PL237200B1 - Voltage-increasing converters with separable cable glands - Google Patents
Voltage-increasing converters with separable cable glands Download PDFInfo
- Publication number
- PL237200B1 PL237200B1 PL423354A PL42335417A PL237200B1 PL 237200 B1 PL237200 B1 PL 237200B1 PL 423354 A PL423354 A PL 423354A PL 42335417 A PL42335417 A PL 42335417A PL 237200 B1 PL237200 B1 PL 237200B1
- Authority
- PL
- Poland
- Prior art keywords
- resonant
- transistor
- split
- converter
- choke
- Prior art date
Links
- 210000004907 gland Anatomy 0.000 title 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 27
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 7
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 7
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 5
- 230000008092 positive effect Effects 0.000 description 2
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Przekształtniki podwyższające napięcie z dławikami dzielonymi (L1) - (L2) zawierające kondensator rezonansowy (Cr) tranzystor mocy (T1) i diodę mocy (D), w którym indukcyjność rozproszenia dławika dzielonego jest wykorzystana do uzyskania rezonansu.Boost converters with split chokes (L1) - (L2) containing a resonant capacitor (Cr), a power transistor (T1) and a power diode (D), in which the leakage inductance of the split choke is used to achieve resonance.
Description
Opis wynalazkuDescription of the invention
Przedmiotem wynalazku są przekształtniki podwyższające napięcie z dławikami dzielonymi, wykorzystującymi indukcyjność rozproszenia jako indukcyjność rezonansową.The subject of the invention are voltage boost converters with split chokes, using the leakage inductance as the resonance inductance.
Przekształtniki quasi-rezonansowe podwyższające napięcie są znane już od lat 80-tych (patenty: US4720667 A, US4720668 A), podobnie jak wykorzystanie indukcyjności rozproszenia transformatora zamiast indukcyjności rezonansowej (patent: US 4785387 A).Step-up quasi-resonant converters have been known since the 1980s (patents: US4720667 A, US4720668 A), as is the use of the leakage inductance of a transformer instead of the resonant inductance (patent: US 4785387 A).
W przekształtnikach tych wykorzystanie obwodu rezonansowego umożliwia uzyskanie miękkiego przełączania elementów półprzewodnikowych.In these converters, the use of a resonant circuit enables soft switching of semiconductor elements.
Najbardziej zbliżoną rodziną przekształtników do przedkładanych w niniejszym wniosku są przekształtniki quasi-rezonansowe z dławikiem dzielonym zaprezentowane w opisie patentowym nr P.420659. Jednym z takich przekształtników jest quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym przełączany przy zerowym prądzie. Składa się on z tranzystora mocy, kondensatora rezonansowego, dławika rezonansowego, diody mocy, kondensatora wyjściowego oraz dławika dzielonego. Szeregowe połączenie strony pierwotnej dławika oraz źródła napięcia jest umiejscowione równolegle do szeregowego połączenia dławika rezonansowego oraz tranzystora. Równolegle do szeregowego połączenia dławika rezonansowego z tranzystorem umiejscowiony jest kondensator rezonansowy. Równo legle do kondensatora rezonansowego jest umiejscowione szeregowe połączenie strony wtórnej dławika, diody oraz obciążenia składającego się z równoległego połączenia rezystora oraz kondensatora wyjściowego. W przekształtnikach quasi-rezonansowych dodatkowy układ rezonansowy umożliwiał przełączanie tranzystora przy zerowym prądzie lub przy zerowym napięciu. W układach przełączanych przy zerowym prądzie dławik rezonansowy jest umiejscowiony szeregowo z tranzystorem, kondensator zapewnia rezonansowy przepływ prądu przez dławik rezonansowy i tranzystor umożliwiając przełączanie tranzystora przy zerowym prądzie. W układach quasi-rezonansowych przełączanych przy zerowym napięciu dławik rezonansowy jest umiejscowiony szeregowo do równoległego połączenia tranzystora i kondensatora rezonansowego.The family of converters most similar to the ones presented in this application are quasi-resonant converters with a split reactor presented in the patent description No. P.420659. One of such converters is a quasi-resonant step-up converter with a split-choke switched at zero current. It consists of a power transistor, a resonant capacitor, a resonant choke, a power diode, an output capacitor and a split choke. The series connection of the primary side of the choke and the voltage source is placed parallel to the series connection of the resonant choke and the transistor. A resonant capacitor is placed parallel to the series connection of the resonant choke with the transistor. Alongside the resonant capacitor there is a series connection of the secondary side of the choke, diode and the load consisting of a parallel connection of the resistor and the output capacitor. In quasi-resonant converters, an additional resonant circuit made it possible to switch the transistor at zero current or at zero voltage. In zero-current switched circuits, the resonant choke is placed in series with the transistor, and the capacitor provides resonant current flow through the resonant choke and the transistor, allowing the transistor to switch at zero current. In quasi-resonant circuits switched at zero voltage, the resonant choke is placed in series to the parallel connection of the transistor and the resonant capacitor.
Dotychczas nie były znane przekształtniki quasi-rezonansowe podwyższające napięcie z dławikiem dzielonym, wykorzystujące indukcyjność rozproszenia dławika dzielonego zamiast indukcyjności rezonansowej (w powyżej opisanym przekształtniku rezonans uzyskano stosując dodatkowy dławik).Until now, there were no known quasi-resonant voltage boosters with a split reactor, using the leakage inductance of a split reactor instead of the resonance inductance (in the converter described above, the resonance was obtained by using an additional reactor).
Istotą wynalazku jest quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym zawierający kondensator rezonansowy Cr, tranzystor mocy Ti, diodę mocy D oraz dławik dzielony Ł1-Ł2. Quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym Ł1-Ł2 zawierający tranzystor mocy Ti diodę mocy D, kondensator wyjściowy C oraz kondensator rezonansowy Cr dołączony równolegle do tranzystora wraz z indukcyjność rozproszenia Lim-Lu<2 dławika dzielonego tworzą układ rezonansowy umożliwiający miękkie przełączanie tranzystora . Kondensator rezonansowy Cr jest umiejscowiony równolegle do szeregowego połączenia diody D i równoległego połączenia kondensatora C i obciążenia Robc. Szeregowo z kondensatorem rezonansowym Cr jest dołączony dodatkowy tranzystor mocy T2.The essence of the invention is a quasi-resonant step-up converter with a split choke, containing a Cr resonant capacitor, a power transistor Ti, a power diode D and a split choke Ł1-Ł2. Quasi-resonant voltage boosting converter with a split choke Ł1-Ł2 containing a power transistor Ti, a power diode D, an output capacitor C and a resonant capacitor Cr connected in parallel to the transistor together with the scattering inductance Lim-Lu <2 of the split choke create a resonant circuit enabling soft switching of the transistor. The resonant capacitor Cr is placed parallel to the series connection of the diode D and the parallel connection of the capacitor C and the load Robc. An additional power transistor T2 is connected in series with the resonant Cr capacitor.
Zaletą przedkładanych układów jest uzyskanie rezonansu i w konsekwencji miękkiego przełączania tranzystorów bez wykorzystania dodatkowego dławika rezonansowego.The advantage of the presented circuits is obtaining resonance and, consequently, soft switching of transistors without the use of an additional resonant choke.
Przedmiot wynalazku pokazany jest na figurach, gdzie: fig. 1a przedstawia quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorem przełączanym przy zerowym napięciu ze stałym czasem wyłączania; fig. 1 b - przebiegi wybranych napięć i prądów quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorem przełączanym przy zerowym napięciu ze stałym czasem wyłączania; fig. 1c - charakterystykę regulacyjną quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielony i tranzystorem przełączanym przy zerowym napięciu ze stałym czasem wyłączania; fig. 2a przedstawia quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorem przełączanym przy zerowym prądzie ze stałym czasem załączenia; fig. 2b - przebiegi wybranych napięć i prądów quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorem przełączanym przy zerowym prądzie ze stałym czasem załączania; fig. 2c - charakterystykę regulacyjną quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorem przełączanym przy zerowym prądzie ze stałym czasem załączania; fig. 3a - quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym napięciu ze stałą częstotliwością;The subject matter of the invention is shown in the figures, where: Fig. 1a shows a quasi-resonant step-up converter with a split-choke and a zero voltage switched transistor with a fixed switch-off time; Fig. 1b - waveforms of selected voltages and currents of a quasi-resonant step-up converter with a split-reactor and a zero-voltage switched transistor with a constant switch-off time; Fig. 1c shows the control characteristic of a quasi-resonant step-up converter with a split inductor and a zero voltage switched transistor with a fixed switch-off time; Fig. 2a shows a quasi-resonant boost converter with a split-choke and a zero-current switched transistor with a constant on-time; Fig. 2b - waveforms of selected voltages and currents of a quasi-resonant voltage boosting converter with a split choke and a zero-current switched transistor with a constant switch-on time; Fig. 2c shows the control characteristic of a quasi-resonant step-up converter with a split-choke and a zero-current switched transistor with a constant on-time; Fig. 3a shows a quasi-resonant step-up converter with a split-choke and zero voltage switched transistors with a constant frequency;
PL 237 200 Β1 fig. 3b - przebiegi wybranych napięć i prądów quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym napięciu ze stałą częstotliwością; fig. 3c - charakterystykę regulacyjną quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym napięciu ze stałą częstotliwością fig. 4a - quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym prądzie ze stałą częstotliwością; fig. 4b - przebiegi wybranych napięć i prądów quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym prądzie ze stałą częstotliwością; fig. 4c - charakterystykę regulacyjną quasi-rezonansowego przekształtnika podwyższającego napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanym i przy zerowym prądzie ze stałą częstotliwością.PL 237 200 Β1 Fig. 3b - waveforms of selected voltages and currents of a quasi-resonant voltage boosting converter with a split choke and switched transistors at zero voltage with a constant frequency; Fig. 3c - the control characteristic of a quasi-resonant step-up converter with a split-reactor and zero voltage switched transistors with a constant frequency. Fig. 4a - a quasi-resonant step-up converter with a split-reactor and switching transistors at zero current with a constant frequency; Fig. 4b - waveforms of selected voltages and currents of a quasi-resonant step-up converter with a split choke and transistors switched at zero current with a constant frequency; Fig. 4c shows the control characteristic of a quasi-resonant step-up converter with a split-choke and switched transistors and with zero current with a constant frequency.
W układzie przedstawionym na fig. 1a tranzystor Ti jest przełączany ze stałym czasem wyłączania, współczynnik wzmocnienia napięciowego przekształtnika jest regulowany czasem jego załączania. W układzie przedstawionym na fig. 2a tranzystor Ti jest przełączany ze stałym czasem załączania, a współczynnik wzmocnienia napięciowego jest regulowany czasem jego wyłączania.In the circuit shown in Fig. 1a, the transistor Ti is switched with a fixed switch-off time, the voltage amplification factor of the converter is regulated by its switch-on time. In the circuit shown in Fig. 2a, the transistor Ti is switched with a fixed turn-on time and the voltage gain factor is regulated by its turn-off time.
Fig. 3a i fig. 4a przedstawiają quasi-rezonansowe przekształtniki podwyższające napięcie z tranzystorami przełączanymi ze stałą częstotliwością. Wykorzystanie dodatkowego tranzystora T2 w odniesieniu do układów przedstawionych na fig. 1a i fig. 2a umiejscowionego szeregowo z kondensatorem Cr umożliwia skrócenie czasu trwania rezonansu w stosunku do okresu pracy przekształtnika. Powoduje to zmniejszenie strat mocy w tranzystorze oraz w elementach rezonansowych, jak również uniezależnienie tętnień prądu wejściowego i wyjściowego od współczynnika wzmocnienia napięcia.Figures 3a and 4a show quasi-resonant boost converters with fixed frequency switched transistors. The use of an additional transistor T2 in relation to the circuits shown in Fig. 1a and Fig. 2a placed in series with the Cr capacitor allows the resonance duration to be shortened in relation to the converter operation period. This reduces the power losses in the transistor and resonant elements, as well as makes the ripple of the input and output current independent of the voltage amplification factor.
Przykłady wykonania:Execution examples:
W analizie pracy przekształtników przedstawionych na fig. 1a-4a założono stałe spadki napięć na kondensatorach wyjściowych C oraz energię zgromadzoną w dławikach dzielonych L1-L2 w okresie pracy przekształtnika. Pominięto spadki napięć oraz czasy przełączania diod i tranzystorów. W celu uproszczenia równań opisujących działanie przekształtników indukcyjności rozproszenia Uki-Lue dławika dzielonego można przedstawić w postaci jednej indukcyjności zastępczej przeniesionej na stronę pierwotną lub wtórną dławika zgodnie z równaniami (1.1) i (1.4).In the analysis of the converters operation presented in Figs. 1a-4a, constant voltage drops on the output capacitors C and the energy stored in the L1-L2 split chokes during the converter operation were assumed. Voltage drops and switching times of diodes and transistors have been ignored. In order to simplify the equations describing the operation of the leakage inductance Uki-Lue converters of a split choke, it can be represented as one equivalent inductance transferred to the primary or secondary side of the choke according to equations (1.1) and (1.4).
Ą>(P) = A(i-*2)(i-i) ^ = ^(1-^2)(i-2) ^=Α(ΐ-υ(1.3) = 4(1-^)(1.4) gdzie: LLk(p) - indukcyjność rozproszenia przeniesiona na stronę pierwotną, LlW - indukcyjność rozproszenia przeniesiona na stronę wtórną, Li, L2 - indukcyjności własne dławika dzielonego, k-współczynnik sprzężenia magnetycznego dławika dzielonego, Llm, Uk2-indukcyjności rozproszenia strony pierwotnej i wtórnej dławika dzielonego.Ą> (P ) = A (i- * 2 ) (ii) ^ = ^ (1- ^ 2 ) (i-2) ^ = Α (ΐ-υ (1.3) = 4 (1 - ^) (1.4) where: LLk (p) - leakage inductance transferred to the primary side, Ll W - leakage inductance transferred to the secondary side, Li, L2 - own inductances of a shared choke, k-coefficient of magnetic coupling of a shared choke, Llm, Uk2-primary leakage inductance secondary choke secondary.
Przykład 1. Quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielony i tranzystorem przełączanym przy zerowym napięciu ze stałym czasem wyłączania.Example 1. Quasi-resonant step-up converter with a split reactor and a switched transistor at zero voltage with a fixed switch-off time.
Przekształtnik został przedstawiony na fig. 1a, na fig. 1b zostały przedstawione wybrane przebiegi napięć i prądów tego przekształtnika. Tranzystor w przekształtniku jest przełączany ze stałym czasem wyłączenia uzależnionym od częstotliwości rezonansowej kondensatora Cr i indukcyjności rozproszenia dławika dzielonego Lkki-LLk2· Współczynnik wzmocnienia jest regulowany czasem załączenia tranzystora. W celu uproszczenia równań opisujących działanie przekształtnika wprowadzono parametr Ψ opisany równaniem (1.9). Załączanie tranzystora T przy zerowym napięciu wymaga spełnienia warunku opisanego wzorem (1.10). Charakterystyka regulacyjna przekształtnika została opisana wzorem (1.5). Fig. 1c przedstawia charakterystykę regulacyjną analizowanego przekształtnika dla przekładni dławika dzielonego N = 4 i dla różnych stosunków rezystancji obciążenia do impedancji falowej przekształtnika.The converter is shown in Fig. 1a, and in Fig. 1b, selected voltage and current waveforms of this converter are presented. The transistor in the converter is switched with a fixed switch-off time depending on the resonant frequency of the capacitor C r and the leakage inductance of the split choke Lkki-LLk2 · The gain factor is regulated by the switch-on time of the transistor. In order to simplify the equations describing the converter operation, the parameter Ψ described by the equation (1.9) was introduced. Switching the transistor T at zero voltage requires the fulfillment of the condition described by the formula (1.10). The control characteristic of the converter is described by the formula (1.5). Fig. 1c shows the control characteristic of the analyzed converter for the ratio of the N = 4 split choke and for different ratios of the load resistance to the wave impedance of the converter.
PL 237 200 Β1PL 237 200 Β1
N π + arcsin((/) + ψ + 1--:---------2λ·(ΛΓ +1) π + arc sin (^) + ψ + -—-— _____________________2ψN π + arcsin ((/) + ψ + 1 -: --------- 2λ · (ΛΓ +1) π + arc sin (^) + ψ + -—-— _____________________ 2ψ
2^ + 1)2 ^ + 1)
2V + 1 1 ω0 =---- ------f =----?2V + 1 1 ω 0 = ---- ------ f = ----?
2xN^LLk(p}Cr 2xN ^ L Lk ( p} C r
I^(P)I ^ (P)
M + l]j cr (1.6) (1-7) (1-8) (1.9) <M + l] jc r (1.6) (1-7) (1-8) (1.9) <
π + t7rcsin(^) + ^ +π + t7rcsin (^) + ^ +
2π^Ν<Ν + \}2π ^ Ν <Ν + \}
(1.10) gdzie: Uo·- napięcie na kondensatorze Cr na końcu przedziału t-ι, Lli - prąd dławika Li w przedziale ti, E - napięcie wejściowe, N - przekładnia dławika dzielonego, Uo - napięcie wyjściowe, ωο pulsacja obwodu rezonansowego, /r - częstotliwość rezonansowa, Z - impedancja falowa obwodu rezonansowego, ku - współczynnik wzmocnienia napięcia, RObc - rezystancja obciążenia.(1.10) where: Uo - voltage on the capacitor C r at the end of the interval t-ι, Lli - choke current Li in the interval ti, E - input voltage, N - split choke ratio, Uo - output voltage, ωο resonant circuit pulsation, / r - resonant frequency, Z - wave impedance of the resonant circuit, k u - voltage amplification factor, R O bc - load resistance.
Kierując się powyższą charakterystyką można dobrać impedancję falową obwodu rezonansowego w zależności od mocy wyjściowej (rezystancji obciążenia przy znanym napięciu wyjściowym). Dla przekształtnika o częstotliwości rezonansowej równej /r = 200 kHz, mocy wyjściowej 200 W, napięcia wejściowego E = 40 V, napięcia wyjściowego Uo = 400 V i przekładni dławika dzielonego N = 4 impedancja falowa obwodu powinna wynosić ok. 33 Ω. Znając impedancję falową oraz częstotliwość rezonansową można obliczyć wymaganą indukcyjność rozproszenia oraz pojemność rezonansową. W taki sposób obliczona indukcyjność rezonansowa wynosi Ukip) = 25 uH, natomiast pojemność rezonansowa Cr = 24 nF.Following the above characteristics, the wave impedance of the resonant circuit can be selected depending on the output power (load resistance with a known output voltage). For a converter with a resonance frequency equal to / r = 200 kHz, output power 200 W, input voltage E = 40 V, output voltage Uo = 400 V and ratio of the divided choke N = 4, the wave impedance of the circuit should be approx. 33 Ω. Knowing the wave impedance and the resonant frequency, the required leakage inductance and resonant capacitance can be calculated. The resonance inductance calculated in this way is Ukip) = 25 uH, while the resonant capacitance C r = 24 nF.
Przykład 2. Quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielony i tranzystorem przełączanym przy zerowym prądzie ze stałym czasem załączania.Example 2. Quasi-resonant step-up converter with a split inductor and a switched transistor at zero current with a constant switching time.
Przekształtnik przedstawiono na fig. 2a. Na fig. 2b zostały przedstawione wybrane przebiegi napięć i prądów tego przekształtnika. Tranzystor w przekształtniku jest przełączany ze stałym czasem załączenia uzależnionym od częstotliwości rezonansowej kondensatora Cr i indukcyjności rozproszenia Ukji-LLk2 dławika dzielonego. Współczynnik wzmocnienia jest regulowany czasem wyłączenia tranzystora. Wyłączanie tranzystora T przy zerowym prądzie wymaga spełnienia warunku opisanego wzorem (2.6). Charakterystyka regulacyjna przekształtnika została opisana wzorem (2.5). Fig. 2c przedstawiaThe converter is shown in Fig. 2a. Fig. 2b shows selected voltage and current waveforms of this converter. The transistor in the converter is switched with a constant on-time depending on the resonant frequency of the capacitor C r and the leakage inductance Ukji-LLk2 of the split choke. The gain factor is governed by the transistor off time. Switching off the transistor T at zero current requires the fulfillment of the condition described by the formula (2.6). The control characteristic of the converter is described by the formula (2.5). Fig. 2c shows
PL 237 200 Β1 charakterystykę regulacyjną analizowanego przekształtnika dla trzech różnych przekładni dławika dzielonego.PL 237 200 Β1 control characteristic of the analyzed converter for three different ratios of the split choke.
gdzie: Uo - napięcie wyjściowe, N - przekładania dławika dzielonego, E - napięcie wejściowe, Lli - prąd dławika Li na końcu przedziału ti, Uk(w) - indukcyjność rozproszenia dławika dzielonego przeniesiona na stronę wtórną, ωο - pulsacja obwodu rezonansowego, Cr- pojemność kondensatora Cr, /r - częstotliwość rezonansowa, Z - impedancja falowa obwodu rezonansowego, k„ - współczynnik wzmocnienia napięcia.where: Uo - output voltage, N - split choke ratio, E - input voltage, Lli - choke current Li at the end of the interval ti, Uk (w) - split choke leakage inductance transferred to the secondary side, ωο - resonant circuit pulsation, C r - capacitance of the capacitor C r , / r - resonant frequency, Z - wave impedance of the resonant circuit, k "- voltage amplification factor.
Kierując się nierównością (2.6) można obliczyć maksymalną impedancję falową obwodu rezonansowego w zależności od mocy wyjściowej (czyli od rezystancji obciążenia przy znanym napięciu wyjściowym). Dla przekształtnika o częstotliwości rezonansowej równej /r = 1 MHz, mocy wyjściowej 200 W, napięcia wejściowego E = 40 V, napięcia wyjściowego Uo = 400 V i przekładni dławika dzielonego Λ/ = 4 impedancja falowa obwodu powinna wynosić ok. 100 Ω. Znając impedancję falową oraz częstotliwość rezonansową można obliczyć wymaganą indukcyjność rozproszenia oraz pojemność rezonansową. Wyznaczona indukcyjność rezonansowa wynosi = 16 uH, natomiast pojemność rezonansowa Cr = 1,6 nF.Following the inequality (2.6), it is possible to calculate the maximum wave impedance of the resonant circuit depending on the output power (i.e. the load resistance with a known output voltage). For a converter with a resonance frequency equal to / r = 1 MHz, output power 200 W, input voltage E = 40 V, output voltage Uo = 400 V and split choke ratio Λ / = 4, the wave impedance of the circuit should be about 100 Ω. Knowing the wave impedance and the resonant frequency, the required leakage inductance and resonant capacitance can be calculated. The determined resonance inductance is = 16 uH, while the resonant capacity C r = 1.6 nF.
Przykład 3. Quasi-rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym napięciu ze stałą częstotliwością.Example 3. Quasi-resonant step-up converter with a split inductor and switched transistors at zero voltage with a constant frequency.
Przekształtnik został przedstawiony na fig. 3a, na fig. 3b przedstawiono wybrane przebiegi napięć i prądów tego przekształtnika. Dodatkowy tranzystor w stosunku do układu przedstawionego na fig. 1a umieszczony szeregowo z kondensatorem Cr umożliwia zmniejszenie oraz uniezależnienie częstotliwości rezonansowej względem częstotliwości przełączania tranzystora. Pozytywnie wpływa to na straty mocy w przekształtniku oraz umożliwia zmniejszenie wymiarów elementów rezonansowych. Współczynnik wzmocnienia jest regulowany wypełnieniem sygnału sterującego tranzystorem Ti. WyłączanieThe converter is shown in Fig. 3a, while Fig. 3b shows selected voltage and current waveforms of this converter. An additional transistor in relation to the system shown in Fig. 1a placed in series with the capacitor C r enables the reduction and independence of the resonant frequency in relation to the transistor switching frequency. This has a positive effect on the power losses in the converter and enables the dimensions of the resonance elements to be reduced. The amplification factor is regulated by the duty cycle of the Ti transistor. Turning off
PL 237 200 Β1 tranzystora Ti przy zerowym prądzie wymaga spełnienia warunku opisanego wzorem (3.3). Charakterystyka regulacyjna przekształtnika została opisana wzorem (3.1). Fig. 3c przedstawia charakterystykę regulacyjną analizowanego przekształtnika dla trzech różnych przekładni dławika dzielonego.PL 237 200 Β1 of the Ti transistor at zero current requires the fulfillment of the condition described by the formula (3.3). The control characteristic of the converter is described by the formula (3.1). Fig. 3c shows the control characteristic of the analyzed converter for three different ratios of the split choke.
, ND + l (1.17) (1-18) (1.19) ^T\on + ^710# p ψ =--------<1 gdzie: ku - współczynnik wzmocnienia napięcia, N - przekładnia dławika dzielonego, D - wypełnienie sygnału sterującego tranzystorem Ti, tnon - czas załączenia tranzystora Ti, trio//- czas wyłączenia tranzystora Ti., ND + l (1.17) (1-18) (1.19) ^ T \ on + ^ 710 # p ψ = -------- <1 where: k u - voltage amplification factor, N - split choke ratio , D - filling of the signal controlling the Ti transistor, tnon - switching on time of the Ti transistor, trio // - switching off time of the Ti transistor.
Kierując się równaniem (3.3) można wyznaczyć maksymalną impedancję falową obwodu rezonansowego w zależności od mocy wyjściowej (od rezystancji obciążenia przy znanym napięciu wyjściowym). Dla przekształtnika o częstotliwości rezonansowej równej / = 1 MHz, mocy wyjściowej 200 W, napięcia wejściowego E = 40 V, napięcia wyjściowego Uo = 400 V i przekładni dławika dzielonego N = 4 impedancja falowa obwodu powinna wynosić ok. 20 Ω. Znając impedancję falową oraz częstotliwość rezonansową można wyznaczyć wymaganą indukcyjność rozproszenia dławika dzielonego oraz pojemność rezonansową. Indukcyjność rozproszenia wynosi Llk(P) = uH, natomiast pojemność rezonansowa Cr = 8 nF.Following the equation (3.3), it is possible to determine the maximum wave impedance of the resonant circuit depending on the output power (from the load resistance with a known output voltage). For a converter with a resonance frequency equal to / = 1 MHz, output power 200 W, input voltage E = 40 V, output voltage Uo = 400 V and split choke ratio N = 4, the wave impedance of the circuit should be approx. 20 Ω. Knowing the wave impedance and the resonant frequency, it is possible to determine the required leakage inductance of the split choke and the resonant capacitance. The scattering inductance is Llk ( P ) = uH, and the resonant capacitance C r = 8 nF.
Przykład 4. Quasi rezonansowy przekształtnik podwyższający napięcie z dławikiem dzielonym i tranzystorami przełączanymi przy zerowym prądzie ze stałą częstotliwością.Example 4. Quasi-resonant step-up converter with a split inductor and switched transistors at zero current with constant frequency.
Przekształtnik przedstawiono na fig. 4a. Na fig. 4b zostały przedstawione wybrane przebiegi napięci prądów tego przekształtnika. Dodatkowy tranzystor w stosunku do układu przedstawionego na fig. 2a umieszczony szeregowo z kondensatorem Cr umożliwia zmniejszenie oraz uniezależnienie częstotliwości rezonansowej względem częstotliwości przełączania tranzystora. Pozytywnie wpływa to na straty mocy w przekształtniku oraz umożliwia zmniejszenie wymiarów elementów rezonansowych. Współczynnik wzmocnienia jest regulowany wypełnieniem sygnału sterującego tranzystorem Ti. Wyłączanie tranzystora Ti przy zerowym prądzie wymaga spełnienia warunku opisanego wzorem (43). Charakterystyka regulacyjna przekształtnika została opisana wzorem (4.1), Fig. 4c przedstawia charakterystykę regulacyjną analizowanego przekształtnika dla trzech różnych przekładni dławika dzielonego.The converter is shown in Fig. 4a. Fig. 4b shows selected waveforms of currents of this converter. An additional transistor, compared to the system shown in Fig. 2a, placed in series with the capacitor C r enables the reduction and independence of the resonant frequency in relation to the transistor switching frequency. This has a positive effect on the power losses in the converter and enables the dimensions of the resonance elements to be reduced. The amplification factor is regulated by the duty cycle of the Ti transistor. Turning off the transistor Ti at zero current requires the fulfillment of the condition described by the formula (43). The control characteristic of the converter is described by the formula (4.1), Fig. 4c shows the control characteristic of the analyzed converter for three different ratios of the split choke.
, ND+l =____-Tlon„ , cr , Nd + l = ____- Tlon ", c r
W analizowanym przypadku obwód rezonansowy dobieramy identycznie jak w przykładzie 2, z uwzględnieniem uniezależnienia częstotliwości rezonansowej od częstotliwości przełączania tranzystorów.In the analyzed case, the resonant circuit is selected in the same way as in example 2, taking into account the independence of the resonant frequency from the switching frequency of the transistors.
(120) (1.21) (1-22)(120) (1.21) (1-22)
Claims (4)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PL423354A PL237200B1 (en) | 2017-11-03 | 2017-11-03 | Voltage-increasing converters with separable cable glands |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PL423354A PL237200B1 (en) | 2017-11-03 | 2017-11-03 | Voltage-increasing converters with separable cable glands |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| PL423354A1 PL423354A1 (en) | 2019-05-06 |
| PL237200B1 true PL237200B1 (en) | 2021-03-22 |
Family
ID=66341932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PL423354A PL237200B1 (en) | 2017-11-03 | 2017-11-03 | Voltage-increasing converters with separable cable glands |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| PL (1) | PL237200B1 (en) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6144168A (en) * | 1995-08-22 | 2000-11-07 | Robert Bosch Gmbh | Circuit arrangement for operation of a high-pressure gas discharge lamp on alternating current |
| KR101285295B1 (en) * | 2012-04-16 | 2013-07-11 | 순천향대학교 산학협력단 | Boost dc-dc converter |
| CN203942450U (en) * | 2014-07-11 | 2014-11-12 | 河南理工大学 | The soft switch circuit of anti exciting converter |
| US20150061530A1 (en) * | 2013-09-03 | 2015-03-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Light source driving apparatus having a snubber to prevent voltage and current spikes, display apparatus and driving method thereof |
-
2017
- 2017-11-03 PL PL423354A patent/PL237200B1/en unknown
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6144168A (en) * | 1995-08-22 | 2000-11-07 | Robert Bosch Gmbh | Circuit arrangement for operation of a high-pressure gas discharge lamp on alternating current |
| KR101285295B1 (en) * | 2012-04-16 | 2013-07-11 | 순천향대학교 산학협력단 | Boost dc-dc converter |
| US20150061530A1 (en) * | 2013-09-03 | 2015-03-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Light source driving apparatus having a snubber to prevent voltage and current spikes, display apparatus and driving method thereof |
| CN203942450U (en) * | 2014-07-11 | 2014-11-12 | 河南理工大学 | The soft switch circuit of anti exciting converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| PL423354A1 (en) | 2019-05-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9450506B2 (en) | Apparatus for multi-level switched-capacitor rectification and DC-DC conversion | |
| US10116222B2 (en) | Soft switching flyback converter with primary control | |
| Kim et al. | An improved current-fed ZVS isolated boost converter for fuel cell applications | |
| US10686387B2 (en) | Multi-transformer LLC resonant converter circuit | |
| US20110273909A1 (en) | Full-bridge phase-shift converter with auxiliary zero-voltage-switching circuit | |
| US10103639B2 (en) | Soft switching converter by steering the magnetizing current | |
| US9356526B2 (en) | DC-DC power conversion apparatus and method | |
| CN109478852A (en) | Multiphase LLC converter in parallel and serial | |
| EP3509203B1 (en) | Converter with zvs | |
| US11043890B2 (en) | Controller with frequency to on-time converter | |
| JP2007074830A (en) | Dc-dc converter | |
| Cai et al. | A 30-MHz isolated push-pull VHF resonant converter | |
| TW201330474A (en) | Active buck power factor correction device | |
| JP4439979B2 (en) | Power supply | |
| TWI646768B (en) | High boost converter | |
| US10601327B2 (en) | Isolated DC/DC converter and method for converting voltage with an isolated DC/DC converter | |
| Park et al. | Isolated resonant dc-dc converters with a loosely coupled transformer | |
| US7548442B2 (en) | Power converter with coupled inductor | |
| Li et al. | An efficiency-oriented two-stage structure employing partial power regulation | |
| US8937463B2 (en) | Common-core power factor correction resonant converter | |
| JP6393962B2 (en) | Switching power supply | |
| PL237200B1 (en) | Voltage-increasing converters with separable cable glands | |
| Celentano et al. | A Comparison between Class-E DC-DC Design Methodologies for Wireless Power Transfer | |
| KR20160101808A (en) | Full-Bridge DC-DC Converter | |
| TWI587618B (en) | High buck converter |