PT107875A

PT107875A - LINC TRANSMITTER WITH ENHANCED EFFICIENCY FOR LIMITED BAND SIGNS

Info

Publication number: PT107875A
Application number: PT107875A
Authority: PT
Inventors: Miguel Henriques Dias Morgado Dinis Rui; Miguel De Araujo Borges Montezuma De Carvalho Paulo; Alexandre Cravo Gomes Marco; Manuel Mendes Da Silva Vitor; José Ribeiro Simões António
Original assignee: Univ De Coimbra; Inst De Telecomunicações; Faculdade De Ciências E Tecnologia Da Univ Nova De Lisboa
Priority date: 2014-09-08
Filing date: 2014-09-08
Publication date: 2016-03-08
Also published as: PT107875B

Abstract

O PRESENTE INVENTO REFERE-SE A UM TRANSMISSOR QUE UTILIZA UMA ARQUITETURA DE AMPLIFICAÇÃO LINEAR COM COMPONENTES NÃO-LINEARES (LINC) (I.E. UM TRANSMISSOR DO TIPO LINC) QUE AMPLIFICA SINAIS GERADOS A PARTIR DE ESQUEMAS DE MODULAÇÃO COM OFFSET (I.E. EM QUE AS COMPONENTES EM FASE E EM QUADRATURA DOS SÍMBOLOS ESTÃO DESFASADAS TEMPORALMENTE POR MEIO PERÍODO DE SÍMBOLO) DE BANDA LIMITADA E ENVOLVENTE CONTROLADA, RECORRENDO A AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA (HPAS) NÃO-LINEARES COM ELEVADA EFICIÊNCIA ENERGÉTICA. EM PARTICULAR, O TRANSMISSOR RECORRE A UM BLOCO DE MODULAÇÃO DE MAGNITUDE (MM) PARA AJUSTAR CADA SÍMBOLO DA CONSTELAÇÃO ANTES DA OPERAÇÃO DE FILTRAGEM, RESTRINGINDO DESSA FORMA A ENVOLVENTE DO SINAL DE BANDA LIMITADA RESULTANTE A UMA GAMA DINÂMICA PREVIAMENTE DEFINIDA SEM ALARGAR O SEU ESPECTRO. DA REDUÇÃO DA GAMA DINÂMICA DA ENVOLVENTE DESSE SINAL RESULTA UM AUMENTO DA EFICIÊNCIA ENERGÉTICA DO PROCESSO DE COMBINAÇÃO DO SINAL DO TRANSMISSOR LINC, DE ONDE RESULTA UM AUMENTO DA EFICIÊNCIA ENERGÉTICA DO ESTÁGIO DE AMPLIFICAÇÃO DE POTÊNCIA. DA REDUÇÃO DA GAMA DINÂMICA DA ENVOLVENTE DESSE SINAL TAMBÉM RESULTA UM AUMENTO DA RESILIÊNCIA DO TRANSMISSOR LINC A DESEQUILÍBRIOS DE FASE OU DE GANHO ENTRE OS HPAS UTILIZADOS E UMA REDUÇÃO DA LARGURA DE BANDA DAS COMPONENTES DE SINAL LINC.The present invention is directed to a transmitter that uses a nonlinear LINEAR AMPLIFICATION ARCHITECTURE WITH LINEAR COMPONENTS (LINC) (IE A LINC TYPE TRANSMITTER) THAT AMPLIFIES SIGNALS GENERATED FROM OFFSET MODULATION SCHEMES (ie, where the components IN PHASE AND IN QUADRATURE OF THE SYMBOLS ARE TEMPORARILY DISPERSED BY A SYMBOL PERIOD OF LIMITED BAND AND CONTROLLED ENVELOPE, REFERRING TO NON-LINEAR POWER AMPLIFIERS (HPAS) WITH HIGH ENERGY EFFICIENCY. In particular, the transmitter walks to a magnitude modulation (MM) block to adjust each convolutional symbol prior to the filtering operation, thus restricting the enclosure of the boundary signal resulting from a previously defined dynamic range without broadening its spectra . OF THE REDUCTION OF THE DYNAMIC RANGE OF THE DESSE SIGNAL ENVELOPES RESULTS AN INCREASE IN THE ENERGY EFFICIENCY OF THE LINC TRANSMITTER SIGN COMBINATION PROCESS FROM WHICH RESULTS AN INCREASE IN THE ENERGY EFFICIENCY OF THE POWER AMPLIFICATION STAGE. OF THE REDUCTION OF THE DYNAMIC RANGE OF THE SIGNAL ENVELOPE ALSO RESULTS AN INCREASE IN THE LINC TRANSMITTER RESILIENCE TO PHASE OR GAIN IMBALANCES BETWEEN THE HPAS USED AND A REDUCTION OF THE BANDWIDTH OF THE LINC SIGNAL COMPONENTS.

Description

DESCRIÇÃODESCRIPTION

TRANSMISSOR LINC COM EFICIÊNCIA MELHORADA PARASINAIS DE BANDA LIMITADALINC TRANSMITTER WITH IMPROVED EFFICIENCY LIMITED BAND PARALLINS

Domínio da Invenção A presente invenção refere-se ao desenho de sistemastransmissores de telecomunicações para transmissão de sinaisresultantes de técnicas de modulação com offset conjugadas comtécnicas de limitação de largura de banda, com emprego de técnicasde amplificação linear com componentes não lineares (LINC) naamplificação desses sinais. Em particular a presente invençãorefere-se ao desenho de um sistema de transmissão com controlo deenvolvente de sinais de modulação com offset e com largura de bandalimitada, adaptados a uma amplificação LINC com eficiênciamelhorada. Técnica anterior A procura incessante por uma maior eficiência espectral eenergética, nomeadamente para dispositivos móveis, motivou oestudo de sinais com baixo rácio entre potência de pico e potênciamédia (PAPR), com o intuito de mitigar a necessidade de baixar oponto de funcionamento do amplificador em relação ao seu ponto desaturação em esquemas que utilizem amplificadores de potência(HPAs) lineares e quasi-lineares [1-4]. 0 HPA é um dos elementoscríticos no projeto de transmissores sem fios, já que a maioriadas técnicas de transmissão com elevada eficiência espectralapresenta fortes restrições de linearidade (i.e. a utilização deamplificadores de classe A, AB ou quasi-lineares), penalizandodessa forma a eficiência energética do sistema (por exemplo, a eficiência típica de um HPA de classe A é inferior a 20%) e o custodo HPA.Field of the Invention The present invention relates to the design of telecommunication transmission systems for signal transmission resulting from offset modulation techniques conjugated with bandwidth limiting techniques employing linear amplification techniques with nonlinear components (LINC) in the amplification of such signals . In particular, the present invention is directed to the design of a transmission control system with variable offset and bandwidth-width modulation signals adapted to LINC amplification with improved efficiency. BACKGROUND ART Incessant demand for higher energy and spectral efficiency, particularly for mobile devices, has led to the study of signals with a low power-to-power ratio (PAPR) signal, in order to mitigate the need to lower the opto- to its point desaturation in schemes that use linear and quasi-linear power amplifiers (HPAs) [1-4]. The HPA is one of the critical elements in wireless transmitter design, since most high-spectral transmission techniques present strong linearity constraints (ie the use of class A, AB or quasi-linear amplifiers), thus penalizing the energy efficiency of the transmitter. (eg the typical efficiency of a Class A HPA is less than 20%) and the HPA cost.

Neste contexto a utilização da técnica de amplificação linearcom componentes não lineares (LINC) [5-7] é bastante interessante,já que esta consiste na separação de um dado sinal de entrada aamplificar em duas componentes de envolvente constante, para seremamplificados separadamente por dois HPAs não-lineares com elevadaeficiência energética (por exemplo, amplificadores de classe D eE), que são mais simples e baratos do que os HPAs lineares [4,8]. A técnica LINC é descrita pelo conjunto de equações que sesegue. O sinal a amplificar s(t), com amplitude r(t) > 0 e fase φ(ί),é decomposto na soma de duas componentes ^(t) e s2(t) de envolventecontante, i.e. s(t) = r(t)eim = ^(0 + ^(0 em que r(t) pode ser expresso de forma genérica por r(0 = >™« cos(0(O) com rmax representando a amplitude máxima do sinal, de onde resultaque as componentes Si(t) e s2(t) podem ser expressas porIn this context, the use of the linear amplification technique with nonlinear components (LINC) [5-7] is quite interesting, since it consists in the separation of a given input signal to amplify in two components of constant envelope, to be amplified separately by two HPAs (eg class D and E amplifiers), which are simpler and cheaper than linear HPAs [4,8]. The LINC technique is described by the set of equations that follows. The amplifying signal s (t), with amplitude r (t) > 0 and phase φ (ί), is decomposed into the sum of two components ^ (t) and s2 (t) of the enclosing envelope, ie s (t) = r (t) eim = t) can be expressed generically by r (0)> cos (0 (0) with rmax representing the maximum amplitude of the signal, from which it follows that the components Si (t) and s2 (t) can be expressed by

Como alternativa, as equações das componentes de sinal LINCtambém podem ser escritas da seguinte forma:Alternatively, the equations of the LINC signal components can also be written as follows:

ondeat where

0 bloco de separaçao de sinal (1041) recorre ao cálculo de 0(t)ou e(t) para produzir as componentes LINC s^t) e s2(t), que de seguidasão alimentadas aos HPAs não-lineares (1043), respetivamente,sendo recombinadas pelo combinador de potência (1044). Éfacilmente demonstrado que o sinal recombinado sc(t) é descrito por:The signal separation block 1041 uses the computation of 0 (t) or e (t) to produce the LINC components s ^ t) and s2 (t), which are then fed to the nonlinear HPAs (1043), respectively, being recombined by the power combiner (1044). It is readily demonstrated that the recombined signal sc (t) is described by:

o que significa que sc(t) é uma réplica amplificada do sinal deentrada desde que não existam desequilíbrios entre os HPAs e quea envolvente do sinal se mantenha abaixo do limiar superior sMdefinido pelo bloco LINC, i.e. rmax < sM . É necessário tecer alguns comentários em relação à técnicaLINC. Em primeiro lugar, as componentes LINC tem um espectro maislargo do que o sinal que lhes dá origem s(t) devido à modulação defase que esta técnica promove, conforme é detalhado nas equaçõesrelativas a s^t) e s2(t) expressas em termos do ângulo dedecomposição Θ. Devido a este alargamento espectral é necessárioque os amplificadores tenham capacidade de acomodar uma largura debanda maior. Para além disso, apesar de esta técnica utilizar HPAsde elevada eficiência energética, a eficiência deste processo deamplificação é ditada pela potência remanescente à saída docombinador, o que dá ao combinador um papel fundamental nestetransmissor. Sabe-se que a eficiência média do combinador de umtransmissor LINC é dada pela seguinte expressão:which means that sc (t) is an amplified replica of the input signal provided that there are no imbalances between the HPAs and that the signal envelope remains below the upper threshold sM defined by the LINC block, i.e. rmax < sM. It is necessary to make some comments regarding the LINC technique. Firstly, the LINC components have a longer spectrum than the signal giving them s (t) due to the phase shift modulation that this technique promotes, as detailed in the relative equations (t) and s2 (t) expressed in terms of angle of composite Θ. Due to this spectral widening it is necessary that the amplifiers have the capacity to accommodate a larger bandwidth. In addition, although this technique uses HPAs of high energy efficiency, the efficiency of this amplification process is dictated by the remaining power at the output of the combiner, which gives the combiner a key role in this transmitter. It is known that the average efficiency of the combiner of a LINCtransmitter is given by the following expression:

onde ρ(θ) representa a função de densidade de probabilidade dosinal em função de θ. O método de transmissão descrito no presente documento aborda ambos os problemas através da redução da gamadinâmica da envolvente do sinal s(t). Para além disso, devido àflexibilidade oferecida pelo processamento digital de sinal, oprocesso de separação da técnica LINC é realizada no domíniodigital, bem como a operação de limitação da banda e modelação dopulso do sinal, que é efetuada antes da técnica LINC.where ρ (θ) represents the probability density function as a function of θ. The transmission method described herein addresses both problems by reducing the gamma domain of the signal envelope s (t). In addition, because of the flexibility offered by digital signal processing, the LINC technique separation process is performed in the digital domain, as well as the band limiting and signal modulation operation, which is performed prior to the LINC technique.

Sumário da Invenção 0 presente invento utiliza o princípio de modulação demagnitude (MM) [9,10] para reduzir a gama dinâmica de sn à saídado bloco (103) (que realiza a limitação da largura de banda nodomínio digital do sinal a transmitir), consistindo no ajuste decada símbolo antes da operação de filtragem, permitindo dessa formacontrolar a envolvente do sinal de banda limitada sem alargar oseu espectro. Esta operação de ajuste dos símbolos leva emconsideração a resposta a impulso do filtro, já que é esta aprincipal origem das elevadas excursões da envolvente do sinal sn(sendo a outra a própria constelação dos símbolos). Por isso, umaimplementação tradicional de MM é composta pelos seguintes passos: • Estimar a saída do filtro de limitação da banda (103)para uma dada sequência de símbolos, cujo comprimentodepende do comprimento do filtro; • Detetar os picos do sinal de saída estimado no passo anterior, e calcular os fator(es) de escala correspondente(s); • Multiplicação do símbolo xn à saída do modulador (101)pelo seu coeficiente de MM mn.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention utilizes the demagnitude modulation (MM) principle [9,10] to reduce the dynamic range of sn to the block output 103 (which limits the digital signal bandwidth of the signal to be transmitted), consisting of the decennial symbol setting prior to the filtering operation, thereby allowing control of the bound bandwidth envelope without widening its spectrum. This adjustment operation of the symbols takes into account the impulse response of the filter, since this is the main origin of the high excursions of the signal envelope sn (the other being the constellation itself). Therefore, a traditional MM implementation consists of the following steps: • Estimate the output of the band-limiting filter (103) for a given sequence of symbols, the length of which depends on the length of the filter; • Detect the peaks of the output signal estimated in the previous step, and calculate the corresponding scale factor (s); • Multiplying the symbol xn to the output of the modulator (101) by its MM mn coefficient.

Uma vez que as limitações do transmissor LINC são suavizadaspara sinais com baixas flutuações de envolvente, o método detransmissão aqui descrito é exemplificado usando o esquema demodulação por deslocamento de fase em quadratura com desfasamento (OQPSK) (no entanto, este documento aplica-se a qualquer sinal combaixas flutuações de envolvente). Nesse sentido, para além do factoda constelação de OQPSK contribuir com OdB para o PAPR do sinalsn, o desfasamento temporal de meio período de símbolo entre assuas componentes em fase e em quadratura permite evitar aspassagens pela origem, reduzindo dessa forma a gama dinâmica dosinal.Since the limitations of the LINC transmitter are smoothed to signals with low envelope fluctuations, the detransmission method described herein is exemplified using the phase shifting quadrature phase shifting (OQPSK) scheme (however, this document applies to any signal fluctuations surrounds fluctuations). In this sense, in addition to the fact that the OQPSK constellation contributes OdB to the PAPR of the sinals, the temporal half-time lag between its in-phase and quadrature components allows avoiding aspas- sions by origin, thus reducing the dynamic range of the signals.

Ao contrário dos métodos tradicionais de MM, que apenas evitamas excursões máximas da envolvente do sinal, o método descrito nopresente documento recorre ao princípio de MM para introduzirlimites superiores e inferiores de amplitude sobre o sinal que vaiser amplificado através da técnica LINC. Explorando o desfasamentotemporal entre as componentes em fase e quadratura característicodos sinais OQPSK, o presente invento utiliza dois coeficientes deMM por símbolo, obtendo assim um controlo mais fino da envolventedo sinal com o custo de introduzir uma pequena quantidade dedistorção de fase. Visto que a complexidade da implementação físicadeste método é reduzida significativamente se houver umacomputação prévia dos coeficientes MM, o método de transmissãodescrito no presente documento recorre a duas tabelas de consulta(LUTs) (1023) para armazenar os coeficientes de MM.Unlike traditional MM methods which only avoide maximum excursions of the signal envelope, the method described in this document uses the MM principle to introduce upper and lower amplitude limits on the signal that is amplified by the LINC technique. By exploiting the phase shift between the phase and quadrature components characteristic of OQPSK signals, the present invention utilizes two MFI coefficients per symbol, thereby obtaining finer control of the signal envelope at the cost of introducing a small amount of phase distortion. Since the complexity of the physical implementation method is significantly reduced if there is a previous computation of the MM coefficients, the transmission method described in this document uses two query tables (LUTs) (1023) to store the MM coefficients.

Nos documentos [9] and [10] são apresentados métodos quelimitam as excursões máximas da envolvente de sinais de bandalimitada. Estes métodos são utilizados em projetos detransmissores que utilizam HPAs lineares, visto que a redução dePAPR obtida indiretamente através destes métodos vai permitirutilizar o amplificador num ponto de funcionamento mais elevado(i.e. mais próximo do seu ponto de saturação), o que resulta numaumento da eficiência energética destes transmissores. Contudo, énecessário ter em conta que ao meramente reduzir as excursõesmáximas da envolvente do sinal também se estão a reduzir as suasexcursões mínimas, e por isso não é garantida desta forma a redução da gama dinâmica da envolvente do sinal. Nesse sentido, a técnicadescrita no presente invento reduz a gama dinâmica da envolventedo sinal de banda limitada à saída do bloco (103), ao confinar asflutuações da envolvente dentro de dois limites de amplitudedefinidos no projeto do transmissor, sendo esses limitesessenciais para o aumento da eficiência energética da técnica LINCe para reduzir a largura de banda das componentes LINC deenvolvente constante, o que por sua vez reduz a taxa desobreamostragem necessária para implementar o sistema detransmissão aqui descrito, aumenta a resiliência do transmissor adesequilíbrios de fase e ganho entre os seus HPAs (1043) e diminuia largura de banda que que o filtro de reconstrução dos conversoresdigital-analógico (DACs) e esses HPAs necessitam de acomodar(comparando com o cenário inicial, que não utiliza MM).Methods [9] and [10] present methods that limit the maximum excursions of the bandwidth signal envelope. These methods are used in transmitter designs that use linear HPAs, since the reduction of PAPR obtained indirectly through these methods will allow the amplifier to be used at a higher operating point (ie closer to its saturation point), which results in an increase in energy efficiency these transmitters. However, it is necessary to take into account that merely reducing the maximum excursions of the signal envelope are also reducing their minimum excursions, and therefore the reduction of the dynamic range of the signal envelope is not guaranteed in this way. In that regard, the specification of the present invention reduces the dynamic range of the band signal envelope limited to the output of the block 103 by confining the envelope fluctuations within two amplitude limits defined in the transmitter design, these limits being essential for increasing the efficiency energy ratio of the LINCe technique to reduce the bandwidth of LINC components of constant envelopes, which in turn reduces the de-sampling rate required to implement the transmission system described herein, increases the transmitter's resilience of phase and gain adhe- sions among its HPAs (1043 ) and it reduces the bandwidth that the reconstruction filter of digital-to-analogue converters (DACs) and these HPAs need to accommodate (compared to the initial scenario, which does not use MM).

DESCRIÇÃO DAS FIGURAS 0 presente invento vai ser descrito de seguida em pormenorrecorrendo a esquemas simplificados apresentados nas figuras emanexo, às quais correspondem: A FIG. 1 mostra um esquema do sistema de transmissão, em queo modulador de símbolos (101) mapeia os bits a transmitir emsímbolos de uma constelação. De seguida, os símbolos resultantessão ajustados em (102) recorrendo a um método de MM, com o intuitode fazer cumprir os limites da envolvente definidas no projeto dotransmissor. É realizada de seguida o aumento do ritmo deprocessamento de amostras por inserção de L-l símbolos nulos entrecada dois elementos da sequência de símbolos ajustados, o qual éseguido da filtragem digital em (103) para limitação da banda dosinal e modelação do pulso. 0 sinal digital de banda limitada dáentrada no bloco LINC (104), em que o bloco (1041) realiza aseparação de sinal no domínio digital em componentes LINC deenvolvente constante sln e s2n. De seguida as componentes LINC são convertidas para o dominio analógico em (1042), para seremamplificadas por HPAs não-lineares (1043), e finalmenterecombinadas em (1044), para o sinal poder ser transmitido; A FIG. 2 mostra uma visão detalhada do bloco (102), onde ossímbolos são ajustados seguindo o princípio de MM, de forma agarantir que Al < I s[n]\ < AUf i.e. para reduzir a gama dinâmica daenvolvente de sn e garantir uma amplitude mínima AL e amplitudemáxima Ay. Os símbolos dão entrada no registo de deslocamento(1021), cujo conteúdo é atualizado ao ritmo dos símbolos. De acordocom o estado do registo de deslocamento (1021), o dispositivopesquisa as LUTs ( 1022 ) e ( 1023) que contêm, respetivamente, oscoeficientes de MM para as componentes em fase e em quadratura dossímbolos, extraindo o par de coeficientes de MM que garante que aenvolvente do sinal de banda limitada respeita os limites AL e Aydefinidos no projeto do transmissor para a sequência em análiseconstante do registo de deslocamento. Esses coeficientes sãousados no ajuste das componentes em fase e quadratura do símbolosn, por multiplicação de cada uma dessas componentes por o fatorde MM correspondente. As tabelas de coeficientes de MM armazenadasnas LUTs são estimadas previamente, de acordo com as especificaçõesdo projeto, i.e. AL, Ay e resposta a impulso do filtro digital(103); A FIG. 3 apresenta o algoritmo iterativo para a computaçãoprévia dos coeficientes de MM a armazenar nas LUTs (1022) paracada combinação possível de constar em (1021). Cada iteração começacom a multiplicação Hadamard (ponto-a-ponto) entre as componentesem fase e em quadratura dos símbolos xn pelos coeficientes 77½,respetivamente, i.e.DESCRIPTION OF THE FIGURES The present invention will now be described in detail by following the simplified schemes set forth in the accompanying figures, which correspond to: FIG. 1 shows a scheme of the transmission system, wherein the symbol modulator (101) maps the bits to be transmitted into symbols of a constellation. Then, the resulting symbols are set in (102) using an MM method, with the intention of enforcing the envelope boundaries defined in the dotransmitter project. The increase in sample processing rate by insertion of L-1 null symbols between two elements of the adjusted symbol sequence is then carried out, which is followed by digital filtering at 103 for dosing band limitation and pulse modeling. The limited-band digital signal is input to the LINC block 104, where the block 1041 performs signal drift in the digital domain in LINC components of constant envelopes sln and s2n. Then the LINC components are converted to the analog domain at (1042), to be amplified by nonlinear HPAs (1043), and finally terminated at (1044), so that the signal can be transmitted; FIG. 2 shows a detailed view of the block 102, where the symbols are adjusted following the MM principle, so that A < I s [n] \ < AUf i.e. to reduce the dynamic range of the solvent of sn and to ensure a minimum amplitude AL and maximum amplitude Ay. The symbols enter the shift register (1021), the contents of which are updated to the rhythm of the symbols. According to the state of the shift register (1021), the search device LUTs (1022) and (1023) respectively containing the MM coefficients for the in-phase and quadrature components of the symbols, extracting the pair of MM coefficients that guarantees that the envelope of the bound band signal respects the limits AL and A defined in the design of the transmitter for the sequence in analysis of the displacement register. These coefficients are satisfied in the adjustment of the in-phase and quadrature components of the symbols n by multiplying each of these components by the corresponding MM factor. The MM coefficient tables stored in the LUTs are estimated in advance, according to the design specifications, i.e. AL, Ay and impulse response of the digital filter (103); FIG. 3 presents the iterative algorithm for the computation of the MM coefficients to be stored in the LUTs (1022) for a possible combination of (1021). Each iteration begins with the Hadamard (point-to-point) multiplication between the in-phase and quadrature components of the symbols xn by the coefficients 77½, respectively, i.e.

De seguida, a sequência de símbolos com MM xnmn é filtradapara limitação de banda e modelação do pulso pelo filtro (301), tipicamente um filtro root-raised cosine (RRC), de acordo com aequaçãoThereafter, the symbol sequence with MM xnmn is filtered for band restraint and pulse modeling by the filter 301, typically a root-raised cosine filter (RRC), according to equation

e a envolvente do sinal que daí resulta é limitada de seguida, deacordo com a condiçãoand the envelope of the resulting signal is then limited, according to the condition

De seguida, o filtro (303), que é o filtro adaptado de (301), • CllO x , filtra o sinal limitado em amplitude sn , e e feita a divisãoponto-a-ponto entre as componentes em fase e em quadratura dossímbolos recebidos yn e as respetivas componentes em fase e emquadratura da sequência de símbolos xn, i.e.Then, the filter 303, which is the filter adapted from (301), CllO x, filters the limited signal at sn amplitude, and divides point-to-point between the in-phase and quadrature components of the received and y symbols and the respective phase and quadrature components of the sequence of symbols xn, ie

com o intuito de atualizar os vetores de componentes em fase e emquadratura dos coeficientes de MM mn. Este processo iterativo érepetido até que não ocorra nova limitação da envolvente de sn em(302); A resposta a impulso dos filtros (301) e (303) usados nestemétodo é igual à resposta a impulso do filtro de limitação delargura de banda (103); A FIG. 4 apresenta o diagrama de transição entre os símbolosda constelação de um sinal OQPSK e de um sinal MM-OQPSK com limitesde envolvente AL e Αυ , para ilustrar o efeito de incorpora ométodo de MM proposto.with the intention of updating the vectors of components in phase and framing of the coefficients of MM mn. This iterative process is repeated until there is no new limitation of the sn envelope in (302); The impulse response of the filters 301 and 303 used in this method is equal to the impulse response of the bandwidth limiting filter 103; FIG. 4 shows the transition diagram between the symbols of the constellation of an OQPSK signal and an MM-OQPSK signal with envelope boundaries AL and Αυ, to illustrate the effect of incorporating the proposed MM method.

DESCRIÇÃO DETALHADA DO INVENTO O presente invento refere-se a um transmissor que utiliza umbloco (104) de amplificação linear com componentes não lineares (LINC) que amplifica sinais gerados a partir de esquemas demodulação com offset (i.e. em que as componentes em fase e emquadratura dos símbolos estão desfasadas temporalmente por meioperíodo de símbolo) de banda limitada, recorrendo a amplificadoresde potência (HPAs) não-lineares (1043) com elevada eficiênciaenergética. No sistema de transmissão é proposto o uso de um bloco(102) que efetua a modulação de magnitude (MM) de cada símbolomodulado xn gerado pelo bloco (101), sendo a operação de MM descritaporDETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a transmitter utilizing a linear amplification block (104) with nonlinear components (LINC) that amplifies signals generated from offset demodulation schemes (ie wherein the in-phase and framing components of the symbols are temporarily out of phase for half a period) of limited band, using nonlinear power amplifiers (HPAs) (1043) with high energy efficiency. In the transmission system it is proposed to use a block (102) that modulates the magnitude (MM) of each symbol modulation xn generated by the block (101), the MM operation being described by

em que χτη e x% representam respetivamente as componentes em fase eem quadratura do símbolo xn e e m® o par de coeficientes de MM(também doravante designado com fator de MM, mn = {m^,m^}) queefetuam a modulação de magnitude de xn. A operação de MM realizada pelo bloco (102) garante oconfinamento da envolvente do sinal de banda limitada sn (sinal àsaída do filtro (103) de limitação da largura de banda) entre doislimites de amplitude, ALe AUr especificados no projeto dotransmissor. Esta redução da gama dinâmica e PAPR do sinal atransmitir, permite melhorar a eficiência do bloco de combinação(1044), melhorando a eficiência energética global do bloco LINC.Resulta ainda no aumento da resiliência do LINC a desequilíbriosde fase/ganho entre os HPAs e uma redução da largura de banda dascomponentes de sinal LINC.where χτη ex% respectively represent the in-phase and quadrature components of the symbol xn eem® the pair of MM coefficients (hereinafter referred to as MM factor, mn = {m ^, m ^}) that define the magnitude modulation of xn . The MM operation carried out by the block 102 guarantees the confinement of the bound bandwidth envelope sn (signal to the output of the bandwidth limiting filter 103) between two amplitude limits, AL and AUr specified in the transmitter project. This reduction of the dynamic range and PAPR of the transmitted signal allows to improve the efficiency of the combination block (1044), improving the overall energy efficiency of the LINC block. It also results in increased LINC resilience to phase / gain imbalances between PAHs and a reduction of the bandwidth of LINC signal components.

Com o auxílio das figuras, serão agora descritas diferentesimplementações do mesmo dispositivo, sem que com isso seja limitadaa extensão da proteção concedida por este documento. Estasdiferentes implementações seguem um conjunto de passossequenciais, conforme é descrito de seguida. A estrutura básica do transmissor do presente invento éilustrada na FIG. 1. Depois de mapear o fluxo de bits, cada símbolo dá entrada em (102) para atualizar o registo de deslocamento(1021), conforme é detalhado na FIG. 2. Depois de extrair o devidopar de coeficientes de MM das LUTs (1022) e (1023), é realizado oajuste dos símbolos xn pelos coeficientes m!n e m%, dando origemao símbolo mnxn de acordo com (102), i.e. comWith the aid of the figures, different implementations of the same device will now be described, without thereby limiting the extent of the protection granted by this document. These different implementations follow a set of sequential steps, as described below. The basic structure of the transmitter of the present invention is illustrated in FIG. 1. After mapping the bit stream, each symbol is input to (102) to update the shift register (1021), as detailed in FIG. 2. After extracting the MM coefficients from the LUTs (1022) and (1023), the adjustment of the symbols xn by the coefficients m! N and m% is performed, yielding the symbol mnxn according to (102), i.e. with

É realizada de seguida o aumento do ritmo de processamento deamostras por inserção de L-l símbolos nulos entre cada doiselementos da sequência de símbolos ajustados mnxn, o qual é seguidoda filtragem digital em (103) para limitação da banda do sinal emodelação do pulso. 0 sinal que daí resulta é descrito da seguinteforma:The increase in the processing rate of samples by insertion of L-1 null symbols between each of the set of symbols sequence adjusted mnxn is followed, which is followed by digital filtering at (103) for limiting the band of the pulse emodelling signal. The resulting signal is described as follows:

Neste processo é garantido a limitação da gama dinâmica do sinalfiltrado, i.e. AL < \sn\ < Αυ. De seguida, o sinal sji dá entrada nobloco LINC (104), que processa no domínio digital em (1041) aseparação do sinal em componentes LINC recorrendo ao conjunto deequações que se segue:In this process the limitation of the dynamic range of the signal is guaranteed, i.e. AL < \ sn \ < Αυ. Thereafter, the s37 signal is input into the LINC block 104, which processes in the digital domain at (1041) signal aseparation into LINC components using the following sets of equations:

onde rn e φη representam respetivamente a amplitude e fase daamostra n do sinal, rmax o seu valor máximo de amplitude e sM olimiar de amplitude superior definido pelo bloco LINC. Da reduçãoda gama dinâmica da envolvente de sn resultam duas componentes desinal LINC com menor largura de banda, reduzindo dessa forma alargura de banda que o filtro de reconstrução dos DACs e os HPAs necessitam de acomodar, bem como a taxa de sobreamostragem Lnecessária para implementar o sistema de transmissão aquidescrito. Este processo, resulta também na redução da gama dinâmicado ângulo de decomposição LINC θη, cuja função de densidade deprobabilidade p(0) concentra e em torno de valores menores de Θ,permitindo um aumento da eficiência do processo de combinação LINCem (1044) cuja eficiência média é expressawhere rn and φη respectively represent the amplitude and phase of the sample n of the signal, rmax its maximum value of amplitude and sM olimiar of upper amplitude defined by the block LINC. The reduction of the dynamic range of the sn envelope results in two LINC components with lower bandwidth, thus reducing bandwidth that the reconstruction filter of DACs and HPAs need to accommodate, as well as the oversampling rate needed to implement the system transmission. This process also results in the reduction of the dynamic range of the decomposition angle LINC θη, whose probability density function p (0) concentrates and around values smaller than Θ, allowing an increase in the efficiency of the LINCem (1044) combination process whose efficiency mean is expressed

Uma implementação possível deste invento utiliza sM<rmax, como intuito de aumentar a eficiência energética do transmissor àcusta de uma quantidade desprezível de radiação fora de banda e decompensação de potência para manter a taxa de erros face àdegradação de desempenho do transmissor.One possible implementation of this invention utilizes sM " rmax " in order to increase the transmitter's energy efficiency at the expense of a negligible amount of out-of-band radiation and power decompensation to maintain the error rate against the performance degradation of the transmitter.

De seguida, as componentes de sinal LINC são convertidas parao domínio analógico em (1042) e amplificadas por HPAs de elevadaeficiência energética e fortemente não-lineares. Antes datransmissão do sinal, as componentes LINC já amplificadas sãocombinadas em (1044), de acordo com:Thereafter, the LINC signal components are converted to the analog domain at (1042) and amplified by high energy and strongly non-linear PAHs. Before signal transmission, the LINC components already amplified are combined in (1044), according to:

onde se assume (sem perda de generaliadade) que os HPAs têm ganhode potência unitário. Da redução da gama dinâmica da envolvente desn resulta um aumento da eficiência energética do transmissor,devido à redução das perdas de potência deste esquema que estãoassociadas ao processo de recombinação de sinal. Para além disso,a redução da gama dinâmica da envolvente deste sinal permite tambémproduzir componentes de sinal LINC sln e s2n com um espectro maisestreito, o que permite melhorar a resiliência deste esquema detransmissão perante desequilíbrios de fase e ganho entre os HPAs.where it is assumed (without loss of generality) that HPAs have a unit power gain. From the reduction of the dynamic range of the envelope, an increase in the energy efficiency of the transmitter results, due to the reduction of the power losses of this scheme that are associated with the process of signal recombination. In addition, the reduction of the dynamic range of the envelope of this signal also allows to produce LINC signal components sln and s2n with a more narrow spectrum, which allows to improve the resilience of this transmission scheme in face of phase and gain imbalances between the HPAs.

Os coeficientes de MM armazenados nas LUTs (1022) e (1023) sãoestimados seguindo um algoritmo iterativo que emula um cenário detransmissão sem ruído e que toma em consideração os parâmetros dofiltro (103), conforme é ilustrado na FIG. 3. 0 método aquidescrito é levado a cabo para cada uma das combinações de símbolosque o registo de deslocamento (1021) pode conter e que constituio conteúdo inicial do registo (304), para determinação doscoeficientes de MM para esse estado. Os blocos (301) e (303)realizam operações de filtragem e são filtros adaptados entre si.0 filtro (301) a usar no método de determinação dos coeficientesde MM, deve possuir a mesma resposta a impulso do filtroimplementado pelo bloco (103), sendo tipicamente um filtro RRC.The MM coefficients stored in the LUTs 1022 and 1023 are estimated following an iterative algorithm that emulates a noise-free transmission scenario and takes into account the parameters of the filter 103 as shown in FIG. 3. The method described is carried out for each of the combinations of symbols which the displacement register 1021 may contain and constituting the initial contents of the register 304 for determining the GM coefficients for that state. Blocks 301 and 303 perform filtering operations and are filters adapted to each other. The filter 301 to be used in the method for determining the MM coefficients must have the same impulse response of the filter implemented by the block 103, typically being an RRC filter.

Inicialmente, cada sequência de coeficientes de MM constantedo registo (305) é representada por um vetor de l's, de modo a quea primeira iteração do algoritmo não contenha MM. A primeira etapado procedimento consiste na realização da multiplicação deHadamard dos conteúdos de (304) e (305) gerando uma sequência desímbolos mnxn dada porInitially, each sequence of MM constants in the register (305) is represented by a vector of s, so that the first iteration of the algorithm does not contain MM. The first step procedure consists of performing the Hamamard multiplication of the contents of (304) and (305) generating a sequence mnxn symbols given by

A sequência de símbolos mnxn é de seguida filtrada pelo bloco(301) e a envolvente do sinal filtrado sn limitada pelo bloco (302)dando origem ao sinal s^lip, de acordoThe sequence of symbols mnxn is then filtered by the block 301 and the envelope of the filtered signal is bounded by the block 302 giving the signal s ^ lip, according to

De seguida, o sinal com envolvente limitada s^lip dá entrada nofiltro RRC adaptado (303), e o sinal resultante é amostrado deforma a obter a sequência de símbolos com MM que tinha sidotransmitida inicialmente (tendo em conta o desfasamento temporaldas componentes em fase e em quadratura dos símbolos originais).Finalmente, é calculado o rácio ponto a ponto entre os símbolos recebidos yn e a sequência original xn, por forma a determinar anova sequência de coeficientes de MM, dada porThereafter, the bound envelope signal is input to the adapted RRC filter (303), and the resulting signal is sampled to obtain the MM symbol sequence that had been initially transmitted (taking into account the time lag of the in-phase components and in quadrature of the original symbols). Finally, the point-to-point ratio between the received symbols yn and the original sequence xn is calculated in order to determine the new sequence of MM coefficients, given by

Este resultado no é usado na atualização do registo (305). Estealgoritmo é repetido com estes novos coeficientes de MM até quenão haja limitação da envolvente de sn. Quando é terminada aexecução do algoritmo, o coeficiente de MM mQ = , i.e. o elemento central do registo (305) é armazenado nas LUTs, na posiçãocujo endereço é definida pelo sequência xn conteúdo do registo(304).This result is not used in the registry refresh (305). This algorithm is repeated with these new MM coefficients until there is no limitation of the sn envelope. When the algorithm is completed, the MM coefficient mQ =, i.e. the central element of the register 305 is stored in the LUTs, in the position whose address is defined by the sequence xn of the register 304.

Apesar de terem sido descritas várias implementações dopresente invento, existem várias alterações e modificações queserão evidentes para um especialista da área. Por isso, não sepretende limitar a extensão da proteção do presente invento com asdiferentes implementações aqui descritas.While various implementations of the present invention have been described, various changes and modifications are apparent to one skilled in the art. Therefore, it is not intended to limit the extent of the protection of the present invention with the different implementations described herein.

Bibliografia [1] S. Miller and R. O'Dea, "Peak power and bandwidth efficientlinear modulation," IEEE Trans. Commun., vol. 46, no. 12, pp. 1639-1648, Dec. 1998.Bibliography [1] S. Miller and R. O'Dea, " Peak power and bandwidth efficientlinear modulation, " IEEE Trans. Commun., Vol. 46, no. 12, pp. 1639-1648, Dec. 1998.

[2] G. Li, Z. Xu, C. Xiong, C. Yang, S. Zhang, Y. Chen, and S. Xu,"Energy-efficient wireless communications: tuto- rial, survey, andopen issues," Wireless Communications, IEEE, vol. 18, no. 6, pp.28-35, December 2011.[2] G. Li, Z. Xu, C. Xiong, C. Yang, S. Zhang, Y. Chen, and S. Xu, " Energy-efficient wireless communications: tutorial, survey, andopen issues, "; Wireless Communications, IEEE, vol. 18, no. 6, pp.28-35, December 2011.

[3] S. Zeadally, S. Khan, and N. Chilamkurti, "Energy- efficient networking: past, present, and future," The Journal of[3] S. Zeadally, S. Khan, and N. Chilamkurti, " Energy efficient networking: past, present, and future, " The Journal of

Supercomputing, vol. 62, no. 3, pp. 1093-1118, 2012.Supercomputing, vol. 62, no. 3, pp. 1093-1118, 2012.

[4] P. Reynaert and M. Steyaert, RF Power Amplifiers for MobileCommunications. Springer, 2006.[4] P. Reynaert and M. Steyaert, RF Power Amplifiers for MobileCommunications. Springer, 2006.

[5] D. Cox, "Linear amplification with nonlinear components,"Communications, IEEE Transactions on, vol. 22, no. 12, pp. 1942-1945, Dec 1974.[5] D. Cox, " Linear amplification with nonlinear components, " Communications, IEEE Transactions on, vol. 22, no. 12, pp. 1942-1945, Dec 1974.

[6] A. Birafane, M. El-Asmar, A. Kouki, M. Helaoui, and F.Ghannouchi, "Analyzing LINC systems," Microwave Magazine, IEEE,vol. 11, no. 5, pp. 59-71, Aug 2010.[6] A. Birafane, M. El-Asmar, A. Kouki, M. Helaoui, and F.Ghannouchi, " Analyzing LINC systems, " Microwave Magazine, IEEE, vol. 11, no. 5, pp. 59-71, Aug 2010.

[7] R. Dinis and A. Gusmão, "Nonlinear signal processing schemesfor OFDM modulations within conventional or LINC transmitterstructures," European Transactions on Telecommunications, vol. 19,no. 3, pp. 257-271, 2008.[7] R. Dinis and A. Gusmão, " Nonlinear signal processing schemes for OFDM modulations within conventional or LINC transmitterstructures, " European Transactions on Telecommunications, vol. 19, no. 3, pp. 257-271, 2008.

[8] S. Cripps, "RF power amplifiers for wireless communications,"Microwave Magazine, IEEE, vol. 1, no. 1, pp. 64- 64, Mar 2000.[8] S. Cripps, " RF power amplifiers for wireless communications, " Microwave Magazine, IEEE, vol. 1, no. 1, pp. 64-64, Mar 2000.

[9] A. Ambroze, M. Tomlinson, and G. Wade, "Magnitude modulationfor small satellite earth terminals using QPSK and OQPSK," inCommunications, 2003. ICC '03. IEEE International Conference on,vol. 3, pp. 2099-2103, May 2003.[9] A. Ambroze, M. Tomlinson, and G. Wade, " Magnitude modulation for small satellite earth terminals using QPSK and OQPSK, " inCommunications, 2003. ICC '03. IEEE International Conference on, vol. 3, pp. 2099-2103, May 2003.

[10] M. Gomes, "Magnitude modulation for peak power control insingle carrier communication systems," Ph.D. dissertation,Universidade de Coimbra, Portugal, 2010.[10] M. Gomes, " Magnitude modulation for peak power control insingle carrier communication systems, " Ph.D. dissertation, University of Coimbra, Portugal, 2010.

Claims

A LINC transmitter with improved efficiency for limited signals characterized by having several interconnected devices based on figure 1 which: - by (101) perform the digital modulation of a sequence of bits in a sequence of symbols offset modulated; - by (102) implements a magnitude modulation (MM) technique; - by (103) performs a digital filtering for modulation of the signal and transmission band limitation of the signal; (104) performs an implementation of a linear amplification technique with nonlinear components (LINC), wherein the decomposition of the signal into the components of constant amplitude is performed in the digital domain by (1041), followed by the conversion of the resulting signals Sln and s2n for the continuous domain by (1042), amplification of the signals by (1043) based on nonlinear amplifiers of amplification classes characterized by higher efficiency, and finally combining the signals by (1044).

An improved efficiency LINC transmitter for limited output signals according to claim 1, characterized in that it uses an upper threshold of amplitude defined in the specifications for the LINC block (104) to increase the efficiency of the transmitter; thus, the decomposition angle LINC is calculated in the digital domain at (1041) by

and the LINC signal components sln and s2n by

where rn and <pn respectively represent the amplitude and phase of the sample n of the signal and rmax is its maximum amplitude value defined in the specifications for the LINC block 104.

An improved efficiency LINC transmitter for limited band signals according to claims 1 and 2, characterized in that (102) implementing an MM method to reduce the dynamic range of the signal envelope returned by the pulse shaping filter and band limitation ( 103), limiting it to an interval defined by a lower limit AL and an upper limit Au, ie, Al < | sn | < In order to: - reduce the dynamic range of the decay angle LINCθη, in order to increase the energy efficiency of the combination process of the LINC signal components in (1044); - to reduce the spectral widening of the signal components LINC sln and S2n, so as to increase the resilience due to phase and amplitude imbalances between the gain of the power amplifiers (1043); reducing the spectral widening of the LINC signal components Sln and S2n so as to decrease the bandwidth which the digital-to-analog converters 1042 and the power amplifiers 1043 need to accommodate.