PT105495B - Receptor no domínio da frequência para modulações sc-fde com stbc - Google Patents

Abstract

SÃO APRESENTADOS MÉTODOS PARA SUPORTAR TRANSMISSÕES BASEADAS NA TÉCNICA DE TRANSMISSÃO COM PORTADORA ÚNICA, COM IGUALAÇÃO NO DOMÍNIO DA FREQUÊNCIA (SC-FDE), UTILIZANDO DIVERSIDADE DE TRANSMISSÃO, COM CODIFICAÇÃO NO ESPAÇO E NO TEMPO. O OBJECTIVO DO SISTEMA PROPOSTO CONSISTE EM PERMITIR A DIFUSÃO DE INFORMAÇÃO A PARTIR DE TERMINAIS DE COMUNICAÇÕES MÓVEIS, CONSEGUINDO-SE UMA MELHOR EFICIÊNCIA DE DESEMPENHO E/OU DE POTÊNCIA. NESTA PATENTE É PROPOSTO UM RECEPTOR ITERATIVO DENOMINADO BLOCO ITERATIVO ¿ IGUALAÇÃO COM DECISÃO REALIMENTADA (IB-DFE) PARA O ESQUEMA DE DIVERSIDADE DE TRANSMISSÃO NO ESPAÇO E NO TEMPO, APLICÁVEL À TÉCNICA DE TRANSMISSÃO SC-FDE, USANDO DUAS OU QUATRO ANTENAS DE TRANSMISSÃO. O ESQUEMA DE TRANSMISSÃO PROPOSTO PODE SER IMPLEMENTADO COMO FAZENDO PARTE DE UM SISTEMA DE COMUNICAÇÕES INDEPENDENTE DIRECCIONADO PARA DIFUSÃO DE INFORMAÇÃO, COMO TAMBÉM PODE SER IMPLEMENTADO COMO UMA ADIÇÃO A UM SISTEMA DE COMUNICAÇÕES MÓVEIS JÁ EXISTENTE.

Description

Recetor no Domínio da Frequência para Modulações SC-FDE com STBC

A presente invenção refere-se a sistemas de telecomunicações, em particular, a métodos de recepção iterativos para a detecção em sistemas de telecomunicações sem fios que utilizam transmissão com múltiplas antenas e a técnica de transmissão baseada em SC-FDE.

Os sistemas sem fios emergentes tendem a utilizar a técnica de transmissão baseada em múltiplas sub-portadoras ortogonais (OFDM), permitindo atingir elevados ritmos, com elevado desempenho. Devido às elevadas relações de potência de pico relativamente à potência média, a utilização desta técnica de transmissão é pouco viável em terminais móveis (ligação ascendente). Por essa razão, a técnica de transmissão baseada em

SC-FDE permite colmatar esta limitação de potências, mantendo a capacidade de tirar partido das vantagens que advêm da utilização de igualação no domínio da frequência. De notar que a técnica de transmissão baseada em OFDM foi seleccionada pelas especificações da ligação descendente (da estação de base para o terminal móvel) do 'Long Term Evolution' 'Third Generation Partnership Project' (3GPP), a qual consiste na quarta geração de comunicações celulares.

Esta técnica de transmissão substitui a Multiplexagem por Divisão por Código (CDMA), utilizada na interface rádio da terceira geração de comunicações celulares. Pelas razões anteriormente expostas, a técnica de transmissão baseada em SC-FDE foi também seleccionada como uma opção pelas especificações da ligação ascendente (do de 8 terminal móvel para a estação de base) do LTE, na versão 8 do 3GPP.

Os sistemas de telecomunicações sem fios estão, cada vez mais, inseridos em ambientes altamente povoados, convivendo com inúmeros aparelhos de radiofrequência de naturezas diversas. Os requisitos para estes sistemas são sucessivamente maiores, tanto ao nivel da velocidade de transmissão como em relação à ocupação espectral, agravando os efeitos nefastos do canal comum.

Por outro lado, nos sistemas de banda larga, devido às múltiplas reflexões que os sinais podem sofrer durante os percursos, podem chegar ao recetor várias réplicas do mesmo sinal, com atrasos, atenuações e desvios de fase diferentes. Este fenómeno chama-se desvanecimento selectivo na frequência e origina interferência intersimbólica. Esta interferência é tanto mais acentuada quanto maior o ritmo de transmissão, o que resulta numa limitação ao aumento dos débitos binários. 0 nivel de sinal no recetor é visto como a soma de sinais individualmente distorcidos, resultado dos vários caminhos percorridos. Nestas condições um sinal enviado pelo ar é profundamente alterado, o que torna necessário um tratamento adequado no recetor de forma a inverter os efeitos do canal, operação vulgarmente designada de igualação. A introdução de um prefixo ciclico a cada bloco de dados visa absorver as réplicas do sinal que chegam com atraso. Este procedimento permite, de facto, a eliminação da interferência entre blocos (mantendo-se, contudo, a interferência no interior do bloco), desde que o prefixo ciclico adicionado seja de tamanho superior à resposta impulsiva do canal.

Os sistemas SC-FDE propostos em [1], apresentam-se como uma solução possível para o problema da igualação, revelando uma boa relação desempenho/complexidade, para além da eficiência energética superior, se comparada com sistemas OFDM. Este sistema de igualação possui um emissor estruturalmente simples.

de 8

Ao sinal modulado é adicionado o prefixo cíclico e, após este procedimento, o sinal é enviado. Dado que o valor da flutuação da envolvente do sinal é, na generalidade dos casos, suficiente para levar a distorções, cria-se a necessidade de utilizar um processo de amplificação linear no emissor. Para um aumento do desempenho da igualação, é aconselhável utilizar um esquema SCFDE com realimentação iterativa (IB-DFE). Este recetor serve-se dos valores de sinal estimado para melhorar, a cada iteração, a estimação dos dados em análise. Ao nivel da estimação, a aplicação do bloco de decisão baseado em decisões brandas alcança maior precisão e, consequentemente, um melhor desempenho nos resultados.

A utilização de múltiplas antenas no emissor e no recetor visa melhorar o desempenho ou um aumento do ritmo de símbolos mas, normalmente, corresponde a um aumento da complexidade. 0 espaçamento entre as antenas deve ser maior que a distância de coerência, com vista a garantir desvanecimentos independentes. Existem várias configurações que podem considerar múltiplas antenas no emissor e no recetor (MIMO), apenas no emissor (MISO) ou apenas no recetor (SIMO). Utilizando um esquema de modulação complexo (com componente real e imaginária) , a diversidade de transmissão apenas é efectiva para duas antenas de transmissão. Esquemas com quatro ou oito antenas de transmissão e taxa de codificação unitária foram propostos em [2], apenas para o caso de transmissão binária (ou seja, utilizando uma modulação apenas com componente real), originarem interferências em virtude de modulações complexas geradas no processo de descodificação.

A configuração MIMO pode ser utilizada para combinar diversidade de transmissão e recepção, para possibilitar a transmissão paralela de dados, ou ainda para providenciar multiplexagem espacial. 0 esquema de diversidade de transmissão usando blocos de códigos espacial-temporais (STBC) é a configuração considerada pelo recetor, na presente invenção.

Apesar de os de 8 códigos STBC estarem desenhados para a configuração MISO (2X1 ou 4X1), a utilização de diversidade de recepção transforma esta configuração em MIMO (2XN ou 4XN) , a qual é a configuração mais comum para esta técnica. A respectiva implementação, tomando como base a configuração 2X1 ou 4X1, é trivial.

A descodificação dos sinais transmitidos com diversidade de transmissão com codificação no espaço e no tempo é relativamente simples para a técnica de transmissão baseada em OFDM, tal como proposto em [3] . No que se refere a sinais transmitidos com diversidade apenas para duas antenas de transmissão mas usando a técnica de transmissão baseada em SC-FDE, a respectiva descodificação foi proposta em [4], mas para um recetor não iterativo, cujo desempenho estava longe de ser o ideal.

A presente invenção considera um recetor iterativo IB-DFE para sinais SC-FDE, combinado com o esquema de diversidade de transmissão usando blocos de códigos espacial-temporais, usando duas ou quatro antenas de transmissão. Este recetor, utilizando filtragem directa e realimentação, apresentam melhor desempenho do que os métodos não iterativos, tal como demonstrado em [5] e em [6], para um sistema sem diversidade de transmissão e em [7] para um sistema com multiplexagem espacial. Uma vez que o esquema STBC com 4 antenas de transmissão não apresenta ortogonalidade no lado do recetor, este inclui o cancelamento da interferência residual, permitindo desempenhos próximos dos que são atingidos com códigos ortogonais. Este processo de cancelamento de interferência é conseguido com um aumento de complexidade do recetor negligenciável.

A presente invenção vai ser descrita seguidamente em pormenor, recorrendo ao esquema simplificado apresentado na figura em anexo, a qual corresponde a um diagrama de blocos de uma cadeia de processamento de um recetor iterativo que efectua processamento no domínio da frequência de um sistema de comunicações sem fios. De referir que este esquema de blocos não de 8 inclui a parte de processamento rádio-frequência, por não ter qualquer interesse para a descrição da presente invenção.

Nesta figura, a identificação de cada elemento particular em discussão é efectuada usando um número em que o algarismo mais significativo corresponde ao número da figura na qual o elemento se encontra introduzido (ex: o elemento 102 encontra-se introduzido na FIG. 1).

A FIG. 1 apresenta um esquema para o recetor iterativo IBDFE, usando igualação para sinais SC-FDE, transmitidos usando diversidade STBC e o esquema de modulação complexo. A transmissão STBC considera sinais codificados, utilizando tantas fatias de tempo quanto o número de antenas de transmissão (101). O bloco 102 do recetor consiste num microcontrolador de entrada destinado a efetuar o cálculo da transformada de Fourier. O bloco 103 do recetor, que efetua a descodificação STBC, deverá processar os sinais recebidos ao longo do mesmo número de fatias de tempo. Os coeficientes do descodificador são os correspondentes ao processo de igualação do canal, tal como definido em [8], para duas antenas de transmissão e em [9] para quatro antenas de transmissão. Refira-se que o processo de descodificação STBC é efectuado no domínio da frequência, dado o carácter mais optimizado da igualação, relativamente à igualação no domínio do tempo. No bloco 103, ao sinal é multiplicado o coeficiente de filtragem directa com o valor médio estimado do canal que consiste na igualação STBC2 ou STBC4 (consoante o caso) e realimentação negativa do recetor iterativo IB-DFE. Esta descodificação STBC é semelhante para duas e quatro antenas de transmissão, com a diferença de que existem dois ou quatro ramos, respectivamente. Neste diagrama de blocos é visível uma componente de filtragem resultante de realimentação negativa utilizando-se o valor da interferência estimada , em virtude do carácter sub-óptimo do processo de filtragem directa. Refirase que A^¹ corresponde à transformada de Fourier da componente de 8 a^¹ 5 visível na FIG. 1. e onde o índice i-1 corresponde ao sinal na iteração i com atraso unitário. Este processo consiste na subtracção do resultado da multiplicação do coeficiente de realimentação negativa com o valor médio estimado do canal, como já havia sido proposto em [10].

O bloco 104 corresponde ao cancelamento da interferência residual gerado no processo de descodificação STBC4. Este cancelamento da interferência residual não é aplicável no caso de duas antenas de transmissão, em virtude da correspondente descodificação não gerar este tipo de interferência (os códigos são ortogonais) . No caso STBC4, o bloco 104 encarrega-se de efetuar o cancelamento desta interferência residual, função que é conseguida com um aumento de complexidade adicional negligenciável, em virtude deste cancelamento estar implicitamente implementado no processo de descodificação. A este processamento, segue-se o cálculo da transformada de Fourier inversa (bloco 105), em virtude do processamento posterior ser efectuado no domínio do tempo.

A estimativa dos símbolos transmitidos processa-se no decisor de modulação (bloco 106) podendo efetuar uma decisão rígida ou branda. No caso da decisão rígida, este bloco toma a decisão de saída com base no sinal de entrada separando o sinal nas suas componentes real (I) e imaginária (Q) , à qual se aplica a função matemática sign (para a modulação QPSK). No caso de ser efetuada uma decisão branda, este bloco limita-se a efetuar a separação do sinal nas suas componentes I e Q. Segue-se, posteriormente, a aplicação do bloco 107 responsável pelo cálculo das estimativas dos logaritmos das razões das probabilidades de verosimilhança (LLRs), tal como o descrito em [11] . As LLRs dos bits de código servem para reconstruir a estimativa do sinal transmitido e interferências para ser utilizada na iteração seguinte do recetor. Estes LLRs passam por uma função de decisão branda que consiste no cálculo de de 8 tanh(LLR/2), para cada bit de código, tal como é utilizado em [12] .

Sendo este um esquema iterativo, o resultado de cada estimação é reenviado para o bloco 103 (após ser devidamente transformada de

Fourier pelo microcontrolador de realimentação de forma a anular a interferência ainda existente no conjunto de dados. Este procedimento permite uma melhoria significativa dos resultados em cada iteração visto que a anulação da interferência é sucessivamente melhorada à medida que as estimativas dos bits transmitidos se vão tornando mais exatas (aproximação dos valores médios estimados desta forma, a cada iteração são registados menos erros.

Referencias [1] H. Sari, G. Karam, I. Jeanclaude, An Analysis of Orthogonal Frequency-division Multiplexing for Mobile Radio Applications, IEEE VTC'94, pp. 1635-1639, Stockholm, June 1994 [2] B. Hochwald, T. Marzetta, C. Papadias, A transmitter diversity scheme for wideband CDMA systems based on space-time spreading, IEEE Journal on Selected Area in Communications. 19(1), pp. 48-60, Jan. 2001 [3] J. Wang e tal, Capacity of Alamouti Coded OFDM Systems in Time-Varying Multipath Rayleigh Fading Channels, IEEE VTC'06 (Spring), May 2006 [4] N. Al-Dhahir, Single-Carrier Frequency-Domain Equalization for Space-Time Block-Coded Transmission over Frequency-Selective Fading Channels, IEEE Comm. Letters, Vol. 5, July 2001 [5] N. Benvenuto, S. Tomasin, Block iterative DFE for single carrier modulation IEE Electronic Letters, Vol. 39, No. 19, September 2002 de 8 [6] R. Dinis, A. Gusmão, N. Esteves, On broadband block transmission over strongly frequency-selective fading channels, Wireless 2003, Calgary, Canada, July 2003 [7] R. Dinis, R. Kalbasi, D. Falconer and A. Banihashemi, Iterative Layered Space-Time Receivers for Single-Carrier Transmission over Severe Time-Dispersive Channels, IEEE Comm. Letters, Vol. 8, No. 9, pp. 579-581, Sep. 2004 [8] M. Marques da Silva, A. Correia, R. Dinis, On transmission techniques for multi-antenna W-CDMA systems, European Transactions on Telecommunications, Volume 20 Issue 1 / January 2009, Pages 107 - 121, John Wiley & Sons, Ltd., DOI: 10.1002/ett.1252 [9] M. Marques da Silva, A. Correia, Space Time Coding schemes for 4 or more antennas, Proc. the 13th IEEE Personal Indoor and Mobile Radio Communications 2002 (PIMRC'02), Lisbon, Portugal, 15-18 Sept. 2002 [10] R. Dinis, A. Gusmão, N. Esteves, On Broadband transmission over Strongly Frequency-Selective Fading Channels, Wireless 2003, Calgary, Canada, July 2003 [11] A. Gusmão, P. Torres, R. Dinis, N. Esteves, A Turbo FDE Technique for Reduced-CP SC-Based Block Transmission Systems, IEEE Trans. On Comm., Vol. 55, No 1, pp. 16-20, Jan. 2007 [12] M. Sandell e tal, Iterative channel estimation using soft decision feedback, em Proceedings IEEE Globecom, Sydney, Austrália, Novembro de 1998

Claims (2)

1. Recetor iterativo para sistemas de comunicações sem fios utilizando a técnica de transmissão com portadora única com igualação no dominio da frequência, conhecida apenas por SC-FDE contendo a antena de receção para a captação do sinal eletromagnético composto por várias réplicas (101), um decisor de modulação (106), um banco de decisões brandas (107) e um microcontrolador de realimentação para efetuar a transformada de Fourier (109), caracterizado por conter um microcontrolador de entrada dedicado ao cálculo da transformada de Fourier (102), módulos dedicados à descodificação espacial-temporal (103) e de cancelamento de interferência residual (104), contendo adicionalmente um microcontrolador dedicado ao cálculo da transformada de Fourier inversa (105), bem como uma malha de atraso (108) .

2. Método implementado pelo recetor iterativo da reivindicação

1 responsável por receber o sinal composto por várias réplicas multipercurso sobrepostas (101) proveniente de duas ou quatro antenas de transmissão, e por aplicar a transformada de Fourier ao sinal recebido (102), caracterizado por efetuar a descodificação espacialtemporal (103) correspondente à combinação de razão máxima dos sinais oriundos das várias antenas de transmissão que resultam de uma operação de igualação no dominio na frequência; seguindo-se o cancelamento de interferência residual (104), apenas para quatro antenas; seguindo-se o cálculo da transformada de Fourier inversa do sinal (105); seguindo-se a desmodulação das sequências de símbolos (106) e o cálculo das estimativas dos logaritmos das razões das probabilidades de verossimilhança dos bits de código (107);

1 de 2 seguindo-se ainda a introdução de um atraso correspondente a um periodo de simbolo (108), calculando-se depois a transformada de

Fourier (109) e aplicando-se esta estimativa do sinal transmitido para subtrair e como realimentação negativa para (103) calculando-se novamente a estimativa melhorada dos bits transmitidos de forma a serem utilizados na iteração seguinte.