба цветоразностных сигнала, формируя путем рефлексной квадратурной модуляции сигнал цветности на цветовой поднесущей, частота которой
fo= , где fн= частота строк; fр - частота кадров; m и n - числа натурального ряда, выбор значений которых обеспечивает разность фаз φоцветовой поднесущей в соседних строках одного кадра φон≈ (2n-1) и в одинаковых по номерам строках смежных кадров φор= π (2i-1), где i - целое число. Для этого в качестве модулирующих цветовую поднесущую видеосигналов надо использовать цветоразностные сигналы и изменить временной масштаб сформированного сигнала цветности с коэффициентом сжатия К, равным отношению верхней граничной частоты номинальной полосы частот полного цветового телевизионного сигнала к выбранному значению верхней граничной частоты спектра, передаваемого в одной строке сигнала цветности до его сжатия во времени. Входящие в состав сигнала цветности сигналы цветовой синхронизации, представляющие собою сжатые во времени в К раз сигналы рефлексно-модулированной поднесущей в "опорной" фазе, могут передаваться в нескольких строках интервала гашения по кадрам, причем время передачи каждой посылки сигналов цветовой синхронизации в строках кадрового интервала гашения должно быть равно времени передачи сигнала цветности в одной строке активной части кадра. Сформированный сигнал цветности, сжатый во времени, должен передаваться в строках полного цветового телевизионного сигнала в интервалах между срезом строчного синхронизирующего импульса и началом активной части строки. На приемной стороне выделенные из принятого полного цветового телевизионного сигнала посылки сигналов цветности целесообразно задерживать на время, равное длительности кадра, и алгебраически суммировать с посылками сигналов цветности, выделенными из одинаковых по номерам строк незадержанного сигнала кадра, поступающего на вход. Посылки алгебраически суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров необходимо дополнительно задержать на время T=q τн, где τн= , и совместно обрабатывать дополнительно задержанную и незадержанную посылки сигналов цветности путем умножения их на гармонические сигналы в соответствующих фазах. При этом следует учитывать, что разность фаз Δφо между фазой φ01 немодулированной цветовой поднесущей в задержанной посылке сигнала цветности и фазой φ02немодулированной цветовой поднесущей в незадержанной посылке сигнала цветности была связана с временем Т задержки соотношением
Δφo = φ01 - φ02 = ωoq τн, где ω0=2 π f0.It is advisable that in the full color television signal of the proposed television system in the blanking intervals, both color difference signals are simultaneously transmitted along the lines, forming a color signal on the color subcarrier with frequency quadrature reflex
f o = where f n = line frequency; f p - frame rate; m and n are the numbers of the natural series, the choice of the values of which ensures the phase difference φ about the color subcarrier in adjacent rows of one frame φ it ≈ (2n-1) and in identical rows of adjacent frames φ op = π (2i-1), where i is an integer. For this, color-difference signals must be used as color-modulating video subcarrier signals and the time scale of the generated color signal must be changed with a compression coefficient K equal to the ratio of the upper cutoff frequency of the nominal frequency band of the full color television signal to the selected value of the upper cutoff frequency of the spectrum transmitted in one line of the color signal before its compression in time. The color synchronization signals included in the color signal, which are time-compressed K-times reflex-modulated subcarrier signals in the "reference" phase, can be transmitted in several lines of the blanking interval per frame, with the transmission time of each transmission of color synchronization signals in the frame interval lines the blanking should be equal to the transmission time of the color signal in one line of the active part of the frame. The generated color signal, compressed in time, should be transmitted in the lines of the full color television signal in the intervals between the slice of the horizontal synchronizing pulse and the beginning of the active part of the line. On the receiving side, it is advisable to delay the chroma signal packets extracted from the received full color television signal for a time equal to the frame duration, and algebraically add them to the chroma signal packets isolated from the same line numbers of the undelayed frame signal input. Parcels of algebraically summed color signals from the same row numbers of adjacent frames must be additionally delayed for a time T = q τ n , where τ n = , and jointly process the additionally delayed and uncontrolled sending of color signals by multiplying them by harmonic signals in the corresponding phases. It should be borne in mind that the phase difference Δφ about between the phase φ 01 of the unmodulated color subcarrier in the delayed sending of the color signal and the phase φ 02 of the unmodulated color subcarrier in the unattended sending of the color signal was related to the delay time T by the relation
Δφ o = φ 01 - φ 02 = ω o q τ n , where ω 0 = 2 π f 0 .
Согласно изобретению совместную обработку задержанной и незадержанной посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров возможно осуществлять путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U1(t)=2cosωxt, а другой посылки - на гармонический сигнал вида U2(t)=2cos(ωxt+ π + Δφo), где ωх=2 π fx; fx- частота гармонического сигнала, превышающая граничную частоту спектра сигнала цветности. При суммировании напряжений, получающихся в результате этих перемножений, получается квадратурно-модулированный сигнал цветности с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. Синхронным детектированием этого сигнала можно выделить оба цветоразностных сигнала.According to the invention, the combined processing of delayed and uncontrolled bursts of summed chroma signals from the same row numbers of adjacent frames can be done by multiplying one of them by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cosω x t, and the other burst by a harmonic signal of the form U 2 ( t) = 2cos (ω x t + π + Δφ o ), where ω x = 2 π f x ; f x is the frequency of the harmonic signal exceeding the cutoff frequency of the spectrum of the color signal. When summing the stresses resulting from these multiplications, a quadrature modulated color signal with unfolded side bands on a high-frequency carrier is obtained. By synchronous detection of this signal, both color difference signals can be distinguished.
Возможна также совместная обработка задержанной и незадержанной посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров и выделения цветоразностных сигналов непосредственно на частоте f0 цветовой поднесущей. При такой обработке одну из посылок следует умножить на гармонический сигнал вида U1(t)=2cosωо t, вторую посылку - на гармонический сигнал вида U2(t)=2cos (ωо t+ π + Δφo) и алгебраически просуммировать напряжения, получаемые в результате этих перемножений. Таким путем выделяют непосредственно один из цветоразностных сигналов. Для выделения второго цветоразностного сигнала нужно одну из посылок сигналов цветности суммированных из одинаковых по номерам строк смежных кадров, умножить на гармонический сигнал вида U3(t)=2sinωo t, вторую посылку умножить на гармонический сигнал вида U4(t)=2sin(ωo t+ π + Δφo) и алгебраически просуммировать напряжения, получаемые в результате этой пары перемножений. При этом выделится непосредственно второй цветоразностный сигнал. Согласно изобретению целесообразно выбирать время дополнительной задержки посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров при совместной обработке этих посылок на приемной стороне, равным длительности строки τн. При этом разность фаз гармонических сигналов, на которые требуется умножать задержанную и незадержанную посылки, следует выбирать равной π + Δφo (2n + 1).It is also possible to jointly process delayed and uncontrolled bursts of summed chroma signals from the same line numbers of adjacent frames and extract color-difference signals directly at a frequency f 0 of the color subcarrier. With this processing, one of the premises should be multiplied by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cosω о t, the second premise should be multiplied by a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cosω (ω о t + π + Δφ o ) and algebraically sum the voltages, resulting from these multiplications. In this way, one of the color difference signals is isolated directly. To select the second color-difference signal, one of the sendings of the color signals summed from the same line numbers of adjacent frames must be multiplied by a harmonic signal of the form U 3 (t) = 2sinω o t, the second premise should be multiplied by a harmonic signal of the form U 4 (t) = 2sin ( ω o t + π + Δφ o ) and algebraically sum the stresses resulting from this pair of multiplications. In this case, the second color difference signal is directly distinguished. According to the invention, it is advisable to choose the time of the additional delay of the packets of the summed color signals from the same line numbers of adjacent frames during the joint processing of these packages on the receiving side, equal to the string length τ n . In this case, the phase difference of the harmonic signals, by which it is necessary to multiply the delayed and uncontrolled packages, should be chosen equal to π + Δφ o (2n + 1).
Также целесообразно, чтобы в ряде применений предлагаемой системы при совместной обработке на приемной стороне задержанных и незадержанных посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров использовали дополнительную задержку посылок на время Т, примерно равное длительности поля телевизионной развертки, T = , где Z - число строк разложения. Возможно использование двух вариантов осуществления такой задержки. В первом варианте дополнительную задержку посылок в первом поле осуществляют на время T1= τн, а во втором поле - на время T2= τн . При этом разность фаз гармонических сигналов, на которые требуется умножать задержанные и незадержанные посылки сигналов цветности, следует выбирать равными в первом поле Π- ± (Z+1) , а во втором поле Π- ± (Z-1) . Во втором варианте дополнительную задержку посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров выбирают и в первом и во втором полях идентичной и равной времени T1= τн. Соответственно разность фаз гармонических сигналов, на которые требуется умножать, задержанные и незадержанные посылки, следует выбирать равной Π- ± (Z+1) в обоих полях.It is also advisable that in a number of applications of the proposed system, when the delayed and uncontrolled bursts of summed color signals from the same row numbers of adjacent frames are processed together on the receiving side, an additional burst delay of time T, approximately equal to the duration of the television scan field, should be used, T = where Z is the number of lines of decomposition. It is possible to use two embodiments of such a delay. In the first embodiment, an additional delay in the parcels in the first field is carried out at a time T 1 = τ n , and in the second field - for the time T 2 = τ n In this case, the phase difference of the harmonic signals, by which it is necessary to multiply the delayed and uncontrolled sending of color signals, should be chosen equal in the first field Π- ± (Z + 1), and in the second field Π- ± (Z-1). In the second embodiment, the additional delay of the sendings of the summed chroma signals from the identical line numbers of adjacent frames is selected in the first and second fields of identical and equal time T 1 = τ n Accordingly, the phase difference of the harmonic signals by which you want to multiply, the delayed and uncontrolled packages should be chosen equal to Π- ± (Z + 1) in both fields.
Целесообразно, чтобы в телевизионной системе с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения в полном цветовом телевизионном сигнале за время длительности одной строки передавали рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображений, и передавали бы одновременно в реальном масштабе времени два цветных телевизионных изображения в совмещенной полосе частот, номинальной для передачи одного такого изображения. Для этого на передающей стороне нужно запоминать сигналы яркости и цветности двух полей одного кадра раздельно первого и второго изображений, размещая последовательно в строках записи каждого изображения сигналы смежных в пространстве строк этого изображения из первого и второго полей так, чтобы в строке записи (2S-1) содержалась информация о яркости и цветности строки (2S-1) из первого поля, а в строке записи 2S содержалась информация о яркости и цветности строки 2S-1+ из второго поля, где S - число натурального ряда. Сигналы двух строк записи (2S-1) и 2S первого изображения преобразовывают в сигналы одной строки передачи первого изображения. Сигналы двух строк записи (2S-1) и 2S второго изображения преобразуют в сигналы одной строки передачи второго изображения. Преобразования эти осуществляют для сигналов первого и второго изображений раздельно и идентичными способами. При этом из строк записи (2S-1) и 2S одновременно считывают сигналы цветности и, алгебраически суммируя их, получают общий для строк записи (2S-1) и 2S сигнал цветности на цветовой поднесущей с частотой f0. Разность фаз немодулированной цветовой поднесущей в строках передачи, сформированных из сигналов строк записи (2S-1) и 2S, и в строках передачи, сформированных из сигналов строк записи (2S+1) и (2S+2) того же самого изображения, составит величину φон= 2Πfoτн≈ (2n-1) . Записанные в строках записи (2S-1) и 2S cигналы, содержащие информацию о яркости, также передают одновременно, формируя из этих сигналов рефлексно-модулированный сигнал яркости. Для этого считанными из строк записи (2S-1) и 2S cигналами яркости осуществляют рефлексную квадратурную модуляцию поднесущей яркости, частота которой fy= fн , где d - число натурального ряда. Выбор значения d должен обеспечивать разность фаз немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров φур = (2d-1).It is advisable that in a television system with the simultaneous transmission of color-difference signals in the blanking intervals in a full color television signal for a duration of one line, reflex-modulated signals containing information about the brightness and color of two adjacent rows of images in space are transmitted, and simultaneously transmit in real scale time two color television images in a combined frequency band, nominal for the transmission of one such image. To do this, on the transmitting side, it is necessary to memorize the luminance and color signals of two fields of one frame separately of the first and second images, placing sequentially in the recording lines of each image the signals of adjacent in space lines of this image from the first and second fields so that in the recording line (2S-1 ) contained information about the brightness and color of the line (2S-1) from the first field, and the line of record 2S contained information about the brightness and color of the line 2S-1 + from the second field, where S is the number of the natural number. The signals of the two recording lines (2S-1) and 2S of the first image are converted into signals of one transmission line of the first image. The signals of the two recording lines (2S-1) and 2S of the second image are converted into signals of one transmission line of the second image. These transformations are carried out for signals of the first and second images separately and in identical ways. At the same time, color signals are read from the recording lines (2S-1) and 2S and, algebraically summing them, a common color signal for the recording lines (2S-1) and 2S is obtained on the color subcarrier with a frequency f 0 . The phase difference of the unmodulated color subcarrier in the transmission lines formed from the signals of the recording lines (2S-1) and 2S, and in the transmission lines formed from the signals of the recording lines (2S + 1) and (2S + 2) of the same image, will be φ he = 2Πf o τ n ≈ (2n-1). The signals recorded in the recording lines (2S-1) and 2S, containing information about the brightness, are also transmitted simultaneously, forming a reflectively modulated brightness signal from these signals. For this, the luminance signals read from the recording lines (2S-1) and 2S carry out reflex quadrature modulation of the luminance subcarrier, the frequency of which is f y = f n , where d is the number of the natural number. The choice of the value of d should provide the phase difference of the unmodulated brightness subcarrier in the same row numbers of adjacent frames φ ur = (2d-1).
Сформированные рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности, содержащие информацию о яркостях и цветностях из строк записи (2S-1) и 2S первого изображения, передают в строке (2S-1) полного цветового телевизионного сигнала, рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности, содержащие информацию о яркостях и цветностях из строк записи (2S-1) и 2S второго изображения, передают в строке 2S полного цветового телевизионного сигнала. При этом сигналы цветности первого и второго изображений передают соответственно в интервалах гашения, а рефлексно-модулированные сигналы яркости этих изображений передают без изменения временного масштаба в активных интервалах строк полного цветового телевизионного сигнала. В одинаковых по номерам строках смежных кадров передают сигналы одного и того же изображения. На приемной стороне выделенные из полного цветового телевизионного сигнала сигналы первого и второго изображений направляют в каналы обработки этих сигналов. В каналах обработки сигналов каждого изображения осуществляются идентичные операции обработки. К таким операциям относятся задержка сигналов, поступающих на вход канала на время кадра, выделение сигналов цветности из сигналов одинаковых по номерам строк смежных кадров, алгебраическое суммирование задержанных и незадержанных на время кадра сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров, дополнительная задержка этих алгебраически суммированных сигналов цветности на время, равное длительности двух строк, умножение задержанных дополнительно и незадержанных посылок суммированных сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров на гармонические сигналы, разность фаз которых должна составлять Π+Δφo≈ (2n+1), и выделение цветоразностных сигналов. Полученные на выходе каналов обработки цветоразностные сигналы используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках записи (2S-1) и 2S. В число операций обработки рефлексно-модулированных сигналов яркости входят выделение посылок этих сигналов из задержанных на время кадра и незадержанных сигналов строк, совместная обработка задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов яркости из одинаковых по номерам строк смежных кадров путем умножения этих посылок на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраического суммирования напряжений, получаемых в результате перемножений посылок рефлексно-модулированных сигналов яркости с гармоническими сигналами, и выделения сигналов яркости строк записи (2S-1) и 2S. Выделенные сигналы, содержащие информацию о цветности и яркости строки записи 2S, требуется задержать на время T1= τн, чтобы восстановить полный цветовой телевизионный сигнал чересстрочного разложения исходного изображения.The generated reflex-modulated luminance signals and color signals containing luminance and color information from the recording lines (2S-1) and 2S of the first image are transmitted in line (2S-1) of the full color television signal, reflex-modulated luminance signals and color signals containing luminance and chrominance information from recording lines (2S-1) and 2S of the second image are transmitted in line 2S of the full color television signal. In this case, the color signals of the first and second images are transmitted respectively in the blanking intervals, and reflex-modulated brightness signals of these images are transmitted without changing the time scale in the active intervals of the lines of the full color television signal. In the same line numbers of adjacent frames transmit signals of the same image. On the receiving side, signals from the first and second images extracted from the full color television signal are sent to the processing channels of these signals. In the signal processing channels of each image, identical processing operations are carried out. Such operations include the delay of signals arriving at the channel input for the duration of the frame, the extraction of color signals from signals of the same row numbers of adjacent frames, the algebraic summation of the delayed and unavailable color signals from the same row numbers of adjacent frames, the additional delay of these algebraically summed color signals for a time equal to the duration of two lines, multiplication of additional delayed and undelivered packets of summed color signals from the same x by line numbers of adjacent frames for harmonic signals, the phase difference of which should be Π + Δφ o ≈ (2n + 1), and the allocation of color difference signals. The color difference signals obtained at the output of the processing channels are used to reproduce the color information contained in the recording lines (2S-1) and 2S. The processing operations of reflex-modulated luminance signals include the extraction of the parcels of these signals from the delayed for the frame time and uncontrolled line signals, the combined processing of the delayed and uncontrolled parcels of reflex-modulated brightness signals from the same line numbers of adjacent frames by multiplying these parcels by harmonic signals in corresponding phases, algebraic summation of the voltages obtained as a result of multiplication of the packages of reflex-modulated brightness signals with harmonious Skim signals and luminance signals of lines allocation record (2S-1) and 2S. The selected signals containing information about the color and brightness of the recording line 2S, you need to delay for a time T 1 = τ n to restore the full color television signal of the interlaced decomposition of the original image.
Согласно изобретению возможно осуществить на приемной стороне совместную обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированного сигнала яркости путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U1(t)= 2cos ωxyt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U2(t)= 2cos[ωxyt+ (2d+1)], где ωxy=2 π fxy; fхy - частота несущей, удовлетворяющая условию fxy-fy выше верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала яркости. При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, образуется квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. При детектировании этого сигнала могут быть выделены яркости строк записи (2S-1) и 2S изображения. Также возможно осуществить совместную обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированного сигнала яркости и выделение сигналов яркости строк записи (2S-1) и 2S на приемной стороне непосредственно на частоте поднесущей яркости. Для этого требуется произвести умножение одной посылки на гармонический сигнал вида U1(t)=2cos ωyt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U2(t)=2cos[ωyt + (2d+1)].При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, непосредственно выделяется сигнал яркости строки записи (2S-1) изображения. При умножении одной посылки на гармонический сигнал вида U3(t)= 2sin ωyt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U4(t)=2sin [ ωyt + (2d +1 )] и алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, может быть непосредственно выделен сигнал яркости строки записи 2S изображения.According to the invention, it is possible to carry out joint processing of the delayed and uncontrolled packages of the reflex-modulated brightness signal on the receiving side by multiplying one of them by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω xy t and the other by a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos [ω xy t + (2d + 1)], where ω xy = 2 π f xy ; f xy is the carrier frequency satisfying the condition f xy -f y above the upper cutoff frequency of the spectrum of the reflex-modulated luminance signal. In the algebraic summation of the stresses resulting from these multiplications, a quadrature modulated signal with unfolded side bands on a high-frequency carrier is formed. When detecting this signal, the brightness of the recording lines (2S-1) and 2S of the image can be highlighted. It is also possible to carry out joint processing of the delayed and uncontrolled bursts of the reflex-modulated luminance signal and the allocation of the luminance signals of the recording lines (2S-1) and 2S on the receiving side directly at the luminance subcarrier frequency. For this, it is necessary to multiply one premise by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω y t, and the other premise by a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos [ω y t + (2d + 1)]. In the algebraic summation of the stresses resulting from these multiplications, the brightness signal of the recording line (2S-1) of the image is directly extracted. When you multiply one premise by a harmonic signal of the form U 3 (t) = 2sin ω y t, and another premise by a harmonic signal of the form U 4 (t) = 2sin [ω y t + (2d +1)] and the algebraic summation of the stresses resulting from these multiplications, the luminance signal of the recording line 2S of the image can be directly extracted.
Целесообразно, чтобы в предлагаемой телевизионной системе при передаче двух цветных изображений в совмещенной полосе частот на приемной стороне была бы предусмотрена такая обработка полного цветового телевизионного сигнала, при которой в каналах обработки сигналов каждого изображения из поступающих на их входы сигналов выделяют сигналы цветности и повторяют их путем задержки на время T1= τн. Незадержанную посылку помещают в интервал гашения восстановленного сигнала яркости строки (2S-1) данного изображения, а задержанную посылку сигнала цветности помещают в интервал гашения восстановленного сигнала яркости строки (2S-1 + ) того же изображения, восстанавливая тем самым исходный полный цветовой телевизионный сигнал соответствующего изображения.It is advisable that in the proposed television system, when transmitting two color images in a combined frequency band on the receiving side, such a processing of the full color television signal is provided, in which color signals are extracted from the signal processing channels of each image from the input signals and repeated by time delays T 1 = τ n An undelayed message is placed in the blanking interval of the restored line luminance signal (2S-1) of this image, and a delayed message of color signal is placed in the blanking interval of the restored line luminance signal (2S-1 + ) of the same image, thereby restoring the original full color television signal of the corresponding image.
Целесообразно, чтобы в телевизионной системе с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения в полном цветовом телевизионном сигнале за время длительности двух строк передавали растянутые во время рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображения. Осуществить это возможно путем растягивания в два раза времени передачи сигналов яркости и цветности каждой строки изображения и формирования из пар растянутых по времени и передаваемых одновременно сигналов двух смежных в пространстве строк изображения полного цветового телевизионного сигнала с частотой передачи строк, равной , и длительностью каждой из этих строк, равной 2 τн. Формирование такого полного цветового телевизионного сигнала позволит передать в реальном масштабе времени сигналы телевизионных изображений с исходным числом строк разложения Z1= и числом кадров в секунду N = в полосе частот, равной половине от номинальной полосы частот, необходимой для передачи сигналов таких телевизионных изображений известными способами. Для этого на передающей стороне нужно осуществить запоминание сигналов яркости и цветности двух полей одного кадра изображения, размещая последовательно в строках записи сигналы смежных в пространстве строк изображения, причем в строке записи (2S-1) должна содержаться информация о цветности и яркости из строки (2S-1) первого поля, а в строке записи 2S - информация о яркости и цветности из строки (2S - 1 + ) второго поля. Из строк записи (2S-1) и 2S одновременно считывают сигналы, содержащие информацию о цветности, и, алгебраически суммируя эти сигналы, формируют общий для строк записи (2S-1) и 2S сигнал цветности на поднесущей. Частота цветовой поднесущей f0, а разность фаз немодулированной поднесущей в сигналах цветности, сформированных из исходных сигналов строк записи (2S-1) и 2S, и в сигналах цветности, сформированных из исходных сигналов в строках записи (2S+1) и (2S+2), составляет Δφo≈ (2n-1) .It is advisable that in a television system with the simultaneous transmission of color-difference signals in the blanking intervals in a full color television signal for a duration of two lines transmitted reflex-modulated signals containing information about the brightness and color of two adjacent lines of space in the image. This can be done by stretching twice the transmission time of the luminance and color signals of each image line and forming from the pairs of time-stretched and simultaneously transmitted signals of two adjacent spatial image lines a full color television signal with a transmission frequency of lines equal to , and with a duration of each of these lines equal to 2 τ n . The formation of such a full color television signal will allow real-time transmission of television image signals with the original number of lines of decomposition Z 1 = and frames per second N = in a frequency band equal to half of the nominal frequency band necessary for transmitting signals of such television images by known methods. To do this, on the transmitting side, it is necessary to memorize the luminance and color signals of two fields of one image frame, placing sequentially in the recording lines the signals of adjacent image lines in space, and the recording line (2S-1) should contain information about the color and brightness from the line (2S -1) of the first field, and in the recording line 2S - information about the brightness and color from the line (2S - 1 + ) of the second field. From the recording lines (2S-1) and 2S, signals containing chroma information are read at the same time, and by algebraically summing these signals, a common chroma signal for the recording lines (2S-1) and 2S is formed on the subcarrier. The color subcarrier frequency is f 0 , and the phase difference of the unmodulated subcarrier in the color signals generated from the source signals of the recording lines (2S-1) and 2S, and in the color signals generated from the original signals in the recording lines (2S + 1) and (2S + 2) is Δφ o ≈ (2n-1).
Формирование квадратурно-модулированных сигналов яркости осуществляют путем рефлексной квадратурной модуляции поднесущей яркости сигналами яркости, одновременно считываемыми из строк записи (2S-1) и 2S. Частота поднесущей яркости fy= fн, что обеспечивает разность фаз немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров φyp= (2d-1) . При растяжении в два раза по времени сформированных рефлексно-модулированных сигналов яркости и сигналов цветности сужается соответственно вдвое ширина их частотного спектра, а также уменьшаются до величин и значения частот цветовой поднесущей и поднесущей яркости. Растянутые во времени рефлексно-модулированные сигналы яркости и сигналы цветности передают соответственно в интервалах активной части строк и в интервалах гашения полного цветового телевизионного сигнала. Поскольку длительность каждой строки передачи равна 2τн, то число строк передачи в кадре составляет
Z2= = .The formation of quadrature modulated luminance signals is carried out by reflex quadrature modulation of the luminance subcarrier by luminance signals simultaneously read from the recording lines (2S-1) and 2S. Luminance subcarrier frequency f y = f n , which provides the phase difference of the unmodulated luminance subcarrier in the same row numbers of adjacent frames φ yp = (2d-1). When the reflex-modulated luminance and color signals are doubled in time, they are respectively halved by the width of their frequency spectrum, and also reduced to and color subcarrier and luminance subcarrier frequencies. The time-stretched reflex-modulated luminance and color signals are transmitted respectively in the intervals of the active part of the lines and in the blanking intervals of the full color television signal. Since the duration of each transmission line is 2τ n , the number of transmission lines in the frame is
Z 2 = = .
На приемной стороне в принятом полном цветовом телевизионном сигнале нужно уменьшить вдвое длительность строк для восстановления исходных длительностей во времени сигналов цветности в интервалах гашения и рефлексно-модулированных сигналов яркости в активных частях строк и соответственно ширину частотных спектров этих сигналов, а также значений частот f0 и fy поднесущих. Полный цветовой телевизионный сигнал со сжатыми во времени до длительности τнстроками следует задержать на время кадра и выделить из задержанных на время кадра и незадержанных сигналов одинаковых по номерам строк смежных кадров посылки сигналов цветности и рефлексно-модулированных сигналов яркости, алгебраически просуммировать посылки сигналов цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров. Суммированные посылки сигналов цветности дополнительно задерживают на время 2τн и выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанные и незадержанные посылки сигналов цветности, равной Π+Δφo≈ (2n+1) ; полученные в результате цветоразностные сигналы используют для воспроизведения информации о цветности, содержавшейся в строках записи (2S-1) и 2S изображения.On the receiving side, in the received full color television signal, it is necessary to halve the line lengths to restore the original time durations of the color signals in the blanking and reflex-modulated luminance signals in the active parts of the lines and, accordingly, the width of the frequency spectra of these signals, as well as the frequency values f 0 and f y subcarriers. The full color television signal with time-squeezed lines up to the length of τ n should be delayed for the duration of the frame and distinguished from the delayed for the time of the frame and uncontrolled signals of the same number of line frames of adjacent frames of the color signals and reflex-modulated luminance signals, to sum the color signal packets from identical by line numbers of adjacent frames. The summarized bursts of chroma signals are additionally delayed by 2τ n and the phase difference of the harmonic signals is selected by which the delayed and uncontrolled bursts of chroma signals equal to Π + Δφ o ≈ are multiplied (2n + 1); the resulting color difference signals are used to reproduce the color information contained in the recording lines (2S-1) and 2S of the image.
Выделенные из одинаковых по номерам строк смежных кадров задержанные на время кадра и незадержанные посылки рефлексно-модулированных сигналов яркости совместно обрабатывают путем умножения их на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют напряжения, получаемые в результате этих перемножений, и выделяют сигналы яркости строк записи (2S-1) и 2S. Выделенные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности строк записи 2S, задерживают на время T1= τн , восстанавливая сигналы строк (2S-1) (2S - 1 + )чересстрочной развертки исходного изображения.Isolated from the same line numbers of adjacent frames, delayed for the frame time and uncontrolled sending of reflex-modulated luminance signals are jointly processed by multiplying them by harmonic signals in the corresponding phases, the voltages obtained as a result of these multiplications are algebraically summed, and the luminance signals of recording lines are extracted (2S -1) and 2S. The selected signals containing information about the brightness and color of the lines of the 2S record are delayed by the time T 1 = τ n , restoring the signals of the rows (2S-1) (2S - 1 + ) interlaced scan of the original image.
Согласно изобретению возможно, чтобы на приемной стороне совместную обработку задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированных сигналов яркости осуществляли путем умножения одной из них на гармонический сигнал вида U1(t)= 2cos ωxyt, а другой на гармонический сигнал вида U2(t)= 2cos[ωxyt + (2d + 1)], где ωxy=2 π fxy; fxy - частота несущей, удовлетворяющая условию fxy-fy - выше верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала яркости до его растяжения во времени. Полученные в результате этих перемножений напряжения алгебраически суммируют, формируя сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, детектируют этот сигнал и выделяют сигналы яркости строк записи (2S-1) и 2S изображения. Также возможно, чтобы совместная обработка задержанной и незадержанной посылок рефлексно-модулированного сигнала яркости на приемной стороне и выделение сигналов яркости строк записи (2S-1) и 2S осуществлялись непосредственно на частоте поднесущей яркости fy= . Для этого необходимо произвести умножение одной посылки на гармонический сигнал вида U1(t)= 2cos ωyt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U2(t)=2cos[ ωyt + (2d +1) ]. При алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этих перемножений, непосредственно выделяется сигнал яркости строки записи (2S-1). При умножении одной посылки на гармонический сигнал вида U3(t)= 2sin ωyt, а другой посылки на гармонический сигнал вида U4(t)= 2sin [ωyt + (2d + 1)] и алгебраическом суммировании напряжений, получаемых в результате этой пары перемножений, может быть непосредственно выделен сигнал яркости строки записи 2S изображения.According to the invention, it is possible that, on the receiving side, the combined processing of the delayed and uncontrolled packets of reflex-modulated brightness signals is carried out by multiplying one of them by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω xy t and the other by a harmonic signal of the form U 2 (t ) = 2cos [ω xy t + (2d + 1)], where ω xy = 2 π f xy ; f xy is the carrier frequency satisfying the condition f xy -f y is higher than the upper cutoff frequency of the spectrum of the reflex-modulated brightness signal until it stretches in time. The voltages obtained as a result of these multiplications are algebraically summed, forming a signal with unfolded sidebands on a high-frequency carrier, this signal is detected and the brightness signals of the recording lines (2S-1) and 2S images are extracted. It is also possible that the combined processing of the delayed and uncontrolled packets of the reflex-modulated luminance signal at the receiving side and the extraction of the luminance signals of the recording lines (2S-1) and 2S are carried out directly at the luminance subcarrier frequency f y = . For this, it is necessary to multiply one premise by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω y t, and the other premise by a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos [ω y t + (2d +1)]. In the algebraic summation of the stresses resulting from these multiplications, the brightness signal of the recording line (2S-1) is directly allocated. When you multiply one premise by a harmonic signal of the form U 3 (t) = 2sin ω y t, and another premise by a harmonic signal of the form U 4 (t) = 2sin [ω y t + (2d + 1)] and the algebraic summation of the stresses resulting from this pair of multiplications, the luminance signal of the recording line 2S of the image can be directly extracted.
Является целесообразным, чтобы на приемной стороне число строк развертки, обеспечивающее визуальное восприятие заданной вертикальной четкости, выбиралось равным Z3 превышающим число Z1 строк разложения сигналов яркости и цветоразностных сигналов на передающей стороне. Для этого число строк Z3 воспроизведения каждого из сигналов яркости и цветоразностных сигналов может быть получено путем интерполяции из числа строк Z1. Для интерполяции каждой воспроизводимой на экране строке необходимо использовать сигналы l строк разложения изображения на передающей стороне, причем половина из этих l строк являются опережающими, а вторая половина - последующими для воспроизводимой на экране интерполированной строки развертки. В соответствии с характеристиками метода интерполяции числа строк Z3 из числа строк Z1 должно выбираться и само число строк Z1 разложения изображений на передающей стороне. Целесообразно, чтобы на передающей стороне сигналы яркости и цветоразностные сигналы, которыми как модулирующими видеосигналами E1-1(t) и E1-2(t) модулируют соответственно поднесущую яркости и цветовую поднесущую в процессе формирования рефлексно-модулированных сигналов яркости и сигналов цветности, подвергали предварительной коррекции. При этом предкорректируемый модулирующий видеосигнал необходимо задержать на время, равное длительности двух кадров 2 τp, и сформировать разностный сигнал, представляющий собою разность значений предкорректируемого видеосигнала в моменты времени t и t-2 τp. Сформированный разностный сигнал может быть подвергнут необходимой дополнительной обработке, включающей, например, операции частотной фильтрации шумоподавления. Этот разностный сигнал алгебраически суммируют с предкорректируемым видеосигналом, задержанным на время, равное длительности кадра τp. Скорректированный таким способом видеосигнал используют в качестве модулирующего соответствующую поднесущую при формировании рефлексно-модулированных сигналов вида E3(t), входящих в состав полного цветового телевизионного сигнала.It is advisable that, on the receiving side, the number of scan lines providing visual perception of a given vertical definition is selected to be Z 3 exceeding the number Z 1 of decomposition lines of the luminance signals and color difference signals on the transmitting side. For this, the number of lines Z 3 of reproduction of each of the luminance signals and color difference signals can be obtained by interpolation from the number of lines Z 1 . To interpolate each line displayed on the screen, it is necessary to use the signals of l lines of image decomposition on the transmitting side, with half of these l lines being leading, and the second half subsequent for the interpolated scan line on the screen. In accordance with the characteristics of the method of interpolating the number of lines Z 3 from the number of lines Z 1 , the very number of lines Z 1 of the decomposition of images on the transmitting side should be selected. It is advisable that on the transmitting side the luminance signals and color difference signals, which, as modulating video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t), respectively modulate the luminance subcarrier and the color subcarrier in the process of generating reflectively modulated luminance and chrominance signals, subjected to preliminary correction. In this case, the corrected modulating video signal must be delayed for a time equal to the duration of two
Также целесообразно, чтобы на передающей стороне при формировании сигналов цветности и рефлексно-модулированных сигналов яркости цветоразностные сигналы и сигналы яркости, используемые в качестве модулирующих соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости видеосигналов, были подвергнуты специальной обработке. Такая обработка должна включать запись сигналов каждой строки с тактовой частотой fs1 и считывание этих сигналов с изменяющейся вдоль строки тактовой частотой
fS2(t) = , где φ1(t) = -t, t изменяется в пределах от 0 до τн, τн - длительность строки; Δτн - длительность интервала гашения по строке, положительное число W1>2, - модуль значения φ1(t) при t = . Обработанными видеосигналами, прошедшими необходимую частотную коррекцию, можно модулировать соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости при формировании сигналов цветности и рефлексно-модулированных сигналов яркости, входящих в состав полного цветового телевизионного сигнала. При этом на передающей стороне потребуется, чтобы выделенные сигналы яркости и цветоразностные сигналы записывались построчно с тактовой частотой fs3 и считывались с переменной вдоль строки тактовой частотой
fS4(t) =
Кроме того, целесообразно, чтобы при обработке модулирующих видеосигналов на передающей стороне тактовую частоту fs1(t) записи выбирали изменяющейся в интервале времени t, равном длительности поля τv,
fS1(t) = , где
φ2(t) = - t, t изменяется в пределах от 0 до τv; Δτv - длительность интервала гашения по полям, положительное число W2>2, - модуль значения φ2(t) при t = fs1(t)=fs1 при cosφ2(t) = cosφ2(t)dφ . На приемной стороне соответственно требуется, чтобы при обработке выделенных сигналов яркости и цветоразностных сигналов тактовая частота fs3(t) записи изменялась в интервале τv поля по закону
fS3(t) = , где fs3(t)= fs3 при cosφ2(t) = cosφ2(t)dφ .It is also advisable that, on the transmitting side, when generating chroma signals and reflex-modulated luminance signals, color difference signals and luminance signals used as modulating color and light luminance subcarriers of video signals are subjected to special processing. Such processing should include recording the signals of each line with a clock frequency f s1 and reading these signals with a clock frequency varying along the line
f S2 (t) = where φ 1 (t) = -t , t varies in the range from 0 to τ n , τ n is the line duration; Δτ n - the duration of the blanking interval on the line, a positive number W 1 > 2, is the absolute value of φ 1 (t) at t = . The processed video signals that have passed the necessary frequency correction can be modulated, respectively, the color subcarrier and the subcarrier of brightness in the formation of color signals and reflex-modulated brightness signals that are part of the full color television signal. At the same time, on the transmitting side, it is required that the selected luminance signals and color difference signals are recorded line by line with a clock frequency f s3 and read out with a variable clock frequency along the line
f S4 (t) =
In addition, it is advisable that when processing modulating video signals on the transmitting side, the recording clock frequency f s1 (t) is selected to vary in the time interval t equal to the field duration τ v ,
f S1 (t) = where
φ 2 (t) = - t , t varies from 0 to τ v ; Δτ v is the duration of the blanking interval in the fields, a positive number W 2 > 2, is the absolute value of φ 2 (t) at t = f s1 (t) = f s1 for cosφ 2 (t) = cosφ 2 (t) dφ. On the receiving side, respectively, it is required that, when processing the extracted luminance and color-difference signals, the clock frequency f s3 (t) of the record changes in the interval τ v of the field according to the law
f S3 (t) = , where f s3 (t) = f s3 for cosφ 2 (t) = cosφ 2 (t) dφ.
Весьма целесообразно, чтобы в телевизионной системе согласно изобретению при обработке информационных сигналов на передающей стороне частоту fs1 записи выбирали бы изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τv поля в соответствии с выражением
fS1(t) = · fS1· C1τv+(1-C1)+Δτv-2t, где |τv+ Δτv-2t|- модуль величины (τv+ Δτv-2t), не равное нулю положительное число C1 - коэффициент, равный отношению значения fs1(t) при t = к значению fs1(t) при t = , fs1 - значение fs1(t) при t = + , тактовую частоту fs2(t) считывания выбирали бы изменяющейся в интервале τн строки в соответствии с выражением
fS2(t) = · fS1(t) C2τн+(1-C2)+Δτн-2t, где |τн+ Δτн-2t| - модуль величины (τн+ Δτн-2t), t изменяется в пределах от 0 до τн, не равное нулю положительное число С2 - коэффициент, равный отношению значения fs2(t) при t = к значению fs2(t) при t = , а на приемной стороне тактовую частоту fs3(t) записи выбирали бы изменяющейся за время t, равное длительности (τv) поля в соответствии с выражением
fS3(t)= fS3· , где fs3 - значение fs3(t) при t = , и тактовую частоту fs4(t) считывания - изменяющейся в интервале (τн) строки в соответствии с выражением
fS4(t)= fS3(t)· , где t изменялось бы в пределах от 0 до τн.It is highly advisable that in the television system according to the invention, when processing information signals on the transmitting side, the recording frequency f s1 is selected to vary in the time interval t equal to the field duration τ v in accordance with the expression
f S1 (t) = F S1 C 1 τ v + (1-C 1 ) + Δτ v -2t , where | τ v + Δτ v -2t | is the modulus of the quantity (τ v + Δτ v -2t), a non-zero positive number C 1 is a coefficient equal to the ratio of the value of f s1 (t) at t = to the value of f s1 (t) at t = , f s1 is the value of f s1 (t) at t = + , the clock frequency f s2 (t) of reading would be chosen varying in the interval τ n of the line in accordance with the expression
f S2 (t) = F S1 (t) C 2 τ n + (1-C 2 ) + Δτ n -2t where | τ n + Δτ n -2t | is the magnitude modulus (τ n + Δτ n -2t), t varies from 0 to τ n , a non-zero positive number C 2 is a coefficient equal to the ratio of f s2 (t) at t = to the value f s2 (t) at t = , and on the receiving side, the clock frequency f s3 (t) of the recording would be chosen to change over time t, equal to the duration (τ v ) of the field in accordance with the expression
f S3 (t) = f S3 where f s3 is the value of f s3 (t) at t = , and the clock frequency f s4 (t) of reading - changing in the interval (τ n ) of the line in accordance with the expression
f S4 (t) = f S3 (t) , where t would vary from 0 to τ n .
На фиг. 1 приведена функциональная схема формирования рефлексно-модулированного сигнала; на фиг. 2 - примерный вид одной строки полного цветового телевизионного сигнала ЕМ(t) телевизионной системы с временным уплотнением сигналов яркости и цветности согласно изобретению; на фиг. 3 - функциональная схема декодера полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы; на фиг. 4 - функциональная схема блока обработки рефлексно-модулированного сигнала с переносом его на высокочастотную несущую и выделения модулирующих сигналов; на фиг. 5 - функциональная схема блока обработки рефлексно-модулированного сигнала и выделения модулирующих сигналов непосредственно на частоте f поднесущей; на фиг. 6 - функциональная схема обработки рефлексно-модулированного сигнала и выделения модулирующих сигналов непосредственно на частоте f поднесущей с разделением модулирующих сигналов дополнительными суммирующими устройствами; на фиг. 7 - функциональная схема устройства (кодера) формирования полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы; на фиг. 8 - примерный вид одной строки полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервале гашения; на фиг. 9 - функциональная схема канала обработки сигнала цветности предлагаемой телевизионной системы; на фиг. 10 - функциональная схема блока формирования полного цветового телевизионного сигнала, в котором за время длительности одной строки передают рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности двух смежных в пространстве строк изображения; на фиг. 11 - функциональная схема устройства формирования полного цветового телевизионного сигнала, содержащего сигналы строк передачи первого и второго изображений; на фиг. 12 - примерный вид двух строк полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях; на фиг. 13 - функциональная схема устройства обработки полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях; на фиг. 14 - функциональная схема обработки рефлексно-модулированных сигналов яркости и цветности, выделенных из полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях; на фиг. 15 - функциональная схема устройства формирования из полного цветового телевизионного сигнала, содержащего информацию о двух цветных изображениях, полных цветовых телевизионных сигналов первой и второй программ на промежуточном приемном пункте; на фиг. 16 - функциональная схема устройства формирования полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы, обеспечивающей передачу изображения в сокращенной полосе частот; на фиг. 17 - функциональная схема устройства обработки полного цветового телевизионного сигнала телевизионной системы, обеспечивающей передачу изображений в сокращенной полосе частот на приемном конце; на фиг. 18 - примерный вид полного цветового телевизионного сигнала телевизионной системы, обеспечивающей передачу изображений в сокращенной полосе частот; на фиг. 19 - функциональная схема формирования на приемной стороне сигналов яркости и цветоразностных сигналов с числом строк, превышающим число строк разложения; на фиг. 20 - функциональная схема устройства предкоррекции сигналов яркости и цветоразностных сигналов; на фиг. 21 - функциональная схема устройства специальной обработки сигналов яркости и цветоразностных сигналов на передающей стороне.In FIG. 1 shows a functional diagram of the formation of a reflex modulated signal; in FIG. 2 is an exemplary view of one line of a full color television signal E M (t) of a television system with temporary compression of luminance and color signals according to the invention; in FIG. 3 is a functional diagram of a decoder of a full color television signal of the proposed television system; in FIG. 4 is a functional diagram of a processing unit for a reflex-modulated signal with its transfer to a high-frequency carrier and the selection of modulating signals; in FIG. 5 is a functional diagram of a block for processing a reflex-modulated signal and isolating the modulating signals directly at a subcarrier frequency f; in FIG. 6 is a functional diagram of processing a reflex-modulated signal and isolating the modulating signals directly at the subcarrier frequency f with the separation of the modulating signals by additional summing devices; in FIG. 7 is a functional diagram of a device (encoder) for generating a full color television signal of the proposed television system; in FIG. 8 is an exemplary view of one line of the full color television signal of the proposed television system with the simultaneous transmission of color difference signals in the blanking interval; in FIG. 9 is a functional diagram of a color signal processing channel of the proposed television system; in FIG. 10 is a functional block diagram of the formation of a full color television signal, in which during the duration of one line transmit reflex-modulated signals containing information about the brightness and color of two adjacent spatial lines of the image; in FIG. 11 is a functional diagram of a device for generating a full color television signal containing signals of transmission lines of the first and second images; in FIG. 12 is an exemplary view of two lines of a full color television signal containing information about two color images; in FIG. 13 is a functional diagram of a device for processing a full color television signal containing information about two color images; in FIG. 14 is a functional diagram of processing reflex-modulated luminance and chrominance signals extracted from a full color television signal containing information about two color images; in FIG. 15 is a functional diagram of a device for generating from a full color television signal containing information about two color images full color television signals of the first and second programs at an intermediate receiving point; in FIG. 16 is a functional diagram of a device for generating a full color television signal of the proposed television system that provides image transmission in a reduced frequency band; in FIG. 17 is a functional diagram of an apparatus for processing a full color television signal of a television system providing image transmission in a reduced frequency band at a receiving end; in FIG. 18 is an exemplary view of a full color television signal of a television system capable of transmitting images in a reduced frequency band; in FIG. 19 is a functional diagram of generating on the receiving side luminance signals and color difference signals with a number of lines greater than the number of decomposition lines; in FIG. 20 is a functional diagram of a device for pre-correcting luminance signals and color difference signals; in FIG. 21 is a functional diagram of a device for special processing of luminance signals and color difference signals on the transmitting side.
Предлагаемую телевизионную систему с временным уплотнением сигналов яркости и цветности, полный цветовой телевизионный сигнал EМ(t) которой формируют, используя рефлексно-модулированные сигналы вида Е3(t), содержащие информацию об отдельных характеристиках изображения, осуществляют следующим образом. Сигналы Ey(t) яркости размещают во всем интервале активной части строки, а сжатые во времени цветоразностные сигналы ER-Y(t) EB-Y(t), которые содержат информацию о цветности, передают в интервалах гашения по строкам. При этом на передающей стороне видеосигналами E1-1(t), E1-2(t)- осуществляют квадратурную модуляцию поднесущих в фазах "0" и "± ", формируя рефлексно-модулированный сигнал вида E3(t). Частоты f = поднесущих выбираются таким образом, чтобы обеспечить требуемые разности фаз φ поднесущих рефлексно-модули- рованных сигналов E3(t) в соседних строках одного кадра φн и в одинаковых по номерам строках смежных кадров φp соответственно. О выборе разности фаза φн и φp подробно будет сказано ниже.The proposed television system with temporary compaction of luminance and color signals, the full color television signal E M (t) of which is formed using reflex-modulated signals of the form E 3 (t), containing information about the individual characteristics of the image, is as follows. The luminance signals E y (t) are placed over the entire interval of the active part of the line, and the time-compressed color difference signals E RY (t) E BY (t), which contain color information, are transmitted in line blanking intervals. At the same time, on the transmitting side, the video signals E 1-1 (t), E 1-2 (t) - carry out quadrature modulation of the subcarriers in the phases "0" and "± ", forming a reflex-modulated signal of the form E 3 (t). Frequencies f = subcarriers are selected in such a way as to provide the required phase differences φ of the subcarriers of the reflex modulated signals E 3 (t) in adjacent lines of the same frame φ n and in the same line numbers of adjacent frames φ p, respectively. The phase difference φ n and φ p will be described in detail below.
Формирование рефлексно-модулированных сигналов E3(t) осуществляется в блоке 1 формирования рефлексно-моду- лированных сигналов. Один из модулирующих видеосигналов E1-1(t) поступает на один вход модулятора 21, на другой вход которого поступает напряжение поднесущей 2cosω t. Второй модулирующий видеосигнал E1-2(t) поступает на первый вход модулятора 22, на другой вход которого подается напряжение 2sin ω t. С выхода модулятора 21 снимается сигнал E2-1(t)= 2E1-1(t)cos ω t. С выхода модулятора 22 снимается сигнал E2-2(t)=2E1-2(t)sin ω t. Сигналы E2-1(t) и E2-2(t) поступают на входы сумматора 3, с выхода которого снимается рефлексный квадратурно-модулированный сигнал E3(t) (сокращенно называемый далее "рефлексно-модулированным сигналом). Формирование рефлексно-модулированного сигнала E3(t) может осуществляться как в аналоговой, так и в цифровой формах. В случае формирования рефлексно-модулированных сигналов E3(t) в цифровой форме видеосигналы E1-1(t), E1-2(t), напряжения поднесущих 2sin ω t, 2cos ω t и сигналы E2-1(t), E2-2(t) и E3(t) представляют собой цифровые потоки, модуляторы 21 и 22 видеосигналов E1-1(t), E1-2(t) являются схемами перемножителей сигналов в цифровой форме, а сумматор 3 - сумматор сигналов в цифровой форме. Процесс формирования рефлексно-модулированного сигнала E3(t) на этом завершается.The formation of reflex modulated signals E 3 (t) is carried out in
В тех случаях, когда это необходимо, об этом будет сказано ниже, на передающей стороне может быть осуществлено изменение временного масштаба рефлексно-модулированного сигнала E3(t). Для этого рефлексно-модулированный сигнал вида E3(t) записывают в запоминающее устройство 4, осуществляя запись с тактовой частотой f1. Считывание рефлексно- модулированного сигнала Е3(t) из запоминающего устройства 4 осуществляют, используя тактовую частоту f2. С выхода запоминающего устройства 4 снимают сигнал E*3(t) с измененным масштабом времени. При этом коэффициент изменения временного масштаба K = .In cases where it is necessary, this will be discussed below, on the transmitting side, the time scale of the reflex-modulated signal E 3 (t) can be implemented. For this, a reflex-modulated signal of the form E 3 (t) is recorded in the
Сформированные рефлексно-модулированные сигналы E3(t) передают в выделенных для них интервалах полного цветового телевизионного сигнала EM(t). Примерный вид размещения сигналов, содержащих информацию об отдельных характеристиках изображения, в одной строке полного цветового телевизионного сигнала EM(t) приведен на фиг. 2. При общей длительности строки от t0-1 до t0-2 в интервале времени от t0-1 до t1 размещают сигналы синхронизации и, в случае необходимости, сигналы дополнительной информации. Сигнал цветности занимает интервал от t2 до t3, сигнал, содержащий информацию о яркости, интервал от t4 до t5. Участки от t1 до t2, от t3 до t4, от t5 до t0-2 являются защитными интервалами. Передача сигналов дополнительной информации не является обязательной. Одним из видов сигналов дополнительной информации может быть и сигнал звукового сопровождения.The formed reflex-modulated signals E 3 (t) are transmitted in the intervals allocated to them for the full color television signal E M (t). An exemplary arrangement of signals containing information about individual image characteristics in one line of a full color television signal E M (t) is shown in FIG. 2. With a total line length from t 0-1 to t 0-2, synchronization signals and, if necessary, additional information signals are placed in the time interval from t 0-1 to t 1 . The color signal takes an interval from t 2 to t 3 , a signal containing information about the brightness, an interval from t 4 to t 5 . Sections from t 1 to t 2 , from t 3 to t 4 , from t 5 to t 0-2 are guard intervals. Signaling additional information is optional. One of the types of additional information signals can be a sound signal.
На приемной стороне в декодере, пример укрупненной функциональной схемы которого показан на фиг. 3, осуществляется обработка полного цветового телевизионного сигнала EM(t). На один вход схемы 5 разделения сигналов поступает полный цветовой телевизионный сигнал EM(t), на другой вход подается сигнал U(t) управления. С выходов схемы 5 снимают сигналы E4(t) - сигнал цветности, E5(t) - сигнал, содержащий информацию о яркости, E6(t) - сигнал синхронизации и E7(t) - сигнал дополнительной информации. Каждый из сигналов E4(t)-E7(t) поступает в свой канал обработки. В канале 6 производится обработка сигналов E4(t) цветности, на выходе канала 6 получают цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t); в канале 7 - сигналов E5(t), содержащих информацию о яркости, и на выходе канала 7 получают сигнал Ey(t) яркости; на выходе канала 8 получают сигналы Es синхронизации, на выходе канала 9 - сигналы Ed дополнительной информации. В тех случаях, когда на входе каналов 6, 7 обработки сигналов E4(t) цветности и сигналов E5(t), содержащих информацию о яркости, поступают рефлексно-модулированные сигналы вида E*3(t), временной масштаб которых был изменен на передающей стороне, каналы 6, 7, обработки сигналов E4(t) и E5(t) должны содержать запоминающие устройства, которые осуществляют изменение временного масштаба входного сигнала, обратное тому, которое было произведено на передающей стороне блоком 4. Выделенные каналом 6 цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) и выделенные каналом 7 сигналы Ey(t) яркости с выравненными временными масштабами совмещают во времени.At the receiver side in a decoder, an example of an enlarged functional diagram of which is shown in FIG. 3, the full color television signal E M (t) is processed. The full color television signal E M (t) is supplied to one input of the
Если на входы каналов 6, 7 поступают рефлексно-модулированные сигналы вида E3(t), эти каналы должны содержать блоки обработки рефлексно-модулированных сигналов E3(t) и выделения из них модулирующих видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t). Примеры функциональных схем блока 10 обработки рефлексно-модулированных сигналов E3(t) приведены на фиг. 4 и 5. В отдельных случаях обработки рефлексно-модулированных сигналов E3(t) в канале 6 (фиг. 3) может потребоваться некоторое изменение функциональной схемы блока 10. Такая схема приведена на фиг. 6.If the inputs of
На фиг. 4 приведен пример функциональной схемы блока 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) с переносом его на высокочастотную несущую и выделением модулирующих видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t). В блоке 10 незадержанная посылка рефлексно-модулированного сигнала E3(t) одновременно поступает на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножения 121.In FIG. 4 shows an example of a functional diagram of a
E3(t) = E1-1(t) cos ωt + E1-2(t) sinω t (1) где ω =2 π f, f - частота поднесущей. На другой вход перемножителя 121поступает напряжение гармонического сигнала
U1(t)=2cos ωxt, где ωx=2π fx, fx - частота гармонического сигнала, причем fx>flim - верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала E3(t). Напряжение сигнала на выходе перемножителя 121 равно E3(t) 2cos ωxt = E1-1(t) [cos (ωx - ω)t +
+ cos (ωx + ω) t] + E1-2 (t) [sin (ωx - ω) t +
+ sin (ωx + ω)t] (2)
На вход перемножителя 122 с выхода устройства 11 задержки поступает задержанная на время Т посылка рефлексно-модулированного сигнала E3(t-T). Величина времени задержки Т кратна целому числу периодов телевизионной развертки, например Т= q τн, где τн - длительность строки, q - число натурального ряда.E 3 (t) = E 1-1 (t) cos ωt + E 1-2 (t) sinω t (1) where ω = 2 π f, f is the subcarrier frequency. The harmonic signal voltage is supplied to the other input of the multiplier 12 1
U 1 (t) = 2cos ω x t, where ω x = 2π f x , f x is the frequency of the harmonic signal, and f x > f lim is the upper cutoff frequency of the spectrum of the reflex-modulated signal E 3 (t). The signal voltage at the output of the multiplier 12 1 is equal to E 3 (t) 2cos ω x t = E 1-1 (t) [cos (ω x - ω) t +
+ cos (ω x + ω) t] + E 1-2 (t) [sin (ω x - ω) t +
+ sin (ω x + ω) t] (2)
The input of the multiplier 12 2 from the output of the
E3(t - T) = E1-1 (t) cos ω (t - T) +
+ E1-2 (t) sinω (t - T) = E1-1 (t) cos (ωt -
- q φн) + E1-2 (t) sin (ωt - q φн), (3)
поскольку ω τн= τн - разности фаз немодулированной поднесущей в соседних строках одного кадра. На другой вход перемножителя 122поступает напряжение гармонического сигнала U2(t)=2cos(ωxt+π +q τн). Напряжение сигнала на выходе перемножителя 122 равно
E3(t - T) . 2 cos (ωx + π+ qφ н) = E1-1 (t) x
x [cos (ωxt -ω t +π + 2 q φн) -
- cos (ωx - ω) t ] + E1-2 (t) [-sin (ωxt -
-ω t + π+ 2 q φн) -sin (ωx + ω) t] (4)
Выходные напряжения сигналов перемножителей 121 и 122 поступают в сумматор 13, с выхода которого снимают сигнал
2 qq представляющий собой квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на несущей, частота fx-f = которой выше верхней граничной частоты flim спектра сигнала E3(t).E 3 (t - T) = E 1-1 (t) cos ω (t - T) +
+ E 1-2 (t) sinω (t - T) = E 1-1 (t) cos (ωt -
- q φ n ) + E 1-2 (t) sin (ωt - q φ n ), (3)
since ω τ n = τ n are the phase differences of the unmodulated subcarrier in adjacent rows of one frame. The harmonic signal voltage U 2 (t) = 2cos (ω x t + π + q τ n ) is supplied to the other input of the multiplier 12 2 . The signal voltage at the output of the multiplier 12 2 is
E 3 (t - T) . 2 cos (ω x + π + qφ н ) = E 1-1 (t) x
x [cos (ω x t −ω t + π + 2 q φ n ) -
- cos (ω x - ω) t] + E 1-2 (t) [-sin (ω x t -
-ω t + π + 2 q φ н ) -sin (ω x + ω) t] (4)
The output voltages of the signals of the multipliers 12 1 and 12 2 enter the
2 q q representing a quadrature modulated signal with unfolded side bands on the carrier, frequency f x -f = which is higher than the upper cutoff frequency f lim of the signal spectrum E 3 (t).
Сигнал с выхода сумматора 13 поступает на входы синхронных детекторов 141 и 142. На другие входы детекторов 141 и 142 поступают соответственно гармонические сигналы
Ux1(t) = cos(ωx-ω)t+ +q и
Ux2(t) = sin(ωx-ω)t+ +q. С выходов детекторов 141 и 142 снимают видеосигналы E1-1(t) и E1-2(t). Напряжение сигнала на выходе сумматора 13 максимально, когда cos +q = ± 1, т.е. когда q qφн= (2x-1), где х - целое число. В случае qφн= πх сигнал на выходе сумматора 13 равен нулю. При изменении qφн от 0 (или π ) до (или π + ) размах сигнала на выходе сумматора 13 также будет меняться от 0 до максимального значения. Поэтому при q φн=(2x - 1) достигается максимальная помехозащищеность обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) в блоке 10. Как следует из изложенного выше, при любых значениях q φн не возникает перекрестных искажений между сигналами E1-1(t) и E1-2(t), если правильно выбрать фазы гармонических сигналов Ux1(t) и Ux2(t). Поэтому способ обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) с переносом его на высокочастотную несущую является универсальны. Однако такой способ не всегда является удобным, например, при обработке сигнала E3(t) в цифровой форме. Поэтому предлагается также способ обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) и выделения из него модулирующих видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) непосредственно на частоте f поднесущей.The signal from the output of the
U x1 (t) = cos (ω x -ω) t + + q and
U x2 (t) = sin (ω x -ω) t + + q . From the outputs of the detectors 14 1 and 14 2 remove the video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t). The signal voltage at the output of the
На фиг. 5 и 6 приведены примеры функциональных схем блока 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) и выделения модулирующих видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) непосредственно на частоте f поднесущей. Незадержанная посылка рефлексно-модулированного сигнала
E3(t) = E1-1(t) cos ωt + E1-2(t) sinω t (1)
Эта посылка поступает на входы устройства 11 задержки и перемножителей 121 и 123. На вторые входы перемножителей 121 и 123поступают соответственно напряжения гармонических сигналов U1(t)=2cos ω t и U3(t)=2sin ω t. Напряжение на выходе перемножителя 121 равно
E3 (t) . 2 cosω t = E1-2 (t) sin 2ω t +
+ E1-1 (t) + E1-1(t) cos 2ω t (6)
Напряжение сигнала на выходе перемножителя 123 равно
E3 (t) . 2 sinω t = E1-1 (t) sin 2ω t +
+ E1-2 (t) + E1-2(t) cos 2ω t (7)
C выхода устройства 11 задержки задержанная на время Т посылка рефлексно-модулированного сигнала
E3(t - T) = E1-1 (t) cos ω (t - q φн) +
+ E1-2 (t) sin (ωt - q φн), (3) поступает на входы перемножителей 122 и 124, на вторые входы которых поступают соответственно
U2(t) = 2 cos (ωt +π + q φн)
и U4(t) = 2 sin (ωt + π+ q φн)
Напряжение сигнала на выходе перемножителя 122
E3(t-T) . 2 cos (ωt + π+ q φн) = E1-1 (t) x
x [cos (π + 2 q φн) - cos 2ω t] - E1-2(t) x
x [sin (π + 2 q φн) + cos 2 ωt] (8)
Напряжение сигнала на выходе перемножителя 124
E3(t-T) . 2 sin (ωt +π + q φн) = E1-1(t) x
x [sin (π + 2 q φн) . sin 2 ωt] +
+ E1-2(t) [cos (π+ 2q φн) + cos 2 ωt] (9)
Сигналы с выходов перемножителей 121 и 122 поступают в сумматор 131, с выхода которого поступает сигнал
E1-1(t) (1 - cos 2 q φн) + E1-2(t) sin 2 q φн (10)
Cигналы с выходов перемножителей 123 и 124 поступают в сумматор 132, с выхода которого поступает сигнал
E1-1(t) sin 2 q φн) + E1-2(t) (1 - cos 2 q φн) (11)
При qφн= (2x-1) , где х - целое число, cos2qφн=-1, sin2qφн=0, напряжение сигнала на выходе сумматора 131 равно 2E1-1(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 132 равно 2E1-2(t). В этих случаях для обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) используют блок 10, представленный на фиг. 5. При q φн= π(2х-1), cos2qφн=1, sin2qφн=0 напряжения сигналов на выходах сумматоров 131 и 132 равны нулю. При qφн= (2x-1) , cos2qφн=0, sin2qφн= +1 напряжение сигнала на выходе сумматора 131 равно E1-1(t) + E1-2(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 132 равно E1-1(t)+E1-2(t).In FIG. 5 and 6 are examples of functional diagrams of a
E 3 (t) = E 1-1 (t) cos ωt + E 1-2 (t) sinω t (1)
This package is supplied to the inputs of the
E 3 (t) . 2 cosω t = E 1-2 (t) sin 2ω t +
+ E 1-1 (t) + E 1-1 (t) cos 2ω t (6)
The signal voltage at the output of the multiplier 12 3 is
E 3 (t) . 2 sinω t = E 1-1 (t) sin 2ω t +
+ E 1-2 (t) + E 1-2 (t) cos 2ω t (7)
C the output of the
E 3 (t - T) = E 1-1 (t) cos ω (t - q φ n ) +
+ E 1-2 (t) sin (ωt - q φ н ), (3) goes to the inputs of multipliers 12 2 and 12 4 , to the second inputs of which respectively
U 2 (t) = 2 cos (ωt + π + q φ н )
and U 4 (t) = 2 sin (ωt + π + q φ n )
The signal voltage at the output of the multiplier 12 2
E 3 (tT) . 2 cos (ωt + π + q φ н ) = E 1-1 (t) x
x [cos (π + 2 q φ n ) - cos 2ω t] - E 1-2 (t) x
x [sin (π + 2 q φ n ) +
The signal voltage at the output of the multiplier 12 4
E 3 (tT) . 2 sin (ωt + π + q φ n ) = E 1-1 (t) x
x [sin (π + 2 q φ n ) .
+ E 1-2 (t) [cos (π + 2q φ н ) +
The signals from the outputs of the multipliers 12 1 and 12 2 enter the
E 1-1 (t) (1 - cos 2 q φ n ) + E 1-2 (t) sin 2 q φ n (10)
The signals from the outputs of the multipliers 12 3 and 12 4 enter the
E 1-1 (t) sin 2 q φ n ) + E 1-2 (t) (1 - cos 2 q φ n ) (11)
When qφ n = (2x-1), where x is an integer, cos2qφ n = -1, sin2qφ n = 0, the signal voltage at the output of the
Для разделения сигналов E1-1(t) и E1-2(t) в этом случае в блоке 10 должны быть установлены дополнительные суммирующие устройства 151 и 152(фиг. 6), в которых алгебраическим суммированием непосредственно разделяют сигналы E1-1(t) и E1-2(t). Следует указать, что как и при обработке рефлексно-модулированного сигнала E3(t) с переносом на высокочастотную несущую в блоке 10 (фиг. 4) при обработке сигнала E3(t) непосредственно на частоте f поднесущей в блоке 10 (фиг. 6) разделение видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) осуществимо без перекрестных искажений между ними при любых значениях q φн ≠π (2х-1). Для этого в суммирующем устройстве 151 алгебраически суммируют сигналы E1-1(t)(1-cos2qφн)+E1-2(t)sin2q φн и
E1-1(t)sin2qφн+E1-2(t)(1-cos2qφн)
E
В суммирующем устройстве 152 алгебраически суммируют сигналы
E1-1(t)(1-cos2qφн)+E1-2(t)sin2q
и E1-1(t) sin 2q φн + E1-2(t) (1 -cos 2q φн), получая в результате
E1-2(t) = 2E1-2(t)
И в случае обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) в блоке 10 (фиг. 4) и в блоке 10 (фиг. 6) максимальная помехозащищенность достигается при q φн = - (2x - 1).To separate the signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t) in this case, additional summing devices 15 1 and 15 2 must be installed in block 10 (Fig. 6), in which signals E 1 are directly separated by algebraic summation -1 (t) and E 1-2 (t). It should be noted that, as with the processing of the reflex modulated signal E 3 (t) with transfer to the high-frequency carrier in block 10 (Fig. 4), the signal E 3 (t) is processed directly at the frequency f of the subcarrier in block 10 (Fig. 6 ) the separation of the video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t) is feasible without cross-distortion between them for any values of q φ n ≠ π (2х-1). For this, in the adder 15 1, the signals E 1-1 (t) (1-cos2qφ n ) + E 1-2 (t) sin2q φ n and
E 1-1 (t) sin2qφ n + E 1-2 (t) (1-cos2qφ n )
E
In the adder 15 2 the signals are algebraically summed
E 1-1 (t) (1-cos2qφ n ) + E 1-2 (t) sin2q
and E 1-1 (t) sin 2q φ n + E 1-2 (t) (1 -cos 2q φ n ), resulting in
E 1-2 (t) = 2E 1-2 (t)
And in the case of processing a reflex-modulated signal E 3 (t) in block 10 (Fig. 4) and in block 10 (Fig. 6), the maximum noise immunity is achieved when q φ n = - (2x - 1).
В предлагаемой телевизионной системе с одновременной передачей цветоразностных сигналов формирование полного цветового телевизионного сигнала EM(t) на передающей стороне осуществляют устройством, пример функциональной схемы которого приведен на фиг. 7. В этом и последующих разделах описания для обозначения сигнала цветности до его сжатия во времени используется обозначение "сигнал Ec(t) цветности", для обозначения сигнала цветности, сжатого во времени применяется обозначение E*c(t).In the proposed television system with the simultaneous transmission of color-difference signals, the formation of the full color television signal E M (t) on the transmitting side is carried out by a device, an example of a functional diagram of which is shown in FIG. 7. In this and subsequent sections of the description, the notation “color signal before its compression in time” is used for the designation “color signal E c (t)”, and for the color signal compressed in time, the designation E * c (t) is used.
На матрицу 16 (фиг. 7) поступают от источника изображения (на фиг. 7 не показан) исходные сигналы ER(t), EB(t), EG(t) основных цветов, а также импульсы Isc цветовой синхронизации и сигнал Es синхронизации. Импульсы Isc цветовой синхронизации представляют собой несколько прямоугольных импульсов длительностью, равной длительности активной части строки, размещенных в начале интервала кадрового гашения. С выходов матрицы 16 снимаются сигнал Ey(t) яркости, содержащий сигнал Esсинхронизации, и цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t). Последние в данном случае используются в качестве модулирующих видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) (фиг. 1). Сигнал Ey(t) яркости, предварительно задержанный на время φн устройством 17 (фиг. 7) задержки, поступает на один из входов сумматора 18. В один из цветоразностных сигналов, например в сигнал EB-Y(t), замешаны импульсы Isc цветовой синхронизации. Цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) поступают на входы блока 1 (фиг. 7), в котором формируется сигнал Ec(t) цветности, являющийся рефлексно-модулированным сигналом вида E3(t). Формирование сигнала Ec(t) цветности осуществляется путем рефлексно-квадратурной модуляции цветовой поднесущей с частотой fo
fo= , где fн - частота строк, fр - частота кадров, n, m - числа натурального ряда, выбор которых обеспечивает разность фаз φo цветовой поднесущей в соседних строках одного кадра φон≈ (2n-1) и в одинаковых по номерам строках смежных кадров φор≈ π(2i-1).The matrix 16 (Fig. 7) receives from the image source (not shown in Fig. 7) the initial signals E R (t), E B (t), E G (t) of the primary colors, as well as pulses I sc of color synchronization and sync signal Es. Pulses I sc color synchronization are several rectangular pulses of a duration equal to the duration of the active part of the line, located at the beginning of the interval blanking. From the outputs of the
f o = , where f n is the frequency of the lines, f p is the frequency of the frames, n, m are the numbers of the natural series, the choice of which ensures the phase difference φ o of the color subcarrier in adjacent rows of one frame φ it ≈ (2n-1) and in the same row numbers of adjacent frames φ op ≈ π (2i-1).
С выхода блока 1 (фиг. 7) сигналы Ec(t) цветности поступает на вход запоминающего устройства 4, где осуществляется изменение временного масштаба этого сигнала в К раз и размещение его по времени в интервалах строчного гашения между срезом строчного синхронизирующего импульса и началом активной части строки. Коэффициент К равен отношению верхней граничной частоты номинальной полосы частот полного цветового телевизионного сигнала Eм(t) к верхней граничной частоте flim спектра, передаваемого в одной строке сигнала Ec(t) цветности до его сжатия во времени. Размещение сжатого во времени рефлексно-модулированного сигнала E*c(t) цветности в нужном отрезке интервала строчного гашения осуществляется при считывании из запоминающего устройства 4. С выхода запоминающего устройства 4 сжатый во времени сигнал E*c(t) цветности, в состав которого входит сигнал Esc цветовой синхронизации, поступает на другой вход сумматора 18. Сигнал Esc цветовой синхронизации имеет вид посылок сжатого во времени в К раз сигнала рефлексно-модулированной цветовой поднесущей в "опорной" фазе. Эти посылки размещаются в нескольких строках интервала гашения по кадрам. Длительность каждой посылки сигнала Esc цветовой синхронизации в строках кадрового интервала гашения равна длительности сжатого во времени сигнала E*c(t) цветности, передаваемого в одной строке активной части кадра.From the output of block 1 (Fig. 7), the color signals E c (t) are fed to the input of the
С выхода сумматора 18 снимается полный цветовой телевизионный сигнал Eм(t), примерный вид одной строки которого показан на фиг. 8. Полный цветовой телевизионный сигнал Eм(t) содержит посылки сжатого во времени сигнала E*3(t) цветности. При общей длительности одной строки полного цветового телевизионного сигнала Eм(t), равной интервалу t0-1-t0-2, в интервале времени t0-1-t1 передаются сигналы строчной синхронизации и, в случае необходимости, сигналы дополнительной информации, в интервале t2-t3 - сигналы E*3(t) цветности, в интервале t4-t5 - сигнал Ey(t) яркости. Интервалы t1-t2; t3-t4; t5-t0-2 являются защитными интервалами. Сигнал E*c(t) цветности в полном цветовом телевизионном сигнале Eм(t) располагается в интервалах времени между срезом строчного синхроимпульса и началом активной части строки на передаваемом в интервале времени t2-t3 пьедестале, уровень которого равен половине размаха сигнала Ey(t) яркости от уровня черного до уровня белого.From the output of the
На приемной стороне, как было сказано выше, полный цветовой телевизионный сигнал Eм(t) поступает на схему 5 (фиг.3) декодера, где осуществляется выделение сжатого во времени сигнала E*c(t) цветности, который поступает в канал 6 обработки. Пример функциональной схемы канала 6 обработки сжатого во времени сигнала E*c(t) цветности в декодере показан на фиг. 9. Выделенные посылки сжатого во времени сигнала E*c(t) цветности задерживают в устройстве 19 задержки на время, равное длительности τр кадра. Задержанные посылки сигналов Ec(t) цветности подают на один из входов сумматора 20, где их алгебраически суммируют с посылками сигналов E*c(t) цветности в одинаковых по номерам строках незадержанного сигнала кадра, поступающими на другой вход сумматора 20 с выхода схемы 5 (фиг. 3). С выхода сумматора 20 (фиг. 9) посылки суммированных сигналов E*c(t) цветности одинаковых по номерам строк смежных кадров поступают на запоминающее устройство 21, в котором осуществляется изменение временного масштаба сигнала E*c(t) в 1/K раз. С выхода запоминающего устройства 21 посылки суммированных сигналов Ec(t) цветности с восстановленным временным масштабом поступают на блок 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала. Дальнейшая обработка сигналов Ec(t) цветности в блоке 10, описанном ранее со ссылками на фиг. 4, 5 и 6, может осуществляться как с переносом на высокочастотную несущую (фиг. 4), так и непосредственно на частоте f0 цветовой поднесущей (фиг. 5, 6). Время дополнительной задержки сигнала Ec(t) цветности Т=q τн, где q - число натурального ряда, τн - длительность строки. Задержка осуществляется устройством 11 (фиг. 4) задержки в блоке 10.On the receiving side, as mentioned above, the full color television signal E m (t) is fed to the decoder circuit 5 (FIG. 3), where a time-compressed chroma signal E * c (t) is extracted, which enters the
В блоке 10 (фиг. 4) незадержанный сигнал Ec(t) цветности перемножается в перемножителе 121 с гармоническим сигналом вида U1(t)=2cosωxt, где ωх=2 πfx, fx>flim, а задержанные посылки сигнала Ec(t-T) цветности перемножаются в перемножителе 122 с гармоническим сигналом вида U2(t)=2sin(ωxt+ π+Δφo), где Δφo= φ01-φ02, φ01иφ02 - значения фаз цветовой поднесущей задержанных Ec(t-T) и незадержанных Ec(t) посылок сигналов цветности. При этом разность фаз Δφo=φ01-φ02связана с временем задержки Т=q τн соотношением
Δφo=φ01-φ02=ωoqτн, где ωo=2πfo.In block 10 (Fig. 4), the unresolved color signal E c (t) is multiplied in the multiplier 12 1 with a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cosω x t, where ω x = 2 πf x , f x > f lim , and the delayed bursts of the chrominance signal E c (tT) are multiplied in the multiplier 12 2 with a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2sin (ω x t + π + Δφ o ), where Δφ o = φ 01 -φ 02 , φ 01 and φ 02 - color phase phases of the delayed E c (tT) and undelayed E c (t) bursts of color signals. In this case, the phase difference Δφ o = φ 01 -φ 02 is associated with the delay time T = q τ n by the ratio
Δφ o = φ 01 -φ 02 = ω o qτ n , where ω o = 2πf o .
Сигнал на выходе сумматора 13 представляет собой квадратурно-модулированный сигнал цветности с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей. После детектирования этого сигнала с выходов синхронных детекторов 141 и 142 снимают цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) соответственно. В блоке 10 (фиг. 5 и 6) возможно осуществление другого варианта совместной обработки задержанных и незадержанных посылок сигналов цветности, для чего незадержанный суммированный сигнал Ec(t) цветности в перемножителях 121 и 123умножается на сигналы вида U1(t)=2cos ω0 t и U3(t)=2sin ω0t соответственно. Задержанный сигнал Ec(t-T) цветности в перемножителях 122 и 124 умножается на сигналы вида
U2(t) = 2 cos (ωot+π+Δφo)
и
U4(t) = 2 sin (ωot+π+Δφo)
соответственно.The signal at the output of the
U 2 (t) = 2 cos (ω o t + π + Δφ o )
and
U4 (t) = 2 sin (ω o t + π + Δφ o )
respectively.
Суммируя в сумматоре 131 напряжения, полученные на выходах перемножителей 121 и 122 непосредственно выделяют один из цветоразностных сигналов, например ER-Y(t). Суммируя в сумматоре 132напряжения, полученные на выходах перемножителей 123 и 124, непосредственно выделяют второй цветоразностный сигнал EB-Y(t).Summing in the
Ниже приводятся варианты совместной обработки незадержанных и задержанных на разное время посылок сигналов Ec(t) цветности. Приведены варианты обработки как с переносом на высокую частоту fx, так и обработки сигналов Ec(t) цветности непосредственно на частоте foцветовой поднесущей. Например, при дополнительной задержке на приемной стороне посылки алгебраически суммированных сигналов Ec(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров на время Т, равное длительности τн строки развертки, разность фаз φон немодулированной цветовой поднесущей частоты fo в задержанной посылке Ec(t- τн) и в незадержанной посылке Ec(t) составляет
== ± = ± =
В случае рефлексной модуляции частота fo цветовой поднесущей мала и значение n и m не превышает практически нескольких единиц. Напротив, величина Z >> 1, например, в стандартных вещательных системах Z=525 и Z=625, в планируемых системах телевидения высокой четкости предполагается Z>1000. Поэтому с малой ошибкой, не превышающей долей процента, можно пренебречь членом ± (2m - 1) и записать
Δφo=φон=2Πfoτн= (2n-1).The following are options for the joint processing of undelayed and delayed at different times sending color signals E c (t). The processing options are presented both with transfer to a high frequency f x and color signals E c (t) processing directly at a color subcarrier frequency f o . For example, with an additional delay at the receiving side of the sending of algebraically summed signals E c (t) of color from the same row numbers of adjacent frames for a time T equal to the duration τ n of the scan line, the phase difference φ is the unmodulated color subcarrier frequency f o in the delayed packet E c (t- τ n ) and in the undelivered package E c (t) is
= = ± = ± =
In the case of reflex modulation, the frequency f o of the color subcarrier is small and the value of n and m does not exceed practically several units. On the contrary, the value Z >> 1, for example, in standard broadcast systems Z = 525 and Z = 625, in the planned high-definition television systems it is assumed Z> 1000. Therefore, with a small error not exceeding a fraction of a percent, we can neglect the term ± (2m - 1) and write
Δφ o = φ he = 2Πf o τ n = (2n-1).
При обработке сигнала Ec(t) в блоке 10 (фиг. 4) для описания процессов обработки сигнала Ec(t) можно использовать математические выражения (1)-(5) описания процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t), введя в эти выражения следующие подставки: E3(t), Ec(t), E1-1(t)= ER-Y(t), E1-2(t)= EB-Y(t), ω = ωo =2πfo , q=1, qφн=(2n-1), T= τн. Тогда сигнал, поступающий на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножителя 121 (математическое выражение 1) - E3(t)=Ec(t)=ER-Y(t)cos ωo t+EB-Y(t)sin ωo t. Напряжение гармонического сигнала U1(t), поступающего на другой вход перемножителя 121 U1(t)= 2cos ωxt, где ωх=2 π fx, fx>flim - верхней граничной частоты спектра сигнала Ec(t). Напряжение, поступающее с выхода устройства 11 задержки на один из входов перемножителя 122, математическое выражение (3)
Ett-(2n-1)+
Напряжение гармонического сигнала U2(t), поступающего на другой вход перемножителя 122
U2(t) = 2cost+Π+(2n-1)=2cost+(2n+1)
Напряжения сигналов, поступающих на входы сумматора 13 с выходов перемножителей 121 и 122, математические выражения (2) и (4)
E3(t) . U1(t) = Ec(t) . 2 cos ωxt = ER-Y (t) x
x [cos (ωx - ωo)t + cos (ωx + ωo) t] + EB-Y (t) x
x [ -sin (ωx - ωo) t + sin (ωx + ωo) t]
E)=
Напряжение на выходе сумматора 13, математическое выражение (5),
E3(t) . U1 (t) - E3 (t-T) . U2(t) =
= 2ER-Y (t) cos (ωx - ωo) t + 2 EB-Y (t) x
x sin (ωx - ωo) t, где ωx- ωo =2 π (fx-fo), fx-fo>flim - верхней граничной частоты спектра сигнала Ec(t). Напряжения гармонических сигналов, поступающих на синхронные детекторы 141 и 142, Ux1(t)=cos(ωx- ωo)t, Ux2(t)= -sin( ωx- ωo )t. С выходов синхронных детекторов 141 и 142 снимают цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t).When processing the signal E c (t) in block 10 (Fig. 4) to describe the signal processing processes E c (t), you can use mathematical expressions (1) - (5) to describe the processing processes of the reflex modulated signal E 3 (t), introducing the following substitutions into these expressions: E 3 (t), E c (t), E 1-1 (t) = E RY (t), E 1-2 (t) = E BY (t), ω = ω o = 2πf o , q = 1, qφ n = (2n-1), T = τ n . Then the signal supplied to the input of the
E t t- (2n-1) +
The voltage of the harmonic signal U 2 (t) supplied to the other input of the multiplier 12 2
U 2 (t) = 2cos t + Π + (2n-1) = 2cos t + (2n + 1)
The voltage of the signals supplied to the inputs of the
E 3 (t) . U 1 (t) = E c (t) . 2 cos ω x t = E RY (t) x
x [cos (ω x - ω o ) t + cos (ω x + ω o ) t] + E BY (t) x
x [-sin (ω x - ω o ) t + sin (ω x + ω o ) t]
E ) =
The voltage at the output of the
E 3 (t) . U 1 (t) - E 3 (tT) . U 2 (t) =
= 2E RY (t) cos (ω x - ω o ) t + 2 E BY (t) x
x sin (ω x - ω o ) t, where ω x - ω o = 2 π (f x -f o ), f x -f o > f lim is the upper cutoff frequency of the signal spectrum E c (t). The voltages of the harmonic signals supplied to the synchronous detectors 14 1 and 14 2 , U x1 (t) = cos (ω x - ω o ) t, U x2 (t) = -sin (ω x - ω o ) t. Color-difference signals E RY (t) and E BY (t) are taken from the outputs of synchronous detectors 14 1 and 14 2 .
В блоке 10 (фиг. 5) обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) на входы устройства 11 задержки и перемножителей 121 и 123поступает сигнал E3(t)=Ec(t)=ER-Y(t) cos ωot+EB-Y(t)sin ωo t в соответствии с математическим выражением (1). Напряжения гармонических сигналов, поступающих соответственно на вторые входы перемножителей 121 и 123 U1(t)=2cos ωot и U3(t)=2 sin ωot. На входы перемножителей 122 и 124 поступает после устройства 11 задержки сигнал E3(t-T)=Ec(t- τн)=ER-Y(t)cos[ωo t- (2n-1)+EB-Y(t)sin[ωo t- (2n-1)] и соответственно на другие входы перемножителей 122 и 124поступают гармонические сигналы вида
U2(t)=2cost+(2n+1) и U4(t)=2sint+(2n+1)
Напряжения сигналов, поступающих в сумматор 131 с выходов перемножителей 121 и 122, математические выражения (6) и (8)
E3(t) . U1(t) = Ec(t) . 2 cos ωxt = ER-Y (t) +
+ ER-Y (t) cos 2 ωot + EB-Y (t) sin 2 ωo t и
(t
Напряжение сигнала на выходе сумматора 131 равно 2ER-Y(t). Напряжение сигналов, поступающих в сумматор 132 с выходов перемножителей 123 и 124, математические выражения (7) и (9)
E3(t) . U3(t) = Ec(t) . 2 sin ωo t = ER-Y (t) x
x sin 2 ωot + EB-Y (t) - EB-Y (t) cos 2 ωo t и
(t
Напряжение сигнала на выходе сумматора 132 равно 2EB-Y(t).In block 10 (Fig. 5) of processing the reflex modulated signal E 3 (t), the inputs E 3 (t) = E c (t) = E RY (t) cos are received at the inputs of the
U 2 (t) = 2cos t + (2n + 1) and U 4 (t) = 2sin t + (2n + 1)
The voltage of the signals entering the
E 3 (t) . U 1 (t) = E c (t) . 2 cos ω x t = E RY (t) +
+ E RY (t)
(t
The signal voltage at the output of the
E 3 (t) . U 3 (t) = E c (t) . 2 sin ω o t = E RY (t) x
x
(t
The voltage of the signal at the output of the
В ряде технологических процессов производства телевизионных программ, например, при некоторых методах формирования комбинированных изображений может понадобиться, чтобы четкость цветности по вертикали составляла половину от вертикальной четкости яркостного изображения. В этом случае дополнительная задержка посылок суммированных сигналов Ec(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров должна быть равна примерно длительности одного поля. Поскольку, как указывалось выше, задержка должна осуществляться только на целое число строк (иначе произойдет пространственное смещение задержанного и незадержанного изображений по горизонтали), то в этом случае q1= или q2= . Разность Δφo фаз немодулированной поднесущей в задержанной и незадержанной посылках сигнала Ec(t) цветности при этом составит
или где T1= , T2=
При этом задержка может быть как неодинаковой в первом и втором полях одного кадра, например в первом поле на Т1, а во втором на Т2, так и одинаковой для обоих полей, например на Т1. И вариант с одинаковой задержкой в каждом поле, и вариант с неодинаковой задержкой в каждом поле дают вертикальную четкость цветности, примерно равную половину от яркостей, но пространственно частотные характеристики в первом и втором случае могут несколько отличаться. Записав в общем случае выражение для разностей фаз при задержках на Т1 и Т2 в виде
Δφ0=2Πf0T=2Πf τн= ± (Z ± 1), можно несколько упростить это выражение. Поскольку Z >> 1 (например, в стандартных вещательных системах Z= 525 и Z=625, в планируемых системах телевидения высокой четкости Z>1000), то = 1 с точностью не хуже 0,998 (ошибка меньше 0,2%), и выражение для Δφo можно записать в виде Δφ0= (Z ± 1) ± (2m-1). При обработке сигнала Ec(t) цветности в блоке 10 (фиг. 4) для описания процессов обработки можно использовать математические выражения (1)-(5) процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t), введя в эти выражения следующие подстановки E3(t)=Ec(t), E1-1(t)=ER-Y(t), E1-2(t)=EB-Y(t), ω = ωo =2πfo (эти подстановки аналогичны тем, которые были сделаны выше для случая задержки сигнала Ec(t) на τн) и
q = , T = , qφн= Δφ0.In a number of technological processes for the production of television programs, for example, with some methods of forming combined images, it may be necessary that the vertical color clarity is half the vertical clarity of the brightness image. In this case, the additional delay in the sending of the summed color signals E c (t) from the same row numbers of adjacent frames should be approximately equal to the duration of one field. Since, as indicated above, the delay should be carried out only by an integer number of lines (otherwise, there will be a spatial horizontal shift of the delayed and uncontrolled images), then in this case q 1 = or q 2 = . The phase difference Δφ o of the unmodulated subcarrier in the delayed and uncontrolled transmission of the color signal E c (t) in this case will be
or where T 1 = , T 2 =
Moreover, the delay can be either unequal in the first and second fields of one frame, for example, in the first field at T 1 , and in the second at T 2 , or the same for both fields, for example at T 1 . Both the variant with the same delay in each field and the variant with the unequal delay in each field give a vertical color sharpness approximately equal to half of the brightness, but the spatial-frequency characteristics in the first and second cases may differ slightly. Having written in the general case the expression for the phase differences at delays at T 1 and T 2 in the form
Δφ 0 = 2Πf 0 T = 2Πf τ n = ± (Z ± 1), this expression can be simplified somewhat. Since Z >> 1 (for example, in standard broadcast systems Z = 525 and Z = 625, in the planned high-definition television systems Z> 1000), then = 1 with an accuracy not worse than 0.998 (error less than 0.2%), and the expression for Δφ o can be written in the form Δφ 0 = (Z ± 1) ± (2m-1). When processing the color signal E c (t) in block 10 (Fig. 4), mathematical expressions (1) - (5) of the processes for processing the reflex-modulated signal E 3 (t) can be used to describe the processing processes by introducing the following substitutions into these expressions E 3 (t) = E c (t), E 1-1 (t) = E RY (t), E 1-2 (t) = E BY (t), ω = ω o = 2πf o (these substitutions similar to those that were done above for the case of signal delay E c (t) by τ n ) and
q = , T = , qφ n = Δφ 0 .
Тогда сигнал, поступающий на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножителя 121, математическое выражение (1), E3(t)=Ec(t)= ER-Y(t)cos ωo t + +EB-Y(t)sin ωo t. Напряжение гармонического сигнала U1(t), поступающего на другой вход перемножителя 121, U1(t)=2cos ωxt, где ωx=2 π fx, fx>flim- верхней граничной частоты спектра сигнала Ec(t).Then the signal supplied to the input of the
Напряжение, поступающее с устройства 11 задержки на один из входов перемножителя 122, математическое выражение (3),
Et= ER-Y(t)cos(ω0t-Δφo)+ .The voltage supplied from the
E t = E RY (t) cos (ω 0 t-Δφ o ) +.
Напряжение гармонического сигнала U2(t), поступающего на второй вход перемножителя 122, U2(t)=2cos(ωxt+π+Δφo). Напряжения сигналов, поступающих с выходов перемножителей 121 и 122 в сумматор 13, математические выражения (2) и (4)
E3(t) . U1(t) = Ec(t) . 2 cos ωx t = ER-Y (t) x
x [cos (ωx - ωo) t + cos (ωx + ωo) t] + EB-Y (t) x
x [-sin (ωx - ωo) t + sin (ωx + ωo)t ]
Et==
Напряжение сигнала на выходе сумматора 13, математическое выражение (5),
E3(t) . U1(t) + E3(t-T) U2(t) = ER-Y (t) x
x cos (ωx - ωo) t + ER-Y (t) cos [(ωx - ωo) t +
+ π+ 2 Δφo] - EB-Y (t) cos (ωx - ωo) t -
- EB-Y (t)x sin [(ωx - ωo) t + π+ 2 Δφo].The voltage of the harmonic signal U 2 (t) supplied to the second input of the multiplier 12 2 , U 2 (t) = 2cos (ω x t + π + Δφ o ). The voltage of the signals coming from the outputs of the multipliers 12 1 and 12 2 to the
E 3 (t) . U 1 (t) = E c (t) . 2 cos ω x t = E RY (t) x
x [cos (ω x - ω o ) t + cos (ω x + ω o ) t] + E BY (t) x
x [-sin (ω x - ω o ) t + sin (ω x + ω o ) t]
E t = =
The signal voltage at the output of the
E 3 (t) . U 1 (t) + E 3 (tT) U 2 (t) = E RY (t) x
x cos (ω x - ω o ) t + E RY (t) cos [(ω x - ω o) t +
+ π + 2 Δφ o ] - E BY (t) cos (ω x - ω o ) t -
- E BY (t) x sin [(ω x - ω o ) t + π + 2 Δφ o ].
co)2- (2m-1)=
Поскольку при чересстрочной развертки число Z всегда нечетное (например, как указывалось выше, Z=625, Z=525), всегда число целое, и составляющую 2Π·n из скобок выражения аргумента для cos можно исключить как целое число периодов.co ) 2 - (2m-1) =
Since in interlacing, the number Z is always odd (for example, as mentioned above, Z = 625, Z = 525), always integer, and component 2Π · n from the brackets of the argument expression for cos can be excluded as an integer number of periods.
Составляющую 2 можно представить суммой двух величин 2 = 2 = 2 + 2, где Δ Z - число строк, отняв которое от числа строк Z, обеспечивают равенство значения числу натурального ряда. В этом случае 2 будет представлять собой целое число периодов, и выражение для
cos [ (ωx - ωo) t + π - 2 Δφo] принимает вид
cos(ωx-ωo)t+Π+2=cos(ωx-ωo)t+Π+2 ± (2m-1).
cos [(ω x - ω o ) t + π - 2 Δφ o ] takes the form
cos (ω x -ω o ) t + Π + 2 = cos (ω x -ω o ) t + Π + 2 ± (2m-1) .
Для конкретных значений Z, например Z=525 и Z=625,
Тогда cos(ωx-ωo)t+Π-2=cos(ωx-ωo)t+Π-2 ± (2m-1).For specific values of Z, for example Z = 525 and Z = 625,
Then cos (ω x -ω o ) t + Π-2 = cos (ω x -ω o ) t + Π-2 ± (2m-1) .
При задержке на T=T1=
co-ωo)t+Π-2 ± (2m-1)=
При задержке на T=T2=
cos[(ωx-ωo)t+π+2Δφ02]=cos[(ωx-ωo)t+π± (2m-1)
Напряжение сигнала на выходе сумматора 13 будет равно: при задержке на время T1 =
При задержке на время T2=
E
С выходов синхронных детекторов 141 и 142, на вторые входы которых подают гармонические сигналы частоты fx-fo= в соответствующей фазе, снимают цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t). Обработка сигнала Ec(t) цветности и выделение цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) непосредственно на частоте fo цветовой поднесущей осуществляется блоком 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t), функциональная схема которого приведена на фиг. 6.With a delay of T = T 1 =
co -ω o ) t + Π-2 ± (2m-1) =
With a delay of T = T 2 =
cos [(ω x -ω o ) t + π + 2Δφ 02 ] = cos [(ω x -ω o ) t + π ± (2m-1)
The voltage of the signal at the output of the
With a time delay T 2 =
E
From the outputs of synchronous detectors 14 1 and 14 2 , to the second inputs of which they feed harmonic signals of frequency f x -f o = in the corresponding phase, color difference signals E RY (t) and E BY (t) are recorded. The color signal E c (t) is processed and the color difference signals E RY (t) and E BY (t) are extracted directly at the color subcarrier frequency f o by the
Подстановки в математические выражения (1), (3) и (6)-(11), использованные при описании процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) непосредственно на частоте f поднесущей в блоке 10 (фиг. 6), такие же, как указаны выше при обработке сигнала Ec(t) в блоке 10 фиг. 4.Substitutions in mathematical expressions (1), (3) and (6) - (11) used to describe the processing of the reflex modulated signal E 3 (t) directly at the frequency f of the subcarrier in block 10 (Fig. 6) are the same as indicated above when processing the signal E c (t) in
E3(t) = Ec(t); E1-1(t) = ER-Y(t);
E1-2 (t) = EB-Y (t) ; ω = ωo = 2 πfo;
;;== ;
Такими же, как при описании обработки сигнала Ec(t) цветности в блоке 10 фиг. 4, являются напряжения незадержанной и задержанной посылок сигнала Ec(t), поступающих в блоке 10 фиг. 6, на входы устройства 11 задержки и на входы перемножителей 121 и 123, незадержанная посылка сигнала Ec(t), сформированная в соответствии с математическим выражением (1), и на входы перемножителей 122 и 124, задержанная посылка, математическое выражение (3).E 3 (t) = E c (t); E 1-1 (t) = E RY (t);
E 1-2 (t) = E BY (t); ω = ω o = 2 πf o ;
; ; = = ;
The same as in the description of the color processing E c (t) in
E3(t) =Ec(t) = ER-Y (t) cos ωot + EB-Y (t) x
x sin ωot,
E3(t-T) = Ec (t-T) = ER-Y (t) cos (ωot - Δφo) +
+ EB-Y (t) sin (ωot - Δφo).E 3 (t) = Ec (t) = E RY (t) cos ω o t + E BY (t) x
x sin ω o t,
E 3 (tT) = E c (tT) = E RY (t) cos (ω o t - Δφ o ) +
+ E BY (t) sin (ω o t - Δφ o ).
Гармонические сигналы U1(t)-U4(t), поступающие на вторые входы перемножителей 121-124, следующие:
на перемножитель 121 - U1(t)=2cos ωo t,
на перемножитель 123 - U3(t)=2sin ωo t,
на перемножитель 122 - U2(t)=2cos(ωot+π+Δφo),
на перемножитель 124 - U4(t)=2sin(ωot+π+Δφo).The harmonic signals U 1 (t) -U 4 (t) supplied to the second inputs of the multipliers 12 1 -12 4 are as follows:
by the multiplier 12 1 - U 1 (t) = 2cos ω o t,
by the multiplier 12 3 - U 3 (t) = 2sin ω o t,
by the multiplier 12 2 - U 2 (t) = 2cos (ω o t + π + Δφ o ),
by the multiplier 12 4 - U 4 (t) = 2sin (ω o t + π + Δφ o ).
Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 121 в сумматор 13, математическое выражение (6)
E3(t) . U1(t) = Ec(t) . 2 cos ωot = ER-Y (t) +
+ ER-Y (t) cos 2 ωot + EB-Y(t) sin 2 ωot.The voltage of the signal from the output of the multiplier 12 1 to the
E 3 (t) . U 1 (t) = E c (t) . 2 cos ω o t = E RY (t) +
+ E RY (t)
Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 123 в сумматор 132, математическое выражение (7)
E3(t) . U3(t) = Ec(t) . 2 sin ωo t = ER-Y (t) x
x sin 2 ωot + EB-Y (t) - EB-Y (t) cos 2 ωo t.The voltage of the signal from the output of the multiplier 12 3 to the
E 3 (t) . U 3 (t) = E c (t) . 2 sin ω o t = E RY (t) x
x
Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 122 в сумматор 131, математическое выражение (8)
Et t+Π+Δφc)=
Напряжение сигнала, поступающего с выхода перемножителя 124 в сумматор 132, математическое выражение (9)
E3(t-T) . U4 (t) = Ec(t) . 2 sin (ωo t +
+ π+ Δφo) = ER-Y (t) sin (π + 2 Δφ o) -
-ER-Y (t) x sin 2 ωo t + EB-Y (t) x
xcos ( π+ 2 Δφo) + EB-Y (t) cos 2 ωo t.The voltage of the signal from the output of the multiplier 12 2 in the
E t t + Π + Δφ c ) =
The voltage of the signal from the output of the multiplier 12 4 into the
E 3 (tT) . U 4 (t) = E c (t) . 2 sin (ω o t +
+ π + Δφ o ) = E RY (t) sin (π + 2 Δφ o ) -
-E RY (t) x
xcos (π + 2 Δφ o ) + E BY (t)
Напряжение сигнала на выходе сумматора 131, математическое выражение (10)
ER-Y(t) [1 - cos 2 Δφo] + EB-Y (t) sin 2Δφo.The voltage of the signal at the output of the
E RY (t) [1 -
Напряжение сигнала на выходе сумматора 132, математическое выражение (11)
-ER-Y (t) sin 2 Δφo + EB-Y (t) [1 -
- cos 2 Δφo].The voltage of the signal at the output of the
-E RY (t)
-
co2 )=
Как указывалось выше, при чересстрочной развертке число Z всегда нечетное, следовательно, Z+1 - число всегда чeтное, тогда - целое число и
cos2Πn - ± (2m-1) = cos- ± (2m-1) = 0
Модуль sin- ± (2m-1) всегда равен 1, а знак "+" или "-" перед единицей зависит от ряда факторов, в том числе конкретной величины Z, величины задержки T1= или T2= , знака перед составляющей (2m - 1), значения числа m. В частных случаях примеров Z=525 и Z=625 при задержке на
, 3Π = 2Π·131+Π
В обоих случаях (Z=525 и Z=625) при задержке на T1=
si-) i(2m-1)=
При Z=525 и Z=625 в случае задержки на время T2=
3 1
Соответственно напряжение на выходе сумматора 131 при времени задержки T1= для Z=525 и Z=625 ER-Y(t) + EB-Y(t) sin(2m - 1). Напряжение на выходе сумматора 132 при тех же условиях
± ER-Y(t)sin(2m-1)+EB-Y(t). Как указывалось выше, при любом целочисленном значении m модуль sin (2m - 1) =1, изменение m вызывает лишь изменение знака перед единицей. При значениях m когда sin (2m - 1) = - 1 напряжения сигналов на выходах сумматоров 131 и 132 соответственно: ER-Y(t) +EB-Y(t) и ER-y(t)+EB-Y(t). При значениях m, когда sin (2m - 1) = 1, напряжения сигналов на выходах сумматоров 131 и 132 соответственно: ER-Y(t) +EB-Y(t) и + ER-Y(t)+EB-Y(t), т.е. когда на выходе сумматора 131 напряжение сигнала равно ER-Y(t)-EB-Y(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 132 равно ER-Y(t)+EB-Y(t). Когда на выходе сумматора 131 напряжение сигнала равно ER-Y(t)+EB-Y(t), напряжение сигнала на выходе сумматора 132 равно -ER-Y(t)+EB-Y(t). Следовательно, из этих напряжений путем алгебраического суммирования в устройствах 151 и 152суммирования можно всегда выделить цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t).co 2 ) =
As indicated above, when interlaced, the number Z is always odd, therefore, Z + 1 is the number always even, then is an integer and
cos 2Πn - ± (2m-1) = cos - ± (2m-1) = 0
Sin module - ± (2m-1) is always 1, and the sign “+” or “-” in front of the unit depends on a number of factors, including the specific value of Z, the delay value T 1 = or T 2 = , sign in front of the component (2m - 1), the values of the number m. In particular cases of examples Z = 525 and Z = 625 with a delay of
, 3Π = 2Π · 131 + Π
In both cases (Z = 525 and Z = 625) with a delay of T 1 =
si - ) i (2m-1) =
With Z = 525 and Z = 625 in the case of a time delay T 2 =
3 1
Accordingly, the voltage at the output of the
± E RY (t) sin (2m-1) + E BY (t). As indicated above, for any integer value m, the modulus sin (2m - 1) = 1, a change in m causes only a change in sign in front of one. For m when sin (2m - 1) = - 1 the voltage of the signals at the outputs of the
В этом и последующих разделах описания используются следующие обозначения: EY(t) - сигнал яркости (как и в предыдущих разделах), для видеосигналов яркости; EYQ(t) - рефлексно-модулированный сигнал яркости (как и в предыдущих разделах), для сигналов, сформированных путем рефлексной квадратурной модуляции поднесущей яркости двумя видеосигналами яркости; EM(t) - полый цветовой телевизионный сигнал (как и в предыдущих разделах), в состав которого входят сигналы EY(t) яркости; E1 MQ(t) - полный цветовой телевизионный сигнал, в состав которого входят рефлексно-модулированные сигналы EYQ(t) яркости; EMQ(t) - цветовой телевизионный сигнал, EMQ(t), не содержащий сигнал синхронизации Esc; EMQ1-2(t) - полный цветовой телевизионный сигнал, содержащий информацию о двух телевизионных изображениях.In this and subsequent sections of the description, the following notation is used: E Y (t) - luminance signal (as in the previous sections), for luminance video signals; E YQ (t) - reflex-modulated luminance signal (as in the previous sections), for signals generated by reflex quadrature modulation of the luminance subcarrier by two luminance video signals; E M (t) - a hollow color television signal (as in the previous sections), which includes brightness signals E Y (t); E 1 MQ (t) - full color television signal, which includes reflex-modulated signals E YQ (t) brightness; E MQ (t) - color television signal, E MQ (t) not containing a synchronization signal E sc ; E MQ1-2 (t) - full color television signal containing information about two television images.
Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов ER-Y(t), EB-Y(t) в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что ее полным цветовым телевизионным сигналом может быть передана информация одновременно о двух цветных телевизионных изображениях. При этом оба изображения передаются в реальном масштабе времени и в совмещенной полосе частот, номинальной для передачи одного такого изображения с той же четкостью по вертикали и горизонтали. В полном цветовом телевизионном сигнале EMQ1-2(t) этой телевизионной системы сигналы первого и второго изображений передаются поочередно через строку. За время длительности одной строки передают рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве cтрок одного изображения. Для этого на передающей стороне запоминают сигналы Ey(t) яркости и сигналы E*c(t) цветности двух полей одного кадра раздельно первого и второго изображений, размещая последовательно в строках записи каждого изображения сигналы смежных в пространстве строк этого изображения из первого и второго полей. При этом в строке записи (2s-1) содержится информация о яркости и цветности строки (2s-1) из первого поля, а в строке записи 2s содержится информация о яркости и цветности из строки 2S-1+ из второго поля, где s - число натурального ряда. Сигналы двух строк записи (2s-1) и 2s первого изображения преобразуются в сигналы одной строки передачи первого изображения. Сигналы двух строк записи (2s-1) и 2s второго изображения преобразуются в сигналы одной строки передачи второго изображения. Преобразования эти осуществляются для сигналов первого и второго изображений раздельно и идентичными способами.A television system with the simultaneous transmission of color difference signals E RY (t), E BY (t) in the blanking intervals can be converted in such a way that information about two color television images can be transmitted simultaneously with its full color television signal. In this case, both images are transmitted in real time and in a combined frequency band, nominal for transmitting one such image with the same sharpness vertically and horizontally. In the full color television signal E MQ1-2 (t) of this television system, the signals of the first and second images are transmitted alternately through the line. During the duration of one line, reflex-modulated signals are transmitted containing information about the brightness and color of two adjacent in space lines of one image. To do this, on the transmitting side, luminance signals E y (t) and chrominance signals E * c (t) are stored for two fields of one frame separately of the first and second images, placing sequentially in the recording lines of each image the signals of adjacent in space lines of this image from the first and second fields. In this case, the recording line (2s-1) contains information about the brightness and color of the line (2s-1) from the first field, and the recording line 2s contains information about the brightness and color of the line 2S-1 + from the second field, where s is the number of the natural number. The signals of the two recording lines (2s-1) and 2s of the first image are converted into signals of one transmission line of the first image. The signals of the two recording lines (2s-1) and 2s of the second image are converted into signals of one transmission line of the second image. These transformations are carried out for the signals of the first and second images separately and in identical ways.
Формирование сигналов строк передачи одного изображения в полном цветовом телевизионном сигнале EMQ1-2(t) может быть осуществлено блоком 22, пример функциональной схема которого показан на фиг. 10. Полный цветовой телевизионный сигнал одного изображения EM(t) поступает на вход запоминающего устройства 23 блока 22 (фиг. 10). При записи сигналов Ey(t), Ec(t) яркости и цветности одного кадра этого изображения сигналы смежных в пространстве строк, т.е. сигналы строки (2s-1) первого поля и строки 2S-1+ второго поля записываемого кадра размещаются соответственно в строках записи (2s-1) и 2s запоминающего устройства 23. Сжатые во времени сигналы E*c(2s-1)(t) и E*c(2s)(t) цветности из строк записи (2s-1) и 2s одновременно считывают из запоминающего устройства 23 и алгебраически суммируют их в сумматоре 24 блока 22. При этом на выходе сумматора 24 получают общий для строк записи (2s-1) и 2s этого изображения сжатый во времени сигнал E*c(t) цветности на поднесущей, частота которой остается равной f0. Разность фаз φон немодулированной цветовой поднесущей в строках передачи, сформированных из сигналов строк записи (2s-1) и 2s и сформированных из сигналов строк записи (2s+1) и (2s+2) того же самого изображения, составляет φон≈ (2n-1) . Считанными одновременно из строк записи (2s-1) и 2s из запоминающего устройства 23 сигналами Ey(2s-1)(t) и Ey2s(t) яркости, как видеосигналами E1-1(t) и E1-2(t) в блоке 1 модулируют поднесущую яркости частоты fy, формируя рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости, являющийся рефлексно-модулированным сигналом E3(t). Поднесущая яркости частоты fyвыбирается равной нечетной гармонике четвертьстрочной частоты fн, т.е. fy= fн . В сформированном рефлексно-модулированном сигнале EYQ(t) яркости разность фаз φo поднесущих рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) в одинаковых по номерам строках смежных кадров при этом будет равна φyp= + (2d-1) , где d - число натурального ряда.The generation of signals of transmission lines of one image in the full color television signal E MQ1-2 (t) can be carried out by
С выхода блока 1 рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости поступает на вход сумматора 25, на другой вход которого поступает сжатый во времени сигнал E*c(t) цветности. С выхода сумматора 25 снимаются сигналы строк передачи одного изображения цветового телевизионного сигнала E1 MQ(t), т. е. сигнала, не содержащего сигнала Esc синхронизации. Цветовой телевизионный сигнал E1 MQ1(t), содержащий информацию о яркостях и цветностях строк записи (2s-1) и 2s первого изображения, передают в строке (2s-1) полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t). Цветовой телевизионный сигнал E1 MQ2(t), содержащий информацию о яркостях и цветностях строк записи (2s-1) и 2s второго изображения, передают в строке 2s полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t), т.е. сигналы E1 MQ1(t) и E1 MQ2(t) передаются через строку. При этом сигналы цветности первого и второго изображений передают соответственно в интервалах гашения, а рефлексно-модулированные сигналы яркости первого и второго изображений передают без изменений их временного масштаба в активных интервалах строк полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t). Причем в одинаковых по номерам строках смежных кадров передают сигналы одного и того же из двух изображений.From the output of
Полный цветовой телевизионный сигнал EMQ1-2(t), содержащий сигналы строк передачи первого и второго изображений, формируется устройством, пример схемы которого приведен на фиг. 11. В этом устройстве сигналы E1 MQ1(t) и E1 MQ2(t) строк передачи первого и второго изображений, сформированные в блоках 221 и 222, аналогичных блоку 22, суммируются в сумматоре 26 (фиг. 11). В сумматор 26 поступают также сигналы Esdсинхронизации и дополнительной информации, которые замешиваются в полный цветовой телевизионный сигнал EMQ1-2(t). Примерный вид двух строк полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t) показан на фиг. 12.The full color television signal E MQ1-2 (t), containing the signals of the transmission lines of the first and second images, is generated by the device, an example of the circuit of which is shown in FIG. 11. In this device, the signals E 1 MQ1 (t) and E 1 MQ2 (t) of the transmission lines of the first and second images generated in
При длительности строки передачи сигналов первого изображения от t0-1 до t0-2 и строки передачи сигналов второго изображения от t0-2 до t0-3 (интервалы t0-1-t0-2 и t0-2-t0-3 одинаковы) в интервалах времени t0-1-t1-1 и t0-2-t1-2 - передаются сигналы синхронизации, в интервалах t2-1-t3-1 и t2-2-t3-2 - сигналы E*c(t) цветности, в интервалах t4-1-t5-1 и t4-2-t5-2 - рефлексно-модулированные сигналы EYQ(t) яркости, t1-1-t2-1 и t1-2-t2-2, t3-1-t4-1 и t3-2-t4-2, t5-1-t0-2, t5-2-t0-3 - защитные интервалы. На приемной стороне из полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t) выделяют сигналы E*c(t) цветности и рефлексно-модулированные сигналы EYQ(t) яркости первого и второго изображений. Обработку этих сигналов производят одинаковыми способами в устройствах 271 и 272. Пример функциональной схемы обработки полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t) показан на фиг. 13. Разделение полных цветовых телевизионных сигналов первого и второго изображений и выделение из них сигнала E*c1(t) цветности и рефлексно-модулированного сигнала EYQ1(t) яркости первого изображения, сигнала E*c2(t) и рефлексно-модулированного сигнала EYQ2(t) яркости второго изображения производится схемой 5 разделения сигналов. В этой же схеме 5 происходит выделение сигналов Es, Ed синхронизации и дополнительной информации.When the length of the transmission line of the signals of the first image from t 0-1 to t 0-2 and the transmission line of signals of the second image from t 0-2 to t 0-3 (intervals t 0-1 -t 0-2 and t 0-2 - t 0-3 are the same) in the time intervals t 0-1 -t 1-1 and t 0-2 -t 1-2 - synchronization signals are transmitted, in the intervals t 2-1 -t 3-1 and t 2-2 - t 3-2 - chroma signals E * c (t), in the intervals t 4-1 -t 5-1 and t 4-2 -t 5-2 - reflex-modulated luminance signals E YQ (t), t 1- 1 -t 2-1 and t 1-2 -t 2-2 , t 3-1 -t 4-1 and t 3-2 -t 4-2 , t 5-1 -t 0-2 , t 5- 2 -t 0-3 - guard intervals. On the receiving side, full color television signal E MQ1 - 2 (t) is used to extract chroma signals E * c (t) and luminance reflex modulated signals E YQ (t) of the first and second images. The processing of these signals is carried out in the same way in
Устройства 271 и 272 обработки сигналов первого и второго изображений, с выходов которых снимаются соответственно сигналы Ey1(t) яркости и цветоразностные сигналы E(B-Y)1(t), E(R-Y)1(t) первого изображения, и сигнал Ey2(t) и цветоразностные сигналы E(R-Y)2(t), E(B-Y)2(t) второго изображения, идентичны. Поэтому на фиг. 14 приводится пример функциональной схемы устройства 27 обработки сигналов первого изображения.
Выделенные из полного цветового телевизионного сигнала схемой 5 (фиг. 13) сигналы E*c(t) цветности строк передачи одного изображения подают на вход канала 6 обработки сигнала цветности. Разность Δφo фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов E*c(t) цветности, в блоке 10 канала 6 обработки сигналов цветности, выбирают равной Π+Δφo≈ (2n+1) . Полученные на выходах канала 6 цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках записи (2s-1) и 2s данного изображения. Снимаемые с выхода канала 6 цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) записываются в блоки 281 и 282(фиг. 14) памяти соответственно. Считывание цветоразностного сигнала ER-Y(t) из строки записи (2s-1) производится в первом поле при воспроизведении строки (2s-1) изображения. Считывание цветоразностного сигнала ER-Y(t) из строки записи 2s производится через время T1= при воспроизведении строки 2S-1+ изображения во втором поле. Идентичным способом производится запись и считывание цветоразностного сигнала EB-Y(t) из соответствующих строк записи (2s-1) и 2s блока 282памяти. Обработка рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости, выделенного схемой 5 (фиг. 13) из строк передачи одного изображения полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t), производится в предназначенном для этого блока 29 (фиг. 14). Рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости одного изображения подается на вход блока 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала вида E3(t). Дальнейшая обработка рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости в блоке 10 может осуществляться как с переносом на высокочастотную несущую (фиг. 4), так и непосредственно на частоте fy поднесущей яркости. Время задержки рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости равно длительности кадра τp = Z τн, где τн - длительность строки, τн= .Isolated from the full color television signal by the circuit 5 (Fig. 13), the color signals E * c (t) of the transmission lines of one image are fed to the input of the color
В блоке 10 (фиг. 4) незадержанная посылка сигнала EYQ(t) поступает на входы устройства 11 задержки и перемножителя 121. В перемножителе 121осуществляется умножение сигнала EYQ(t) на гармонический сигнал вида U1(t)= 2cosωxy(t), где ωxy= 2πfxy, fxy - частота гармонического сигнала, превышающая верхнюю граничную частоту fmax спектра рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости. Задержанный сигнал EYQ(t- τр) умножается в умножителе 122 на гармонический сигнал вида U2(t) = 2 cos [ωxyt + (2n +1)] . Напряжения, полученные в результате первого и второго перемножений, суммируют в сумматоре 13, формируя сигнал с развернутыми боковыми полосами на несущей, частота которой fxy+ fy выше граничной верхней частоты fmax спектра рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости. После детектирования этого сигнала с выходов синхронных детекторов 141 и 142 снимают сигналы Ey(2s-10)(t) яркости строки (2s-1) первого поля и Ey(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля одного и того же изображения. Обработка рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости непосредственно на частоте fy поднесущей яркости можeт осуществляться в блоке 10 (фиг. 5). Незадержанный сигнал EYQ(t) умножается в перемножителе 121 на гармонический сигнал вида U1(t)=2cosωyt. Задержанный сигнал EYQ(t- τр) умножается в перемножителе 122 на гармонический сигнал вида U2(t) = 2 sin [ωyt + (2d +1)].In block 10 (Fig. 4), the delayed sending of the signal E YQ (t) is supplied to the inputs of the
После алгебраического суммирования в сумматоре 131 напряжений, полученных в результате первого и второго перемножений, на выходе сумматора 131 непосредственно выделяют сигнал Ey(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) первого поля. Незадержанный сигнал EYQ(t) также поступает на перемножитель 123, где он умножается на гармонический сигнал вида U3(t)=2sin ωyt. Задержанный сигнал EYQ(t- τр) также поступает на перемножитель 124, где он умножается на гармонический сигнал вида U4(t) = 2 sin [ωyt + (2d +1)]. После алгебраического суммирования в сумматоре 132 напряжений, полученных в результате этих перемножений, на его выходе непосредственно выделяют сигнал Ey(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля. Сигналы Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) яркости записываются соответственно в строки записи (2s-1) и 2s устройства 30 памяти (фиг. 14).After algebraic summation in the
Считанные сигналы Ey(t) из строки записи (2s-1) осуществляется в первом поле при воспроизведении строки (2s-1) изображения. Считывание сигнала Ey(t) яркости из строки записи 2s осуществляется через T1= при воспроизведении строки 2S-1+ изображения во втором поле. Таким образом на выходе устройства 27 обработки сигналов одного изображения восстанавливаются сигналы чересстрочной развертки.The read signals E y (t) from the recording line (2s-1) is carried out in the first field when playing the image line (2s-1). Reading the signal E y (t) brightness from the recording line 2s is carried out through T 1 = when playing a string 2S-1 + images in the second field. Thus, at the output of the
Изложенная выше обработка полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t) двух изображений может быть использована при воспроизведении стереоцветных изображений, а также при передаче двух независимых программ с последующим транскодированием на приемной стороне в сигналы стандартных вещательных или других систем.The above processing of the full color television signal E MQ1-2 (t) of two images can be used when reproducing stereo-color images, as well as transmitting two independent programs with subsequent transcoding at the receiving side into signals of standard broadcasting or other systems.
При передаче изображений двух независимых программ может потребоваться разделить их на промежуточном приемном пункте и передавать дальше изображение каждой программы полным цветовым телевизионным сигналом Eм(t) (фиг. 8) предлагаемой телевизионной системы. В этом случае обработки полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t) и разделение рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости производится на промежуточном приемном пункте. На промежуточном пункте не требуется декодирования сигналов E*c(t) цветности. Декодирование этих сигналов осуществляется на приемной стороне, например, непосредственно в телевизорах, идентично тому, как это описано выше со ссылкой на фиг. 9. На промежуточном приемном пункте сигналы E*c(t) цветности первого и второго изображений выделяют их сигналов строк соответствующего изображения полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t). Выделенные сигналы E*c(t) цветности в канале обработки каждого изображения повторяют путем задержки на время T1= и помещают незадержанную посылку в интервал гашения восстановленного сигнала Ey(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) данного изображения, а задержанную посылку сигнала E*c(t) цветности помещают в интервал гашения восстановленного сигнала Ey2s(t) яркости строки 2S-1+ этого же изображения. Формирование из полного цветового телевизионного сигнала EMQ1-2(t) двух программ полных цветовых телевизионных сигналов EM1(t) и EM2(t) первой и второй программ может быть осуществлено устройством, пример функциональной схемы которого показан на фиг. 15.When transmitting images of two independent programs, it may be necessary to separate them at an intermediate receiving point and transmit further the image of each program with the full color television signal E m (t) (Fig. 8) of the proposed television system. In this case, the processing of the full color television signal E MQ1-2 (t) and separation of the reflex-modulated signal E YQ (t) of brightness is performed at an intermediate receiving point. At the intermediate point, decoding of the color signals E * c (t) is not required. The decoding of these signals is carried out at the receiving side, for example, directly in televisions, identical to that described above with reference to FIG. 9. At the intermediate receiving point, the chrominance signals E * c (t) of the first and second images are extracted from their signal lines of the corresponding image of the full color television signal E MQ1-2 (t). The selected color signals E * c (t) in the processing channel of each image are repeated by a delay of time T 1 = and the undelayed packet is placed in the blanking interval of the restored signal E y (2s-1) (t) of the line brightness (2s-1) of the given image, and the delayed sending of the chroma signal E * c (t) is placed in the blanking interval of the restored signal E y2s (t ) line brightness 2S-1 + of the same image. The formation from the full color television signal E MQ1-2 (t) of two programs of the full color television signals E M1 (t) and E M2 (t) of the first and second programs can be carried out by a device, an example of a functional diagram of which is shown in FIG. fifteen.
Выделенные схемой 5 из приходящего сигнала EMQ1-2(t) рефлексно-модулированные сигналы EYQ(t) яркости и сигналы E*c(t) цветности каждого изображения поступают в свой канал 311, 312 обработки. Обработка сигналов первого и второго изображений проводится в каналах 311, 312 совершенно идентично. Поэтому можно ограничиться описанием одного канала 31. Рефлексно-модулированные сигналы яркости EYQ(t) обрабатывают в блоке 29.Selected by the
Сигнал E*c(t) цветности записывают одновременно в строки записи (2s-1) и 2s блока 28 (фиг. 15) памяти. Считанный сигнал E*c(t) цветности из строк записи (2s-1) размещают в интервале гашения строки (2s-1) сигнала Ey(t) яркости в сумматоре 32. Считывание сигнала E*c(t) цветности из строки записи 2s производят через время T1= , помещая этот сигнал в интервале гашения строки 2S-1+ сигнала Ey(t) яркости в сумматоре 32. На выходах каналов 311, 312 получают цветовые телевизионные сигналы EM1(t) и EM2(t) чересстрочной развертки изображений первой и второй программ соответственно.The color signal E * c (t) is recorded simultaneously in the recording lines (2s-1) and 2s of the memory unit 28 (Fig. 15). The read color signal E * c (t) from the recording lines (2s-1) is placed in the blanking interval of the line (2s-1) of the brightness signal E y (t) in the
Ниже приведены описания вариантов формирования сигналов одного изображения на передающей стороне и их обработки на приемной стороне. Below are descriptions of options for generating signals of one image on the transmitting side and processing them on the receiving side.
Напряжение сигнала E*c(2s-1)(t) цветности одного из изображений в строке (2s-1) первого поля равно
E*R-Y (t) cos K ωo [t + (2 s-1) τн] +
+ E*B-Y (t) sin K ωo [t + (2s-1) τн], где К - коэффициент сжатия сигнала E*c(t) цветности во времени, ωo=2πfo. Это напряжение записывается в строку записи запоминающего устройства 23 (фиг. 10). В строку записи 2s запоминающего устройства 23 записывается напряжение сигнала Et+ цветности этого же изображения из строки 2S-1+ второго поля.The signal voltage E * c (2s-1) (t) of the color of one of the images in the row (2s-1) of the first field is
E * RY (t) cos K ω o [t + (2 s-1) τ n ] +
+ E * BY (t) sin K ω o [t + (2s-1) τ n ], where K is the compression coefficient of the color signal E * c (t) in time, ω o = 2πf o . This voltage is recorded in the recording line of the storage device 23 (Fig. 10). In the recording line 2s of the
E
При суммировании этих напряжений в сумматоре 24 фаза немодулированной цветовой поднесущей в суммированном сигнале цветности E*c(t) будет равна K ωo 2S-1+ . При суммировании сигнала E*c(2s)(t) из строки 2s первого поля этого же изображения и сигнала E*t+ цветности из строки 2S+ второго поля на выходе сумматора 24 фаза немодулированной поднесущей в суммированном сигнале Ec(t+2 τн) будет равна K2S+ ) , так как эти сигналы записывались соответственно в строки записи (2s-1) и (2s+1), в строки (2s) и (2s+2) запоминающегося устройства 23 через время τн в первом поле и через время τн во втором поле, а считываются из устройства 23 через время 2 τн. Разность фаз немодулированной поднесущей в сигналах одного и того же изображения через время 2 τн в сигналах E*c(t) и E*c(t+2 τн) равна К ωо τн=К φон, а после растяжки во времени на приемной стороне в раз Δφo= φoн= 2Πfoτн ≈ (2n-1) . Обработка сигнала Ec(t) цветности с такой разностью фаз между задержанной и незадержанной посылками этого сигнала в блоках 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t) (фиг. 4 и 5) детально рассмотрены при описании телевизионной системы с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервале гашения. Единственное отличие в том, что задержка сигнала Ec(t) в устройстве 11 задержки в блоке 10 должна осуществляться в этом случае на время 2 τн, как это объяснено выше. При этом поскольку фаза поднесущей величина относительная, можно принять 2S-1+ = 0) (опорная фаза), тогда 2S+ =φoн= (2n-1) Результаты также останутся идентичными, если в математические выражения (1) и (3) ввести 2S-1+ =φOH1) , введя также φон1 в выражения для U1(t) и U2(t) при описании работы блока 10, представленного на фиг. 4, и в выражения для U1(t), U2(t), U3(t), U4(t) при описании работы блока 10, изображенного на фиг. 5. Тогда для обозначения фазы поднесущей задержанной посылки сигнала Ec(t) 2S+ следует ввести обозначение
φон1+φон=φон1+ (2n-1)
Обработка рефлексно-модулированных сигналов EYQ(t) яркости в канале 7 (фиг. 3) также осуществляется в блоке 10 обработки рефлексно-модулированных сигналов E3(t), примеры функциональных схем которого приведены на фиг. 4 и 5. При формировании рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости одного из изображений считанные из строк записи (2s-1) и 2s запоминающего устройства 23 (фиг. 10) сигнал Ey(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) из первого поля и сигнал Ey(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля модулируют поднесущую яркости, частота которой fy
EYQ (t) = EY(2s-1) (t) cos ωy t + Ey(2s) (t) x
x sin ωyt, где ωy = 2π fy.E
When summing these voltages in the
φ he1 + φ he = φ he1 + (2n-1)
Processing of reflex modulated signals E YQ (t) of brightness in channel 7 (FIG. 3) is also carried out in
E YQ (t) = E Y (2s-1) (t) cos ω y t + E y (2s) (t) x
x sin ω y t, where ω y = 2π f y .
Поскольку частота fy поднесущей яркости равна fн, то разность фаз φyр немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров составляет
φyp=2ΠfyZτн= 2PZ=2Π(2d-1)
Поскольку разность фаз немодулированной поднесущей яркости через каждые четыре строки равна 2 π (2d-1), т.е. целому числу периодов, то выражение для φyр можно записать в виде
φyp= 2Π(2d-1) = 2π(2d-1) + 2π(2d-1) , где Δ Z - число строк, которое минимально нужно алгебраически вычесть из числа строк Z в кадре, чтобы частное от деления было числом натурального ряда. Тогда
cost+2Π(2d-1) +2Π(2d-1) = cost+ (2d-1)ΔZ
При чересстрочной развертке число Z всегда нечетное, напротив, число Z-ΔZ, как дающее при делении на четыре целочисленное значение, всегда четное, следовательно, число ΔZ всегда нечетное, причем можно показать, что для любого нечетного Z >> 1 величина Δ Z всегда будет равна либо +1, либо -1. В этом случае cos(ωyt+φyp) = cost ± (2d-1). . При обработке рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости в блоке 10 (фиг. 4) обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t), пример функциональной схемы которого приведен на фиг. 4, для описания процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости можно использовать математические выражения (1-5) описания процессов обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t), введя в эти выражения следующие подстановки:
E3(t) = EYQ(t) , E1-1 (t) = Ey(2s-1) (t),
E1-2(t) = EY(2s) (t), ω = ω y = 2π fy, q = Z,
qφн= ± (2d-1), T = Z τн. Тогда сигнал, поступающий на вход устройства 11 задержки и на один из входов перемножителя 121, математическое выражение (1), E3(t)=EYQ(t)=Ey(2s-1)(t)cos ωyt+Ey(2s)(t)sin ωyt. Напряжение гармонического сигнала U1(t), поступающего на другой вход перемножителя 121, U1(t)= 2cos ωxy(t), где ωxy= 2πfxy, fxy>fmax - верхней граничной частоты спектра рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости.Since the frequency f y of the brightness subcarrier is f n , then the phase difference φ yр of the unmodulated brightness subcarrier in the same row numbers of adjacent frames is
φ yp = 2Πf y Zτ n = 2P Z = 2Π (2d-1)
Since the phase difference of the unmodulated luminance subcarrier is equal to 2 π (2d-1) every four lines, i.e. integer number of periods, then the expression for φ yр can be written as
φ yp = 2Π (2d-1) = 2π (2d-1) + 2π (2d-1) , where Δ Z is the number of lines that minimally need to be algebraically subtracted from the number of lines Z in the frame so that the quotient from division was a natural number. Then
cos t + 2Π (2d-1) + 2Π (2d-1) = cos t + (2d-1) ΔZ
When interlaced, the number Z is always odd, on the contrary, the number Z-ΔZ, which gives an integer value when divided by four, is always even, therefore, the number ΔZ is always odd, and it can be shown that for any odd Z >> 1 the value Δ Z is always will be equal to +1 or -1. In this case, cos (ω y t + φ yp ) = cos t ± (2d-1) . . When processing the reflex modulated signal E YQ (t) of brightness in block 10 (FIG. 4), the processing of the reflex modulated signal E 3 (t), an example of a functional diagram of which is shown in FIG. 4, to describe the processes of processing a reflex modulated signal E YQ (t) of brightness, one can use mathematical expressions (1-5) to describe the processes of processing a reflex modulated signal E 3 (t) by introducing the following substitutions into these expressions:
E 3 (t) = E YQ (t), E 1-1 (t) = E y (2s-1) (t),
E 1-2 (t) = E Y (2s) (t), ω = ω y = 2π f y , q = Z,
qφ n = ± (2d-1), T = Z τ n Then the signal supplied to the input of the
Напряжение, поступающее с выхода устройства 11 задержки на один из входов перемножителя 122, математическое выражение (3)
Etost ± (2d-1)+ На второй вход перемножителя 122 поступает напряжение гармонического сигнала U2(t) = 2cost+Π ∓ (2d-1) . Напряжения сигналов, поступающих с выходов перемножителей 121 и 122 в сумматор 13, математические выражения (2) и (4),
E3(t) . U1(t) = EYQ(t) . 2 cos ωxy t =
= EY(2s-1) (t) [cos (ωxy -ω y) t + cos (ωxy +
+ ωy)t ] + EY(2s) (t) [-sin (ωxy - ωy) t +
+ sin (ωxy + ωy) t]
и
так как Π+2 = 2Πd, Π-2 = -2Π(d-2).The voltage supplied from the output of the
E t os t ± (2d-1) + The second input of the multiplier 12 2 receives the voltage of the harmonic signal U 2 (t) = 2cos t + Π ∓ (2d-1) . The voltage of the signals coming from the outputs of the multipliers 12 1 and 12 2 to the
E 3 (t) . U 1 (t) = E YQ (t) . 2 cos ω xy t =
= E Y (2s-1) (t) [cos (ω xy- ω y ) t + cos (ω xy +
+ ω y ) t] + E Y (2s) (t) [-sin (ω xy - ω y ) t +
+ sin (ω xy + ω y ) t]
and
since Π + 2 = 2Πd, Π-2 = -2Π (d-2).
Напряжение на выходе сумматора 13, математическое выражение (5)
E3(t) . U1(t) + E3(t-T) . U2(t) = 2 Ey(2s-1) (t) x
x cos (ωxy - ωy) t - 2 Ey(2s) (t) sin (ωxy - ωy) t, где ωxy - ωy = 2 π (fxy - fy), fxy - fo > fmax.The voltage at the output of the
E 3 (t) . U 1 (t) + E 3 (tT) . U 2 (t) = 2 E y (2s-1) (t) x
x cos (ω xy - ω y ) t - 2 E y (2s) (t) sin (ω xy - ω y ) t, where ω xy - ω y = 2 π (f xy - f y ), f xy - f o > f max .
Напряжения гармонических сигналов, поступающих на синхронные детекторы 141 и 142 соответственно, Ux1(t)=cos(ωxy- ωy)t и Ux2(t)=-sin(ωxy- ωy)t. С выходов синхронных детекторов 141 и 142снимаются сигналы Ey(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) первого поля и сигнал Ey(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля одного из изображений.The voltages of the harmonic signals supplied to the synchronous detectors 14 1 and 14 2, respectively, are U x1 (t) = cos (ω xy - ω y ) t and U x2 (t) = - sin (ω xy - ω y ) t. From the outputs of synchronous detectors 14 1 and 14 2, the signals of the line brightness E y (2s-1) (t) of the first field and the line brightness signal E y (2s) (t) are taken 2S-1 + from the second field of one of the images.
Обработка рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости может быть осуществлена непосредственно на частоте fy поднесущей яркости в блоке 10 обработки рефлексно-модулированного сигнала E3(t), функциональная схема которого представлена на фиг. 5. Для описания процессов обработки сигнала EYQ(t) в блоке 10 используются математические выражения (1) и (3) и (6-9) с соответствующими подстановками
E3(t) = EYQ(t), E1-1(t) = EY(2s-1) (t),
E1-2(t) = EY(2s) (t), ω =ωy = 2 π fy, q = Z,
qφн= ± (2d-1), T = Z τн.Processing the reflex modulated signal E YQ (t) of luminance can be carried out directly at the frequency f y of the luminance subcarrier in
E 3 (t) = E YQ (t), E 1-1 (t) = E Y (2s-1) (t),
E 1-2 (t) = E Y (2s) (t), ω = ω y = 2 π f y , q = Z,
qφ n = ± (2d-1), T = Z τ n
Незадержанная посылка сигнала, поступающего на входы устройства 11 задержки и перемножителей 121, 123, математическое выражение (1), E3(t)= EYQ(t)= Ey(2s-1)(t)cos ωyt+Ey(2s)(t)sin ωy(t). Напряжения гармонических сигналов U1(t) и U3(t), поступающие соответственно на другие входы перемножителей 121 и 123,
U1(t) = 2 cos ωyt и U3(t) = 2 sin ωy t.Uncontrolled sending of a signal to the inputs of the
U 1 (t) = 2 cos ω y t and U 3 (t) = 2 sin ω y t.
На входы перемножителей 122 и 124 поступает с выхода устройства 11 задержки, математическое выражение (3), напряжение
Напряжение гармонических сигналов U2(t) и U4(t), поступающих соответственно на вторые входы перемножителей 122 и 124,
,
Напряжения сигналов, поступающих в сумматор 131 с выходов перемножителей 121 и 122, математические выражения (6) и (8)
E3(t) . U1(t) = EYQ . 2 cos ωy t =
EY(2s-1) (t) + EY(2s) (t) cos 2 ωy t +
+ EY(2s) (t) sin 2 ωyt,
t так как cos [ π π(2d-1) ] = 1, sin [π π (2d-1)] = 0 С выхода сумматора 131 снимается сигнал Ey(2s-1)(t) яркости строки (2s-1) первого поля.The inputs of the multipliers 12 2 and 12 4 comes from the output of the
The voltage of the harmonic signals U 2 (t) and U 4 (t) supplied respectively to the second inputs of the multipliers 12 2 and 12 4 ,
,
The voltage of the signals entering the
E 3 (t) . U 1 (t) =
E Y (2s-1) (t) + E Y (2s) (t)
+ E Y (2s) (t)
t since cos [π π (2d-1)] = 1, sin [π π (2d-1)] = 0 From the output of the
Напряжения сигналов, поступающих в сумматор 132 с выходов перемножителей 122 и 124, математические выражения (7) и (9),
E3(t) . U3(t) = EQY (t) . 2 sin ωy t =
= EY(2s-1) (t) sin 2 ωy t + EY(2s) (t) -
- EY(2s) (t) cos 2 ωy t,
E
С выхода сумматора 132 снимается сигнал Ey(2s)(t) яркости строки 2S-1+ из второго поля.The voltage of the signals entering the
E 3 (t) . U 3 (t) = E QY (t) . 2 sin ω y t =
= E Y (2s-1) (t)
- E Y (2s) (t)
E
The output of the
В этом и последующих разделах описания для обозначения полного цветового телевизионного сигнала вводится обозначение EMQexp(t).In this and subsequent sections of the description, the notation E MQexp (t) is introduced to indicate the full color television signal.
Предлагаемая телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что ее полным цветовым телевизионным сигналом можно передать телевизионное изображение с заданной четкостью по вертикали и горизонтали и с заданной частотой кадров в полосе частот, равной половине от номинальной полосы частот, требуемой для передачи известными способами телевизионного изображения с такой же четкостью по вертикали и горизонтали и с такой же частотой кадров. В полном цветовом телевизионном сигнале EMQexp(t) этой телевизионной системы за время длительности двух строк передают растянутые во времени рефлексно-модулированные сигналы, содержащие информацию о яркостях и цветностях двух смежных в пространстве строк изображения. Для этого рефлексно-модулированные сигналы EYQ(t), E*c(t) яркости и цветности каждой строки изображения растягивают в два раза во времени и формируют одну строку передачи (длительностью 2 τн) полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) из передаваемых одновременно сигналов двух смежных в пространстве строк.The proposed television system with the simultaneous transmission of color-difference signals in the blanking intervals can be converted in such a way that its full color television signal can transmit a television image with a given vertical and horizontal clarity and with a given frame frequency in a frequency band equal to half of the nominal frequency band, required for transmission by known methods of television images with the same clarity vertically and horizontally and with the same frame rate. The full color television signal E MQexp (t) of this television system transmits time-stretched reflex-modulated signals containing information about the brightness and color of two adjacent spatial lines of the image. For this, the reflex-modulated signals E YQ (t), E * c (t) of brightness and color of each image line are stretched twice in time and form one transmission line (2 τ n long) of the full color television signal E MQexp (t) from simultaneously transmitted signals of two adjacent rows in space.
Таким образом, информация о яркости и цветности из одной строки исходного изображения передается за время примерно 2 τн, и информация о яркостях и цветностях двух строк также передается за это же время. При этом смежные в пространстве строки объединяются попарно, например первая и вторая, третья и четвертая, пятая и шестая, и так далее. Следовательно, число строк передачи уменьшается вдвое по сравнению с числом строк в исходном полном цветовом телевизионном сигнале Eм(t), а время передачи кадра сохраняется тем же. Поэтому, несмотря на сокращение полосы частот полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) в два раза, которое достигается за счет увеличения времени передачи сигнала каждой строки при одновременной передаче сигналов двух строк за время 2 τн, число независимых элементов, например яркости, в каждом кадре и за одну секунду сохраняется таким же, как в исходном полном цветовом телевизионном сигнале EM(t) этого изображения. На передающей стороне формирование полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) может быть осуществлено устройством, пример функциональной схемы которого приведен на фиг. 16. Со схемы 5 разделения сигналов цветовой телевизионный сигнал E1 м(t) поступает на устройство 22. Процесс формирования сигнала E1 MQ(t) в устройстве 22 идентичен описанному ранее со ссылкой на фиг. 10. Сигналы Ey(t) ярости и E*c(t) цветности двух полей одного кадра изображения записывают в запоминающее устройство 23 (фиг. 10), размещая последовательно в строках записи 23 (фиг. 10), размещая последовательно в строках записи сигналы смежных в пространстве строк изображения из первого и второго полей. При этом в строке записи (2s-1) содержится информация о яркости и цветности из строки (2s-1) первого поля, а в строке записи 2s содержится информация о яркости и цветности из строки 2S-1+ второго поля. Из строк записи (2s-1) и 2s одновременно считывают сигналы E*c(2s-1)(t) и E*c(2s)(t) цветности и, алгебраически суммируя их в сумматоре 24, получают общий для строк записи (2s-1) и 2s сигнал E*c(t) цветности на поднесущей с частотой fo. Разность фаз немодулированной цветовой поднесущей в сигналах цветности, сформированных из сигналов строк записи (2s-1) и 2s и сформированных из сигналов строк записи (2s+1) и (2s+2), составляет φон≈ (2n-1), как и в случае, описанном со ссылкой на фиг. 10.Thus, luminance and color information from one line of the original image is transmitted over a time of about 2 τ n , and luminance and color information of two lines is also transmitted during the same time. In this case, rows adjacent in space are combined in pairs, for example, the first and second, third and fourth, fifth and sixth, and so on. Therefore, the number of transmission lines is halved compared to the number of lines in the original full color television signal E m (t), and the frame transmission time remains the same. Therefore, despite the halving of the frequency band of the full color television signal E MQexp (t), which is achieved by increasing the transmission time of the signal of each line while transmitting the signals of two lines in a time of 2 τ n , the number of independent elements, for example, brightness, each frame and in one second is stored the same as in the original full color television signal E M (t) of this image. On the transmitting side, the formation of the full color television signal E MQexp (t) can be carried out by a device, an example of a functional diagram of which is shown in FIG. 16. From the
Сигналами Ey(2s-1)(t) и Ey2s(t) яркости из строк записи (2s-1) и 2s, одновременно считанными из запоминающего устройства 23, модулируют в квадратуре поднесущую яркости в блоке 1, с выхода которого снимается сигнал EYQ(t), как и в случае, описанном со ссылкой на фиг. 10. В качестве поднесущей яркости выбирается нечетная гармоника четвертьстрочной частоты fy= fн . В рефлексно-модулированном сигнале EYQ(t) яркости разность фаз немодулированной поднесущей яркости в одинаковых по номерам строках смежных кадров при этом будет равна φyp≈ (2d-1) . На входы сумматора 25 поступают сигналы E*c(t) и EYQ(t), а с его выхода снимается цветовой телевизионный сигнал E1 MQ(t).The luminance signals E y (2s-1) (t) and E y2s (t) from the recording lines (2s-1) and 2s simultaneously read from the
Сформированный в блоке 22 (фиг. 16) цветовой телевизионный сигнал E1 MQ(t) с помощью запоминающего устройства 33 растягивают в два раза во времени, сужая этим в два раза ширину его частотного спектра, а также уменьшая значения частот поднесущих, растянутых во времени сигнала E*c(t) цветности и рефлексно-модулированного сигнала EYQ(t) яркости до значений . Эти растянутые во времени сигналы E*c(t) цветности передают в интервалах гашения, а рефлексно-модулированные сигналы EYQ(t) яркости - в интервале активной части строки полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t). При этом длительность каждой строки полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) равна 2 τн, частота строк , а число строк в кадре Z2= = = , где Z1 - число строк исходного сигнала E1 MQ(t).Formed in block 22 (Fig. 16), the color television signal E 1 MQ (t) with the help of the
Сигнал синхронизации, выделенный схемой 5, поступает на блок 34 преобразования, с выхода которого снимаются сигналы Es синхронизации, следующие с частотой . В этот же блок 34 могут, например, поступать и сигналы Ed дополнительной информации, которые, смешиваясь с сигналом Es синхронизации, образуют на выходе блока 34 сигнал Esd. В сумматоре 35 растянутый во времени цветовой телевизионный сигнал E1 MQexp(t), смешиваясь с сигналом Esd, образует на выходе полный цветовой телевизионный сигнал EMQexp(t). Примерный вид сигнала EMQexp(t) соответствует виду сигнала Eм(t), приведенному на фиг. 2. В данному случае интервал времени от t0-1 до t0-2 равен 2 τн.The synchronization signal, allocated by the
На приемной стороне в принятом полном цветовом телевизионном сигнале EMQexp(t) уменьшают вдвое длительность строк, т.е. до τн при сохранении длительности τр кадра. При этом восстанавливаются исходные временные длительности сигналов E*c(t) цветности в интервалах гашения и рефлексно-модулированных сигналов EYQ(t) яркости в интервалах активных частей строк. И соответственно восстанавливается ширина частотных спектров этих сигналов и номинальные значения частот fo и fyподнесущих.At the receiving side, in the received full color television signal E MQexp (t), the line length is halved, i.e. to τ n while maintaining the duration of τ p frame. In this case, the initial time durations of the color signals E * c (t) in the blanking intervals and reflex-modulated signals E YQ (t) of brightness in the intervals of the active parts of the lines are restored. And accordingly, the width of the frequency spectra of these signals and the nominal values of the frequencies f o and f y subcarriers are restored.
Пример функциональной схемы устройства обработки полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) приведен на фиг. 17.An example of a functional diagram of a device for processing a full color television signal E MQexp (t) is shown in FIG. 17.
Запоминающим устройством 36 производится уменьшение длительности строк приходящего на его вход полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) в два раза при сохранении длительности τр кадра. Достигается это выбором отношения 1: 2 для тактовых частот записи и считывания сигналов в запоминающем устройстве 36. Считывание осуществляют циклами. Цикл считывания состоит из двух интервалов длительностью τн каждый. В первом интервале за время, равное τн, осуществляется считывание сигнала из запоминающего устройства 36. Начало интервалов считывания привязано к значениям входного сигнала, соответствующим моментам времени t0-1, t0-2(фиг. 18) и так далее. Затем происходит остановка считывания также на время τн. В результате с выхода запоминающего устройства 36 снимают полный цветовой телевизионный сигнал EMQ(t), примерный вид которого приведен на фиг. 18.The
Сигнал EMQ(t) поступает на вход схемы 5 (фиг. 17) разделения сигналов. Сигнал E*c(t) цветности и рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости, выделенные схемой 5, поступают с ее выхода в устройство 27 обработки сигналов EYQ(t) и E*c(t). Процесс обработки сигналов EYQ(t) и E*c(t) и функциональная схема устройства 27 описаны ранее со ссылкой на фиг. 14. С выхода устройства 27 снимаются сигнал Ey(t) яркости и цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) со строчной частотой fн и длительностью строки τн. Выделенные схемой 5 сигналы Es синхронизации (их выделение может осуществляться также непосредственно на входе запоминающего устройства 36 до сжатия сигнала) поступают на блок 37 преобразования, где осуществляется формирование из них сигналов синхронизации, следующих с частотой fн. С другого выхода схемы 5 снимается сигнал Ed дополнительной информации. Выделенные сигналы Ey(t) яркости и цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) строк первого и второго полей используют при воспроизведении изображения.The signal E MQ (t) is input to the circuit 5 (Fig. 17) signal separation. The chrominance signal E * c (t) and the luminance reflex modulated signal E YQ (t) isolated by the
Предлагаемая телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) в полном цветовом телевизионном сигнале EMQ(t) может быть преобразована таким образом, что на приемной стороне число строк развертки сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов EB-Y(t) и ER-Y(t) для обеспечения визуального восприятия заданной вертикальной четкости выбирают равным Z3. Причем число Z3 строк развертки превышает число Z1 строк разложения сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t), которыми модулируют соответственно поднесущую яркости частоты fy и цветовую поднесущую частоты fo в процессе формирования на передающей стороне полного цветового телевизионного сигнала EMQ(t). Формирование сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов EB-Y(t) и ER-Y(t), число строк развертки которых выбирается равным Z3, может быть осуществлено устройствами 381, 382, 383. Функциональная схема с устройствами 381, 382, 383 приведена на фиг. 19. Полный цветовой телевизионный сигнал EMQ(t) поступает на схему 5 разделения сигналов. С выхода схемы 5 сигналы E*c(t) цветности поступают соответственно в устройство 27 (фиг. 14) обработки этих сигналов. С выходов устройства 27 (фиг. 19) сигнал Ey(t) яркости и цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) поступают соответственно на входы устройств 381, 382, 383, где способом интерполяции из числа строк Z1 разложения сигнала Ey(t) и цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) получают число строк Z3воспроизведения каждого из сигналов. Для интерполяции каждой строки развертки изображения на приемной стороне используют сигналы l строк разложения на передающей стороне. При этом из числа l строк половина являются опережающими, вторая половина - последующими для воспроизводимой на экране интерполированной строки изображения. Для выполнения операции интерполяции используют цифровые фильтры, которыми и являются устройства 381, 382, 383. На передающей стороне число Z1 строк разложения выбирают в соответствии с характеристиками метода интерполяции числа Z3 строк из числа Z1 строк.The proposed television system with the simultaneous transmission of color-difference signals E RY (t) and E BY (t) in the full color television signal E MQ (t) can be converted so that on the receiving side the number of scan lines of the signals E y (t) of brightness and color difference signals E BY (t) and E RY (t) to ensure visual perception of a given vertical definition is chosen equal to Z 3 . Moreover, the number Z 3 scan lines exceeds the number Z 1 lines of decomposition of luminance signals E y (t) and color difference signals E RY (t) and E BY (t), which modulate respectively the luminance subcarrier of frequency f y and the color subcarrier of frequency f o in the process the formation on the transmitting side of the full color television signal E MQ (t). The formation of luminance signals E y (t) and color difference signals E BY (t) and E RY (t), the number of scan lines of which is chosen equal to Z 3 , can be carried out by devices 38 1 , 38 2 , 38 3 . Functional diagram with devices 38 1 , 38 2 , 38 3 is shown in FIG. 19. The full color television signal E MQ (t) is supplied to the
Предлагаемая телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что на передающей стороне при формировании сигналов цветности Ec(t) и рефлексно-модулированных сигналов EYQ(t) яркости цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) и сигналы Ey(t) яркости, которыми как видеосигналами E1-1(t), E1-2(t) модулируют соответственно поднесущую яркости частоты fy и цветовую поднесущую частоты fo, подвергают предварительной коррекции.The proposed television system with the simultaneous transmission of color-difference signals in the blanking intervals can be converted in such a way that on the transmitting side, when generating color signals E c (t) and reflex-modulated luminance signals E YQ (t), the color-difference signals E RY (t) and E BY (t) and luminance signals E y (t), which, as video signals E 1-1 (t), E 1-2 (t), modulate the luminance subcarrier of frequency f y and the color subcarrier of frequency f o , respectively, are subjected to preliminary correction.
Функциональная схема устройства коррекции приведена на фиг. 20. The functional diagram of the correction device is shown in FIG. twenty.
Так как устройства 391 и 392 коррекции видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) являются идентичными, приводится описание одного устройства 391коррекции. На вход устройства 391 коррекции поступает предкорректируемый видеосигнал E1-1(t). Предкорректируемый видеосигнал E1-1(t) поступает на вход блока 401 задержки, где его задерживают на время τр, равное длительности одного кадра. С выхода блока 401 задержки видеосигнал E1-1(t) поступает на вход блока 402 задержки, где его также задерживают на время τр, равное длительности одного кадра, и параллельно поступает на один из входов алгебраического сумматора 411. Предкоppектируемый видеосигнал E1-1(t) поступает также на один из входов алгебраического сумматора 412, на второй вход которого поступает сигнал с выхода запоминающего устройства 402. На выходе алгебраического сумматора 412формируется разностный сигнал Δ E1-1(t), представляющий собой разность значений предкорректируемого видеосигнала E1-1(t) в моменты времени t и t-2 τр. С выхода алгебраического сумматора 412 разностный сигнал Δ E1-1(t) поступает на вход устройства 42 обработки разностного сигнала, в котором осуществляются необходимые операции частотной фильтрации и шумоподавления. С выхода устройства 42 разностный сигнал ΔE1-1(t) подается на второй вход алгебраического сумматора 411, где его суммируют с предкорректируемым видеосигналом E1-1(t), задержанным на время τркадра. Затем скорректированный видеосигнал E1-1(t) с выхода алгебраического сумматора 411 поступает на вход блока 1 формирования рефлексно-модулированного сигнала E3(t).Since the
Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что на передающей стороне при формировании сигналов Ec(t) цветности и рефлексно-модулированных сигналов EYQ(t) яркости цветоразностные сигналы ER-Y(t) и EB-Y(t) и сигналы Ey(t) яркости, которыми как видеосигналами E1-1(t) и E1-2(t) модулируют соответственно поднесущую яркости частоты fy и цветовую поднесущую, подвергают специальной обработке.A television system with the simultaneous transmission of color-difference signals in the blanking intervals can be converted in such a way that, on the transmitting side, when generating chrominance signals E c (t) and reflectively modulated luminance signals E YQ (t), color-difference signals E RY (t) and E BY (t) and luminance signals E y (t), which, as the video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t), modulate the luminance subcarrier of frequency fy and the color subcarrier, respectively, are subjected to special processing.
Функциональная схема устройства обработки видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) приведена на фиг. 21.The functional diagram of the video signal processing device E 1-1 (t) and E 1-2 (t) is shown in FIG. 21.
Способы обработки информационных сигналов E1-1(t) и E1-2(t) идентичны. Ниже приводится описание способа обработки видеосигнала E1-1(t).The methods for processing information signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t) are identical. The following is a description of the video signal processing method E 1-1 (t).
Каждая строка видеосигнала E1-1(t) записывается с тактовой частотой fs1 в устройство 431 памяти. Считывание каждой строки сигнала из устройства 431 памяти производят с изменяющейся вдоль строки тактовой частотой fs2(t).Each line of the video signal E 1-1 (t) is recorded with a clock frequency f s1 in the
fS2(t) = где φ1(t) = -t, t изменяется в пределах от 0 до τн, τн - длительность строки, Δτн - длительность интервала гашения по строкам, положительное число W1>2, - модуль значения φ1 (t) при t = .f S2 (t) = where φ 1 (t) = -t , t varies in the range from 0 to τ n , τ n is the length of the string, Δτ n is the duration of the blanking interval in rows, a positive number W 1 > 2, is the absolute value of φ 1 (t) at t = .
С выхода устройства 431 памяти видеосигнал E1-1(t) поступает на вход блока 441, где осуществляют его частотную коррекцию. С выхода блока 441 обработанный видеосигнал E1-1(t) поступает на вход блока 1 формирования рефлексно-модулированного сигнала вида E3(t), входящего в состав полного цветового телевизионного сигнала EMQ(t). На приемной стороне выделенные видеосигналы Ey(t) яркости и цветоразностные сигналы EB-Y(t) и ER-Y(t) записывают построчно с тактовой частотой fs3 в запоминающие устройства 281, 282 и 30 соответственно устройства 27 обработки сигналов EYQ(t) и Ec(t), описанных со ссылкой на фиг. 14, а считывают с переменной вдоль строки тактовой частотой
fS4(t) =
Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что при обработке видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) на передающей стороне тактовую частоту fs1(t) записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τv поля.From the output of the
f S4 (t) =
A television system with the simultaneous transmission of color difference signals E RY (t) and E BY (t) in the blanking intervals can be converted in such a way that when processing video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t) on the transmitting side, the clock the recording frequency f s1 (t) is selected varying in the time interval t equal to the duration τ v of the field.
fS1(t) = где φ2(t) = -t, t изменяется в пределах от 0 до τv, τv - длительность интервала гашения по полям, положительное число W2>2, - модуль значения φ2(t) при t = , fs1(t)=fs1 при cosφ2(t) = cosφ(t)dφ , а считывают с частотой fs2(t).f S1 (t) = where φ 2 (t) = -t , t varies from 0 to τ v , τ v is the duration of the field blanking interval, a positive number W 2 > 2, is the absolute value of φ 2 (t) at t = , f s1 (t) = f s1 for cosφ 2 (t) = cosφ (t) dφ, and read with a frequency f s2 (t).
На приемной стороне при обработке сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) тактовую частоту fs2(t) записи выбирают переменной в интервале, равном длительности τv поля,
fS3(t) = где fs3=fs3(t) при cosφ2(t) = cosφ2(t)dt, а считывают с частотой fs4(t).On the receiving side, when processing luminance signals E y (t) and color difference signals E RY (t) and E BY (t), the recording clock frequency f s2 (t) is selected as a variable in the interval equal to the field duration τ v ,
f S3 (t) = where f s3 = f s3 (t) for cosφ 2 (t) = cosφ 2 (t) dt, and read with a frequency f s4 (t).
Телевизионная система с одновременной передачей цветоразностных сигналов в интервалах гашения может быть преобразована таким образом, что при обработке видеосигналов E1-1(t) и E1-2(t) на передающей стороне тактовую частоту fs1 записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τv поля, в соответствии с выражением
fS1(t) = · fC1τv+(1-C1)+Δτv-2t где |τv + Δτv - 2t| - модуль величины (τv+ τv-2t), С1 - коэффициент, равный отношению значения fs1(t) при t = к значению fs1(t) при t = С1 0, fs1 - значение fs1(t) при t = + .A television system with the simultaneous transmission of color-difference signals in the blanking intervals can be transformed so that when processing the video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t) on the transmitting side, the recording clock frequency f s1 is selected to vary in the time interval t, equal to the field duration τ v , in accordance with the expression
f S1 (t) = F C 1 τ v + (1-C 1 ) + Δτ v -2t where | τ v + Δτ v - 2t | is the magnitude modulus (τ v + τ v -2t), C 1 is a coefficient equal to the ratio of the value of f s1 (t) at t = to the value of f s1 (t) at t =
Тактовую частоту fs2(t) считывания выбирают изменяющейся в интервале τн строки в соответствии с выражением
fS2(t) = · fS1(t)C2τн+(1-C2)+Δτн-2t где |τн + τн - 2t| - модуль выражения (τн+Δτн-2t), t - изменяется в интервале от 0 до τн, положительное число С2 - коэффициент, равный отношению значения fs2(t) t = к значению fs2(t) при t = .The read clock frequency f s2 (t) is chosen to vary in the interval τ n of the line in accordance with the expression
f S2 (t) = F S1 (t) C 2 τ n + (1-C 2 ) + Δτ n -2t where | τ n + τ n - 2t | is the expression modulus (τ n + Δτ n -2t), t - varies in the range from 0 to τ n , a positive number C 2 is a coefficient equal to the ratio of the value of f s2 (t) t = to the value f s2 (t) at t = .
На приемной стороне при обработке сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов ER-Y(t) и EB-Y(t) тактовую частоту fs3(t) записи выбирают изменяющейся за время, равное длительности поля v, в соответствии с выражением
fS3(t)=fS3·
где fs3 - значение fs3(t) при t = + .On the receiving side, when processing the luminance signals Ey (t) and color difference signals ER-Y (t) and EB-Y (t), the recording clock frequency fs3 (t) is selected to change over a time equal to the field duration v, in accordance with the expression
f S3 (t) = f S3
where f s3 is the value of f s3 (t) at t = + .
Тактовую частоту fs4(t) считывания выбирают в соответствии с выражением
fS4(t)= fS3· (t) , где t изменяется в пределах от 0 до τн.The read clock frequency f s4 (t) is selected in accordance with the expression
f S4 (t) = f S3 , where t varies from 0 to τ n .
Передача телевизионных сигналов в узкой полосе частот. Предлагаемая телевизионная система, полный цветовой телевизионный сигнал EMQ(t) которой состоит из сигналов строк передачи длительностью 2 τн, может быть использовано для передачи телевидения, например, в специальных трактах при записи программ телевидения на бытовых видеомагнитофонах. В отличие от системы передачи двух цветных изображений в совмещенной полосе частот телевизионная система со строками передачи длительностью 2 τн может быть, например, использована для передачи через спутниковый канал связи (с делением полосы частот высокочастотного тракта) двух телевизионных программ с разными стандартами разложения - европейским (625 строк, 25 кадров) и американским (525 строк, 30 кадров). При этом благодаря уменьшению полосы частот полного цветового телевизионного сигнала европейской системы с 5-6 МГц до 2,5-3 МГц, американского стандарта - с 4,2 до 2,1 МГц, индексы девиации и помехозащищенность передачи каждой из программ практически не будет отличаться от помехоустойчивости передачи одной стандартной вещательной системы через этот спутниковый канал связи. Другой пример использования этой системы - передача изображений телевидения высокой четкости без пропорционального расширения полосы частот полного цветового телевизионного сигнала.Broadcast television signals in a narrow frequency band. The proposed television system, the full color television signal E MQ (t) of which consists of transmission line signals with a duration of 2 τ n , can be used to transmit television, for example, in special paths when recording television programs on household video recorders. Unlike a system for transmitting two color images in a combined frequency band, a television system with transmission lines of 2 τ n duration can, for example, be used to transmit two television programs with different decomposition standards - European via satellite link (with division of the high-frequency channel frequency band) (625 lines, 25 frames) and American (525 lines, 30 frames). Moreover, due to the reduction of the frequency band of the full color television signal of the European system from 5-6 MHz to 2.5-3 MHz, the American standard - from 4.2 to 2.1 MHz, the deviation indices and noise immunity of the transmission of each program will practically not differ from noise immunity of transmission of one standard broadcasting system through this satellite communication channel. Another example of the use of this system is the transmission of high-definition television images without proportionally expanding the frequency band of the full color television signal.
П р и м е р 1. Передача изображения исходной системы 625 строк, 25 кадров (50 полей) в канале с полосой частот порядка 3 МГц. Входной сигнал Eм(t) - число строк разложения 625, длительность строки τн=64 мкс, длительность активной части строки - 52 мкс, длительность передачи сигнала цветности - 10,4 мкс (коэффициент сжатия сигнала цветности 5:1), полоса частот полного цветового телевизионного сигнала Δf=6 МГц, размах сигнала Ey(t) яркости от "уровня черного" до "уровня белого" 0,7, размах "пьедестала" - 0,35 (фиг. 8).EXAMPLE 1. Image transmission of the original system 625 lines, 25 frames (50 fields) in a channel with a frequency band of about 3 MHz. Input signal E m (t) - the number of decomposition lines is 625, the line length is τ n = 64 μs, the length of the active part of the line is 52 μs, the duration of the color signal transmission is 10.4 μs (compression ratio of the color signal 5: 1), frequency band the full color television signal Δf = 6 MHz, the magnitude of the signal E y (t) brightness from "black level" to "white level" 0.7, the magnitude of the "pedestal" - 0.35 (Fig. 8).
Формирование сигнала EMQexp(t). Из сигнала Eм(2s-1)(t) строки первого поля выделяется сигнал E*c(2s-1)(t) цветности вместе с "пьедесталом", из сигнала Eм(2s)(t) строки второго поля также выделяется сигнал E*c(2s)(t) цветности с его "пьедесталом". При алгебраическом суммировании этих напряжений (в данном случае вычитании) образуется сигнал E*c(t) цветности, разность "пьедесталов" даст ноль. Выделенные из сигналов Eм(2s-1)(t) и Eм(2s)(t) сигналы Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) яркости в гасящих интервалах, из которых ранее удалены сигналы цветности, вводят "пьедесталы" размахом 0,35 (половина размаха яркости от "уровня черного" до "уровня белого" и осуществляют привязку уровня по плоской части (вершине) импульсов "пьедесталов". В результате сигналы Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) яркости становятся биполярными с максимальным размахом + 0,35. Биполярными сигналами Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) яркости модулируют поднесущую яркости, частота которой
fy= fн, где fн - частота строк входного сигнала Ем(t). Рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости имеет размах +0,5 от уровня привязки (постоянной составляющей), так же, как и сигнал E*c(t) цветности. Сигналы EYQ(t) и Ec(t) суммируются (они не совпадают во времени), образуя полный цветовой телевизионный сигнал EMQ(t), который растягивается во времени в два раза. В растянутый сигнал замешиваются сигналы Es синхронизации. Примерный вид осциллограммы полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t), состоящего из строк передачи длительностью 2 τн, соответствует показанному на фиг. 2. В данном случае время от t0-1 до t0-2 (между началами сигналов Es синхронизации) составляет 128 мкс. В интервале от t0-1 до t1 длительностью 2 мкс передается сигнал Esсинхронизации, интервалы t1÷t2, t3÷t4, и t5÷t6 длительностью по 0,4 мкс каждый - защитные интервалы между сигналами. В интервале t2÷t3длительностью 20,8 мкс передается сигнал E*c(t) цветности, в интервале t4÷t5 длительностью 104 мкс передается растянутый во времени рефлексно-модулированный сигнал EYQexp(t) яркости. Таким образом входной сигнал EMQ(t) преобразуется в сигнал EMQexp(t) со следующими характеристиками:
частота строк 7812,5 Гц, число строк в кадре 312,5, частота кадров 25 Гц, полоса частот полного цветового телевизионного сигнала 3 МГц.Signal conditioning E MQ exp (t). Because signal E m (2s-1) (t) lines of the first field stands signal E * c (2s-1) (t) color together with "pedestal" of the signal E m (2s) (t) line of the second field is also highlighted color signal E * c (2s) (t) with its “pedestal". During the algebraic summation of these stresses (in this case, subtraction), a color signal E * c (t) is formed, the difference of the "pedestals" will give zero. Isolated from the signals E m (2s-1) (t) and E m (2s) (t) the signals E y (2s-1) (t) and E y (2s) (t) of brightness in the damping intervals, of which earlier the color signals are removed, the “pedestals” are introduced with a span of 0.35 (half the brightness range from the “black level” to the “white level”, and the level is assigned to the flat part (top) of the pedestal pulses. As a result, the signals are E y (2s-1 ) (t) and E y (2s) (t) of brightness become bipolar with a maximum swing of + 0.35. The bipolar signals E y (2s-1) (t) and E y (2s) (t) of brightness modulate the brightness subcarrier, whose frequency
f y = f n , where f n - line frequency of the input signal E m (t). The reflex modulated luminance signal E YQ (t) has a magnitude of +0.5 of the reference level (DC component), as well as the chrominance signal E * c (t). The signals E YQ (t) and E c (t) are summed (they do not coincide in time), forming a full color television signal E MQ (t), which is doubled in time. The synchronized signals E s are mixed into the stretched signal. An exemplary waveform of the full color television signal E MQexp (t), consisting of transmission lines of 2 τ n duration, corresponds to that shown in FIG. 2. In this case, the time from t 0-1 to t 0-2 (between the beginning of the synchronization signals E s ) is 128 μs. In the interval from t 0-1 to t 1 with a duration of 2 μs, a synchronization signal E s is transmitted, the intervals t 1 ÷ t 2 , t 3 ÷ t 4 , and t 5 ÷ t 6 with a duration of 0.4 μs each are protective intervals between signals . In the interval t 2 ÷ t 3 with a duration of 20.8 μs, a color signal E * c (t) is transmitted, in the interval t 4 ÷ t 5 with a duration of 104 μs, a time-stretched reflex-modulated brightness signal E YQexp (t) is transmitted. Thus, the input signal E MQ (t) is converted into a signal E MQexp (t) with the following characteristics:
the line frequency is 7812.5 Hz, the number of lines in the frame is 312.5, the frame rate is 25 Hz, the frequency band of the full color television signal is 3 MHz.
EYQexp(t)=EY(2S-1)exp(t)·sint+EY(2S)exp(t)cost, где ωу=2πfу
Число независимых элементов сигнала Ey(2s-1)exp(t) . sintравно 2 ˙3 ˙106 ˙104x10-6= 624, число независимых элементов сигнала Ey(2s)exp(t) cost в той же строке передачи равно 2 ˙3˙ 106 ˙104 ˙10-6=624. Таким образом, общее число независимых элементов яркости в одной строке передачи 624x x2=1248, в кадре - 39˙ 104, в активной части кадра - 358800, в секунду - 897 ˙104, т.е. столько же, сколько и в исходном сигнале Eм(t).E YQexp (t) = E Y (2S-1) exp (t) sin t + E Y (2S) exp (t) cos t, where ω y = 2πf y
The number of independent signal elements E y (2s-1) exp (t) . sin equals 2 ˙3 ˙10 6 ˙104x10 -6 = 624, the number of independent signal elements E y (2s) exp (t) cos t in the same transmission line is 2 ˙3˙ 10 6 ˙104 ˙10 -6 = 624. Thus, the total number of independent brightness elements in one transmission line is 624x x2 = 1248, in the frame - 39˙ 10 4 , in the active part of the frame - 358800, per second - 897 ˙ 10 4 , i.e. as much as in the original signal E m (t).
На приемной стороне проводят операции обработки полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) и извлечения из него сигналов Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) яркости и сигнала E*c(t) цветности, общего для строк (2s-1) и 2s, для воспроизведения строк (2s-1) и 2S-1+ изображения способом, описанным выше со ссылкой на фиг. 17. Параметры восстановленных сигналов яркости и цветности соответствуют параметрам исходных сигналов, использовавшихся при формировании полного цветового телевизионного сигнала на передающей стороне.On the receiving side, operations are performed for processing the full color television signal E MQexp (t) and extracting from it the signals E y (2s-1) (t) and E y (2s) (t) of brightness and the color signal E * c (t), common to strings (2s-1) and 2s, to play strings (2s-1) and 2S-1 + images in the manner described above with reference to FIG. 17. The parameters of the restored luminance and chrominance signals correspond to the parameters of the original signals used in the formation of the full color television signal on the transmitting side.
П р и м е р 2. Реализация системы телевидения высокой четкости (ТВЧ). Исходные данные: число независимых элементов яркости в строке 2000, что соответствует числу независимых элементов яркости в строке системы HDTV 1125/60/2: 1 при полной полосе частот 33,75 МГц. Длительность активного интервала τна строки - 78% от τн. Соотношение между яркостной и цветовой четкостью по горизонтали 4: 1. Эти данные взяты такими же, как в системе HDTV 1125 для удобства сравнения двух систем. Число независимых элементов в активном интервале строки τнасоставляет 2000 х x0,78=1560, что с учетом различия в форматах 16: 9 и 4: 3 даст превышение яркостной четкости по сравнению с системами 625 строк 50 полей, а именно:
- с системой 625 строк Δ F=5 МГц (стандарт G C.C.I.R.) -
1560· = = 2,25 раза где 16:9 - формат кадра предлагаемой системы ТВЧ, число элементов в активной части строки ТВЧ - 1560. Эквивалентная четкость по горизонтали системы ТВЧ 1560 x = 877,5, 4: 3 - формат кадра системы 625 строк, 52 мкс - длительность активной части строки в системе 625 строк 50 полей;
- с системой 625 строк Δ F=5,5 МГц (стандарт I C.C.I.R) - в 2,05 раза;
- с системой 625 строк Δ F=5,75 МГц (аналоговая база цифрового кода студии 4:2:2) - 1,96 раза;
- с системой 625 строк Δ F=6 МГц (стандарты D, K, KI и L C.C.I.R) - в 1,875 раза.PRI me
- with a system of 625 lines Δ F = 5 MHz (G CCIR standard) -
1560 = = 2.25 times where 16: 9 is the frame format of the proposed HDTV system, the number of elements in the active part of the HDTV line is 1560. Equivalent horizontal definition of the HDTV system 1560 x = 877.5, 4: 3 — the frame format of the system of 625 lines, 52 μs — the duration of the active part of the line in the system of 625 lines of 50 fields;
- with a system of 625 lines Δ F = 5.5 MHz (standard I CCIR) - 2.05 times;
- with a system of 625 lines Δ F = 5.75 MHz (analog base of digital studio code 4: 2: 2) - 1.96 times;
- with a system of 625 lines Δ F = 6 MHz (standards D, K, KI and L CCIR) - 1.875 times.
По сравнению с системой 525 строк, 60 полей, Δ F=4,2 МГц (стандарт M C. C. I.R., используемый в США, Канаде, Японии и некоторых других странах) - в ≈ 2,68 раза. По сравнению с системой HDTV 1125 строк ΔF=20 МГц - в 1,69 раза. По сравнению с потенциальной теоретической четкостью в системе MUSE (748 отсчетов в строке) - в 2,1 раза. Compared with the 525-line system, 60 fields, Δ F = 4.2 MHz (standard M C. C. I.R. used in the USA, Canada, Japan and some other countries) - ≈ 2.68 times. Compared with the HDTV system, 1125 lines ΔF = 20 MHz - 1.69 times. Compared to potential theoretical clarity in the MUSE system (748 samples per line) - 2.1 times.
Следует указать, что значение четкости по горизонтали, вычисленное как отношение числа независимых элементов яркости в активном интервале τна к формату кадра 877,5 строк (или пиксел), соответствует четкости по горизонтали 1125 строк (пиксел). При расстояниях рассматривания, равных трем и четырем высотам экрана (соответственно ≈ 1,69 и 2,25 ширины экрана), это составляет 41,7 Гц и 32 Гц/o, для числа строк 877,5 четкости (учет элементов в активной части строки) при тех же углах зрения, соответственно 32,5 Гц/o и 25,6 Гц/o. Для сравнения, острота зрения в 1 угловую минуту, принятая как номинальная при наблюдении натурных объектов, соответствует пространственной частоте 30 Гц/o.It should be noted that the horizontal clarity value calculated as the ratio of the number of independent brightness elements in the active interval τ by to the frame format of 877.5 lines (or pixel) corresponds to the horizontal clarity of 1125 lines (pixel). At viewing distances equal to three and four screen heights (respectively ≈ 1.69 and 2.25 screen widths), this amounts to 41.7 Hz and 32 Hz / o , for the number of lines 877.5 clarity (taking into account elements in the active part of the line ) at the same angles of view, respectively 32.5 Hz / o and 25.6 Hz / o . For comparison, visual acuity at 1 arcminute, accepted as nominal when observing field objects, corresponds to a spatial frequency of 30 Hz / o .
Требования к вертикальной четкости определяются анизотропией разрешающей способности зрения по вертикали и горизонтали при наблюдении широкоформатных изображений, когда разрешающая способность по горизонтали определяется бинокулярным зрением, а по вертикали - монокулярным. Эта анизотропия по физиологическим данным составляет 0,7-0,8. Таким образом при горизонтальной четкости 877,5 пиксел (строк телевизионных) четкость в активной части кадра по вертикали должна составлять 614-702 пиксел, с учетом обратного хода по кадру (8%) соответственно 667-763 пиксела. Для сравнения, в системах с числом строк разложения 625, в активной части кадра - 575 строк четкость по вертикали при чересстрочной развертке составляет 364 пиксела, при прогрессивной развертке - порядка 405 пиксел, в пересчете с учетом обратного хода по кадру - 395 и 440 пиксел. В системе HDTV 1125 строк при активной части кадра 1035 строк вертикальная четкость при чересстрочной развертке составляет 655 пиксел (с учетом обратного хода по кадру 712 пиксел), в случае прогрессивной развертки - порядка 729 пиксел (с учетом обратного хода по кадру - 792 пиксела). The requirements for vertical clarity are determined by the anisotropy of the vertical and horizontal resolution of the eyes when observing widescreen images, when the horizontal resolution is determined by binocular vision, and vertically by monocular. According to physiological data, this anisotropy is 0.7-0.8. Thus, with a horizontal clarity of 877.5 pixels (television lines), the vertical clarity in the active part of the frame should be 614-702 pixels, taking into account the frame reverse (8%), respectively, 667-763 pixels. For comparison, in systems with 625 lines of decomposition, in the active part of the frame - 575 lines, the vertical clarity for interlaced scanning is 364 pixels, for progressive scanning is about 405 pixels, and in terms of the frame reverse movement - 395 and 440 pixels. In the HDTV system, 1125 lines with an active part of the frame of 1035 lines, vertical clarity for interlacing is 655 pixels (taking into account the reverse movement of the frame 712 pixels), in the case of progressive scanning - about 729 pixels (taking into account the reverse movement in the frame - 792 pixels).
При использовании на приемной стороне интерполятора в виде цифрового фильтра с крутизной среза частотной характеристики порядка 11-15% от полосы пропускания можно ограничиться числом Z= 875 строк разложения при числе активных строк порядка 805-810, что обеспечивает вертикальную четкость воспроизводимых изображений порядка 725-729 пиксел в активной части кадра (787,5 пиксел с учетом обратного хода) при крутизне среза амплитудно-частотной характеристики фильтра 11% и вертикальную четкость порядка 702-706 пиксел в активной части кадра (763 пиксела с учетом обратного хода) при крутизне среза амплитудно-частотной характеристики фильтра примерно 15% от полосы пропускания. When using on the receiving side of the interpolator in the form of a digital filter with a slope of the frequency response of the order of 11-15% of the passband, you can limit yourself to the number Z = 875 lines of decomposition with the number of active lines of the order of 805-810, which ensures vertical clarity of reproduced images of the order of 725-729 a pixel in the active part of the frame (787.5 pixels, taking into account the reverse stroke) with a slope slope of the filter amplitude-frequency characteristic of 11% and a vertical clarity of about 702-706 pixels in the active part of the frame (763 pixels with of inverse motion) when the steepness of the cutoff frequency response filter approximately 15% of the bandwidth.
Таким образом, достигаемая при передаче 875 строк разложения исходного изображения и применении интерполяции вертикальная четкость превышает четкость, достигаемую при чересстрочной развертке в системах 625 строк, в 1,9-2 раза, четкость, достигаемую при прогрессивной развертке системы 625 строк, в 1,74-1,8 раза. По сравнению с системой HDTV 1125 в случае чересстрочной развертки изображений этой системы - в 1,07-1,11 раза. При прогрессивной развертке изображений в HDTV - в 0,996-1 раз, т.е. четкость практически одинакова. Thus, the vertical clarity achieved by transmitting 875 lines of decomposition of the original image and applying interpolation exceeds the clarity achieved by interlacing in 625 lines by 1.9-2 times, the clarity achieved by progressive scanning by 625 lines by 1.74 -1.8 times. Compared to the HDTV 1125 system, in the case of interlaced scanning of images of this system, it is 1.07-1.11 times. With progressive scan of images in HDTV - 0.996-1 times, i.e. the clarity is almost the same.
Для передачи сигналов системы с числом независимых элементов за время τн строки, равным 2000, при числе строк разложения 875, при частоте полей 50 Гц (25 кадров) требуемая полоса частот Δ F составляет 21,875 МГц длительность строки τн = , где частота кадров fр=25 Гц, число строк Z=875, частота строк fн=875x25=21875 Гц, τн=45,714 10-6 с, ΔF = = 21,875·106Гц.To transmit system signals with the number of independent elements for a time τ n lines equal to 2000, with the number of lines of decomposition 875, with a field frequency of 50 Hz (25 frames), the required frequency band Δ F is 21.875 MHz line length τ n = where the frame rate f p = 25 Hz, the number of lines Z = 875, the line frequency f n = 875x25 = 21875 Hz, τ n = 45.714 10 -6 s, ΔF = = 21.875 · 10 6 Hz.
Полный цветовой телевизионный сигнал Ем(t) такой системы, которую можно условно назвать системой ТВЧ 2000 х 875/50/2:1, поступает на вход схемы 5 разделения сигналов (фиг. 16). Форма входного сигнала Ем(t) соответствует виду, приведенному на фиг. 8. Интервалы времени t0-1÷t0-2=45,714 .10-6 c - длительность τн строки; интервал t0-1÷t1 ≈ 0,534 . 10-6 c (порядка 23,5 независимых отсчетов сигнала) - интервал передачи сигнала Es строчной синхронизации; интервал t2÷t3=8,914 . 10-6с - интервал передачи "пьедестала" размахом 0,35 (половина размаха сигнала Ey(t) яркости от "уровня черного" до "уровня белого"). На "пьедестале" расположен сжатый во времени сигнал E*c(t) цветности (390 независимых отсчетов цветоразностного сигнала ER-Y(t) и 390 независимых отсчетов цветоразностного сигнала EB-Y(t), рефлексно-модулирующих цветовую поднесущую с частотой fo). Интервал t4÷t5=35,66 10-6 c (1560 независимых отсчетов сигнала Ey(t) яркости) - активная часть строки длительностью τна; интервалы t1÷t2, t3÷t4, t4÷t0-2 - защитные интервалы длительностью по ≈ 0,2x10-6 с каждый (порядка девяти независимых отсчетов сигнала каждый). Из входного полного цветового телевизионного сигнала Ем(t) строк (2s-1) первого поля и смежной в пространстве строки 2S-1+ второго поля выделяют соответственно сигналы E*c(2s-1)(t) и E*c(2s)(t) цветности вместе с "пьедесталами". При алгебраическом суммировании выделенных напряжений (в данном случае вычитании) образуется общий для строк (2s-1) и 2S-1+ сигнал E*c(t) цветности, разность "пьедесталов" дает ноль. В выделенные из полного цветового телевизионного сигнала Ем(t) в строках (2s-1) и 2S-1+ сигналы Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) яркости в гасящие интервалы, свободные после выделения из них сигналов E*c(t) цветности, вводят "пьедесталы" размахом 0,35 (половина размаха сигнала яркости от "уровня черного" до "уровня белого" на фиг. 8) и осуществляют привязку уровня по плоской части (вершине) импульсов "пьедесталов". В результате сигналы Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) становятся биполярными с размахом + 0,35. Биополярными сигналами Ey(2s-1)(t) и Ey(2s)(t) модулируют поднесущую яркости, частота fy которой равна fy= fн , где fн - частота строк входного сигнала Ем(t), fн=21875 Гц. Приняв d=3, например, получаем для частоты fy поднесущей яркости значение fy=27343,75 Гц. Рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости имеет размах + 0,5 от уровня привязки, являющегося "нулевым". Такой же размах имеет сигнал E*c(t) цветности. Растянутые во времени в два раза сигналы E*c(t) цветности и рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости используют при формировании полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t). Форма сигнала EMQexp(t) на выходе соответствует приведенной на фиг. 2. Интервал времени t0-1÷ t0-2 - длительность строки преобразованного входного сигнала предлагаемой системы ТВЧ 2000 х 875/50/2:1, τн на выходе (длительность строки передачи) равна суммарному времени 4 103 независимых отсчетов частоты 21,875 МГц (≈ 91,43 ˙10-6 с). Интервал времени t0-1÷t1 - длительность передачи импульсов синхронизации по строкам - равен 61 независимому отсчету тактовой части 21,875 МГц х 2 (≈ 1,386 ˙10-6 с).The full color television signal E m (t) of such a system, which can be arbitrarily called the HDTV system 2000 x 875/50/2: 1, is fed to the input of the signal separation circuit 5 (Fig. 16). The input waveform E m (t) corresponds to the form shown in FIG. 8. The time intervals t 0-1 ÷ t 0-2 = 45.714 . 10 -6 s - duration τ n lines; interval t 0-1 ÷ t 1 ≈ 0.534 . 10 -6 s (about 23.5 independent samples of the signal) is the transmission interval of the signal E s horizontal synchronization; the interval t 2 ÷ t 3 = 8.914 . 10 -6 s - transmission interval of the "pedestal" with a span of 0.35 (half the magnitude of the signal E y (t) brightness from the "black level" to "white level"). On the “pedestal” is a time-compressed color signal E * c (t) (390 independent samples of the color-difference signal E RY (t) and 390 independent samples of the color-difference signal E BY (t), which reflectively modulate the color subcarrier with a frequency f o ). The interval t 4 ÷ t 5 = 35.66 10 -6 s (1560 independent samples of the signal E y (t) brightness) is the active part of the string with a duration of τ on ; the intervals t 1 ÷ t 2 , t 3 ÷ t 4 , t 4 ÷ t 0-2 are protective intervals of duration ≈ 0.2x10 -6 s each (of the order of nine independent samples of the signal each). From the input full color television signal E m (t) lines (2s-1) of the first field and adjacent in space of the line 2S-1 + the second field, respectively, emit signals E * c (2s-1) (t) and E * c (2s) (t) of color together with the "pedestals". When algebraic summation of the selected stresses (in this case, subtraction) is formed common for the rows (2s-1) and 2S-1 + the color signal E * c (t), the difference of the "pedestals" gives zero. In isolated from the full color television signal E m (t) in lines (2s-1) and 2S-1 + signals E y (2s-1) (t) and E y (2s) (t) of brightness in the blanking intervals, free after separation of the signals E * c (t) of color from them, introduce “pedestals” with a span of 0.35 (half the span luminance signal from the "black level" to the "white level" in Fig. 8) and carry out the level binding on the flat part (top) of the pulses of the "pedestals". As a result, the signals E y (2s-1) (t) and E y (2s) (t) become bipolar with a magnitude of + 0.35. The bi-polar signals E y (2s-1) (t) and E y (2s) (t) modulate the brightness subcarrier whose frequency f y is equal to f y = f n , where f n - line frequency of the input signal E m (t), f n = 21875 Hz. Taking d = 3, for example, we obtain for the frequency f y of the brightness subcarrier the value f y = 27343.75 Hz. The reflex modulated luminance signal E YQ (t) has a magnitude of + 0.5 of the reference level, which is “zero”. The signal of the same color has E * c (t). Time Stretched twice signals E * c (t) chrominance and reflex modulated signal E YQ (t) luminance is used when forming the composite color television signal E MQexp (t). The waveform E MQexp (t) at the output corresponds to that shown in FIG. 2. The time interval t 0-1 ÷ t 0-2 is the line length of the converted input signal of the proposed HDTV system 2000 x 875/50/2: 1, τ n at the output (transmission line duration) is equal to the
Интервал t2-t3, выделенный для передачи сигнала E*c(t) цветности, длительностью в 780 независимых отсчетов тактовой частоты 21,875 х 2 МГц примерно равен 17,83 10-6 с. Интервал активного хода τна по строке t4÷t5, в котором передается рефлексно-модулированный сигнал EYQ(t) яркости, длительностью 3120 независимых отсчетов тактовой частоты 21,875 х 2 МГц, примерно равен 71,314˙ 10-6 с. Защитные интервалы t1÷t2, t3÷t4, t5÷t0-2 длительность ≈ 0,3˙ 10-6 с каждый. Частота строк передачи - = 10937,5 Гц . Полоса частот Δ F выходного полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) Δ F=10,9375 МГц, что вдвое меньше, чем во входном сигнале системы ТВЧ 2000 х 875/50/2: 1 и в 3,1 раза меньше, чем у сигнала системы HDTV 1125/60/2: 1, Δ F=33,75 МГц при той же воспроизводимой четкости на приемном экране (1560 независимых элементов яркости в строке). По сравнению с системой HDTV 1125/60/2:1, Δ F=20 МГц, четкость по горизонтали выше в ≈ 1,69 раза при более узкой полосе в ≈ 1,83 раза. По сравнению с системой MUSE - в ≈ 2,1 раза выше при расширении полосы частот ΔF примерно на 35%. Такая же горизонтальная четкость, как в системе HDTV 1125/60/2:1, Δ F=20 МГц обеспечивается при полосе частот Δ F полного цветового телевизионного сигнала EMQexp(t) ΔF=6,48 МГц.The interval t 2 -t 3 allocated for the transmission of the color signal E * c (t) with a duration of 780 independent samples of the clock frequency of 21.875 x 2 MHz is approximately equal to 17.83 10 -6 s. The interval of the active course τ on the line t 4 ÷ t 5 , in which a reflex-modulated brightness signal E YQ (t) is transmitted with a duration of 3120 independent samples of the clock frequency of 21.875 x 2 MHz, is approximately equal to 71.314 × 10 -6 s. Guard intervals t 1 ÷ t 2 , t 3 ÷ t 4 , t 5 ÷ t 0-2 duration ≈ 0.3≈ 10 -6 s each. Transmission Line Frequency - = 10937.5 Hz. The frequency band Δ F of the output full color television signal E MQexp (t) Δ F = 10.9375 MHz, which is half that in the input signal of the HDTV system 2000 x 875/50/2: 1 and 3.1 times less than the signal of the HDTV system 1125/60/2: 1, Δ F = 33.75 MHz with the same reproducible clarity on the receiving screen (1560 independent brightness elements per line). Compared with the HDTV 1125/60/2: 1 system, Δ F = 20 MHz, the horizontal clarity is ≈1.69 times higher with a narrower band ≈1.83 times. Compared with the MUSE system, it is ≈ 2.1 times higher with an expansion of the ΔF frequency band by about 35%. The same horizontal definition as in HDTV 1125/60/2: 1, Δ F = 20 MHz is provided for the frequency band Δ F of the full color television signal E MQexp (t) ΔF = 6.48 MHz.
Введение переменной четкости по строке и кадру, линейно убывающей от центра к краю растра от 100% до ≈ 93% на границах растра (в самых угловых точках растра до 13%), что практически незаметно глазом в этих точках изображения на приемном экране, позволяет сократить полосу частот Δ F до 6 МГц, что соответствует стандартной полосе частот пропускания каналов связи в Европейской зоне - полоса пропускания по видеочастоте модулирующего полного цветового телевизионного сигнала Ем(t). Обработка полного цветового телевизионного сигнала на приемной стороне и выделение из него сигналов яркости и цветности осуществляется способом описанным выше со ссылкой на фиг. 17.The introduction of variable definition in line and frame, linearly decreasing from the center to the edge of the raster from 100% to ≈ 93% at the borders of the raster (at the most angular points of the raster to 13%), which is almost imperceptible to the image at the receiving screen on these points of the image, frequency band Δ F up to 6 MHz, which corresponds to the standard frequency bandwidth of communication channels in the European zone - the video bandwidth of the modulating full color television signal E m (t). Processing the full color television signal at the receiving side and extracting luminance and color signals from it is carried out by the method described above with reference to FIG. 17.
Дополнительная обработка сигналов яркости и цветоразностных сигналов может осуществляться в соответствии со способами, описанными со ссылками на фиг. 19, 20, 21. Further processing of the luminance and color difference signals may be carried out in accordance with the methods described with reference to FIG. 19, 20, 21.
Предлагаемая телевизионная система с временным уплотнением сигналов, содержащих информацию о яркости и цветности, с передачей в интервалах гашения по строкам сигнала цветности, представляющим собой цветовую поднесущую, рефлексно-модулированную одновременно двумя цветоразностными сигналами, а также ее модификации с передачей в активной части строки рефлексно-модулированных сигналов яркости обеспечивают передачу большего объема информации в той же полосе частот, чем известные системы вещательного телевидения. Поскольку приходится сравнивать с известными вещательными системами, имеющими разное число строк и кадров разложения, неодинаковое отношение активного интервала τна к длительности строки τн, а также отличающимися по полосе частот полного цветового телевизионного сигнала, то при сравнении эти параметры выбираются одинаковыми для предлагаемой системы и сравниваемой с ней известной вещательной системой.The proposed television system with temporary compression of signals containing information about luminance and color, with transmission in the blanking intervals along the lines of a color signal, which is a color subcarrier, reflex-modulated simultaneously by two color-difference signals, as well as its modifications with transmission in the active part of the line reflex modulated brightness signals transmit more information in the same frequency band than the known broadcast television systems. Since it is necessary to compare with the known broadcasting systems having a different number of lines and decomposition frames, the unequal ratio of the active interval τ by to the line length τ n , and also differing in the frequency band of the full color television signal, when comparing these parameters are chosen the same for the proposed system and compared with her famous broadcast system.
Информация о цветности в единицу времени (1 с),
- в сравнении с SECAM (625 строк, τна=81,25% τн, Δ F=7 МГц) больше в ≈ 1,4 раза для малых насыщенностей цвета в SECAM, в ≈ 2,7 раза для насыщенности цвета порядка 50% в SECAM (передача информации о цветности в SECAM из-за нелинейных предискажений в кодирующем устройстве зависит от насыщенности цвета), отсутствуют перекрестные помехи из канала яркости, свойственные SECAM;
- в сравнении с PAL - примерно одинаково, но без перекрестных помех от сигнала яркости;
- в сравнении с МАС-С (625 строк, Δ F=8,4 МГц) примерно в 1,5 раза больше;
- в сравнении с системой HDTV (1125 строк, частота кадров 30 Гц, частота полей 60 Гц, τна 78% τн, Δ F=20 МГц) в два раза больше;
- в сравнении с MUSE (Δ F=8,1 МГц) - больше в два раза.Color information per unit time (1 s),
- in comparison with the SECAM (625 lines, τ on = 81,25% τ n, Δ F = 7 MHz) is greater than a ≈ 1,4 times for small color saturations in SECAM, in ≈ 2,7 times to color saturation of about 50 % in SECAM (transmission of color information to SECAM due to non-linear distortions in the encoder depends on color saturation), there is no crosstalk from the luminance channel characteristic of SECAM;
- in comparison with PAL - approximately the same, but without crosstalk from the brightness signal;
- in comparison with MAC-S (625 lines, Δ F = 8.4 MHz), approximately 1.5 times more;
- compared to the HDTV system (1125 lines, 30 Hz frame rate, 60 Hz field frequency, τ 78% τ n, Δ F = 20 MHz) twice more;
- in comparison with MUSE (Δ F = 8.1 MHz) - twice as much.
Информация о яркости, передаваемая в активной части строки при прочих равных условиях, число строк и кадров, длительность τна, полоса частот по сравнению со всеми известными системами вещательного телевидения - больше в два раза, причем по сравнению с системами с частотным уплотнением сигналов яркости и цветности без перекрестных помех от сигнала цветности.Information about the brightness transmitted in the active part of the line, all other things being equal, the number of lines and frames, the duration τ on , the frequency band in comparison with all known broadcast television systems is twice as much, compared with systems with frequency compression of the brightness signals and color without crosstalk from the color signal.
Как показали проведенные теоретические и экспериментальные исследования, предлагаемая телевизионная система благодаря увеличению объема информации о цветности, передаваемого в интервале гашения по строкам, обладает следующими преимуществами по сравнению со стандартными системами телевизионного вещания (NTSC, SECAM, PAL):
- высоким качеством цветных и черно-белых (совместимых) изображений за счет отсутствия перекрестных искажений между сигналами яркости и цветности; обеспечение полной яркостной четкости, определяемой стандартом вещания; отсутствием мерцаний на горизонтальных цветовых переходах;
- большой гибкостью характеристик по сигналу цветности (изменение четкости по горизонтали, вертикали и по оси времени,) что может потребоваться при использовании системы в различных звеньях тракта. Например, четкость цветности по горизонтали может быть получена равной от 1/5 до превышающей 1/2 от яркостной при соответствующих изменениях разрешающей способности по вертикали от полной до 1/4 и по оси времени от 100% до 50% от яркостной. Существенно, что при этом не требуется декодирования полного цветового сигнала, затрагивающего яркостную составляющую;
- чувствительностью к частотным и фазовым искажениям в канале связи почти такой же, как у сигналов черно-белого телевидения. Благодаря использованию рефлексно-квадратурной модуляции неравномерности частотных и фазовых характеристик, а также искажения типа "дифференциальная фаза" и "дифференциальное усиление" не вызывает искажений цвета (цветового тона и насыщенности) на экране, не возникает перекрестных искажений между цветоразностными сигналами. При ограничении полосы пропускания канала связи изменяются лишь цветовая и яркостная четкость изображений, причем примерно одинаково в процентном отношении. По чувствительности к ограничению полосы частот пропускания тракта имеются существенные преимущества не только в сравнении с существующими стандартными системами цветового телевидения, но и в сравнении с системой МАС;
- отсутствием потерь качества и специфических искажений, связанных с разделением компонент яркости и цветности в исходном полном цветовом сигнале при транскодировании в сигналы стандартных систем цветного телевидения, а также в сигналы систем цифрового телевидения;
- большей помехоустойчивостью сигналов цветности при передаче по наземным и космическим каналам связи, а также при видеозаписи, чем в стандартных системах цветного телевидения. Помехоустойчивость яркостного сигнала выше, чем в МАС.As shown by theoretical and experimental studies, the proposed television system, due to the increase in the amount of color information transmitted in the blanking interval by lines, has the following advantages compared to standard television broadcasting systems (NTSC, SECAM, PAL):
- high quality color and black and white (compatible) images due to the absence of cross-distortion between the luminance and color signals; providing full brightness clarity defined by the broadcast standard; lack of flickering on horizontal color transitions;
- great flexibility of characteristics according to the color signal (change of sharpness horizontally, vertically and along the time axis), which may be required when using the system at various links of the path. For example, horizontal color clarity can be obtained equal to from 1/5 to more than 1/2 of the brightness with corresponding changes in vertical resolution from full to 1/4 and along the time axis from 100% to 50% of the brightness. It is essential that this does not require decoding of the full color signal affecting the luminance component;
- sensitivity to frequency and phase distortions in the communication channel is almost the same as that of black-and-white television signals. Due to the use of reflex-quadrature modulation of the unevenness of the frequency and phase characteristics, as well as distortions of the type "differential phase" and "differential amplification" does not cause color distortion (color tone and saturation) on the screen, there is no cross distortion between color difference signals. By limiting the bandwidth of the communication channel, only the color and brightness clarity of the images change, and approximately the same in percentage terms. In terms of sensitivity to limiting the bandwidth of the channel, there are significant advantages not only in comparison with existing standard color television systems, but also in comparison with the MAC system;
- the absence of quality losses and specific distortions associated with the separation of the luminance and color components in the original full color signal when transcoding into signals of standard color television systems, as well as into signals of digital television systems;
- greater noise immunity of color signals during transmission via terrestrial and space communication channels, as well as during video recording, than in standard color television systems. The noise immunity of the luminance signal is higher than in the MAC.
Свойства полного цветового телевизионного сигнала предлагаемой телевизионной системы определяют широкие возможности ее использования в различных областях телевизионной техники. The properties of the full color television signal of the proposed television system determine the wide possibilities for its use in various fields of television technology.
1. В комплексах производства программ в качестве системы промежуточного кодирования, поскольку предлагаемая телевизионная система обладает в этом отношении преимуществами по сравнению с существующими стандартными системами, а именно: при микшировании сигналов могут быть использованы существующие микшеры в режиме работы с сигналами черно-белого телевидения, не требуется ни декодирования, ни повторного кодирования, существенно снижающих качество изображений, не требуется специальной операции по выравниванию фаз поднесущих, поскольку при низкой частоте поднесущей (например, 12 кГц) 5о фазы поднесущей существенно больше половины длительности яркостного элемента (требование для микширования сигналов черно-белого телевидения); при формировании комбинированных изображений не требует ремодуляции полного цветового сигнала (в отличие от SECAM); при записи полного цветового сигнала к тракту изображения видеомагнитофона не предъявляются дополнительные требования по сравнению с нормами записи сигналов черно-белого телевидения; при работе электронных синтезаторов и преобразователей изображений (устройств видеоэффектов "Электронного художника") от полного цветового сигнала нет потерь качества, связанных с разделением яркостных и цветовых составляющих во входном сигнале; при совместной работе технических средств, использующих аналоговый полный цветовой сигнал (существующие линии связи, видеомагнитофоны) и устройств или комплексов, в которых применяются цифровые компонентные сигналы, когда приходится несколько раз осуществлять преобразования цифра-аналог и аналог-цифра, качество изображений может снижаться только за счет возрастания шумов квантования, как в черно-белом телевидении.1. In program production complexes, as an intermediate coding system, since the proposed television system has in this respect advantages over existing standard systems, namely: when mixing signals, existing mixers can be used in the mode of working with black and white television signals, not neither decoding nor re-encoding is required, which significantly reduces the quality of the images; no special operation is required to align the phases of the subcarriers, since at a low subcarrier frequency (for example, 12 kHz) 5 about the phase of the subcarrier is substantially more than half the duration of the brightness element (a requirement for mixing black and white television signals); when forming combined images, it does not require remodulation of the full color signal (unlike SECAM); when recording a full color signal, no additional requirements are imposed on the image path of the VCR compared to the norms for recording black and white television signals; when electronic synthesizers and image converters ("Electronic Artist" video effects devices) are working from the full color signal, there are no quality losses associated with the separation of luminance and color components in the input signal; in the joint work of technical means using an analogue full color signal (existing communication lines, VCRs) and devices or complexes that use digital component signals, when it is necessary to perform digital-to-analog and analog-to-digital conversions several times, the image quality can only decrease due to the increase in quantization noise, as in black and white television.
2. В системах связи для передач по наземным и космическим каналам связи, а также через телевизионные радиопередатчики и ретрансляторы; для обеспечения высокого качества изображений при передаче цветных программ (к характеристикам линий связи не предъявляются дополнительные требования, связанные с передачей сигналов цветности); для обеспечения передачи цветных программ по специальным линиям связи, характеристики которых хуже стандартных либо нестабильны во времени; для передачи цветных изображений в специальных узкополосных (1,5-2 МГц) трактах; для обеспечения высокого качества изображений при международном обмене программами с использованием транскодирования; для обеспечения связи между цифровыми телецентрами при использовании аналоговых линий связи; для обеспечения снижения колориметрических искажений при передаче сигналов цветного телевидения в цифровых линиях связи с пониженной скоростью цифровых потоков; для возможности создания системы двух цветных программ в существующих линиях связи (качество изображений каждой из программ такое же, как при передаче по этой линии связи одной программы цветного телевидения при использовании стандартных вещательных систем); для возможности создания системы передачи сигналов стереоцветного телевидения с полной вертикальной и горизонтальной четкостью "правого" и "левого" изображений (в соответствии с требованием стандартов разложения 625 строк, 50 полей) в существующих линиях связи (к характеристикам канала связи предъявляются дополнительные требования только в отношении линейности амплитудных характеристик, как и при передаче двух программ); для возможности создания систем передачи сигналов телевидения высокой четкости в существующих линиях связи, а также через существующие телевизионные радиопередатчики и ретрансляторы (дополнительные требования к характеристикам канала связи предъявляются лишь по линейности амплитудных характеристик); для возможности создания массовых приемников телевидения высокой частоты, требования к характеристикам радиоканала (селектор, УПЧ) которых практически не отличались бы от требований к параметрам радиочастотного тракта современных телевизоров. 2. In communication systems for transmissions on terrestrial and space communication channels, as well as through television radio transmitters and repeaters; to ensure high quality images during transmission of color programs (additional requirements related to the transmission of color signals are not imposed on the characteristics of communication lines); to ensure the transmission of color programs through special communication lines whose characteristics are worse than standard or unstable in time; for transmitting color images in special narrow-band (1.5-2 MHz) paths; to ensure high quality images in the international exchange of programs using transcoding; to provide communication between digital telecentres using analogue communication lines; to reduce colorimetric distortions in the transmission of color television signals in digital communication lines with a reduced speed of digital streams; for the possibility of creating a system of two color programs in existing communication lines (the image quality of each of the programs is the same as when transmitting one color television program on this communication line using standard broadcast systems); for the possibility of creating a system for transmitting stereo-color television signals with full vertical and horizontal clarity of the “right” and “left” images (in accordance with the requirements of decomposition standards of 625 lines, 50 fields) in existing communication lines (additional requirements are imposed on the characteristics of the communication channel only with respect to linear amplitude characteristics, as in the transmission of two programs); for the possibility of creating high-definition television signal transmission systems in existing communication lines, as well as through existing television radio transmitters and repeaters (additional requirements to the characteristics of the communication channel are imposed only by the linearity of the amplitude characteristics); for the possibility of creating mass receivers of high-frequency television, the requirements for the characteristics of the radio channel (selector, amplifier) which would not practically differ from the requirements for the parameters of the radio frequency path of modern TVs.
3. В полупрофессиональной и бытовой видеозаписи для обеспечения полной яркостной четкости, например, соответствующей стандарту разложения 625 строк при записи сигнала с полосой 2,6-3 МГц, а также для обеспечения записи сигналов телевидения высокой четкости в полосе 6-8 МГц двухголовочным видеомагнитофоном. 3. In semi-professional and household video recordings to ensure full brightness clarity, for example, corresponding to the 625 line decomposition standard when recording a signal with a band of 2.6-3 MHz, and also to record high-definition television signals in a band of 6-8 MHz with a two-head video recorder.
Claims (19)
поднесущих в фазах 0 и формируют РМС вида E3 (t) = E1-1(t) cosω t + E1-2(t) sinω t на поднесущих, выбор частот f= которых обеспечивает требуемые разности фаз φ немодулированных поднесущих в соседних строках одного кадра φн и в одинаковых по номерам строках смежных кадров φp , и передают сформированные РМС вида E3(t) в выделенных для них временных интервалах ПЦТС Em(t), а при приеме из принятого ПЦТС Em(t) выделяют посылки РМС вида E3(t) и направляют их в каналы обработки информации, содержащейся в этих сигналах, в каналах обработки РМС вида E3(t) осуществляют задержку посылок этих сигналов на интервалы времени T, кратные длительностям периодов телевизионной развертки, и обрабатывают совместно задержанные и незадержанные посылки РМС вида E3(t) путем их умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют напряжения, получаемые в результате перемножений задержанной и незадержанной посылок РМС вида E3(t) в каждом из каналов
обработки, и выделяют из сигналов, полученных при суммировании этих напряжений в данном канале обработки, соответствующие видеосигналы E1-1(t), E1-2(t), модулирующие поднесущие при передаче, в том числе сигналы Ey(t) яркости и цветоразностные сигналы ER-y(t), EB-y(t) при обработке РМС EyQ(t) яркости и сигналов Ec(t) цветности, выравнивают временные масштабы сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов (ER-y(t), EB-y(t)) и совмещают их во времени.1. A TELEVISION SYSTEM in which a full color television signal (PCTS) of signals transmitted with information about the brightness and color of images is temporarily compressed by placing luminance signals in the entire interval of the active part of the line, and color-compressed color-difference signals containing color information - in line blanking intervals, characterized in that, in order to increase the amount of information transmitted by the PTsTS, and improve the noise immunity of the transmitted information, PTsTs are formed using information On certain characteristics of images, reflex modulated signals (RMS) of the form E 3 (t), including RMS E yQ (t) brightness and color signals E c (t), while transmitting with video signals E 1-1 (t) , E 1-2 (t) containing information about the individual characteristics of the images, i.e. such video signals as luminance signals E y (t) and color difference signals E RY (t) and E BY (t) perform quadrature modulation
subcarriers in phases 0 and form a PMC of the form E 3 (t) = E 1-1 (t) cosω t + E 1-2 (t) sinω t on the subcarriers, the choice of frequencies f = which provides the required phase differences φ of unmodulated subcarriers in adjacent rows of the same frame φ n and in the same row numbers of adjacent frames φ p , and transmit the generated RMSs of the form E 3 (t) in the PTCTS time intervals E m (t) allocated for them, and when receiving from the received PCTS E m (t), RMS parcels of the form E 3 (t) are isolated and sent to the processing channels of the information contained in these signals, in the RMS processing channels of the form E 3 (t), the parcels of these signals are delayed for time T multiples of the durations of the periods of television th scanning, and treated together delayed and undelayed sending PMC type E 3 (t) by multiplying them by harmonic signals in the respective phases, algebraically summing the voltage resulting from multiplications of the delayed and undelayed parcels PMC type E 3 (t) in each channel
processing, and isolated from the signals obtained by summing these voltages in a given processing channel, the corresponding video signals E 1-1 (t), E 1-2 (t) modulating subcarriers during transmission, including brightness signals E y (t) and color difference signals E Ry (t), E By (t) when processing the PMC E yQ (t) luminance and color signals E c (t), align the time scales of the signals E y (t) luminance and color difference signals (E Ry (t ), E By (t)) and combine them in time.
где ωx = 2π fx , fx - частота гармонического сигнала, превышающая верхнюю граничную частоту flim спектра РМС вида E3(t), q - число натурального ряда, суммируют алгебраические напряжения, получаемые в результате первого и второго перемножений, и детектируют полученный при этом суммировании квадратурно-модулированный сигнал с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, выделяя оба модулирующих видеосигнала E1-1(t) и E1-2(t).2. The system according to claim 1, characterized in that when receiving the combined processing of the delayed and uncontrolled packages of RMS of the form E 3 (t) is carried out by multiplying one parcel by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cosω x t, the other parcel - harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos (ω x t + π + q φ n ),
where ω x = 2π f x , f x is the frequency of the harmonic signal that exceeds the upper boundary frequency f lim of the PMC spectrum of the form E 3 (t), q is the number of the natural series, the algebraic stresses obtained as a result of the first and second multiplications are summarized, and detected the quadrature modulated signal obtained with this summation with the side bands deployed on a high-frequency carrier, highlighting both modulating video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t).
U4(t) = 2sin(ω t + π + q φн) и суммированием напряжений, полученных в результате этих двух перемножений, непосредственно выделяют второй модулирующий поднесущую видеосигнал E1-2(t).3. The system according to claim 1, characterized in that, when receiving, the combined processing of the delayed and uncontrolled PMC packages of the form E 3 (t) is carried out directly at the subcarrier frequency f by multiplying one package by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cosω t, and another premise - to a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos (ω t + π + q φ н ), where ω = 2π f, q is the number of the natural series, and by algebraic summation of the stresses obtained as a result of the first and second multiplications directly isolated subcarrier modulating video signal e 1-1 (t), multiply simultaneously the delayed and undelayed form parcels PMC E 3 (t) respectively to harmonic signals of the form U 3 (t) = 2sinω t and
U 4 (t) = 2sin (ω t + π + q φ н ) and by summing the voltages obtained as a result of these two multiplications, the second modulating video subcarrier signal E 1-2 (t) is directly isolated.
fo=
где fн - частота строк;
fp - частота кадров;
m и n - числа натурального ряда, выбор которых обеспечивает разность фаз φ0 цветовой поднесущей в соседних строках одного кадра φон≈ (2n-1) и в одинаковых по номерам строках смежных кадров φ0p = π (2i - 1) , где i - целое число,
изменяют временной масштаб сигнала Ec(t) цветности с коэффициентом сжатия K, равным отношению верхней граничной частоты номинальной полосы частоты ПЦТС Em(t) к выбранному значению верхней граничной частоты flimспектра, передаваемого в одной строке сигнала Ec(t) цветности до его сжатия во времени, входящие в состав сигнала Ec(t) цветности сигналы цветовой синхронизации в виде посылок сжатого во времени в K раз сигнала рефлексно-модулированной цветовой поднесущей в "опорной" фазе передают в нескольких строках интервала гашения по кадрам, причем время передачи каждой посылки сигналов цветовой синхронизации в строках кадрового интервала гашения равно времени передачи сигнала цветности в одной строке активной части кадра, сжатый во времени сигнал Ec * (t) цветности передают в ПЦТС Em(t) в интервалах между срезом строчного сигнала синхронизации и началом активной части строки, а при приеме из принятого ПЦТС Em(t) выделяют
посылки сигналов Ec * (t) цветности, задерживают их на время, равное длительности кадра, алгебраически суммируют с посылками сигналов Ec * (t) цветности в одинаковых по номерам строках незадержанного сигнала кадра, поступающего на вход, посылки сигналов Ec(t) цветности, суммированных из одинаковых по номерам строк смежных кадров, дополнительно задерживают на время T = q τн , где τн= - длительность строки, и совместно обрабатывают задержанную и незадержанную посылки сигналов Ec(t) цветности путем умножения их на гармонические сигналы в соответствующих фазах, причем разность Δ φ0 фазы φ01 немодулированной цветовой поднесущей в задержанной посылке сигнала Ec(t) цветности и фазы φ02 немодулированной цветовой поднесущей в незадержанной посылке сигнала Ec(t) цветности связана с временем T задержки соотношением
Δ φ0 = φ01 - φ02 = ω0q τн ,
где ω0 = 2π f0 .4. The system according to claim 1, characterized in that both color difference signals E Ry (t), E By (t) are simultaneously transmitted to the PCTS E m (t) by reflex quadrature modulation of the color subcarrier, while transmitting color difference signals E Ry (t) and E By (t), as video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t), modulate the subcarrier voltages in phases 0 and forming a color signal E c (t), which is a PMC of the form E 3 (t), on a color subcarrier of frequency
f o =
where f n - line frequency;
f p is the frame rate;
m and n are natural numbers, the choice of which ensures the phase difference φ 0 of the color subcarrier in adjacent rows of one frame φ it ≈ (2n-1) and in identical rows of adjacent frames φ 0p = π (2i - 1), where i is an integer,
change the time scale of the chrominance signal E c (t) with a compression coefficient K equal to the ratio of the upper cutoff frequency of the nominal PCTS frequency band E m (t) to the selected value of the upper cutoff frequency f lim of the spectrum transmitted in one line of the chrominance signal E c (t) to compress it in time, a part of signal E c (t) chrominance burst signals in the form of chips compressed in time in the signal K times reflex-modulated color subcarrier in the "reference" phase is transmitted in several lines of blanking interval of frames, wherein while transmitting each transmission signal of the color burst in lines frame interval blanking equal chrominance signal transmit timing in a single active portion of a frame line, compressed in time signal E c * (t) chrominance are transmitted in PTSTS E m (t) in the intervals between the trailing edge of horizontal sync signal and the beginning of the active part of the line, and when received from the received PCTS, E m (t) is isolated
sending signals E c * (t) of color, delay them for a time equal to the duration of the frame, algebraically summarizing with sending signals of E c * (t) of color in identical lines of the unstopped signal of the frame entering the input, sending signals E c (t ) the colors summed from the same line numbers of adjacent frames are additionally delayed for a time T = q τ n , where τ n = - the length of the string, and the delayed and uncontrolled sending of color signals E c (t) are processed together by multiplying them by harmonic signals in the corresponding phases, the difference Δ φ 0 of the phase φ 01 of the unmodulated color subcarrier in the delayed sending of the color signal E c (t) and phase φ 02 of the unmodulated color subcarrier in the undelayed color signal E c (t) is related to the delay time T by the relation
Δ φ 0 = φ 01 - φ 02 = ω 0 q τ n ,
where ω 0 = 2π f 0 .
ωx = 2π fx , fx - частота гармонического сигнала, превышающая граничную частоту flim спектра сигнала Ec(t) цветности, суммируют полученные в результате этих перемножений напряжения и детектируют образовавшийся при этом сигнал цветности с развернутыми боковыми полосами на высокочастотной несущей, выделяя оба цветоразностных сигнала ER-y(t) и EB-y(t).5. The system according to claims 1, 2 and 4, characterized in that the combined processing of the delayed and uncontrolled packages of algebraically summed signals E c (t) of color from the same line numbers of adjacent frames is carried out by multiplying one of them by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω x t, and the other on a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos (ω x t + π + Δ φ 0 ), where
ω x = 2π f x , f x is the frequency of the harmonic signal exceeding the cutoff frequency f lim of the spectrum of the color signal E c (t), summarize the voltages obtained as a result of these multiplications and detect the resulting color signal with the side bands deployed on the high-frequency carrier, highlighting both color difference signals E Ry (t) and E By (t).
U3(t) = 2sinω t и
U4(t) = 2sin( ω0t + π + Δ φ0)
и суммированием напряжений, полученных в результате этих двух перемножений, непосредственно выделяют второй цветоразностный сигнал EB-y(t).6. The system according to claims 1, 3 and 4, characterized in that when receiving the combined processing of delayed and uncontrolled packages of algebraically summed signals E c (t) of color from the same line numbers of adjacent frames, they are performed by multiplying one package by a harmonic signal of the form U 1 (t) = 2cos ω 0 t, and the other package - to a harmonic signal of the form U 2 (t) = 2cos (ω 0 t + π + Δ φ 0 ) and by summing the voltages obtained as a result of the first and second multiplications, directly distinguish one of the color-difference signals E Ry (t), multiplied for simultaneously ERZHAN undelayed and sending these signals E c (t) chrominance signals respectively to harmonic species
U 3 (t) = 2sinω t and
U 4 (t) = 2sin (ω 0 t + π + Δ φ 0 )
and by summing the voltages resulting from these two multiplications, the second color difference signal E By (t) is directly extracted.
Π+Δφo≈ (2n+1)
8. Система по пп. 4, 5 и 6, отличающаяся тем, что при приеме посылки алгебраически суммированных сигналов Ec(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров задерживают дополнительно на неодинаковое число строк в первом и втором полях, а именно: в первом поле задержку производят на время
T1= τн
где Z - число строк разложения,
а во втором поле - на время
T2= τн
при этом разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов Ec(t) цветности, в первом поле выбирают равной
Π- ± (Z+1),
а во втором поле - равной
Π- ± (Z-1).7. The system according to claims 4, 5 and 6, characterized in that when receiving the sending of algebraically summed signals E c (t), the colors from the same row numbers of adjacent frames are additionally delayed for a time T equal to the length τ n of the row, and the difference phases of harmonic signals, which multiply the delayed and uncontrolled sending signals E c (t) color, choose equal
Π + Δφ o ≈ (2n + 1)
8. The system of claims. 4, 5 and 6, characterized in that when receiving the sending of algebraically summed signals E c (t), the colors from the same line numbers of adjacent frames are additionally delayed by an unequal number of lines in the first and second fields, namely: in the first field, the delay is time
T 1 = τ n
where Z is the number of lines of decomposition,
and in the second field - for a while
T 2 = τ n
wherein the phase difference of the harmonic signals, which multiply the delayed and uncontrolled sending signals E c (t) color, in the first field is chosen equal
Π- ± (Z + 1),
and in the second field - equal
Π- ± (Z-1).
T1= τн,
при этом выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки сигналов Ec(t) цветности, равной
Π- ± (Z+1).9. The system according to claims 4, 5 and 6, characterized in that when receiving the sending of algebraically summed signals E c (t), colors from the same row numbers of adjacent frames are additionally delayed equally in the first and second fields for a while
T 1 = τ n
at the same time, the phase difference of the harmonic signals is selected, by which the delayed and uncontrolled sending of signals E c (t) of the color equal to
Π- ± (Z + 1).
Ec(t) и EyQ(t),
содержащие информацию о цветностях и яркостях двух смежных в пространстве строк изображения, и передают одновременно в реальном масштабе времени два цветных телевизионных изображения в совмещенной полосе частот, номинальной для передачи одного такого изображения, при этом при передаче запоминают сигналы Ey(t), Ec *(t) яркости и цветности двух полей одного кадра раздельно первого и второго изображений, размещая последовательно в строках записи каждого изображения сигналы смежных в пространстве строк этого изображения из первого и второго полей, причем в строке 2s - 1 записи содержится информация о яркости и цветности строки 2s - 1 из первого поля, а в строке 2s записи содержится информация о яркости и цветности строки 2S-1+ из второго поля, где s - число натурального ряда, сигнал двух строк 2s - 1 и 2s записи первого изображения преобразуют в сигнал одной строки передачи первого изображения, сигналы двух строк 2s - 1 и 2s записи второго изображения преобразуют в сигнал одной
строки передачи второго изображения, преобразования эти осуществляют для сигналов первого и второго изображений раздельно и идентичными способами, для чего из строк 2s - 1 и 2s записи соответствующего изображения считывают одновременно сигналы Ec *(t) цветности и, алгебраически суммируя их, получают общий для строк 2s - 1 и 2s записи этого изображения сигнал E
E c (t) and E yQ (t),
containing information about the colors and luminances of two adjacent spatial lines of the image, and simultaneously transmit in real time two color television images in the combined frequency band, nominal for the transmission of one such image, while the signals E y (t), E c are stored during transmission * (t) luminance and chrominance of two fields of one frame separately of the first and second images by placing successively in rows each recording image signals in the adjacent space of the image lines of the first and vtorog fields, wherein in the string 2s - 1 entry contains information about the luminance and chrominance lines 2s - 1 of the first field and line 2s record contains information about the luminance and chrominance lines 2S-1 + from the second field, where s is the number of the natural number, the signal of two recording lines 2s - 1 and 2s of the first image is converted into a signal of one transmission line of the first image, the signals of two recording lines 2s - 1 and 2s of the second image are converted to a signal of one
the transmission lines of the second image, these conversions are carried out separately and in the same way for the signals of the first and second images, for which the color signals E c * (t) are read simultaneously from the lines 2s - 1 and 2s of the corresponding image and, algebraically summing them, they get the same for lines 2s - 1 and 2s of the recording of this image signal E
Z2= = = ,
а при приеме в принятом ПЦТС EMQexp(t) уменьшают вдвое длительность строк, восстанавливая исходные длительности во времени сигналов Ec *(t) цветности в интервалах гашения и РМС EyQ(t) яркости в интервалах активных частей строк, восстанавливая соответственно ширину частотных спектров этих сигналов и номинальные значения частот f0 и fyподнесущих, ПЦТС EMQ(t) со сжатыми во времени по длительности τнстроками задерживают на время кадра, выделяют из задержанных на время кадра и незадержанных сигналов одинаковых по номерам строк смежных кадров посылки сигналов Ec(t) цветности и РМС EyQ(t) яркости, алгебраически суммируют посылки сигналов Ec(t) цветности из одинаковых по номерам строк смежных кадров, дополнительно задерживают посылки суммированных сигналов Ec(t) цветности на время 2τн и выбирают разность фаз гармонических сигналов, на которые умножают задержанную и незадержанную посылки суммированных сигналов Ec(t) цветности, равной Π+Δφo≈ (2n+1), полученные в результате цветоразностные сигналы ER-y(t) и EB-y(t) используют для воспроизведения информации о цветности, содержащейся в строках 2s - 1 и 2s записи изображения, выделенные из одинаковых по номерам строк смежных кадров задержанную на время кадра и незадержанную посылки РМС EyQ(t) яркости обрабатывают путем умножения на гармонические сигналы в соответствующих фазах, алгебраически суммируют полученные в результате этих перемножений напряжения и выделяют сигналы Ey(2s-1)(t) , Ey2s(t) яркости строк 2s - 1 и 2s записи, причем выделенные сигналы, содержащие информацию о яркости и цветности строк 2s записи изображения, задерживают на время T1= τн и восстанавливают сигналы строк 2s - 1 и 2S-1 + чересстрочной развертки исходного изображения.14. The system according to PP.4 - 6, characterized in that the PCTS during the duration of the two lines transmit stretched in time PMCs containing information about the brightness and color of two adjacent spatial lines of the image, doing this by stretching twice the transmission time of the signals E y (t), E c * (t) the brightness and color of each image line and the formation of pairs of time-stretched transmissions and simultaneously transmitted signals of two adjacent spatial lines of the image of the PCTS E MQexp (t) with the transmission frequency of the lines f n / 2 and a duration of 2τ n kazh th line extended in time, and transmit real-time signals of television images with the original number of scanning lines z 1 = f n / f p and the number of frames N = 1 / f r 1 with a frequency band required for the transmission of television image signals , at the same time, during transmission, the signals E y (t), E c * (t) of the brightness and color of two fields of one image frame are stored, placing sequentially in the recording lines the signals of space-adjacent image lines from the first and second fields, and in line 2s - 1 entries contain brightness information and the colors from line 2s - 1 of the first field, and the line 2s of the record contains information about the brightness and color from line 2S-1 + of the second field, from lines 2s - 1 and 2s of the record, signals containing chroma information are read at the same time, and algebraically summing them, they obtain a common color signal E c * (t) for the lines of records 2s - 1 and 2s on a subcarrier with a frequency f 0 when the phase difference Δφ 0 of the unmodulated color subcarrier in the color signals formed from the signals of the recording lines 2s - 1 and 2s and the recording lines 2s + 1 and 2s + 2, component Δφ o ≈ (2n-1), the signals containing information about the brightness recorded in lines 2s - 1 and 2s of the recording are also transmitted simultaneously by reflex quadrature modulation of the brightness subcarrier, for which the signals E y (2s-1 , read from the recording lines 2s - 1 and 2s) ) (t), E y2s (t) of brightness, as the video signals E 1-1 (t) and E 1-2 (t), modulate the voltage of the subcarrier in phases "0" and , forming a PMC E yQ (t) of brightness, which is a PMC of the form E 3 (t) on the brightness subcarrier with a frequency f y = f n , which provides the phase difference φ yp of the brightness subcarrier in the same row numbers of adjacent frames φ yp = (2d-1), they double the transmission time of the generated chrominance signals E c * (t) and PMC E yQ (t) of brightness, thereby narrowing the width of their frequency spectrum by half, and also reducing the frequency values of subcarriers to f 0 / 2 and f y / 2, and transmit these signals, respectively, in the blanking intervals and in the intervals of the active part of the PCTS line E MQexp (t), and the length of each line of the PCTS E MQexp (t) is 2 τ n , and the number of lines transmitted in frame
Z 2 = = = ,
and when received in the received PCTS, E MQexp (t) halves the length of the lines, restoring the original time durations of the color signals E c * (t) in the blanking intervals and the PMC E yQ (t) brightness in the intervals of the active parts of the lines, restoring the frequency width accordingly the spectra of these signals and the nominal values of the frequencies f 0 and f y subcarriers, PTsTS E MQ (t) with time-compressed lines of length n and n are delayed by the frame time, separated from the delayed by the time of the frame and uncontrolled signals of the same numbers of adjacent frames of the message ki of color signals E c (t) and PMC E yQ (t) of brightness, algebraically summarize the sending of signals of E c (t) color from the same row numbers of adjacent frames, additionally delay sending of the summed signals of E c (t) color for 2τ n and choose the phase difference of the harmonic signals, which multiply the delayed and uncontrolled sending of the summed signals E c (t) color equal to Π + Δφ o ≈ (2n + 1), the resulting color difference signals E Ry (t) and E By (t) are used to reproduce the color information contained in lines 2s - 1 and 2s of the image recording, separated from the same line numbers of adjacent frames, delayed by the frame time and the delayed sending of the PMC E yQ (t) of brightness are processed by multiplying by harmonic signals in the corresponding phases, the voltage obtained as a result of these multiplications is algebraically summed and the signals of brightness E y (2s-1) (t), E y2s (t) are extracted lines 2s - 1 and 2s of the record, with the highlighted signal ls containing information about the brightness and color of the lines 2s of the image recording, delay for a time T 1 = τ n and restore the signals of lines 2s - 1 and 2S-1 + interlaced source image.
длительности τp кадра, и используют скорректированные сигналы в качестве модулирующих поднесущую яркости и цветовую поднесущую при формировании РМС вида E3(t), входящих в состав ПЦТС EMQ(t).18. The system of claims. 10 and 14, characterized in that when transmitting during the formation of color signals E c (t) and PMC E yQ (t) luminance, color difference signals E Ry (t), E By (t) and luminance signals E y (t) used as modulating, respectively, the color subcarrier and the brightness subcarrier of video signals of type E 1-1 (t) and E 1-2 (t), are subjected to preliminary correction, while the corrected video signal E 1-1 (t), E 1-2 (t) modulating the subcarrier is delayed by a time equal to the duration of two frames 2τ p, the difference signal Δ E 1-1 (t), Δ E 1-2 (t), representing the difference znach Nij predkorrektiruemogo video E 1-1 (t), E 1-2 (t) at time t and t - 2 τ p, produce the necessary processing of the difference signal Δ E 1-1 (t), Δ E 1-2 (t ), including the operations of frequency filtering and noise reduction, algebraically sum the difference signal Δ E 1-1 (t), Δ E 1-2 (t) with a pre-corrected video signal E 1-1 (t), E 1-2 (t), delayed for a time equal to
the duration τ p of the frame, and corrected signals are used as modulating the brightness subcarrier and the color subcarrier in the formation of a PMC of the form E 3 (t) included in the PCTC E MQ (t).
fS2(t) = ,
где φ1(t) = -t, t изменяется в пределах 0 - τн , τн - длительность строки, Δ τн - длительность интервала гашения по строке, w1 > 2, - модуль значения φ1(t) при t = , осуществляют частотную коррекцию обработанных видеосигналов E1-2(t), E1-1(t) и модулируют ими соответственно цветовую поднесущую и поднесущую яркости при формировании сигналов Ec(t) цветности и РМС EyQ(t) яркости, являющихся РМС вида E3(t), входящими в состав ПЦТС EMQ(t), а при приеме выделенные сигналы Ey(t) яркости и цветоразностные сигналы ER-y(t), EB-y(t) записывают построчно с тактовой частотой fs3 и считывают с переменной вдоль строки тактовой частотой
fS4(t) =
20. Система по п.19, отличающаяся тем, что при обработке модулирующих поднесущую видеосигналов E1-1(t), E1-2(t) при передаче тактовую частоту fs1(t) записи выбирают изменяющейся в интервале времени t, равном длительности τv поля:
fS1(t) = ,
где φ2(t) = - t, t изменяется в пределах 0 - τv , Δ τv - длительность интервала гашения по полям, w2 > 2, - модуль значения φ2(t) при t = , fs1(t) = fs1 при cosφ2(t) = cosφ2(t)dφ и при обработке сигналов Ey(t) яркости и цветоразностных сигналов ER-y(t), EB-y(t), выделенных при приеме, тактовую частоту fs3 записи выбирают изменяющейся в интервале длительности τν поля:
fS3(t) =
где fs3(t) = fs3 ,
при cosφ2(t) = cosφ2(t)dφ.19. The system according to claims 10 and 14, characterized in that during the generation of luminance signals E c (t) and RMS E yQ (t) luminance, color difference signals E Ry (t), E By (t) and signals E y (t) the brightness used as modulating the color subcarrier and the brightness subcarrier of video signals of type E 1-1 (t), E 1-2 (t), is subjected to special processing, including recording signals of each line with a clock frequency f s1 , reading signals each line with a clock frequency varying along the line
f S2 (t) = ,
where φ 1 (t) = -t , t varies in the range 0 - τ n , τ n is the length of the string, Δ τ n is the length of the blanking interval for the string, w 1 > 2, is the absolute value of φ 1 (t) at t = carry out frequency correction of the processed video signals E 1-2 (t), E 1-1 (t) and modulate them respectively with the color subcarrier and the subcarrier of brightness when generating signals E c (t) of color and PMC E yQ (t) of brightness, which are PMC of the form E 3 (t) that are part of the PCTS E MQ (t), and when received, the selected luminance signals E y (t) and the color difference signals E Ry (t), E By (t) are recorded line by line with a clock frequency f s3 and read with a variable along the line clock frequency
f S4 (t) =
20. The system according to claim 19, characterized in that when processing the subcarrier modulating video signals E 1-1 (t), E 1-2 (t) during transmission, the recording clock frequency f s1 (t) is selected to vary in the time interval t equal to field duration τ v :
f S1 (t) = ,
where φ 2 (t) = - t , t varies in the range 0 - τ v , Δ τ v is the duration of the field blanking interval, w 2 > 2, is the absolute value of φ 2 (t) at t = , f s1 (t) = f s1 for cosφ 2 (t) = cosφ 2 (t) dφ and, when processing the brightness signals E y (t) and the color difference signals E Ry (t), E By (t), selected during reception, the recording clock frequency f s3 is chosen to vary in the interval of the field duration τ ν :
f S3 (t) =
where f s3 (t) = f s3 ,
for cosφ 2 (t) = cosφ 2 (t) dφ.
fS1(t) = · fS1· C1τv+(1-C1)+Δτv-2t,
где +Δτv-2t - модуль величины (τv + Δ τv - 2t), не равное нулю положительное число C1 - коэффициент, равный отношению значения fs1(t) при t = к значению fs1(t) при t = , fS1- значение fS1(t) при t = + тактовую частоту fs2(t) считывания выбирают изменяющейся в интервале длительности τн строки в соответствии с выражением
fS2(t) = · fS1(t) C2τн+(1-C2)+Δτн-2t,
где +Δτн-2t - модуль величины (τн + Δ τн - 2t), t изменяется в пределах 0 - τн , не равное нулю положительное число C2 - коэффициент, равный отношению значения fs2(t) при t = к значению fs2(t) при t = , а при приеме тактовую частоту fs3(t) записи выбирают изменяющейся за время t, равное длительности τv поля в соответствии с выражением
fS3(t)=fS3· ,
где fs3 - значение fS4(t) при t = , и тактовую частоту fs4(t) считывания - изменяющейся в интервале длительностью τн строки в соответствии с выражением
fS4(t)=fS3(t)· ,
где t изменяется в пределах 0 - τн.21. The system according to PP.19 - 20, characterized in that when processing the modulating subcarrier video signals E 1-1 (t), E 1-2 (t) during transmission, the recording frequency f s1 is selected to vary in the time interval t equal to the duration τ v fields according to the expression
f S1 (t) = F S1 C 1 τ v + (1-C 1 ) + Δτ v -2t ,
Where + Δτ v -2t is the modulus of the quantity (τ v + Δ τ v - 2t), a non-zero positive number C 1 is a coefficient equal to the ratio of the value of f s1 (t) at t = to the value of f s1 (t) at t = , f S1 is the value of f S1 (t) at t = + the clock frequency f s2 (t) of reading is selected varying in the interval of duration τ n of the line in accordance with the expression
f S2 (t) = F S1 (t) C 2 τ n + (1-C 2 ) + Δτ n -2t ,
Where + Δτ n -2t is the modulus of the quantity (τ n + Δ τ n - 2t), t varies in the range 0 - τ n , a nonzero positive number C 2 is a coefficient equal to the ratio of the value of f s2 (t) at t = to the value f s2 (t) at t = and when receiving, the clock frequency f s3 (t) of the recording is selected to change over time t equal to the duration τ v of the field in accordance with the expression
f S3 (t) = f S3 ,
where f s3 is the value of f S4 (t) at t = , and the clock frequency f s4 (t) of reading - varying in the interval of duration τ n lines in accordance with the expression
f S4 (t) = f S3 (t) ,
where t varies between 0 - τ n .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU4776787 RU2016494C1 (en) | 1990-01-17 | 1990-01-17 | Television system |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU4776787 RU2016494C1 (en) | 1990-01-17 | 1990-01-17 | Television system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2016494C1 true RU2016494C1 (en) | 1994-07-15 |
Family
ID=21488679
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU4776787 RU2016494C1 (en) | 1990-01-17 | 1990-01-17 | Television system |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2016494C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2537972C1 (en) * | 2013-06-25 | 2015-01-10 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина" | Method to transfer data in analogue tv frequency band |
-
1990
- 1990-01-17 RU SU4776787 patent/RU2016494C1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Preprint for Philips Technical Review, Vol.43, N 8, 1987. "HD-MAC: a step forward in the evolution of television technology". * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2537972C1 (en) * | 2013-06-25 | 2015-01-10 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уральский федеральный университет имени первого Президента России Б.Н. Ельцина" | Method to transfer data in analogue tv frequency band |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR950002655B1 (en) | Progressive scan television system with interlaced inter-field sum and difference components | |
EP0076547B1 (en) | Television system for high-definition television and a television transmitter and receiver suitable therefor | |
US3700793A (en) | Frequency interleaved video multiplex system | |
US4660072A (en) | Television signal transmission system | |
US4476484A (en) | Technique for providing compatibility between high-definition and conventional color television | |
JPS58117788A (en) | Color television signal processing circuit | |
US4879606A (en) | EDTV recording apparatus | |
US4574300A (en) | High-definition color television transmission system | |
US4621287A (en) | Time-multiplexing of an interleaved spectrum of a television signal | |
US4630099A (en) | Time multiplexing chrominance information for compatible high-definition television | |
US3896487A (en) | Compatible stereoscopic color television system | |
US5001551A (en) | NISC compatible two-channel transmission apparatus for enhanced definition television | |
KR930008175B1 (en) | System changing apparatus of image signal | |
US4873567A (en) | Extended horizontal resolution of luminance and chrominance in a high definition television system | |
RU2016494C1 (en) | Television system | |
EP0406420B1 (en) | Television system | |
EP0138573B1 (en) | Multiplexed color video signal recording and reproducing apparatus | |
US5077616A (en) | Video recorder with increased bandwidth recording | |
US4999701A (en) | High definition NTSC compatible television system with increased horizontal bandwidth and reduced color artifacts | |
KR100218817B1 (en) | Video signal treatment and receiver apparatuds | |
KR920006152B1 (en) | Television signal transmission and receive system of band pass change system | |
US5014122A (en) | Method and apparatus for encoding and transmission of video signals | |
US5126844A (en) | Decomposition and recombination of a wide-aspect ratio image | |
DE68911911T2 (en) | TELEVISION SYSTEM. | |
KR920009723B1 (en) | Y/c signal modulation method and display apparatus |