NO851844L

NO851844L - REDUCTION OF HARMONIC CONTENT FOR NET OPERATED STATIC EXCHANGE RIGHTS THAT DRIVE GAS DISCHARGE LAMPS

Info

Publication number: NO851844L
Application number: NO851844A
Authority: NO
Inventors: Mohammed Helal
Original assignee: Minitronics Pty Ltd
Priority date: 1983-09-19
Filing date: 1985-05-09
Publication date: 1985-05-09

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører statisk ballaster for fluoreserende og gassutladningslamper, og oppfinnelsen tilveiebringer i særdeleshet en ballast hvor strømmen som trekkes fra nettet har en redusert harmonisk komponent sammenlignet med den kjente teknikks ballaster. The present invention relates to static ballasts for fluorescent and gas discharge lamps, and the invention provides in particular a ballast where the current drawn from the mains has a reduced harmonic component compared to the ballasts of the known technique.

Det er vanlig praksis å anvende transformatorer for å tilveiebringe effekt for elektroniske kretser fra nettilførselen. Denne fremgangsmåte tilveiebringer isolering, god regulering. Beskyttelse mot plutselig nettvariasjoner, og liten harmonisk forvrengning i spenningsbølgeformen tilhørende bølgeformen for strøm som trekkes fra tilførselen. Ulempene med å anvende transformatorer ved høy-effektsanvendelse gjenfinnes i deres størrelse, vekt og viklingstap, og av disse grunner velger brukere ofte å operere direkte fra nettilførselen uten å anvende en trans formator. It is common practice to use transformers to provide power for electronic circuits from the mains supply. This method provides isolation, good regulation. Protection against sudden mains variations, and small harmonic distortion in the voltage waveform associated with the waveform of current drawn from the supply. The disadvantages of using transformers in high-power applications are found in their size, weight and winding losses, and for these reasons users often choose to operate directly from the mains supply without using a transformer.

Hvor nettets toppotensiale er tilstrekkelig for den ønskede anvendelse, er det ikke uvanlig å oppnå en like-spenningstilførsel ved helbølgeliggeretting av nettet med en filterkondensator forbundet over den likerettede til-førsel for å redusere rippel. Med denne anordning lader kondensatoren kun når nettets toppspenning overskrider kondensatorspenningen, hvilket medfører en stor strøm-transient inn i kondensatoren ved hver topp av nettspenningen. Den resulterende nettstrøm er en serie av pulser som er adskilt med like intervaller, og disse plutselige transienter i strømmen har tendens til å forvrenge sinusformen hos nettspenningen, hvilket øker det harmoniske innholdet i tilførselen og medfører en dårlig effekt-faktor. En stor magnetisk drossel plassert foran hel-bølgebroen kan anvendes til å filtrere ut de høyere harmoniske i strømpulsene samtidig som grunnkomponenten passeres, men en slik drossel medfører imidlertid tap og er voluminøs. Where the network's peak potential is sufficient for the desired application, it is not unusual to achieve a direct voltage supply by full-wave rectification of the network with a filter capacitor connected across the rectified supply to reduce ripple. With this device, the capacitor only charges when the mains peak voltage exceeds the capacitor voltage, which causes a large current transient into the capacitor at each peak of the mains voltage. The resulting mains current is a series of pulses separated by equal intervals, and these sudden transients in the current tend to distort the sinusoidal form of the mains voltage, increasing the harmonic content of the supply and causing a poor power factor. A large magnetic choke placed in front of the full-wave bridge can be used to filter out the higher harmonics in the current pulses at the same time as the fundamental component is passed, but such a choke, however, entails losses and is bulky.

En mer praktisk løsning er å anvende hele delen av den fullstendig likerettede nettspenningen, for lading av kondensatoren. Dette kan oppnås ved å anvende en omvekslingsregulator, i hvilket tilfellet strømmen fordeles over en hel periode og er sinusformet, og med denne type av krets er det mulig å frembringe en utgangsspenning som er høyere enn toppinngangsspenningen. A more practical solution is to use the entire part of the fully rectified mains voltage for charging the capacitor. This can be achieved by using a switching regulator, in which case the current is distributed over a whole period and is sinusoidal, and with this type of circuit it is possible to produce an output voltage that is higher than the peak input voltage.

Kretsen ifølge den foreliggende oppfinnelse kombinerer funksjonen hos en omvekslingsregulator med en halvbrovekselretter til å danne en statisk ballast for fluoreserende og HID-lamper. The circuit of the present invention combines the function of a switching regulator with a half-bridge inverter to form a static ballast for fluorescent and HID lamps.

Ulempen med hver av de ovenfor beskrevne kretser er at spenningen over belastningen er i alt vesentlig likespenning, mens virkningsgraden for fluoreserende og gassutladningslamper øker med høyere tilførselsspenningsfrekvenser og derfor kan en fordel oppnås ved å anvende en veksel-retter for å drive slike lamper. The disadvantage of each of the circuits described above is that the voltage across the load is essentially direct voltage, while the efficiency of fluorescent and gas discharge lamps increases with higher supply voltage frequencies and therefore an advantage can be obtained by using an inverter to drive such lamps.

Ifølge et første trekk består den foreliggende oppfinnelse av en effektomformer, innbefattende likerettermiddel for å omdanne et vekslende tilførselpotensiale til et likerettet tilførselspotensiale, og vekselrettermiddel forbundet over nevnte likerettede tilførselspotensiale, idet nevnte vekselrettermiddel omfatter et vekselspenningsdelnettverk som har en utgang som i alt vesentlig forblir på et potensiale som er proporsjonalt med det likerettede til-førselspotensialet, en halvbroomvekslingskrets som har en utgang fra hvilken vekslende potensial frembringes, idet nevnte vekslende potensialer har en frekvens som er i alt vesentlig høyere enn den for tilførselspotensialet, idet nevnte omvekslingskrets er koplet over det likerettede tilførselspotensialet med frekvensen for nevnte vekslende potensiale, men i alt vesentlig isolert fra det likerettede tilførselspotensialet med frekvensen for tilførsels-potensialet, idet lagringsmiddel er forbundet over omveks lingskretsen for å opprettholde et i alt vesentlig likespenningspotensial over omvekslingskretsen for derved å sikre at nevnte vekslende potensiale har i alt vesentlig konstant amplitude, idet omvekslingskretsens utgang og vekselspenningsdelerens utgang definerer respektive sider av utgangen fra nevnte vekselrettermiddel. According to a first feature, the present invention consists of a power converter, including rectifier means for converting an alternating supply potential into a rectified supply potential, and inverter means connected across said rectified supply potential, said inverter means comprising an alternating voltage partial network which has an output which essentially remains on a potential which is proportional to the rectified supply potential, a half-bridge commutation circuit which has an output from which an alternating potential is produced, said alternating potentials having a frequency which is generally significantly higher than that of the supply potential, as said commutation circuit is connected across the rectified supply potential with the frequency of said alternating potential, but essentially isolated from the rectified supply potential with the frequency of the supply potential, storage means being connected across the alternating circuit to maintain a substantially constant direct voltage potential across the switching circuit to thereby ensure that said alternating potential has a substantially constant amplitude, the output of the switching circuit and the output of the alternating voltage divider defining respective sides of the output from said rectifier means.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer også en statisk (solid state) ballast som innbefatter effektom-formeren som ovenfor angitt. The present invention also provides a static (solid state) ballast which includes the power converter as indicated above.

Ifølge et annet trekk består den foreliggende oppfinnelse av en omvekslingsregulator som omfatter likerettermiddel til å omdanne et vekslende potensial fra en elektrisk til-førsel til en likerettet tilførselsespotensiale, en induktor og omvekslingselement forbundet i serie over det likerettede potensialet, en diode, hvis anode er forbundet med forbindelsespunktet mellom induktoren og omvekslingselementet og hvis katode definerer regulatorens utgang, og lagringsmiddel forbundet over regulatorens utgang, idet omvekslingselementet styres av et pulset omvekslingssignal som tilveiebringes av en omvekslingsstyrekrets, idet det pulsede signal har en frekvens som styres til å øke med avtagende spenning på regulatorutgangen, idet nevnte regulator kjennetegnes ved at en parameter for pulssignalet varieres som reaksjon på det øyeblikkelige likerettede tilførselspotensialet til å styre bølgeformen hos den strøm som flyter fra tilførselen. According to another aspect, the present invention consists of a commutation regulator comprising rectifier means for converting an alternating potential from an electrical supply to a rectified supply potential, an inductor and commutation element connected in series across the rectified potential, a diode, the anode of which is connected with the connection point between the inductor and the commutation element and whose cathode defines the output of the regulator, and storage means connected across the output of the regulator, the commutation element being controlled by a pulsed commutation signal provided by a commutation control circuit, the pulsed signal having a frequency which is controlled to increase with decreasing voltage at the regulator output , said regulator being characterized in that a parameter for the pulse signal is varied in response to the instantaneous rectified supply potential to control the waveform of the current flowing from the supply.

I en utførelsesform av oppfinnelsen styres pulsbredden til å være omvendt proporsjonal med inngangsspenningen og frekvensen er proporsjonal med feilen i utgangsspenningen, mens i en annen utførelsesform pulsbredden er konstant og frekvensen er proporsjonal med både inngangsspenning og utgangsfeilspenningen. In one embodiment of the invention, the pulse width is controlled to be inversely proportional to the input voltage and the frequency is proportional to the error in the output voltage, while in another embodiment the pulse width is constant and the frequency is proportional to both the input voltage and the output error voltage.

Utførelsesformer av oppfinnelsen vil nå bli beskrevet i eksempelform med henvisning til de vedlagte tegninger hvor: Fig. 1 illustrerer kretsskjemaet for en første utfør-elsesform av oppfinnelsen. Fig. 2 illustrerer grafisk strømmen som trekkes av kretsen i fig. 1 når kondensatoren C3er valgt til å være for stor. Fig. 3 illustrerer grafisk strømmen som trekkes av kretsen i fig. 1 når kondensatoren C3er riktig valgt. Fig. 4 illustrerer en omvekslingsregulator ifølge en Embodiments of the invention will now be described in exemplary form with reference to the attached drawings where: Fig. 1 illustrates the circuit diagram for a first embodiment of the invention. Fig. 2 graphically illustrates the current drawn by the circuit in Fig. 1 when the capacitor C3 is chosen to be too large. Fig. 3 graphically illustrates the current drawn by the circuit in Fig. 1 when the capacitor C3 is correctly selected. Fig. 4 illustrates a switching regulator according to a

andre form av oppfinnelsen.second form of the invention.

Fig. 5 illustrerer flere bølgeformer som representerer signalnivåer i kretsen i fig. 3 for (a) høye og (b) redusert lastbetingelser når både pulsbredden og frekvensen styres. Fig. 6 illustrerer lignende bølgeformer som de i fig. 5 (a) og (b) for et system hvor kun pulsfrekvensen styres. Fig. 5 illustrates several waveforms representing signal levels in the circuit of Fig. 3 for (a) high and (b) reduced load conditions when both the pulse width and the frequency are controlled. Fig. 6 illustrates similar waveforms to those in fig. 5 (a) and (b) for a system where only the pulse frequency is controlled.

Fig. 7 illustrerer skjematisk regulatoren i fig. 4 i Fig. 7 schematically illustrates the regulator in fig. 4 in

nærmere detalj.further detail.

Fig. 8 illustrerer skjematisk en annen utførelsesform av regulatoren laget ifølge den foreliggende oppfinnelse. Fig. 8 schematically illustrates another embodiment of the regulator made according to the present invention.

Idet det henvises til fig. 1 innbefatter en statisk (solid state) ballast ifølge den foreliggende oppfinnelse en bro-likeretter D1-D4 som er forbundet med nettilførselen for å frembringe en helbølgelikerettet spenningbølgeform mellom punktene B og C. En kondensator C3er forbundet mellom punktene B og C via et diodepar D5og Dg, slik at kondensatoren C3er isolert fra punktene B og C bortsett fra når spenningen VB(-, over disse punkter overskrider spenningen over C3. Spenningen VDFover C3er i alt vesentlig konstant med en liten rippel p.g.a. utladningen av kondensatoren C3mellom toppene i VBq og gjenoppladningen av kondensatoren C3når VBq nærmer seg sin toppverdi. Referring to fig. 1, a static (solid state) ballast according to the present invention includes a bridge rectifier D1-D4 which is connected to the mains supply to produce a full-wave rectified voltage waveform between points B and C. A capacitor C3 is connected between points B and C via a diode pair D5 and Dg, so that the capacitor C3 is isolated from points B and C except when the voltage VB(-, across these points exceeds the voltage across C3. The voltage VDF over C3 is essentially constant with a small ripple due to the discharge of the capacitor C3 between the peaks in VBq and the recharging of the capacitor C3 when VBq approaches its peak value.

En halvbrovekselretterkrets er forbundet mellom punktene B, C, D og F og omfatter et kondensatorpar C-^ og C2som danner en vekselspenningsdel, og et par transistorbrytere Ql°g Q2som vekselvis innkoples for å tilføre enten potensialet ved punktet D eller det ved punktet F til punktet A. Vekselsspenningsdeleren er anbragt til å frembringe en spenning VECmellom punkter E og C som er i alt vesentlig lik 1/2 VBC, og som et resultat er spenningen V"aE som danner vekselretterens utmatning en firkantbølge som har et topp-til-topp spenningssving lik VDFog hvor gjennomsnittsverdien av nevnte firkantbølge moduleres av spenningen - VE(-,. A half-bridge inverter circuit is connected between points B, C, D and F and comprises a pair of capacitors C-^ and C2 forming an AC voltage section, and a pair of transistor switches Ql°g Q2 which are alternately switched on to supply either the potential at point D or that at point F to point A. The AC voltage divider is arranged to produce a voltage VEC between points E and C which is substantially equal to 1/2 VBC, and as a result the voltage V"aE forming the output of the inverter is a square wave having a peak-to-peak voltage swing equal to VDF and where the average value of said square wave is modulated by the voltage - VE(-,.

Hver av kondensatorene C4og C5, som respektive er forbundet over dioder D5og Dg tilveiebringer en høyfrekvens shunt rundt dens respektive diode slik at punkter D og F isoleres fra punkter B og C ved hjelp av diodene D5og Dg ved rippelfrekvensen av VB(-,, men forbindes via C4og C5ved omvekslingsf rekvensen for transistorene Q-^og Q2 • I den foretrukne utførelsesform er omvekslingsfrekvensen 25 KHz, men verdien av denne frekvens er imidlertid ikke vesentlig for kretsens operasjon. Each of the capacitors C4 and C5, respectively connected across diodes D5 and Dg provides a high frequency shunt around its respective diode so that points D and F are isolated from points B and C by means of diodes D5 and Dg at the ripple frequency of VB(-,, but connected via C4 and C5 at the switching frequency for the transistors Q-^ and Q2 • In the preferred embodiment, the switching frequency is 25 KHz, but the value of this frequency is however not significant for the operation of the circuit.

Vekselretterkretsen innbefatter også dioder D7og Dg som hindrer spenningen VBEmellom punkter B og E og spenningen V"ec mellom punkter E og C i og bli negativ i verdi med mer enn et diodespenningsfall, mens dioder Dg og D^q tjener til å beskytte Q-^og Q2mot spenningspolaritet omsnuinger mellom henholdsvis punkter D og A, og A og F. The inverter circuit also includes diodes D7 and Dg which prevent the voltage VBE between points B and E and the voltage V"ec between points E and C from becoming negative in value with more than one diode voltage drop, while diodes Dg and D^q serve to protect Q-^ and Q2 against voltage polarity reversals between points D and A, and A and F respectively.

Under drift trekkes vekselretterens utgangsstrøm som flyter mellom punkter A og E alt overveiende fra nettet via C4og C5, som hver har en lav impedans ved vekselretterens omvekslingfrekvens. Kondensatoren C3 , som er en elektrolytisk kondensator, tjener til å opprettholde et i alt vesentlig konstant potensiale mellom punktene D og F. Verdiene av kondensatorene C3, C4og C5velges til å passe til utgangsbelastningen som er forbundet med kretsen og velges slik at strømmen som trekkes fra tilførselen nærmer seg en sinusbølgeform. During operation, the inverter's output current flowing between points A and E is drawn predominantly from the grid via C4 and C5, each of which has a low impedance at the inverter's switching frequency. Capacitor C3, which is an electrolytic capacitor, serves to maintain an essentially constant potential between points D and F. The values of capacitors C3, C4, and C5 are chosen to match the output load connected to the circuit and are chosen so that the current drawn from the supply approaches a sine wave form.

Med henvisning til fig. 2 vil strømmen som trekkes fra nettilførselen, når C3velges til å være for stor, har en skarp tropp 10 under den perioden når kondensatoren C3lades. Når C3velges til å være for stor, er fallet i kondensatorspenning på grunn av utladning gjennom vekselretterens belastning så liten at diodene D5og Dg kun er forspent i lederetning under en kort periode ved hver topp av den helbølgelikerettede spenningen VBC. Som et resultat at dette må kondensatoren C3lades fullt under denne korte perioden, og ettersom en større kondensator vil ha en mindre impedans, vil kondensatoren være i stand til å lade med en tilstrekkelig høy hastighet til å skape en stor topp i den strømmen som trekkes fra tilførselen. With reference to fig. 2, the current drawn from the mains supply, when C3 is chosen to be too large, will have a sharp drop 10 during the period when the capacitor C3 is charged. When C3 is chosen to be too large, the drop in capacitor voltage due to discharge through the inverter's load is so small that diodes D5 and Dg are only forward biased for a short period at each peak of the full-wave rectified voltage VBC. As a result, the capacitor C3 must be fully charged during this short period, and as a larger capacitor will have a smaller impedance, the capacitor will be able to charge at a sufficiently high rate to create a large peak in the current drawn. the supply.

Under den periode når C3ikke lades, trekkes vekselretter-utgangsstrøm både fra nettilf ørselen og fra C3slik at strømmen som trekkes fra nettet har en i alt vesentlig sinusformet bølgeform 11 og, idet det henvises til fig. 3, når C3velges riktig vil kondensatorladestrømmen 10 ikke i alvorlig grad påvirke sinusformen av strømmens bølgeform. Når C3velges til å være for liten, vil spenningen VDp ha for stor rippel, hvilket medfører uakseptable variasjoner i topp-til-topp verdien av firkantbølgekomponenten av vekselretterutgangsspenningen Vpj?> som i s^- n tur vil bevirke blunking i lysutmatningen på lampen. During the period when C3 is not charged, inverter output current is drawn both from the mains supply and from C3 so that the current drawn from the mains has an essentially sinusoidal waveform 11 and, referring to fig. 3, when C3 is chosen correctly, the capacitor charging current 10 will not seriously affect the sinusoid of the current waveform. When C3 is chosen to be too small, the voltage VDp will have too much ripple, which causes unacceptable variations in the peak-to-peak value of the square wave component of the inverter output voltage Vpj?> which in turn will cause flickering in the light output of the lamp.

Idet det på ny henvises til fig. 1, omfatter vekselretterens belastning iduktur L-^, kondensator Cg og en fluoreserende lampe P. Kondensatoren Cg og induktoren L-^har verdier som er valgt til å tillate kombinasjonen og komme i resonans ved vekselretterens omvekslingsfrekvens. Under perioden før lampen tenner, flyter strøm gjennom kondensatoren Cg via begge oppvarmingselementer i lampen og spenningen over Cg vil nå en toppverdi som tillater røret å tenne. Etter at røret har tent, blir kondensatoren Cg shuntet av røret og induktoren L-^ tjener til å begrense strømmen gjennom røret. Referring again to fig. 1, the inverter load comprises inductor L-^, capacitor Cg and a fluorescent lamp P. The capacitor Cg and inductor L-^ have values chosen to allow the combination to resonate at the inverter's switching frequency. During the period before the lamp lights, current flows through the capacitor Cg via both heating elements in the lamp and the voltage across Cg will reach a peak value that allows the tube to light. After the tube has ignited, the capacitor Cg is shunted by the tube and the inductor L-^ serves to limit the current through the tube.

Når kretsen ifølge den foreliggende oppfinnelse anvendes til å drive fluoreserende (lysrør) ellér gassutladningslamper, kan dimming av lampen lett oppnås ved å redusere tilførselsspenningen til likeretteren D^-D^. When the circuit according to the present invention is used to drive fluorescent (fluorescent tubes) or gas discharge lamps, dimming of the lamp can easily be achieved by reducing the supply voltage to the rectifier D^-D^.

Fig. 4 illustrerer en krets som drives direkte fra nettet for å frembringe en konstant likespenning, og som kan anvendes til å mate vekselretteren for fluoreserende lamper (lysrør). Kretsen i fig. 4 trekker en i alt vesentlig sinusformet strøm fra nettilførselen. Fig. 4 illustrates a circuit which is powered directly from the mains to produce a constant direct voltage, and which can be used to feed the inverter for fluorescent lamps (fluorescent tubes). The circuit in fig. 4 draws an essentially sinusoidal current from the mains supply.

Med henvisning til fig. 4, er nettspenningen fullstendig likerettet via diodebroen D21-I-)24* En omve^slingsregula-tor strømstyre (SRCC) krets frembringer pulser med periode som er omvendt proporsjonal med amplitudene hos helbølge-spenningen og frekvensen proporsjonal med utgangsstrømmen som trekkes av belastningen 26. ;Transistoren Q21 drives som en bryter via oscillatoren (SRCC og motstand R21) slik at når den er "på", blir dioden D25forspent i sperreretning, og strøm i induktoren L10 stiger lineært og lagrer energi som er lik 1/2 LI 2, hvor L = induktansen av ^ 21°9* -"-^ toppstrøm i induktoren L2I'With reference to fig. 4, the mains voltage is fully rectified via the diode bridge D21-I-)24* A switching regulator current control (SRCC) circuit produces pulses with period inversely proportional to the amplitudes of the full-wave voltage and frequency proportional to the output current drawn by the load 26 .;The transistor Q21 is operated as a switch via the oscillator (SRCC and resistor R21) so that when it is "on", the diode D25 is reverse biased, and the current in the inductor L10 rises linearly and stores energy equal to 1/2 LI 2, where L = the inductance of ^ 21°9* -"-^ peak current in the inductor L2I'

Idet Q2ikopler til "av", blir denne lagrede energi frigitt via dioden D25som lader kondensatoren C21• As Q2 switches to "off", this stored energy is released via diode D25 which charges capacitor C21•

En serie av slike pulser vil opprettholde kondensator-ladningen, derfor belastningsspenningen over kondensatoren til en verdi som er over topphelbølgespenningen Vp, og dioden D25er derfor alltid ikke-ledende når Q21er i "på" tilstanden. A series of such pulses will maintain the capacitor charge, therefore the load voltage across the capacitor to a value that is above the peak full-wave voltage Vp, and diode D25 is therefore always non-conducting when Q21 is in the "on" state.

Drivoscillatorkretsen (SRCC) overvåker likespenningen over belastningen via tilbakekoplingsledningen M og justerer følgelig dens frekvens for å regulere spenningen ifølge belastningskravene. Levert utmatning er proporsjonal med regulatorfrekvensen. Lagret energi i spolen The drive oscillator circuit (SRCC) monitors the DC voltage across the load via the feedback line M and accordingly adjusts its frequency to regulate the voltage according to the load requirements. Delivered output is proportional to the regulator frequency. Stored energy in the coil

■^21 er proporsjonal med varigheten av drivpulsen og amplituden av den påtrykte spenning. Ettersom amplituden av inngangsspenningen varierer som en helbølge, velges omvekslingspulsens bredde til å være større under begynnelsesdelen av helbølgen og reduseres med økende inngangsspenning, gjennom hele perioden, se (fig. 5). Det bør bemerkes at endring av antallet av pulstog innenfor en periode ikke påvirker forholdet mellom pulsbredde og amplituden av inngangsspenningen. ■^21 is proportional to the duration of the drive pulse and the amplitude of the applied voltage. As the amplitude of the input voltage varies as a full wave, the switching pulse width is chosen to be larger during the initial part of the full wave and decreases with increasing input voltage, throughout the entire period, see (Fig. 5). It should be noted that changing the number of pulse trains within a period does not affect the relationship between pulse width and the amplitude of the input voltage.

Et alternativt valg ved omveksling kan brukes, hvorved pulsbredden holdes konstant og kun pulsfrekvensen varieres, idet antallet av pulser som leveres under den inn-ledende del av helbølgen er stort, men avtar i omvendt proporsjon med amplituden for helbølgen. Dette er vist i fig. 6. Effekt som leveres til belastningen kan endres ved endre det totale antallet av pulser innenfor hver periode. An alternative choice for switching can be used, whereby the pulse width is kept constant and only the pulse frequency is varied, as the number of pulses delivered during the introductory part of the full wave is large, but decreases in inverse proportion to the amplitude of the full wave. This is shown in fig. 6. Power delivered to the load can be changed by changing the total number of pulses within each period.

Idet det vises til fig. 7, vil en konstruksjon av en pulsbredde modulert omvekslingsregulator bli diskutert i nærmere detalj. IC-^anvendes som en astabil multivibra-tor, hvor varigheten av hver utgangspuls bestemmes av den tid som medgår for ladning av kondensatoren C33/ idet denne ladtid styres av seriemotstandskombinasjonen R43, R44og transistoren Q33som drives direkte fra den hel-likerettede bølgen ved punkt G, via motstandene R^ q- For å korrigere for faseforskyvningsvirkning av signalet ved punkt J, på grunn av basis-emitter overgangskapasitansen i<0>33, settes en serie nettverk bestående av R37, C^ i i parallell med R38. Referring to fig. 7, a construction of a pulse width modulated switching regulator will be discussed in more detail. IC-^ is used as an astable multivibrator, where the duration of each output pulse is determined by the time required for charging the capacitor C33/, this charging time being controlled by the series resistance combination R43, R44 and the transistor Q33, which is driven directly from the fully rectified wave at point G , via the resistors R^ q- To correct for the phase shift effect of the signal at point J, due to the base-emitter junction capacitance i<0>33, a series network consisting of R37, C^ i is placed in parallel with R38.

Ettersom spenningen i punkt K således nærmer seg 2/3 Vcc verdien, blir spenningen i punkt L nær Vcc. Når terskel-spenningen nås i punkt K, detekteres den av den interne komparator i 555 I.C., som i sin tur driver spenninger på pinnene 3 og 7 til 0. Dioden D37hindrer kondensatoren C33fra å utlade seg gjennom pinne 7, mens strømmer gjennom motstander R43og R44bringes til tilførselens jord via pinnen 7. Transistorene Q31 og Q32bestemmer utladningshastigheten for kondensatoren c33»hvilken bestemmer tidsintervallet mellom hver av utgangspulsene på pinne 3. To tilbakekoplingsnettverk overvåker likespenningen i punkt M. As the voltage at point K thus approaches the 2/3 Vcc value, the voltage at point L becomes close to Vcc. When the threshold voltage is reached at point K, it is detected by the internal comparator in the 555 I.C., which in turn drives voltages on pins 3 and 7 to 0. Diode D37 prevents capacitor C33 from discharging through pin 7, while currents through resistors R43 and R44 are brought to the ground of the supply via pin 7. Transistors Q31 and Q32 determine the discharge rate of capacitor c33»which determines the time interval between each of the output pulses on pin 3. Two feedback networks monitor the DC voltage at point M.

Et slikt nettverk består av R^ i , R33og<D>35, hvilket gir en "hurtig" respons, mens det andre består av R32'<R>34/R35og C3£som gir en "sakte" respons. Sakte variasjoner i likespenningen på punkt M overvåkes av sistnevnte nettverk bestående av C^^ i<R>32<»><R>34 og R35/slik at en økning i Vdci realiteten driver Q31<y>tterligere inn i "på" ti-^standen. Samtidig drives transistoren Q32inn i "av" tilstanden som øker utladningshastigheten for konden satoren C33, hvilket reduserer vekselretterens frekvens, og V^creduseres følgelig til en stabil verdi. One such network consists of R^ i , R33 and<D>35, which gives a "fast" response, while the other consists of R32'<R>34/R35 and C3£ which gives a "slow" response. Slow variations in the DC voltage at point M are monitored by the latter network consisting of C^^ i<R>32<»><R>34 and R35/so that an increase in Vdci actually drives Q31<y>further into "on" ten -^the stand. At the same time, the transistor Q32 is driven into the "off" state which increases the discharge rate of the capacitor C33, which reduces the frequency of the inverter, and V^ is consequently reduced to a stable value.

Plutselige variasjoner i V(jckan forventes slik som når belastningen fjernes. Nettet bestående av R^ l' ^33°9<D>35overvåker slike forstyrrelser og regulerer V^ci samsvar dermed. Sudden variations in V(jck can be expected such as when the load is removed. The network consisting of R^ l' ^33°9<D>35 monitors such disturbances and regulates V^ci accordingly.

<R>46 °9D36si^rer at<Q>32er"av" mens signal på pinne 3 er "høyt", hvorved ladeperioden for C33gjøres fullstendig uavhengig av utladningsperioden. <R>46 °9D36 ensures that <Q>32 is "off" while the signal on pin 3 is "high", whereby the charging period for C33 is made completely independent of the discharging period.

Q34, h^iog<D>3g trinnforskyver oppad helbølgen i punkt G til den ønskede likespenning ifølge signalet på punkt D i det beskrevne system. Q34, h^iog<D>3g step shifts upwards the full wave at point G to the desired DC voltage according to the signal at point D in the described system.

Behovet for et "sakte" tilbakekoplingsnettverk oppstår på grunn av rippel som er tilstede på Vdc. Slik rippel bevirkes av variasjoner i intensiteten av energi som leveres til kondensatoren C35under hver periode, og vil bli ansett som små variasjonen i V(jc av tilbakekoplings-avfølertransistorene Q 31 og Q32hvilket medfører forvrengning i strømmen fra nettet. For å unngå denne tilstand utjevner kondensatoren C3g rippelinnholdet i det tilbake-koplede signalet, og tillater derfor at en jevnt sym-metrisk nettstrøm kan trekkes. The need for a "slow" feedback network arises because of the ripple present on Vdc. Such ripple is caused by variations in the intensity of energy delivered to the capacitor C35 during each period, and will be considered small the variation in V(jc of the feedback sensing transistors Q 31 and Q32 which causes distortion in the current from the grid. To avoid this condition, the capacitor equalizes C3g the ripple content of the feedback signal, and therefore allows a smoothly symmetrical mains current to be drawn.

Idet det nå skal vises til fig. 8, erstattes den fast opp-koplede omvekslingsregulatorstrømstyrekretsen (Switching Regulator Current Control Circut) av en mikroprosessor basert SRCC krets, hvor modulasjonsspenningen VNog til-bakekoplingsspenningen VM er forbundet med inngangene hos en analog/digital omdanner (ADC) 101 som tillater disse signaler å bli overvåket av mikroprosessoren (UP) 102. Mikroprosessoren 102 beregner den nødvendige pulsbredden og frekvensparameterene og anvender disse til å styre pulsbreddemodulatoren (PWM) 103 for å frembringe SRCC ut- gangssignalet V-^ som driver transistoren Q54via mot-standen Rg5«As reference is now made to fig. 8, the fixed switching regulator current control circuit (Switching Regulator Current Control Circuit) is replaced by a microprocessor based SRCC circuit, where the modulation voltage VN and the feedback voltage VM are connected to the inputs of an analog/digital converter (ADC) 101 which allows these signals to be monitored by the microprocessor (UP) 102. The microprocessor 102 calculates the required pulse width and frequency parameters and uses these to control the pulse width modulator (PWM) 103 to produce the SRCC output signal V-^ which drives the transistor Q54 via the resistor Rg5«

Prosessoren er også forsynt med en seriemessig l/O kommunikasjonsport Dg som kan anvendes til å fjernstyre SRCC kretsen, mens forskjellige andre styrespenningsinn-ganger og styre l/O kretser er tilveiebragt for å muliggjøre fleksibel bruk av regulatoren. The processor is also provided with a serial l/O communication port Dg which can be used to remotely control the SRCC circuit, while various other control voltage inputs and control l/O circuits are provided to enable flexible use of the regulator.

Ettersom inngangsstrømmen til kretsen i fig. 8 bestemmes av programmet som befinner seg i mikroprosessoren 102, muliggjør denne krets anvendelser hvor "forming" av inn-gangsstrømmen kreves. Under disse omstendigheter kan systemet programmeres til å "konsumere" kun de ønskede deler av nettperioden, og således kan en hvilken som helst strømform frembringes over en del av eller hele nettperioden . Since the input current to the circuit in Fig. 8 is determined by the program residing in the microprocessor 102, this circuit enables applications where "shaping" of the input current is required. Under these circumstances, the system can be programmed to "consume" only the desired parts of the grid period, and thus any form of current can be produced over part or all of the grid period.

Det vil forstås av fagfolk at tallrike variasjoner og modifikasjoner kan foretas på oppfinnelsen som beskrevet ovenfor uten å avvike fra oppfinnelsens ide og omfang som grovt beskrevet. It will be understood by those skilled in the art that numerous variations and modifications can be made to the invention as described above without deviating from the idea and scope of the invention as roughly described.

Claims

1. Power converter, characterized in that it includes rectifier means for converting an alternating supply potential into a rectified supply potential, and rectifier means connected across said rectified supply potential, said rectifier means comprising an alternating voltage dividing network which has an output which essentially remains at a potential proportional to the rectified the supply potential, a half-bridge switching circuit which has an output from which an alternating potential is produced, said alternating potential having a frequency substantially higher than that of the supply potential, said switching circuit being connected via the rectified supply potential with the frequency of said alternating potential, but in total substantially isolated from the rectified supply potential with the frequency of the supply potential, storage means being connected across the commutation circuit to maintain an overall substantial direct voltage potential across commutation the circuit thereby ensuring that said alternating potential is essentially constant in amplitude, as the switching circuit's output and the alternating voltage divider's output define respective sides of the output from said rectifier means.

2. Power converter as specified in claim 1, characterized in that the storage means is a capacitor which is charged from the rectified supply potential via a pair of diodes, said diodes being predominantly biased in the blocking direction as soon as the capacitor has been charged to a value equal to a peak of the the rectified supply potential.

3. Power converter as stated in claim 2, characterized in that said high-frequency coupling for the switching circuit comprises a capacitor which is connected across each of said diodes.

4. Power converter as specified in claim 3, characterized in that the AC voltage divider network comprises a pair of capacitors of equal value connected in series, the connection point between the capacitors being the divider output.

5. Power converter as specified in claim 4, characterized in that the conversion circuit comprises a pair of NPN transistors which are connected in series, the collector of the first of the transistors being connected to the positive side of the storage medium, the emitter of the second transistor being connected to the negative side of the storage means and the emitter of the first transistor are connected to the collector of the second transistor to form the output of the switching circuit.

6. Power converter as stated in claim 5, characterized in that a diode is connected in series with the emitter of each transistor.

7. Static (solid state) ballast, characterized in that it comprises a power converter as set forth in any one of claims 1 to 6 and current limiting means connected to the output of said converter to limit current flowing through a gas discharge lamp, when connected above said converter output.

8. Static ballast as stated in claim 7, characterized in that the current limiting means comprises an inductance connected in series with said lamp.

9. Static ballast as specified in claim 8, characterized in that starter means are provided to heat the electrodes in said lamp.

10. Static ballast as specified in claim 9, characterized in that the starting means comprises a capacitor connected between the heating elements in said lamp so that the heating elements and said capacitor are connected in series across the converter's output.

11. Static ballast as stated in claim 10, characterized in that the current drawn by the power converter is essentially sinusoidal, thereby reducing the harmonic content of the current from the network.

12. Switching regulator comprising rectifier means for converting an alternating potential of an electrical supply to a rectified supply potential, an inductor and switching element connected in series across the rectified potential, a diode, the anode of which is connected to the connection point between the inductor and the switching element, and whose cathode defines the output of the regulator, the storage means being connected across the regulator's output, the switching element being controlled by a pulsed switching signal provided by a switching control circuit, the pulsed signal having a frequency which is controlled to increase with decreasing voltage at the regulator's output, said regulator being characterized by a parameter of the pulse signal is varied in response to the instantaneous rectified supply potential to control the waveform of the current flowing from the supply.

13. Regulator as stated in claim 12, characterized in that the frequency of said pulsed signal is reduced with increasing instantaneous rectified supply potential.

14. Regulator as stated in claim 13, characterized in that the pulse width of said pulse signal is reduced with increasing instantaneous rectified supply potential.

15. Regulator as specified in claim 12, 13 or 14, characterized in that the switching control circuit is a voltage-controlled oscillator.

16. Regulator as stated in claim 12, 13 or 14, characterized in that the conversion control circuit comprises a microprocessor, a pulse generation circuit controlled by said microprocessor circuit and an analog/digital converter coupled to the microprocessor to convert signals representing the regulator's output voltage and the rectified supply potential into digital signals which is then used by the microprocessor to determine the desired output from the pulse generation circuit.