RU2011276C1

RU2011276C1 - Transformerless voltage converter

Info

Publication number: RU2011276C1
Authority: RU
Inventors: Б.С. Сергеев
Original assignee: Уральское отделение Всероссийского научно-исследовательского института железнодорожного транспорта
Priority date: 1992-01-22
Filing date: 1992-01-22
Publication date: 1994-04-15

Abstract

FIELD: electrical engineering. SUBSTANCE: the device uses capacitors 13 and 14 for reduction of high voltage down to the supply voltage of control circuit 8. Capacitors 13 and 14 are charged and discharged via charge (11 and 15) and discharge (12 and 16) diodes. The advantage of the device is the prevention of loss of active power at a reduction of voltage by dropping resistors, in the given case - by reactances (capacitances). Two operating conditions of voltage drop are possible - half-wave and full-wave ones. EFFECT: facilitated procedure. 3 cl, 3 dwg

Description

Изобретение относится к электротехнике, а именно к устройствам преобразования энергии переменного напряжения путем его выпрямления и последующего преобразования в постоянное или переменное напряжение. Оно может быть использовано в устройствах вторичного электропитания. The invention relates to electrical engineering, and in particular to devices for converting energy of alternating voltage by rectifying it and subsequent conversion to direct or alternating voltage. It can be used in secondary power devices.

Известны бестрансформаторные преобразователи напряжения, содержащие сетевой выпрямитель, выпрямляющий первичное переменное напряжение и далее оно используется для преобразования в высокочастотное переменное напряжение. Здесь для питания схемы управления применяется гасящий резистор, при помощи которого осуществляется снижение постоянного высокого напряжения до норм, требующихся для элементной базы схемы управления [1] . Такие схемы преобразователей неэффективны из-за относительно большой мощности, рассеиваемой гасящим резистором. Known transformerless voltage converters containing a network rectifier rectifying the primary alternating voltage and then it is used to convert to high-frequency alternating voltage. Here, a quenching resistor is used to power the control circuit, with the help of which a constant high voltage is reduced to the standards required for the element base of the control circuit [1]. Such converter circuits are inefficient due to the relatively high power dissipated by the quenching resistor.

Известны также бестрансформаторные преобразователи, у которых снижение высокого напряжения первичной сети осуществляется при помощи реактивного гасящего сопротивления, а именно конденсаторного [2] . Преимуществом таких преобразователей является отсутствие потерь мощности на гасящем сопротивлении. Однако, такие конденсаторные гасящие схемы не могут быть использованы в преобразователях типа [2] из-за наличия общей точки у силового сетевого выпрямителя и вспомогательного выпрямителя, питающегося от конденсаторного гасящего сопротивления. Transformerless converters are also known in which the reduction of the high voltage of the primary network is carried out using reactive quenching resistance, namely capacitor [2]. The advantage of such converters is the absence of power loss at the quenching resistance. However, such capacitor quenching circuits cannot be used in converters of the type [2] due to the common point of the power mains rectifier and auxiliary rectifier powered by capacitor quenching resistance.

Известны также преобразователи, являющиеся аналогом устройства [1] , у которых для питания схемы управления применяется активный гасящий резистор, рассеивающий существенную мощность [3] . Это устройство является наиболее близким как по технической сущности работы, так и по схемотехнике, к предлагаемому бестрансформаторному преобразователю напряжения. Converters are also known that are analogous to the device [1], in which an active quenching resistor is used to power the control circuit, dissipating significant power [3]. This device is closest both in technical essence of work and in circuitry to the proposed transformerless voltage converter.

Недостатком такого преобразователя является низкая энергетическая эффективность из-за относительно большой мощности, рассеиваемой гасящим резистором. Это приводит также к ухудшению массогабаритных характеристик. The disadvantage of this converter is its low energy efficiency due to the relatively high power dissipated by the quenching resistor. This also leads to a deterioration in weight and size characteristics.

Целью предлагаемого устройства является устранение этого недостатка, а именно увеличение энергетической эффективности бестранформаторного преобразователя, питающегося от переменного напряжения первичной сети. Кроме того, при использовании современных высокоэффективных высоковольтных конденсаторов, может быть достигнуто улучшение массогабаритных характеристик. The purpose of the proposed device is to eliminate this drawback, namely increasing the energy efficiency of the transformerless converter, powered by an alternating voltage of the primary network. In addition, when using modern high-performance high-voltage capacitors, an improvement in weight and size characteristics can be achieved.

Указанная цель достигается тем, что в бестрансформаторный преобразователь введен первый конденсатор, ток которого через зарядный диод от сети переменного напряжения заряжает фильтрующий конденсатор и определяет вспомогательное напряжение для питания схемы управления, а разряд через разрядный диод осуществляет приведение этого конденсатора к нулевым начальным условиям. Кроме того, для снижения пульсаций напряжения питания схемы управления и повышения его величины, в преобразователь введены вторые конденсатор и зарядный и разрядный диоды, где второй конденсатор разряжается и заряжается в противоположный относительно первого конденсатора полупериод переменного напряжения сети. Для повышения стабильности напряжения питания сети параллельно фильтрующему конденсатору включен стабилитрон. This goal is achieved by the fact that the first capacitor is introduced into the transformerless converter, the current of which charges the filter capacitor through the charging diode from the AC mains and determines the auxiliary voltage to power the control circuit, and the discharge through the discharge diode brings this capacitor to zero initial conditions. In addition, to reduce the ripple of the supply voltage of the control circuit and increase its value, a second capacitor and charging and discharge diodes are introduced into the converter, where the second capacitor is discharged and charged in the opposite half of the alternating voltage of the network voltage relative to the first capacitor. To increase the stability of the supply voltage, a zener diode is connected in parallel with the filter capacitor.

На фиг. 1 и 2 приведены схемы бестрансформаторного преобразователя напряжения; на фиг. 3 - временные диаграммы работы преобразователя по схеме фиг. 1. In FIG. 1 and 2 are diagrams of a transformerless voltage converter; in FIG. 3 is a timing diagram of the operation of the converter according to the circuit of FIG. 1.

Преобразователь по схеме фиг. 1 содержит сетевой выпрямитель 1, входные выводы которого соединены с первой 2 и второй 3 сетевой шинами, а выходные выводы положительной 4 и отрицательной 5 полярности напряжения подключены к питающим входам силового каскада преобразователя, условно изображенного в виде последовательного соединения силового трансформатора 6 и силового транзистора 7. В качестве силового каскада может быть использован практически любой известный транзисторный или тиристорный преобразователь постоянного напряжения. База силового транзистора 7 подключена к управляющему импульсному выходу схемы управления 8, временные параметры импульсов которого изменяются в соответствии с сигналом обратной связи - ОС. Питающий вход схемы управления 8 соединен с катодом стабилитрона 9, первым выводом фильтрующего конденсатора 10 и катодом первого зарядного диода 11. Анод диода 11 подключен к катоду первого разрядного диода 12 и через первый конденсатор 13 - к первой сетевой шине 2. Выходной вывод 5 отрицательной полярности сетевого выпрямителя 1 соединен с вторым выводом фильтрующего конденсатора 10, анодом стабилитрона 9 и с общим выводом схемы управления 8. The converter according to the circuit of FIG. 1 contains a network rectifier 1, the input terminals of which are connected to the first 2 and second 3 network buses, and the output terminals of positive 4 and negative 5 voltage polarity are connected to the supply inputs of the power cascade of the converter, conventionally shown as a serial connection of the power transformer 6 and the power transistor 7 Almost any known transistor or thyristor DC-DC converter can be used as a power stage. The base of the power transistor 7 is connected to the control pulse output of the control circuit 8, the time parameters of the pulses of which change in accordance with the feedback signal - OS. The supply input of the control circuit 8 is connected to the cathode of the zener diode 9, the first output of the filtering capacitor 10 and the cathode of the first charging diode 11. The anode of the diode 11 is connected to the cathode of the first discharge diode 12 and through the first capacitor 13 to the first network bus 2. The output terminal 5 of negative polarity network rectifier 1 is connected to the second output of the filtering capacitor 10, the anode of the zener diode 9 and with the common output of the control circuit 8.

Преобразователь по схеме фиг. 2, кроме описанных элементов, содержит второй конденсатор 14, подключенный между второй сетевой шиной 3 и точкой соединения анода и катода вторых зарядного 15 и разрядного 16 диодов, катод и анод которых подключены к катоду и аноду первых зарядного 11 и разрядного 12 диодов. The converter according to the circuit of FIG. 2, in addition to the described elements, contains a second capacitor 14 connected between the second network bus 3 and the connection point of the anode and cathode of the second charging 15 and 16 discharge diodes, the cathode and anode of which are connected to the cathode and anode of the first charging 11 and 12 discharge diodes.

Временные диаграммы на фиг. 3 содержат эпюру 17 - напряжения между сетевыми шинами 2 и 3; эпюру 18 - напряжения между первой шиной 2 и точкой 5 сетевого выпрямителя 1; эпюру 19 - тока через первый конденсатор 13; эпюру 20 - напряжения на фильтрующем конденсаторе 10. Timing diagrams in FIG. 3 contain diagram 17 — voltages between network buses 2 and 3; plot 18 - voltage between the first bus 2 and point 5 of the network rectifier 1; plot 19 - current through the first capacitor 13; plot 20 - voltage on the filter capacitor 10.

Преобразователь напряжения по схеме фиг. 1 работает следующим образом. The voltage converter according to the circuit of FIG. 1 works as follows.

Рассмотрим первый полупериод наличия сетевого напряжения (время от нуля до Т/2 эпюры 17 временных диаграмм фиг. 3). При этом на сетевой шине 2 относительно общего полюса (например, анода первого разрядного диода 12) будет присутствовать положительная полуволна синусоиды, как это показано на эпюре 18 фиг. 3. От этого напряжения должен заряжаться конденсатор 13. Однако ток его заряда появится только после того, как напряжение на шине 2 превысит напряжение вспомогательного источника питания U_В, питающего схему управления 8. После сравнивания этих напряжений откроется диод 11 и конденсатор 13 начнет заряжаться, что приведет к заряду фильтрующего конденсатора 10 и увеличению напряжения на нем (см. эпюру 20 временных диаграмм фиг. 3). Заряд конденсатора 13 будет происходить на протяжении времени Т/4, то есть до тех пор, пока напряжение сети увеличивается. Когда оно достигнет максимума, заряд конденсатора 13 прекратится и начнется его разряд через разрядный диод 12.Consider the first half-cycle of the presence of mains voltage (time from zero to T / 2 of diagram 17 of the time diagrams of Fig. 3). At the same time, a positive half-wave of a sine wave will be present on the network bus 2 relative to the common pole (for example, the anode of the first bit diode 12), as shown in diagram 18 of FIG. 3. The capacitor 13 should be charged from this voltage. However, the current of its charge will appear only after the voltage on the bus 2 exceeds the voltage of the auxiliary power supply U _V supplying the control circuit 8. After comparing these voltages, the diode 11 opens and the capacitor 13 starts to charge, which will lead to the charge of the filtering capacitor 10 and an increase in voltage across it (see plot 20 of the time diagrams of Fig. 3). The charge of the capacitor 13 will occur during the time T / 4, that is, until the mains voltage increases. When it reaches a maximum, the charge of the capacitor 13 will stop and its discharge will begin through the discharge diode 12.

Далее на протяжении времени от Т/2 до Т конденсатора 13 разряжен, так как напряжение на шине 2 (относительно общего полюса) равно нулю диоды 11 и 12 заперты и фильтрующий конденсатор 10 разряжается на схему управления 8, поддерживая на ней напряжение постоянной составляющей. Таким образом осуществляется питание схемы управления 8. Она обеспечивает импульсами силовой транзистор 7, осуществляющим преобразование постоянного напряжения в переменное. Further, over time, from T / 2 to T, the capacitor 13 is discharged, since the voltage on the bus 2 (relative to the common pole) is zero, the diodes 11 and 12 are closed and the filter capacitor 10 is discharged to the control circuit 8, maintaining a constant voltage on it. Thus, power is supplied to the control circuit 8. It provides pulses to the power transistor 7, which converts direct voltage to alternating voltage.

Следовательно, понижение высокого напряжения сетевых шин осуществляется при помощи конденсатора 13, и, при этом, не существует активных потерь мощности, снижающих энергетическую эффективность устройства. Therefore, lowering the high voltage of the network buses is carried out using a capacitor 13, and, at the same time, there are no active power losses that reduce the energy efficiency of the device.

Преобразователь напряжения по схеме фиг. 2 отличается от описанного тем, что на протяжении интервала времени от Т/2 до Т заряжается и разряжается второй конденсатор 14 от сетевой шины 3. Это вызывает как уменьшение пульсаций напряжения питания схемы, так и увеличение его постоянной составляющей примерно в два раза. Процессы включения и выключения диодов 15 и 16 происходят, как и в предыдущем случае, но на интервале времени от Т/2 до Т. The voltage converter according to the circuit of FIG. 2 differs from that described in that, over the time interval from T / 2 to T, the second capacitor 14 is charged and discharged from the network bus 3. This causes both a decrease in the ripple of the supply voltage of the circuit and an increase in its DC component by about a factor of two. The processes of turning on and off the diodes 15 and 16 occur, as in the previous case, but in the time interval from T / 2 to T.

Следовательно, введение вторых конденсатора 14 и диодов 15 и 16 осуществляет двухполупериодную работу схемы выпрямления и снижения пульсаций напряжения питания схемы управления 8, что дает возможность для уменьшения емкости фильтрующего конденсатора 10, а также конденсатора 13. Therefore, the introduction of the second capacitor 14 and the diodes 15 and 16 performs a half-wave operation of the rectification circuit and reduces the ripple of the supply voltage of the control circuit 8, which makes it possible to reduce the capacity of the filtering capacitor 10, as well as the capacitor 13.

Для повышения стабильности напряжения питания схемы управления 8, в частности, при изменении потребляемого тока, применен стабилитрон 9, ток через который (минимальный при максимальной нагрузке, или максимальный при минимальной нагрузке) определяется средним током через конденсатор 13 (или 13 и 14), который, в свою очередь, зависит от угла включения диода 11 (или диодов 11 и 15). А угол включения определяется напряжением стабилизации стабилитрона 9. Импульсные токи через диоды 11 и 15 сглаживаются конденсатором 10 и не влияют на нагрузку стабилитрона 9. To increase the stability of the supply voltage of the control circuit 8, in particular, when the current consumption changes, a zener diode 9 is used, the current through which (minimum at maximum load, or maximum at minimum load) is determined by the average current through capacitor 13 (or 13 and 14), which , in turn, depends on the angle of inclusion of the diode 11 (or diodes 11 and 15). And the inclusion angle is determined by the stabilization voltage of the zener diode 9. The pulse currents through the diodes 11 and 15 are smoothed by the capacitor 10 and do not affect the load of the zener diode 9.

Следовательно, использование предлагаемого устройства дает возможность исключить потери активной мощности на снижение высокого напряжения до уровня напряжения питания схемы управления. При этом возможны два варианта реализации схемы - с однополупериодным и с двухполупериодным режимами работы. В зависимости от конкретных требований при разработке может быть использован один из вариантов. При однополупериодном режиме требуется всего один конденсатор, однако напряжение питания схемы управления в два раза меньше, чем при двухполупериодном режиме, для которого требуется два конденсатора. (56) 1. Патент США N 4837670, кл. H 02 M 3/335, 1989. Therefore, the use of the proposed device makes it possible to eliminate the loss of active power to reduce high voltage to the level of the supply voltage of the control circuit. In this case, two options for implementing the scheme are possible - with half-wave and half-wave modes of operation. Depending on the specific requirements, one of the options may be used during development. In the half-wave mode, only one capacitor is required, however, the supply voltage of the control circuit is half as much as in the half-wave mode, for which two capacitors are required. (56) 1. U.S. Patent No. 4,837,670, cl. H 02 M 3/335, 1989.

2. Авторское свидетельство СССР N 1561171, кл. H 02 M 3/335, 1990. 2. USSR author's certificate N 1561171, cl. H 02 M 3/335, 1990.

3. Заявка Японии N 64-12185, кл. H 02 M 3/335, 1989. 3. Japanese application N 64-12185, cl. H 02 M 3/335, 1989.

Claims

1. TRANSFORMER-FREE VOLTAGE CONVERTER, comprising a network rectifier, the input terminals of which are connected to the first and second network buses, and the output terminals of positive and negative polarity are connected to the supply inputs of the power cascade of the converter, the control input connected to the output of the control circuit, characterized in that the network bus through the first capacitor is connected to the junction point of the anode and cathode of the first charging and discharge introduced diodes, the cathode of the first of which is connected to the power input the control circuit house and through the introduced filter capacitor - with the output terminal of the negative polarity of the network rectifier, the common output of the control circuit and the anode of the discharge diode.

2. The Converter according to claim 1, characterized in that the second network bus through the second input capacitor is connected to the junction point of the anode and cathode of the second charge and discharge introduced diodes, the cathode and anode of which are connected to the cathode and anode of the first charge and discharge diodes, respectively.

3. The converter according to paragraphs. 1 and 2, characterized in that a zener diode is connected in parallel with the filtering capacitor.