NO971739L

NO971739L - Device for deriving a distortion criterion from a demodulated quadrature amplitude modulated signal

Info

Publication number: NO971739L
Application number: NO971739A
Authority: NO
Inventors: Michael Biester
Original assignee: Bosch Gmbh Robert
Priority date: 1996-04-17
Filing date: 1997-04-16
Publication date: 1997-10-20
Also published as: IT1290523B1; FR2747872A1; NO971739D0; FR2747872B1; DE19615057C1; ITMI970768A1

Description

Foreliggende oppfinnelse angår anordning for utledning av et forvrengningskriterium som angitt i innledningen til krav 1, krav 4. The present invention relates to a device for deriving a distortion criterion as stated in the introduction to claim 1, claim 4.

En anordning for utledning av et forvrengningskriterium fra et demodulert kvadratur-amplitude-modulert signal (M-QAM, M = 4 ... 256) er f.eks. kjent fra DE 41 34 206. Ifølge teknikkens stilling, blir i mottakeren for M-QAM-signal utledet vanligvis fra et forvrengningskriterium fra avsetningen til det av en symbolutskiller antatte, mest sannsynlig sendte signalverdi fra den ved utgangen til en adaptiv basisbåndforvrenger anstå-ende avfølingsverdi til det komplekse demodulerte M-QAM-signal. Et således tilveiebrakt forvrengningskriterium er altså avhengig av tilstanden til den adaptive bases båndforvrenger. Skal forvrengningskriteriet anvendes f.eks. for styring av en diversitets-kombinerer, vil det ved detektert forvrengningskriterium ifølge teknikkens stilling opp-stå en kobling mellom reguleringskretsen for den adaptive bases båndforvrenger og reguleringskretsen for diversitets-kombineringsinnretningen. Koblede reguleringskretser er imidlertid i og for seg svært vanskelig å beherske, med hensyn til f.eks. innstilling av reguleringstidskonstantene. A device for deriving a distortion criterion from a demodulated quadrature-amplitude-modulated signal (M-QAM, M = 4 ... 256) is e.g. known from DE 41 34 206. According to the state of the art, in the receiver for the M-QAM signal, a distortion criterion is usually derived from the allocation of the most likely sent signal value assumed by a symbol separator from the sensing value expected at the output of an adaptive baseband scrambler to the complex demodulated M-QAM signal. A distortion criterion thus provided is thus dependent on the condition of the adaptive base band distorter. Should the distortion criterion be used, e.g. for controlling a diversity combiner, in the event of a detected distortion criterion, according to the state of the art, a connection will occur between the control circuit for the adaptive base band distorter and the control circuit for the diversity combiner. However, connected control circuits are in and of themselves very difficult to master, with regard to e.g. setting the regulation time constants.

Foreliggende oppfinnelse har derfor til oppgave å tilveiebringe en anordning for utledning av forvrengningskriterium som ikke har behov for en adaptiv båndpassforvrenger. The present invention therefore has the task of providing a device for deriving a distortion criterion that does not need an adaptive bandpass distorter.

Denne oppgaven blir enten løst ved hjelp av de trekkene som er angitt i krav 1, som danner anordninger for produktet av avfølingsverdi til det komplekst demodulerte M-QAM-signalet og avfølingsverdiene til det konjugerte komplekse demodulerte M-QAM-signalet, som er forskjøvet med en symboltakt i forhold til førstnevnte avfølingsverdi, og ved denne anordningen av flere avføringsverdimessige produkter danner en middelverdi, som leverer forvrengningskriteriene. This task is either solved by means of the features set forth in claim 1, which form means for the product of the sensed value of the complex demodulated M-QAM signal and the sensed values of the conjugate complex demodulated M-QAM signal, which is shifted by a symbol rate in relation to the first-mentioned sensing value, and by this arrangement of several stool value-wise products forms a mean value, which supplies the distortion criteria.

Fortrinnsvis, som angitt i de uselvstendige kravene 2 og 3, kan det dannes produktet eller kvadratet av middelverdien. Preferably, as stated in the independent claims 2 and 3, the product or the square of the mean value can be formed.

En alternativ løsning av oppgaven fremgår av krav 4. Ifølge denne utførelsesformen blir feilsignaler frembrakt ved differansedannelse mellom avfølingsverdien til det ikke-forvrengte, komplekse demodulerte M-QAS-signalet og den for denne avfølingsverdi antatte symbolverdi. Av den kvadrerte summen av flere feilsignaler, blir det så dannet en middelverdi, som leverer forvrengningskriteriet. An alternative solution to the task appears in claim 4. According to this embodiment, error signals are produced by difference formation between the sensed value of the non-distorted, complex demodulated M-QAS signal and the assumed symbol value for this sensed value. From the squared sum of several error signals, a mean value is then formed, which supplies the distortion criterion.

Fortrinnsvis blir forvrengningskriteriet, som er tilveiebrakt ifølge krav 1 eller krav 4, anvendt for å styre en diversitets-kombineringsinnretning. Preferably, the distortion criterion, which is provided according to claim 1 or claim 4, is used to control a diversity combining device.

Det ifølge krav 1 detekterte forvrengningskriterium har den fordel at det er uavhengig av en frekvensforskyvning av den i mottageren utledede bærer. Dessuten er den uavhengig av bærerfasen. De to anordningene ifølge krav 1 og 4 kan anvendes som digitale kretser. The distortion criterion detected according to claim 1 has the advantage that it is independent of a frequency shift of the carrier derived in the receiver. Moreover, it is independent of the carrier phase. The two devices according to claims 1 and 4 can be used as digital circuits.

I det påfølgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere med henvisning til tegningene, hvor In what follows, the invention will be described in more detail with reference to the drawings, where

fig. 1 viser et prinsippdiagram av et overføringssystem for M-QAM-signaler,fig. 1 shows a schematic diagram of a transmission system for M-QAM signals,

fig.2 viser et kretsbilde av en første forvrengningsdetektor,fig.2 shows a circuit diagram of a first distortion detector,

fig.3 viser en krets av en andre forvrengningsdetetektor.fig.3 shows a circuit of a second distortion detector.

Som det fremgår av fig. 1, som viser et prinsippkretsdiagram av et overføringssystem for M-QAM-signaler, frembringer en sender SD et signal Si(t) ifølge ligningen (1): As can be seen from fig. 1, which shows a principle circuit diagram of a transmission system for M-QAM signals, a transmitter SD produces a signal Si(t) according to equation (1):

hvor av betegner det til tidspunktet t = vT sendte komplekse datasymbol. T er symboltakten og p(t) er pulssvaret for den sendesidige filtreringen. Egenskapene til over-føringskanalen blir registrert ved hjelp av overføringsfunksjonen HD(f). Ved mottager-inngangen tilføyes en ytterligere støykomponent n(t) til mottagersignalet S2(t). n(t) tar hensyn til inngangsstøyen (støytallet) til mottageren. En automatisk nivåregulering AGC1 med forsterkningsfaktor yjregulerer mottagersignalet til et konstant signalnivå. Med HE(f) er beskrevet overføringsfunksjonen for mottageren innbefattende demodula-toren med bærerfrekvens- og taktavledning. Det demodulerte signalet S,t(t) har den i ligningen (2) angitte form: k(t) er pulssvar til den i ligningen (3) angitte overføringsfunksjon K(f): where by denotes that until time t = vT sent complex data symbol. T is the symbol rate and p(t) is the pulse response for the transmit-side filtering. The characteristics of the transmission channel are recorded using the transfer function HD(f). At the receiver input, a further noise component n(t) is added to the receiver signal S2(t). n(t) takes into account the input noise (noise figure) of the receiver. An automatic level control AGC1 with amplification factor regulates the receiver signal to a constant signal level. With HE(f) is described the transfer function for the receiver including the demodulator with carrier frequency and clock derivation. The demodulated signal S,t(t) has the form specified in equation (2): k(t) is the pulse response to the transfer function K(f) specified in equation (3):

Signalet S4(t) avføles i avfølingskretsen AT med symboltakten T. Derav tilveiebringes avfølingsverdien S5[n] ifølge ligningen (4) for avfølingstidspunktet t = n T + ta: The signal S4(t) is sensed in the sensing circuit AT with the symbol rate T. From this, the sensing value S5[n] is provided according to equation (4) for the sensing time t = n T + ta:

ta betegner derved en av egenskapene til taktgjenvinningen avhengig forskyvning av avfølingstidspunktet. Etter avfølingen foreligger et tidsdiskret og verdidiskret signal, da som regel avfølingen foregår ved hjelp av en analog-/digitalomformer. ta thereby denotes one of the properties of the beat recovery depending on the displacement of the sensing time. After the sensing, a time-discrete and value-discrete signal is available, as the sensing usually takes place with the aid of an analogue/digital converter.

En andre nivåregulering AGC2 med forsterkningsfaktor y2skalerer avfølingsverdien S5[n] på egnet måte, hvorved avfølingsverdien Se[n] ifølge ligningen (5) fremkommer: A second level control AGC2 with amplification factor y2 scales the sensed value S5[n] in a suitable way, whereby the sensed value Se[n] according to equation (5) appears:

Hovedverdien for pulssvaret er k(ta), og det gjelder n2(nT+ta)=y2ni(nT+ta). Den andre nivåreguleringen AGC2 bevirker at ligningen (6) er oppfylt: The main value for the pulse response is k(ta), and it applies to n2(nT+ta)=y2ni(nT+ta). The second level control AGC2 ensures that equation (6) is fulfilled:

En i mottageren tilstedeværende bærerfaseregulering bevirker fasedreiing, slik at ima-ginærdelen til hovedverdien for pulssvaret, ifølge ligningen (7), forsvinner: A carrier phase adjustment present in the receiver causes phase rotation, so that the imaginary part of the main value for the pulse response, according to equation (7), disappears:

Dersom det ikke foreligger noen forvrengning og t„ er valgt optimalt, gjelder for avføl-ingsverdien til kanalpulssvaret: If there is no distortion and t„ is chosen optimally, the following applies to the sensing value of the channel pulse response:

Av avfølingsverdien til signalet S^n] avledes det en senere nærmere beskrevet kob-lingsblokk VD1 et "robust" forvrengningskriterium VB1 eller VB2, for hvilke hverken bærerfasereguleringen må være låst eller en adaptiv forvrenger må levere pålitelige symbolavgjørelser. Det tidsdiskrete signalet Sj[n] blir forvrengt i en adaptiv basisbåndforvrenger EZ. Denne adaptive basisbåndforvrengeren EZ er ikke nødvendig for avled-ning av forvrengningskriteriet i koblingsblokkene VD1 og VD2. Ved utgangen til den adaptive basisbåndforvrengeren EZ ligger et forvrengt, tidsdiskret signal i y[n]. En symbolavgjører SE avgjør hvilke symbol a^j fra det totale M-QAM-symbolalfabetet som mest sannsynlig tilsvarer den i symbolavgjøreren SE anliggende avfølingsverdi i y[n]. Tidsindekset i avgjørelsessymbolet an_itar hensyn til forsinkelsen av symbolav- A "robust" distortion criterion VB1 or VB2 is derived from the sensing value of the signal S^n], a connection block VD1 described in more detail later, for which neither the carrier phase regulation must be locked nor an adaptive distorter must deliver reliable symbol decisions. The discrete-time signal Sj[n] is distorted in an adaptive baseband distorter EZ. This adaptive baseband distorter EZ is not necessary for the derivation of the distortion criterion in the connection blocks VD1 and VD2. At the output of the adaptive baseband distorter EZ is a distorted, time-discrete signal in y[n]. A symbol decider SE determines which symbols a^j from the total M-QAM symbol alphabet most likely correspond to the sensing value in y[n] concerned in the symbol decider SE. The time index in the decision symbol takes into account the delay of symbol de-

gjørelsen, betinget av den adaptive basisbåndforvrengeren EZ.the doing, conditioned by the adaptive baseband distorter EZ.

På fig.2 er vist en forvrengningsdetektor VD1, som tilveiebringer det "robuste" forvrengningskriteriet VD1 eller VD2 fra avfølingsverdien S6(n]. Så lenge bæreren i mottageren ikke er låst på bærerfrekvensen til mottagersignalet, er det til stede en frekvens Af. Med hensyntagen til frekvensoffseten, antar det i ligningen (5) angitte signal S6[n] den i ligningen (8) angitte form: Fig.2 shows a distortion detector VD1, which provides the "robust" distortion criterion VD1 or VD2 from the sensing value S6(n). As long as the carrier in the receiver is not locked to the carrier frequency of the receiver signal, a frequency Af is present. Taking into account to the frequency offset, the signal S6[n] specified in equation (5) assumes the form specified in equation (8):

Av dette komplekse signalet S6[n] blir utledet et forvrengningskriterium på følgende måte. Produktet dannes av en n-te komplekse avfølingsverdis Se[n] og et med et symbol forskjøvet konjugert kompleks avfølingsverdis S6[n-1]. From this complex signal S6[n], a distortion criterion is derived in the following way. The product is formed by an n-th complex sensing value Se[n] and a symbol-shifted conjugate complex sensing value S6[n-1].

Som det fremgår av fig.2, består hver kompleks avfølingsverdi Sg[n] av en reell og en imaginær del. Den reelle delen til det med et symbol forsinket kompleks avføringsverdi S6[n-1] ligger ved utgangen til et forsinkelsesledd ZR, og den imaginære delen ligger ved en med et symbol forsinket kompleks avføringsverdis S6[n-1] ved utgangen til et forsinkelsesledd ZE. As can be seen from fig.2, each complex sensing value Sg[n] consists of a real and an imaginary part. The real part of the symbol-delayed complex stool value S6[n-1] is at the output of a delay circuit ZR, and the imaginary part is at a symbol-delayed complex stool value S6[n-1] at the output of a delay circuit ZE .

Produktet (Re{S6[n]} + jIm{S6[n]}' (Re{S6[n-l]} - jIm{S6(n-l]})The product (Re{S6[n]} + jIm{S6[n]}' (Re{S6[n-l]} - jIm{S6(n-l]})

realiseres med multiplikatorene MR1, Mil, MR2, MI2, M og addererne Al, A2, A3. Ved middelverdidannelse over flere avfølingsverdiprodukter tilveiebringes de i ligningen (9) viste forventningsverdier: is realized with the multipliers MR1, Mil, MR2, MI2, M and the adders Al, A2, A3. When averaging over several sensing value products, the expected values shown in equation (9) are provided:

Med a2 betegnes forventningsverdien (avav<*>). Avfølingsverdien til støyen er på grunn av de tidsmessige forskyvningene om symbolvarigheten T statisk uavhengig, slik at forventningsverdien ^n2(nT+ta)n2*$n-l]T+t^forsvinner, og man får ligningen (10): A2 denotes the expected value (avav<*>). Due to the temporal displacements of the symbol duration T, the sensed value of the noise is statically independent, so that the expected value ^n2(nT+ta)n2*$n-l]T+t^ vanishes, and one obtains equation (10):

Av det ved utgangen til middelverdidannende MW liggende forventningsverdi (s6[n] s<*>6[n-l]^ er det mulig enten ved summeringsdannelse eller ved kvadrering å ut-lede de i ligningene (11) eller (12) angitte forvrengningskriterier VB1 eller VB2: From the expected value (s6[n] s<*>6[n-l]^) at the output of the mean-value-forming MW, it is possible either by summation or by squaring to derive the distortion criteria VB1 specified in equations (11) or (12) or VB2:

Mens forventningsverdiene i ligningen (10) fremdeles er avhengig av frekvensoffsetet Af til bærerfasereguleringen, forsvinner den avhengigheten ved sumdannelsen eller kvadreringen ifølge ligningene (11), (12). While the expected values in equation (10) are still dependent on the frequency offset Af of the carrier phase regulation, that dependence disappears when summing or squaring according to equations (11), (12).

Ved utgangen til addereren Al ligger den reelle delen og ved utgangen til addereren A2 den imaginære delen til produktet s6[n]<*>s6<*>[n-l]. En middelverdidanner MWR danner middelverdien til den reelle delen og en middelverdidanner MWI middelverdien til den imaginære delen for det totale produktet. Ved de to middelverdiene blir i en koblings-blokk QB enten dannet summen eller kvadratet, for således å tilveiebringe enten for-vrengningekriteriet VB1 ifølge ligning (11) eller forvrengningskriteriet VB2 ifølge ligning (12). At the output of adder Al is the real part and at the output of adder A2 is the imaginary part of the product s6[n]<*>s6<*>[n-l]. An averager MWR averages the real part and an averager MWI averages the imaginary part of the total product. At the two mean values, either the sum or the square is formed in a connection block QB, so as to provide either the distortion criterion VB1 according to equation (11) or the distortion criterion VB2 according to equation (12).

Når avfølingsverdien s6[n] ikke fremviser noen intersymbol-interferens (forvrengning), gir produktet k[([n-vT+ta'k<*>([n-v-l]T+ta) ikke noen bidrag til (s6[n] s*6[n-l]) og der-med til de respektive forvrengningskriteriene VB1 eller VB2. Er avfølingsverdien S6[n] derimot forvrengt, er forvrengningskriterierne VB1 eller VB2 større enn 0. When the sensing value s6[n] exhibits no intersymbol interference (distortion), the product k[([n-vT+ta'k<*>([n-v-l]T+ta) makes no contribution to (s6[n] s *6[n-l]) and thereby to the respective distortion criteria VB1 or VB2. If the sensing value S6[n] is distorted, however, the distortion criteria VB1 or VB2 is greater than 0.

Den på fig.3 viste forvrengningsdetektor VD2 frembringer av det i ligningen (13) viste feilsignal ejSI(n) et avgjøringsstyrt forvrengningskriterium VB3: The distortion detector VD2 shown in Fig.3 generates a decision-driven distortion criterion VB3 from the error signal ejSI(n) shown in equation (13):

Det i ligningen (13) opptredende tidsindeks i (i>0) tar hensyn til forsinkelsen til symbol-avgjøreren ved adaptive båndpassforvrengninger EZ. Feilsignalet ejSj(n) oppstår ved differansedannelse av de to komplekse signalene Re{S6[n-i]}+jIm{S6[n-iJ og Re{a„.i}+jlm{an.j. Denne forskjellen blir utført ved hjelp av den på fig.3 viste krets ved hjelp av addererne AR og AI, idet forsinkelsesinnretningene ZR1 og ZI1 bevirker den reelle og den imaginære delen av det komplekse signalet s6[n] om tiden i. Det i addereren AR og AI tilsluttende multipliserende MR og MI danner kvadratet av den reelle og den imaginære delen til signalforskjellen, og en derpåfølgende adderer A danner summen av den kvadrerte reelle delen og den kvadrerte imaginære delen til differansesignalet. Dette sumsignalet tilsvarer sumkvadratet av feilsignalet | eisj(n) | . En middelveridanner MW1 danner av sumkvadratet til feilsignalet en forventningsverdi, som er vist i ligningen (14): The time index in (i>0) appearing in equation (13) takes into account the delay of the symbol decider in the case of adaptive bandpass distortions EZ. The error signal ejSj(n) arises from differentiation of the two complex signals Re{S6[n-i]}+jIm{S6[n-iJ and Re{a„.i}+jlm{an.j. This difference is carried out by means of the circuit shown in Fig.3 by means of the adders AR and AI, the delay devices ZR1 and ZI1 effecting the real and the imaginary part of the complex signal s6[n] about the time i. That in the adder AR and AI connecting multiplying MR and MI forms the square of the real and imaginary part of the signal difference, and a subsequent adder A forms the sum of the squared real part and the squared imaginary part of the difference signal. This sum signal corresponds to the sum square of the error signal | eishj(n) | . A mean generator MW1 forms an expected value from the sum square of the error signal, which is shown in equation (14):

Denne forventningsverdien for feilsignalet utgjør forvrengningskriteriene VB3 og kan tas ut av ligningen (15). This expectation value for the error signal constitutes the distortion criteria VB3 and can be extracted from equation (15).

Når nivåreguleringen (YiY2)Re{k(ta)}=l og bærerfasereguleringen (YiY2)Im{k(ta)}=0, gjelder også (Y1Y2)<2>1 k(ta) |<2>= 1- Settes disse verdiene inn i ligningen (15), fremkommer ligning (16): When the level regulation (YiY2)Re{k(ta)}=l and the carrier phase regulation (YiY2)Im{k(ta)}=0, also applies (Y1Y2)<2>1 k(ta) |<2>= 1- Set these values into equation (15), equation (16) appears:

an2 er variansen til støyen. Verdien til ^| ejSj[nl<2>} ^'ir ved sterk forvrengning stort sett dominert av uttrykket c2 ( y ,y2)" ^]|k(mT + t,]j Støyandelen an2 utgjør derimot en underordnet rolle. m"" an2 is the variance of the noise. The value of ^| ejSj[nl<2>} ^'ir with strong distortion mostly dominated by the expression c2 ( y ,y2)" ^]|k(mT + t,]j The noise part an2, on the other hand, plays a subordinate role. m""

De ifølge ovenfor beskrevne metode frembrakte forvrengningskriterier VB1, VB2 eller VB3 er spesielt egnet for styring av en diversitets-kombineringsinnretning, da forvrengningskriteriene VB1, VB2 og VB3 er uavhengige av reguleringsstørrelsen til en adaptiv båndpassforvrenger. Det oppstår derved ikke en kobling av reguleringskretsen for diversitets-kombineringen og reguleringskretsen for den adaptive båndpassfor-vrengeren. De av diversitets-kombineringen ikke regulerte forvrengningsandeler kan uavhengig av dette bli ytterligere minimalisert av en adaptiv båndpassforvrenger. The distortion criteria VB1, VB2 or VB3 produced according to the method described above are particularly suitable for controlling a diversity combining device, as the distortion criteria VB1, VB2 and VB3 are independent of the adjustment size of an adaptive bandpass distorter. A coupling of the control circuit for the diversity combination and the control circuit for the adaptive bandpass converter does not thereby occur. The distortion parts not regulated by the diversity combination can, independently of this, be further minimized by an adaptive bandpass distorter.

Claims

1. Device for deriving a distortion criterion of a demodulated quadrature-amplitude-modulated signal (M-QAM, M = 4 ... 256), characterized in that the product of the sensing value of the complex demodulated M-QAM signal and sensing value of the conjugate- the complex modulated M-QAM signal, which is shifted by one symbol rate in relation to the first-mentioned sensing value and that a mean value is formed from several sensing value-wise products, which delivers a distortion criterion VB1, VB2.

2. Device according to claim 1, characterized in that the sum of the values is formed.

3. Device according to claim 1, characterized in that the square of the mean value is formed by the device.

4. Device for deriving a distortion criterion from a demodulated quadrature-amplitude modulated signal (M-QAM, M = 4 ... 256), characterized in that the device forms an error signal derived by forming between the sensing value of the undistorted, complex demodulated M-QAM signal and the symbol value assumed for the sensing value, which derives a symbol decider (SE) from the sensing value of the complex demodulated M-QAM signal, and that the device of the squared sum of several error signals forms an average value that delivers a delay criterion VB3.

5. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the distortion criterion produced by the device (VB 1, VB2, VB3) is used to control a diversity combining device.