RU2012003C1 - Method for determination of directional pattern for aerial - Google Patents

Method for determination of directional pattern for aerial Download PDF

Info

Publication number
RU2012003C1
RU2012003C1 SU4938324A RU2012003C1 RU 2012003 C1 RU2012003 C1 RU 2012003C1 SU 4938324 A SU4938324 A SU 4938324A RU 2012003 C1 RU2012003 C1 RU 2012003C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
antenna
receiving probe
under test
antenna under
measured
Prior art date
Application number
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Е.Н. Воронин
Е.Е. Нечаев
Original Assignee
Московский Институт Инженеров Гражданской Авиации
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Московский Институт Инженеров Гражданской Авиации filed Critical Московский Институт Инженеров Гражданской Авиации
Priority to SU4938324 priority Critical patent/RU2012003C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2012003C1 publication Critical patent/RU2012003C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

FIELD: aerial measuring. SUBSTANCE: parameters of electromagnetic field of tested aerial are measured in reference position by receiving probe having known directional pattern. Reflection coefficients caused by input of tested aerial and by loading of receiving probe are measured in their feeder lines. Transmission coefficient is measured between tested aerial and receiving probe. Measured values of electromagnetic field are corrected according to equation given in invention specification. EFFECT: increased precision. 1 dwg

Description

Изобретение относится к технике измерений параметров антенн. The invention relates to techniques for measuring antenna parameters.

Известны способы измерения диаграммы направленности (ДН) антенн в безэховой камере, включающие восстановление ДН испытуемой антенны по данным измерений ближних электромагнитных полей с учетом ДН приемных зондов. Known methods for measuring the radiation pattern (MD) of antennas in an anechoic chamber, including the restoration of the MD of the tested antenna according to measurements of near electromagnetic fields, taking into account the MD of the receiving probes.

Недостатком указанных способов является большая трудоемкость в определении корректирующей матрицы для измеренных значений ближних полей. The disadvantage of these methods is the great complexity in determining the correction matrix for the measured values of the near fields.

Наиболее близким по технической сущности измерений ДН является способ, который основан на возбуждении испытуемой антенны в безэховой цилиндрической камере источником СВЧ-колебаний, измерении в отсчетном угловом положении (n) приемным зондом с известной ДН величины электромагнитного поля (< lΣ (2π n/N] испытуемой антенны, коррекции значения этого поля (< l (2 π n/N)] и восстановлении ДН испытуемой антенны (F) из соотношения F = <l (2π n / N) ] [Ф] { [Ф] [

Figure 00000001
(2 π n / N) > } [Ф] -1 где [Ф] , [Ф] -1 - унитарные матрицы прямого и обратного дискретного преобразования Фурье:
[
Figure 00000002
(2π n/N) > - матрица-столбец из комплексно-сопряженной ДН приемного зонда;
{ . . . } - диагональная матрица;
n = 0,1, . . . , N - 1;
N - общее число отсчетных угловых положений при измерении ДН.The closest in technical essence to the measurements of DNs is a method that is based on the excitation of the antenna under test in an anechoic cylindrical chamber by a microwave source, measurement in a reference angular position (n) by a receiving probe with a known DN of the electromagnetic field (<l Σ (2π n / N ] of the tested antenna, the correction of the value of this field (<l (2 π n / N)] and the restoration of the bottom of the tested antenna (F) from the relation F = <l (2π n / N)] [Ф] {[Ф] [
Figure 00000001
(2 π n / N)>} [Ф] -1 where [Ф], [Ф] -1 are unitary matrices of the direct and inverse discrete Fourier transform:
[
Figure 00000002
(2π n / N)> is the column matrix from the complex conjugate DN of the receiving probe;
{. . . } is the diagonal matrix;
n = 0,1,. . . , N is 1;
N is the total number of reference angular positions when measuring the pattern.

Недостатком такого способа также является большая трудоемкость в определении корректирующей матрицы для измеренных значений ближних полей вследствие использования дополнительной эталонной антенны. The disadvantage of this method is the great complexity in determining the correction matrix for the measured values of the near fields due to the use of an additional reference antenna.

Целью изобретения является повышение оперативности измерений путем упрощения процедуры коррекции измеренных значений электромагнитного поля для уменьшения влияния приемного зонда на ближнее поле испытуемой антенны. The aim of the invention is to increase the efficiency of measurements by simplifying the procedure for correcting the measured values of the electromagnetic field to reduce the influence of the receiving probe on the near field of the antenna under test.

Поставленная цель достигается тем, что дополнительно измеряют коэффициенты отражения от входа испытуемой антенны (

Figure 00000003
) и от нагрузки приемного зонда (
Figure 00000004
) в их фидерных линиях, а также измеряют коэффициенты передачи по направлению между испытуемой антенной и приемным зондом (
Figure 00000005
), а затем корректируют измеренные значения электpомагнитного поля в соответствии с соотношением
< l(2Πn/N)] = <lΣ(2Πn/N)] { 1-[
Figure 00000006
(1+
Figure 00000007
)/(1+ГАΣ)] 2} .This goal is achieved by the fact that additionally measure the reflection coefficients from the input of the tested antenna (
Figure 00000003
) and from the load of the receiving probe (
Figure 00000004
) in their feeder lines, and also measure the transmission coefficients in the direction between the antenna under test and the receiving probe (
Figure 00000005
), and then correct the measured values of the electromagnetic field in accordance with the ratio
<l (2Πn / N)] = <l Σ (2Πn / N)] {1- [
Figure 00000006
(1+
Figure 00000007
) / (1 + Г АΣ )] 2 }.

Предложенный способ соответствует критерию "новизна", так как имеет от прототипа отличительные признаки, заключающиеся в том, что дополнительно измеряют коэффициенты передачи по напряжению между испытуемой антенной и приемным зондом (

Figure 00000008
). Кроме того, измеряют коэффициенты отражения от входа испытуемой антенны (
Figure 00000009
) и от нагрузки приемного зонда (
Figure 00000010
) в их фидерных трактах. Способ, содержащий такую совокупность существенных признаков, не описан в источниках патентной и технической литературы, что подтверждается патентными исследованиями. Кроме того, отличительные признаки не обнаружены в известных технических решениях и благодаря им у предложенного способа появляется новое свойство, заключающееся в повышении оперативности измерений, не совпадающее со свойствами, проявленными отличительными признаками в известных решениях и не равное сумме этих свойств, что позволяет считать заявленное решение соответствующим критерию "существенные отличия".The proposed method meets the criterion of "novelty", as it has distinctive features from the prototype, namely that they additionally measure the transmission coefficients by voltage between the antenna under test and the receiving probe (
Figure 00000008
) In addition, the reflection coefficients from the input of the antenna under test are measured (
Figure 00000009
) and from the load of the receiving probe (
Figure 00000010
) in their feeder paths. A method containing such a combination of essential features is not described in the sources of patent and technical literature, which is confirmed by patent research. In addition, the distinguishing features were not found in the known technical solutions and thanks to them, the proposed method has a new property consisting in increasing the measurement efficiency, not matching the properties shown by the distinctive features in the known solutions and not equal to the sum of these properties, which allows us to consider the claimed solution corresponding to the criterion of "significant differences".

На чертеже приведена структурная электрическая схема устройства для осуществления способа определения ДН антенны. The drawing shows a structural electrical diagram of a device for implementing the method for determining the antenna diameter.

Устройство содержит испытуемую антенну 1, подключенную через фидерную линию к генератору 2 СВЧ. В фидерную линию включены направленные ответвители (НО) 3 и 4 для прямой и отраженной от антенны 1 волн. Приемный зонд 5 через фидерную линию подключен к измерительному приемнику 6 (на схеме обозначенному в виде согласованной СВЧ-нагрузки). В эту фидерную линию также включены НО 7 и 8 прямой и отраженной волн. Автоматический измеритель 9 амплитуд и фаз (типа Р2), осуществляющий амплифазометрию относительных модулей и фаз СВЧ-сигналов, может подключаться своим опорным и сигнальным входами V и VI к выходам НО 3, 4, 7, 8, обозначенным I, II, III, IV. The device comprises a test antenna 1 connected through a feeder line to a microwave generator 2. The feeder line includes directional couplers (HO) 3 and 4 for the direct and reflected waves from the antenna 1. The receiving probe 5 through the feeder line is connected to the measuring receiver 6 (in the diagram indicated as a matched microwave load). HO 7 and 8 of direct and reflected waves are also included in this feeder line. An automatic meter of 9 amplitudes and phases (type P2), which performs amplifazometry of the relative modules and phases of microwave signals, can be connected with its reference and signal inputs V and VI to the outputs HO 3, 4, 7, 8, designated I, II, III, IV .

Способ осуществляют следующим образом. Как известно, ДН испытуемой антенны (F) может быть восстановлена с использованием следующего соотношения
F = <l(2Πn/N)] [Ф] { [Ф] [

Figure 00000011
(2Πn/N)>} [Ф] -1, (1) где < l(2 πn/N) - скорректированные значения (напряжения) измеренного электромагнитного поля испытуемой антенны;
[Ф] , [Ф] -1 - унитарные матрицы прямого и обратного дискретного преобразования Фурье;
[f*(2π n/N) > - матрица-столбец из комплексно-сопряженной ДН приемного зонда;
{ . . . } - диагональная матрица;
n = 0, 1, . . . , N-1;
N - общее число отсчетных угловых положений при измерении ДН.The method is as follows. As you know, the antenna test pattern (F) can be restored using the following relationship
F = <l (2Πn / N)] [Ф] {[Ф] [
Figure 00000011
(2Πn / N)>} [Ф] -1 , (1) where <l (2 πn / N) are the corrected values (voltage) of the measured electromagnetic field of the antenna under test;
[Ф], [Ф] -1 - unitary matrices of the direct and inverse discrete Fourier transform;
[f * (2π n / N)> is the column matrix from the complex conjugate beam of the receiving probe;
{. . . } is the diagonal matrix;
n = 0, 1,. . . N-1;
N is the total number of reference angular positions when measuring the pattern.

В формуле (1) корректировка измеренных значений электромагнитного поля испытуемой антенны (пропорциональных величине напряжений или ЭДС, наведенных в приемном зонде) достигается трудоемкой операцией, связанной с установкой и измерением ДН эталонной антенны. Сама корректировка измеренных напряжений (< lΣ (2 πn/N) позволяет учесть реакцию отражающего измерительного оборудования вследствие появления отраженной в фидере испытуемой антенны 1 волны. Определим, каким образом явление, связанное с уменьшением реакции приемного зонда, может быть учтено в основном алгоритме восстановления ДН (1). ЭДС, наведенная в приемном зонде в каждом угловом положении, может быть определена с учетом реакции приемного зонда следующим образом:
lΣ = l/[1-Z2/(ZАZЗ)] , (2) где l - "идеальное" значение ЭДС (без реакции зонда), определяемое так: l = lAZA -1Z;
lA - ЭДС на клеммах испытуемой антенны;
Z - взаимное сопротивление антенны и зонда;
ZA - входное сопротивление антенны;
ZЗ - входное сопротивление приемного зонда. Используя метод наведенных ЭДС для антенны и приемного зонда можно записать, что

Figure 00000012
Figure 00000013
Z откуда следует iЗ = -iAZ/ZЗ и, lА = iАZ
Figure 00000014
1-
Figure 00000015
, а также lАZ - А 1Z = iАZ[1-Z2/(ZЗZА)] . Считаем, что iAZ = lΣ - ЭДС, наведенная на клеммах зонда, с учетом реакции зонда, а lAZA -1Z = l - ЭДС, наведенная в зонде без учета переотражений. Таким образом, соотношение (2) доказано и можно взять его за основу при выводе расчетной формулы (1). Так как Z = l ˙ ZA/lA, то выражение (2) переписываем так
-
Figure 00000016
lΣ-l+lΣ= 0 (3) Выражение (3) представляет собой квадратное уравнение относительно l, корнями которого являются
l1,2=
Figure 00000017
lΣ (4) Знак плюс в формуле (4) не имеет физического смысла, так как в этом случае l _→ ∞ при lΣ _→ 0. Поэтому с учетом того, что lΣ / Z3 = εσ 2, lA 2/ZA = εA 2 и l2 /ZЗ = ε , где ε Σ, εA и ε- нормированные ЭДС, получим вместо (4)
ε =
Figure 00000018
. (5) Поскольку конкретные физические условия таковы, что всегда εΣ 2 << εA 2(мощность, перехватываемая, например, линейным коллиматорным зондом, существенно меньше мощности, подводимой к испытуемой антенне), то радикал в формуле (5) правомерно аппроксимировать тремя членами его разложения в степенной ряд:
ε
Figure 00000019
[1-(εΣ/εА)2] εΣ. (6) Cчитаем, что для фидерного тракта антенны εА=
Figure 00000020
+
Figure 00000021
=
Figure 00000022
(1+
Figure 00000023
), где
Figure 00000024
,
Figure 00000025
- нормированные амплитуды падающей и отраженной волн;
Figure 00000026
=
Figure 00000027
/
Figure 00000028
- коэффициент отражения от входа антенны, определяемый не только качеством ее согласования, но и реакцией приемного зонда, т. е. эхоусловиями антенных измерений. Аналогично представим и наведенные нормированные ЭДС в зонде:
ε =
Figure 00000029
+
Figure 00000030
=
Figure 00000031
(1+ГН), εΣ =
Figure 00000032
+
Figure 00000033
=
Figure 00000034
(1+
Figure 00000035
), где
Figure 00000036
=
Figure 00000037
/
Figure 00000038
=
Figure 00000039
/
Figure 00000040
- коэффициент отражения от нагрузки 6 (приемника) зонда, инвариантный для всех угловых положений приемного зонда. Таким образом, окончательно алгоритм (6) можно представить в виде
Figure 00000041
=
Figure 00000042
{ 1-[
Figure 00000043
(1+
Figure 00000044
)/(1+
Figure 00000045
)] 2} , (7) где
Figure 00000046
- коэффициент передачи по напряжению между приемным зондом и антенной при наличии между ними взаимовлияния.In formula (1), the correction of the measured values of the electromagnetic field of the antenna under test (proportional to the magnitude of the voltages or EMF induced in the receiving probe) is achieved by a time-consuming operation associated with the installation and measurement of the bottom of the reference antenna. The correction of the measured voltages (<l Σ (2 πn / N) itself allows one to take into account the reaction of the reflecting measuring equipment due to the appearance of the wave reflected in the feeder of the tested antenna 1. Let us determine how the phenomenon associated with a decrease in the response of the receiving probe can be taken into account in the main reconstruction algorithm DN (1). EMF induced in the receiving probe in each angular position can be determined taking into account the reaction of the receiving probe as follows:
l Σ = l / [1-Z 2 / (Z A Z Z )], (2) where l is the "ideal" value of the EMF (without the reaction of the probe), defined as follows: l = l A Z A -1 Z;
l A - EMF at the terminals of the antenna under test;
Z is the mutual resistance of the antenna and the probe;
Z A - input impedance of the antenna;
Z З - input resistance of the receiving probe. Using the induced EMF method for the antenna and the receiving probe, we can write that
Figure 00000012
Figure 00000013
Z whence follows i З = -i A Z / Z З and, l А = i А Z
Figure 00000014
1-
Figure 00000015
, as well as l A Z - AND 1 Z = i A Z [1-Z 2 / (Z Z Z A )]. We believe that i A Z = l Σ is the EMF induced at the probe terminals, taking into account the reaction of the probe, and l A Z A -1 Z = l is the EMF induced in the probe without taking into account the reflections. Thus, relation (2) is proved and we can take it as a basis for deriving calculation formula (1). Since Z = l ˙ Z A / l A , we rewrite expression (2) as follows
-
Figure 00000016
l Σ -l + l Σ = 0 (3) Expression (3) is a quadratic equation for l whose roots are
l 1,2 =
Figure 00000017
l Σ (4) The plus sign in formula (4) does not have physical meaning, since in this case l _ → ∞ as l Σ _ → 0. Therefore, given the fact that l Σ / Z 3 = ε σ 2 , l A 2 / Z A = ε A 2 and l 2 / Z З = ε, where ε Σ , ε A and ε are normalized EMF, we obtain instead of (4)
ε =
Figure 00000018
. (5) Since the specific physical conditions are such that always ε Σ 2 << ε A 2 (the power intercepted, for example, by a linear collimator probe is significantly less than the power supplied to the antenna under test), the radical in formula (5) can be approximated by three members of its expansion in a power series:
ε
Figure 00000019
[1- (ε Σ / ε A ) 2 ] ε Σ . (6) We believe that for the feeder path of the antenna ε A =
Figure 00000020
+
Figure 00000021
=
Figure 00000022
(1+
Figure 00000023
) where
Figure 00000024
,
Figure 00000025
- normalized amplitudes of the incident and reflected waves;
Figure 00000026
=
Figure 00000027
/
Figure 00000028
- the reflection coefficient from the antenna input, determined not only by the quality of its matching, but also by the response of the receiving probe, i.e., echo conditions of antenna measurements. Let us similarly represent the induced normalized EMF in the probe:
ε =
Figure 00000029
+
Figure 00000030
=
Figure 00000031
(1 + Г Н ), ε Σ =
Figure 00000032
+
Figure 00000033
=
Figure 00000034
(1+
Figure 00000035
) where
Figure 00000036
=
Figure 00000037
/
Figure 00000038
=
Figure 00000039
/
Figure 00000040
- reflection coefficient from the load 6 (receiver) of the probe, invariant for all angular positions of the receiving probe. Thus, finally, algorithm (6) can be represented as
Figure 00000041
=
Figure 00000042
{ 1-[
Figure 00000043
(1+
Figure 00000044
) / (1+
Figure 00000045
)] 2 }, (7) where
Figure 00000046
- voltage transfer coefficient between the receiving probe and the antenna in the presence of mutual interference between them.

Величина в фигурных скобках по существу и является корректирующим сомножителем, определяемым для каждого отсчетного положения приемного зонда путем измерения

Figure 00000047
и
Figure 00000048
, что может быть осуществлено, например, измерителем типа Р2. Величина
Figure 00000049
измеряется только однажды. Предпочтительнее, однако, тщательное согласование коллиматорного зонда со своей нагрузкой (приемником), при котором
Figure 00000050
Figure 00000051
0. Амплифазометрия значений
Figure 00000052
,
Figure 00000053
и
Figure 00000054
осуществляется с использованием автоматического измерителя, схема подключения которого приведена на чертеже. Для восстановления ДН испытуемой антенны достаточно ограничиться измерениями только этих указанных величин, так как практически ДН восстанавливается и по результатам скорректированных значений
Figure 00000055
, так как величина
Figure 00000056
/
Figure 00000057
в формуле (7) пропорциональна
Figure 00000058
, а
Figure 00000059
/
Figure 00000060
=
Figure 00000061
, при этом очевидно, что величина подводимой к антенне мощности должна быть постоянна в процессе измерений ДН, т. е. Ao = const для всех угловых отсчетных положений приемного зонда.The value in curly brackets is essentially a correction factor determined for each reference position of the receiving probe by measuring
Figure 00000047
and
Figure 00000048
, which can be done, for example, by a type P2 meter. Value
Figure 00000049
measured only once. However, careful coordination of the collimator probe with its load (receiver), in which
Figure 00000050
Figure 00000051
0. Amplifazometry values
Figure 00000052
,
Figure 00000053
and
Figure 00000054
carried out using an automatic meter, the connection diagram of which is shown in the drawing. In order to restore the bottom of the antenna under test, it is sufficient to confine oneself to measurements of only these indicated values, since practically the bottom side is restored according to the results of the adjusted values
Figure 00000055
, since the quantity
Figure 00000056
/
Figure 00000057
in the formula (7) is proportional
Figure 00000058
, and
Figure 00000059
/
Figure 00000060
=
Figure 00000061
, it is obvious that the amount of power supplied to the antenna should be constant during the measurement of the radiation path, i.e., A o = const for all angular reference positions of the receiving probe.

Технико-экономическая эффективность предложенного способа заключается в том, что он позволяет повысить оперативность измерений ближних полей антенн и установления их ДН, учитывая реакцию измерительного зонда. Все это позволяет считать его более эффективным при определении ДН антенн по результатам измерений их ближних полей. The technical and economic efficiency of the proposed method lies in the fact that it allows to increase the efficiency of measurements of the near fields of the antennas and establish their DN, taking into account the reaction of the measuring probe. All this allows us to consider it more effective in determining the antenna diameters from the results of measurements of their near fields.

Claims (1)

СПОСОБ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ДИАГРАММЫ НАПРАВЛЕННОСТИ АНТЕННЫ, основанный на возбуждении испытуемой антенны в безэховой цилиндрической камере источником СВЧ-колебаний, измерении в отсчетном угловом положении (n) приемным зондом с известной ДН величины электромагнитного поля ( < lΣ( 2 π n / N ) ] ) испытуемой антенны, коррекции значения этого поля ( < l ( 2 π n / N ) ] ) и восстановлении ДН испытуемой антенны (F) из соотношения
F = <l(2Πn/N)] [Φ] { [Φ] [
Figure 00000062
(2Πn/N)>} [Φ] -1, ,
где [Φ ] , [Φ ] -1 - унитарные матрицы прямого и обратного дискретного преобразования Фурье;
[
Figure 00000063
(2πn/N) - матрица-столбец из комплексно-сопряженной ДН приемного зонда;
{ . . . } - диагональная матрица;
n = 0,1, . . . N - 1; N - общее число отсчетных угловых положений при измерении ДН,
отличающийся тем, что, с целью повышения оперативности измерений путем упрощения процедуры коррекции измеренных значений электромагнитного поля для уменьшения влияния приемного зонда на ближнее поле испытуемой антенны, дополнительно измеряют коэффициенты отражения от входа испытуемой антенны (
Figure 00000064
) и от нагрузки приемного зонда (
Figure 00000065
) в их фидерных линиях, измеряют коэффициент передачи по напряжению между испытуемой антенной и приемным зондом (
Figure 00000066
), корректируют измеренные значения электромагнитного поля в соответствии с соотношением
< l(2πn/N)] = lΣ(2πn/N)] { 1-[
Figure 00000067
(1+
Figure 00000068
)/(1+
Figure 00000069
)] 2} . .METHOD FOR DETERMINING ANTENNA DIAGRAM DIAGRAM, based on the excitation of the antenna under test in an anechoic cylindrical chamber by a microwave source, measurement in a reference angular position (n) by a receiving probe with a known magnetic field magnitude (<l Σ (2 π n / N)]) of the test antenna, correcting the value of this field (<l (2 π n / N)]) and reconstructing the antenna beam of the antenna under test (F) from the relation
F = <l (2Πn / N)] [Φ] {[Φ] [
Figure 00000062
(2Πn / N)>} [Φ] -1 ,,
where [Φ], [Φ] -1 are unitary matrices of the direct and inverse discrete Fourier transforms;
[
Figure 00000063
(2πn / N) is the column matrix from the complex conjugate beam of the receiving probe;
{. . . } is the diagonal matrix;
n = 0,1,. . . N is 1; N is the total number of reference angular positions when measuring the DN,
characterized in that, in order to increase the efficiency of measurements by simplifying the procedure for correcting the measured values of the electromagnetic field to reduce the influence of the receiving probe on the near field of the antenna under test, the reflection coefficients from the input of the antenna under test are additionally measured (
Figure 00000064
) and from the load of the receiving probe (
Figure 00000065
) in their feeder lines, measure the voltage transfer coefficient between the antenna under test and the receiving probe (
Figure 00000066
), correct the measured values of the electromagnetic field in accordance with the ratio
<l (2πn / N)] = l Σ (2πn / N)] {1- [
Figure 00000067
(1+
Figure 00000068
) / (1+
Figure 00000069
)] 2 }. .
SU4938324 1991-05-21 1991-05-21 Method for determination of directional pattern for aerial RU2012003C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4938324 RU2012003C1 (en) 1991-05-21 1991-05-21 Method for determination of directional pattern for aerial

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
SU4938324 RU2012003C1 (en) 1991-05-21 1991-05-21 Method for determination of directional pattern for aerial

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2012003C1 true RU2012003C1 (en) 1994-04-30

Family

ID=21575596

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
SU4938324 RU2012003C1 (en) 1991-05-21 1991-05-21 Method for determination of directional pattern for aerial

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2012003C1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2649084C2 (en) * 2015-12-25 2018-03-29 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по космической деятельности "РОСКОСМОС" Device for measuring the diagram of antenna orientation

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2649084C2 (en) * 2015-12-25 2018-03-29 Российская Федерация, от имени которой выступает Государственная корпорация по космической деятельности "РОСКОСМОС" Device for measuring the diagram of antenna orientation

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Heimovaara et al. Frequency‐dependent dielectric permittivity from 0 to 1 GHz: Time domain reflectometry measurements compared with frequency domain network analyzer measurements
Ishigami et al. Measurements of complex antenna factor by the near-field 3-antenna method
US4780661A (en) High frequency impedance measuring apparatus using two bidirectional couplers
US4950994A (en) Gradient and polarizing field compensation
US5532590A (en) Apparatus for measuring circuit parameters wherein errors due to transmission lines are prevented
RU2012003C1 (en) Method for determination of directional pattern for aerial
Mayhan et al. A technique for measuring antenna drive port impedance using backscatter data
CN109298249A (en) A kind of microwave claps wave radiation field measurement device and method
US3952245A (en) Calibrated quadraxial system for measuring shielding transfer impedance
Stuchly et al. Implantable electric-field probes-some performance characteristics
CZ2003143A3 (en) Method for measuring faulty point in high-frequency cables and lines
RU2104561C1 (en) Method and device for measuring antenna gain
Viner 26.3-MHz radio source survey. I-The absolute flux scale
Furse et al. Towards a spread spectrum VNA
SU1647463A1 (en) Method for measuring phase antenna array parameters
SU1465750A1 (en) Method of measuring concentration and mobility of current carriers in semiconductors
Lin et al. New Transmission Line Setup and Improved TDR Dielectric Spectroscopy Based on Reflection-Decoupled Ratio Method
CN114487687B (en) Device and method for non-contact rapid measurement of penetration depth of metal plate
Shin et al. Evaluation of the load impedance in coaxial cable via time-frequency domain reflectometry
SU1721547A1 (en) Method of determining field amplitude-phase distribution of antenna
De Vreede et al. Calibration of RF field strength meters
US3849727A (en) Current comparator for power and energy measurements
FitzGerrell Swept-frequency antenna gain measurements
Dhondt et al. An improved free-space technique modelling for measuring dielectric properties of materials
Fulcomer NBS ambient magnetic field meter for measurement and analysis of low-level power frequency magnetic fields in air