NO900993L

NO900993L - PROCEDURE AND DEVICE FOR INCREASING THE VERTICAL VIEW SCARF OF A TRANSMITTED TELEVISION SIGNAL.

Info

Publication number: NO900993L
Application number: NO90900993A
Authority: NO
Inventors: Keith Lucas; William F Van Rassel
Original assignee: Scientific Atlanta
Priority date: 1987-09-02
Filing date: 1990-03-01
Publication date: 1990-04-27
Also published as: NO900993D0

Description

Bakgrunn for oppfinnelsen Background for the invention

1. Teknisk område 1. Technical area

Oppfinnelsen angår området med overføring av fjernsynssignaler med høy bildeskarphet, og særlig en fremgangsmåte og en innretning forøkning av den vertikale bildeskarphet av et overført fjernsynssignal utenøkning av båndbredden. The invention relates to the area of transmission of television signals with high image sharpness, and in particular a method and a device for increasing the vertical image sharpness of a transmitted television signal without increasing the bandwidth.

2. Bakgrunnsinformasjon 2. Background information

Fjernsynsbilder er en sammenstilling av horisontale linjer, idet hver linje er modulert med et amplitudesignal som representerer bildets luminans- eller krominanskomponent. Disse linjesignaler overføres fortløpende og mottas for fremvisning på en bildeskjerm (katodestrålerør) som danner det opprinnelige bilde. To forskjellige linjestandarder er fremherskende. I Nord-Amerika og Japan er fjernsynsoverføringer basert på 525 horisontale linjer pr. bilde. I Europa, Afrika, Asia og Australia er fjernsynsoverføringer basert på 625 linjer pr. bilde. Jo høyere antall linjer i et bilde, jo større er dets klarhet eller vertikale oppløsning. I den senere tid er teknologi blitt tilgjengelig for å fremvise mange flere fjern-synslinjer, hvilket forbedrer bildekvaliteten da det øker den vertikale bildeskarphet. Det er også tilgjengelig komponenter som tillater en økning i båndbredden av linjesignalene, hvilket forbedrer bildekvaliteten ved å øke den horisontale bildeskarphet. Det eksisterer derfor teknologi som tillater en mye høyere bildekvalitet enn hva som er tilgjengelig ut fra eksisterende standardoverføringer. Denne teknologi er kjent som høy-bildeskarphets-fjernsyn eller HDTV (HDTV = High Definition Television). Spesielt er det blitt foreslått metoder basert på en fremvisning av 1050 linjer, 1125 linjer og 1250 horisontale linjer. Hovedproblemet med disse senere forslag er at det ikke finnes noen økonomisk måte for å innføre slike overføringer. De fjernsynsmottakere som for tiden er i bruk over hele verden, vil motta bare 525- eller 625-linjeoverføringer og er ikke i stand til å fremvise HDTV-overføringer. Den dominerende omkostning ved tilveiebringelse av fjernsynstjeneste, er omkostningen med programskaping, og denne må funderes ved hjelp av for eksempel reklame eller betalings-tv. Sådanne finansieringsmetoder krever eksistens av en stor seerkrets. Under en eventuell oppstartingsfase ved tilveiebringelse av HDTV-tjeneste vil det ikke finnes noen kompatible mottakere og derfor ingen mulighet for gjenvinning av programkostnader. Det er også sannsynlig at prisen på en HDTV-mottaker vil være nedslående høy. Television images are a compilation of horizontal lines, each line being modulated with an amplitude signal that represents the image's luminance or chrominance component. These line signals are continuously transmitted and received for display on a picture screen (cathode ray tube) which forms the original image. Two different line standards prevail. In North America and Japan, television transmissions are based on 525 horizontal lines per second. picture. In Europe, Africa, Asia and Australia, television transmissions are based on 625 lines per picture. The higher the number of lines in an image, the greater its clarity or vertical resolution. In recent times, technology has become available to display many more distant lines of sight, which improves image quality as it increases vertical image sharpness. There are also components available that allow an increase in the bandwidth of the line signals, which improves the image quality by increasing the horizontal image sharpness. Technology therefore exists which allows a much higher image quality than is available from existing standard transmissions. This technology is known as high definition television or HDTV (HDTV = High Definition Television). In particular, methods have been proposed based on a display of 1050 lines, 1125 lines and 1250 horizontal lines. The main problem with these later proposals is that there is no economic way to introduce such transfers. The television receivers currently in use worldwide will receive only 525 or 625 line transmissions and are not capable of displaying HDTV transmissions. The dominant cost of providing a television service is the cost of program creation, and this must be funded using, for example, advertising or pay-TV. Such financing methods require the existence of a large audience. During a possible start-up phase when providing an HDTV service, there will be no compatible receivers and therefore no possibility of recovering program costs. It is also likely that the price of an HDTV receiver will be discouragingly high.

Én måte for å unngå denne vanskelighet er å innføre begrepet med eksisterende, mottakerkompatible HDTV-overføringer som kan omformes til et signal av konvensjonelt format ved benyttelse av en omformer med lav pris. En sådan billig omformer ville tillate fremvisning av HDTV-overføringene på en konvensjonell mottaker, men oppnå konvensjonell bildekvalitet. Denne metode oppmuntrer til en raskere vekst av seerkretsen, da nye abonnenter til tjenesten i begynnelsen ikke ville måtte kjøpe en kostbar HDTV-mottaker, men kunne skaffe seg en billig omformer for sin eksisterende fjernsynsmottaker. Bare de abonnenter som ønsker å oppnå den høyere bildekvalitet som er tilgjengelig ved hjelp av HDTV, ville skaffe seg den mer kostbare HDTV-mottaker. One way to avoid this difficulty is to introduce the concept of existing receiver-compatible HDTV transmissions that can be converted to a conventional format signal using a low-cost converter. Such an inexpensive converter would allow display of the HDTV transmissions on a conventional receiver, but achieve conventional picture quality. This method encourages faster viewership growth, as new subscribers to the service would not initially have to purchase an expensive HDTV receiver, but could acquire an inexpensive converter for their existing television receiver. Only those subscribers who wish to achieve the higher picture quality available with HDTV would purchase the more expensive HDTV receiver.

Flere metoder for utforming av et kompatibelt HDTV-signal er blitt foreslått, alle basert på en HDTV-linjestandard som er et enkelt multiplum av den eksisterende linjestandard. For eksempel i Nord-Amerika, hvor den eksisterende overførings-standard er 525 linjer pr. bilde, vil en foreslått HDTV-standard benytte 1050 linjer (det dobbelte av den konvensjonelle standard). I Europa, hvor den konvensjonelle standard er 625 linjer pr. bilde, er på liknende måte en foreslått HDTV-standard 1250 linjer. Denne enkle sammenheng mellom de konvensjonelle standarder og HDTV-fremvisningsstandarder antyder omkoding (transcoding) mellom de to standarder, for eksempel ved å kassere annenhver linje eller ved å gjeninterpolere manglende linjer. Den foreliggende oppfinnelse og dens bakgrunn vil i hele den foreliggende søknad bli omtalt i forbindelse med den foreslåtte 1050/525-linjers standard som gjelder i Nord-Amerika, idet det er underforstått at begrepene gjelder like godt for de 1250/625-linjers standarder som er foreslått i Europa. Små variasjoner fra de angitte tall er mulige samtidig som den vesentlige egenskap ved den foreliggende oppfinnelse bibeholdes, hvor spesielt annenhver linje desimeres og gjeninterpoleres under omkoding. Flere konstruksjonsvalg er blitt foreslått ved benyttelse av alternativ metodikk. Several methods of designing a compatible HDTV signal have been proposed, all based on an HDTV line standard that is a simple multiple of the existing line standard. For example in North America, where the existing transmission standard is 525 lines per image, a proposed HDTV standard would use 1050 lines (double the conventional standard). In Europe, where the conventional standard is 625 lines per image, is similarly a proposed HDTV standard of 1250 lines. This simple connection between the conventional standards and HDTV display standards suggests transcoding between the two standards, for example by discarding every other line or by reinterpolating missing lines. The present invention and its background will throughout the present application be discussed in connection with the proposed 1050/525-line standard that applies in North America, it being understood that the terms apply equally well to the 1250/625-line standards as is proposed in Europe. Small variations from the indicated numbers are possible while maintaining the essential characteristic of the present invention, where in particular every second line is decimated and reinterpolated during recoding. Several construction options have been proposed using alternative methodology.

Én foreslått metode er å overføre et standard fjernsynssignal og et supplerende signal. Således er bare én komponent av det overførte signal direkte kompatibel med konvensjonelle mottakere uten krav om noen omformer. Det supplerende signal kan overføres på en separat kanal eller multiplekses med det første signal, slik at eksisterende mottakere ikke påvirkes av dette. HDTV-mottakere ville motta begge disse signaler og benytte dem til å rekonstruere et bilde med høy skarphet. Ifølge ett sådant forslag består det supplerende signal av et analogt signal som bærer informasjon angående forskjellen mellom de 525 standard, overførte linjer og de mellomkommende 525 linjer som må rekonstrueres. Tilføyelse av differanseinformasjonen til de overførte, kompatible linjer reproduserer de manglende linjer. Det supplerende signal kan overføres i en andre kanal eller på en hjelpebærebølge sammen med det første signal. One proposed method is to transmit a standard television signal and a supplementary signal. Thus, only one component of the transmitted signal is directly compatible with conventional receivers without the need for any converter. The supplementary signal can be transmitted on a separate channel or multiplexed with the first signal, so that existing receivers are not affected by this. HDTV receivers would receive both of these signals and use them to reconstruct a high definition image. According to one such proposal, the supplementary signal consists of an analog signal carrying information regarding the difference between the 525 standard transmitted lines and the intervening 525 lines that must be reconstructed. Adding the difference information to the transferred compatible lines reproduces the missing lines. The supplementary signal can be transmitted in a second channel or on an auxiliary carrier together with the first signal.

Problemet med disse teknikker er at de krever absolutt kompatibilitet, dvs. det første signal må være et i hovedsaken konvensjonelt, sammensatt NTSC-signal (NTSC = National Television Subcommitte) (eller PAL/SECAM i Europa). Disse sammensatte signaler benytter en fargehjelpebærebølge som gir dårlig krominansoppløsning. Fargenjelpebærebølgen er vanskelig å forsterke med henblikk på forbedret krominansskarphet, og innfører betydelig forvrengning av luminanssignalet. Med NTSC-standarden er det meget vanskelig på fyllestgjørende måte å separere luminans og krominans for å danne høykvalitetssignaler som grunnlag for bilder med høy skarphet. The problem with these techniques is that they require absolute compatibility, i.e. the first signal must be an essentially conventional, composite NTSC signal (NTSC = National Television Subcommitte) (or PAL/SECAM in Europe). These composite signals use a color auxiliary carrier which provides poor chrominance resolution. The chrominance carrier is difficult to amplify for improved chrominance sharpness, and introduces significant distortion of the luminance signal. With the NTSC standard, it is very difficult to adequately separate luminance and chrominance to form high-quality signals as the basis for high-sharpness images.

På den annen side er absolutt NTSC-kompatibilitet muligens ikke noe strengt krav. Det er sannsynlig at enhver praktisk HDTV-standard vil inneholde en mulighet for mottaking med betinget tilgang (betalings-tv). Omkastede fjernsynssignaler krever en omkoder eller transkoder for hver mottaker. Derfor kan ethvert signaloverføringsformat benyttes forutsatt at prisen for omkoding til konvensjonelle NTSC-signaler ikke er urimelig høy i en abonnentdekoder. NTSC-signalet ble standar- disert for omtrent 40 år siden og er nå i ferd med å passeres av fremrykkende teknologi. Siden 1980 er det blitt utviklet nye, sammensatte signaler (basert på digital behandling) som tilveiebringer bedre bildekvalitet enn NTSC-standarden og som tilveiebringer et bedre grunnlag for HDTV. Det finnes for eksempel formater som er basert på digital tidskompresjon for multipleksing av luminans- og krominanskomponenter, dvs. signaler basert på multipleksede analoge komponenter eller MAC-signaler (MAC = Multiplexed Analog Components), også kjent som tidsmul-tipleksede komponenter (TMC). Når sådanne signaler overføres i et 525-linjers format (f.eks. 525-linjers MAC), kan omkoding til NTSC i en dekoder oppnås til lav pris. On the other hand, absolute NTSC compatibility may not be a strict requirement. It is likely that any practical HDTV standard will include an option for conditional access (pay TV) reception. Reversed television signals require a recoder or transcoder for each receiver. Therefore, any signal transmission format can be used provided that the cost of transcoding to conventional NTSC signals is not unreasonably high in a subscriber decoder. The NTSC signal was standardized approximately 40 years ago and is now being overtaken by advancing technology. Since 1980, new composite signals (based on digital processing) have been developed which provide better picture quality than the NTSC standard and which provide a better basis for HDTV. There are, for example, formats based on digital time compression for multiplexing luminance and chrominance components, i.e. signals based on multiplexed analog components or MAC signals (MAC = Multiplexed Analog Components), also known as time multiplexed components (TMC). When such signals are transmitted in a 525-line format (eg 525-line MAC), transcoding to NTSC in a decoder can be achieved at low cost.

MAC-signaler benytter ikke en fargehjelpebærebølge til å bære fargeinformasjonen. I stedet benytter de tidskompresjon for å multiplekse luminans- og fargeinformasjon innenfor hver overført fjernsynslinje. Denne teknikk er illustrert på fig. 1. I dekoderen lagres luminans- og krominanskomponentene og dekomprimeres separat for å gi full-linje-luminansen og de fargesignaler som kreves for fremvisning. Dette tillater fullstendig atskillelse mellom komponentene og unngår de kryssinterferenseffekter som er knyttet til NTSC-fargehjel-pebærebølgen. Av denne grunn er de fleste HDTV-forslag blitt basert på tidskompresjonsteknikker. MAC signals do not use a color subcarrier to carry the color information. Instead, they use time compression to multiplex luminance and color information within each transmitted television line. This technique is illustrated in fig. 1. In the decoder, the luminance and chrominance components are stored and decompressed separately to provide the full-line luminance and color signals required for display. This allows complete separation between the components and avoids the cross-interference effects associated with the NTSC chroma carrier. For this reason, most HDTV proposals have been based on time compression techniques.

Når MAC-signalet benytter en 525-linjers struktur, kan det ganske enkelt omkodes til et konvensjonelt NTSC-signal i dekoderen for å opprettholde kompatibilitet med eksisterende mottakere. Dette kan oppnås ved å benytte én eller to billige, på bestilling utførte, integrerte kretser. When the MAC signal uses a 525-line structure, it can simply be recoded to a conventional NTSC signal in the decoder to maintain compatibility with existing receivers. This can be achieved by using one or two cheap, made-to-order integrated circuits.

De mer oppmuntrende forslag til HDTV starter med et 525-linjers MAC/TMC-signal som ganske enkelt kan omformes til NTSC i en abonnentdekoder og til HDTV med 1050-linjers-komponent ved kilden for overføringen. Det mest vesentlige tekniske spørsmål som gjenstår, angår den teknikk som skal benyttes for å forøke skarpheten, særlig i vertikal retning, samtidig som muligheten for billig dekoding til NTSC opprettholdes. The more encouraging proposals for HDTV start with a 525-line MAC/TMC signal that can simply be converted to NTSC in a subscriber decoder and to 1050-line component HDTV at the source of the transmission. The most significant technical question that remains concerns the technique to be used to increase sharpness, particularly in the vertical direction, while maintaining the possibility of cheap decoding to NTSC.

Én ytterligere metode for oppnåelse av kompatibilitet ville være å overføre alle 1050 linjer. Annenhver linje kunne da kasseres i abonnentdekoderen idet det benyttes et linjelager One additional method of achieving compatibility would be to transmit all 1050 lines. Every other line could then be discarded in the subscriber decoder using a line store

(line memory store) for de gjenværende linjer, slik at det etterlates et 525-linjers MAC-signal som er klart for omforming til NTSC. HDTV-mottakere ville fremvise alle 1050 linjer. (line memory store) for the remaining lines, leaving a 525-line MAC signal ready for conversion to NTSC. HDTV receivers would display all 1050 lines.

Problemet med denne metode er den overdrevne båndbredde som kreves for overføring av et slikt signal. For eksempel, dersom det er nødvendig å fordoble den horisontale båndbredde fra 4 MHz (i NTSC) til 8 MHz (ekvivalent), og i tillegg å fordoble antallet av linjer fra 525 til 1050, øker overførings-båndbredden med en faktor på 4. Dette er ikke noen økonomisk løsning uttrykt ved overføringsomkostninger, på grunn av de overdrevne krav til radiofrekvensspektrum. The problem with this method is the excessive bandwidth required to transmit such a signal. For example, if it is necessary to double the horizontal bandwidth from 4 MHz (in NTSC) to 8 MHz (equivalent), and in addition to double the number of lines from 525 to 1050, the transmission bandwidth increases by a factor of 4. This is not an economic solution expressed in terms of transmission costs, due to the excessive requirements for radio frequency spectrum.

Det er blitt foreslått en modifikasjon av denne metode ved hvilken to separate 525-linje-signaler overføres. Et første MAC-signal er tilgjengelig for direkte omforming til NTSC, mens en HDTV-mottaker dekoder begge signaler for å frembringe et 1050-linjers resultat. Selv om denne metode eliminerer behovet for hukommelseslagre i den NTSC-kompatible dekoder (idet denne omkostning overføres til HDTV-mottakeren), går den ikke inn på spørsmålet om det overdrevne krav til radiofrekvensspektrum. A modification of this method has been proposed in which two separate 525-line signals are transmitted. A first MAC signal is available for direct conversion to NTSC, while an HDTV receiver decodes both signals to produce a 1050-line result. Although this method eliminates the need for memory stores in the NTSC compatible decoder (as this cost is transferred to the HDTV receiver), it does not address the issue of the excessive demand for radio frequency spectrum.

En annen metode som er blitt undersøkt i vidtgående grad, er den mulige forbedring av vertikal bildeskarphet som oppnås ved benyttelse av linjesprangslinjer fra tidligere overførte delbilder for å gjeninterpolere manglende linjer. Idet det henvises til fig. 2, kan et 525-linjers linjesprangssig-nal omformes til et 525-linjers fortløpende signal (fordoble antallet av linjer) ved å benytte linjer fra tidligere delbilder for å gjeninterpolere manglende linjer. Denne teknikk har mulighet for å øke subjektiv, vertikal bildeskarphet med omtrent 50%. Med passende sampelstrukturer har benyttelsen av informasjon fra tidligere delbilder mulighet til å øke bildeskarpheten i både de vertikale og horisontale retninger. Another method that has been extensively investigated is the possible improvement of vertical image sharpness achieved by using line breaks from previously transmitted partial images to reinterpolate missing lines. Referring to fig. 2, a 525-line interleaved signal can be transformed into a 525-line continuous signal (double the number of lines) by using lines from previous subframes to reinterpolate missing lines. This technique has the possibility of increasing subjective, vertical image sharpness by approximately 50%. With suitable sample structures, the use of information from previous partial images has the possibility of increasing image sharpness in both the vertical and horizontal directions.

Det finnes to problemer med denne metode, og disse gjelder for alle teknikker som benytter informasjon fra tidligere delbilder. Det første er den faktor at HDTV-mottakeren vil trenge å benytte et delbildelager (kanskje mer enn ett) for å rekonstruere hele HDTV-bildet. Selv om delbildelagre ennå ikke er tilgjengelige til rimelig priser, kan man forutsi at frem stilling i tilstrekkelig volum vil løse dette problem i en overskuelig fremtid. Den andre innvending er mer alvorlig. Interpolasjon av manglende linjer ved benyttelse av informasjon fra tidligere overførte delbilder er effektiv bare for statiske bildeelementer. Det er derfor nødvendig å benytte mer komplekse teknikker for bilder i bevegelse. There are two problems with this method, and these apply to all techniques that use information from previous partial images. The first is the factor that the HDTV receiver will need to use a partial image store (perhaps more than one) to reconstruct the entire HDTV image. Although partial image storage is not yet available at reasonable prices, it can be predicted that production in sufficient volume will solve this problem in the foreseeable future. The second objection is more serious. Interpolation of missing lines using information from previously transferred partial images is effective only for static image elements. It is therefore necessary to use more complex techniques for moving images.

To metoder benyttes eksperimentelt for å løse problemet : (i) Detektere bevegelige elementer i scenen, og (i områder med bevegelse) benytte intradelbilde-interpolasjon (fra omgivende linjer av det samme delbilde). (ii) Detektere ikke bare kjensgjerningen med bevegelse, men også bevegelsens størrelse og retning, hvilket tillater interpolasjon fra de behørige segmenter av omgivende delbilder. Two methods are used experimentally to solve the problem: (i) Detect moving elements in the scene, and (in areas with movement) use intra-part image interpolation (from surrounding lines of the same part image). (ii) Detecting not only the fact of motion, but also the magnitude and direction of the motion, allowing interpolation from the appropriate segments of surrounding sub-images.

Ingen av disse metoder har hittil sørget for en overbevisende demonstrasjon av at fyllestgjørende representasjon av bilder i bevegelse kan oppnås i en dekoder som en HDTV-abon-nent kan anskaffe i overskuelig fremtid. None of these methods has so far provided a convincing demonstration that satisfactory representation of moving images can be achieved in a decoder that an HDTV subscriber can acquire in the foreseeable future.

Én utvikling av ovennevnte teknikk (i) eliminerer behovet for bevegelsesdeteksjon i brukerdekoderen. Denne metode benytter avansert utstyr i senderen for å detektere bevegelse i segmenter av scenen, og signalerer denne informasjon til alle dekodere ved benyttelse av en separat digital kanal (digitalt assistert fjernsyn). Dette arbeid er for tiden i sine tidlige faser. Foreløpige resultater antyder imidlertid at en betydelig datakapasitet kan være nødvendig. For å være levedyktig, må datakrav som er knyttet til denne metode, reduseres til akseptable nivåer uten å øke prisen på og komp-leksiteten av HDTV-dekodere. Det er således klart at det gjenstår et krav om en levedyktig, alternativ løsning på problemet, hvorved båndbredden kan bevares, men HDTV-abonnenten likevel, med enten en konvensjonell fjernsynsmottaker eller en ny HDTV-terminal, kan betjenes på økonomisk måte. One development of the above technique (i) eliminates the need for motion detection in the user decoder. This method uses advanced equipment in the transmitter to detect movement in segments of the scene, and signals this information to all decoders using a separate digital channel (digitally assisted television). This work is currently in its early stages. However, preliminary results suggest that a significant data capacity may be required. To be viable, data requirements associated with this method must be reduced to acceptable levels without increasing the price and complexity of HDTV decoders. It is thus clear that there remains a demand for a viable, alternative solution to the problem, whereby the bandwidth can be preserved, but the HDTV subscriber can nevertheless, with either a conventional television receiver or a new HDTV terminal, be served economically.

Sammendrag av oppfinnelsen Summary of the invention

Problemene med og beslektede problemer med forbedring av HDTV-overføring og -mottaking løses ved hjelp av prinsippene for den foreliggende oppfinnelse ved å forøke den vertikale skarphet av et MAC-signal ved behandling innenfor et eneste delbilde. Ved hjelp av den foreliggende fremgangsmåte og innretning tilveiebringes et kompatibelt 525-linjers MAC-signal ved hvilket de overførte linjer medfører informasjon om ytterligere linjer som ikke overføres. Den ekstra informasjon medbringes på høye videofrekvenser og blir ikke behandlet av en kostbar omformer for en 525-linjers kompatibel mottaker. Konstruksjonen av en NTSC-kompatibel, billig dekoder som mottar den samme overføring, innebærer ganske enkelt tilveiebringelse av et eneste lavpassfilter for å gjenvinne det 525-linjers signal med konvensjonell, vertikal skarphet og som kan omformes til NTSC til lav pris for fremvisning på en konvensjonell mottaker. Omvendt behandler den omformer som er knyttet til en HDTV-mottaker, den tilføyde høyfrekvensinformasjon for å oppnå forbedret vertikal bildeskarphet for en 1050-linjers fremvisning. The problems of and related problems of enhancing HDTV transmission and reception are solved by the principles of the present invention by increasing the vertical sharpness of a MAC signal when processed within a single field. By means of the present method and device, a compatible 525-line MAC signal is provided whereby the transmitted lines carry information about additional lines that are not transmitted. The extra information is carried at high video frequencies and is not processed by an expensive converter for a 525-line compatible receiver. The construction of an NTSC-compatible, low-cost decoder that receives the same transmission simply involves the provision of a single low-pass filter to recover the 525-line signal of conventional vertical sharpness and which can be converted to NTSC at low cost for display on a conventional receiver. Conversely, the converter attached to an HDTV receiver processes the added high-frequency information to achieve improved vertical image sharpness for a 1050-line display.

Den foreliggende behandlingsmetode anvendes på et primært kildesignal med 1050 linjer i MAC-format. Den kan anvendes bare på luminanskomponenten, eller anvendes separat på både luminans- og krominanskomponentene. Den foreliggende fremgangsmåte omfatter følgende trinn: Trinn 1. Sample det 1050-linjers kildesignal ved benyttelse av et ortogonalt sampelmønster (fig. 3). Anvende et todimensjonalt, diagonalt filter. The present processing method is applied to a primary source signal with 1050 lines in MAC format. It can be applied only to the luminance component, or applied separately to both the luminance and chrominance components. The present method comprises the following steps: Step 1. Sample the 1050-line source signal using an orthogonal sample pattern (Fig. 3). Apply a two-dimensional, diagonal filter.

Trinn 2. Utelate vekslende sampler ( annethvert sampel) for å etterlate et ikke-ortogonalt 1050-linjers "terningfemmer"-eller femtalls-sampelmønster ("quincunx" or figure of five sample pattern). Dette mønster understøtter full, vertikal og horisontal oppløsning forutsatt at den diagonale oppløsning er blitt begrenset i trinn 1. Step 2. Omit alternating samples (every other sample) to leave a non-orthogonal 1050-line "quincunx" or figure of five sample pattern. This pattern supports full vertical and horizontal resolution provided that the diagonal resolution has been limited in step 1.

Trinn 3. Summere hver linje med en tilstøtende linje, enten over eller under denne, idet samplene effektivt multiplekses for å reprodusere en ortogonal sampelstruktur med sampelfrekvens fs. Step 3. Sum each line with an adjacent line, either above or below it, effectively multiplexing the samples to reproduce an orthogonal sample structure with sample frequency fs.

Trinn 4. Kassere annenhver linje slik at det etterlates et 525-linjers signal. Step 4. Discard every other line leaving a 525-line signal.

De første fire trinn utføres ved eller nær utsendelses-eller overføringskilden, slik at det for overføring etterlates et samplet 525-linjers signal som er praktisk talt uten for- falskning (aliasing) når det betraktes i det todimensjonale frekvensplan. Med andre ord forekommer gjentakelsesspektra som danner mosaikk med senterfrekvenskomponenter, slik at manglende linjedata kan gjeninterpoleres ut fra høyfrekvens-gjentakel-sesspektrene. Diagonal høyfrekvensinformasjon i gjentakel-ses-spektrumsignalet medbringer foldet energi som representerer den vertikale høyfrekvensinformasjon som eksisterte i det opprinnelige 1050-linjers signal. Effektivt sett er diagonal oppløsning blitt erstattet av vertikal høyfrekvensinformasjon. The first four steps are performed at or near the transmitting or transmitting source, leaving for transmission a sampled 525-line signal that is virtually aliasing-free when viewed in the two-dimensional frequency plane. In other words, repetition spectra occur that form mosaics with center frequency components, so that missing line data can be reinterpolated from the high-frequency repetition spectra. Diagonal high frequency information in the repeat spectrum signal carries folded energy representing the vertical high frequency information that existed in the original 1050 line signal. Effectively, diagonal resolution has been replaced by vertical high-frequency information.

Samplene av det 525-linjers utgangssignal fra det todimensjonale diagonalfilter kan gjen-omformes til analog form ved benyttelse av en digital/analog(D/A)-omformer. I det digitale område forut for D/A-omforming eller i det analoge område etter D/A-omformingen realiserer et lavpassfilter en karakteristikk som er skjevsymmetrisk om f s/2 (hvor fs er sampelfrekvensen). The samples of the 525-line output signal from the two-dimensional diagonal filter can be re-transformed into analog form using a digital/analog (D/A) converter. In the digital area before D/A conversion or in the analog area after D/A conversion, a low-pass filter realizes a characteristic that is skew-symmetric about f s/2 (where fs is the sample frequency).

Trinn 5. Anvende det skjevsymmetriske under-Nyquist-filter. Den skjevsymmetriske filtrering bevarer overføringsbåndbredden og tillater gjeninterpolasjon. Det analoge 525-linjers signal som fremkommer, kan overføres og er kompatibelt med hvilken som helst dekoder som er konstruert for å motta et ukomprimert 525-linjers signal av samme format. Ved mottaking blir den foldede energi med høy frekvens ganske enkelt fjernet ved benyttelse av et lavpassfilter for betraktning på et konvensjonelt fjernsynsapparat. Step 5. Apply the skew-symmetric sub-Nyquist filter. The skew-symmetric filtering preserves the transmission bandwidth and allows reinterpolation. The resulting analog 525-line signal can be transmitted and is compatible with any decoder designed to receive an uncompressed 525-line signal of the same format. Upon reception, the folded high frequency energy is simply removed using a low pass filter for viewing on a conventional television set.

For abonnenter som eier en HDTV-mottaker, regenererer en HDTV-dekoder 1050 linjer for fremvisning ved benyttelse av følgende ytterligere trinn: Trinn 6. Anvende et forhåndssamplende skjevsymmetrisk filter før eller etter A/D-omforming eller sampling. (Bemerk at karakteristikken til dette filter både kan og ikke kan bidra til den skjevsymmetriske karakteristikk i Trinn 5.) For subscribers who own an HDTV receiver, an HDTV decoder regenerates 1050 lines for display using the following additional steps: Step 6. Apply a pre-sampling skew-symmetric filter before or after A/D conversion or sampling. (Note that the characteristic of this filter both may and may not contribute to the skew-symmetric characteristic in Step 5.)

Trinn 7. Sample signalet med frekvensen f s/2 enten i før eller etter Trinn 6. Step 7. Sample the signal with the frequency f s/2 either before or after Step 6.

Trinn 8. Demultiplekse vekslende sampler (annethvert sampel) for å danne to linjer ut fra hver mottatt linje, dvs. annethvert sampel forskyves vertikalt for å danne den manglende linje. Step 8. Demultiplex alternating samples (every other sample) to form two lines from each received line, ie every other sample is shifted vertically to form the missing line.

Trinn 9. Benytte en todimensjonal interpolasjon for å erstatte de manglende sampler og å gjenvinne et ortogonalt sampelmønster. Denne interpolator realiserer en diagonal filterkarakteristikk. Ved slutten av Trinn 9 er resultatet et signal med 1050 linjer med øket vertikal bildeskarphet som er klart for fremvisning. Step 9. Apply a two-dimensional interpolation to replace the missing samples and to recover an orthogonal sample pattern. This interpolator realizes a diagonal filter characteristic. At the end of Step 9, the result is a signal with 1050 lines of increased vertical image sharpness that is ready for display.

Den tilhørende innretning ifølge den foreliggende oppfinnelse innebærer ganske enkelt i kombinasjon en faselåst sløyfe, en synkroniseringspulsseparator og en tidsinnstil-lingsgenerator for tilførsel av synkroniserings- og taktpulser til forskjellige punkter i kretsen, et lavpassfilter, en A/D-og en D/A-omformer, et todimensjonalt diagonalfilter, koplings-og styrelogikk og et skjevsymmetrisk lavpassfilter for enten koding eller dekoding. Et sjulinjers diagonalfilter foreslås for overføring, mottaking eller mellomliggende basisbånd med kringkastingskvalitetskrav, mens et billig, tre- eller femlinjers diagonalfilter er egnet for realisering i en HDTV-mottaker. Det kreves ingen lagre for fullstendige delbilder, og heller ikke er den foreliggende fremgangsmåte eller innretning på noen måte begrenset til tids-gjeninterpolasjon av bare statiske bilder. The associated device according to the present invention simply involves in combination a phase-locked loop, a synchronization pulse separator and a timing generator for supplying synchronization and clock pulses to various points in the circuit, a low-pass filter, an A/D and a D/A converter, a two-dimensional diagonal filter, switching and control logic and a skew-symmetric low-pass filter for either encoding or decoding. A seven-line diagonal filter is suggested for transmission, reception or intermediate baseband with broadcast quality requirements, while an inexpensive three- or five-line diagonal filter is suitable for implementation in an HDTV receiver. No storage is required for complete partial images, nor is the present method or apparatus in any way limited to time-reinterpolation of only static images.

Kort beskrivelse av tegningene Brief description of the drawings

Fig. 1 viser en grafisk fremstilling av et kjent fjernsynssignal med B-multipleksede analoge komponenter (B-MAC-signal), fig. 2 viser en grafisk fremstilling av et vertikalt signal som funksjon av tiden og viser en tidligere kjent linjesprangsteknikk, fig. 3 viser et flytskjema og en billedlig fremstilling av den foreliggende fjernsynssignal-behandlingsmetode slik den anvendes ved sendingskilden, fig. 4 viser et flytskjema og en billedlig fremstilling av den foreliggende fjernsynssignal-behandlingsmetode slik den anvendes ved HDTV-signalmottaking, fig. 5 viser et skjematisk blokkskjema av en koder ifølge oppfinnelsen, fig. 6 viser et skjematisk blokkskjema av en dekoder ifølge oppfinnelsen, fig. 7 viser et koplingsskjerna av et sjulinjers diagonalfilter av femtende orden, fig. 8a og 8b viser tredimensjonale, grafiske fremstil-linger av den todimensjonale frekvensrespons for filteret på fig. 7, idet fig. 8a viser senterfrekvenskarakteristikken og fig. 8b viser frekvenskarakteristikken innbefattet høyfrek-vens-gjentakelsesspektra ut fra hvilke det 1050-linjers HDTV-signal gjeninterpoleres, og fig. 9a og 9b viser henholdsvis et første fotografi av et bilde med 525 linjer og et andre fotografi av et bilde etter behandling ifølge den foreliggende fremgangsmåte . Fig. 1 shows a graphic representation of a known television signal with B-multiplexed analog components (B-MAC signal), fig. 2 shows a graphical presentation of a vertical signal as a function of time and shows a previously known line break technique, fig. 3 shows a flowchart and a pictorial representation of the present television signal processing method as it is used at the broadcast source, fig. 4 shows a flowchart and a pictorial representation of the present television signal processing method as it is used for HDTV signal reception, fig. 5 shows a schematic block diagram of an encoder according to the invention, fig. 6 shows a schematic block diagram of a decoder according to the invention, fig. 7 shows a coupling core of a seven-line diagonal filter of the fifteenth order, fig. 8a and 8b show three-dimensional graphical representations of the two-dimensional frequency response for the filter of fig. 7, as fig. 8a shows the center frequency characteristic and fig. 8b shows the frequency characteristic including high-frequency repetition spectra from which the 1050-line HDTV signal is reinterpolated, and fig. 9a and 9b respectively show a first photograph of an image with 525 lines and a second photograph of an image after processing according to the present method.

Nærmere beskrivelse Detailed description

Idet det kort henvises til fig. 1, er det der vist en grafisk fremstilling av et B-MAC-videosignal som omfatter data, krominans- og luminanssignaler som er atskilt ved et over-gangsintervall. Det er B-MAC-videoluminanssignalet som som et eksempel er vist behandlet i overensstemmelse med oppfinnelsen, idet B-MAC-signalet foretrekkes for HDTV-tjeneste fremfor det sammensatte NTSC-videosignal. Krominanssignalet eller et annet videosignal kan likeledes behandles i overensstemmelse med oppfinnelsen. While briefly referring to fig. 1, there is shown a graphical representation of a B-MAC video signal comprising data, chrominance and luminance signals which are separated by a transition interval. It is the B-MAC video luminance signal which, as an example, is shown processed in accordance with the invention, the B-MAC signal being preferred for HDTV service over the composite NTSC video signal. The chrominance signal or another video signal can likewise be processed in accordance with the invention.

Det er et 1050-linjers B-MAC Y-inngangssignal som er vist tilveiebrakt som inngangssignal til innretningen på fig. 5 og 6, og som behandles i overensstemmelse med den fremgangsmåte som er vist i f lytskjemaf orm på fig. 3 og 4. Fig. 3 og 5 representerer henholdsvis den fremgangsmåte og den innretning som benyttes ved koding av det 1050-linjers analoge B-MAC-signal på en slik måte at et 525-linjers kodet utgangssignal med foldet høyfrekvens-gjentakelsesspektruminformasjon kan overføres med bevart båndbredde til en mottaker. På tegningene er det ikke vist et enkelt lavpassfilter i en billig HDTV-omformer ved basisbåndvideo for eliminasjon av høyfrekvenskomponentene, slik at et standard 525-linjers, sammensatt NTSC-videosignal tilveiebringes til en konvensjonell mottaker for fremvisning. It is a 1050 line B-MAC Y input signal which is shown provided as an input signal to the device of FIG. 5 and 6, and which is processed in accordance with the method shown in flow chart form in fig. 3 and 4. Figs. 3 and 5 respectively represent the method and the device used in coding the 1050-line analog B-MAC signal in such a way that a 525-line coded output signal with folded high-frequency repetition spectrum information can be transmitted with conserved bandwidth to a receiver. Not shown in the drawings is a simple low pass filter in an inexpensive HDTV converter at baseband video to eliminate the high frequency components so that a standard 525 line composite NTSC video signal is provided to a conventional receiver for display.

Idet det henvises mer spesielt til fig. 3, er det der i flytskjemaform vist fem trinn av den foreliggende fremgangsmåte som typisk vil bli utført ved kringkastings- eller sendingskilden. I en blokk 301 er det vist en billedlig fremstilling av trinn 1, den digitale sampling av det analoge B-MAC-inngangs-videosignal. Det er vist vekslende linjesampler XXXX og 0000 som til sammen utgjør et samplet 1050-linjers videosignal eller et annet HDTV-videosignal med høy oppløsning. Samplingen utføres med Nyquist-hastigheten, for eksempel ca. 28 MHz, særlig 28 636 360 Hz. As reference is made more specifically to fig. 3, there are shown in flowchart form five steps of the present method which will typically be carried out at the broadcasting or transmission source. In a block 301, a pictorial representation of step 1, the digital sampling of the analog B-MAC input video signal, is shown. Shown are alternating line samples XXXX and 0000 which together make up a sampled 1050-line video signal or other high definition HDTV video signal. The sampling is carried out at the Nyquist rate, for example approx. 28 MHz, in particular 28,636,360 Hz.

Idet det kort henvises til fig. 5, er dette første trinn representert i form av en kretskonstruksjon som omfatter et lavpassf ilter 501 i basisbåndet og som er innrettet for tilveiebringelse av et filtrert, analogt inngangssignal til en analog/digital-omformer 502 som taktstyres med 28 MHz. Takt-puls-inngangssignalet avledes ved å mate det innkommende signal gjennom en synkroniseringsgenerator 503 på kjent måte. Horison-talsynkroniserings-utgangssignalet på omtrent 32 kHz fra en synkroniseringsgenerator 50 tilveiebringes til en faselåst sløyfe 504. Den faselåste sløyfe 504 mates på sin side av en krystallstyrt oscillator 505 som arbeider på Nyquist-hastigheten på ca. 28 MHz. Det låste høyfrekvens-utgangssignal fra den faselåste sløyfe 504 tilføres deretter direkte for å taktstyre for eksempel analog/digital-omformeren 502. Det er også neddelt for å taktstyre med halve Nyquist-hastigheten i en del-på-to-krets 506. Det neddeles ytterligere med 455 i en deler 507 for låsing med det innkommende, horisontale synkroniseringssignal på ca. 32 kHz. While briefly referring to fig. 5, this first stage is represented in the form of a circuit construction comprising a low-pass filter 501 in the baseband and which is arranged for providing a filtered, analogue input signal to an analogue/digital converter 502 which is clocked at 28 MHz. The clock-pulse input signal is derived by feeding the incoming signal through a synchronization generator 503 in a known manner. The horizontal number sync output of approximately 32 kHz from a sync generator 50 is provided to a phase locked loop 504. The phase locked loop 504 is in turn fed by a crystal controlled oscillator 505 operating at the Nyquist rate of approx. 28 MHz. The locked high-frequency output signal from the phase-locked loop 504 is then applied directly to clock, for example, the analog-to-digital converter 502. It is also broken down to clock at half the Nyquist rate in a divide-by-two circuit 506. It is broken down further with 455 in a divider 507 for locking with the incoming horizontal sync signal of approx. 32 kHz.

Idet det kort henvises til fig. 3, er det i en blokk 302 billedlig vist anvendelsen av et todimensjonalt diagonalfilter. På fig. 5 er diagonalf ilteret 508 vist tilkoplet til utgangen av A/D-omformeren 502. På utgangen av filteret finnes et diagonalt filtrert signal som mates til et første midlertidig lager eller kladdelager 509 eller til et andre linjelager 510 som reagerer på en bryter 511 som påvirkes av en EKSKLUSIV-ELLER-port 512. Vekslende sampler av vekslende linjer danner en femtalls-eller terningfemmer-struktur som vist på fig. 3 i blokken 305. While briefly referring to fig. 3, the application of a two-dimensional diagonal filter is illustrated in a block 302. In fig. 5, the diagonal filter 508 is shown connected to the output of the A/D converter 502. At the output of the filter there is a diagonally filtered signal which is fed to a first temporary storage or draft storage 509 or to a second line storage 510 which responds to a switch 511 being actuated of an EXCLUSIVE-OR gate 512. Alternating samples of alternating lines form a figure-of-five or dice-five structure as shown in FIG. 3 in block 305.

Idet det på nytt henvises til fig. 5, omfatter det andre linjelager 510 ved ett tidspunkt en eneste linje av vekslende sampler hvor manglende sampler er blitt kassert. ved et annet tidspunkt er det første linjelager 509 omkoplingsbart forbundet med det andre linjelager 510 slik at de manglende slisser fylles ved hjelp av en tilstøtende, eneste linje av vekslende sampler fra det første linjelager 509. Prosessen forstås mer lettvint ut fra en beskrivelse av fig. 3. Referring again to fig. 5, the second line store 510 comprises at one time a single line of alternating samples where missing samples have been discarded. at another time, the first line storage 509 is switchably connected to the second line storage 510 so that the missing slots are filled by means of an adjacent, single line of alternating samples from the first line storage 509. The process is more easily understood from a description of fig. 3.

Blokken 303 representerer det 1050-linjers signal etter at det er samplet, men før det filtreres diagonalt. I den diagonale filtreringsprosess kasseres vekslende sampler (annethvert sampel) på vekslende linjer som representert ved blokken 304, slik at den 1050-linjers "terningfemmer"-struktur (quincunx structure) som er vist i blokken 305, etterlates. Mens for eksempel den linje som omfatter sampler O2O2, vil bli ledet til det første linjelager 509, tilføres den vekslende linje som omfatter sampler X-^, til det andre linjelager 510. Når de første og andre linjelagre 509 og 510 er fylt med respektive sampler, skjer en portstyring av det første linjelager 509 for effektivt å tilføye dettes sampler for å fylle tomrommene eller hullene i den tilstøtende linje som er lagret i det andre linjelager 510. Block 303 represents the 1050-line signal after it is sampled but before it is diagonally filtered. In the diagonal filtering process, alternating samples (every other sample) on alternating lines as represented by block 304 are discarded, leaving the 1050 line "quincunx" structure shown in block 305. While, for example, the line comprising sampler O2O2 will be routed to the first line store 509, the alternating line comprising sampler X-^ is supplied to the second line store 510. When the first and second line stores 509 and 510 are filled with respective samples , the first line store 509 is gated to effectively add its samples to fill the voids or gaps in the adjacent line stored in the second line store 510.

Denne portstyringsprosess er vist i blokken 306 på fig. 3. Resultatet er et 1050-linjers signal som vist i blokken 307 som lagres midlertidig i det andre linjelager 510. Den ene linje av sampler, for eksempel X3O2X3O2, omfatter redundant informasjon for den vekslende, tilstøtende linje av sampler X3O4X3O4, nemlig de vekslende sampeldata X3. This gate control process is shown in block 306 of FIG. 3. The result is a 1050-line signal as shown in block 307 which is temporarily stored in the second line store 510. One line of samples, for example X3O2X3O2, includes redundant information for the alternating adjacent line of samples X3O4X3O4, namely the alternating sample data X3.

Det neste trinn i prosessen er eliminasjonen av vekslende linjer og følgelig de redundante sampeldata som er representert i en blokk 308 på fig. 3. Det som er igjen i en blokk 309, er et 525-linjers signal som omfatter innflettet eller sammenslått (folded-in) informasjon om de manglende linjer. For eksempel er sampler O2og O4slått sammen til et signal på 525 linjer, men tilveiebringer sampler av de vekslende linjesignaler som er vist i blokken 305. The next step in the process is the elimination of alternating lines and consequently the redundant sample data represented in a block 308 of FIG. 3. What remains in a block 309 is a 525-line signal comprising folded-in information about the missing lines. For example, samplers O2 and O4 are combined into a 525-line signal, but provide samples of the alternating line signals shown in block 305.

Idet det henvises til fig. 5, utføres denne kassering av de vekslende linjer ved å portstyre bare hver andre linje ut fra det andre linjelager 510. Et inngangssignal Sampel Ulike/Like tilveiebringes til en EKSKLUSIV-ELLER-port 512. Også et inngangssignal Linje Ulike/Like tilveiebringes både til EKSKLUSIV-ELLER-porten 512 og til en OG-port 513 hvis andre inngangssignal er et 28 MHz taktsignal. Utgangssignalet fra OG-porten 513 trigger portstyringen av linjesampeldata inn i det andre linjelager 510, mens portstyringen ut til D/A-omformeren 514 taktstyres med halve den opprinnelige samplingshastighet eller f s/2. Med andre ord blir en første, komplett linje av sampler, f.eks. X3O2X3O2, ganske enkelt overskrevet av en andre linje av sampler X3O4X3O4i det andre linjelager 510. Denne linje X3O4X3O4er den linje som tillates å utmates som vist i blokken 309 til D/A-omf ormeren 514, også vist på fig. 3 som blokken 310. D/A-omformeren 514 drives med hastigheten f s/2 eller omtrent 14 MHz hvor fs er Nyquist-samplingsfrekvensen. Referring to fig. 5, this discarding of the alternating lines is performed by gating only every other line out of the second line store 510. An input signal Sample Different/Same is provided to an EXCLUSIVE-OR gate 512. Also an input signal Line Different/Same is provided both to EXCLUSIVE -OR gate 512 and to an AND gate 513 whose second input signal is a 28 MHz clock signal. The output signal from the AND gate 513 triggers the gate control of line sample data into the second line store 510, while the gate control out to the D/A converter 514 is clocked at half the original sampling rate or f s/2. In other words, a first, complete line of samples, e.g. X3O2X3O2, simply overwritten by a second line of samples X3O4X3O4 in the second line store 510. This line X3O4X3O4 is the line allowed to be output as shown in block 309 to the D/A converter 514, also shown in FIG. 3 as block 310. D/A converter 514 is operated at the rate f s/2 or approximately 14 MHz where fs is the Nyquist sampling frequency.

Det siste trinn av kodingsprosessen for overføring kan inntreffe enten før eller etter digital/analog-omformings-trinnet i blokken 310. Dette siste trinn er anvendelsen av et skjevsymmetrisk lavpassfilter med en passfrekvens på fs/2, som vist i en blokk 311. Dersom det er tilveiebrakt som vist i det analoge område, reduseres filterets konstruksjon til et enkelt RC- eller LC-lavpassfilter. Det er velkjent at et ideelt, analogt lavpassfilter ikke er mulig, men er praktisk oppnåelig i det digitale område. For kringskastingskvalitet anbefales følgelig et digitalt, skjevsymmetrisk lavpassfilter. Med digital nedsampling og gjentatt sampling kan filtreringen være kaskadekoplet uten ytterligere forringelse av det overførte eller mottatte videosignal. Digital filtrering er imidlertid mer kostbar, og følgelig er et analogt lavpassfilter mer hensiktsmessig for praktisk realisering. The final step of the transmission encoding process can occur either before or after the digital-to-analog conversion step in block 310. This final step is the application of a skew-symmetric low-pass filter with a pass frequency of fs/2, as shown in a block 311. If is provided as shown in the analog area, the filter design is reduced to a simple RC or LC low-pass filter. It is well known that an ideal analog low-pass filter is not possible, but is practically achievable in the digital realm. For broadcast quality, a digital skew-symmetric low-pass filter is therefore recommended. With digital downsampling and resampling, the filtering can be cascaded without further degradation of the transmitted or received video signal. However, digital filtering is more expensive, and consequently an analogue low-pass filter is more suitable for practical implementation.

I den innretning som er vist på fig. 5, er utgangssignalet fra D/A-omf ormeren 514 vist å være tilført til en bølgekor-rektor 515 for glatting av et samplet og fastholdt, analogt utgangssignal fra D/A-omformeren i overensstemmelse med sin x/x-korreksjon. Det glattede, analoge utgangssignal tilveiebringes deretter til et skjevsymmetrisk lavpassfilter 516 som har f.eks. en 6 dB tapskarakteristikk ved 7 MHz. Dettes utgangssignal er et 525-linjers kodet utgangssignal, liksom utgangssignalet fra blokken 311 som er vist på fig. 3. Utgangssignalet for-beredes deretter for overføring via satellitt, optisk fiber, mikrobølge, radiofrekvens eller annen overføring til en fjernt-liggende ende, og endelig mottaking i en konvensjonell mottaker eller HDTV-mottaker ved hjelp av modulasjons- og multiplek-singsteknikker på kjent måte. In the device shown in fig. 5, the output signal from the D/A converter 514 is shown to be applied to a wave corrector 515 for smoothing a sampled and held analog output signal from the D/A converter according to its x/x correction. The smoothed analog output signal is then provided to a skew-symmetric low-pass filter 516 having e.g. a 6 dB loss characteristic at 7 MHz. Its output is a 525-line encoded output, like the output from block 311 shown in FIG. 3. The output signal is then prepared for transmission via satellite, optical fiber, microwave, radio frequency or other transmission to a remote end, and final reception in a conventional receiver or HDTV receiver using known modulation and multiplexing techniques manner.

Dekoding skal nå forklares under henvisning til fig. Decoding will now be explained with reference to fig.

4 og 6, idet det antas at inngangssignalet til prosessen, et 525-linjers kodet inngangssignal, allerede er blitt demultiplek-set og/eller demodulert dersom dette er hensiktsmessig. Sådan dekoding forbereder det mottatte signal for mottaking på en spesiell 1050-linjers HDTV-mottaker ved gjeninterpolering og gjeninnføring av manglende linjer. 4 and 6, it being assumed that the input signal to the process, a 525-line coded input signal, has already been demultiplexed and/or demodulated if this is appropriate. Such decoding prepares the received signal for reception on a special 1050-line HDTV receiver by reinterpolating and reintroducing missing lines.

Ifølge fig. 6 blir det mottatte analoge signal lavpassfiltrert, typisk i det analoge område, i et skjevsymmetrisk, analogt lavpassf ilter 601 før det samples i en analog/digital-omf ormer 602. Slik som på fig. 5, avledes synkroni-sering fra det innkommende signal i en synkseparator 603. Det horisontale synkroniseringssignal på ca. 16 kHz låses i en faselåst sløyfe 604 som mates av en krystallstyrt oscillator 605. Oscillatorens 605 utgangsfrekvens på ca. 28 MHz neddeles. På utgangen fra en del-med-to-krets 606 ligger et fs/2-signal på ca. 14 MHz for drift av f.eks. A/D-omformeren 602. På utgangen fra en del-med-910-krets 607 ligger det horisontale synksignal på ca. 16 kHz. De horisontale og vertikale synkroni-seringsutgangssignaler fra synkseparatoren 603 mates til en tidsinnstillingspulsgenerator 617 som taktstyres med 28 MHz for generering av tidsinnstillingspulser til forskjellige deler av dekoderkretsen. According to fig. 6, the received analog signal is low-pass filtered, typically in the analog range, in a skew-symmetric, analog low-pass filter 601 before being sampled in an analog/digital converter 602. As in fig. 5, synchronization is derived from the incoming signal in a sync separator 603. The horizontal synchronization signal of approx. 16 kHz is locked in a phase-locked loop 604 which is fed by a crystal-controlled oscillator 605. The oscillator 605's output frequency of approx. 28 MHz is broken down. At the output of a part-by-two circuit 606 is an fs/2 signal of approx. 14 MHz for operation of e.g. The A/D converter 602. At the output of a part-with-910 circuit 607 is the horizontal sync signal of approx. 16 kHz. The horizontal and vertical synchronization output signals from the sync separator 603 are fed to a timing pulse generator 617 which is clocked at 28 MHz to generate timing pulses to various parts of the decoder circuit.

Idet det henvises til flytskjemaet på fig. 4, er det forhåndssamplende, skjevsymmetriske filter 601 representert ved en blokk 401. På grunn av anvendelsen av et analogt, ikke-ideelt filter 601 i HDTV-abonnentens omformer, kan det forekomme en viss forringelse i det mottatte, analoge utgangssignal. Med den forventede, fremtidige reduksjon i konstruksjonsom-kostninger for digitale filtre kan det forutses et digitalt filter for HDTV-abonnentens omformer. Følgelig kan trinn 6 etterfølge trinn 7 eller blokken 402. Referring to the flowchart in fig. 4, the pre-sampling skew filter 601 is represented by a block 401. Due to the use of an analog non-ideal filter 601 in the HDTV subscriber's converter, some degradation may occur in the received analog output signal. With the expected future reduction in construction costs for digital filters, a digital filter can be anticipated for the HDTV subscriber's converter. Accordingly, step 6 may follow step 7 or block 402.

I overensstemmelse med posisjonene av digitale omkoplere 611 og 609 med linjesampler på fig. 6, oppnås et mønster med vekselvis tomme linjer som vist i en blokk 403 på fig. 4. Blokken 403 er etterfulgt av en blokk 404 hvor vekslende sampler flyttes til respektive posisjoner i tomme linjer. En ulike/like-sampling i bryteren 611 samler først sammen ulike og like sampler i en linje som vist i blokken 403. I bryteren 609 plasseres de ulike og like sampler i henholdsvis ulike og like linjer, slik at det dannes et "terningf emmer" - eller femtallsmønster av ikke-redundant sampelinformasjon, som vist i In accordance with the positions of digital switches 611 and 609 with line samples in FIG. 6, a pattern of alternating blank lines is obtained as shown in a block 403 of FIG. 4. The block 403 is followed by a block 404 where alternating samples are moved to respective positions in empty lines. An odd/same sampling in switch 611 first collects different and same samples in a line as shown in block 403. In switch 609, the different and same samples are placed in different and same lines, respectively, so that a "dice f emmer" is formed - or five-digit pattern of non-redundant sample information, as shown in

blokken 404. block 404.

Utgangssignalet fra den digitale bryter eller omkopler 609 tilveiebringes som et inngangssignal til et todimensjonalt diagonalfilter 608 for gjeninterpolering og gjeninnføring av manglende sampler. Dette er vist på fig. 4 i en blokk 405, og de gjeninterpolerte sampler XXXX, 0000 er vist i en blokk 406. I en D/A-omformer 614 omformes nå det 1050-linjers signal tilbake til analog form for fremvisning, idet omformingsprosessen er vist i flytskjemaet på fig. 4 som en blokk 407. En omformer 615 anvendes på det analoge utgangssignal fra D/A-omformeren 614 i overensstemmelse med en sin x/x-korreksjonsalgoritme. Korrektorens 615 utgangssignal filtreres for å slippe basisbånd 1050-linjers B-MAC-signaler gjennom et lavpassfilter 616 før utgangssignalet omformes for fremvisning på en HDTV-mottaker. Den dekoder som er vist på fig. 6, bygges mest hensiktsmessig i ett med en HDTV-mottaker (ikke vist), eller den kan være en separat enhet avhengig av hvordan HDTV-tjenesten i begynnelsen realiseres. The output signal from the digital switch 609 is provided as an input signal to a two-dimensional diagonal filter 608 for reinterpolation and reintroduction of missing samples. This is shown in fig. 4 in a block 405, and the reinterpolated samples XXXX, 0000 are shown in a block 406. In a D/A converter 614, the 1050-line signal is now converted back to analog form for display, the conversion process being shown in the flowchart of fig. . 4 as a block 407. A converter 615 is applied to the analog output signal from the D/A converter 614 in accordance with a sin x/x correction algorithm. The corrector 615 output signal is filtered to pass baseband 1050 line B-MAC signals through a low pass filter 616 before the output signal is reformatted for display on an HDTV receiver. The decoder shown in fig. 6, is most conveniently built together with an HDTV receiver (not shown), or it can be a separate unit depending on how the HDTV service is initially realized.

Fig. 7 viser et blokkskjema av et sjulinjers, todimensjonalt diagonalfilter av femtende orden. Et sådant filter foreslås for konstruksjonen av innretningen ifølge fig. 5 når det tilveiebringes ved kilden for HDTV-kringkastingstjeneste, eller i et mellomliggende punkt for å oppnå HDTV-kringskastingskvalitet. Et tre- eller femlinjers filter har tilstrekkelig kvalitet for realisering i en abonnentomformer som kan omfatte kretsen på fig. 6. Fig. 7 shows a block diagram of a seven-line, two-dimensional fifteenth-order diagonal filter. Such a filter is proposed for the construction of the device according to fig. 5 when provided at the source for HDTV broadcast service, or at an intermediate point to achieve HDTV broadcast quality. A three- or five-line filter has sufficient quality for implementation in a subscriber converter which may comprise the circuit of fig. 6.

Samplingen av fjernsynsbilder er beskrevet i en avhandling av G.J. Tonge med tittelen "The Sampling of Television Images", en eksperiment- og utviklingsrapport (12/81) fra the British Independent Broadcasting Authority. På fig. 12-17 i denne avhandling er det beskrevet mer økonomisk levedyktige, tre- og femlinjers filtre av passende konstruksjon for en abonnentomformer, enn det sjulinjers filter på fig. 7. The sampling of television images is described in a thesis by G.J. Tonge entitled "The Sampling of Television Images", an experiment and development report (12/81) by the British Independent Broadcasting Authority. In fig. 12-17 in this thesis more economically viable, three- and five-line filters of suitable construction for a subscriber converter are described, than the seven-line filter in fig. 7.

Alle sådanne filtre består av enkeltstående linje-forsinkelseselementer, enkeltstående sampel-forsinkelseselementer, adderere og multiplikatorer for multiplikasjon av spesielt forsinkede sampler med spesielle koeffisienter i kombinasjon avhengig av den ønskede kompleksitet av filteret. Koeffisientene tas fra likninger som avledes fra en generisk nedsamplings-fil-terlikning som er gitt ved den diskrete Fourier-transformasjon: hvor -N^n N2er området av sampelposisjoner, h(n) er impulsres-ponsen og R er den periode som er definert ved det hele tall n. For skjevsymmetrisk filterkonstruksjon som anvendt på filtrene 516 og 601 rundt frekvensen /2R, fås All such filters consist of individual line delay elements, individual sample delay elements, adders and multipliers for multiplying specially delayed samples with special coefficients in combination depending on the desired complexity of the filter. The coefficients are taken from equations derived from a generic downsampling filter equation given by the discrete Fourier transform: where -N^n N2 is the range of sample positions, h(n) is the impulse response and R is the period defined by the whole number n. For skew-symmetric filter construction as applied to the filters 516 and 601 around the frequency /2R, we get

Den todimensjonale, diskrete Fourier-transf ormas jon for konstruksjon av diagonalfiltrene 508 og 608 er gitt ved: The two-dimensional discrete Fourier transform for constructing the diagonal filters 508 and 608 is given by:

De forskjellige koeffisienter for et sjulinjers filter av femtende orden er gitt ved den etterfølgende Tabell 1 og anvendes i multiplikatorene som er vist på fig. 7. Verdiene for hver av koeffisientene er gitt ved den etterfølgende Tabell 2 The various coefficients for a seven-line filter of the fifteenth order are given in the following Table 1 and are used in the multipliers shown in fig. 7. The values for each of the coefficients are given in the following Table 2

Koeffisientene for tre- og femlinjers filtre er vist i Tonge's avhandling og gjengis her for letthets skyld, idet Tabell 3 tilveiebringer koeffisienter for et trelinjers filter og Tabell 4 for et femlinjers filter. The coefficients for three- and five-line filters are shown in Tonge's thesis and are reproduced here for convenience, with Table 3 providing coefficients for a three-line filter and Table 4 for a five-line filter.

Fig. 7 viser et detaljert blokkskjema av et sjulinjers filter av femtende orden med et koeffisientarrangement og verdier som vist i henholdsvis Tabell 1 og Tabell 2. Selv om det foreliggende sjulinjers filter krever seks separate linje-forsinkelseselementer 701-706, krever et trelinjers filter bare to og et femlinjers filter fire. Videre, mens tre innledende linjeadderere 707-709 kreves i en sjulinjers implementering, kreves bare to i en femlinjers henholdsvis én i en trelinjers implementering. Fig. 7 shows a detailed block diagram of a fifteenth-order seven-line filter with a coefficient arrangement and values as shown in Table 1 and Table 2, respectively. Although the present seven-line filter requires six separate line-delay elements 701-706, a three-line filter requires only two and a five-line filter four. Furthermore, while three initial line adders 707-709 are required in a seven-line implementation, only two are required in a five-line and one in a three-line implementation.

Den første og siste forsinkede linje adderes i addereren 707, den andre og nest siste i addereren 708, og så videre inntil den midtre linje dobbeltbehandles. Til sammen finnes fem behandlingslinjer. Fire av behandlingslinjene omfatter respektive, enkeltstående sampelforsinkelseselementer 710-722, 723-736, 737-749 og 750-763. Plasseringen av to enkeltstående sampelforsinkelseselementer sammen i serie i en spesiell linje svarer til en multiplikasjon med en koeffisient med null verdi som vist i Tabell 1, 3 eller 4. De respektive sampler, som er forsinket som vist, adderes i parallelle adderere 764-776 og multipliseres med koeffisienter c(0,0)-c(7,2) i multiplikatorer 778-794. The first and last delayed lines are added in adder 707, the second and penultimate in adder 708, and so on until the middle line is double processed. There are a total of five treatment lines. Four of the processing lines comprise respective individual sample delay elements 710-722, 723-736, 737-749 and 750-763. The placement of two individual sample delay elements together in series in a special line corresponds to a multiplication by a zero-valued coefficient as shown in Tables 1, 3 or 4. The respective samples, which are delayed as shown, are added in parallel adders 764-776 and is multiplied by coefficients c(0,0)-c(7,2) in multipliers 778-794.

De diskrete Fouriertransformasjonselementer på utgangene fra de fem behandlingslinjer adderes til hverandre i fem adderertrinn omfattende adderere 795-810. Bare kombinasjoner av to-element-adderere er vist på grunn av at det antas at sådanne elementær-byggeblokker konstrueres mest lettvint i overensstemmelse med VLSI-kretsf abrikasjonsteknikker (VLSI=Very Large Scale Integration). I realiteten blir det foreliggende sjulinjers filter av femtende orden fremstilt av fire sådanne VLSI-anordninger. The discrete Fourier transform elements at the outputs of the five processing lines are added to each other in five adder stages comprising adders 795-810. Only combinations of two-element adders are shown because it is believed that such elementary building blocks are most easily constructed in accordance with Very Large Scale Integration (VLSI) circuit fabrication techniques. In reality, the present seven-line fifteenth-order filter is produced by four such VLSI devices.

Som et eksempel er det blitt fremstilt en koder og en dekoder for praktisering av den foran beskrevne metode på et 525-linjers B-MAC-signal. På utgangen av den som eksempel tjenende koder ble det tilveiebrakt et 262 1/2-linjers signal med sammenslått informasjon (folded information) i høyfrek-vens-gjentakelsesspektra for gjeninterpolasjon av de 262 1/2 manglende linjer. Fig. 9a viser et fotografi av et kildebilde med 525 linjer. Fig. 9b viser et fotografi av et bilde med 525 linjer som er gjeninterpolert ut fra et 262 1/2-linjers signal i overensstemmelse med den foreliggende fremgangsmåte. Dette eksempel viser at den foreliggende fremgangsmåte og innretning kan komme til anvendelse ved tilveiebringelse av tjenester hvor overføringsmediet har begrenset kapasitet, men hvor høy oppløs-ning ønskes, for eksempel bildetelefontjeneste eller teledata- As an example, an encoder and a decoder have been produced for practicing the method described above on a 525-line B-MAC signal. At the output of the exemplary coder, a 262 1/2-line signal with folded information in high-frequency repetition spectra was provided for reinterpolation of the 262 1/2 missing lines. Fig. 9a shows a photograph of a source image with 525 lines. Fig. 9b shows a photograph of a 525 line image reinterpolated from a 262 1/2 line signal in accordance with the present method. This example shows that the present method and device can be used in the provision of services where the transmission medium has limited capacity, but where high resolution is desired, for example videophone service or teledata

tjeneste med høy oppløsning via telefonlinjer. high definition service via telephone lines.

Det er således blitt vist og beskrevet en fremgangsmåte og en innretning forøkning av den vertikale bildeskarphet av et overført fjernsynssignal, slik at signalet kan overføres med lav båndbredde og likevel, ved mottaking, oppnå en bildekvalitet som har to ganger den vertikale oppløsning uten bildeforringelse. Den foreliggende fremgangsmåte og innretning representerer én utførelse og viser ett eksempel på en anvendelse innen HDTV-området og det konvensjonelle kringkastingsområde, og ytterligere andre utførelser og anvendelser med ytterligere andre standard videosignaler vil lettvint kunne utføres av en fagmann på området uten å avvike fra rammen av de etterfølgende krav. It has thus been shown and described a method and a device for increasing the vertical image sharpness of a transmitted television signal, so that the signal can be transmitted with a low bandwidth and still, upon reception, achieve an image quality that has twice the vertical resolution without image degradation. The present method and device represents one embodiment and shows one example of an application within the HDTV area and the conventional broadcast area, and further other embodiments and applications with further other standard video signals will be easily carried out by a person skilled in the art without deviating from the scope of the following requirements.

Claims

1. Method for enabling an increase in the vertical image sharpness of a transmitted television signal by a predetermined number of horizontal lines, CHARACTERIZED IN THAT it comprises the steps to decimate alternating lines of the television signal to be transmitted, and to reinterpolate non-transmitted alternating lines on reception, wherein the decimation of alternating lines of the television signal is performed by sampling the television signal to be transmitted, at the Nyquist sampling rate, storing the television signal line samples in a line store, and filtering the line samples diagonally in two dimensions, discarding every other line, providing a digital television signal with approximately half the predetermined number of lines for transmission.

2. The method of claim 1, CHARACTERIZED IN that the filtering of the samples diagonally in two dimensions comprises the steps of ignoring every other sample in each line to form a "dice-five" or figure-of-five sample pattern, and replacing ignored samples in each alternating line with samples from either one or the other immediately adjacent line.

3. Method according to claim 2, CHARACTERIZED IN THAT the sampling of the television signal comprises the steps of transforming the signal with approximately half the predetermined number of lines into an analog signal for transmission, and filtering the analog signal around a frequency equal to half the Nyquist sampling rate .

4. Method according to claim 1, CHARACTERIZED IN THAT the reinterpolation of non-transmitted alternating lines is performed by sampling the received television signal and interpolating missing samples diagonally in two dimensions, non-transmitted alternating lines being recovered providing a digital television signal with the predetermined number of horizontal lines.

5. Method according to claim 4, CHARACTERIZED IN THAT the interpolation of missing samples diagonally in two dimensions comprises the steps of demultiplexing alternating samples from each line, the derivation of two sample lines with alternating samples for each sampled line forming a "dice five" or five- numbers pattern of alternating line samples, and replacing missing alternating samples for each sampled line using two-dimensional interpolation.

6. Method according to claim 4, CHARACTERIZED IN THAT the sampling of the received television signal comprises the steps of filtering the received signal at a frequency equal to half of the Nyquist sampling rate, and of converting the received signal into digital signal line samples with approximately half of the predetermined number of horizontal lines.

7. Method according to claim 1, CHARACTERIZED IN THAT it comprises filtering the received television signal to remove high frequency components, to enable display of the filtered television signal with approximately half the predetermined number of horizontal lines on a conventional television receiver.

8. Device for enabling an increase in the vertical image sharpness of a transmitted television signal by a predetermined number of horizontal lines, CHARACTERIZED IN THAT it comprises a device for sampling a television signal to be transmitted, a device for diagonally filtering the television signal samples in two dimensions to form a figure-of-five sample structure, a device for storing a horizontal line of such samples, a device for switching the samples and the lines stored in the device for storing the horizontal line, and a low-pass filter which is skew-symmetric about half the frequency for sampling the television signals, the low-pass filter's output signal being a signal comprising half the predetermined number of horizontal lines as the television signal to be transmitted.

9. Device according to claim 8, CHARACTERIZED IN THAT the line storage device comprises first and second line storage devices, the first line storage device being controlled by a first logic circuit device for gate control of line samples to the second line storage device.

10. Device according to claim 9, CHARACTERIZED IN THAT the second line storage device is clocked at half the sampling rate.

11. Device for enabling an increase in the vertical image sharpness of a transmitted television signal by a predetermined number of horizontal lines, and comprising an encoder for encoding a video signal for transmission, CHARACTERIZED IN THAT it comprises a device for sampling the television signal to be transmitted, a device for diagonally filtering the television signal samples in two dimensions to form a figure-of-five sample structure, a device for storing a horizontal line of such samples, means for switching the samples and lines stored in the horizontal-line storage means, and a low-pass filter skewed at half the frequency for sampling the television samples, and a decoder for decoding a video signal upon reception and comprising means for sampling the received video signal, means for switching the video signal samples into a five-number sample pattern having alternating missing samples, and in a device for reinterpolating missing samples from the figure-of-five pattern with alternating missing samples, the output signal of the reinterpolation device being a signal comprising the predetermined number of horizontal lines.

12. Device for enabling an increase of the vertical in image sharpness of a received television signal by a predetermined number of horizontal lines, CHARACTERIZED BY the fact that it includes a device for sampling the received video signal, means for switching the video signal samples to form two lines of alternating samples for each line of samples received, forming a figure-of-five sample pattern, a device for reinterpolating missing samples for insertion into the figure-of-five pattern, the result being complete lines of samples, and a device for processing the signals for display on a high definition television receiver.