Pierwszenstwo: 10.XII.1965 Holandia Opublikowano: 31.1.1970 59033 KI. 21 a1, 35/20 MKP H04n W UKD Wlasciciel patentu: N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Ho¬ landia) Uklad polaczen do wytwarzania pradu pilozebnego przez cewke odchylajaca pola lampy elektronopromieniowej Wynalazek dotyczy ukladu polaczen do wytwa¬ rzania pradu pilozebnego przez cewke odchylajaca pola lampy elektronopromieniowej, który zawiera generator dostarczajacy sygnalu sterujacego, beda¬ cego suma sygnalu zasadniczo pilozebnego oraz sygnalu zasadniczo-parabolicznego, oraz zawieraja¬ cy stopien koncowy przez który wymieniona cewka odchylajaca jest sprzezona i do którego jest przy¬ kladany wymieniony sygnal sterujacy.W znanych dotychczas ukladach do wytwarzania pradu pilozebnego wymagane bylo sterowanie stop¬ nia wyjsciowego pola przy pomocy zlozonego na¬ piecia pilozebno-parabolicznego, gdyz w rzeczywi¬ stosci transformator wyjsciowy pola zastosowany w tym ukladzie mial zbyt duze wymiary. W nowo¬ czesnych odbiornikach, które sa czesto wyposazone w tranzystory, nie wystepuja trudnosci lub jest ich znacznie mniej _z dopasowaniem impedancji wyjsciowej utworzonej przez cewke odchylania po¬ la, do wewnetrznej opornosci stopnia wyjsciowego.Dzieki temu mozliwe jest .sprzezenie dlawikowe lub w przypadku ukladu przeciwsobnego sprze¬ zenie bezposrednie. Celem wynalazku bylo opraco¬ wanie takiego ukladu wytwarzajacego prad pilo- zebny przez cewke odchylajaca, który nie zawiera transformatora i w którym odpada koniecznosc ste¬ rowania zlozonym sygnalem pilozebno-parabolicz- nym oraz wyeliminowanie naglego zaniku piono¬ wego wybierania linii, który to zanik zwany jest dalej zjawiskiem pudding. 10 15 20 25 30 Istota wynalazku polega na tym, ze cewka od¬ chylajaca jest dolaczona bezposrednio, to znaczy bez wlaczania w obwód transformatora, do wyjscia stopnia koncowego i ze skladowe niskiej czestotli¬ wosci sa tlumione w stosunku do skladowych wyz¬ szej czestotliwosci od wyjscia z generatora do wyj¬ scia stopnia koncowego za pomoca ujemnego sprze¬ zenia zwrotnego, zwlaszcza pradu stalego i sklado¬ wych niskiej czestotliwosci w wymienionym stop¬ niu koncowym, albo tez przez sprzezenie generatora z wejsciem stopnia koncowego za pomoca filtru górnoprzepustowego.Taki zabieg jest pozadany, gdyz sygnal przed¬ stawiajacy sume sygnalu pilozebnego i sygnalu pa¬ rabolicznego posiada skladowe niskiej czestotliwosci silniejsze od skladowych wyzszej czestotliwosci w porównaniu z samym sygnalem pilozebnym. Istnie¬ je dzieki temu mozliwosc otrzymania charaktery¬ styki czestotliwosci stopnia koncowego, która jest nizsza dla tych skladowych niskiej czestotliwosci, gdyz sygnal sterujacy zawiera nadmierna ilosc tych skladowych tak, ze ostateczna liniowosc pradu pilozebnego wytwarzanego przez uklad nie jest znieksztalcona.Uklad wedlug wynalazku zostal blizej wyjasniony na rysunku, na którym fig. 1 — przedstawia zasad¬ nicza budowe ukladu zgodnie z wynalazkiem, fig. 2 — pierwszy mozliwy ksztalt napiecia do sterowa¬ nia wymienionego stopnia koncowego, fig. 3 — dru¬ gi ksztalt napiecia dla wymienionego sygnalu ste- 590333 rujacego, oraz fig. 4 — przedstawia charakterysty¬ ke czestotliwosci dla stopnia koncowego, pokaza¬ nego na fig. 1.Na fig. 1 blok 1 stanowi generator dostarczajacy zadany sygnal sterujacy 2 dla stopnia koncowego.Ten sygnal sterujacy 2 jest utworzony w znany sposób jako suma sygnalu pilozebnego i sygnalu parabolicznego, i mozna go otrzymac na przyklad, przez wytworzenie sygnalu pilozebnego, scalkowa- nia tego sygnalu i przez dodanie sygnalu parabo¬ licznego otrzymanego z calkowania do pierwszego sygnalu pilozebnego. Do wejscia 3 generatora 1 doprowadza sie impulsy uruchamiajace 4, które mo¬ ga byc pionowymi impulsami synchronizujacymi pobranymi z telewizyjnego sygnalu synchronizuja¬ cego.Sygnal sterujacy 2 zostaje przylozony przez kon¬ densator sprzegajacy 5 i opornik szeregowy 6 do elektrody bazy tranzystora 7 pracujacego jako sto¬ pien wzbudzajacy. Kondensator sprzegajacy 5 po¬ trzebny jest tylko wtedy, gdy pozadane jest sprze¬ zenie pradu zmiennego. Jesli mozliwe jest sprzeze¬ nie pradu stalego kondensator 5 mozna pominac.Opornik 6 sluzy do przetwarzania sygnalu 2, do¬ prowadzanego zwykle w postaci napiecia sterujace¬ go, w prad poniewaz tradycyjne tranzystory, takie jak tranzystor 7 musza byc wzbudzane pradem. Je¬ zeli tranzystor 7 jest tranzystorem polowym, opcr- nik 6 mozna takze pominac.Obwód kolektora tranzystora n-p-n 7 posiada trzy oporniki 8,9 i 10; równolegle z opornikiem 10 jest polaczony opornik 11 o ujemnym wspólczynniku temperatury, sluzacy do kompensacji wahan tem¬ peratury tranzystorów wyjsciowych 12 i 13. Te dwa tranzystory wyjsciowe sa sterowane sygnalem wy¬ twarzanym na zaciskach oporników 8 — 11. Kon¬ densator 15 jest sprzezony zwrotnie z polaczeniem oporników 8 i 9.Ten kondensator sprzezenia zwrotnego sluzy do poprawy liniowosci pradu pilozebnego przeplywa¬ jacego przez cewke odchylajaca 16. W obwodzie ko¬ lektora tranzystora 13 znajduje sie ponadto dioda 17, która jest zbocznikowana przez kondensator 18, a w obwodzie kolektora tranzystora 12 znajduje sie opornik ograniczajacy 19.Jak widac z fig. 1 tranzystory 12 i 13 maja prze¬ ciwne kierunki przewodzenia. Tranzystor 12 jest typu p-n-p, a tranzystor 13 jest typu n-p-n. Wie¬ my, ze tranzystory o przeciwnym kierunku prze¬ wodzenia pozwalaja na latwe tworzenie szerego¬ wego obwodu przeciwsobnego z jednym tylko wyjs¬ ciem, w którym sterowanie mozna zrealizowac za pomoca jednego stopnia wzbudzajacego bez potrze¬ by stosowania oddzielnego stopnia odwracania fazy.Cewka odchylajaca 16 musi w takim szeregowym obwodzie przeciwsobnym byc przylaczona do jed¬ nego wyjscia, to jest do punktu polaczenia tranzys¬ torów 12 i 13. W wykonaniu pokazanym na fig. 1 to jedno wyjscie jest utworzone przez polaczone ze soba emitery tranzystorów 12 i 13. Mozna oczywi¬ scie takze polaczyc tranzystory w ten sposób, ze ich polaczone ze soba elektrody kolektorów utwo¬ rza wymienione jedno wyjscie.Taki przeciwsobny stopien koncowy ma obok swoich zalet kilka wad. Pierwsza wada polega na 59033 4 fakcie, ze sterowanie jest bardzo trudne, poniewaz w rzeczywistosci rozpatruje sie tutaj polaczenie klasy B co znaczy, ze jeden tranzystor wytwarza jedna polówke, a drugi tranzystor druga polówke 5 sygnalu pilozebnego.Dlatego idealne warunki wystepowalyby wtedy, gdy jeden tranzystor jest odlaczony podczas, gdy drugi przewodzi i na odwrót. Taki sposób sterowa¬ nia jest jednak niezwykle utrudniony, gdyz z uwa- io gi na tolerancje charakterystyk tranzystorów i na zjawiska starzenia sie nie mozna zapewnic we wszystkich warunkach tego, zeby sterowanie dwóch tranzystorów bylo ze soba dokladnie zestrojone.Musimy przeto dobierac wzbudzenie w ten spo- 15 sób, aby jeden tranzystor stawal sie przewodzacy w momencie odciecia drugiego tranzystora. Sytuacja przejsciowa staje sie w ten sposób mniej skompli¬ kowana. Gdyby dwa tranzystory 12 i 13 byly calko¬ wicie równowazne nie wystepowalyby zadne trud- 20 nosci, zas gdy oba tranzystory przewodza prad jednoczesnie, a ich parametry nie sa jednakowe, to sprawa sie komplikuje.Jednoczesne przewodzenie pradu przez oba tran¬ zystory w okresie przejsciowym stwarza mozliwosc, 25 ze prad jednego tranzystora bedzie wiekszy od pra¬ du drugiego i w zwiazku z tym moze wystapic przejsciowy skok w sygnale pilozebnym. Aby unik¬ nac tego przejsciowego skoku uklad polaczen po¬ kazany na fig. 1 jest wyposazony w ujemne sprze- 30 zenie zwrotne przez podlaczenie konca cewki od¬ chylajacej 16 bardziej oddalonego od tranzystorów 12 i 13 do ziemi przez kondensator 20 i opornik 21.Od punktu polaczenia kondensatora 20 i oporni¬ ka 21 oporniki 22 i 23 prowadza z powrotem do ba- 35 zy wzbudzajacego tranzystora 7. W ten sposób na¬ piecie wytworzone na koncach opornika 21 jest do¬ prowadzane jako sygnal ujemnego sprzezenia zwrotnego do wejscia wzbudzajacego tranzystora 7, przy czym oporniki 22 i 23 przetwarzaja napiecie 40 na oporniku 21 w zadany prad do sterowania tran¬ zystora 7.Jak widac na fig. 1 obwód sprzezenia zwrotnego 20, 21 tworzy filtr górnoprzepustowy, gdyz przy wzrastajacych czestotliwosciach kondensator 20 sta- 45 nowi zwarcie. W rezultacie tego, dzieki ujemnemu sprzezeniu zwrotnemu wyzsze czestotliwosci sa tlu¬ mione bardziej niz nizsze czestotliwosci. Takie za¬ lezne od czestotliwosci ujemne sprzezenie zwrotne jest wymagane, aby otrzymac zadana liniowosc 50 pradu odchylenia pola tak, aby obraz telewizyjny wybierany takim pilozebnym sygnalem pola wyka¬ zywal zadowalajaca liniowosc.Druga przyczyna znieksztalcenia sygnalu pilozeb¬ nego jest nieliniowosc charakterystyk tranzystorów 55 12 i 13, w zwiazku z która nawet przy idealnym sterowaniu baz wymienionych tranzystorów otrzy¬ maloby sie znieksztalcony sygnal pilozebny. Linio¬ wosc tego znieksztalconego sygnalu mozna osiag¬ nac przy pomocy filtru ujemnego sprzezenia zwro- 60 nego 20, 21.Na fig. 1 jest pokazana schematycznie cewka od¬ chylania pola w postaci czesci indukcyjnej 24 i czesci opornosciowej 25. Jak wiemy kazda cewka posiada oprócz opornosci indukcyjnej takze straty 65 w miedzi, które sa tu przedstawione jako opornik5 59033 6 25 w przypadku cewki odchylajacej 16. Dzieki sto¬ sunkowo niskiej czestotliwosci, okolo 50 do 60 Hz, sygnalu odchylenia pola, opornik 20 ma znacznie wiekszy wplyw na przeplywajacy prad, niz induk- cyjnosc 24.Dla prawidlowego doboru ujemnego sprzezenia zwrotnego wazny jest stosunek opornosci 25 i 21, gdyz suma opornosci 21 i 25 okresla glównie prad przeplywajacy przez cewke odchylajaca 16, gdy. z kolei spadek napiecia na opornosci 21 okresla wytworzone napiecie" ujemnego sprzezenia zwrot¬ nego. Takze wazny jest dobór pojemnosci 20 w sto¬ sunku do opornosci 21, gdyz decyduje on o tym jar kie czestotliwosci beda przepuszczane przez górno- przepustowy filtr 20, 21 co jest decydujace dla cha¬ rakterystyki czestotliwosci stopnia koncowego.Wyjasniamy to blizej z powolaniem sie na fig. 4.Fig. 4 — przedstawia charakterystyke czestotliwosci stopnia koncowego z fig. 1. Jest to krzywa zalez¬ nosci stosunku V0 do Vi w funkcji czestotliwosci f w Hz.Napiecie Vi jest podwójna wartoscia szczytowa sygnalu wejsciowego 2, a napiecie wyjsciowe V* jest mierzone na cewce 16. Linia 26 na fig. 4 jest charakterystyka czestotliwosci ukladu pokazanego na fig. 1 w którym ujemne sprzezenie zwrotne jest zrealizowane jedynie przez obwód 20, 21 przy czym wartosci pojemnosci 20 i opornosci 21 sa tak dobra¬ ne, aby przez cewke odchylajaca 16 przeplywal liniowy prad pilozebny. Z tej charakterystyki cze¬ stotliwosci widac, ze nawet bardzo niskie czesto¬ tliwosci, jak 50 i 40 Hz praktycznie nie sa tlu¬ mione.To wszystko powoduje, ze wymienione ujemne sprzezenie zwrotne zrealizowane przez elementy 20 i 21 dostarcza na skutek doprowadzonego sygnalu sterujacego 2 sygnal wymagany do zapewnienia liniowosci. Jesli amplituda sygnalu 2 jest przedsta¬ wiona przez wielkosc A, koncowy sygnal wyjsciowy po wzmocnieniu w stopniach 7, 12 i 13 bedzie mial wartosc AB, gdy wzmocnienie posiada wartosc B.Ujemne sprzezenie zwrotne realizowane przez ele¬ menty 16, 20 i 21 dostarcza sygnal na przyklad o wartosci AB = 0,8 A, tak ze otrzymany w re¬ zultacie sygnal na bazie tranzystora 7 ma ostatecz¬ nie wartosc A — 0,8 A = 0,2 A.Po zsynchronizowaniu calego stopnia odchylania pola moze pojawic sie silny skok amplitudy sygnalu sterujacego. Jesli na przyklad czestotliwosc wlasna oscylatora napiecia pola wynosi 45 Hz, a czesto¬ tliwosc powtarzania sygnalu synchronizacji pola wynosi 50 Hz róznica czestotliwosci wynosi 5 Hz co stanowi 10% nominalnej czestotliwosci 50 Hz. Je¬ zeli w drodze bezposredniej synchronizacji podnie¬ siemy nagle czestotliwosc oscylatora z 45 Hz do 50 Hz amplituda zmieni sie o okolo 10%. Przy war¬ tosci A sygnalu Z wymieniona zmiana 10%-owa spowoduje zmniejszenie A do 0,9 A, Napiecie ujemnego sprzezenia zwrotnego wyma¬ ga, z powodu bezwladnosci calego obwodu, pew¬ nego okresu czasu zanim sygnal o wartosci 0,8 A na wejsciu wykaze te sama zmiane o 10%.W pierwszym rzedzie przeto sygnal wejsciowy tranzystora 7 bedzie zawieral zmieniony sygnal wej¬ sciowy 0,9 A i nie zmieniony jeszcze sygnal ujem¬ nego sprzezenia zwrotnego 0,8 A i wartosc jego be¬ dzie 0,9 A — 0,8 A = 6,1 A.Oznacza to, ze sygnal wejsciowy zmaleje z 0,2 A do 0,1 A, to jest o 50%. Ten spadek amplitudy moze byc takze uwazany za skok stalego napie* cia. Sygnal wejsciowy tranzystora 7 ma zmiane na¬ piecia stalego wynoszaca 50%. Szczególnie dla tran¬ zystorów o malym zakresie regulacji (lecz takze dla lamp, jednak w mniejszym stopniu) ta zmiana na¬ piecia stalego powoduje odciecie tranzystora.Sygnal wyjsciowy zostaje wiec calkowicie stlu¬ miony na krótki moment i pewien okres czasu jest potrzebny na to, aby normalne warunki zostaly przywrócone przez dodatkowe naladowanie konden¬ satorów i pojawienie sie ponowne pradów w cew¬ kach. Objawia sie to na ekranie lampy kineskopo¬ wej naglym zanikiem pionowego wybierania i stop¬ niowym jej powrotem.W jezyku technicznym okreslamy to czasem jako zjawisko „pudding". Zjawisko to jest szczególnie klopotliwe w nowoczesnych odbiornikach telewizyj¬ nych, w których zsynchronizowanie generatora 1 nastepuje automatycznie, gdyz obok bezposredniej synchronizacji przy pomocy pionowych impulsów synchronizujacych 4 nastepuje porównanie sygnalu synchronizujacego 4 z sygnalem wyjsciowym gene¬ ratora napiecia pola przy pomocy dyskryminatora fazowego, przy czym otrzymany w rezultacie sygnal sterujacy zrównuje prawie czestotliwosc sygnalu generatora napiecia pola z czestotliwoscia impulsów synchronizujacych 4.Jezeli w takim ukladzie nie wyeliminujemy zja¬ wiska „pudding", to nastapi nagly zanik i ponowne pojawienie sie obrazu, gdyz z tych czy innych po¬ wodów synchronizacja zostaje zerwana, a dzieki obwodowi synchronizujacemu zostaje automatycz¬ nie przywrócona. To zjawisko „pudding" moze po¬ jawic sie nawet przy raptownych zmianach napie¬ cia zasilajacego. Równiez celem niniejszego wyna¬ lazku jest wyeliminowanie tego zjawiska „pudding".Z powyzszych rozwazan widzimy, ze wymienione zjawisko „pudding" mozna wyeliminowac przez bez¬ posrednie przeniesienie naglych zmian sygnalów wejsciowych tranzystora 7 do sygnalu ujemnego sprzezenia zwrotnego, gdyz przy zmianie • sygnalu wejsciowego od A do 0,9 A sygnal ujemnego sprze¬ zenia zwrotnego zmieni sie, jak wyzej stwierdzono, z 0,8 A do okolo 0,72 A (takze zmiana o 10%).Nowy sygnal wejsciowy otrzyma wtedy wartosc 0,9 — 0,72 A = 0,18 A. W ten sposób sygnal wej¬ sciowy zmaleje z 0,2 A do 0,18 A co oznacza zmia¬ ne o 0,02 A albo okolo 10% zamiast 50%. Ta 10%-owa zmiana jest dostatecznie mala aby zapew¬ nic, ze tranzystor 7 nie zostanie odciety i zjawisko „pudding" nie wystapi.Prostym sposobem dla zapewnienia bezposred¬ niego przeniesienia naglych zmian sygnalu wejscio¬ wego do sygnalu ujemnego sprzezenia zwrotnego jest zastosowanie dodatkowego ujemnego sprzeze¬ nia zwrotnego pradu stalego.Sprzezenie to otrzymuje sie w ukladzie pokaza¬ nym na fig. 1 przy pomocy oporników 28, 29 i 30.Wolny koniec zmiennego opornika 36 jest przyla¬ czony do zródla napiecia ujemnego.Obok pozadanego efektu opornik 28 daje efekt 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 607 59033 8 niepozadany. Opornik 28 wraz z istniejacym obwo¬ dem 20, 21 mozna uwazac za filtr dolnoprzepusto- wy. Kondensator 20, który ma stosunkowo duza pojemnosc dziala jako kondensator wygladzajacy, powodujac zwarcie do ziemi dla wysokich czesto¬ tliwosci podczas gdy stosunkowo maly opornik 21 nie ma wiekszego wplywu. Wysokie czestotliwosci nie wytworza wiec praktycznie zadnego napiecia w punkcie polaczenia opornika 28 z kondensatorem 20 lecz skladowe niskiej czestotliwosci na pewno to uczynia.W rezultacie skladowe niskiej czestotliwosci sa w duzym stopniu sprzegniete zwrotnie tak, ze pier¬ wotna charakterystyka czestotliwosci 26 przechodzi w charakterystyke czestotliwosci 27. W rzeczywi¬ stosci charakterystyka czestotliwosci 27 jest najbar¬ dziej pozadana charakterystyka, gdyz nie wykazuje ona zjawiska „pudding". Dla liniowego pradu pilo- zebnego plynacego przez cewke odchylania 16 krzy¬ wa 26 jest najbardziej pozadana charakterystyka czestotliwosci.Zgodnie z dalsza cecha wynalazku dylematu tego mozna uniknac przez taki dobór sygnalu steruja¬ cego 2, aby zawieral on obok skladowej pilozebnej skladowa paraboliczna, gdyz taki sygnal zawiera nadmierna ilosc niskich czestotliwosci w porówna¬ niu z sygnalem majacym tylko skladowa pilozebna.Mozna to wytlumaczyc nastepujaco: wiemy, ze sygnal paraboliczny mozna otrzymac przez calko¬ wanie sygnalu pilozebnego.Obwód calkujacy, na przyklad szeregowe pola¬ czenie opornika i kondensatora, w którym sygnal wejsciowy jest doprowadzany do szeregowego ukla¬ du a sygnal wyjsciowy jest wyprowadzany z kon¬ densatora, moze byc uwazany jako tworzacy filtr dolnoprzepustowy. Jesli zatem sygnal pilozebny doprowadzimy do takiego obwodu calkujacego, skladowe niskiej czestotliwosci tego sygnalu zosta¬ na w sygnale wyjsciowym mocniej zaakcentowane niz skladowe wyzszej czestotliwosci.W rezultacie w parabolicznym sygnale wyjscio¬ wym stosunek skladowych niskich czestotliwosci do skladowych wyzszych czestotliwosci jest korzy¬ stniejszy, niz w pilozebnym sygnale wejsciowym.Wartosc napiecia parabolicznego dodana do sygnalu pilozebnego okresla przeto nadwyzke niskich cze¬ stotliwosci w sygnale wyjsciowym. Ta nadwyzka niskich czestotliwosci musi przywrócic nizsza cha¬ rakterystyke czestotliwosci 27.Zjawisko „pudding" mozna czesciowo zredukowac takze przez zmniejszenie kondensatora sprzegajace¬ go 5. Na skutek raptownej zmiany na kondensato¬ rze 5 wystapi zmiana ladunku lecz, gdy pojemnosc tego kondensatora jest mala, zadana równowaga ladunku zostanie wkrótce przywrócona. Zmniejsze¬ nie pojemnosci kondensatora 5 bedzie mialo takze wplyw na charakterystyke czestotliwosci, gdyz ten sprzegajacy kondensator moze byc uwazany lacz¬ nie z opornikami 21, 22 i 23 za filtr górnoprzepusto- wy a wiec niskie czestotliwosci nie beda przepusz¬ czane. Jesli, jak to czesto ma miejsce w obwodach tranzystorów, polaczenie generatora 1 z tranzysto¬ rem wzbudzajacym 7 jest polaczeniem pradu sta¬ lego wtedy kondensator 5 odpada i nie ma proble¬ mu zmniejszenia jego pojemnosci.Mozna równiez otrzymac charakterystke czesto¬ tliwosci 27 dzieki zastosowaniu opornika i duzego kondensatora w obwodzie emitera tranzystora wzbudzajacego 7, które sa ze soba polaczone równo- 5 legie. Taki uklad ujemnego sprzezenia zwrotnego jest teoretycznie mozliwy, gdyz ujemne sprzezenie zwrotne odnosi sie wtedy do niskiej czestotliwosci a nie do wysokich czestotliwosci. W praktyce jed¬ nakze powoduje to trudnosci.Impedancja polaczona w obwodzie emitera rów¬ nolegle z kondensatorem, jest nie opornik równo¬ legle polaczony lecz jest nia impedancja o wartosci l/s gdzie s jest wzajemna przewodnoscia tranzysto¬ ra. Impedancja l/s jest bardzo mala w zwiazku z duza wartoscia s takich tranzystorów, tak ze na ogól nalezy brac pod uwage tylko impedancje l/s.Dla wysokich czestotliwosci impedancja — musi cuC byc przeto mala w stosunku do wartosci l/s, gdyz w przeciwnym razie ujemne sprzezenie zwrotne wystapi takze dla tych wysokich czestotliwosci.W praktyce jest bardzo trudno zapewnic wyzej wymienione worunfci, tak ze ujemne sprzezenie zwrotne przy pomocy opornika i kondensatora po¬ laczonych równolegle w obwodzie emitera tranzy¬ stora 7, nie daje zadowalajacych rezultatów. Dla¬ tego uwaza sie za korzystniejsze ujemne sprzezenie zwrotne przy pomocy ukladu 20, 21 dla pradu zmiennego oraz sprzezenie przy pomocy opornika 28 dla pradu stalego.Uklad pokazany na fig. 1 posiada ponadto opor¬ niki 29 i 30. Przy ich pomocy okresla sie prad staly dla tranzystora 7. Tranzystor mozna dowolnie na¬ stawiac zmieniajac wartosc opornosci 30. Przy za¬ stosowaniu oporników 29 i 30 opornik 28 moze byc mniejszy, przy czym zostaje zachowane to samo wstepne nastawienie tranzystora 7. Mniejszy opor¬ nik 28 daje poprawione dzialanie ujemnego sprze¬ zenia zwrotnego.Widac wiec, ze niskie czestotliwosci na stopniu wyjsciowym mozna dowolnie tlumic o ile jest jednoczesnie zapewniona nadwyzka niskich czesto¬ tliwosci w sygnale sterujacym 2 przez dodanie wy¬ starczajacego napiecia parabolicznego. Z krzywych na fig. 2 i 3 widac, ze im wiecej dodajemy napie¬ cia parabolicznego, a wiec im wieksza jest nad¬ wyzka niskich czestotliwosci tym bardziej minimum przesuwa sie ku srodkowi czasu przebiegu. W wy¬ konaniu pokazanym na fig. 2 minimum to znaj¬ duje sie w punkcie 1/4 T, gdzie T jest czasem pio¬ nowego przebiegu. Na fig. 3 minimum jest umiesz¬ czone prawie na poczatku czasu przebiegu.W jednym z korzystniejszych wykonan, w któ¬ rych cewka odchylajaca 16 otacza szyjke telewi¬ zyjnej lampy kineskopowej posiadajacej ekran o srednicy 27 cm i o kacie odchylenia 90° poza¬ dana charakterystyka czestotliwosci byla krzywa 27 na fig. 4. Maksymalny poziom Vo/Vj max odnosi sie niemal do calego zakresu wysokiej czestotli¬ wosci. Od okolo 120 Hz charakterystyka zaczyna opadac praktycznie w sposób ciagly tak, ze w po¬ równaniu z poziomem maksymalnym tlumienie- okolo 1 dB wystepuje przy 50 Hz oraz tlumienie okolo 3,5 dB przy 20Hz. ^ 15 20 25 30 35 40 45 50 55 6059033 9 Dla takiej charakterystyki czestotliwosci mini¬ mum sygnalu sterujacego 2 powinno praktycznie znajdowac sie na poczatku czasu pionowego prze¬ biegu aby uzupelnic brak niskich czestotliwosci.Rózne oporniki i kondensatory niezbedne dla tego wykonania sa podane w ponizszej tabeli: opornik 6 = 5,6 kfl opornik 21 = 1Q opornik 22 = 500Q opornik 23 = potencjometr 1 kQ czesc opornika cewki odchylajacej 16 — opor¬ nik 25 = 7Q opornik 28 = 15 kQ opornik 29 = 100 kQ opornik 30 = potencjometr 100 kQ kondensator 5 = 80 \iF kondensator 20 = 1000 ^iF Mimo ze uklad polaczen opisany (powyzej zastal objasniony na podstawie fig. 1, w którym zastoso¬ wano tranzystor wzbudzajacy 7 i szeregowy obwód przeciwsobny, zasade wynalazku mozna oczywiscie zrealizowac takze w ukladzie innego typu. Nie zawsze jest konieczne zastosowanie tranzystora wzbudzajacego 7, jesli generator 1 jest zdolny do¬ starczac sygnal sterujacy wystarczajacej wartosci.Przy zastosowaniu szeregowego obwodu przeciw- sobnego zawierajacego dwa tranzystory o przeciw¬ nym kierunku przepuszczania, pozadane jest sto¬ sowac tranzystor wzbudzajacy, gdyz pojedynczy tranzystor moze wtedy dostarczac sygnaly steru¬ jace dla obu tranzystorów.W zasadzie istnieje takze mozliwosc stosowania stopnia przeciwsobnego o dwóch tranzystorach ma¬ jacych ten sam kierunek przepuszczania. Przy po¬ mocy stopnia odwracania fazy na przyklad trans¬ formatora, sygnal z generatora 1 jest wtedy prze¬ twarzany w dwa sygnaly sterujace dla dwóch tran¬ zystorów wyjsciowych. Nie jest takze konieczne stosowanie stopnia przeciwsobnego; mozna takze wytwarzac bezposrednio jednym tranzystorem prad pilozebny dla cewki odchylajacej 16.W ukladzie pokazanym na fig. 1 mozna to osiag¬ nac zastepujac tranzystor 13 przez dlawik. Nazywa 10 sie to sprzezeniem dlawikowym. Tranzystory jed¬ nakze sa specjalnie wazne dla opisanych wyzej ukladów, gdyz ich wewnetrzna impedancja jest bardzo odpowiednia do bezposredniego dostosowa- 5 nia do cewki odchylenia pola bez potrzeby sprzega¬ nia przez transformator, celem dopasowania impe- dancji. • 10 PL