RU139331U1 - ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER - Google Patents

ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER Download PDF

Info

Publication number
RU139331U1
RU139331U1 RU2013148246/07U RU2013148246U RU139331U1 RU 139331 U1 RU139331 U1 RU 139331U1 RU 2013148246/07 U RU2013148246/07 U RU 2013148246/07U RU 2013148246 U RU2013148246 U RU 2013148246U RU 139331 U1 RU139331 U1 RU 139331U1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
load
current
transistor
voltage
stabilizer
Prior art date
Application number
RU2013148246/07U
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Владимир Викторович Подгорный
Original Assignee
Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Волгоградский государственный университет"
Владимир Викторович Подгорный
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Волгоградский государственный университет", Владимир Викторович Подгорный filed Critical Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Волгоградский государственный университет"
Priority to RU2013148246/07U priority Critical patent/RU139331U1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU139331U1 publication Critical patent/RU139331U1/en

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Регулируемый стабилизатор постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа, содержащий интегральную микросхему ШИМ-контроллера, внешние элементы DC-DC преобразователя понижающего типа, образующие чопперную схему, отличающийся тем, что нагрузка стабилизатора включена последовательно с линейным регулятором тока на n-канальном МДП-транзисторе с индуцированным каналом и шунтом, причем одна клемма нагрузки подключена к выходу чопперной схемы, другая клемма нагрузки подключена к стоку транзистора, с которого подается постоянное напряжение на вход обратной связи ШИМ-контроллера, исток транзистора соединяется с шунтом, вторая клемма шунта соединяется с общим проводом схемы, а на затвор транзистора подается управляющее напряжение.Adjustable DC load stabilizer of a pulsed DC-DC buck converter containing an PWM controller integrated circuit, external elements of a buck-down DC-DC converter forming a chopper circuit, characterized in that the stabilizer load is connected in series with a linear current regulator on an n-channel MIS a transistor with an induced channel and a shunt, moreover, one load terminal is connected to the output of the chopper circuit, the other load terminal is connected to the drain of the transistor, from which A constant voltage is applied to the feedback input of the PWM controller, the source of the transistor is connected to the shunt, the second terminal of the shunt is connected to the common wire of the circuit, and the control voltage is applied to the transistor gate.

Description

Полезная модель относится к электрическим устройствам для преобразования энергии постоянного тока на входе в энергию постоянного тока на выходе и предназначена для использования в системах энергоснабжения для преобразования входной энергии постоянного тока в выходную энергию требуемого вида, а также управление или регулирование таких устройств. Может использоваться в системах электропитания светоизлучающих полупроводниковых диодов (лазерных или сверхярких), в качестве зарядного устройства аккумуляторных батарей, источника питания установок для нанесения гальванических покрытий или в качестве лабораторного источника регулируемого стабилизированного постоянного тока.The invention relates to electrical devices for converting direct current energy at the input to direct current energy at the output and is intended for use in power supply systems for converting direct current input energy to the desired type of output energy, as well as controlling or regulating such devices. It can be used in power supply systems for light-emitting semiconductor diodes (laser or superbright), as a battery charger, a power source for galvanic coating plants, or as a laboratory source of regulated stabilized direct current.

Известно устройство «Switching DC-DC converter» [1], которое является импульсным источником питания понижающего типа повышенной мощности. Устройство реализовано на основе интегральной микросхемы DC-DC преобразователя МС34063, включенной по схеме понижающего преобразователя (чопперная схема). Цепь обратной связи на основе резистивного делителя напряжения реализует режим стабилизации выходного напряжения постоянного тока. Использование в качестве силового ключа дополнительного биполярного транзистора p-n-p или n-p-n типа позволяет существенно увеличить выходную мощность преобразователя и уменьшить нагрев интегральной микросхемы МС34063.A device is known "Switching DC-DC converter" [1], which is a switching power supply of a decreasing type of high power. The device is implemented on the basis of an integrated microcircuit DC-DC converter MC34063, included in the down-converter circuit (chopper circuit). A feedback circuit based on a resistive voltage divider implements the stabilization mode of the DC output voltage. The use of an additional p-n-p or n-p-n type bipolar transistor as a power switch can significantly increase the output power of the converter and reduce the heating of the MC34063 integrated circuit.

Однако использование устройства [1] в качестве регулируемого стабилизатора постоянного тока не предусмотрено.However, the use of the device [1] as an adjustable DC stabilizer is not provided.

Наиболее близким техническим решением является «Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“CCM”) and discontinuous conduction mode (“DCM”) operation» [2], которое предназначено для питания линеек сверхярких светоизлучающих диодов (LED).The closest technical solution is “Adjustable constant current source with continuous conduction mode (“ CCM ”) and discontinuous conduction mode (“ DCM ”) operation” [2], which is designed to power the rulers of superbright light-emitting diodes (LEDs).

В прототипе используется DC-DC импульсный преобразователь понижающего типа (чопперная схема) без дополнительного, сглаживающего пульсации тока, конденсатора, поэтому схема стабилизирует лишь средний ток нагрузки. Пульсации тока предлагаемой схемы велики, особенно в режиме разрывных токов катушки индуктивности (DCM). Кроме того, для управления ключом используются дополнительные управляющие интегральные микросхемы, конкретный тип которых не указывается.The prototype uses a DC-DC pulsed step-down converter (chopper circuit) without an additional smoothing current ripple capacitor, so the circuit only stabilizes the average load current. The current ripples of the proposed circuit are large, especially in the mode of discontinuous currents of the inductor (DCM). In addition, to control the key, additional control integrated circuits are used, the specific type of which is not indicated.

Целью полезной модели является значительное уменьшение пульсаций тока нагрузки до требуемой малой величины путем введения в схему сглаживающего конденсатора, который подключается параллельно цепи нагрузки источника, а также реализация регулировки тока нагрузки в пределах от единиц мА до нескольких Ампер с помощью n-канального МДП-транзистора с индуцированным каналом.The purpose of the utility model is to significantly reduce the ripple of the load current to the required small value by introducing a smoothing capacitor into the circuit, which is connected in parallel with the source load circuit, as well as realizing the adjustment of the load current from mA to several amperes using an n-channel MOS transistor with induced channel.

Технический результат достигается путем использования для стабилизации тока нагрузки типовой микросхемы ШИМ-контроллера, включенной в схему DC-DC импульсного преобразователя понижающего типа. Для регулировки тока нагрузки используется линейный регулятор на n-канальном МДП-транзисторе с индуцированным каналом, который включен последовательно с нагрузкой.The technical result is achieved by using to stabilize the load current a typical PWM controller microcircuit included in the DC-DC circuit of a pulsed down converter. To adjust the load current, a linear regulator is used on the n-channel MOS transistor with an induced channel, which is connected in series with the load.

Сущность технического решения заключается в следующем: Регулируемый стабилизатор постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа, содержит интегральную микросхему ШИМ-контроллера, внешние элементы DC-DC преобразователя понижающего типа, образующие чопперную схему и нагрузку, включенную последовательно с линейным регулятором тока на n-канальном МДП-транзисторе с индуцированным каналом и шунтом. Одна клемма нагрузки подключена к выходу чопперной схемы, другая клемма нагрузки подключена к стоку транзистора, с которого подается постоянное напряжение на вход обратной связи ШИМ-контроллера. Исток транзистора соединяется с шунтом, вторая клемма шунта соединяется с общим проводом схемы. На затвор транзистора подается управляющее напряжение.The essence of the technical solution is as follows: An adjustable DC load stabilizer of a pulsed DC-DC converter of a step-down type, contains an integrated circuit of a PWM controller, external elements of a DC-DC converter of a step-down type, forming a chopper circuit and a load connected in series with a linear current regulator by n channel MOS transistor with induced channel and shunt. One load terminal is connected to the output of the chopper circuit, another load terminal is connected to the drain of the transistor, from which a constant voltage is supplied to the feedback input of the PWM controller. The source of the transistor is connected to the shunt, the second terminal of the shunt is connected to the common wire of the circuit. A control voltage is applied to the transistor gate.

На фиг. 1 показана электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа, включающего чопперный стабилизатор 1, нагрузку 2, регулятор тока 3 и шунт 4. На фиг. 2 показана вольтамперная характеристика регулятора тока 3. На фиг. 3 показана осциллограмма временной зависимости тока нагрузки 2 при управлении регулятором тока 3 периодическими импульсами напряжения. На фиг. 4 показана электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока на основе импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с чопперным стабилизатором 1. реализованном на ШИМ-контроллере МС34063. На фиг. 5 показана электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока на основе импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с чопперным стабилизатором 1, реализованном на ШИМ-контроллере МС34063, с ручным заданием тока стабилизации. Устройство работает следующим образом.In FIG. 1 shows an electric circuit of an adjustable DC load stabilizer of a pulsed DC-DC buck converter, including chopper stabilizer 1, load 2, current regulator 3, and shunt 4. FIG. 2 shows the current-voltage characteristic of the current regulator 3. In FIG. Figure 3 shows the waveform of the time dependence of the load current 2 when controlling the current regulator 3 by periodic voltage pulses. In FIG. Figure 4 shows the electric circuit of an adjustable DC stabilizer based on a pulsed DC-DC buck-type converter with a chopper stabilizer 1. implemented on the MC34063 PWM controller. In FIG. 5 shows an electric circuit of an adjustable DC stabilizer based on a pulsed DC-DC buck-type converter with chopper stabilizer 1, implemented on a MC34063 PWM controller, with manual setting of the stabilization current. The device operates as follows.

Электрическая схема устройства, показана на фиг. 1. Пусть на затвор транзистора VT2 (регулятор тока 3) подано управляющее напряжение Uу, которое переводит его в режим проводимости. Чопперный стабилизатор 1 обеспечивает протекание тока iн в последовательной цепи нагрузка 2, регулятор тока 3 и шунт 4. Шунт 4 служит для измерения тока нагрузки iн. Напряжение на стоке транзистора VT2 регулятора тока 3 подается на вход «-» компаратора напряжения интегральной микросхемы IC чопперного стабилизатора 1, которое сравнивается с напряжением внутреннего источника опорного напряжения U0, подаваемого на вход «+» компаратора. Встроенный в IC генератор импульсов с управляемой скважностью 8 через вывод 1 IC управляет работой силового ключа VT1 чопперного стабилизатора 1 таким образом, чтобы поддерживать напряжение на входе 3 IC равным опорному напряжению U0. Протекающий в выходной цепи ток нагрузки iн определяется из закона Ома:

Figure 00000002
The electrical circuit of the device is shown in FIG. 1. Let the control voltage U у , which puts it into conduction mode, be applied to the gate of the transistor VT 2 (current regulator 3). Chopper stabilizer 1 provides the flow of current i n in the serial circuit load 2, current regulator 3 and shunt 4. Shunt 4 is used to measure the load current i n . The voltage at the drain of the transistor VT 2 of the current regulator 3 is supplied to the input “-” of the voltage comparator of the integrated circuit IC chopper stabilizer 1, which is compared with the voltage of the internal reference voltage source U 0 supplied to the input “+” of the comparator. An integrated pulse generator 8 with controlled duty cycle 8 through pin 1 IC controls the operation of the power switch VT 1 of chopper stabilizer 1 in such a way as to maintain the voltage at input 3 IC equal to the reference voltage U 0 . The load current i n flowing in the output circuit is determined from Ohm's law:
Figure 00000002

где Rси - сопротивление канала проводимости транзистора VT1 регулятора тока 3. При заданном и неизменном управляющем напряжении Uу сопротивление Rси постоянно, следовательно и ток нагрузки 2 (1) не изменяется, как при изменении питающего напряжения U, так и при изменении сопротивления нагрузки Rн. Таким образом, схема фиг. 1 обеспечивает стабилизацию тока нагрузки. Регулировка тока происходит следующим образом. Если управляющее напряжение Uу меньше порогового Uп (напряжение отсечки), сопротивление канала транзистора регулятора тока 3 велико и ток нагрузки 2 пренебрежимо мал (1). При увеличении напряжения Uу выше порогового сопротивление Rси уменьшается, а ток стабилизации iн (1) растет. Таким образом происходит регулировка тока нагрузки 2. При дальнейшем увеличении управляющего напряжения ток транзистора достигает насыщения и практически перестает увеличиваться. При этом и ток нагрузки достигает предельного значения i0, которое определяется из (1) при минимальном сопротивлении Rси. С уменьшением Rш предельный ток стабилизации i0, согласно (1), увеличивается. Также с уменьшением Rш увеличивается напряжение Uси, что тоже приводит к увеличению тока насыщения транзистора и соответственно предельного тока нагрузки i0. На фиг. 2 представлена вольтамперная характеристика регулятора тока 3 в виде зависимости тока iн регулятора от управляющего напряжения Uу при неизменном напряжении U0 стока транзистора VT2. На фиг. 3 показана временная зависимость тока нагрузки 2 при управлении регулятором тока 3 периодическими импульсами напряжения Uу. При этом схема стабилизирует амплитуду тока нагрузки.where R si is the resistance of the conduction channel of the transistor VT 1 of the current regulator 3. For a given and unchanged control voltage U , the resistance R s is constant, therefore, the load current 2 (1) does not change either when the supply voltage U is changed or when the resistance load R n . Thus, the circuit of FIG. 1 provides stabilization of the load current. Current adjustment is as follows. If the control voltage U у is less than the threshold U p (cutoff voltage), the resistance of the channel of the transistor of the current regulator 3 is large and the load current 2 is negligible (1). With increasing voltage U y above the threshold resistance R si decreases, and the stabilization current i n (1) increases. Thus, the load current is adjusted 2. With a further increase in the control voltage, the transistor current reaches saturation and practically ceases to increase. In this case, the load current reaches the limit value i 0 , which is determined from (1) with a minimum resistance R si . With decreasing R W the limiting stabilization current i 0 , according to (1), increases. Also, with a decrease in R W , the voltage U si increases, which also leads to an increase in the saturation current of the transistor and, accordingly, the limiting load current i 0 . In FIG. 2 shows the current-voltage characteristic of the current regulator 3 in the form of the dependence of the current i n of the regulator on the control voltage U y at a constant drain voltage U 0 of the transistor VT 2 . In FIG. 3 shows the time dependence of the load current 2 when controlling the current regulator 3 by periodic voltage pulses U у . In this case, the circuit stabilizes the amplitude of the load current.

Отметим, что регулируемый стабилизатор постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа (чопперный стабилизатор 1) эффективен в случае, когда ток нагрузки iн существенно больше тока i, потребляемого от источника питания чопперного стабилизатора 1. При этом падение напряжения на нагрузке 2 Uн существенно меньше напряжения питания U. Входной и выходной токи связаны через скважность S управляющих импульсов, подаваемых на базу VT1 чопперного стабилизатора 1:

Figure 00000003
Note that the adjustable DC load stabilizer of a pulsed DC-DC converter of a step-down type (chopper stabilizer 1) is effective when the load current i n is significantly greater than the current i consumed from the power supply of the chopper stabilizer 1. In this case, the voltage drop across the load 2 U n is significantly less than the supply voltage U. The input and output currents are connected through the duty cycle S of the control pulses supplied to the base VT 1 of the chopper stabilizer 1:
Figure 00000003

Учитывая, что 8 существенно больше 1, сопротивление R1 подбирается минимально возможным, чтобы обеспечить быстрое запирание ключа VT1, а с другой стороны величина R1 не должна быть слишком маленькой, т.к. на время длительности управляющего импульса к резистору прикладывается напряжение, близкое к величине U. Из закона сохранения энергии вытекает очевидное соотношение

Figure 00000004
Given that 8 is significantly greater than 1, the resistance R 1 is selected as low as possible in order to ensure a quick lock of the key VT 1 , and on the other hand, the value of R 1 should not be too small, because for the duration of the control pulse duration, a voltage close to the value of U is applied to the resistor. An obvious relation follows from the energy conservation law
Figure 00000004

где η - КПД чопперного стабилизатора 1. Выразим из (3) входное напряжение U и определим входное сопротивление чопперного стабилизатора 1: R=U/i=Uн·iн/(η·i2). Учитывая связь токов (2) и определяя сопротивление нагрузки 2 Rн=Uн/iН, получим связь входного сопротивления и сопротивления нагрузки: R=RнS2/η.where η is the efficiency of the chopper stabilizer 1. Express from (3) the input voltage U and determine the input resistance of the chopper stabilizer 1: R = U / i = U n · i n / (η · i 2 ). Given the relationship of currents (2) and determining the load resistance 2 R n = U n / i N , we obtain the relationship of the input resistance and load resistance: R = R n S 2 / η.

При S>>1 входное сопротивление чопперного стабилизатора 1 существенно больше сопротивления нагрузки, что облегчает эксплуатацию источника питания U и повышает общую эффективность стабилизации тока нагрузки. Если в качестве первичного источника питания U используется схема с понижающим сетевым трансформатором, диодным мостом и сглаживающим конденсатором, то емкость сглаживающего конденсатора может быть достаточно малой, т.к. низкочастотные пульсации входного напряжения с двойной частотой сетевого напряжения при условии Uн<Umax сглаживаются чопперным стабилизатором 1. Максимально возможное выходное напряжение понижающего преобразователя Umax меньше напряжения питания U на некоторую небольшую величину ∆U, которая зависит от минимально возможной скважности Smin>1 управляющего генератора, падения напряжения на открытом силовом ключе VT1 и катушке индуктивности L, а также опорного напряжения U0.At S >> 1, the input resistance of the chopper stabilizer 1 is significantly greater than the load resistance, which facilitates the operation of the power supply U and increases the overall efficiency of stabilization of the load current. If a circuit with a step-down network transformer, a diode bridge, and a smoothing capacitor is used as the primary power source U, then the capacity of the smoothing capacitor can be quite small, because low-frequency ripple of the input voltage with a double frequency of the mains voltage under the condition U n <U max is smoothed by chopper stabilizer 1. The maximum possible output voltage of the buck converter U max is less than the supply voltage U by some small value ∆U, which depends on the minimum possible duty cycle S min > 1 the control generator, the voltage drop on the open power switch VT 1 and inductance coil L, as well as the reference voltage U 0 .

Рассмотрим один из возможных вариантов реализации стабилизатора постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с использованием широко распространенной интегральной микросхемы ШИМ-контроллера МС34063. Исчерпывающую информацию о МС34063 можно найти в [3]. Электрическая схема регулируемого стабилизатора постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа с чопперным стабилизатором, реализованном на ШИМ-контроллере МС34063. показана на фиг. 4. Схема отличается от типовой [3] блоком стабилизации тока нагрузки на элементах Rн (нагрузка 2), VT2 (регулятор тока 3) и Rш (шунт 4). Работа блока была рассмотрена выше и поясняется схемой фиг. 1. Назначение выводов МС34065 указано в таблице 1:Consider one of the possible options for implementing a DC load stabilizer of a pulsed DC-DC buck converter using the widely used integrated circuit PWM controller MC34063. Comprehensive information on MC34063 can be found in [3]. Schematic diagram of an adjustable DC load stabilizer of a pulsed DC-DC buck-type converter with a chopper stabilizer, implemented on an MC34063 PWM controller. shown in FIG. 4. The circuit differs from the typical one [3] by the load current stabilization block on the elements R n (load 2), VT 2 (current regulator 3) and R w (shunt 4). The operation of the unit was discussed above and is illustrated by the circuit of FIG. 1. The purpose of the conclusions of MC34065 is shown in table 1:

Микросхема содержит внутренний температурно-компенсированный источник опорного напряжения U0=1.25 В. Предельная частота управляющих импульсов составляет 100 кГц и определяется времязадающей емкостью С1. Частоту можно оценить из соотношения: f·Ct≈4.5·10-5.The microcircuit contains an internal temperature-compensated reference voltage source U 0 = 1.25 V. The limit frequency of the control pulses is 100 kHz and is determined by the time-setting capacitance C 1 . The frequency can be estimated from the relation: f · C t ≈4.5 · 10 -5 .

Назначение выводов микросхемы представлено в Таблице 1.The pin assignment is shown in Table 1.

Напряжение питания U не превышает 40 В. На практике, для повышения надежности работы схемы, целесообразно ограничить предельное напряжение величиной 30 В. Напряжение срабатывания токовой защиты Uр составляет 300 мВ и подается на выводы 6 и 7 микросхемы. Максимальный входной ток ограничен величиной I0=Uр/R0).The supply voltage U does not exceed 40 V. In practice, to increase the reliability of the circuit, it is advisable to limit the limiting voltage to 30 V. The response voltage of the current protection U p is 300 mV and is applied to terminals 6 and 7 of the microcircuit. The maximum input current is limited by the value I 0 = Uр / R 0 ).

В схеме используется регулятор тока VT2 на транзисторе IRFP240 и шунт сопротивлением Rш=1 Ом. Измеритель тока нагрузки - модуль электронного цифрового милливольтметра разрядности 3½, который откалиброван для измерения тока в диапазоне 1…1999 мА. Для VT2 на транзисторе IRFP240 пороговое управляющее напряжение Uу составило 3 В, напряжение насыщения Uу транзистора 6.3 В при токе насыщения 1030 мА. Большие значения тока насыщения (порядка единиц ампер), согласно (1), можно получить, уменьшая сопротивление шунта.The circuit uses a VT 2 current regulator on an IRFP240 transistor and a shunt with a resistance of R W = 1 Ohm. Load current meter is a 3½ bit electronic digital millivoltmeter module, which is calibrated to measure current in the range 1 ... 1999 mA. For VT 2 on the IRFP240 transistor, the threshold control voltage U у was 3 V, the saturation voltage U of the transistor is 6.3 V at a saturation current of 1030 mA. Large values of the saturation current (of the order of units of amperes), according to (1), can be obtained by reducing the resistance of the shunt.

Определим эквивалентное внутреннее сопротивление источника тока. Учтем, что в данной схеме минимальная разность между входным и выходным напряжениями ∆U составляет величину около 6 В. Максимальное сопротивление нагрузки

Figure 00000005
, при котором прекращается стабилизация тока можно определить из формулы:
Figure 00000006
. При U=30 В и стабилизации тока нагрузки iн=500 мА получим
Figure 00000007
. Дальнейшее увеличение Rн будет сопровождаться уменьшением тока нагрузки.Determine the equivalent internal resistance of the current source. We take into account that in this circuit, the minimum difference between the input and output voltages ∆U is about 6 V. The maximum load resistance
Figure 00000005
at which current stabilization stops can be determined from the formula:
Figure 00000006
. At U = 30 V and stabilization of the load current i n = 500 mA, we obtain
Figure 00000007
. A further increase in R n will be accompanied by a decrease in the load current.

Проведены измерения при среднем токе стабилизации iн=500 мА для двух сопротивлений нагрузки Rн1=39 Ом и Rн2=3.9 Ом. Измеряем соответствующие напряжения нагрузки Uн1 и Uн2. Внутреннее сопротивление источника r определим из формулы:

Figure 00000008
Measurements were taken at an average stabilization current i n = 500 mA for two load resistances R n1 = 39 Ohms and R n2 = 3.9 Ohms. We measure the corresponding load voltage U n1 and U n2 . The internal resistance of the source r is determined from the formula:
Figure 00000008

где α=Uн1/Uн2. Подставляя измеренные значения в (4), получим r=3.4 кОм, что почти на два порядка больше максимального сопротивления нагрузки

Figure 00000009
, при котором еще происходит стабилизация тока 500 мА.where α = U n1 / U n2 . Substituting the measured values in (4), we obtain r = 3.4 kOhm, which is almost two orders of magnitude greater than the maximum load resistance
Figure 00000009
at which stabilization of the current 500 mA occurs.

Подадим на вход Uу управляющее напряжение в виде периодической последовательности прямоугольных импульсов положительной полярности с регулируемой амплитудой. Осциллограммы соответствующего напряжения на нагрузке 3.9 Ом при амплитуде напряжения Uу=5 В показаны на фиг. 3. Масштабы по оси времени 2 мс/дел, по оси напряжения - 0.5 В/дел. Длительности фронта и спада порядка микросекунды.We apply to the input U y the control voltage in the form of a periodic sequence of rectangular pulses of positive polarity with adjustable amplitude. Oscillograms of the corresponding voltage at a load of 3.9 Ohms with a voltage amplitude of U y = 5 V are shown in FIG. 3. Scales along the time axis 2 ms / div, along the voltage axis - 0.5 V / div. The duration of the front and the fall of the order of a microsecond.

Рассмотрим вариант схемы с ручной регулировкой тока стабилизации, показанный на фиг. 5. Схема отличается от схемы фиг. 4 дополнительными элементами: параметрическим стабилизатором напряжения на элементах R и VD2; регулируемым делителем напряжения на элементах R2, R3 и R4. Стабилитрон VD2 - КС162А с напряжением стабилизации Uст=6.2 В. Регулятор тока нагрузки VT2 - IRFP 240. При крайнем левом положении движка R4 на затвор транзистора подается напряжение стабилитрона 6.2 В, обеспечивая режим насыщения транзистора при сопротивлении шунта Rш=1 Ом. В нагрузке протекает максимальный ток i0≥1 А. Переменные резисторы R3 и R4 имеют линейную регулировочную характеристику, номинал R4 - несколько десятков кОм, а номинал R3 - на порядок меньше. Резистор R4 служит для грубой установки тока стабилизации, а R3 - соответственно для плавной установки тока. В крайнем правом положении движков резисторов напряжение на затворе транзистора VT2 минимально и определяется из формулы

Figure 00000010
. Выбираем
Figure 00000011
равным пороговому напряжению для IRFРР 240 значению около 3 В и при выбранном номинале R4 из (6) определяем номинал резистора R2. В этом случае ток нагрузки будет изменяться в соответствии с регулировочной характеристикой, показанной на фиг. 2. Реализованная схема ручной установки тока стабилизации позволяет выставить значение тока с точностью трех значащих цифр. Вместо двух переменных резисторов R3 и R4 можно использовать один двухоборотный резистор.Consider a variant of the circuit with manual adjustment of the stabilization current shown in FIG. 5. The circuit is different from the circuit of FIG. 4 additional elements: parametric voltage stabilizer on the elements R and VD 2 ; adjustable voltage divider on the elements R 2 , R 3 and R 4 . Zener diode VD 2 - КС162А with stabilization voltage U st = 6.2 V. Load current regulator VT 2 - IRFP 240. At the leftmost position of the R 4 motor, a zener diode voltage of 6.2 V is applied to the gate of the transistor, ensuring saturation of the transistor with a shunt resistance of R w = 1 Ohm. The maximum current i 0 ≥1 A flows in the load. The variable resistors R 3 and R 4 have a linear adjustment characteristic, the nominal value of R 4 is several tens of ohms, and the nominal value of R 3 is an order of magnitude smaller. The resistor R 4 is used for coarse installation of the stabilization current, and R 3 , respectively, for smooth installation of current. In the extreme right position of the resistor motors, the voltage at the gate of the transistor VT 2 is minimal and is determined from the formula
Figure 00000010
. Choose
Figure 00000011
equal to the threshold voltage for IRFРР 240 value of about 3 V and with the selected value of R 4 from (6) we determine the value of the resistor R 2 . In this case, the load current will vary in accordance with the adjustment characteristic shown in FIG. 2. The implemented scheme for manually setting the stabilization current allows you to set the current value with an accuracy of three significant digits. Instead of two variable resistors R 3 and R 4, you can use one two-turn resistor.

Источники информации:Information sources:

1. Патент EP 1612939 B1 Switching DC-DC converter.1. Patent EP 1612939 B1 Switching DC-DC converter.

2. Патент Ш 8179110 B2 «Adjustable constant current source with continuous conduction mode (”CCM”) and discontinuous conduction mode (”DCM”) operation». (прототип)2. Patent Ш 8179110 B2 “Adjustable constant current source with continuous conduction mode (” CCM ”) and discontinuous conduction mode (” DCM ”) operation”. (prototype)

3. Сайт фирмы STMicroelectronics: www.st.com.3. Website of STMicroelectronics: www.st.com.

Claims (1)

Регулируемый стабилизатор постоянного тока нагрузки импульсного DC-DC преобразователя понижающего типа, содержащий интегральную микросхему ШИМ-контроллера, внешние элементы DC-DC преобразователя понижающего типа, образующие чопперную схему, отличающийся тем, что нагрузка стабилизатора включена последовательно с линейным регулятором тока на n-канальном МДП-транзисторе с индуцированным каналом и шунтом, причем одна клемма нагрузки подключена к выходу чопперной схемы, другая клемма нагрузки подключена к стоку транзистора, с которого подается постоянное напряжение на вход обратной связи ШИМ-контроллера, исток транзистора соединяется с шунтом, вторая клемма шунта соединяется с общим проводом схемы, а на затвор транзистора подается управляющее напряжение.
Figure 00000001
Adjustable DC load stabilizer of a pulsed DC-DC buck converter containing an PWM controller integrated circuit, external elements of a buck-down DC-DC converter forming a chopper circuit, characterized in that the stabilizer load is connected in series with a linear current regulator on an n-channel MIS a transistor with an induced channel and a shunt, moreover, one load terminal is connected to the output of the chopper circuit, the other load terminal is connected to the drain of the transistor, from which A constant voltage is applied to the feedback input of the PWM controller, the source of the transistor is connected to the shunt, the second terminal of the shunt is connected to the common wire of the circuit, and the control voltage is applied to the transistor gate.
Figure 00000001
RU2013148246/07U 2013-10-29 2013-10-29 ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER RU139331U1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2013148246/07U RU139331U1 (en) 2013-10-29 2013-10-29 ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2013148246/07U RU139331U1 (en) 2013-10-29 2013-10-29 ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU139331U1 true RU139331U1 (en) 2014-04-10

Family

ID=50436336

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2013148246/07U RU139331U1 (en) 2013-10-29 2013-10-29 ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU139331U1 (en)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017044837A1 (en) * 2015-09-11 2017-03-16 Texas Instruments Incorporated Ultra-low power comparator with sampling control loop adjusting frequency and/or sample aperture window
RU178370U1 (en) * 2017-10-05 2018-04-02 Акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микран" DC / DC MINIATURE POWER MODULE
WO2021091564A1 (en) * 2019-11-07 2021-05-14 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Snubber circuit
RU2782733C1 (en) * 2022-03-03 2022-11-01 Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук Device for power supply of tethered unmanned aerial vehicles

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2017044837A1 (en) * 2015-09-11 2017-03-16 Texas Instruments Incorporated Ultra-low power comparator with sampling control loop adjusting frequency and/or sample aperture window
US9602088B1 (en) 2015-09-11 2017-03-21 Texas Instruments Incorporated Ultra-low power comparator with sampling control loop adjusting frequency and/or sample aperture window
RU178370U1 (en) * 2017-10-05 2018-04-02 Акционерное общество "Научно-производственная фирма "Микран" DC / DC MINIATURE POWER MODULE
WO2021091564A1 (en) * 2019-11-07 2021-05-14 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Snubber circuit
RU2782733C1 (en) * 2022-03-03 2022-11-01 Федеральное государственное бюджетное учреждение науки Институт проблем управления им. В.А. Трапезникова Российской академии наук Device for power supply of tethered unmanned aerial vehicles

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5472871B2 (en) Apparatus and method for driving LED
US8971061B2 (en) Off time control method for switching regulator
US8525498B2 (en) Average input current limit method and apparatus thereof
CN102735906B (en) Inductive current detecting circuit and LED (light emitting diode) driving circuit using inductive current detecting circuit
JP5606158B2 (en) Power controller
US8570772B2 (en) Isolated flyback converter with efficient light load operation
US9467045B2 (en) SMPS with adaptive COT control and method thereof
RU2679893C2 (en) Led driver circuit, led circuit and drive method
TWI527494B (en) Driving circuits, methods and controllers for driving light source
EP3264580A1 (en) Semiconductor device for controlling power source
US20100026208A1 (en) Apparatus, System and Method for Cascaded Power Conversion
CN105137148A (en) Inductor current measurement compensation for switching voltage regulators
CN102447407B (en) System and method for converting an AC input voltage to a regulated output current
JP2011004595A (en) Circuit and method for driving load using power factor correction function
TW200845551A (en) Adaptive output current control for switching circuits
US20110002147A1 (en) Switching power supply apparatus and semiconductor device for switching power supply regulation
US20170126074A1 (en) Efficiency estimation in a switching power converter
RU139331U1 (en) ADJUSTABLE DC-DC PULSE LOAD DC STABILIZER OF DOWN TYPE CONVERTER
CN208209813U (en) Integrated circuit power Power Factor Controller and offline converter
WO2014025291A1 (en) Device for producing direct current passing into load power-supply circuits
JP5642349B2 (en) Pulse width modulation circuit, pulse width modulation method and regulator
JP2015167442A (en) Control circuit of digital control power supply circuit, control method, digital control power supply circuit using the same, electronic equipment and base station
US20130342125A1 (en) Dimming angle sensing circuit, dimming angle sensing method, and power supply device comprising the dimming angle sensing circuit
RU164707U1 (en) PULSE POWER SUPPLY FOR LED LAMP
CN116094323A (en) Switch converter

Legal Events

Date Code Title Description
MM1K Utility model has become invalid (non-payment of fees)

Effective date: 20161030