RU2007046C1

RU2007046C1 - Acoustooptical receiver

Info

Publication number: RU2007046C1
Authority: RU
Inventors: Виктор Иванович Дикарев; Владимир Михайлович Медведев; Валентин Васильевич Федоров; Иван Тимофеевич Шилим
Original assignee: Виктор Иванович Дикарев; Владимир Михайлович Медведев; Валентин Васильевич Федоров; Иван Тимофеевич Шилим
Priority date: 1991-10-02
Filing date: 1991-10-02
Publication date: 1994-01-30

Abstract

FIELD: radio engineering. SUBSTANCE: acoustooptical receiver has two reception aerials, two mixers, two heterodynes, intermediate frequency amplifier, narrow-band filter, amplitude detector, phase-meter, indicator. It is supplemented with four intermediate frequency amplifiers, five amplitude detectors, three keys, six multipliers, three narrow-band filters, two band-pass filters, two phase-meters, two indicators, laser, collimator, three focusing lenses connected in series and optically matched. EFFECT: improved accuracy of analysis of complex signals. 3 cl, 6 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться для приема сложных сигналов, анализа их амплитудного спектра и пеленгации источника излучения сложных сигналов. The invention relates to radio engineering and can be used to receive complex signals, analysis of their amplitude spectrum and direction finding of the radiation source of complex signals.

Известны устройства для приема сигналов, принцип действия которых основан на использовании параметров, обмотки возбуждения которых соединены с выходом синфазированного генератора; синфазного и квадратурного каналов; ячейки Брэгга; поэлементного приема и преобразования выборок в двоичный код; частотных и фазовых демодуляторов; корреляторов и согласованных фильтров и т. д. Known devices for receiving signals, the principle of which is based on the use of parameters whose field windings are connected to the output of the out-of-phase generator; in-phase and quadrature channels; Bragg cells; element-wise reception and conversion of samples into binary code; frequency and phase demodulators; correlators and matched filters, etc.

Известно устройство [1] , представляющее собой пеленгатор, содержащий две разнесенные системы, два соответствующих усилителя высокой частоты, три смесителя, гетеродин, узкополосный фильтр и усилитель промежуточной частоты. A device [1] is known, which is a direction finder containing two spaced systems, two corresponding high-frequency amplifiers, three mixers, a local oscillator, a narrow-band filter and an intermediate frequency amplifier.

Из известных устройств наиболее близким к данному является устройство [2] , содержащее две приемные антенны, два смесителя, два гетеродина, усилитель промежуточной частоты, узкополосный фильтр, амплитудный детектор, а также последовательно соединенные фазометр и индикатор. Of the known devices, the closest to this is the device [2], which contains two receiving antennas, two mixers, two local oscillators, an intermediate frequency amplifier, a narrow-band filter, an amplitude detector, as well as a phase meter and an indicator connected in series.

Известное устройство [2] , выбранное в качестве прототипа, обладает невысокой точностью. The known device [2], selected as a prototype, has low accuracy.

Техническим результатом, достигаемым с помощью данного изобретения, является расширение функциональных возможностей устройства путем точной и однозначной пеленгации источника излучения сложных сигналов, а также представление результата пеленгации в цифровой форме. The technical result achieved using this invention is to expand the functionality of the device by accurately and unequivocally direction finding the radiation source of complex signals, as well as presenting the result of direction finding in digital form.

Указанный результат достигается тем, что в известное устройство [2] введены второй, третий, четвертый и пятый усилители промежуточной частоты, второй и третий амплитудные детекторы, первый, второй и третий ключи, первый, второй, третий, четвертый, пятый и шестой перемножители, второй, третий и четвертый узкополосные фильтры, первый, второй и третий блоки обработки сигналов, первый и второй полосовые фильтры, второй и третий фазометры, второй и третий индикаторы, а также введены последовательно установленные и оптически сопряженные лазер, коллиматор, первая, вторая и третья ячейки Брэгга, первая, вторая и третья фокусирующие линзы. The specified result is achieved by the fact that the second, third, fourth and fifth amplifiers of intermediate frequency, the second and third amplitude detectors, the first, second and third keys, the first, second, third, fourth, fifth and sixth multipliers are introduced into the known device [2], the second, third and fourth narrow-band filters, the first, second and third signal processing units, the first and second band-pass filters, the second and third phase meters, the second and third indicators, and sequentially mounted and optically coupled laser, count a limator, the first, second and third Bragg cells, the first, second and third focusing lenses.

Кроме того, каждый из трех блоков обработки сигналов содержит последовательно соединенные блок вычитания, сумматор по модулю два и первый мультиплексор, а также второй мультиплексор, последовательно соединенные генератор тактовых импульсов, элемент И, счетчик, первый регистр хранения, цифровой компаратор, второй регистр хранения и индикатор, а также последовательно соединенные n элементов задержки, n перемножителей, n фильтров нижних частот, n блоков сравнения и регистр сдвига, а также дополнительный элемент задержки. In addition, each of the three signal processing units contains a series-connected subtraction unit, an adder modulo two and a first multiplexer, as well as a second multiplexer, a series-connected clock, an AND element, a counter, a first storage register, a digital comparator, a second storage register and indicator, as well as sequentially connected n delay elements, n multipliers, n low-pass filters, n comparison blocks and a shift register, as well as an additional delay element.

Структурная схема устройства представлена на фиг. 1, где обозначено: 1 - первая антенна; 2 - преобразователь частоты; 3 - первый гетеродин; 4 - второй гетеродин; 5 - первый смеситель; 6 - второй смеситель; 7 - первый усилитель промежуточной частоты; 8 - второй усилитель промежуточной частоты; 9 - второй усилитель промежуточной частоты; 10 - четвертый усилитель промежуточной частоты; 11 - пятый усилитель промежуточной частоты; 12 - первый амплитудный детектор; 13 - второй амплитудный детектор; 14 - третий амплитудный детектор; 15 - четвертый амплитудный детектор; 16 - пятый амплитудный детектор; 17 - шестой амплитудный детектор; 18 - лазер; 19 - коллиматор; 20 - первая ячейка Брэгга; 21 - вторая ячейка Брэгга; 22 - третья ячейка Брэгга; 23 - первая фокусирующая линза; 24 - вторая фокусирующая линза; 25 - третья фокусирующая линза; 26 - первый фотодетектор; 27 - второй фотодетектор; 28 - третий фотодетектор; 29 - вторая антенна; 30 - первый перемножитель; 31 - первый узкополосный фильтр; 32 - второй перемножитель; 33 - второй узкополосный фильтр; 34 - первый фазометр; 35 - первый индикатор; 36 - третий перемножитель; 37 - третий узкополосный фильтр; 38 - второй фазометр; 39 - второй индикатор; 40 - четвертый перемножитель; 41 - четвертый узкополосный фильтр; 42 - третий фазометр; 43 - третий индикатор; 44 - пятый перемножитель; 45 - шестой перемножитель; 46 - первый полосовой фильтр; 47 - второй полосовой фильтр; 48 - первый блок обработки сигналов; 49 - второй блок обработки сигналов; 50 - третий блок обработки сигналов. The block diagram of the device is shown in FIG. 1, where indicated: 1 - the first antenna; 2 - frequency converter; 3 - the first local oscillator; 4 - second local oscillator; 5 - the first mixer; 6 - second mixer; 7 - the first intermediate frequency amplifier; 8 - second intermediate frequency amplifier; 9 - a second intermediate frequency amplifier; 10 - the fourth amplifier of the intermediate frequency; 11 - fifth intermediate frequency amplifier; 12 is a first amplitude detector; 13 - second amplitude detector; 14 - the third amplitude detector; 15 - fourth amplitude detector; 16 - fifth amplitude detector; 17 - sixth amplitude detector; 18 - laser; 19 - collimator; 20 - the first Bragg cell; 21 - the second Bragg cell; 22 - the third Bragg cell; 23 - the first focusing lens; 24 - the second focusing lens; 25 - the third focusing lens; 26 - the first photodetector; 27 - second photodetector; 28 - third photodetector; 29 - the second antenna; 30 - the first multiplier; 31 - the first narrow-band filter; 32 - the second multiplier; 33 - the second narrow-band filter; 34 - the first phase meter; 35 - the first indicator; 36 - the third multiplier; 37 - the third narrow-band filter; 38 - second phase meter; 39 - second indicator; 40 - fourth multiplier; 41 - fourth narrow-band filter; 42 - third phase meter; 43 - the third indicator; 44 - the fifth multiplier; 45 - the sixth multiplier; 46 - the first band-pass filter; 47 - second band-pass filter; 48 is a first signal processing unit; 49 is a second signal processing unit; 50 is a third signal processing unit.

На фиг. 2 представлена структурная схема каждого из блоков обработки сигналов; 51 - первый информационный вход блока; 52 - второй информационный вход блока; 53 - блок вычитания; 54 - сумматор по модулю два; 55 - первый мультиплексор; 56 - второй мультиплексор; 57 - многоканальный коррелятор; 58 - n элементов задержки; 59 - блок из n перемножителей; 60 - n фильтров нижних частот; 61 - n блоков сравнения; 62 - регистр сдвига; 63 - генератор тактовых импульсов; 64 - элемент И; 65 - дополнительный элемент задержки; 66 - счетчик; 67 - первый регистр хранения; 68 - цифровой компаратор; 69 - второй регистр хранения; 70 - четвертый индикатор. In FIG. 2 is a structural diagram of each of the signal processing units; 51 - the first information input of the block; 52 - the second information input of the block; 53 - block subtraction; 54 - adder modulo two; 55 - the first multiplexer; 56 - the second multiplexer; 57 - multi-channel correlator; 58 - n delay elements; 59 is a block of n multipliers; 60 - n low-pass filters; 61 - n comparison blocks; 62 - shift register; 63 - clock generator; 64 - element And; 65 is an additional delay element; 66 - counter; 67 - the first storage register; 68 - digital comparator; 69 - the second storage register; 70 is the fourth indicator.

На фиг. 3 представлена частотная диаграмма, поясняющая принцип образования зеркальных каналов приема. In FIG. 3 is a frequency diagram explaining the principle of formation of mirror reception channels.

На фиг. 4 показан принцип пеленгации источника излучения сложных сигналов в одной плоскости фазовым методом. In FIG. 4 shows the principle of direction finding of the radiation source of complex signals in one plane by the phase method.

На фиг. 5 представлена пеленгационная характеристика устройства. In FIG. 5 shows the direction finding characteristic of the device.

На фиг. 6 представлена таблица истинности. In FIG. 6 presents a truth table.

Устройство работает следующим образом. The device operates as follows.

Принцип пеленгации источника излучения сложных сигналов осуществляется фазовым методом, при котором сигналы принимаются двумя антеннами, фазовые центры которых разнесены в пространстве на расстояние d (измерительная база) (фиг. 4). Линия визирования источника излучения сложных сигналов образует угол γ с осью, перпендикулярной к линии, соединяющей обе антенны, т. е. с равносигнальным направлением. Расстояния между приемными антеннами 1, 29 и источником излучения сигналов определяются выражениями
R₁= R+(d/2)sinγ, R₂= R-(d/2)sinγ. Запаздывание сигналов, принимаемых антеннами 1 и 29, определяется разностью хода лучей
ΔR = R₁ - R₂ = d˙ sinγ.The principle of direction finding of the radiation source of complex signals is carried out by the phase method, in which the signals are received by two antennas, the phase centers of which are separated in space by a distance d (measuring base) (Fig. 4). The line of sight of the radiation source of complex signals forms an angle γ with an axis perpendicular to the line connecting both antennas, i.e., with an equal-signal direction. The distances between the receiving antennas 1, 29 and the radiation source of the signals are determined by the expressions
R ₁ = R + (d / 2) sinγ, R ₂ = R- (d / 2) sinγ. The delay of the signals received by antennas 1 and 29 is determined by the difference in the beam path
ΔR = R ₁ - R ₂ = d˙ sinγ.

Разность расстояний ΔR соответствует разности фаз
Δφ= 2Π(ΔR/λ)= 2Π(d/λ)sinγ, где λ - длина волны.The distance difference ΔR corresponds to the phase difference
Δφ = 2Π (ΔR / λ) = 2Π (d / λ) sinγ, where λ is the wavelength.

Это дает возможность определить угол прихода γ радиоволн по измеренной величине фазового сдвига Δφ между сигналами, принимаемыми двумя разнесенными антеннами 1 и 29. This makes it possible to determine the angle of arrival of γ radio waves from the measured phase shift Δφ between the signals received by two spaced antennas 1 and 29.

Последнее выражение показывает, что фазовый сдвиг Δφ обращается в нуль не только при γ = 0, но также и при других углах рассогласования, соответствующих условию
γ = arcsin 2nΠ/Kd , n = 1, 2, 3, . . . K = 2Π/d . Вследствие этого пеленгационная характеристика (фиг. 5)
U_вых(γ)= U₀·cosΔφ = U₀·cos[2Π(d/λ)·sinγ] , где U_o - амплитуда сравниваемых колебаний, получается знакопеременной, обладающей наряду с основным направлением (истинным пеленгом γ_o ), многими ложными направлениями (ложными пеленгами γ₁, γ₂ ). В этом заключается причина неоднозначности измерений фазовым методом.The last expression shows that the phase shift Δφ vanishes not only at γ = 0, but also at other mismatch angles corresponding to the condition
γ = arcsin 2nΠ / Kd, n = 1, 2, 3,. . . K = 2Π / d. As a result, the direction-finding characteristic (Fig. 5)
U _o (γ) = U ₀ · cosΔφ = U ₀ · cos [2Π (d / λ) · sinγ], where U _o is the amplitude of the compared oscillations, it turns out to be alternating with, along with the main direction (the true bearing γ _o ), many false directions (false bearings γ ₁ , γ ₂ ). This is the reason for the ambiguity of measurements by the phase method.

Следовательно, фазовому методу пеленгации свойственно противоречие между требованиями точности пеленгации и однозначности отсчета угла. Действительно, согласно вышеприведенной формуле приемник тем чувствительнее к изменению угла γ , чем больше относительный размер базы d/λ . Однако с ростом d/λ уменьшается значение угловой координаты γ , при котором разность фаз превосходит значение 2π , т. е. наступает неоднозначность отсчета. Consequently, the phase method of direction finding is characterized by a contradiction between the requirements of direction finding accuracy and the uniqueness of the angle reading. Indeed, according to the above formula, the receiver is more sensitive to a change in the angle γ, the larger the relative size of the base d / λ. However, with increasing d / λ, the value of the angular coordinate γ decreases, at which the phase difference exceeds 2π, i.e., the reading is ambiguous.

Исключить неоднозначность пеленгации фазовым методом можно двумя классическими способами:
1) применение остронаправленных антенн;
2) использованием нескольких измерительных баз (многошкальность).The ambiguity of direction finding by the phase method can be eliminated in two classical ways:
1) the use of highly directional antennas;
2) using several measuring bases (multiscale).

Системы пеленгации с остронаправленными антеннами обладают большой дальностью действия и высокой разрешающей способностью по направлению. Однако они требуют источника излучения до начала измерений и его автоматического сопровождения по направлению антенны лучом в процессе измерений. Direction finding systems with highly directional antennas have a long range and high resolution in direction. However, they require a radiation source before the start of measurements and its automatic tracking in the direction of the antenna by the beam during the measurement process.

Многошкальность достигается использованием нескольких измерительных баз. При этом меньшая база образует грубую, но однозначную шкалу отсчета, а большая база - точную, не однозначную шкалу отсчета. Применение многошкального способа устранения неоднозначности пеленгации с помощью разнесенных ненаправленных или слабонаправленных антенн не требует предварительного поиска источника излучения. Однако системы, использующие такой способ, имеют ограниченную дальность действия и сложную антенную систему. Multi-scalability is achieved using several measuring bases. At the same time, a smaller base forms a rough, but unambiguous reference scale, and a large base forms an accurate, ambiguous reference scale. The use of a multiscale method for eliminating the ambiguity of direction finding using spaced omnidirectional or weakly directional antennas does not require a preliminary search for the radiation source. However, systems using this method have a limited range and a complex antenna system.

В данном приемнике для устранения неоднозначности пеленгации источника излучения сложных сигналов используется их корреляционная обработка. In this receiver, to eliminate the ambiguity of direction finding of the radiation source of complex signals, their correlation processing is used.

Напряжение на выходе приемника зависит от угла γ (фиг. 5), однако вследствие того, что косинус - функция - четная, знак напряжения U_вых (γ) не зависит от знака угла γ , т. е. не зависит от стороны отклонения. В данном приемнике указанный недостаток также устраняется.The voltage at the output of the receiver depends on the angle γ (Fig. 5), however, due to the fact that the cosine function is even, the sign of the voltage U _o (γ) does not depend on the sign of the angle γ, i.e., it does not depend on the side of the deviation. In this receiver, this drawback is also eliminated.

Принцип устранения неоднозначности отсчета угловой координаты γ , присущей фазовому методу пеленгации, заключается в корреляционной обработке принимаемых сложных сигналов. При этом разность фаз высокочастотных колебаний, принимаемых двумя антеннами 1 и 29, определяется соотношением: Δφ = 2 Δφ= 2Π(d/λ)·sin γ . The principle of eliminating the ambiguity of reading the angular coordinate γ inherent in the phase direction finding method is to correlate the received complex signals. In this case, the phase difference of the high-frequency oscillations received by the two antennas 1 and 29 is determined by the relation: Δφ = 2 Δφ = 2Π (d / λ) · sin γ.

С другой стороны указанная разность фаз определяется следующим образом: Δφ = 2πf_пр(t + τ_o ) - 2π f_прt = 2π f_пр τ_o , где τ₀= ΔR/c - время запаздывания сигнала, приходимого на одну из антенн, по отношению к сигналу, приходящему на другую антенну;
с - скорость распространения света. Следовательно, приравняв указанные соотношения, получим
2Πf_прτ₀= 2Π(d/λ)sinγ₀= 2Πf_пр(d/c)sinγ₀, τ₀= (d/c)sinγ₀. Таким образом, измерив величину задержки τ_o и зная измерительную базу d, можно однозначно определить значение истинного пеленга:
sin γ_o = c/d·τ₀. .On the other hand, the indicated phase difference is determined as follows: Δφ = 2πf _pr (t + τ _o ) - 2π f _pr t = 2π f _pr τ _o , where τ ₀ = ΔR / c is the delay time of the signal arriving at one of the antennas, in relation to the signal arriving at another antenna;
c is the speed of light propagation. Therefore, equating the indicated relations, we obtain
2Πf _pr τ ₀ = 2Π (d / λ) sinγ ₀ = 2Πf _pr (d / c) sinγ ₀ , τ ₀ = (d / c) sinγ ₀ . Thus, by measuring the delay value τ _o and knowing the measuring base d, we can uniquely determine the value of the true bearing:
sin γ _o = c / d · τ ₀ . .

Минимальное (нулевое) значение τ_o ( τ_o _min= 0) будет соответствовать значению γ_o= 0. Максимальное значение τ_o(τ_omax) будет соответствовать углу γ_o = = 90^о.The minimum (zero) value of τ _o (τ _o _min = 0) will correspond to the value of γ _o = 0. The maximum value of τ _o (τ _omax ) will correspond to the angle γ _o = = 90 ^o .

τ_0max= (d/c)sinγ₀= (d/c)sin 90^°= d/c . Измерив τ_o с помощью корреляционной обработки принимаемых сложных сигналов, можно определить истинный пеленг γ_o . При этом устраняется зависимость результата измерения от несущей (промежуточной) частоты принимаемых сложных сигналов и неоднозначность измерения, присущая фазовому методу пеленгации. Данный приемник обеспечивает измерение τ_o , используя свойство корреляционной функции сложных сигналов.τ _0max = (d / c) sinγ ₀ = (d / c) sin 90 ^° = d / c. By measuring τ _o using the correlation processing of the received complex signals, you can determine the true bearing γ _o . This eliminates the dependence of the measurement result on the carrier (intermediate) frequency of the received complex signals and the ambiguity of the measurement inherent in the phase direction finding method. This receiver provides a measurement of τ _o using the property of the correlation function of complex signals.

Акустооптический приемник работает следующим образом. Acousto-optic receiver operates as follows.

Принимаемые сложные сигналы, например, с фазовой манипуляцией (ФМн) u₁(t) = U_ccos[2π f_ct + φ_k (t) + φ₁ ] ,
u₂(t) = U_c cos[2π f_ct + φ_k (t) + φ ₂ ] , 0 ≅t ≅ T_c, где U_c, f_c, T_c, φ ₁ , φ₂ - амплитуда, несущая частота, длительность и начальные фазы сигналов;
φ_k(t) - манипулируемая составляющая фазы сигналов, отображающая закон фазовой манипуляции, причем φ_k (t) = const при К τ_n< 1< (К + 1) τ_n и может изменяться скачком при t = K τ_n , т. е. на границах между элементарными посылками (К = 1, 2, . . . , N- - 1);
τ_n, N - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлены сигналы длительностью
Т_с (Т_с = N ˙τ_n); с выходов антенн 1 и 29 поступают на первые входы смесителей 5 и 6 соответственно, на вторые входы которых с выходов гетеродинов 3 и 4 подаются напряжения:
u_г1(t) = U_г1 ˙cos(2πf_г1t + φ_г1),
u_г2(t) = U_г2˙ cos(2πf_г2t + φ_г2 ), где U_г1, U_г2, f_г1, f_г2, φ_г1 , φ_г2 - амплитуды, частоты и начальные фазы напряжений гетеродинов.Received complex signals, for example, with phase shift keying (PSK) u ₁ (t) = U _c cos [2π f _c t + φ _k (t) + φ ₁ ],
u ₂ (t) = U _c cos [2π f _c t + φ _k (t) + φ ₂ ], 0 ≅t ≅ T _c , where U _c , f _c , T _c , φ ₁ , φ ₂ is the amplitude, carrier frequency, duration and initial phases of signals;
φ _k (t) is the manipulated component of the phase of the signals, reflecting the law of phase manipulation, and φ _k (t) = const at K τ _n <1 <(K + 1) τ _n and can change stepwise at t = K τ _n , t i.e. at the boundaries between elementary premises (K = 1, 2,..., N- - 1);
τ _n , N is the duration and number of chips from which signals of duration
T _s (T _s = N ˙τ _n ); from the outputs of the antennas 1 and 29 are fed to the first inputs of the mixers 5 and 6, respectively, the second inputs of which are supplied from the outputs of the local oscillators 3 and 4:
u _g1 (t) = U _g1 ˙cos (2πf _g1 t + φ _g1 ),
u _g2 (t) = U _g2 ˙ cos (2πf _g2 t + φ _g2 ), where U _g1 , U _g2 , f _g1 , f _g2 , φ _g1 , φ _g2 are the amplitudes, frequencies, and initial phases of the local oscillator voltages.

Причем частоты f_г1 и f_г2 гетеродинов 3 и 4 разнесены на удвоенное значение промежуточной частоты f_г2 -f_г1 = 2f_пр и выбраны симметричными относительно несущей частоты
f_c - f_г1 = f_г2 - f_c = f_пр. Это обстоятельство приводит к появлению второго зеркального канала на частоте f_з2 (фиг. 3).Moreover, the frequencies f _g1 and f _{g2 of the} local oscillators 3 and 4 are spaced apart by twice the intermediate frequency f _g2 -f _g1 = 2f _pr and are chosen symmetrical with respect to the carrier frequency
f _c - f _g1 = f _g2 - f _c = f _ave . This circumstance leads to the appearance of a second mirror channel at a frequency f _s2 (Fig. 3).

Частота настройки f_н1 и полоса пропускания Δ f₁ усилителей 7, 9 и 11 промежуточной частоты и полосовых фильтров 46 и 47 выбраны следующим образом:
f_н1 = f_пр; Δ f₁ =

f_пр. Частота настройки f_н2 и полоса пропускания Δ f₂ усилителей 8 и 10 промежуточной частоты выбраны следующим образом:
f_н2 = 3f_пр; Δ f₂ =

f_пр. Частота настройки f_н3 узкополосных фильтров 31, 33, 37 и 41 выбрана следующим образом:
f_н3 = 2f_пр. В смесителях 5 и 6 принимаемые ФМн сигналы преобразуются в напряжения следующих частот:
f_c1 = f_c - f_г1 = f_пр
f_c2 = f_г2 - f_c = f_пр, где первый индекс обозначает канал, по которому принимается сигнал; - второй индекс обозначает номер гетеродина, частота которого участвует в преобразовании несущей частоты принимаемого сигнала. Усилителями 7, 9 и 11 промежуточной частоты выделяются следующие напряжения:
u_пр1(t) = U_пр1˙cos[2πt_прt + φ_к(t) + φ_пр1 ] ,
u_пр2(t) = U_пр2˙сos[2 πf_прt - φ_к(t) _-φ_пр2 ] , 0≅ t ≅ tT_c где U_пр1 =

К₁ ˙U_c˙ U_г1;
U_пр2 =

К₁ ˙U_c˙ U_г2,
К - коэффициент передачи смесителей;
f_пр = f_c - f_г1 = f_г2 - f_c - промежуточная частота;
φ_пр1= φ₁-φ_г1; φ_пр2= φ₂-φ_г2.The tuning frequency f _n1 and the passband Δ f _{1 of the}

intermediate frequency amplifiers

7, 9 and 11 and the bandpass filters 46 and 47 are selected as follows:
f _n1 = f _ol _; Δ f ₁ =

f _pr The tuning frequency f _n2 and the passband Δ f _{2 of the} amplifiers 8 and 10 of the intermediate frequency are selected as follows:
f _2n = 3f _straight; Δ f ₂ =

f _pr. Tuning frequency f _{n3 of} narrow-

band filters

31, 33, 37 and 41 is selected as follows:
f _n3 = 2f, _etc. In

mixers

5 and 6, the received PSK signals are converted to voltages of the following frequencies:
f _c1 = f _c - f _g1 = f _ol
f _c2 = f _g2 - f _c = f _ol , where the first index indicates the channel through which the signal is received; - the second index denotes the number of the local oscillator, the frequency of which is involved in the conversion of the carrier frequency of the received signal.

Amplifiers

7, 9 and 11 of the intermediate frequency distinguish the following voltages:
u _pr1 (t) = U _pr1˙ cos [2πt _pr t + φ _к (t) + φ _pr1 ],
u _pr2 (t) = U _pr2˙ cos [2 πf _pr t - φ _к (t) _- φ _pr2 ], 0≅ t ≅ tT _c where U _pr1 =

K ₁ ˙U _c ˙ U _g1 ;
U _pr2 =

By ₁ ˙U _c ˙ U _r2,
K is the transmission coefficient of the mixers;
f _CR = f _c - f _g1 = f _g2 - f _c - intermediate frequency;
φ _pr1 = φ ₁ -φ _g1 ; φ _pr2 = φ ₂ -φ _g2 .

Напряжение u_пр2(t) с выхода усилителя 11 промежуточной частоты поступает на вход амплитудного детектора 12, где выделяется его огибающая, которая поступает на управляющий вход ключа 15, открывая его. Ключи 16, 15 и 17 в исходном состоянии закрыты. При этом напряжение u_пр1(t) с выхода усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 15 поступает на информационный вход 51 блока 48 обработки и на пьезоэлектрический преобразователь ячейки Брэгга 20, где происходит преобразование в акустическое колебание.The voltage u _pr2 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 11 is fed to the input of the amplitude detector 12, where its envelope is allocated, which is fed to the control input of the key 15, opening it. Keys 16, 15 and 17 in the initial state are closed. In this case, the voltage u _pr1 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 7 through the public key 15 is supplied to the information input 51 of the processing unit 48 and to the piezoelectric transducer of the Bragg cell 20, where the conversion to acoustic vibration occurs.

Пучок света лазера 18, сколлимированный коллиматором 19, проходит через ячейки Брэгга 20, 21, 22 и дифрагирует в ячейке Брэгга 20 на акустических колебаниях. The light beam of the laser 18, collimated by the collimator 19, passes through the Bragg cells 20, 21, 22 and diffracts in the Bragg cell 20 on acoustic vibrations.

На пути распространения дифрагируемой части пучка света установлена линза 23. В фокальной плоскости линзы 23 (24, 25), формирующей пространственный спектр принимаемого ФМн сигнала, размещены 26 (27, 28) фотодетекторы. Каждому разрешаемому элементу анализируемого частотного диапазона соответствует свой фотодетектор. A lens 23 is installed on the propagation path of the diffracted part of the light beam. In the focal plane of the lens 23 (24, 25), which forms the spatial spectrum of the received PSK signal, 26 (27, 28) photodetectors are placed. Each resolvable element of the analyzed frequency range has its own photodetector.

Ячейка Брэгга 20 (21, 22) состоит из звукопровода и возбуждающей гиперзвук пьезоэлектрической пластины, выполненной из кристалла ниобата лития соответственно Х и Y - 35^о среза. Это обеспечивает автоматическую подстройку по углу Брэгга и работу ячейки в широком диапазоне частот. Пространственный спектр принимаемого ФМн сигнала фиксируется фотодетектором 26.The Bragg cell 20 (21, 22) consists of a sound duct and a hypersound exciting piezoelectric plate made of a lithium niobate crystal, respectively, X and Y - 35 ^o cut. This provides automatic Bragg angle adjustment and cell operation in a wide frequency range. The spatial spectrum of the received QPSK signal is recorded by the photodetector 26.

Напряжения u_пр1(t) и u_пр2(t) с выходов усилителей 9 и 11 промежуточной частоты поступают соответственно на первые входы ключей 16 и 17. Так как в полосу пропускания Δf₂ усилителей 8 и 10 промежуточной частоты напряжения u_пр1(t) и u_пр2(t) не попадают, то ключи 16 и 17 остаются в закрытом состоянии.The voltage u _pr1 (t) and u _pr2 (t) from the outputs of the amplifiers 9 and 11 of the intermediate frequency are respectively supplied to the first inputs of the switches 16 and 17. Since the passband Δf _{2 of the} amplifiers 8 and 10 of the intermediate frequency frequency voltage u _pr1 (t) and u _pr2 (t) do not fall, then the keys 16 and 17 remain in the closed state.

Напряжение u_пр1(t) и u_пр2(t) с выходов усилителей 7 и 11 промежуточной частоты через открытый ключ 15 одновременно поступают на два входа перемножителя 32, на выходе которого образуется гармоническое колебание:
u₃(t) = U₃ ˙ cos(4 πf_прt + Δφ_г + Δφ₁ ), _0≅t≅Тс, где U₃ =

K₂U_пр1 ˙ U_пр2;
К₂ - коэффициент передачи перемножителя:
f_г2 - f_г1 = 2f_пр; Δφ ₂= φ _г2 - φ _г1 ;
Δφ₁ = φ₁ - φ₂ - разность фаз, определяющая направление на источник излучения ФМн сигнала. Это колебание выделяется узкополосным фильтром 33 и поступает на первый вход фазометра 34.The voltage u _pr1 (t) and u _pr2 (t) from the outputs of the

amplifiers

7 and 11 of the intermediate frequency through the public key 15 simultaneously arrive at two inputs of the multiplier 32, the output of which produces harmonic oscillation:
u ₃ (t) = U ₃ ˙ cos (4 πf _pr t + Δφ _g + Δφ ₁ ), _0≅t≅Тс , where U ₃ =

K ₂ U _pr1 ˙ U _pr2 ;
K ₂ - transmission coefficient of the multiplier:
f _r2 - f _r1 = 2f _straight; Δφ ₂ = φ _g2 - φ _g1 ;
Δφ ₁ = φ ₁ - φ ₂ is the phase difference that determines the direction of the PSK signal to the radiation source. This oscillation is allocated by a narrow-band filter 33 and is fed to the first input of the phase meter 34.

Напряжения u_г1(t) и u_г2(t) с вторых выходов гетеродина 3 и 4 поступают на два входа перемножителя 30, на выходе которого образуется гармоническое колебание
u₄(t) = U₄ ˙cos(4πf_прt + Δφ_г), где U₄ =

K₂˙ U_г1˙ U_г2. Это колебание выделяется узкополосным фильтром 31 и поступает на второй вход фазометра 34, который измеряет разность фаз
Δφ₁= φ₁-φ₂= 2πd/λ˙sinγ . Измеренная разность фаз Δφ₁ регистрируется индикатором 35.Voltages u _g1 (t) and u _g2 (t) from the second outputs of the

local oscillator

3 and 4 are fed to two inputs of the multiplier 30, at the output of which a harmonic oscillation is formed
u ₄ (t) = U ₄ ˙cos (4πf _pr t + Δφ _g ), where U ₄ =

K ₂ ˙ U _g1 ˙ U _g2 . This oscillation is distinguished by a narrow-band filter 31 and is fed to the second input of the phase meter 34, which measures the phase difference
Δφ ₁ = φ ₁ -φ ₂ = 2πd / λ˙sinγ. The measured phase difference Δφ _{1 is} recorded by the indicator 35.

Напряжение u_пр1(t) с выхода усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 15 поступает на информационный вход 51 блока 48 обработки сигналов, а затем через мультиплексор 55 на вход n элементов задержки 58 i, на выходе которой образуется напряжение
u_пр3(t)= u_пр1(t-τ)= U_пр1˙cos[2πf_пр(t-τ)+ φ

t-τ)+φ

, 0 ≅t≅ T

где τ - время задержки линии задержки 58 i; Это напряжение поступает на первые входы n перемножителей 59.The voltage u _pr1 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 7 through the public key 15 is fed to the information input 51 of the signal processing unit 48, and then through the multiplexer 55 to the input n of the delay elements 58 i, the output of which produces a voltage
u _pr3 (t) = u _pr1 (t-τ) = U _pr1 ˙cos [2πf _pr (t-τ) + φ

t-τ) + φ

, 0 ≅t≅ T

where τ is the delay time of the delay line 58 i; This voltage is supplied to the first inputs of n multipliers 59.

Напряжение u_пр2(t) с выхода усилителя 11 промежуточной частоты через информационный вход 52 и мультиплексор 56 подается на вторые входы n перемножителей 59 i, на выходе которых образуются напряжения суммарной и разностной частот. На выходе i-го элемента перемножителя 59 i образуется напряжение, которое будет иметь максимальное значение при условии τ _i= τ_o , где τ _i- время задержки i-го элемента задержки. n фильтрами 60 i нижних частот выделяется напряжение разностной частоты, пропорциональное корреляционной функции R(τ ). Причем напряжение будет максимальным только при τ _i = τ_o [R( τ _o), τ₀≡γ₀ ] , где γ_o - истинный пеленг. Напряжение с выходов n фильтров 60 i нижних частот поступает на входы n блоков 61 i сравнения. В каждом из блоков сравниваются два напряжения: входное U_вх и опорное U_оп. В случае превышения входного напряжения над опорным (U_вхi> U_оп) на выходе i-го компаратора формируется постоянное напряжение, соответствующее логической единице "1". Напряжения с n фильтров 60 i нижних частот подаются на аналоговые компараторы блока 61 i сравнения таким образом, что на два соседних компаратора подается одно и то же напряжение. Причем на один из компараторов в качестве входного напряжения U_вх, а на другой - опорного U_оп. Таким образом, на выходах компараторов образуется параллельный двоичный код, в котором наличие "1" соответствует превышению напряжения в (i + 1)-м канале коррелятора над напряжением в i-м канале. Последовательность единиц двоичного кода соответствует возрастанию корреляционной функции R( τ), а последовательность нулей соответствует спаду корреляционной функции R(τ). Следовательно, последняя единица в двоичном коде будет соответствовать максимальному значению корреляционной функции R( τ_o). Подсчитав количество единиц m двоичного кода, можно определить номер канала, в котором τ_i = τ _o , а следовательно, и значение τ_o .The voltage u _pr2 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 11 through the information input 52 and the multiplexer 56 is supplied to the second inputs of n multipliers 59 i, at the output of which voltages of the total and difference frequencies are generated. At the output of the ith element of the multiplier 59 i, a voltage is generated that will have a maximum value under the condition τ _i = τ _o , where τ _i is the delay time of the ith delay element. n low-pass filters 60 i select the voltage of the difference frequency proportional to the correlation function R (τ). Moreover, the voltage will be maximum only when τ _i = τ _o [R (τ _o ), τ ₀ ≡ γ ₀ ], where γ _o is the true bearing. The voltage from the outputs of n low-pass filters 60 i is supplied to the inputs of n comparison blocks 61 i. Each of the two voltages are compared blocks: an input _Rin and the reference U U _op. If the input voltage exceeds the reference voltage (U _input > U _op ), a constant voltage is generated at the output of the i-th comparator, corresponding to the logical unit "1". The voltages from n low-pass filters 60 i are applied to the analog comparators of the comparison unit 61 i so that the same voltage is applied to two adjacent comparators. Moreover, on one of the comparators as the input voltage U _I , and on the other - the reference U _op . Thus, a parallel binary code is formed at the outputs of the comparators, in which the presence of "1" corresponds to an excess of the voltage in the (i + 1) -th channel of the correlator over the voltage in the i-th channel. The sequence of units of the binary code corresponds to an increase in the correlation function R (τ), and the sequence of zeros corresponds to the decline of the correlation function R (τ). Therefore, the last unit in the binary code will correspond to the maximum value of the correlation function R (τ _o ). By counting the number m units of the binary code, it is possible to determine the channel number in which τ _i = τ _o , and therefore the value of τ _o .

Параллельный двоичный код с выходов аналоговых компараторов n блоков 61 i сравнения поступает на регистр 62 i сдвига, где он преобразуется в последовательный двоичный код. Сдвиг параллельного двоичного кода в регистр 62 сдвига осуществляется подачей на его управляющий вход (вход синхронизации) тактовых импульсов с выхода генератора 63 тактовых импульсов. Счетные импульсы формируются с помощью элемента И 64, на один из входов которого поступают тактовые импульсы с выхода генератора 63, а на другой - последовательный двоичный код с выхода регистра 62 i сдвига. Последовательность счетных импульсов, количество m которых равно числу "1" двоичного кода, поступает на вход счетчика 66, где производится подсчет числа "1". Счет прекращается по окончании последовательности единиц двоичного кода с выхода регистра 62 i сдвига, т. е. при переходе от уровня логической "1" к уровню логического "0". По окончании счета его результат необходимо записать в регистр 67 хранения, а затем перевести счетчик 66 в нулевое состояние. Запись в регистр 67 хранения осуществляется одновременно с окончанием счета управляющим сигналом с выхода регистра 62 i сдвига. Для перевода счетчика 66 в нулевое состояние именно после записи результата счета в регистр 67 хранения управляющий сигнал с выхода регистра 62 i сдвига задерживается элементом 65 задержки и поступает на вход сброса счетчика 66. The parallel binary code from the outputs of the analog comparators of n comparison blocks 61 i is supplied to the shift register 62 i, where it is converted to a serial binary code. The parallel binary code is shifted to the shift register 62 by applying clock pulses to its control input (synchronization input) from the output of the clock generator 63. Counting pulses are generated using the And 64 element, one of the inputs of which receives clock pulses from the output of the generator 63, and the other is a serial binary code from the output of the shift register 62 i. A sequence of counting pulses, the number m of which is equal to the number "1" of the binary code, is fed to the input of the counter 66, where the number "1" is counted. The count is terminated at the end of the sequence of units of the binary code from the output of the shift register 62 i, that is, when moving from the logical level “1” to the logical level “0”. At the end of the count, its result must be recorded in the storage register 67, and then put the counter 66 in the zero state. Record in the storage register 67 is carried out simultaneously with the end of the account by the control signal from the output of the shift register 62 i. To translate the counter 66 to the zero state, it is after writing the count result to the storage register 67 that the control signal from the output of the shift register 62 i is delayed by the delay element 65 and is sent to the reset input of the counter 66.

Значение двоичного кода, записанного в регистре 67 хранения, сравнивается со значением двоичного кода, имеющего в регистре 69 хранения, с помощью цифрового компаратора 68. Это делается для исключения повторной записи одного и того же значения двоичного кода, соответствующего одному и тому же значению истинного пеленга γ_o .The value of the binary code recorded in the storage register 67 is compared with the value of the binary code having in the storage register 69 using the digital comparator 68. This is done to prevent rewriting of the same binary code value corresponding to the same true bearing value γ _o .

Если сравниваемые двоичные коды не равны друг другу, то в цифровом компараторе 68 формируется управляющий сигнал, соответствующий уровню логической "1", который поступает на управляющий вход регистра 69 хранения, разрешая запись нового значения двоичного кода. If the binary codes being compared are not equal to each other, a control signal corresponding to the logic level “1” is generated in the digital comparator 68, which is fed to the control input of the storage register 69, allowing the writing of a new binary code value.

Если сравниваемые двоичные коды равны, то повторной записи в регистре 69 хранения не производится. If the binary codes being compared are equal, then there is no rewriting in the storage register 69.

Следовательно, на выходе регистра 69 хранения формируется двоичный код, равный числу единиц m в последовательном двоичном коде, поступающим с выхода регистра 62 i сдвига (i = 1, 2, . . . , n). Therefore, at the output of the storage register 69, a binary code is generated equal to the number of units m in the serial binary code coming from the output of the shift register 62 i (i = 1, 2, ..., n).

Указанный код соответствует τ _i= τ _o, т. е. значению задержки, при которой корреляционная функция R( τ_o) имеет максимальное значение
τ_o= m τ _з, где m - число единиц в двоичном коде;
τ _з - величина задержки одного элемента многоотводной линии задержки 58 i. Данный код регистрируется индикатором 70.The specified code corresponds to τ _i = τ _o , i.e., the delay value at which the correlation function R (τ _o ) has a maximum value
τ _o = m τ _s, where m is the number of units in binary code;
τ _s - the delay value of one element of the multi-tap delay line 58 i. This code is registered by indicator 70.

Для устранения неоднозначности отсчета угловой координаты γ , обусловленной нечувствительностью пеленгационной характеристики к знаку угла γ (фиг. 5), и правильной работы многоканального коррелятора 57 используется блок 53 вычитания, сумматор 54 по модулю два и два мультиплексора 55 и 56. To eliminate the ambiguity of the reading of the angular coordinate γ, due to the insensitivity of the direction-finding characteristic to the sign of the angle γ (Fig. 5), and the correct operation of the multi-channel correlator 57, a subtraction block 53, an adder 54 modulo two and two multiplexers 55 and 56 are used.

На выходе блока 53 вычитания формируется напряжение, соответствующее уровню логической "1" в том случае, когда u_пр1(t)≠u_пр2(t) (фиг. 4а, в). Если u_пр1(t) ≈ u_пр2(t), (фиг. 4б), то на выходе блока 53 вычитания формируется напряжение, соответствующее уровню логического "0".At the output of the subtraction unit 53, a voltage is generated corresponding to the logic level “1” in the case when u _pr1 (t) ≠ u _pr2 (t) (Fig. 4a, c). If u _CR1 (t) ≈ u _CR2 (t), (Fig. 4b), then the output of the subtraction unit 53 generates a voltage corresponding to the logic level “0”.

Если источник излучения ФМн сигнала находится в правой полуплоскости (фиг. 4а), то на выходе первого блока из n блоков сравнения формируется напряжение, соответствующее уровню логической "1", потому, что при сравнении сигналов первого и второго каналов коррелятора 57 сигнал первого канала имеет большую задержку, чем сигнал второго канала, т. е. ближе расположен к максимальному значению корреляционной функции R( τ_o), и, следовательно, имеет большую задержку. При этом выход усилителя 7 промежуточной частоты через открытый ключ 15, информационный вход 51 и мультиплексор 55 оказывается подключенным к n элементам задержки 58 i, а выход усилителя 11 промежуточной частоты через информационный вход 52 и мультиплексор 56 оказывается подключенным к блоку из n перемножителей 59 i.If the radiation source of the QPSK signal is in the right half-plane (Fig. 4a), then the output of the first block of n comparison blocks generates a voltage corresponding to the logic level “1”, because when comparing the signals of the first and second channels of the correlator 57, the signal of the first channel has a greater delay than the signal of the second channel, that is, closer to the maximum value of the correlation function R (τ _o ), and therefore has a greater delay. The output of the intermediate frequency amplifier 7 through the public key 15, the information input 51 and the multiplexer 55 is connected to n delay elements 58 i, and the output of the intermediate frequency amplifier 11 through the information input 52 and the multiplexer 56 is connected to the block of n multipliers 59 i.

Если источник излучения ФМн сигнала находится в левой полуплоскости (фиг. 4в), то сигнал второго канала коррелятора 57 будет больше сигнала первого канала и на выходе первого блока сравнения формируется напряжение, соответствующее уровню логического "0". В этом случае на выходе сумматора 54 по модулю два формируется управляющий сигнал, соответствующий уровню логической "1". Мультиплексоры 56 под воздействием управляющего сигнала соответствующего уровня логической "1" осуществляют коммутацию приемных каналов, при которой усилитель 7 промежуточной частоты подключается к многоканальному перемножителю 59 i, а усилитель 11 промежуточной частоты - к n элементам 58 i задержки. If the radiation source of the QPSK signal is in the left half-plane (Fig. 4c), then the signal of the second channel of the correlator 57 will be larger than the signal of the first channel and a voltage corresponding to the logic level “0” is generated at the output of the first comparison unit. In this case, at the output of the adder 54 modulo two, a control signal is generated corresponding to the logic level “1”. Multiplexers 56 under the influence of a control signal of the corresponding logical level “1” carry out switching of the receiving channels, in which the intermediate frequency amplifier 7 is connected to the multi-channel multiplier 59 i and the intermediate frequency amplifier 11 is connected to n delay elements 58 i.

Если источник излучения ФМн сигнала находится на равносигнальном направлении (фиг. 4б), то переключение приемных каналов не происходит. Коммутация приемных каналов осуществляется согласно таблице истинности (фиг. 6). If the radiation source of the PSK signal is on the equal signal direction (Fig. 4b), then the switching of the receiving channels does not occur. Switching of the receiving channels is carried out according to the truth table (Fig. 6).

Описанная выше работа приемника соответствует случаю приема ФМн сигналов по основному каналу на частоте f_c (фиг. 3). При этом амплитудный спектр принимаемого ФМн сигнала анализируется фотодетектором 26, а индикаторы 35 и 70 фиксируют разность фаз Δφ₁ и величину задержки τ_o в цифровой форме, определяющие направление на источник излучения.The operation of the receiver described above corresponds to the case of receiving the PSK signals on the main channel at a frequency f _c (Fig. 3). In this case, the amplitude spectrum of the received PSK signal is analyzed by the photodetector 26, and the indicators 35 and 70 record the phase difference Δφ ₁ and the delay value τ _o in digital form, which determine the direction to the radiation source.

Если ФМн сигналы принимаются по первому зеркальному каналу на частоте f_з1:
u₅(t) = U_з1 ˙cos[2π f_з1t + φ_k(t) + φ₅ ] ,
u₆(t) = U_з1 ˙cos[2π f_з1t + φ_k (t) + φ₆ ] , 0≅t≅ Т_з, то в смесителях 5 и 6 они преобразуются в напряжения следующих частот:
f₁₁ = f_г1 - f_з1 = f_пр,
f₁₂ = f_г2 - f_з1 = 3f_пр, которые попадают в полосы пропускания Δf₁ и Δf₂ усилителей 7, 9 и 10 промежуточной частоты:
u_пр4(t) = U_пр4˙ cos[2πf_прt - φ_k(t) - φ_пр4 ] ,
u_пр5(t) = U_пр5˙ cos[2πf_прt - φ_k(t) - φ_пр5 ] , 0≅t≅T_з1, где U_пр4 =

К₁˙ U_з1˙ U_г1;
U_пр5 =

К₁˙ U_з1˙ U_г2;
f_пр = f_г1 - f_з1; 3f_пр = f_г2 - f_з1;
φ_пр4= φ _г1-φ₅; φ_пр5= φ_г2-φ₆ . Напряжение U_пр5(t) с выхода усилителя 10 промежуточной частоты поступает на вход амплитудного детектора 14, где оно детектируется и поступает на управляющий вход ключа 16, открывая его. При этом напряжение u_пр4(t) с выхода усилителя 9 промежуточной частоты через открытый ключ 16 поступает на пьезоэлектрический преобразователь ячейки Брэгга 21, где происходит его преобразование в акустическое колебание.If the QPSK signals are received on the first mirror channel at a frequency f _s1 :
u ₅ (t) = U _Z1 ˙cos [2π f _P1 _{t + φ k (t) +} φ _5]
₆ u (t) = U _Z1 ˙cos [2π f _P1 _{t + φ k (t) +} φ _6], 0≅t≅ T _s, the

mixers

5 and 6 are converted to voltage following frequencies:
f ₁₁ = f _g1 - f _s1 = f _ol ,
f _r2 = f ₁₂ - f _Z1 = 3f, _etc., which fall within the bandwidth Δf ₁ and Δf ₂ amplifiers 7, 9 and 10 of the intermediate frequency:
u _CR4 (t) = U _CR4˙ cos [2πf _CR _pr t - φ _k (t) - φ _CR4 ],
_np5 u (t) = U _pr5˙ cos [2πf _ave _{t - φ k (t) -} φ _np5], 0≅t≅T _P1, where U = _WP4

K ₁ ˙ U _z1 ˙ U _g1 ;
U _pr5 =

K ₁ ˙ U _z1 ˙ U _g2 ;
f _ol = f _g1 - f _z1 ; 3f _pr _r2 = f - f _P1;
φ _pr4 = φ _g1 -φ ₅ ; _np5 φ = φ ₆ -φ _r2. The voltage U _pr5 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 10 is fed to the input of the amplitude detector 14, where it is detected and fed to the control input of the switch 16, opening it. In this case, the voltage u _CR4 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 9 through the public key 16 is supplied to the piezoelectric transducer of the Bragg cell 21, where it is converted into acoustic vibration.

Напряжения u_пр4(t) и u_пр5(t) одновременно поступают на два входа перемножителя 36, на выходе которого образуется гармоническое колебание
u₇(t) = U₇ ˙ cos(4πf_прt + Δφ_г + Δφ ₂); 0≅t≅Т_з1 где U₇ =

K₂˙ U_пр4 ˙U_пр5; Δφ₂= φ₅-φ₆ . Это колебание выделяется узкополосным фильтром 37 и поступает на первый вход фазометра 38, на второй вход которого подается напряжение u₄(t) с выхода узкополосного фильтра 31. Измеряемая фазометром 38 разность фаз Δφ₂ фиксируется индикатором 39.Voltages u _CR4 (t) and u _CR5 (t) simultaneously arrive at two inputs of the multiplier 36, at the output of which a harmonic oscillation is formed
u ₇ (t) = U ₇ ˙ cos (4πf _pr t + Δφ _g + Δφ ₂ ); 0≅t≅T _P1 where U = ₇

K ₂ ˙ U _pr4 ˙U _pr5; Δφ ₂ = φ ₅ -φ ₆ . This oscillation is distinguished by a narrow-band filter 37 and is fed to the first input of the phase meter 38, the second input of which is supplied with voltage u ₄ (t) from the output of the narrow-band filter 31. The phase difference Δφ ₂ measured by the phase meter 38 is fixed by indicator 39.

В этом случае ФМн сигнал, принимаемый по первому зеркальному каналу на частоте f_з1, анализируется фотодетектором 27, индикатор 39 фиксирует разность фаз Δφ₂ , определяющую направление на источник излучения, а временная задержка определяется с помощью блока 49 обработки сигналов.In this case, the QPSK signal received at the first mirror channel at a frequency f _s1 is analyzed by the photodetector 27, the indicator 39 fixes the phase difference Δφ ₂ determining the direction to the radiation source, and the time delay is determined using the signal processing unit 49.

Напряжение u_пр(t) с выхода усилителя 9 промежуточной частоты через открытый ключ 16 одновременно поступает на первый вход блока 49 обработки. Напряжение u_пр5(t) с выхода усилителя 10 промежуточной частоты одновременно поступает на первый вход перемножителя 44, на второй вход которого подается напряжение u₄(t) с выхода узкополосного фильтра 31. На выходе перемножителя 44 образуется напряжение
u₈(t) = U₈ ˙cos[2πf_прt - φ_к(t)-φ_пр5-Δφ_г] , где U₈ = 1/2 K₂˙ U_пр5˙ U₄; которое выделяется полосовым фильтром 46 и поступает на второй вход блока 49 обработки сигналов. Перемножитель 44 и полосовой фильтр 46 предназначены для вырабатывания по частоте напряжений, поступающих на два входа блока 49 обработки.The voltage u _CR (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 9 through the public key 16 is simultaneously supplied to the first input of the processing unit 49. The voltage u _pr5 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 10 is simultaneously supplied to the first input of the multiplier 44, the second input of which is supplied with the voltage u ₄ (t) from the output of the narrow-band filter 31. A voltage is generated at the output of the multiplier 44
u ₈ (t) = U ₈ ˙cos [2πf _pr t - φ _к (t) -φ _pr5 -Δφ _g ], where U ₈ = 1/2 K ₂ ˙ U _pr5 ˙ U ₄ ; which is allocated by a band-pass filter 46 and fed to the second input of the signal processing unit 49. The multiplier 44 and the bandpass filter 46 are designed to generate a frequency of voltages supplied to the two inputs of the processing unit 49.

Если ФМн сигналы принимаются по второму зеркальному каналу на частоте f_з2
u₉(t) = U_з2˙ cos[2π f_з2t + φ_к (t) + φ₉ ] ,
u₁₀(t) = U_з2 ˙сos[2π f_з2t + φ_к(t) + φ₁₀ ] 0≅t≅T_з2, то в смесителях 5 и 6 они преобразуются в напряжения следующих частот:
f₂₂ = f_з2 - f_г2 = f_пр;
f₂₁ = f_з2 - f_г1 = 3f_пр, которые попадают в полосы пропускания Δf₁ и Δf₂ усилителей 11 и 8 промежуточной частоты
u_пр6(t) = U_пр6 ˙cos[2π f_прt + φ_к(t) + φ _пр6 ] ,
u_пр7(t) = U_пр7˙cos[2πf_прt + φ_к (t) + φ_пр7 ] , 0≅t≅T_з2, где U_пр6 =

К₁˙ U_з2˙ U_г2;
U_пр7 =

К˙ U_з2 ˙ U_г1;
f_пр = f_з2 - f_г2; 3f_пр = f_з2 - f_г1;
φ_пр6= φ₉-φ_г2; φ_пр7= φ₉-φ_г1 ; Напряжение u_пр7(t) с выхода усилителя 8 промежуточной частоты поступает на вход амплитудного детектора 13, где оно детектируется и поступает на управляющий вход ключа 17, открывая его. При этом напряжение u_пр6(t) с выхода усилителя 11 промежуточной частоты через открытый ключ 17 поступает на пьезоэлектрический преобразователь ячейки Брэгга 22, где происходит его преобразование в акустическое колебание.If the PSK signals are received on the second mirror channel at a frequency f _s2
u ₉ (t) = U _З2 ˙ cos [2π f _З2 t + φ _к (t) + φ ₉ ],
₁₀ u (t) = U _s2 ˙sos [2π f t + φ _s2 _to (t) + φ _10] 0≅t≅T _s2, the

mixers

5 and 6 are converted to voltage following frequencies:
f ₂₂ = f _z2 - f _g2 = f _ol ;
f ₂₁ = f _s2 - f _r1 = 3f, _etc., which fall within the bandwidth Δf ₁ and Δf ₂ amplifiers 11 and 8 of the intermediate frequency
u _pr6 (t) = U _pr6 ˙cos [2π f _pr t + φ _к (t) + φ _pr6 ],
u _pr7 (t) = U _pr7 ˙cos [2πf _pr t + φ _к (t) + φ _pr7 ], 0≅t≅T _s2 , where U _pr6 =

K ₁ ˙ U _z2 ˙ U _g2 ;
U _pr7 =

K˙ U _P2 U ˙ _r1;
f _ol = f _z2 - f _g2 ; 3f _ave = f _s2 - f _d1;
φ _pr6 = φ ₉ -φ _g2 ; φ _pr7 = φ ₉ -φ _g1 ; The voltage u _pr7 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 8 is fed to the input of the amplitude detector 13, where it is detected and fed to the control input of the key 17, opening it. In this case, the voltage u _pr6 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 11 through the public key 17 is supplied to the piezoelectric transducer of the Bragg cell 22, where it is converted into acoustic vibration.

Напряжения u_пр6(t) и u_пр7(t) одновременно поступают на два входа перемножителя 40, на выходе которого образуется гармоническое колебание
u₁₁(t) = U₁₁˙ cos[4π f_прt + Δφ_г + Δφ₃ ), 0≅t≅ T_з2, где U₁₁ = 1/2 K₂˙ U_пр6˙ U_пр7;
Δφ₃= φ₉-φ₁₀. Это колебание выделяется узкополосным фильтром 41 и поступает на первый вход фазометра 42, на второй вход которого подается гармоническое колебание u₄(t) с выхода узкополосного фильтра 31.Voltages u _CR6 (t) and u _CR7 (t) simultaneously arrive at two inputs of the multiplier 40, at the output of which a harmonic oscillation is formed
u ₁₁ (t) = U ₁₁ ˙ cos [4π f _pr t + Δφ _g + Δφ ₃ ), 0≅t≅ T _s2 , where U ₁₁ = 1/2 K ₂ ˙ U _pr6 ˙ U _pr7 ;
Δφ ₃ = φ ₉ -φ ₁₀ . This oscillation is allocated by the narrow-band filter 41 and is fed to the first input of the phasemeter 42, the second input of which is fed into the harmonic oscillation u ₄ (t) from the output of the narrow-band filter 31.

Измеряемая фазометром 42 разность Δφ₃ фиксируется индикатором 43. Напряжение u_пр6(t) с выхода усилителя 11 через открытый ключ 17 одновременно поступает на первый вход блока 50 обработки сигналов. Напряжение u_пр7(t) с выхода усилителя 8 промежуточной частоты одновременно поступает на первый вход перемножителя 45, на второй вход которого с выхода узкополосного фильтра 31 подается напряжение u₄(t). На выходе перемножителя 45 образуется напряжение
u₁₂(t) = U₁₂ ˙cos[2πf_прt + φ_к(t) + φ_пр7 - Δφ₁] , 0≅t≅T_з2, где U₁₂ = 1/2 K₂˙ U_пр7˙ U₄, которое выделяется полосовым фильтром 47 и поступает на второй вход блока 50 обработки.The difference Δφ ₃ measured by the phasometer 42 is fixed by the indicator 43. The voltage u _pr6 (t) from the output of the amplifier 11 through the public key 17 is simultaneously supplied to the first input of the signal processing unit 50. The voltage u _pr7 (t) from the output of the intermediate frequency amplifier 8 is simultaneously supplied to the first input of the multiplier 45, the second input of which is supplied from the output of the narrow-band filter 31 with the voltage u ₄ (t). At the output of the multiplier 45, a voltage is generated
u ₁₂ (t) = U ₁₂ ˙cos [2πf _pr t + φ _к (t) + φ _pr7 - Δφ ₁ ], 0≅t≅T _s2 , where U ₁₂ = 1/2 K ₂ ˙ U _pr7 ˙ U ₄ , which is allocated by the band-pass filter 47 and fed to the second input of the processing unit 50.

В этом случае ФМн сигнал, принимаемый по второму зеркальному каналу на частоте f_з2, анализируется матрицей 28 фотодетекторов, индикатор 43 фиксирует разность фаз Δφ₃ , определяющую направление на источник излучения, а временная задержка в цифровой форме определяется с помощью блока 50 обработки.In this case, the QPSK signal received at the second mirror channel at a frequency f _s2 is analyzed by a photodetector array 28, an indicator 43 captures the phase difference Δφ ₃ determining the direction to the radiation source, and the time delay in digital form is determined using the processing unit 50.

Если ФМн сигналы одновременно принимаются по основному каналу на частоте f_с и по зеркальным каналам на частотах f_з1 и f_з2, то в работе участвуют все блоки приемника.If the PSK signals are simultaneously received on the main channel at a frequency f _s and on mirror channels at frequencies f _s1 and f _s2 , then all receiver blocks are involved.

Таким образом, данный приемник по сравнению с прототипом обеспечивает повышение точности пеленгации источника излучения сложных сигналов. Это достигается увеличением измерительной базы d. Возникающая при этом неоднозначность отсчета угловой координаты γ , присущая фазовому методу пеленгации, и зависимость результатов пеленгации от несущей (промежуточной) частоты принимаемых сложных сигналов, устраняются корреляционной обработкой указанных сигналов. Thus, this receiver in comparison with the prototype provides improved accuracy of direction finding of the radiation source of complex signals. This is achieved by increasing the measuring base d. The resulting ambiguity in reading the angular coordinate γ inherent in the phase direction finding method and the dependence of the direction finding results on the carrier (intermediate) frequency of the received complex signals are eliminated by correlation processing of these signals.

Кроме того, данное устройство позволяет представить результаты пеленгации в цифровой форме, что обеспечивает возможность для их длительного хранения, передачи на большие расстояния по каналам связи и сопряжения с вычислительной техникой. (56) Основы радиоуправления. Под ред. Венцеля В. А. и Типугина В. Н. М. : Советское радио, 1973, с. 168-169. In addition, this device allows you to present the results of direction finding in digital form, which provides the opportunity for their long-term storage, transmission over long distances through communication channels and interfacing with computer technology. (56) Fundamentals of radio control. Ed. Wenzel V.A. and Tipugin V.N.M.: Soviet Radio, 1973, p. 168-169.

Основы радиоуправления. Под ред. Венцеля В. А. и Типугина В. Н. М. : Советское радио, 1973, с. 166-167. The basics of radio control. Ed. Wenzel V.A. and Tipugin V.N.M.: Soviet Radio, 1973, p. 166-167.

Claims

1. ACOUSTOPTIC RECEIVER, containing two receiving antennas, two mixers, two local oscillators, the first intermediate frequency amplifier, the first narrow-band filter, the first amplitude detector, as well as the first phase meter and the first indicator connected in series, the first input of the first mixer connected to the output of the first antenna, the second input is with the first output of the first local oscillator, the first input of the second mixer is connected to the output of the second antenna, and the second input is with the first output of the second local oscillator, characterized in that the second tiy, fourth and fifth intermediate frequency amplifiers, detectors, first, second and third switches, first, second, third, fourth, fifth and sixth multipliers, second, third and fourth narrow-band filters, first, second and third signal processing units, first and the second bandpass filters, the second and third phase meters, the second and third indicators, as well as the sequentially installed and optically coupled laser, a collimator, the first, second and third Bragg cells, the second optical outputs of each of which are optically coupled with first, second and third focusing lenses, respectively, the optical outputs of each of which are optically coupled to the inputs of the first, second and third photodetectors, respectively, the output of the first mixer is connected to the inputs of the first, second and third amplifiers of intermediate frequency, the first input of the first multiplier is connected to the second output of the first the local oscillator, the second input is the output of the second local oscillator, and the output is the input of the first narrow-band filter, the output of which is connected to the input of the first phase meter, the first input of the sixth multiplier, the first input of the second phase meter, the first input of the third phase meter and the first input of the fifth multiplier, the output of which is connected to the input of the first bandpass filter, the output of the second mixer is connected to the inputs of the fourth and fifth amplifiers of intermediate frequency, the first input of the first key is connected to the output of the first intermediate frequency amplifier , the second input is with the output of the third amplitude detector, and the output is connected to the first input of the second multiplier, the first input of the first signal processing unit, and also to the electric the input of the first Bragg cell, the output of the third intermediate frequency amplifier is connected to the first input of the second key, the second input of which is connected to the output of the first amplitude detector, and the output of the second key is connected to the first input of the third multiplier, the first input of the second signal processing unit and the electrical input of the second cell Bragg, the output of the second intermediate frequency amplifier is connected to the input of the second amplitude detector and the first input of the fourth multiplier, the output of which is connected to the input of the second a band-pass filter, the output of the fourth intermediate frequency amplifier is connected to the input of the first amplitude detector, with the second input of the third multiplier, as well as with the second input of the fifth multiplier, the first input of the third key is connected to the output of the second amplitude detector, the second input is with the output of the fifth intermediate frequency amplifier, the output of which is connected to the input of the third amplitude detector, with the second input of the second multiplier and the second input of the third signal processing unit, the output of the third key is connected to the second with the input of the fourth multiplier, the first input of the third signal processing unit, and also with the electrical input of the third Bragg cell, the input of the third narrow-band filter is connected to the output of the third multiplier, the output is with the second input of the second phase meter, the output of which is connected to the input of the second indicator, the output of the second multiplier connected to the input of the second narrow-band filter, the output of which is connected to the second input of the third phase meter, the output of which is connected to the input of the third indicator, the output of the fourth narrow-band filter The frame is connected to the second input of the first phase meter, the output of the first bandpass filter is connected to the second input of the second signal processing unit, and the output of the second bandpass filter is connected to the second input of the third signal processing unit.

2. The receiver according to claim 1, characterized in that each of the three signal processing units contains a series-connected subtraction unit, an adder modulo two and a first multiplexer, as well as a second multiplexer, a series-connected clock, an AND element, a counter, a first register storage, a digital comparator, a second storage register and an indicator, as well as connected in series n delay elements, n multipliers, n low-pass filters, n comparison blocks and a shift register, an additional delay element, moreover, the output of the clock pulse generator is connected to the control input of the shift register, the output of which is connected to the second input of the first storage register, with the second input of the And element and the input of the additional delay element, the output of which is connected to the second input of the counter, the output of the second storage register is connected to the second input of the digital comparator, the output of the adder modulo two is connected to the first input of the second multiplexer, the output of which is connected to the second input of the block of n multipliers, the output of the first of n comparison blocks with it is single with the second adder input modulo two, the output of the first multiplexer is connected to the control input of n delay elements, the second inputs of the first multiplexer, the subtraction unit and the second multiplexer are the first inputs of the signal processing unit, the second inputs of which are the third input of the first multiplexer, the first input of the subtraction unit and the third input of the second multiplexer, and the second inputs of n comparison blocks are connected to the corresponding n + 1 outputs of the low-pass filters.