NO873333L

NO873333L - ELECTRONIC BALLASTREACTANCE FOR HIGH-INTENSITY GAS EMISSIONS LAMPS.

Info

Publication number: NO873333L
Application number: NO873333A
Authority: NO
Inventors: Sidney Allan Ottenstein
Original assignee: Innovative Controls Inc
Priority date: 1986-08-11
Filing date: 1987-08-10
Publication date: 1988-02-12
Also published as: KR880003460A; NO873333D0; BR8704103A; IL81552A0; WO1988001468A1; EP0323452A1; DK414587A; AU7664987A; AU590107B2; DK414587D0; FI873488A0; HUT44689A; FI873488A; HU197139B

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en elektronisk ballastreaktans for høyintensitets gassutladningslamper, særlig for konstant nettbelastningsspenning og lampeeffekt. The present invention relates to an electronic ballast reactance for high intensity gas discharge lamps, in particular for constant mains load voltage and lamp power.

I gassutladningslamper frembringes lys når en elek-trisk strøm føres gjennom et medium i gassform, og slike lamper har en variabel motstandskarakteristikk som krever drift i forbindelse med en ballastreaktans for å gi passende spennings- In gas discharge lamps, light is produced when an electric current is passed through a medium in gaseous form, and such lamps have a variable resistance characteristic that requires operation in connection with a ballast reactance to provide suitable voltage

og strømbegrensning til lampen. Regulering av tilførselsspen-ningen, frekvensen og strømtilførselen til slike lamper er nødvendig for en pålitelig drift og avgjør lampens virkningsgrad og levetid. Reguleringen fastlegger likeledes størrelsen og vekten av den aktuelle ballastreaktans. and current limitation to the lamp. Regulation of the supply voltage, frequency and current supply to such lamps is necessary for reliable operation and determines the lamp's efficiency and lifespan. The regulation also determines the size and weight of the relevant ballast reactance.

Egnet spenning, frekvens og strøm for effektiv drift av en høyintensitets gassutladningslampe i normal driftstilstand er ikke de samme for lampen under dennes oppvarmings-periode. En høyintensitetslampe bruker typisk flere minutter i denne oppvarmings fase fra tidspunktet når lampen slås på og frem til den normale driftstilstand. I starten virker lampen som en åpen krets. Korte strømpulser er da tilstrekkelig til å starte tenning av lampen, såfremt strømpulsene påtrykkes av en tilstrekkelig spenning. Etter tenningen faller lampens motstand drastisk, og deretter stiger motstanden igjen gradvis under oppvarmingsperioden til den normale driftsverdi. Det er således nødvendig å begrense lampestrømmen umiddelbart etter ten-ningstidspunktet og under oppvarmings fasen for å hindre inn-vendige ødeleggelser. Suitable voltage, frequency and current for efficient operation of a high-intensity gas discharge lamp in normal operating conditions are not the same for the lamp during its warm-up period. A high-intensity lamp typically spends several minutes in this warm-up phase from the time the lamp is switched on until the normal operating state. At the start, the lamp acts as an open circuit. Short current pulses are then sufficient to start lighting the lamp, provided that the current pulses are applied by a sufficient voltage. After ignition, the resistance of the lamp drops drastically, and then the resistance rises again gradually during the warm-up period to the normal operating value. It is thus necessary to limit the lamp current immediately after the time of ignition and during the heating phase to prevent internal damage.

Foreliggende oppfinnelse presenterer en virknings-full elektronisk ballastreaktans for høyintensitets gassutladningslamper i effektområdet fra 50 - 1000 W eller høyere. The present invention presents an effective electronic ballast reactance for high intensity gas discharge lamps in the power range from 50 - 1000 W or higher.

Ballastreaktansen tilføres vekselspenning på 240 eller 115 V fra et nett med frekvens 50 - 60 Hz. Den tilførte vekselspenning likerettes slik at en spenning på 320 - 340 V (likespenning) påtrykkes lampen. Ballastreaktansen oppretthol-der en konstant lampeytelse ved å benytte en kjent referanse-lampespenning ved en spesifisert strøm og en strømintegrerende tilbakekoblingssløyfe som overvåker lampestrømmen og regulerer bredden av en likestrømspuls til lampen i samsvar med strøm-overvåkingen. The ballast reactance is supplied with alternating voltage of 240 or 115 V from a network with a frequency of 50 - 60 Hz. The supplied alternating voltage is rectified so that a voltage of 320 - 340 V (direct voltage) is applied to the lamp. The ballast reactance maintains a constant lamp performance by using a known reference lamp voltage at a specified current and a current integrating feedback loop that monitors the lamp current and regulates the width of a DC pulse to the lamp in accordance with the current monitoring.

Ballastreaktansen i samsvar med den foreliggende oppfinnelse belaster således nettet med en konstant belastning ved å holde lampeeffekten konstant og ved å benytte en krets-utforming som gir bedre ballastvirkningsgrad (effekt ut/effekt inn) enn 90%. Dette betyr at effekttapet i ballastreaktansen er mindre enn 10% av tilført effekt. The ballast reactance in accordance with the present invention thus loads the network with a constant load by keeping the lamp power constant and by using a circuit design that gives a better ballast efficiency (power out/power in) than 90%. This means that the power loss in the ballast reactance is less than 10% of the added power.

Nettspenningsvariasjoner på<*>10% medfører effektvariasjoner på bare ± 1,5% for lampen, variasjoner i effektforbruket fra nettet pa under - 5%, og bare - 1,0% variasjon i effekttapet i ballastreaktansen. Mains voltage variations of <*>10% result in power variations of only ± 1.5% for the lamp, variations in the power consumption from the mains of less than - 5%, and only - 1.0% variation in the power loss in the ballast reactance.

Tidligere kjente ballastreaktanser av tråd/jern-typen gir typisk - 5% effektvariasjon overfor nettet når nettspenningen varierer med - 10%. Det er derfor klart at den foreliggende oppfinnelse oppnår effektvariasjoner overfor nettet langt under det som tidligere kjente løsninger kunne fremby. Previously known ballast reactances of the wire/iron type typically give - 5% power variation compared to the mains when the mains voltage varies by - 10%. It is therefore clear that the present invention achieves power variations towards the network far below what previously known solutions could offer.

Foreliggende oppfinnelse sørger for konstant lampe-ef fekt ved å holde lampestrømmen regulert til en konstant strøm-verdi, og dette skjer ved hjelp av strømtilbakekoblingssløyfen som omtalt nettopp. Spenningen over lampen holdes konstant ved den regulerte strøm, og følgelig oppnås en konstant lampeeffekt. Behovet for effektregulering for lampen øker når nettspenningen øker. The present invention ensures a constant lamp effect by keeping the lamp current regulated to a constant current value, and this occurs by means of the current feedback loop as just mentioned. The voltage across the lamp is kept constant at the regulated current, and consequently a constant lamp effect is achieved. The need for power regulation for the lamp increases when the mains voltage increases.

Ballastreaktansen har likeledes en underspenningsbeskyttelse, en spenningsspissbeskyttelse og et interferensfilter for å hindre høyfrekvensutstråling. The ballast reactance also has an undervoltage protection, a voltage spike protection and an interference filter to prevent high-frequency radiation.

Siden ballastreaktansen i samsvar med den foreliggende oppfinnelse gir en meget ren likestrøm til lampen får denne ikke den tydelige flimring som ellers er typisk for lamper som er tilknyttet en vekselspenning. Dette gjør ballastreaktansen særlig egnet for belysning ved sportsaktiviteter og av arbeidsplasser hvor det foregår hurtige bevegelser. Since the ballast reactance in accordance with the present invention provides a very clean direct current to the lamp, this does not get the clear flickering that is otherwise typical for lamps connected to an alternating voltage. This makes the ballast reactance particularly suitable for lighting sports activities and workplaces where rapid movements take place.

Det er et formål med den foreliggende-oppfinnelse å skaffe til veie en ballastreaktans for høyintensitets gassutladningslamper, forsynt fra et vekselspenningsnett og hvor effektforbruket fra nettet holdes konstant uten anvendelse av spesialkretser. It is an object of the present invention to provide a ballast reactance for high-intensity gas discharge lamps, supplied from an alternating voltage network and where the power consumption from the network is kept constant without the use of special circuits.

Det er et annet formål med oppfinnelsen å kunne holde inngangsspenningen til ballastreaktansen nøyaktig regulert og under amplitudekontroll ved å benytte et interferensfilter, It is another object of the invention to be able to keep the input voltage to the ballast reactance precisely regulated and under amplitude control by using an interference filter,

underspennings- og spenningsspissbeskyttelse. undervoltage and voltage spike protection.

Disse og andre formål med oppfinnelsen vil fremgå for fagkyndige ut fra den følgende beskrivelse som støtter seg til ledsagende tegninger, hvor fig. 1 viser et blokkskjema over reguleringen i en foretrukket utførelsesform av den foreliggende oppfinnelse, fig. 2A og 2B viser koblingsskjemaet for den utførelsesform som benytter 240 V som forsyningsspenning, fig. 3A og 3B viser koblingsskjemaet for den utførelsesform som benytter 115 V som forsyningsspenning, og fig. 4 viser et blokkdiagram av en hjelpekrets som sørger for pulsbredderegulering. These and other objects of the invention will be apparent to those skilled in the art from the following description which is supported by the accompanying drawings, where fig. 1 shows a block diagram of the regulation in a preferred embodiment of the present invention, fig. 2A and 2B show the circuit diagram for the embodiment which uses 240 V as supply voltage, fig. 3A and 3B show the connection diagram for the embodiment which uses 115 V as supply voltage, and fig. 4 shows a block diagram of an auxiliary circuit which provides pulse width regulation.

Som vist på fig. 1 får ballastreaktansen som på denne figur er vist blokkskjematisk, strømforsyning fra et vekselspenningsnett. I en utførelsesform av oppfinnelsen er forsyningsspenningen 240 V ved 50 - 60 Hz, og fig. 2A og 2B viser koblingsskjemaet for denne utførelsesform, mens en annen ut-førelsesform benytter 115 V ved samme nettfrekvens, og detalj-skjemaet er her vist på fig. 3A og 3B. As shown in fig. 1, the ballast reactance, which is shown in block diagram form in this figure, is supplied with power from an alternating voltage network. In one embodiment of the invention, the supply voltage is 240 V at 50 - 60 Hz, and fig. 2A and 2B show the circuit diagram for this embodiment, while another embodiment uses 115 V at the same mains frequency, and the detailed diagram is here shown in fig. 3A and 3B.

En beskyttelseskrets 10 for spenningsspisser hindrer slike å nå ballastreaktansen, og likeledes omfatter denne et interferensfilter 11 tiltenkt å hindre høyfrekvente signaler som måtte genereres i ballastreaktansen fra å komme ut på nettet. Filteret 11 omfatter kondensatorer 52, 53 og 54 og spoler 64 og 65. A protection circuit 10 for voltage spikes prevents such from reaching the ballast reactance, and this likewise comprises an interference filter 11 intended to prevent high-frequency signals that may have to be generated in the ballast reactance from entering the network. The filter 11 comprises capacitors 52, 53 and 54 and coils 64 and 65.

Hvis forsyningsspenningen er 240 V benyttes en bro-likeretter 12 i forbindelse med en ladekondensator 55 for likeretting av vekselspenningen til en pulserende likespenning på 340 V. If the supply voltage is 240 V, a bridge rectifier 12 is used in connection with a charging capacitor 55 to rectify the alternating voltage to a pulsating direct voltage of 340 V.

Hvis derimot tilførselsspenningen er 115 V benyttes to halvbølgelikerettere i spenningsdoblerkobling for å gi If, on the other hand, the supply voltage is 115 V, two half-wave rectifiers are used in a voltage doubler connection to provide

320 V til ballastreaktansen (fig. 3A og 3B). 320 V to the ballast reactance (Fig. 3A and 3B).

Videre fremgår av fig. 1 at ballastreaktansen omfatter en lavspent strømforsyningsenhet 13 som på sin side tilføres spenning fra brolikeretteren 12 og gir 15 V likespenning til en oscillator 14, en dødtidskrets 15, og en pulsbreddemodulator 16. Strømforsyningsenheten 13 omfatter en motstand 28, en kondensator 58 og en 15-volts zenerdiode 28, og dette er vist på fig. 2A. Furthermore, fig. 1 that the ballast reactance comprises a low-voltage power supply unit 13 which in turn is supplied with voltage from the bridge rectifier 12 and provides 15 V direct voltage to an oscillator 14, a dead time circuit 15 and a pulse width modulator 16. The power supply unit 13 comprises a resistor 28, a capacitor 58 and a 15- volt zener diode 28, and this is shown in fig. 2A.

Som det skal beskrives nærmere i det følgende finnes en underspenningsbeskyttelse ved en krets 27 som bryter strømmen til den gassutladningslampe 23 som ballastreaktansen skal levere strøm til dersom nettspenningen inn til reaktansen faller under en fastlagt sikkerhetsgrense. As will be described in more detail in the following, there is an undervoltage protection by a circuit 27 which breaks the current to the gas discharge lamp 23 to which the ballast reactance is to supply current if the mains voltage to the reactance falls below a determined safety limit.

Ballastreaktansen omfatter også en 5-volts referansespenning fra en krets 88 (fig. 4) som holder spenningen på pinne 14 på en hjelpekrets 52 for pulsbredderegulering konstant på 5 V. På fig. 1 vises også oscillatoren 14, dødtidskretsen 15 og pulsbreddemodulatoren 16 i forbindelse med en omsjaltings-krets 18, og disse elementer bevirker styring av halvlederbrytere 17A og 17B av felteffekttypen. The ballast reactance also comprises a 5-volt reference voltage from a circuit 88 (fig. 4) which keeps the voltage on pin 14 of an auxiliary circuit 52 for pulse width regulation constant at 5 V. In fig. 1 also shows the oscillator 14, the dead time circuit 15 and the pulse width modulator 16 in connection with a switching circuit 18, and these elements effect control of semiconductor switches 17A and 17B of the field effect type.

Oscillatorens 14 frekvens bestemmer også frekvensen av strømpulsene i lampekretsen, og de relativt høyfrekvente bølger som genereres av oscillatoren 14 føres til dødtids-kretsen 15 og pulsbreddemodulatoren 16 hvis inngang også er tilkoblet en strømintegrasjonssløyfe 19 og en dagslyssensor 20 som registrerer lyset fra omgivelsene. På basis av den strøm som detekteres av en strømsensor 22A avgjør strømintegrasjons-sløyfen 19 om strømmen til bryterne 17A og 17B overskrider en referanseverdi. Hvis dette er tilfelle sendes fra integrasjons-sløyfen 19 et signal til pulsbreddemodulatoren 16 hvorved denne endrer sitt utgangssignal tilsvarende. The frequency of the oscillator 14 also determines the frequency of the current pulses in the lamp circuit, and the relatively high-frequency waves generated by the oscillator 14 are fed to the dead time circuit 15 and the pulse width modulator 16 whose input is also connected to a current integration loop 19 and a daylight sensor 20 which registers the light from the surroundings. On the basis of the current detected by a current sensor 22A, the current integration loop 19 determines whether the current to the switches 17A and 17B exceeds a reference value. If this is the case, a signal is sent from the integration loop 19 to the pulse width modulator 16 whereby the latter changes its output signal accordingly.

Dagslyssensoren 20 overfører et signal som er i samsvar med det omgivende lys til pulsbreddemodulatoren 16 og bevirker at denne genererer en nullpuls dersom det detekterte dagslys er mer intenst enn en bestemt referanseverdi. Null-pulsen slår i så fall av lampen 23. Dagslyssensoren 20 påvirker ikke utgangen fra pulsbreddemodulatoren 16 dersom det omgivende lys har høyere intensitet enn den fastlagte referanseintensitet. The daylight sensor 20 transmits a signal which corresponds to the ambient light to the pulse width modulator 16 and causes the latter to generate a zero pulse if the detected daylight is more intense than a certain reference value. The zero pulse then switches off the lamp 23. The daylight sensor 20 does not affect the output from the pulse width modulator 16 if the surrounding light has a higher intensity than the established reference intensity.

Når dagslyssensoren 20 derimot registrerer at lyset er svakere enn den fastlagte referanseintensitet genererer død-tidskretsen 15 et modulert utgangssignal som tilsvarer den maksimale pulsvirkningsgrad på noe under 100 %. Dødtidskretsen 15 When the daylight sensor 20, on the other hand, registers that the light is weaker than the determined reference intensity, the dead-time circuit 15 generates a modulated output signal which corresponds to the maximum pulse efficiency of somewhat less than 100%. The circle of death 15

har som funksjon å tilveiebringe en viss hvileperiode eller dødtid mellom de enkelte likestrømspulser. has the function of providing a certain rest period or dead time between the individual direct current pulses.

Omsjaltingskretsen 18 kombinerer utgangen fra død-tidskretsen 15, pulsbreddemodulatoren 16 og strømintegrasjons-sløyfen 19 og sender en bølgeform som tilsvarer denne kombina-sjon til bryterne 17A og 17B. Omsjaltingskretsen 18 regulerer også oms j altingsfrekvensei f or disse brytere, og denne frekvens The switching circuit 18 combines the output from the dead time circuit 15, the pulse width modulator 16 and the current integration loop 19 and sends a waveform corresponding to this combination to the switches 17A and 17B. The switching circuit 18 also regulates the switching frequency of these switches, and this frequency

tilsvarer oscillatorens 14. corresponds to the 14th of the oscillator.

På fig. 2A fremgår at ballastreaktansen benytter en hjelpekrets 52 for pulsbreddereguleringen. En egnet og kommer-sielt tilgjengelig integrert krets for dette formål kan være TL 494 fra Motorola, men også andre tilsvarende kretser kan benyttes. Fig. 4 viser et blokkdiagram av hjelpekretsen 52, og her benyttes nettopp denne krets. Som det fremgår av fig. 4 omfatter hjelpekretsen 52 følgende komponenter: 1. Pulsbreddemodulatoren 16; 2. Oscillatoren 14 som en separat brikke i den integrerte krets; 3. To tilgjengelige operasjonsforsterkere 86 og 87 for eventuell feilkorrigering; In fig. 2A shows that the ballast reactance uses an auxiliary circuit 52 for the pulse width regulation. A suitable and commercially available integrated circuit for this purpose can be the TL 494 from Motorola, but other similar circuits can also be used. Fig. 4 shows a block diagram of the auxiliary circuit 52, and here precisely this circuit is used. As can be seen from fig. 4, the auxiliary circuit 52 comprises the following components: 1. The pulse width modulator 16; 2. The oscillator 14 as a separate chip in the integrated circuit; 3. Two available operational amplifiers 86 and 87 for possible error correction;

4. En krets 88 for 5 V regulert referansespenning, 4. A circuit 88 for 5 V regulated reference voltage,

i separat brikkeutførelse; in separate chip design;

5. Dødtidskretsen 15 for variabel hvileperiode 5. The dead time circuit 15 for variable rest period

mellom strømpulsene. between current pulses.

En vippe 98 som også vises på fig. 4 sperres via en jordtilkoblet pinne 13 på hjelpekretsen 52 når denne er av typen TL 494, og dette tillater at hjelpekretsen kan benyttes som en krets med enkel utgang (dvs. i motsetning til såkalt "push-pull"-drift) for å oppnå de nødvendige større drivstrøm-mer som trengs i den foreliggende anvendelse. Fig. 4 indikerer hvordan en jording av pinne 13 gir parallelldrift av hjelpekretsens 52 utgangskretser. A rocker 98 which is also shown in fig. 4 is blocked via a grounded pin 13 on the auxiliary circuit 52 when this is of the TL 494 type, and this allows the auxiliary circuit to be used as a circuit with a single output (i.e. in contrast to so-called "push-pull" operation) to achieve the necessary larger drive currents needed in the present application. Fig. 4 indicates how a grounding of pin 13 provides parallel operation of the output circuits of the auxiliary circuit 52.

På fig. 2A er vist en motstand 38 tilkoblet pinne In fig. 2A shows a resistor 38 connected to pin

6 og en kondensator 61 tilkoblet pinne 5 på hjelpekretsen, og disse to komponenter bestemmer oscillatorens 14 frekvens. Denne frekvens bestemmes av formelen 6 and a capacitor 61 connected to pin 5 on the auxiliary circuit, and these two components determine the frequency of the oscillator 14. This frequency is determined by the formula

og i en foretrukket utførelsesform av oppfinnelsen velges en frekvens på 65 kHz som tilsvarer en periodetid på 15 ys. and in a preferred embodiment of the invention, a frequency of 65 kHz is chosen which corresponds to a period time of 15 ys.

Utgangsspenningen på hjelpekretsens 52 pinne 10 er 15 V, og hjelpekretsens utgangstransistorer (fig. 4) har begge sin kollektor tilkoblet den 15-volts lavspente strømforsynings-enhet. Den ene av disse utgangstransistorer har fri emitter, mens emitteren på den andre utgangstransistor fører den pulserende 15-volts likespenning på pinne 10 ut av hjelpekretsen 52, og varigheten av hver periode i dette 15-volts pulssignal tilsvarer 95% av periodetiden for signalet fra oscillatoren 14. Dødtidskretsen 15 begrenser den maksimale periode på 15-volts-signalet på pinne 10 til 52% av oscillatorens 14 periodetid, dvs. 7,8 ys i dette utførelseseksempel. Operasjonsforsterkerne 68 og 78 (fig. 4) i hjelpekretsen 52 benyttes for regulering av pulsbredden for dette 7,8 ys-signal. The output voltage on pin 10 of the auxiliary circuit 52 is 15 V, and the auxiliary circuit's output transistors (fig. 4) both have their collector connected to the 15-volt low-voltage power supply unit. One of these output transistors has a free emitter, while the emitter of the other output transistor leads the pulsating 15-volt DC voltage on pin 10 out of the auxiliary circuit 52, and the duration of each period of this 15-volt pulse signal corresponds to 95% of the period time of the signal from the oscillator 14. The dead-time circuit 15 limits the maximum period of the 15-volt signal on pin 10 to 52% of the period time of the oscillator 14, i.e. 7.8 ys in this embodiment. The operational amplifiers 68 and 78 (Fig. 4) in the auxiliary circuit 52 are used to regulate the pulse width for this 7.8 ys signal.

Den ene operasjonsforsterker 87 er koblet som en Schmitt-trigger og virker som en av/på-bryter. Operasjonsfor-sterkerens 87 utgangsspenning er en funksjon av inngangsspenningen fra en spenningsdeler som omfatter dagslyssensoren 20, One operational amplifier 87 is connected as a Schmitt trigger and acts as an on/off switch. The output voltage of the operational amplifier 87 is a function of the input voltage from a voltage divider comprising the daylight sensor 20,

og forsterkeren slår av pulsbreddemodulatoren 16 til en hvile-tilstand når sensoren 20 indikerer at det er lysere enn en fastlagt referanseintensitet, men forsterkeren 87 påvirker ikke pulsbreddemodulatorens 16 utgang når det er registrert mindre lys enn denne intensitetsgrense. and the amplifier switches off the pulse width modulator 16 to a rest state when the sensor 20 indicates that it is brighter than a determined reference intensity, but the amplifier 87 does not affect the pulse width modulator 16's output when less light than this intensity limit is registered.

En strømintegrasjonssløyfe 19 (fig. 1) benyttes for regulering av strømmen til lampen, og denne sløyfe 19 virker på følgende måte: Den andre operasjonsforsterker 86 i hjelpekretsen 52 for pulsbredderegulering avkjenner spenningen over en motstand 46 (fig. 2B), og denne spenning integreres over motstander 29 og 30, en diode 49 og en kondensator 59 (fig. 2A). Direkteinngangen på operasjonsforsterkeren 86 (fig. 4) er koblet til forbindelsen mellom motstandene 29 og 30, mens den in-verterende inngang på denne forsterker 86 er koblet til referansespenningen over en motstand 39. Referansespenningen benyttes for å regulere strømmen i lampekretsen, registrert som en effektivverdi (RMS). Operasjonsforsterken 86 regulerer peri-odelengden av den inntil 7,8 ys lange puls fra null til denne maksimalverdi, hvorved strømmen i lampekretsen styres. A current integration loop 19 (fig. 1) is used to regulate the current to the lamp, and this loop 19 works in the following way: The second operational amplifier 86 in the auxiliary circuit 52 for pulse width regulation detects the voltage across a resistor 46 (fig. 2B), and this voltage is integrated across resistors 29 and 30, a diode 49 and a capacitor 59 (Fig. 2A). The direct input of the operational amplifier 86 (Fig. 4) is connected to the connection between the resistors 29 and 30, while the inverting input of this amplifier 86 is connected to the reference voltage across a resistor 39. The reference voltage is used to regulate the current in the lamp circuit, recorded as a effective value (RMS). The operational amplifier 86 regulates the period length of the up to 7.8 ys long pulse from zero to this maximum value, whereby the current in the lamp circuit is controlled.

15-volts-signalet på pinne 10 på hjelpekretsen 52 for pulsbredderegulering benyttes altså for å drive styreelektrodene på halvlederbryterne 17A og 17B av felteffekttypen og gjøre disse brytere ledende. Når signalet på pinne 10 reduseres til null, leder ballastreaktansens utgangstransistor 71 og lader ut halvlederbryternes styrekapasitet, hvilket med-fører at disse i løpet av en forsinkelsestid på 100 ns eller mindre opphører å lede, og dette medfører et minimalt effekt-tap i bryterne 17A og 17B. The 15-volt signal on pin 10 of the auxiliary circuit 52 for pulse width regulation is thus used to drive the control electrodes on the semiconductor switches 17A and 17B of the field effect type and make these switches conductive. When the signal on pin 10 is reduced to zero, the output transistor 71 of the ballast reactance conducts and discharges the control capacity of the semiconductor switches, which causes them to cease to conduct during a delay time of 100 ns or less, and this causes a minimal power loss in the switches 17A and 17B.

I et annet utførelseseksempel (ikke vist) er motstanden 46 erstattet av en strømtransformator, og dette kan være ønskelig siden motstanden 46 innfører en impedans i til-ledningene til halvlederbryternes 17A og 17B "source"-elektrode, hvilket gir negativ motkobling og gjør det vanskeligere å drive bryterne. In another embodiment (not shown), the resistor 46 is replaced by a current transformer, and this may be desirable since the resistor 46 introduces an impedance in the leads to the "source" electrode of the semiconductor switches 17A and 17B, which gives negative feedback and makes it more difficult to operate the switches.

Hvis motstanden 46 erstattes av en slik strømtrans-formator vil dennes primærvikling benyttes til å avkjenne strøm-men i lampekretsen, mens sekundærviklingen transformerer opp spenningen til 2,5 V, hvilket gir en mer pålitelig strømdetek-sjon og eliminering av temperaturvariasjoner som ellers ville gjøre seg gjeldende i dioden 49. If the resistor 46 is replaced by such a current transformer, its primary winding will be used to detect current in the lamp circuit, while the secondary winding transforms the voltage up to 2.5 V, which provides a more reliable current detection and elimination of temperature variations that would otherwise current in the diode 49.

En egnet slik strømtransformator kan være en som benytter en toroidkjerne av ferritt, med en diameter på ca. 13 mm, to tørn i primærviklingen og en sekundærvikling som transformerer opp spenningen. A suitable such current transformer can be one that uses a toroid core of ferrite, with a diameter of approx. 13 mm, two mandrels in the primary winding and a secondary winding which transforms the voltage.

Av fig. 2B fremgår at strømmen til lampen 23 til-føres av en lampekrets som omfatter komponenter som virker som en spenningsdeler, hvilket skal forklares nærmere nedenfor. From fig. 2B shows that the current to the lamp 23 is supplied by a lamp circuit which includes components which act as a voltage divider, which will be explained in more detail below.

Når lampen 23 ikke leder, lades lampekretsens kondensator 62 til full driftsspenning 340 V hvilket tenner lampen, og deretter leder denne. When the lamp 23 does not conduct, the lamp circuit's capacitor 62 is charged to full operating voltage 340 V, which lights the lamp, and then it conducts.

Bryterne 17A og 17B sjalter så driftsspenningen 340 V over en spole 80 og lampen 23 i et periodisk pulstog. Dersom tilførselsspenningen er 115 V fra nettet, sjaltes i stedet 320 V over lampen 23. Spenningspulstoget resulterer i en lineær rampestrøm i spolen 80, og denne strøm når en fastlagt spissverdi som er bestemt av fabrikantens anbefalte maksimal-strøm. Operasjonsforsterkeren 86 (fig. 4) registrerer så om denne maksimalstrøm er nådd, og dersom det er tilfellet bringer forsterkeren 86 hjelpekretsens 52 pinne 10 til null hvilket slår bryterne 17A og 17B av. På denne måte holdes den regulerte strøm til lampen 23 konstant slik at lampeeffekten også holdes på ett og samme nivå. The switches 17A and 17B then switch the operating voltage 340 V across a coil 80 and the lamp 23 in a periodic pulse train. If the supply voltage is 115 V from the mains, instead 320 V is switched across the lamp 23. The voltage pulse train results in a linear ramp current in the coil 80, and this current reaches a fixed peak value which is determined by the manufacturer's recommended maximum current. The operational amplifier 86 (fig. 4) then registers whether this maximum current has been reached, and if this is the case, the amplifier 86 brings the pin 10 of the auxiliary circuit 52 to zero, which switches the switches 17A and 17B off. In this way, the regulated current to the lamp 23 is kept constant so that the lamp power is also kept at one and the same level.

Når halvlederbryterne 17A og 17B sperrer opphører det magnetiske felt i spolen 80, og den magnetiske energi setter opp en høy positiv spenning på den side av spolen som en diode 51 er tilkoblet, og denne diode fører da et strømstøt When the semiconductor switches 17A and 17B block, the magnetic field in the coil 80 ceases, and the magnetic energy sets up a high positive voltage on the side of the coil to which a diode 51 is connected, and this diode then conducts a current shock

fra spolen gjennom kondensatoren 62 og lampen 23. from the coil through the capacitor 62 and the lamp 23.

Deretter er spolen 80 klar til å motta ny strøm. Kondensatoren 62 filtrerer spenningen over lampen 23 og sørger dessuten for en returvei for spolen 80 dersom lampen 23 ikke skulle lede. The coil 80 is then ready to receive new current. The capacitor 62 filters the voltage across the lamp 23 and also provides a return path for the coil 80 should the lamp 23 not conduct.

Ballastreaktansen i samsvar med den foreliggende oppfinnelse har også en underspenningsbeskyttelse i form av kretsen 27, og dennes funksjon er å hindre at halvlederbryterne 17A og 17B ødelegges dersom tilførselsspenningen fra nettet faller til et nivå hvor utgangsspenningen fra den lavspente strømforsyningsenhet 13 også faller. Ved et slikt nivå ville spenningene til styreelektrodene på bryterne 17A og 17B av felteffekttypen reduseres mens disse leder full strøm, og dette ville medføre en så stor økning av den avgitte effekt i bryterne at de ville kunne ødelegges. The ballast reactance in accordance with the present invention also has an undervoltage protection in the form of the circuit 27, and its function is to prevent the semiconductor switches 17A and 17B from being destroyed if the supply voltage from the mains drops to a level where the output voltage from the low-voltage power supply unit 13 also drops. At such a level, the voltages to the control electrodes of the field effect type switches 17A and 17B would be reduced while these conduct full current, and this would entail such a large increase in the output power in the switches that they could be destroyed.

Kretsen 27 virker som følger: På fig. 2A fremgår at når spenningen over en zenerdiode 48 faller under et bestemt nedre nivå begynner transistoren 70 (fig. 2B) å lede. Dette bringer pinne 4 på hjelpekretsen 52 for pulsbredderegulering til +5 V, hvilket ved hjelp av dødtidskretsen 15 reduserer den strømførende periodetid for lampestyringen til null, og dette fører igjen til at selve lampestrømmen i lampen 23 opphører. Lampen 23 som da er varm kan ikke tennes på ny siden tennspen-ningen da er høyere enn den spenning som kretsen kan levere. The circuit 27 works as follows: In fig. 2A shows that when the voltage across a zener diode 48 falls below a certain lower level, the transistor 70 (fig. 2B) begins to conduct. This brings pin 4 of the auxiliary circuit 52 for pulse width regulation to +5 V, which by means of the dead time circuit 15 reduces the current-carrying period time for the lamp control to zero, and this in turn causes the actual lamp current in the lamp 23 to cease. The lamp 23, which is then hot, cannot be lit again since the ignition voltage is then higher than the voltage that the circuit can supply.

Ballastreaktansen som er beskrevet ovenfor er istand til å oppnå virkningsgrader på over 90%. Samtidig holdes effektforbruket fra nettet konstant innenfor - 2,5%, selv om nettspenningen varierer med - 10%. The ballast reactance described above is capable of achieving efficiencies of over 90%. At the same time, the power consumption from the grid is kept constant within - 2.5%, even if the grid voltage varies by - 10%.

Følgende eksempel viser typiske verdier som kan oppnås ved bruk av oppfinnelsen: The following example shows typical values that can be obtained using the invention:

EKSEMPEL EXAMPLE

Ballastytelse - 175 W Ballast power - 175 W

Tilført effekt (optimal) - 185 W Input power (optimal) - 185 W

Lampeeffekt (optimal) - 175 W Lamp power (optimal) - 175 W

Flere faktorer i oppfinnelsen bidrar til denne høye virkningsgrad, og disse omfatter: A. Likeretting av nettvekselspenningen til en pulserende likespenning med tilstrekkelig amplitude for å kunne tenne en høyintensitets gassutladningslampe. Dersom lampen er av kvikksølvdamptypen vil det måtte trenges en likespenning på minst 300 V. Several factors in the invention contribute to this high degree of efficiency, and these include: A. Rectification of the mains alternating voltage into a pulsating direct voltage with sufficient amplitude to be able to light a high-intensity gas discharge lamp. If the lamp is of the mercury vapor type, a DC voltage of at least 300 V will be required.

B. Anvendelse av en nedtransformasjons- eller deler-krets for effekttilførsel til lampen. Andre elektroniske ballastreaktanser, inklusive de som benytter mottaktskretser benytter gjerne opptransformasjon, men dette forutsetter at kraftforsyningen må levere tilnærmet to ganger lampestrømmen for å gi tilstrekkelig effekt til lampen. For en 175 W lampe trengs således ca. 1,3 A til en opptransformeringskrets. Imidlertid krever oppfinnelsens spenningsdelerkrets langt mindre strøm for å gi nødvendig effekt til lampen og i eksemplet med en 175 W lampe for 135 V, hvor lampen er en kvikksølvdamplampe trengs kun ca. halvparten av lampestrømmen fra kraftforsyningen, og det er således klart at anvendelsen av en nedtransformerings-krets av denne type fører til en høyere ballastreaktansvirk-ningsgrad. B. Use of a down-transformer or divider circuit for power supply to the lamp. Other electronic ballast reactances, including those that use counter clock circuits, often use step-up transformation, but this requires that the power supply must deliver approximately twice the lamp current to provide sufficient power for the lamp. For a 175 W lamp, approx. 1.3 A to a step-up transformer circuit. However, the voltage divider circuit of the invention requires far less current to provide the necessary power to the lamp and in the example of a 175 W lamp for 135 V, where the lamp is a mercury vapor lamp only approx. half of the lamp current from the power supply, and it is thus clear that the use of a down-transformation circuit of this type leads to a higher ballast reactance efficiency.

De spesielle komponenter i nedtransformeringskretsen som bidrar'til denne gode virkningsgrad omfatter anvendelsen av: The special components in the down-transformer circuit that contribute to this good efficiency include the use of:

1) Et magnetisk element eller en spole 80, 1) A magnetic element or coil 80,

2) et enkelt omsjalteelement som kan parallellkobles for større strømkapabilitet, 3) en tilbakekoblingssløyfe 19 for strømintegrasjon for regulering av strømmen i lampekretsen, 4) en diode 51 koblet fra utgangen av halvlederbryterne 17A og 17B til kraftforsyningen, 5) en kondensator 62 tvers over belastningen, dvs. lampen 23, og 2) a single switching element which can be paralleled for greater current capability, 3) a current integration feedback loop 19 for regulating the current in the lamp circuit, 4) a diode 51 connected from the output of the semiconductor switches 17A and 17B to the power supply, 5) a capacitor 62 across the load , i.e. the lamp 23, and

6) en driftsfrekvens i området 65 - 75 kHz. 6) an operating frequency in the range 65 - 75 kHz.

C. Anvendelsen av halvlederbrytere av felteffekttypen (hexfet eller mosfet) for omsjalting av strøm til lampen krever svært liten driveffekt for styringen, mens det ved be-nyttelse av bipolare sjaltekretser ville vært vanskelig å oppnå en tilsvarende virkningsgrad. D. Spolen 80 er utført som en solenoid med en vikling av flerkjernet lissetråd for øket godhet. C. The use of semiconductor switches of the field effect type (hexfet or mosfet) for switching current to the lamp requires very little driving power for the control, while it would be difficult to achieve a similar degree of efficiency when using bipolar switching circuits. D. The coil 80 is made as a solenoid with a winding of multi-core lace wire for increased goodness.

E. Hjelpekretsen 52 for pulsbredderegulering er ut-ført som en integrert krets, hvilket betyr at denne krets har lavt effektforbruk. E. The auxiliary circuit 52 for pulse width regulation is designed as an integrated circuit, which means that this circuit has low power consumption.

F. Det anvendes sjalteelementer hvis samlede påslagstid er under 50%. De to sjalteelementer som benyttes i en tradisjonell mottaktskobling har derimot hver en påslagstid på noe under 50%, hvilket gir en total påslagstid på nærmere 100%. F. Switching elements are used whose total duty cycle is less than 50%. On the other hand, the two switching elements used in a traditional counter-phase coupling each have a turn-on time of something under 50%, which gives a total turn-on time of close to 100%.

G. Spisstrømmen i de benyttede brytere 17A og 17B G. The peak current in the used switches 17A and 17B

av felteffekttypen og i spolen 80 er omkring to ganger den gjennomsnittlige strøm i lampen. I en typisk mottaktskrets i en elektronisk ballastreaktans er spisstrømmene typisk ca. fire ganger den gjennomsnittlige strøm i lampen. of the field effect type and in the coil 80 is about twice the average current in the lamp. In a typical feedback circuit in an electronic ballast reactance, the peak currents are typically approx. four times the average current in the lamp.

Claims

1. Ballast reactance for high intensity gas discharge lamps, for constant lamp power and network load, CHARACTERIZED BY a direct current source, a lamp circuit comprising a high intensity gas discharge lamp (23) and a coil (80) in series with the lamp, current feedback devices for recording the current in the lamp circuit, comparing this current with a reference current and generating an output signal, a pulse width modulator (16) which, depending on the output signal from the current feedback devices, varies the width of the direct current pulses that supply power to the lamp, a high-frequency oscillator (14 ), switch members (17A, 17B) which switch direct current to the lamp, and switching members (18) which are controlled by the oscillator and give commands to the switch members and thereby regulate the frequency of the direct current pulses which give power to the lamp.

2. Ballast reactance for high-intensity gas-discharge lamps, for constant lamp power and network load, CHARACTERIZED BY a direct current source, a lamp circuit comprising a high-intensity gas-discharge lamp (23), undervoltage protection means (27) for monitoring the voltage of the lamp circuit, comparing it with a determined value and interrupting the power supply to the lamp if the lamp circuit voltage is below the determined value, current feedback devices for recording the current in the lamp circuit, comparing this current with a reference current and generating an output signal, a pulse width modulator (16) which, depending on the output signal from the current feedback devices, varies the width of the direct current pulses that supply power to the lamp, a high-frequency oscillator (14 ), switch members (17A, 17B) which switch direct current to the lamp, and switching members (18) which are controlled by the oscillator and give commands to the switch members and thereby regulate the frequency of the direct current pulses which give power to the lamp.

3. Ballast reactance according to claim 1 or 2, further CHARACTERIZED BY voltage peak protection means (10) to prevent damage to the lamp circuit caused by short-term high voltages.

4. Ballast reactance according to claims 1 and 2, further CHARACTERIZED BY an interference filter (11) for high frequencies and which removes high-frequency signals from the ballast circuits.

5. Ballast reactance according to claims 1 and 2, further CHARACTERIZED BY a dead time circuit (15) whose output signal ensures that the pulse width modulator (16) varies the width of the direct current pulses which give power to the lamp, as this occurs in relation to a fixed value.

6. Ballast reactance according to claims 1 and 2, further CHARACTERIZED BY a low-voltage power supply unit (13) which supplies power to the pulse width modulator (16) and the high-frequency oscillator (14).

7. Ballast reactance according to claims 1 and 2, further CHARACTERIZED BY a daylight sensor (20) which causes the pulse width modulator to generate a zero pulse when the ambient light registered by the daylight sensor (20) is stronger than a determined light value.

8. Ballast reactance for high-intensity gas-discharge lamps, for constant lamp power and network load, CHARACTERIZED BY a direct current source, a lamp circuit comprising a high-intensity gas-discharge lamp (23), a coil (80) connected in series with the lamp, a capacitor (62) connected in parallel with the lamp, switching means (17A, 17B) which control direct current to the lamp, a diode (51) connected between the output of the switching means and the source of direct current, current feedback devices for recording the current in the lamp circuit, comparing this current with a reference current and generating an output signal, a pulse width modulator (16) which, depending on the output signal from the current feedback devices, varies the width of the direct current pulses that supply power to the lamp, a high-frequency oscillator (14 ), switch members (17A, 17B) which switch direct current to the lamp, and switching members (18) which are controlled by the oscillator and give commands to the switch members and thereby regulate the frequency of the direct current pulses which give power to the lamp.

9. Ballast reactance for high-intensity gas-discharge lamps, for constant lamp output and network load, CHARACTERIZED BY a direct current source, a lamp circuit comprising a high-intensity gas-discharge lamp (23), a voltage converter comprising: a coil (80) connected in series with the lamp, a capacitor ( 62) connected in parallel with the lamp, switching means (17A, 17B) which control direct current to the lamp, a diode (51) connected between the output of the switching means and the source of direct current, current feedback means for recording the current in the lamp circuit, comparing this current with a reference current and generating a output signal, a pulse width modulator (16) which, depending on the output signal from the current feedback means, varies the width of the direct current pulses which supply power to the lamp, a high frequency oscillator (14), switch means (17A, 17B) which switch direct current to the lamp, and switching means (18) which is controlled by the oscillator and gives command to the switch elements and thereby regulates is the frequency of the direct current pulses that give power to the lamp.

10. Ballast reactance according to claim 1, 2, 8 or 9, CHARACTERIZED IN THAT the direct current source consists of an alternating current source and means for rectifying the current from the alternating current source to pulsating direct current.

11. Ballast reactance according to claim 1, 8 or 9, CHARACTERIZED IN THAT the coil is a solenoid coil with a winding of multi-core lace wire.

12. Ballast reactance according to claim 1, 2, 8 or 9, CHARACTERIZED IN THAT the frequency of the high-frequency oscillator (14) is between 65 and 75 kHz.