PT107671A - Recetor com igualização e estimação do ruído de fase conjuntas e respetivo método - Google Patents

Abstract

A PRESENTE INVENÇÃO REFERE-SE A SISTEMAS DE TELECOMUNICAÇÕES SEM FIOS, EM PARTICULAR, A RECETORES COM IGUALIZAÇÃO E ESTIMAÇÃO DO RUÍDO DE FASE CONJUNTAS E RESPETIVOS MÉTODOS ITERATIVOS QUE UTILIZAM A TÉCNICA DE TRANSMISSÃO BASEADA EM MODULAÇÕES DE PORTADORA ÚNICA COMBINADA COM IGUALIZAÇÃO NO DOMÍNIO DA FREQUÊNCIA (SC-FDE) NA PRESENÇA DE RUÍDO DE FASE E/OU DESVIOS NA FREQUÊNCIA DA PORTADORA.

Description

DESCRI ÃO

Recetor com Igualização e Estimação do Ruido de Fase Conjuntas e Respetivo Método

Campo da invenção

Campo técnico em que a invenção se insere A presente invenção refere-se a sistemas de telecomunicações (SC-FDE), em particular, a recetores com igualização e estimação do ruido de fase conjuntas e respetivos métodos de receção iterativos para a deteção em sistemas de telecomunicações sem fios que utilizam a técnica de transmissão de portadora única (SC) . 0 sinal recebido encontra-se afetado por ruido de fase e/ou desvios na frequência da portadora. 0 recetor utiliza igualização no domínio da frequência (FDE).

Estado da técnica

Os sistemas sem fios emergentes tendem a utilizar a técnica de transmissão baseada em múltiplas sub-portadoras ortogonais (OFDM), permitindo atingir elevados ritmos, com elevado desempenho. Devido às elevadas relações de potência de pico relativamente à potência média, a utilização desta técnica de transmissão é pouco viável em terminais móveis (ligação ascendente). Por essa razão, a técnica de transmissão baseada em SC-FDE surge como alternativa ao OFDM, permitindo colmatar a limitação de potências e mantendo a capacidade de tirar partido das vantagens que advêm da utilização da igualização no dominio da frequência. De notar que a técnica de transmissão baseada em OFDM foi selecionada pelas especificações da ligação descendente (da estação de base para o terminal móvel) do 'Long Term Evolution' (LTE) na versão do 'Third Generation Partnership Project' (3GPP), a qual consiste na quarta geração de comunicações celulares. Esta técnica de transmissão substitui a multiplexagem por divisão por código (CDMA), utilizada na interface rádio da terceira geração de comunicações celulares. Pelas razões anteriormente expostas, a técnica de transmissão baseada em SC-FDE foi também selecionada como uma opção pelas especificações da ligação ascendente (do terminal móvel para a estação de base) do LTE, na versão do 3GPP.

Os sistemas de telecomunicações sem fios estão, cada vez mais, inseridos em ambientes altamente povoados, convivendo com inúmeros aparelhos de radiofrequência de naturezas diversas. Os requisitos para estes sistemas são sucessivamente maiores, tanto ao nível da velocidade de transmissão como em relação à ocupação espetral, agravando os efeitos nefastos do canal comum.

Por outro lado, nos sistemas de banda larga, devido às múltiplas reflexões que os sinais podem sofrer durante os percursos, podem chegar ao recetor várias réplicas do mesmo sinal, com atrasos, atenuações e desvios de fase diferentes. Este fenómeno chama-se desvanecimento seletivo na frequência e origina interferência inter-simbólica (ISI). Esta interferência é tanto mais acentuada quanto maior for o ritmo de transmissão, o que resulta numa limitação ao aumento dos débitos binários. 0 nível de sinal no recetor é visto como a soma de sinais individualmente distorcidos, resultado dos vários caminhos percorridos. Nestas condições um sinal enviado pelo canal rádio é profundamente alterado, o que torna necessário um tratamento adequado no recetor de forma a inverter os efeitos do canal, operação vulgarmente designada por igualização. A introdução de um prefixo cíclico em cada bloco de dados visa absorver as réplicas do sinal que chegam com atraso. Este procedimento permite, de facto, a eliminação da interferência entre blocos (mantendo-se, contudo, a interferência no interior do bloco), desde que o prefixo cíclico adicionado seja de tamanho superior à resposta impulsiva do canal.

Os sistemas SC-FDE propostos em [Sari94] apresentam-se como uma solução possível para o problema da igualização, revelando uma boa relação desempenho/complexidade, para além da eficiência energética superior, se comparada com sistemas OFDM. Este sistema de igualização possui um emissor estruturalmente simples. Ao sinal modulado é adicionado o prefixo cíclico e, após este procedimento, o sinal é enviado. Dado que o valor da flutuação da envolvente do sinal, na generalidade dos casos, é suficiente para levar a distorções, torna-se necessário utilizar um processo de amplificação linear no transmissor.

Para um aumento do desempenho da igualização, é aconselhável utilizar um esquema SC-FDE com realimentação iterativa (I -DFE) [ envenuto02], [ envenutolO] . Este recetor serve-se dos valores de sinal estimado para melhorar, a cada iteração, a estimação dos dados em análise. Ao nível da estimação, a aplicação do bloco de decisão baseado em decisões brandas alcança maior precisão e consequentemente um melhor desempenho nos resultados.

Na verdade, nos recetores I -DFE a igualização e a descodificação de canal são efetuadas separadamente, i.e., a malha de realimentação usa a saida do igualizador e não a saida do descodificador de canal. Contudo, é possível atingir ganhos de desempenho mais elevados se estes procedimentos se realizam em conjunto. Uma forma eficaz de alcançar isto é através da implementação de um esquema de turbo igualização. Neste tipo de estrutura os procedimentos de igualização e descodificação são repetidos, de forma iterativa, sendo trocada entre eles algum tipo de informação branda. Apesar de inicialmente propostos para recetores a operar no domínio do tempo, os turbo igualizadores também permitem implementações no domínio da frequência. Nomeadamente, os esquemas turbo FDE baseados no I -DFE [ envenuto05], [Gusmão07] como é o caso desta invenção.

Como os coeficientes de filtragem e de realimentação são função da resposta em frequência do canal (CFR), são necessárias no recetor boas estimativas do canal. Tipicamente, estas estimativas do canal são obtidas com a ajuda de símbolos de treino multiplexados com símbolos de dados, quer no domínio do tempo ou no domínio da frequência [Lam06]. Apesar de ambas as opções poderem ser utilizadas com qualquer formato de modulação, normalmente pilotos no domínio da frequência são empregues com modulações OFDM enquanto os pilotos no domínio do tempo são empregues com modulações de portadora única. Tipicamente, a estimação de canal corresponde a um consumo acrescido da largura de banda disponível, especialmente em canais que apresentem elevada variabilidade e/ou em transmissões impulsivas, i.e., transmissões rápidas e intensas. Como a largura de banda disponível nos sistemas de comunicações é limitada, esta deverá sofrer um uso racional através da redução da largura de banda utilizada na estimação de canal. Uma solução promissora para este problema é o uso de pilotos implícitos, também chamados de pilotos sobrepostos. Nesta solução a sequência de treino é adicionada à sequência de dados em vez de ser multiplexada. Isto significa a possibilidade de aumentar substancialmente a densidade dos pilotos [DinisO ]. Em alternativa pode-se utilizar sequências de treino [CoelholO]. A presença de desvios na frequência da portadora (CFO) e de ruido de fase nos sistemas de comunicações digitais compromete seriamente a qualidade de receção do sinal. Estes fenómenos são ubíquos aos sistemas de comunicação e não podem ser evitados, apenas minorados. 0 CFO tem origem no desalinhamento das frequências dos osciladores do transmissor e do recetor e/ou no movimento relativo dos terminais móveis e que se traduz pelo desvio de Doppler. Já o ruído de fase tem origem em imperfeições nos osciladores locais que se traduzem por fenómenos de instabilidade na frequência de relógio dos osciladores. A degradação de desempenho ao nível da relação sinal ruído (SNR) introduzida pelo CFO e pelo ruído de fase em modulações OFDM e SC foi quantificada em [Pollet95] . Aí, prova-se que essa degradação de desempenho deve-se, nas modulações OFDM, a duas contribuições diferentes: ao erro de fase comum a todas as sub-portadoras e à interferência entre sub-portadoras (ICI) . No caso das modulações SC o desempenho é unicamente afetado pelo erro de fase comum. Pollet et ai. argumenta igualmente que o OFDM é várias ordens de grandeza mais sensível ao CFO e ruído de fase que as modulações SC.

Enquanto o CFO é caracterizado por um comportamento linear no tempo, o ruído de fase é modelado por um processo aleatório. Podem-se considerar o processo de Wiener-Lévy ou o de Orstein-Uhlenbeck dependendo de o ruído de fase resultar de um oscilador em modo livre ou em malha de fase fechada (PLL), respetivamente. Nos osciladores guiados por PLL, o mecanismo de controlo em malha fechada faz o seguimento das variações que ocorrem na frequência do sinal da portadora, e consequentemente, o ruído de fase tem variância limitada. Já a operação dos osciladores em modo livre ocorre sem PLL e o ruído de fase gerado resulta da acumulação de desvios à frequência central da portadora conduzindo a um ruído de fase absoluta de variância ilimitada. Várias soluções para o problema da estimação do ruído de fase estão presentes na literatura. No entanto, apenas em [SabbaghianO ] é que se pode ver um esquema de igualização e estimação do ruído de fase conjuntos. No entanto, a solução de Sabbaghian e Falconer está limitada a constelações de sinais definidas unicamente pela fase, e.g., constelações M-PSK. De modo diferente, a solução apresentada nesta patente propõe-se resolver o problema da estimação de ruído de fase em constelações bidimensionais (i.e., amplitude/fase), e.g., M-QAM.

Do ponto de vista ayesiano, a estimação do ruído de fase a partir das observações feitas à saída do canal corresponde a determinar a função de densidade de probabilidade (fdp) posterior do estado, i.e., do valor do ruído de fase condicionado a todas as observações, deste modo permitindo o cálculo de uma estimativa ótima em relação a qualquer critério, e.q., a minimização do erro quadrático médio (MMSE). Determinar a fdp posterior é normalmente extremamente difícil. Uma exceção notável ocorre quando o estado e as observações têm modelos lineares e o ruído é Gaussiano. Neste caso a fdp posterior é calculada de forma ótima pelo filtro de Kalman.

Nesta invenção, utiliza-se um filtro estocástico recursivo para propagar a fdp posterior com base no facto do ruido de fase ser caracterizado por um modelo de Wiener, que atua como prior, e de se remover a dependência do fator de observação respeitante aos símbolos de dados através de uma operação de marginalização. Estas duas caracteristicas permitem obter um algoritmo recursivo ayesiano eficaz. A presente invenção considera um igualizador iterativo por blocos retroalimentado por decisões para sinais SC-FDE combinado com um estimador do ruido de fase. Este recetor, utilizando filtragem direta e realimentação, apresenta melhor desempenho do que os recetores baseados em métodos não iterativos, tal como demonstrado em [ envenuto02], [Dinis03] e [ envenutolO].

Sumário da invenção A presente invenção refere-se a sistemas de telecomunicações sem fios, em particular, a recetores com igualização e estimação do ruido de fase conjuntas e respetivos métodos.

Combina um recetor I -DFE para sinais SC-FDE com um algoritmo recursivo ayesiano para estimação do ruido de fase em canais fortemente dispersivos e altamente variáveis no tempo devido à presença do ruido de fase e/ou desvios na frequência da portadora. As aplicações desta invenção são os recetores de sinais rádio digital, nomeadamente, e por exemplo, as comunicações rádio celular 3GPP LTE-A e futuros standards das comunicações móveis sem fios. Outras aplicações possíveis são as comunicações por satélite e as comunicações acústicas submarinas.

Descrição detalhada da invenção A presente invenção, refere-se a sistemas de telecomunicações sem fios, em particular, a recetores com igualização e estimação do ruido de fase conjuntos e respetivos métodos, vai ser descrita seguidamente em pormenor, recorrendo ao esquema simplificado apresentado na Figura 1 e na Figura 2. Nestas figuras a identificação de cada elemento particular em discussão é efetuada usando um número em que o algarismo mais significativo corresponde ao número da figura na qual o elemento se encontra introduzido (por ex.: o elemento, bloco de inclusão do prefixo cíclico (102) encontra-se introduzido na Figura 1). O dispositivo da presente invenção compreende um bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201), um bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202) e um bloco de estimação dos parâmetros de canal e de cálculo dos coeficientes de igualização (203) . O método de igualização e estimação do ruído de fase conjuntas é implementado pelo recetor da presente invenção, através das seguintes etapas: transformar o conjunto de amostras igualizadas e afetadas de ruido de fase no domínio da freguência para o domínio do tempo no bloco da transformada inversa de Fourier (201a) e obter o conjunto de amostras igualizadas e afetadas de ruído de fase no domínio do tempo; compensar a presença de ruído de fase no conjunto de amostras igualizadas e afetadas de ruído de fase no domínio do tempo à entrada do bloco de contra- rotação (202b) e obter o conjunto de amostras igualizadas e compensadas de ruído de fase no domínio do tempo; calcular as verosimilhanças de símbolo sobre o conjunto de amostras igualizadas e compensadas de ruído de fase no domínio do tempo à entrada do bloco de decisão de símbolo (201b) e obter o conjunto de amostras de decisões brandas e compensadas de ruído de fase no domínio do tempo; reintroduzir o ruído de fase no conjunto de amostras de decisões brandas e compensadas de ruído de fase no domínio de tempo à entrada do bloco de rotação (202c) e obter o conjunto de amostras de decisões brandas e afetadas de ruído de fase no domínio de tempo; atrasar o conjunto de amostras de decisões brandas e afetadas de ruído de fase no domínio de tempo por uma iteração no bloco de atraso (201c); transformar o conjunto de amostras de decisões brandas e afetadas de ruído de fase no domínio de tempo para o domínio da freguência no bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (201d); estimar os parâmetros de canal no bloco de estimação dos parâmetros de canal (203a); calcular os coeficientes de filtragem no bloco de cálculo dos coeficientes de filtragem (203b) e calcular os coeficientes de realimentação no bloco de cálculo dos coeficientes de realimentação (203b).

De referir que os diagramas de blocos apresentados não incluem a parte de processamento radiofrequência a qual é independente da presente invenção.

Na Figura 1 observa-se um diagrama de blocos que representa a cadeia simplificada para a transmissão/receção de sinais SC-FDE. Esta figura é composta por os seguintes elementos: 0 bloco de mapeamento (101) que mapeia os dados a transmitir utilizando uma técnica de mapeamento de dados, e.g., codificação de Gray. No bloco de mapeamento (101) {sn; n - 0, 1, ...,N — 1} corresponde ao bloco de dados transmitido em que cada símbolo sn é o sinal transmitido amostrado no instante η. N é a dimensão do bloco. Os dados a transmitir são ilustrados por a sequência ...10110 0.... O bloco de inclusão do prefixo cíclico (102) que adiciona o prefixo cíclico ao sinal de dados. O sinal de dados com prefixo cíclico é dado por:

(eq. 1) onde Ncp é a dimensão do prefixo cíclico. O bloco de canal (103) representa o canal rádio. No bloco de canal (103) o sinal sofre os efeitos indesejados decorrentes da transmissão sobre o canal rádio multi-percurso na presença de ruído de fase. O sinal resultante pode ser descrito como a convolução do sinal à entrada do canal por a resposta impulsiva do canal rodada de um valor correspondente ao ruído de fase mais a adição do ruído de canal, i.e., por: η = Ο, 1, ... , Ν - 1 (eq. 2) onde {θη; η = 0, 1, , Ν — 1} é ο ruído de fase, {tç; 1 - 0, 1,..., Nh -1} é a resposta impulsiva do canal (naturalmente e de modo a evitar ISI, Ncp > Nh - 1) e {vn; n — 0, 1, ...,N — 1} é ruído complexo Gaussiano de média nula e variância 2<j2v . O bloco de remoção do prefixo cíclico (104) que remove o prefixo cíclico do sinal recebido. O bloco da transformada direta de Fourier (DFT) à entrada do igualizador (105) que tem à sua entrada o sinal recebido no domínio do tempo, {y^; n = 0, 1, ..., N — 1}, e à sua saída o sinal correspondente no domínio da frequência obtido através do cálculo da transformada direta de Fourier, i.e., {Yk; k = 0, 1, ..., N — 1} = DFT {y^; n = 0, 1, ..., N - l} ; O bloco de igualização e estimação do ruído de fase conjuntas (106) que é apresentado em pormenor na Figura 2; O bloco de decisões rígidas (107), (HD) que realiza uma decisão rígida sobre o valor da amostra igualizada, i.e., {s^; n = 0, 1,..., N - 1} = HDÍsjf; n = 0,1,, N - 1} ; O bloco de desmapeamento (10 ) que a partir das decisões rígidas {s^; n = 0, 1, ...,N - 1} devolve os dados recebidos;

Na Figura 2 observa-se um diagrama de blocos que representa a cadeia de processamento de um recetor iterativo com igualização no domínio da frequência e estimação e compensação do ruído de fase conjuntas. Esta figura corresponde ao bloco de igualização e estimação do ruído de fase conjuntas (106), que é composto pelos seguintes elementos: o bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201), o bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202) e o bloco de estimação dos parâmetros de canal e cálculo dos coeficientes de igualização (203) .

Note-se que cada um destes blocos é composto por sub-blocos identificados por o número do bloco a que pertence seguido de uma letra, por exemplo, o bloco de rotação (202c) corresponde a um sub-bloco do bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202) . Descreve-se de seguida e em detalhe cada um dos blocos constituintes da Figura 2. O bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201) é composto por quatro sub-blocos. A saber, o bloco da transformada inversa de Fourier (201a), (IDFT), o bloco de decisão de símbolo (201b), O bloco de atraso (201c) e o bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (201d). O bloco da transformada inversa de Fourier (201a) que tem à sua entrada o sinal igualizado, no domínio da frequência, e à saída o sinal correspondente no domínio do tempo obtido através da transformada inversa de Fourier, i.e., {sf1; n = 0, 1, , N - 1} = IDFTÍSf1; k = 0, 1, ..., N - 1} . Note-se que, à entrada da cadeia de processamento do igualizador iterativo efetua-se o produto pelo coeficiente de filtragem {Fk; k - 0, 1, ...,N - 1} e posteriormente a subtração do termo de realimentação, {Sk(1_1> k - 0, 1, ..., N - 1} . O bloco da transformada inversa de Fourier (201a) opera sobre o conjunto de amostras definido por:

Sf = - sf_1) k - 0, 1, ...,N - 1 (eq. 3) onde o conjunto de amostras recebido, {Yj; k = 0, 1, , N — 1}, vem afetado de ISI e ruído de fase. O conjunto de amostras recebido, {Yj; k = 0, 1, ... , N — 1}, é descrito por: X = S^Hk + Nk, k = 0, 1, ..., N - 1 (eq. 4) onde {Sjj; k = 0, 1, ..., N — 1} é o conjunto de amostras no domínio da frequência correspondente aos dados a ser transmitidos e que vem afetado de ruído de fase (indicado por o apostrofo), {Hk; k = 0, 1, ..., N — 1} é a resposta em frequência do canal e {Nk; k — 0, 1, ...,N — 1} é ruído Gaussiano complexo com média nula e variância 2<j2b . O bloco de decisão de símbolo (201b) realiza uma decisão branda (SD) sobre o valor do conjunto de amostras igualizadas, i.e., {s^11; n = 0, 1, ..., N — 1} = SD{s^; n = 0,1, ..., N — 1} . As decisões de símbolo são posteriormente utilizadas na reconstrução do sinal transmitido com interferência de modo a ser aplicado no cancelamento da ISI residual na iteração seguinte e na estimação dos parâmetros de canal. Alternativamente pode-se utilizar na malha de realimentação do bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201) a saída de um descodificador de canal do tipo Soft-Input Soft-Output (SISO), integrando desta forma no I -DFE codificação de canal e permitindo os desempenhos próprios dos esquemas Turbo FDE, através dos seguintes passos: a) Desmapeamento do conjunto de amostras igualizadas no bloco de desmapeamento brando (301) com retorno da razão de verosimilhança logarítmica de cada bit; b) Desentrelaçamento dos bits no bloco desentrelaçador (302); c) Descodificação de canal no bloco descodificador do tipo SISO (303) com retorno da razão de verosimilhança logarítmica refinada; d) Re-entrelaçamento dos bits no bloco entrelaçador (304) ; e) Re-mapeamento dos bits em símbolos de dados codificados no bloco de re-mapeamento brando (305). O bloco de atraso (201c) que atrasa o conjunto de amostras à sua entrada em uma iteração, i.e., {s^<1_1); n = 0,1, ...,N - 1} = Atraso{s^(1>; n = 0,1,..., N - 1}, onde (i-1) representa as respetivas amostras atrasadas relativamente à (i)-ésima iteração; O bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (201d), transforma o sinal atrasado da cadeia de realimentação do igualizador no domínio do tempo {sj(1_1>; n = 0, 1, ...,N — 1} no correspondente sinal no domínio da frequência {S^(1_1>; k = 0, 1, ...,N — 1} através da transformada direta de Fourier, i.e., {sf Λ· n = 0, 1,..., N - 1} = DFTÍSf"1’; k = 0,1, , N - 1} . O bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (204) tem a sua saída multiplicada pelo coeficiente de realimentação { Jj1; k = 0, 1,..., N — 1} . O bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202) é composto por três sub-blocos. A saber, o bloco de estimação do ruído de fase (202a), o bloco de contra-rotação (202b) e o bloco de rotação (202c). O bloco de estimação do ruído de fase (202a) estima o ruído de fase em constelações definidas por fase e amplitude, através de um filtro recursivo ayesiano. O seu fator de observação é dado por:

(eq. 5) onde cf>(s) — arg{s} é o argumento do símbolo complexo s pertencente ao alfabeto L de cardinalidade M, i.e., s e L com L=M, Çn(s) = (| sf |2 + | s |2)/σ2 em que σ2 é a variância do ruído do canal equivalente e Pn(s) = | s^(;L)s |/σ2 . Note-se que, os símbolos s são definidos em fase e amplitude. O bloco de contra-rotação (202b) que realiza a compensação do ruído de fase. Procede-se à compensação do ruído de fase no domínio do tempo através do uso da estimativa do ruído de fase, i.e.,

onde |s^(l); n = 0, ...,N — l| são as amostras igualizadas do sinal, no domínio do tempo, à saída do bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201). O bloco de rotação (202c) que volta a inserir na cadeia de realimentação do igualizador o ruído de fase, i.e., {sf> = s^"’; n = 0, Ι,.,.,Ν - 1} . O bloco de estimação do ruído de fase (202a) estima o ruído de fase no domínio do tempo através da caracterização da saída do bloco da transformada inversa de Fourier (201a) por meio de um canal equivalente, descrito como aditivo Gaussiano de média nula. Esta caracterização é possível porque a saída do bloco da transformada inversa de Fourier (201a) apresenta unicamente dois termos: o sinal de interesse e uma componente aditiva compreendendo o ruído de canal e interferência residual. O filtro recursivo ayesiano responsável pela estimação do ruído de fase tem um fator de observação dado por (eq. 5). O bloco de estimação dos parâmetros de canal e cálculo dos coeficientes de igualização (203) é composto por três sub-blocos. A saber, o bloco de estimação dos parâmetros de canal (203a) , o bloco do cálculo dos coeficientes de filtragem (203b) e o bloco do cálculo dos coeficientes de realimentação (203c). O bloco de estimação dos parâmetros de canal (203a) estima a resposta em frequência do canal, {H^1; k = 0, 1, ... , N — 1}, e a estimativa do inverso da relação sinal ruído, {â}, a partir da saída do bloco de decisão de símbolo (201b) e as amostras à entrada do igualizador {Y^; k = 0, 1, ..., N - 1} . O bloco do cálculo do coeficiente de filtragem (203b) que tem à sua entrada as estimativas da resposta em frequência do canal, {Hl.11; k = 0, 1, , N — 1}, e a estimativa do inverso da relação sinal ruído, {â}, e à sua saída o coeficiente de filtragem {F^11; k = 0, 1, ... , N — 1} . O bloco do cálculo do coeficiente de realimentação (203c) que tem à sua entrada as estimativas da resposta em frequência do canal, {Hj.11; k = 0, 1, ... , N — 1}, e a estimativa do inverso da relação sinal ruído, {â}, e à sua saída o coeficiente de realimentação { J.1’; k = 0,1,, N — 1} .

Sendo o esquema apresentado na Figura 2 um esquema iterativo, o resultado de cada decisão de símbolo realizada pelo bloco de decisão de símbolo (201b) é reenviado para o bloco da transformada inversa de Fourier (201a). Isto após ser reintroduzida a estimativa do ruído de fase no bloco de rotação (202c), de ser devidamente atrasado no bloco de atraso (201c) e de ser efetuadas as operações correspondentes ao bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (201d). Assim procede-se ao cancelamento da interferência ainda existente no conjunto de dados. Este procedimento permite uma melhoria significativa dos resultados a cada iteração visto que a anulação da interferência é sucessivamente melhorada à medida que as estimativas dos bits transmitidos se vão tornando mais exatas, i.e., com menos erros nas decisões de símbolo. Cálculo dos coeficientes de filtragem

Os coeficientes de filtragem direta e os coeficientes de realimentação negativa são representados por {Fjf’; k = 0, 1, ..., N — 1} e { k = 0, 1, ..., N — 1} , respetivamente. Os valores ótimos do coeficiente de realimentação são dados por: - F‘% - 1; k = 0,1,...,N - 1. (eq. 6)

Os valores ótimos do coeficiente de filtragem são dados por:

k = 0, 1, ... , N - 1, (eq. 7) com

k = 0, 1, ... , N - 1 (eq. )

onde (eq. 9) e (eq. 10) onde E[-] é a operação valor esperado e |-| a operação valor absoluto. Note-se que tipicamente o valores de {Hk; k - 0, 1, ...,N — 1} e de α são desconhecidos sendo necessário neste caso utilizar as suas estimativas, {Hk; k = 0, 1, ..., N - 1} e â . A variável p<1_1) corresponde ao fator de correlação obtido durante a iteração de ordem (i-1) e é dado por: (eq. 11) A variável p(1 11 pode ser vista como um parâmetro de confiança nas estimativas {s^1’; η = 0, 1, ...,N — 1} ao longo do bloco de dados. Isto significa que se pode definir um "símbolo médio" em termos do bloco de dados {çf-11 = p(i_1>s|1i>; n = 0, 1,..., N — 1} .

No entanto, pode-se melhorar o desempenho do recetor iterativo se se substituírem os "símbolos médios" em termos do "bloco de dados" por "símbolos médios" em termos de "símbolos de dados". Para clarificar este último aspeto assuma-se que os símbolos transmitidos são escolhidos de uma constelação QPSK com mapeamento de Gray. Define-se sn = ±1 ± j = sJn + js°, com sJn - Re{sn} = ±1 e s° = Im {sn} - ±1 , n=0,1,N-l. Onde Re{·} e Im{·} são respetivamente a parte real e parte imaginária de um número complexo. Definições semelhantes podem ser obtidas para sn = s* + js°, K = ên + j ên e sn = s* + j snQ .

Os coeficientes de verosimilhança logarítmica (LLR) dos bits "em fase" e "em quadratura" associados a sj;(1) e s^(1) são dados respetivamente por:

(eq. 12) e (eq. 13)

Considerando uma distribuição Gaussiana das amostras {sjf; n = 0, 1, ...,N - 1} temos que o valor médio de sn é

(eq. 14)

As decisões rígidas s*(l) = ±1 e s°(l) = ±1 são definidas de acordo com os sinais de λ^(1> e λ^(1>, respetivamente. Portanto, sf = pfsf + jpf’sf’, onde

(eq. 15) e

(eq. 16) pj)(1) e ρ°ω podem ser vistos como parâmetros de confiança associados aos bits "em fase" e "em quadratura" do n-ésimo símbolo (naturalmente, 0 < p^(1) <1 e 0 < p°(1> < 1) . Para a primeira iteração tem-se p*(1> = p°(1> =0 e = 0; após algumas iterações e/ou quando a relação sinal ruído é elevada, tem-se tipicamente p*(1) «1 e p°(1> « 1, obtendo-se « sjf . O coeficiente de filtragem continua a ser dado por (eq. 7)-(eq. ) mas a o fator de correlação (eq. 11) é agora dado por (eq. 17)

Note-se que (eq. 17) permite calcular o fator de correlação p(1>sem o conhecimento explicito dos símbolos transmitidos sn ao contrário do que acontece com a (eq. 11).

Estes coeficientes de filtragem são para constelações QPSK. Para constelações definidas por fase e amplitude, e.g., M-QAM, procede-se do seguinte modo.

Assuma que os símbolos transmitidos sn pertence a um dado alfabeto L, i.e., uma determinada constelação, com dimensão L=M e que esse mesmo símbolo sn é selecionado de acordo com os bits correspondentes , m = 1,2,..., μ, onde μ - log2(M), i.e., sn = f(b“, b|f, ..., b^1), com b™ = 2β|ιΓη) -1.

Onde se assume que é o m-ésimo bit associado ao n-ésimo símbolo e b^1"’ é a correspondente representação polar, i.e., βΓ = {0, 1} e b™ = {-1, +1} .

Para constelações 4-PAM e mapeamento de Gray temos que sn = 2bjf + bjfb™ . Para constelações -PAM e mapeamento de

Gray temos que sn = 4b|f + 2¾3¾3 + b^fbjfb™ . Se os símbolos transmitidos forem selecionados a partir de uma constelação QAM obedecendo a um mapeamento de Gray, a constelação M-QAM é escrita como sendo a soma de duas constelações PAM cada uma delas de dimensão -s/m, uma correspondendo à componente "em fase", i.e., a componente real, e a outra correspondendo à componente "em quadratura", i.e., a componente imaginária. Temos portanto para 16-QAM,

e para 64-QAM sn - 2b|f + bM> + j(2b<4) + b|X3)), (eg. 1 ) (eq. 19)

Para determinar o valor do símbolo médio condicionado por a saída do igualizador, sn, necessita-se obter o valor médio de bit condicionado por a saída do igualizador, b(nm) . Estes relacionam-se com a correspondente LLR do seguinte modo:

(eq. 20) utilizando as regras de mapeamento (eq. 1 )-(eq. 19) obtém-se sn . A LLR do m-ésimo bit do n-ésimo símbolo é dada por:

(eq. 21) onde Ψ^0 e 'Fjj* são os subconjuntos de L onde =1 ou 0, respetivamente. Manifestamente u 'Fjj* — L e ψαη) n ψω = 0 _ A fiabilidade das estimativas a serem utilizadas na cadeia de realimentação do igualizador são dadas para 16-QAM por: e (eq. 22) (eq. 23)

Para 64-QAM são dadas por:

(eq. 24) e (eq. 25)

Turbo equalização ou I -DFE com codificação

Em alternativa à transmissão de dados sem codificação de canal pode-se utilizar os esquemas de Turbo Equalização ou, como é também conhecida, I -DFE com codificação de canal.

Neste caso a malha de realimentação do bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201) usa a saída de um descodificador de canal. Isto significa que o bloco de decisão de símbolo (201b) é substituído pela cadeia de blocos presente na Figura 3.

Para a Turbo equalização ser possível é necessário que antes da transmissão os bits de dados sejam codificados, entrelaçados e mapeados. Já no recetor, a parte de realimentação do bloco igualização iterativa no domínio da frequência (201) terá de incluir um bloco de desmapeamento brando (301) um bloco desentrelaçador (302), um bloco descodificador do tipo SISO (303), um bloco entrelaçador (304) e um bloco de re-mapeamento brando (305).

0 conjunto de amostras igualizadas ' n — 0, 1, — 1} S~Q primeiramente desmapeadas através do bloco de desmapeamento brando (301) que retorna a razão de verosimilhança logarítmica de cada bit. Segue-se um bloco desentrelaçador (302) e um bloco descodificador do tipo SISO (303). Este último retorna a razão de verosimilhança logarítmica refinada recorrendo às propriedades dos códigos corretores de erros [TuchlerOl], [Tuchler02]. Segue-se o bloco entrelaçador (304) e o bloco de re-mapeamento brando (305) .

Caracterização da saída do igualizador O conjunto de amostras {s^(l); n = 0, 1, ...,N - 1} podem ser caracterizado por:

n - 0, 1, ... , N — 1 (eq. 26) em que o conjunto de amostras {v^; n = 0, 1, ...,N — 1} é ruído

Gaussiano de média nula mais interferência inter-simbólica residual. A esta descrição da saída do igualizador chama-se de caracterização da saída do igualizador por canal Gaussiano equivalente.

De facto, é possível determinar a potência do ruído de canal equivalente. Assumindo que o conjunto de amostras no domínio do tempo {vjj1; n = 0, 1, ...,N — 1} tem o correspondente conjunto de amostras no domínio da frequência dado por {vf;k = 0,1, ...,N - 1}, i . e . , {Vf; k = 0, 1, , N - 1} = DFTÍvjf; n = 0, 1, ..., N - 1}, então a potência do ruído de canal equivalente é dada por: (eq. 27)

Modelo em espaço de estados A estimação do ruído de fase pode ser vista como um problema de filtragem não linear. Este tipo de problemas consiste na estimação do estado de um sistema estocástico não linear, baseado no conjunto de observações ruidosas. Muitos destes problemas são descritos por um par de equações designado por modelo de espaço de estados. Este modelo inclui a dinâmica da variável de estado e a observação ou medição desta variável de estado. Normalmente, a observação corresponde a uma versão ruidosa e transformada da variável de estado.

No problema de estimação do ruído de fase a variável de estado é θη com distribuição ρ(θη | θη_1) e a observação é s^1’ com fator de observação p(s^(1) | θη) . De facto, a dinâmica do ruído de fase pode ser descrita por um movimento rowniano, dado por:

(eq. 2 )

Por seu lado as observações correspondem à saída do igualizador caracterizada por o canal Gaussiano equivalente, (eq. 26).

Fator de Observação

Um elemento central no filtro recursivo ayesiano é a definição do fator de observação. Para um modelo das observações dado por a (eq. 26) tem-se um fator de observação dado por:

(eq. 29) em que σ? - E[ | Vjf’ |2] / N .

Definindoe observando

que iÇ - 3,^“- N sf I2 + I s„ |2 -2 | s'“s„ | cos «fc, + θη - η“), que = argísif0} e φη - arg{sn} e onde a função arg{·} retorna a fase do argumento, tem-se para a (eq. 29) uma nova expressão dada por:

(eq. 30)

Note-se que a (eq. 30) depende de sn , o que é obviamente indesejado uma vez que, em principio, o recetor, que é onde se encontra o filtro recursivo ayesiano, não conhece o conjunto de amostras {sn; n = 0, 1, ..., N — 1} . De modo a remover a dependência do fator de observação relativamente a sn procede-se a uma operação de marginalização, que corresponde a:

(eq. 31)

Aplicado a operação de marginalização (eq. 31) ao fator de observação (eq. 30) resulta (eq. 32) onde se assumiu símbolos equiprováveis, i.e, p(s)=l/M. Note que agora tem-se

Se a hipótese de símbolos equiprováveis não for suportada tem-se que considerar a verosimilhanças à saída do descodificador SISO. De seguida exemplifica-se como proceder nestes casos para o caso particular de constelações QPSK.

Fator de Observação suportado por decisões brandas Recordando que

(eq. 33) e (eq. 34) com ζη = θλ”/2 /(1 + θλ”) resulta que (eq. 35)

Agora, de modo a remover a dependência do fator de observação relativamente a sn recorrendo à operação de marginalização tem-se

(eq. 36) onde se fez uso de s = b1 + jbQ .

Fazendo uso da operação de marginalização (eq. 36) e da probabilidade de bit (eq. 35) resulta que o fator de observação (eq. 30) vem dado por:

cosh(V2Pn(s)<1,(cos(q'1) - θη) + sin (tf - θη) ) + λ™ / 2 + λ™ / 2) (eq. 37) + cosh (^βη(3)&,(cos (η'11 - θη) - sin (η'1’ - θη) ) + λ™ / 2 - λ°(1) / 2) ]

Descrição das figuras A Figura 1 representa um diagrama de blocos que representa a cadeia simplificada para a transmissão/receção de sinais SC-FDE. Mais especificamente a Figura 1(a) representa a cadeia de transmissão mais o canal e a Figura 1(b) representa a cadeia de receção. Na Figura 1 podem observar-se os seguintes elementos: o bloco de mapeamento (101), bloco de inclusão do prefixo ciclico (102), o bloco de canal (103), bloco de remoção do prefixo ciclico (104), bloco de igualização e estimação do ruido de fase conjuntas (106), bloco de decisões rígidas (107) e o bloco de desmapeamento (10 ) . A Figura la) representa a cadeia de transmissão com o canal e a Figura lb) representa a cadeia de receção. A Figura 2 representa um diagrama de blocos de uma cadeia de processamento de um recetor iterativo I -DFE combinado com um estimador do ruido de fase, que efetua processamento no domínio da frequência. Nesta figura observa-se o bloco de igualização e estimação do ruído de fase conjuntas (106) em maior detalhe, com os seguintes constituintes: bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201), bloco da transformada inversa de Fourier (201a), o bloco de decisão de símbolo (201b), bloco de atraso (201c), bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (201d), bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202), bloco de estimação do ruído de fase (202a), bloco de contra-rotação (202b), o bloco de rotação (202c), bloco de estimação dos parâmetros de canal e de cálculo dos coeficientes de igualização (203), bloco de estimação dos parâmetros de canal (203a), bloco do cálculo dos coeficientes de filtragem (203b), bloco do cálculo dos coeficientes de realimentação (203c).

Na Figura 3 representa-se a parte de realimentação do bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201) que terá de ser incluída caso se pretenda utilizar codificação de canal (Turbo Equalização). Nesta figura observa-se os seguintes elementos: um bloco de desmapeamento brando (301), um bloco desentrelaçador (302), um bloco descodificador do tipo SISO (303), um bloco entrelaçador (304) e um bloco de re-mapeamento brando (305). A presente invenção poderá encontrar aplicação nas futuras normas das seguintes tecnologias: - Interfaces rádio do tipo WLAN. - Sistemas de difusão de sinal rádio digital, e.g., DA . - Sistemas de difusão de sinal televisivo digital, e.g., DV , e em particular para sistemas móveis. - Redes sem fios de área pessoal do tipo PAN. - Redes celulares e móveis de banda-larga.

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Lisboa, 30 de Maio de 2014

Claims (5)

1. REIVINDICA ÕES 1. Recetor iterativo para sistemas de comunicações sem fios utilizando a técnica de transmissão com portadora única com igualização no domínio da frequência caracterizado por compreender um bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201), um bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202) e um bloco de estimação dos parâmetros de canal e de cálculo dos coeficientes de igualização (203) .
2. 2. Recetor, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por o bloco de estimação e compensação do ruído de fase (202) conter um bloco de estimação do ruído de fase (202a).
3. 3. Método implementado pelo recetor da reivindicação 1, caracterizado por: a) Transformar o conjunto de amostras igualizadas e afetadas de ruído de fase no domínio da frequência para o domínio do tempo no bloco da transformada inversa de Fourier (201a) e obter o conjunto de amostras igualizadas e afetadas de ruído de fase no domínio do tempo; b) Compensar a presença de ruído de fase no conjunto de amostras igualizadas e afetadas de ruído de fase no domínio do tempo à entrada do bloco de contra-rotação (202b) e obter o conjunto de amostras igualizadas e compensadas de ruído de fase no domínio do tempo; c) Calcular os coeficientes de verosimilhança logarítmica sobre o conjunto de amostras igualizadas e compensadas de ruído de fase, no domínio do tempo, à entrada do bloco de decisão de símbolo (201b) e obter o conjunto de amostras de decisões brandas e compensadas de ruído de fase no domínio do tempo; d) Reintroduzir o ruído de fase no conjunto de amostras de decisões brandas e compensadas de ruído de fase no domínio de tempo à entrada do bloco de rotação (202c) e obter o conjunto de amostras de decisões brandas e afetadas de ruído de fase no domínio de tempo; e) Atrasar o conjunto de amostras de decisões brandas e afetadas de ruído de fase no domínio de tempo por uma iteração no bloco de atraso (201c) ; f) Transformar o conjunto de amostras de decisões brandas e afetadas de ruído de fase no domínio de tempo para o domínio da frequência através do bloco da transformada direta de Fourier na cadeia de realimentação do igualizador (201d); g) Estimar os parâmetros de canal no bloco de estimação dos parâmetros de canal (203a); h) Calcular os coeficientes de filtragem no bloco de cálculo dos coeficientes de filtragem (203b); i) Calcular os coeficientes de realimentação no bloco de cálculo dos coeficientes de realimentação (203c).
4. 4. Método, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado por, em alternativa ao passo c) , introduzir na cadeia de realimentação do bloco de igualização iterativa no domínio da frequência (201) os seguintes passos: a) Desmapeamento do conjunto de amostras igualizadas no bloco de desmapeamento brando (301) com retorno da razão de verosimilhança logarítmica de cada bit; b) Desentrelaçamento dos bits no bloco desentrelaçador (302); c) Descodificação de canal no bloco descodificador do tipo SISO (303) com retorno da razão de verosimilhança logarítmica refinada; d) Re-entrelaçamento dos bits no bloco entrelaçador (304) ; e) Re-mapeamnto dos bits em símbolos de dados codificados no bloco de re-mapeamento brando (305) .
5. 5. Método, de acordo com as reivindicações 3 e 4, caracterizado pela estimação do ruído de fase em constelações definidas por fase e amplitude, no bloco de estimação do ruído de fase (202a) , através de um filtro recursivo ayesiano. Lisboa, 30 de Maio de 2014