NO843858L - Signalbehandling og syntetiseringsfremgangsmaate og anordning - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse angår behandlingen og syntetiseringen av komplekse signaler, og mer spesielt angår den en ny fremgangsmåte og anordning for behandling og identifisering av komponentene til et komplekst signal og for syntetisering av komplekse signaler i hvilke signalkomponenter blir identifisert uttrykt ved diskrete lokaliseringer i en en-eller flerdimensjonal representasjon, avledet av målingen og/eller genereringen av i det minste tidsavsnittet eller varigheten og dempningen av signalkomponentene som utgjør den komplekse bølgeformen som blir behandlet eller frem-bakt.

Analyseringen og syntetiseringen av komplekse bølgeformer er vel utviklet og anvendes i et stort antall områder. F.eks. er analysering av akustiske signaler som har komplekse bølgeformer frembrakt av en eller flere adskilte kilder vel kjent. På samme måte er analysering av signal-bølgeformer av elektriske signaler, seismiske signaler og andre signaler vel kjent anvendt ved talebehandlirig, om-givelsesavføling, biomedisinsk signalanalyse og lignende. Ekvivalente systemer er kjent anvendt til generering av komplekse bølgeformer i f.eks. områder som musikksynteti-sering, frembringelse av kunstig tale og lignende.

I det foreliggende kjente akustiske systemene er det mulig å oppnå ønsket informasjon bare fra enkle bølgeformer og fra enkelkildeobjekter så som en enkelt høytaler mot en lav bakgrunnsstøy. Virkningen av faktorer så som amplitude, dynamisk rekkevidde, uttale og kjønnet til taleren vil forårsake kompleksitet og uakseptabelt resultat ved tale-analyseutstyr. Lignende problemer eksisterer ved bølge-formanalyse av signaler frembrakt av kilder andre enn den menneskelige stemme. Disse systemer som eksisterer er relativt kostbare og anvender vesentlig inngangsenergi ved driften på grunn av kompleks struktur og komplekse behand-lingsalgoritmer.

I virkeligheten er alle eksisterende komplekssignalanaly-sesystemer basert på en form for Fourier- eller spektral-analyse eller, mer generelt, på anvendelsen av minste kva-dratberegninger av polynomfunksjoner. Slike metoder har en felles ulempe ved at under behandlingssekvensen tapes viktig informasjon på grunn av behovet for et relativt langt måleintervall som er nødvendig for å estimere eller beregne polynomkoeffesientene til en Fourier-rekke. Siden måle-intervallet må være relativt langt, taper måleprosessen informasjon som er relatert til "tidsavsnittet" som knyt-ter seg til tidspunktet ved hvilket et nytt individuelt signal innenfor bølgeformen har startet. På grunn av denne begrensningen kan Fourier-typeanalyseteknikk ikke identifisere flerkildeobjekter som opptrer samtidig innenfor observasjonsintervallet eller målingen av en kompleks bøl-geform frembrakt av flere objekter.

Dersom intervallet for beregning av polynomkoeffesientene blir redusert i et spektralanalysesystem, for å bedre tidsavsnittnøyaktigheten, blir nøyaktigheten til den mid-lere kvadratberegningen av kildefunksjonen redusert. Føl-gelig vil ved Fourier-analyse spekteret bli mer og mer uklart ettersom utvalgsvinduet reduseres i tid.

Vanskelighetene med de foreliggende systemer for å analysere stokastiske signaler blir summert ved en kjent tids-frekvensusikkerhet som spesifiserer at nøyaktigheten i et frekvensområde krever lav oppløsning i tidsområdet og om-vendt. Dette er beskrevet f.eks. i artikkelen av D. Gabor, med tittel "Theory of Communication", Journal of IEEE, vol. 39, Part III, nr. 26, november, 1946. Problemet nevnt ovenfor er også beskrevet av S.M. Kay og S.L. Marple, "Spectrum Analysis - A Modern Perspective", IEEE-Proceedings, vol. 69, november, 1981, pp. 1380-1419 og av H. Bremerman, "Pattern Recognition, Functions and Entropy", IEEE, Transactions on Biomedical Engineering, vol. BME-15, nr. 3, juli, 1968.

Det er interessant å merke seg at det menneskelige øret har løst bølgeformanalyseproblemet, selv om virkemåten til øret i denne analysefunksjonen ikke er forstått. I eldre teoretiske analyser av virkemåten til øret ble det antatt at høreprosessen anvender spektralbehandling. Således ble en tidlig teoretisk modell av høringen laget av Von Helmholtz i 1863. Von Helmholtz-modellen var basert på en Fourier- eller frekvensområdesignalanalyse. Både Von Helmholtz og hans etterfølgere konsentrerte seg om å studere veldefinerte og relativt enkle signaltilstander, spesielt med bare ett signal på en gang. Disse forenklinger har gitt et fornuftig grunnlag for et teoretisk studium, men vi ser bort fra hvordan øret behandler frekvensdiskrimi-nering over et bredt logaritmisk område, hvordan det reagerer på transienter og dets mulighet til å detektere og identifisere lyder over et vidt amplitude- og dynamisk område med nærmest optimal detekteringsfølsomhet og hvordan det kan diskriminere flere kilder i rommet og midlertidig til og med når de er adskilt eller interfoliert med store amplitudeområder. Akustiske kilder kan også identifiseres av øret til tross for bakgrunnsstøy og ekstrem forstyrrel-se av amplitude og fase. Dette er den velkjente "cocktail party effect" ved hvilken det menneskelige øret kan plukke ut stemmen til en ikke-synlig taler fra en ' bakgrunn av andre stemmer med lik eller høyere amplitude. Anvendelsen av Fourier-analysetypeteknikker kan ikke forklare mange av funksjonene til det menneskelige øret heri innbefattet funksjonene som er beskrevet ovenfor, uttrykt ved en kon-sekvent signalbehandlingsteori.

Signalbehandlingsfremgangsmåter og anordninger som for tiden er tilgjengelige er ekstremt komplekse og kostbare, selv om deres funksjoner ikke kommer i nærheten av effek-tiviteten og det brede anvendelsesområdet til det menneskelige øret. Den foreliggende oppfinnelsen sørger for signalbehandling som i større grad nærmer seg resultatene som oppnås av det menneskelige øret og som mer kompleks og

mindre kostbar enn for tiden tilgjengelig utstyr.

Den foreliggende oppfinnelsen frembringer en ny signalbe-handlingsfremgangsmåte og en ekvivalent signalgenererings-fremgangsmåte for analysen og genereringen av komplekse bølgeformer, og anvender en ikke-spektral analysemetode og kan utføres med pålitelige og relativt rimelige behand-lingskretser.

I samsvar med oppfinnelsen blir den komplekse bølgeformen analysert ved å utføre sekvensvise målinger ved enten det ene eller både det virkelige og komplekse nullpunkt til bølgeformen. De direkte målbare parametere ved det virkelige og komplekse nullpunkt til bølgeformen er bølgeform-energinivået, tidsavsnittet eller starten på nye bølge-fronter og derivater av bølgeformen. Retning til ankomst kan også bli målt. Disse parametere blir kalt "bølgeform-inf ormas jonsvektorer" og blir også noen ganger i det etterfølgende benevnt som "WIVs". Disse WIVs blir så behandlet ved hjelp av relativt enkle digitale eller analoge kretser for å kunne avlede den målte informasjonen som karakteriserer og lokaliserer hvert signalkildeobjekt innenfor samlingen av ankommende bølgeformer. Den primære identifikasjonsinnretning ligger i formasjonen av mønste-ret i vektorrommet dannet av koordinatene til periodisiteten mot residu mot amplitude. Dette vektorrommet blir kalt "Aural Retina" (hørselnetthinnen) på grunn av dets analogi med øret og høreprosessen. Det har blitt vist at mennesker som lytter identifiserer lyder uttrykt ved tonetrinn og klangfarge. Spesielt er tonetrinnet et uttrykk for periodisiteten i tidsområdet, og klangfarven er et uttrykk for momentant harmonisk innhold, eller residu (rest) i frekvensområdet. Dette forhold mellom tonehøyde og periodisitet og klangfarve og residu tillater en spesiell definisjon av mønsterrom inne i øret og høreproses-sen innenfor hvilket objektene for aural persepsjon er analoge til objektene med visuell persepsjon. Med andre ord er objekter definert som sett med punkter i koordinatene til periodisitet, residu og amplitude til den aurale retina analoge med objekter mottatt i syns- eller den visuelle retina som uttrykk for høyde, bredde og lyshet.

For å utføre denne funksjonen blir WIVs trukket ut ved tidspunktet for hvert virkelig eller komplekst nullpunkt til bølgeformen og sammenlignet med et sett av tidligere mønstre for å avlede informasjon med hensyn til tidsavsnitt og bølgeform til den individuelle kilde av objekter som har frembrakt hele bølgeformen. Ved å følge hvert etterfølgende analyseintervall, kan tilleggsinformasjon vedrørende bølgeformen bli gjort tilgjengelig for kontinuerlig å forbedre analyseprosessen.

Således kan med den foreliggende oppfinnelse akustiske lyder bli beskrevet med hjelp av et mønster i et todimensjonalt rom ved opptegning av periodisitet (tonetrinn eller tonehøyde) som funksjon av residu (klangfarve).

Romlig eller retningsinformas jon mellom kilder som gir en gitt kompleks bølgeform ved en sensor blir bestemt med å anvende romlig rettet kanaler som måler bølgen fra en gitt retning. Aural retinamålinger som blir utført i de forskjellige retningene blir så sammenlignet og signalene til de multiple kildene blir separert og individuelt identifisert .

På en analog måte kan den nye prosessen og anordningen i henhold til oppfinnelsen anvendes for å syntetisere komplekse bølgeformer som å syntetisere den menneskelige stemmen eller lignende med relativt enkelt utstyr.

Den spesielle behandlingskretsen som brukes ved en gitt anvendelse avhenger av frekvensområdet til bølgeformen. For frekvensområder fra seismiske frekvenser opptil ultrasoniske frekvenser kan således standard LSI og VLSI tek nikker og komponenter bli brukt. I dette frekvensområdet kan bølgeformbehandlingen bli brukt til slike anvendelser som oljeundersøkelser, undervannssubmarinedetektering og følging, taleinstruksjon og høreforskning, motordrevet maskintrimming og andre akustiske analyser, vurdering av musikkinstrumenter, bioelektrisk overvåkning, talegjen-kjenning og lignende.

Oppfinnelsen kan også anvendes ved høyere frekvenser som kan være i det fjerne ultrasoniske båndet opptil radiobåndet og opptil 200 MHz for anvendelse ved radiodetektering i kringkastingsbåndet, interferensdetektering og lokalisering i radiobåndet og lignende. Oppfinnelsen kan også anvendes til detektering i enda høyere frekvensområder til 1000 MHz hvor kretsene fortrinnsvis er utført med overflateakustisk bølgeinnretninger for anvendelse til spredt spekterkommunikasjonssystemer og lignende.

Det teoretiske grunnlaget for den nye aural retina utfø-relsen i hhv. til den foreliggende oppfinnelsen skal nå beskrives i forbindelse med behandlingen av en eksisterende kompleks bølgeform i motsetning til frembringelsen av den komplekse bølgeformen som vil bli beskrevet senere. Enhver kompleks bølgeform som frembringes av de overlappende reaksjoner til en flerhet av objektet som hvert representerer en respektiv informasjonskilde kan beskrives mat emat i sk ved:

hvor

A-^= k amplitudekkoeffesienten;

S-^= k kompleksfrekvensen (+ je^)

t^= tidsavsnitt (start) til k eksitasjonsfunk-s jonen.

Det antas i ligning (1) at t >_ t-^. Funksjonen f(t) er 0 når t < t^.

Som uttrykt i ligning (1) er den sammensatte bølgeformen f(t) summen av en sekvens med eksponensielle småbølger med forskjellige amplituder, som opptrer som reaksjons- eller responsfunksjoner på eksitasjoner som opptrer ved forskjellige tidsavsnitt (eller øyeblikk). Denne prosessen er vist skjematisk på fig. 1. Således viser fig. 1 skjematisk på sin venstre side n eksitasjonskilder 20-23 som hver frembringer en pulstypeeksitasjon ved en tid t Kildene 20-23 kan ha en hvilken som helst relativt romlig lokalisering og en hvilken som helst ønsket størrelse. Når objektene blir stimulert av enhetspulseksitasjonspulsen

<6>(<T>n), kan deres responssignaler ha en hvilken som helst ønsket form, som vist ved de forskjellige bølgeformene over blokkene 24-27 hvori bølgene er oscillerende bølger eller kritisk dempet bølger, eller lignende, illustrert ved verdiene A-|ch(T^). Responssignalene til hver av objektene 20-23 kan angis generelt som

hvor 1-^representerer k lokaliseringen.

Utgangssignalene fra blokkene 24-27 blir summert i en sum-meringsinnretning 28 som gir utgangen f(t) som er funksjonen til ligning 1 ovenfor. Merk at den komplekse bølge-formen vist på fig. 1 inneholder tidsavsnittene t^, t2,t3og t til de respektive generatorer 20-23.

Av det ovenstående fremgår at bølgeformen som utsendes av hvert objekt inneholder potensiell informasjon om romlige og midlertidige mønstre for hvert objekt. For å analysere funksjonen vist på fig. 1, har signalanalysesystemet i henhold til oppfinnelsen evnen til å sortere, sammenligne og tilknytte målingene av tidsavsnitt, amplitude og res ponsfunksjon for hver av kildene 20-23 med en høy grad av analysepålitelighet. Med analysepålitelighet er ment mengden av gjenvinnbar informasjon i forhold til den tilgjengelige kildeinformasjonen. Signalkildene som er involvert er normaltkarakterisert vedtilfeldige og uforutsigbare parametere. Således er bølgeformer frembrakt av omgivel-ses- og biologiske sensorer i beste fall tilfeldige, stokastiske eller transiente. F.eks. vil menneskelig tale og forskjellige dyrelyder av høyst variable periodiske komponenter innblandet med tilfeldige og transiente begivenhe-ter. I noen tilfeller vil mange signalkilder eksistere sammen i tid og rom.

På grunn av denne tilfeldighet og variasjonsmulighetene, må signalanalysatoren i henhold til oppfinnelsen trekke ut informasjon innenfor svært små tidsintervaller. Ellers vil muligheten til å assosiere tidsavsnittsinformasjonen til objektene 20-23 med korresponderende systemrespons til systemresponsblokkene 24-27 respektivt, bli tapt. Dersom denne informasjonen tapes, er det ingen måte å identifisere komponentene til en kilde på. Merk at dette problemet også er relatert til muligheten til å detektere et signal i en bakgrunn av støy eller andre signaler.

Av det ovenstående er det åpenbart at et fundamentalt krav til analysesystemet er at systemet må identifisere tidsavsnittet x k så nøyaktig som mulig. Tidsavsnittet tk i ligning 1 er den puls som frembringer den enkelte responsfunksjon til en småbølge, hvor småbølger kan strekke seg fra et overdempet tilfelle hvorved a >> 1 til oscillasjons-tilfellet hvor 0 _< a 1, hvor a er den virkelige delen av den komplekse frekvensen a + je.

I oscillasjonstilstanden er tidsavsnittet påsettingen av en periodisk funksjon ved den komplekse frekvensen a ^j^. I et komplekst signal vil summen av de forskjellige små-bølgene som opptrer i forskjellige tidsavsnitt forårsake de forskjellige topper og nullpunkter i bølgeformen.

Derfor er hver rippel i bølgeformen på fig. 1 en egenskap som resulterer fra enten en eksitasjonspuls eller en oscillasjonsrespons. Disse egenskaper kan representeres som virkelige og komplekse nullpunkter i tidsområdet som beskrevet, f.eks. i publikasjonen av H.B. Voelcker, "Toward a Uniform Theory of Modulation" Part I: Phase-Envelope Relationships, IEEE Proceedings, Volume 54, March 1966, pp. 340-353 og Part II, Zero Manipulation, IEEE Proceedings, May, 1966, pp. 735-755. Se også US-patent nr. 3.510.640 utstedt til H.B. Voelcker, med tittel "Method and Apparatus for Interpolation and Conversion of Signals Spesified by Real and Complex Zeros".

I samsvar med oppfinnelsen er det anordnet en innretning for å identifisere og måle de komplekse nullpunktene i en kompleks bølgeform for derved å kunne måle både tidsavsnittet og perioden til de eksponensielle småbølgene som utgjør den komplekse bølgeformen.

Siden et hvilket som helst individuelt nullpunkt i den komplekse bølgeformen kan være enten starten til en ny småbølge eller en respons fra en forutgående småbølge, er det sørget for en innretning til å måle og lagre informasjonen ved hvert nullpunkt slik at dette kan relateres til forutgående og/eller etterfølgende data. Direkte målbare parametere ved nullpunktene er energinivå A, tidsavsnitt, og derivater eller avledede verdier. Retningen til ankom-sten av energien er også en momentan parameter og blir bestemt ved å sammenligne momentan energi og tidsavsnitt til romlig adskilte sensorer. Som tidligere nevnt, blir disse parametre som er målt ved nullpunktene benevnt bøl-geforminformasjonsvektorer eller "WIVs".

Den deriverte (avledede) eller hastighetsendringsvektoren er nyttig etter at den er blitt normalisert for absolutt signalstyrke. Dette blir gjort ved å dividere den deriverte f'(t) til ligning (1) med hensyn på f(t) for å frembringe den amplitudeuavhengige tidsderiverte til logaritmen til f(t). Således er

I ligning (3) kan funksjonen r(t) bli tolket som den momentane "residu" (rest) av det spektrale mønsteret til signalet f(t). Følgelig er funksjonen r(t) ofte i det etterfølgende hensiktsmessig benevnt "residufunksjonen". Funksjonen r(t) representerer også residuene til responsene fra tidligere og nåværende eksponensialfunksjoner i signalet f(t).

Det er instruerende å betrakte tilfellet hvor f(t) er en enkel eksponensiell småbølge som har formen

f(t) = Ae "at sin Bt (4)

I ligning (4) er uttrykket a holdetiden til eksponensial-småbølgen, mens uttrykket 6 er ringefrekvensen. Merk at disse også er de virkelige og komplekse komponentene til den komplekse frekvensen f-^i ligning (1). Ved å ta den deriverte av f(t) på fig. 4 og så dividere denne med f(t) i ligning (4), frembringes residufunksjonen r(t) på føl-gende måte

Denne reduseres ganske enkelt til:

Residufunksjonen som den er representert i ligning (6) kan tolkes på mange måter. Formålet, i samsvar med den foreliggende oppfinnelsen, er å identifisere en funksjon som karakteriserer eksponensialkoeffesienten ot i valgte virkelige eller komplekse nullpunkter f(t) eller til r(t). Nullpunktene til f'(t) er de samme som nullpunktene til r(t). Fordelen ved å foreta et utvalg av funksjonen r(t) ved dennes nullpunkter er at funksjonens diskontinuiteter som er forårsaket av de virkelige nullpunktene i f(t) kan unngås. Denne prosessen vil så føre til ekstremt enkel kretsteknikk for å trekke ut den ønskede informasjonen.

Et antall fremgangsmåter er mulige for å få frem dette resultatet og to er beskrevet i det følgende:

I den første fremgangsmåten betraktes bare de virkelige nullpunktene til funksjonen r(t) i ligning (6). Det vil sees at når r(t) = 0, så er:

Som tidligere definerer den imaginære frekvensen B ringefrekvensen til den enkle eksponensielle småbølgen som betraktes, mens a definerer den virkelige aksefrekvensen og spesifiserer dempningen eller falletiden til eksponensialfunksjonen. Formålet med det elektroniske systemet vil så være å bestemme ° og ^ under anvendelse av informasjonen avledet fra nullpunktene til r(t). Både a og B blir først målt som funksjoner av nullpunktene til r(t) ved hjelp av konvensjonelle måleinnretninger. Residubølgen som danner r(t) blir så behandlet for å få frem enten positive eller negative halvperioder og tidsperioden til ringingen (antatt at a er mindre enn 6 ) blir så målt. Denne perioden er benevnt T ^. En hensiktsmessig måte å få frem mengden a på er å måle perioden mellom frontkanten og toppen til bølge- formen slik at

Parameteren<«>blir så definisjonen av residu. Når perioden Ta beskrevet ovenfor er lik Tg /4 korresponderer den til varigheten av en kvart periode av en ren sinusbølge, som så, ved en hvilken som helst frekvens , gir referanse-nullpunktsbåndvidden IBW eller, i motsatt fall den maksimalt mulige stigetiden. Derfor er den målbare parameteren Ta relatert til residu r(t) ved ligning (6) ovenfor. Merk at T a er avledet fra den logaritmiskderiverte bølgeform som ikke er variabel med signalamplituden, og derved fjernes visse praktiske problemer fra systemutformingen.

Forholdet mellom T a og Tg er vist på fig. 2 for verdier av a.

På fig. 2 er verdien Ta ekvivalenten til klangfarve, mens mengden l/Tg er periodisiteten eller tonehøyden for signalet for forskjellige mengder av residu a i signalet.

Diagrammet på fig. 2 danner basis for Aural Retina konseptet i henhold til oppfinnelsen. Således blir elementære signalfunksjoner øyeblikkelig identifisert ved sine punkt-posisjoner innenfor eksistensdiagrammet avgrenset av a = 0 for en sinusbølgesignaltilstand. Merk i fig. 2 at intet signal kan eksisterer til venstre for a= 0. Mellom verdiene til residu fra a = 0 til a =Tr/4Ta( en kritisk dempet ledning), vil signalene oscillere og de vil således ha avskillbare periodisiteter. En enkel pulsrespons ville opptre på fig. 2 som et enkelt punkt. Repitisjoner av pulsresponser vil frembringe like mønstre av punkter som avhenger av interferensmønsteret til eksitasjonsperioden med ringeperioden.

I det overdempede området til høyre for<«>= ^/4Ta, vil en-kelpulser opptre på nullpulsrepetisjonsfrekvensaksen ved den målte stigetid. Merk at stigetid er i hovedsak sammensetningen av alle eksponensialfunksjonene som opptrer ved et gitt pulsavsnitt. Imidlertid vil et tog av periodiske pulser opptre ved et punkt som er gitt ved dets stigetid Ta og dets repetisjonshastighet Tg.

Støypulser vil ha en tendens til å spre seg gjennom eksistensplanet på fig. 2, og med sin tetthet konsentert nær periodisiteten til den øvre båndbreddeavskjæringen til systemet.

Fremgangsmåten ovenfor har forutsatt at T g, perioden til ringefrekvensen, kan måles. I dette elementære eksempel gir målingen av Tj ikke noe problem, men generelt krever målingen av Tg et spesielt målesystem som vil bli beskrevet senere.

Ovenfor er beskrevet en type Aural Retina som kan anvendes i samsvar med oppfinnelsen og som er avhengig av målingen ved virkelige nullpunkter i funksjonen r(t). Det er også mulig å derivere residufunksjonen r(t) ved de komplekse nullpunktene i funksjonen siden de komplekse nullpunktene ville korrespondere til toppverdiene til f(t). Således vil det sees av ligning (6) at:

Av de ovenstående vil når f(t) = sin 8 t = 1 (en topp), r(t) = -a. Generelt vil så r(t), når det blir tatt utvalg av denne ved toppene til f(t) ved hjelp av måleutstyret, frembringe et mål som er relatert til verdien a .

Ved å anvende denne typen måling, vil residu a sørge for et øyeblikkelig ekstimat for bølgeformens endringshastig-het eller momentane båndbredde. Denne metoden vil så definere et rektangulært eksistensområde i stedet for det tri-angulære planeksistensområdet på fig. 2.

Det bør merkes at mønsteret utledet i fig. 2 for Aural Retina er lik et eksistensdiagram som ble utledet av Schouten på basis av psyko-akustiske eksperimenter på mennesker som beskrevet i publikasjonen av R. Plomp og G.F. Smoorenburg, Editors, "Frequency Analysis and Perio-dicity Detection in Hearing", Lydon: A.W. Sijthoff, 1970. Sålede er det en korrelasjon mellom den matematiske analysen ovenfor som er basert på tilgjengeligheten av bølge-forminformas jonsvektorer i en eksponensial bølgeform og den virkelige målte responsen til øret som vist på fig. 2A som er en gjengivelse av Schoutens eksistensdiagram.

Diagrammet på fig. som representerer Aural Retina til den foreliggende oppfinnelsen vil ha de forskjellige momentane WIV data påtrykt seg, hvor WIV data relativt lett kan måles. Det vil senere bli vist hvordan WIV prøver eller utvalg vil bli behandlet for å utlede den ønskede informasjon som angår kildeobjektene til den komplekse bølgefor-men.

Uttrykket "Aural Retina" er blitt valgt på grunn av den funksjonelle likheten mellom den rommelige objektanalysen til den visuelle retina og analysene av kildeobjekter i rommet definert ved bølgeforminformasjonsvektorene. Dette er vist på fig. 3a og 3b som viser skjematisk en visuell retina og en aural retina respektivt. På fig. 3a vil den visuelle retina avdekke objektformer i et plan dannet av en høyde- og en breddeakse. En tredje dimensjon til den visuelle retina kan representeres ved lysheten til objekt-formene. I den aurale retina i henhold til oppfinnelsen kan objektformer tenkes som å ligge i planet til den aurale retina på fig. 2 og relatert til tonehøyder og klangfarger, idet den tredje dimensjonen til den aurale retina kan være lydstyrke dersom bølgeformen som blir analysert er en lydbølge.

Signaldetektering i Aural Retina, som er liksom i øyet relatert til to funksjoner: (1) avfølingen av et objekt-mønster uttrykt ved hjelp av en energiterskel; og (2) valget av et spesifisert objektmønster fra en bakgrunn av andre mønstre. I den aurale retina på fig. 3b er de primære kildeobjektmønstre vist i eksistensrommet avgrenset av residu og periodisitet, som på fig. 1 hvor mønstrene representerer signalidentifikasjonen. Akustiske lyder blir beskrevet på lignende måte i øret ved hjelp av tonehøyde og klangfarge som vist ved hjelp av eksistensdiagrammet på fig. 2a som ble opptegnet på basis av psykoakustiske eksperimenter utført på mennesker. I tidligere kjente anordninger hvor Fourier-analysetypebehandling ble anvendt på komplekse signaler, vil det bli bemerket at det samme signalet kan representeres av Aural Retina med lavere dimensjoner enn det som er mulig ved å anvende det nødvendige høye antall Fourier-koeffesienter. Den lavere dimensjonen tillater anvendelsen av hurtigere og billigere datamaskin for å behandle signalet som det vil bli beskrevet, og krever mindre minnekapasitet enn spektralanalyseteknikken.

En vesentlig egenskap med oppfinnelsen er at fremgangsmåten som er beskrevet ovenfor er reversibel. Således kan bølgeformer med tilfeldig innhold bli syntetisert ved hjelp av hensiktsmessig programmering av tidsavsnittene og andre bølgeforminformasjonsvektorer i signalgenererings-kretsene.

Oppfinnelsen er nærmere angitt i de vedheftede patentkrav.

Oppfinnelsen skal nå beskrives under henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 er en skjematisk tegning som illustrerer en flerhet med signalkilder og deres summerte res-ponsfunks joner. Fig. 2 illustrerer skjematisk et todimensjonalt eksistensplan i hvilket bestemte signaler kan fremvises i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 2A er et skjema som er frembrakt ved psykoakustiske eksperimenter på ytelsen til det menneskelige øret. Fig. 3A og 3B sammenligner karakteristikkene til den visuelle retina og den aurale retina i henhold til oppfinnelsen, som vist på fig. 2. Fig. 4 iTlustrerer skjematisk analyseintervaller som anvendes for å behandle en kompleks bølgeform i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 5 er et funksjonelt blokkskjerna over et system for

å utføre analyseintervallene på fig. 4.

Fig. 6 er et blokkskjerna av et foretrukket kretsarran-gement som er konstruert i samsvar med oppfinnelsen . Fig. 7 er et blokkskjerna over en analog residuprosessor som kan anvendes i fig. 6 og i forbindelse med den foreliggende oppfinnelsen. Fig. 8a til 8f viser en digital residuprosessor som kan anvendes i stedet for analogsystemet på fig. 7. Fig. 9A illustrerer skjematisk et interfoliert pulstog av overdempede småbølger som skal analyseres. Fig. 9B illustrerer skjematisk en bølgeform som skal analyseres og som har en periodisk eksitasjon med en underdempet responsfunksjon. Fig. 10A illustrerer skjematisk et inngangssignal som

skal behandles.

Fig. 10B viser klokkesignalet som er produsert fra signalet på fig. 10A. Fig. 11 illustrerer skjematisk et logisk kart over et nytt periodisitetsdeinterfolieringssystem for deinterfoliering av signaltoget på fig. 10B. Fig. 11A illustrerer skjematisk grunnene for falsk gjenkjenning av en puls i høyere oktaver av en flerhet av oktaver. Fig. 12 er et logisk kart over en periodisitetssorteringsmatrise for å sortere en flerhet av oktaver . Fig. 13 er et logisk skjema over en forenklet periodisitetssorteringsmatrise som kan anvendes med kretsen til den foreliggende oppfinnelse. Fig. 14 er et blokksk jerna over et kvasianalogt proses-sorarrangement utført i samsvar med den foreliggende oppfinnelse. Fig. 15 er et segmentert eksistensdiagram som er nyttig for å beskrive det ytre produktet av periodisiteten og residu som blir målt i samsvar med oppfinnelsen og fremvist i en Aural Retina type-

fremviser.

Fig. 16 er et blokkskjema av en aural retinaprosesse-rings og automatisk signalgjenkjenningskrets som kan produseres i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 17 viser en alternativ metode for å gjenkjenne sig-nalmønsteret som ikke krever RAM-minnet på fig. 16.

Fig. 18 illustrerer skjematisk et logisk kart for en

enkel oktavtidsavnittdetektorkrets.

Fig. 18a illustrerer skjematisk måten fig. 18 kan utvides

til et fleroktavsystem.

Fig. 19 er et blokkskjema over en bølgeformsyntetisator

utført i samsvar med oppfinnelsen.

Fig. 20 er et skjema over en nullplasseringsmatrise

anvendt i bølgeformsyntetisatoren på fig. 19.

Fig. 21 er et tidsskjema for nullplasseringsmatrisen på

fig. 20.

Fig. 22 illustrerer en fremgangsmåte for residumodulasjon i et syntetisatorarrangement. Fig. 23 er en typisk signalbølgeform som skal analyseres . Fig. 24 viser spektrumanalysen av signalet på fig. 23. Fig. 25 er bølgeformen på fig. 23 sammen med pulser som er representative for forskjellige aspekter ved bølgeformen og Aural Retina fremvisningen som korresponderer til bølgeformen på fig. 25. Fig. 26 viser en andre bølgeform addert til bølgeformen

på fig. 25.

Fig. 27 viser spektrumanalysen av de kombinerte bølge-formene på fig. 26. Fig. 28 viser Aural Retina fremvisningen som korresponderer til de kombinerte bølgeformene på fig. 26.

Det refereres nå til tegningene hvorav fig. 1, 2a, 3a og 3b nettopp er blitt referert til. Et blokkskjema over en krets for å analyse WIV data avfølt av i det minste to forskjellige sensorer er vist på fig. 4. Generelt anvender analyseprosessen i henhold til oppfinnelsen, som vist på fig. 4, lagringen av hver WIV ettersom denne bir mottatt. WIV blir så sammenlignet med tidigere WIV. Beslutninger blir så foretatt vedrørende deres forståelse og det blir foretatt handling hvor det er nødvendig. Analysen kan bli utført i i det minste fem analyseintervaller. På fig. 4 er det vist en høyre sensor 30 og en venstre sensor 31 som hver kan være av en hvilket som helst ønskelig type, og som hver mottar bølgeformenergi fra en eller flere energi-kilder. Sensorene 30 og 31 er forbundet til WIV datamåle-kretser 32 og 33 respektivt, som vil bli beskrevet senere, som er i stand til å trekke ut fra de mottatte signalene informasjon vedrørende tidsavsnitt t , energi A og residu R. Ved hensiktsmessig bearbeidelse av dataene kan retningen som signalet kom fra også bli bestemt. Merk at stør-re antall separate sensorer kan anvendes for å lokalisere et kildeobjekt innenfor en stor vinkel som ved å anvende trilateringsprosessen beskrevet i søkerens tidligere US-patent 3.886.553, tittel "Coordinate Locating Method and System", utstedt 27. mai, 1975. Imidlertid er ikke ret-ningsvektoren alltid nødvendig for å identifisere kilde-ob jektet eller dets budskap. Merk også at i denne måling er tidsavsnittet T tiden ved hvilken signalet mottas, energien A er det momentane nivået til energien og residu

R korresponderer til residu r(t) i ligning (8).

De fem analyseintervallene vist på fig. 4 er definert ved grensene til informasjonen som er tilgjengelig i de samle-de WIV data. I øyeblikket data blir mottatt vil prøven eller utvalget ved hver bølgeforms nullpunkt representere det første intervallet. Ankomstvinkelen til informasjonen kan umiddelbart bestemmes ved å sammenligne amplitude og/eller tidsavsnitt i sensorene 30 og 31.

Informasjonen i det første intervallet fra måleinnretnin-gene 32 og 33 blir behandlet for å utlede den rommelige WIV informasjonen i behandlingsblokken 34. Den umiddelbart mottatte informasjon kan være "glimt" (flash) informasjon som kan gi informasjon med hensyn til tydeligheten til det mottatte signalet. Således kan systemet i det første intervallet mate rudimentær- eller glimtsvar til enkle spørsmål med hensyn til betydningen av hver WIV hendelse. F.eks., dersom spørsmålet er: "Er signalet representativt for en farlig tilstand?", så kan en amplitudeterskel, hastighet av endring eller retning kan etableres for å spesifisere en umiddelbar respons dersom fare oppdages. Således er det ikke nødvendig i det første intervallet å identifisere kilden, men bare dens potensielle trusel.

I det andre analyseintervallet er det anordnet kretser for å trekke ut periodisiteten (T^) og for å sammenligne tidsavsnitt til det momentane signalet med et tidligere signal. Denne krets er vist i blokk 35 på fig. 4. Dersom det i det andre behandlingsintervallet blir observert hendelser som har like tidsintervaller, kan det bestemmes at periodiske signalkomponenter er tilstede i sammensetningen av f(t). Slike komponenter kan være forårsaket av eksita-sjonsfunksjoner, underdempet systemrespons eller ganske enkelt ved tilfeldige fenomener i en stokastisk bølgeform. Imidlertid vil periodiske eksitasjonskomponenter gjenta seg kontinuerlig. Det andre intervallet adderer periodisi- tetsinf ormas jon til WIV data, men bare over et område på tre momentane WIV hendelser, som er minimum for å bestemme en periodisk hendelse. Denne adderte informasjonen tilfø-rer vanligvis ikke tilstrekkelig data til å tillate identifikasjon av en kildefunksjon slik at responsvirkningen vil være den samme som for det første intervallet og blir identifisert ganske enkelt som mer "glimt" i fig. 4.

I det tredje behandlingsintervallet blir WIV data sammen med addert periodisitet beregnet gjennomsnitt av over et kort tidsintervall inne i behandlingskretsen 36. Det korte tidsintervallet er valgt for å gi et rimelig estimat over kildeobjektene i bølgeformen mottatt av sensorene 30 og 31. Dette kan betraktes som et "øyeblikksbilde" (snapshot) av kilden som tillater identifikasjon av noen aspekter vedrørende naturen til kilden så som hvem, hva, hvor og når kvaliteter.

Det fjerde analyseintervallet har krets 37 tilpasset til å undersøke de påfølgende øyeblikksbilder fra det tredje intervallet for å bestemme variasjoner i tid og rom i kil-deob jektene. Dette er analogt til suksessiv produksjon av enkeltbilder som utgjør en film med levende bilder. Virkningen av tilleggsanalysen i det fjerde analyseintervallet vil gi svar på spørsmål så som: "Hva gjør objektene?".

I det femte analyseintervallet er det anordnet krets 38 som tillater analyse av syntaktiske mønstre som kan svare på et spørsmål så som: "Hva sier kildeobjektene?". Det kan også være påfølgende analyseintervaller som hvilket vil bli diskutert senere.

Analyseintervallsekvensen vist på fig. 4 representerer en grunnleggende prosedyre for å trekke ut informasjon fra enhver kilde i henhold til oppfinnelsen. Denne prosedyre kan anvendes for å utforme et ønskelig system for å gi de spesifiserte resultatene. Således kan analyseintervallene og deres kretser 34 til 38 anordnes ettersom det er nød-vendig avhengig av det bestemte formålet med systemet. Således kan kretsblokkene 32 til 38 utformes for talebehandling, omgivelsesavføling, biomedisinsk signalanalyse og for behandling av andre relaterte signaler. Merk at systemet som anvender en slags Fourier-analyse eller, mer generelt en minste kvadratestimering av polynomfunksjoner, ikke kan anvende analysesekvensen vist på fig. 4.

Fig. 5 er et blokkskjema som viser den funksjonelle data-flyt i systemet i henhold til oppfinnelsen. Systemet på fig. 5 anvender den samme sekvensen med analyseintervallet som er referert til på fig. 4. Det er sørget for innretninger for først å identifisere WIV ved signalbølgeform-nuller. Disse nuller kan være de virkelige nullgjennomgan-ger, de komplekse nullpunkter, eller både reelle og komplekse nullpunkter. I det mest generelle tilfellet, som er vist på fig. 5, er det to sett med WIV for å vise betydningen av bestemmelsen av ankomstretningen ved hver ut-valgsnull. Således er det en Aural Retina for hver side av systemet og en kombinert rommelig Aural Retina i hvilken venstre og høyre WIV blir sammenlignet for å bestemme retningsparametre.

Signalene fra transduserne 30 og 31 på fig. 5 blir først tatt prøver av og behandlet av logaritmiske analog-til-digitalomformere 40 og 41 respektivt, som omdanner de mottatte bølgeformene til logaritmiske amplitudekodede digitale data. Dette blir gjort for å tillate prøvetakingen av et større amplitudedynamisk område i den momentane varia-sjonen av bølgeformen enn hva som ville ha vært mulig ved standard automatisk forsterkningsstyremetoder. Logaritme-funksjonene er også nødvendig for å frembringe den logaritmisk deriverte fra hvilken residu blir avledet. Topp-amplituden, som en digitalverdi, danner direkte et element i WIV rommet. Digitale differensiatorer 42 og 43 respektivt frembringer de virkelige og komplekse nullpunkter til signalet som sine utgangssignaler, hvilke utgangssignaler blir behandlet for å gi residuvektoren til WIV.

Således er det i det første analyseintervallet på fig. 5 en amplitudeutgang fra de logaritmiske analog-til-digital-omformerne 40 og 41 og en residuutgang fra de digitale differensiatorne 42 og 43. Informasjon vedrørende nullpunktene som bærer tidsavsnittsinformas jon, blir også forbundet til respektive periodisitetssorteringsmatriser (PSM) 44 og 45, hvis detaljer vil bli beskrevet senere. Periodisitetssortering finner sted under det andre analyseintervallet på fig. 4 og 5 ved å sammenligne tidsintervallet mellom nullpunkter på en slik måte at alle periodiske komponenter blir detektert og digitalisert.

Aural Retina kretser 46 og 47 er så anordnet for høyre og venstre sidene til systemet respektivt, og utgjør kretser for å utføre de første estimater over bølgeforminnholdet mottatt av transdusere 30 og 31 respektivt.

Siden de aurale retinaer 46 og 47 representerer multidi-mensjonalt rom, kan dersom det er nødvendig med visuell fremvisning, hensiktsmessige fremvisningsanordninger bli drevet av Aural Retina kretsene 46 og 47. Den visuelle tolkning eller fremvisning av vektorene kan utføres på forskjellige måter og fremgangsmåten som velges er avhengig av informasjonen som er av interesse. Det er generelt ikke nødvendig å observere alle vektorene samtidig. Spesielt er primærvektorene inneholdt i eksistensplanet avgrenset av residu og periodisitet som er de to parametrene som er tilstede i hovedbølgeformidentifikasjonsinformasjo-nen, som vist på fig. 2. Dette tillater observatøren å motta "glimt" data hurtig. Det betyr at han kan forstå mønsteret som har spesielt viktig øyeblikkelig eller momentant innhold.

På fig. 5 er det også anordnet en rommelig Aural Retina sammenligningskrets 48 som mottar hele informasjonen som innmates i Aural Retina kretsene 46 og 47, men foretar sammenligninger mellom venstre transdusorvektorene og høy-re transdusorvektorene. Sammenligningskretsen 48 kan anvende konvensjonell amplitudesammenligning og/eller tids-differanseretningssøkekretser så som slike som er anvendt i radioretningssøkeanvendelser. Iaktagelsen av amplitude og retning er nyttig i visse driftssituasjoner, men er mest nyttig ved å sørge for en signalobjektsorteringsfunk-sjon som analogt til den biaurale føringen tillater lytte-re å ignorere forstyrrelser og andre lyder.

Selv om Aural Retina kretsene 46 og 47 utfører signalanalyse, blir kretsene ikke anvendt til å utføre hovedbe-slutningene om innholdet i samlingen. Analogien mellom den visuelle og aurale retina på fig. 3A og 3B er hensiktsmessig til dette pukt. Således kan den Aurale Retina essensielt bli betraktet som oppbevaringsstedet for rommelige mønstre og bare etterfølgende gjenkjenningsprosesser kan identifisere mønstrene og tolke deres betydning.

Det tredje analyseintervallet på fig. 5 angår liksom intervallet på fig. 4 lagringen og gjennomsnittsberegnin-gen av de grove dataene til hver ankommende WIV. Denne behandling blir utført for å instille en utjevnet WIV som kan observeres visuelt i valgte situasjoner og som så kan lagres og tas frem igjen etter ønske. I den tredje inter-vallfremviser er det anordnet en krets 50 for WIV lagring og gjennomsnittsberegning for å få frem sammensatte fin-oppløsningsdata. Dertil egnede mikroprosessorer kan anvendes i kretsen 50>. Et lager CRT kan også bli anvendt for lagring og gjennomsnittsberegning.

Siden mønstrene nå er under kontroll av systemet, kan det være anordnet "maler" av ønskede WIV for å gjøre det mulig å få til automatisk gjenkjenning av forskjellige inngangs- signalsituasjoner. Således kan det være anordnet en kilde av lagrede signalmønstre 51 som kan påtrykkes en hensiktsmessig komparator 52 som vil fastslå hvorvidt de mottatte WIV i lageret 50 korresponderer til forutbestemte signal-mønstre i systemet 51. Dersom en "slager" (hit) blir fastslått, kan kretsen 52 produsere en hensiktsmessig beslutning eller et utgangssignal som er relatert til signalbøl-geforminnholdet som er blitt behandlet i kretsen 50.

I Aural Retina konseptet er denne funksjonen ekvivalent med signaldetektering. Merk at til forskjell fra den konvensjonelle fremgangsmåten med frekvensselektiv energide-teksjon, så blir det ikke foretatt noen beslutning om å avvise eller å velge energi under prosessen. Når således et signal blir detektert av en gjenkjenningsbeslutning, fjerner det nødvendigvis ikke WIV mønsteret fra et annet signal. Den vilkårlige og samtidige deteksjon ved gjenkjenning av et bredt spekter av interfolierte signalmøns-tre kan således bli utført og den adaptive seleksjonspro-sessen blir lett sluttført.

I det fjerde intervallet på fig. 5 er det anordnet krets-løp for å sammenligne glattede vektorer, hvilke kretsløp er vist som krets 53. I denne krets 53 blir sammensetnin-ger av glattede WIV som inneholder visse felles egenskaper sammenlignet og variasjonsmønstre blir identifisert. Denne prosessen kan f.eks. gjenkjenne diftonger (tonehøyde eller formatvariasjon) i tale. Krets 54 kan være anordnet for å frembringe utgangssignaler som er relatert til beslutninger vedrørende variable mønstre. Krets 53 kan også anvendes til å drive en fremviser som f.eks. kan være av typen med strimmelopptegning.

Relativt få andre signalkilder enn menneskelig tale vil kreve mer enn tre eller fire behandlingsintervaller som vist på fig. 5. Andre trinn er imidlertid mulig og f.eks. kan et femte behandlingsintervall anvendes hvilket inter vall inneholder krets 55 for normalisering for automatisk gjenkjenning av en stemme og for talebehandling. Krets 55 kunne også anvendes f.eks. til sonar målgjenkjenning dersom det er ønskelig. En lagret mal for en spesiell møn-stervariasjon er vist ved kretsen 56 og kan være forbundet til blokken 54 for automatisk gjenkjenning av en forutbestemt mønstervariasjon.

Fig. 5 viser de mange muligheter med Aural Retina konseptet, og viser også at det vil være mange felles egenskaper blant et hvilket som helst antall spesielle anvendelser av konseptet. Hvilke som helst hensiktsmessige kretser kan anvendes for å utføre de forskjellige funksjonene vist på fig. 5.

En spesiell Aural Retina anordning som kan anvendes på fig. 5 er vist på fig. 6 i blokkskjemaform for kanalen på fig. 5 som strekker seg fra signalsensoren 30. Kretsen som strekker seg fra signalsoren 31 på fig. 5 vil i hovedsaken være identisk med kretsen som vil bli beskrevet i forbindelse med fig. 6.

Formålet med systemet på fig. 6 er å utføre beregningene angitt ved ligninger (8) og (9). Den generelle prosedyre som utføres av blokkskjemaet på fig. 6 vil være å omforme signalbølgeform til en unipolar logaritmisk form fra hvilken amplitude, residu og tidsavsnitt kan finnes. Det kan være ønskelig i visse anvendelser, så som ved behandling av seismiske signaler som anvendes i geofysikken, å analysere både positive og negative polariteter. Dette vil kreve en dobbel LAD. Utgangssignaler fra den doble LAD vil bli behandlet identisk og så ført sammen hvor det er hensiktsmessig inn i PSM for periodisitetsanalyse. Deretter blir periodisitetene målt og knyttet sammen med ved WIV dataene i en kortids lagerinnretning. Dette interimlager tillater akkumuleringen av tilbakevendende datamønstre som karakteriserer individuelle signaler. Disse mønstre blir deretter periodisk avsøkt inn i et mikroprosessorstyrt lager hvor glatting, fremvisning og automatisk signalgjen-kjenning blir utført. Denne prosess fullfører funksjonene til de første tre behandlingsintervallene på fig. 5. Et-terfølgende behandling i fire eller flere intervaller vil bli utført primært i konvensjonelt utformet datamakinalgo-ritmer.

På fig. 6 er komponenter som er identiske med komponentene på fig. 5 gitt identiske henvisningstall. Det vil sees at sensorsignalet 30 først blir påtrykt en forforsterker 60 og så den logaritmiske analog-til-digitalkonverteren 40. En konvensjonell klokke 61 er forbundet med konverteren 40, residuprosessor 62, periodisitetssorteringsmatrise 45 og tidsavsnittrammekrets 63. Etter fortsterking og digital omforming vil residuprosessoren 62, som er en del av digitaldifferensiatoren 42 på fig. 5, trekke ut og kode amplitude og residuinformas jon så vel som de virkelige og komplekse nullpunktene som inneholder tidsavsnittdataene. Nullinformasjonen og amplitudeinformasjonen blir påtrykt kretser 64 og 65 respektivt og residuinformasjonen blir påtrykt krets 66. Nullinformasjonen til krets 64 blir så påtrykt periodisitetssorteringsmatrisen 45 og utgangssignalene fra kretsene 45, 66 og 65 blir påtrykt en WIV for-matkrets 67. Merk at periodisitetssorteringsmatrisen 45 har analysert nullpunktene og sortert de periodiske sekvensene for å identifisere deres ankomsttider.

En ytre produktmatrisekrets 68 mottar WIV formatinforma-sjn fra krets 67 og tidsavsnittrammeinformas jon fra krets 63 og arbeider for å sette sammen WIV for momentan identifikasjon. Den ytre produktmatrisekretsen 68 overfører så hver gjenkjenningshendelse til en midlertidig lagerkrets 69 hvor gjennomsnittsberegning og interpolasjon av den ytre produktmatrisen kan bli utført. Automatisk gjenkjenning av valgte kildeobjekter kan også bli utført på dette nivå i den automatiske kildeobjektgjenkjenningskrets 70. Utgangssignalet fra den ytre produktmatrisen 68 blir også påtrykt den visuelle Aural Retina fremviserkretsen 71 og informasjon fra interpolasjonen og gjennomsnittsbereg-ningskretsen 69 blir også sendt ut til Aural Retina frem-viseren 72 som gir den glattede informasjonen.

Generelt kan signalbehandlingsfunksjonene til blokkene vist på fig. 6 utføres ved analoge metoder. Det vil si at de kunne arbeidet direkte på signalbølgeformen som vist på fig. 7. Med referanse til fig. 7 som viser en analog residuprosessor, sees det at signalet f(t) blir forbundet til en rettet logaritmisk forsterker 80. Hvis utgangssignal er forbundet med en differensiator 81 som har en hensiktsmessig RC tidskonstantkrets. Utgangssignaler fra differansiatoren 81 er den logaritmiskderiverte til f(t) som inneholder den ønskede residufunksjonen r(t). Siden denne konstant bare opptrer ved toppene til f(t), er det bare nødvendig å ta ut den logaritmiskderiverte ved disse øyeblikker ved å velge toppene til f(t). Dette blir gjort ved å differensiere funksjonen f(t) i differensiatoren 82 og så detekteres nullgjennomgangene i den konvensjonelle nullgjennomgangsdetektorkretsen 83. Disse nullgjennomgan-ger blir så brukt til å drive porten 84 og porten 85 for å styre residufunksjonen og logartimen til amplituden respektivt inn i den påfølgende behandlingskrets bare ved de komplekse nullpunktene. En nullgjennomgangsdetektor 86 er også forbundet til utgangen fra logaritmeforsterkeren 80 for å kunne påtrykke utgangslogaritmen f(t) bare i tidspunktet reell null. Merk at reelle nullpunkter blir detektert fra kantene til det logaritmiske f(t) signalet. Merk også at toppene i signalet korresponderer med førsteordens komplekse nullpunkter og blir brukt til videre analyse.

Mens analogkretsen på fig. 7 er relativt enkel i sin struktur, er den logaritmiske forsterkeren 80 og differensiatoren 82 og toppdetektorkretsen kostbare. Videre ville en digital behandlingskrets føre direkte til utgangsformen som er nødvendig for etterfølgende behandling av en digital mikrodatamaskin som anvendes til mønstergjenkjenning.

En logaritmisk analog-til-digitalkonverter som viser et totalt blokkskjema som viser banene til de forskjellige digitale tidsbølgeformene ettersom de relaterer seg til de forskjellige systemfunksjonene; et detaljert logisk utfor-mingsskjerna for de tre grunnleggende blokkene eller PC-enhetene i det foreliggende driftssystemet; og tidsbølge-former som viser hvordan de forskjellige funksjonene blir utført ved digital behandling.

Fig. 8a viser de forskjellige tidsstyrelinjene avledet fra basisklokken 90. Det er tre grunnleggende styreområder adskilt ved strekede linjer: (1) LAD-utvalgsbryteren 91; (2) digitaldifferensiatoren og datakodekretser 92; og (3) PSM-datainngangen og utleser 93.

En tidsdeler 94 gir et sett tidspulstog som blir brukt til å utlede de hensiktsmessige varigheter av styresignalene. LAD-bryterpulsen som sendes ut av tidslogikkrets 95 er utformet slik at dens periode faller sammen med den grunnleggende skiftregisterklokken inne i PSM 93. Bryterpuls-bredden er valgt så liten som mulig i samsvar med RC-lad-ningen og utladekravene til motstand 96 og kondensator 97 i bryterkretsen.

LAD-utvalgsbryterkretsen 91 får et signal matet inn i seg hvilket er signalet f(t). Dette signal blir påtrykt forforsterker 800 og en hensiktsmessig LAD-bryterkrets 801 som er forbundet gjennom RC-kretsen 96-97 til komparatoren 802. Utgangssignalet fra komparatoren 802 blir så forbundet til en inngang til port 803 og til en inngang til en reell nullvalgkrets 804 som vil bli beskrevet. Det andre inngangssignalet til reell nullvalgkrets 804 blir avledet fra LAD-bryterpulsen og den andre inngangen til port 803 blir avledet direkte fra den hurtige klokkeutgangen fra tidsdeler 94. En styrelogikkrets 805 mottar inngangssignaler fra den dele med to utgangen fra tidsdeleren 94; fra dele med 64 utgangen fra tidslogikkretsen 95 og fra hur-tigklokkeutgangen fra tidsdeleren 94. Styrelogikkutgangs-signalene fra krets 805 blir så forbundet med datateller 810, som også mottar utgangssignalet fra port 803, til kompleks nullpunktvelgelogikkrets 811 og til sperren (latch) 812. Utgangssignalene fra datatelleren 810 blir påtrykt subtraksjonskrets 813 og sperre 812 som vist og subtraksjonskretsens utgangssignaler fra krets 813 blir påtrykt residusperre 814 og amplitudesperre 815. Utgangssignalene fra komplekst nullpunktvelgelogikken 811 blir påtrykt nullmoduskombinasjonsvelgekrets 816 og de forskjellige kretser er forbundet med hverandre som vist. Utgangssignalet fra residusperren 814 består av residufunksjonen, mens utgangssignalet fra amplitudesperren 815 er logaritmeutgangsfunksjonen. PSM-datainngangen og utlese-seksjonen 93 består en utleseavsøkvelgelogikkrets 820 som mottar utgangssignalet fra den hurtige klokkeutleseavsøke-klokke og skiftklokke respektivt, og dens åtte utgangsled-ninger (vanligvis) er forbundet med periodisitetssorteringsmatrisen 45. Periodisitetssorteringsmatrisen har en utgang forbundet med teller 821 som i sin tur driver sperre 822 som sender ut data relatert til digital periodisitet i inngangssignalet. En spørrepulslogikkstyrekrets 826 er anordnet og mottar et inngangssignal fra skiftklokken og fra nullmoduskombinasjonsvelgekrets 816, og sender ut et utgangssignal til periodisitetssorteringsmatrisen 45.

Bølgef ormene på fig. 8b illustrerer driften av LAD 91. Bølgeformen f(t) er utgangsignalet fra forforsterkeren 800 som mater bryteren 801 styrt av bryterpulsen. Ved hver bryterpuls er den elektroniske bryterkretsen (vanligvis en CMOS halvlederchip så som CD4066) lukket, hvilket forårsaker at kondensatoren 97 lader seg opp til nivået E til signalet f(t) i dette øyeblikk. Når bryterpulsen blir fjernet utlader kondensatorne 97 gjennom motstanden 96. Utladespenningen opptrer på inngangen til amplitudekompa-ratoren 802 (en LM311 chip). Komparator 802, som ble skrudd på av ladespenningen, forblir på inntil utladningen faller under terskelnivået ET. Terskelen Erp er vanligvis valgt så nær null som mulig for derved å få et stort amplitudedynamisk område. Varigheten av komparatorpulsen er gitt ved T = RC logE/ET, hvor RC er tidskonstanten. For å få maksimalt dynamisk område er<E>m<a>x/ETog verdien av RC valgt slik at T er mindre enn perioden til bryterpulsen.

På fig. 8b er vist en "renset" komparatorpulsutgang hvor bryterpulsen blir brukt til å utkanselere sitt eget bidrag til bredden til komparatorsignalet og til å eliminere falske transienter. Derfra blir komparatorpulsen som vist på fig. 8b brukt til å styre hurtigklokkepulser inn i datatelleren 801.

Den rensede pulsen blir også sendt til den reelle nullpunktvelgelogikken 804, som detekterer når skiftklokkein-tervallet i hvilket bølgeformen f(t) går fra negativ til positiv. Denne klokkede nullpunktpuls er vist i bølgeform (f) på fig. 8(b).

De styrte pulsene til bølgeform (c) på fig. 8b blir sendt til datatelleren 810 som omdanner sekvensen av pulser i hvert utvalg til et binært tall. Under sekvensen av operasjoner bestemt av styrelogikken for hver utgangsperiode, vist på fig. 8(e), og disse utvalg eller prøvetall som representerer logaritmen til bølgeformens momentane amplitude blir subtrahert, sammenlignet, sperret (lagret), og renset. I subtraksjonsoperasjonen blir de lagrede to komplementære tall B til den forutgående prøven addert til det tilstedeværende tallet A i binærtelleren 810. Denne operasjonen er ekvivalent med en distrekt derivasjon av logaritmen til bølgeformen f(t), og representerer således den logaritmisk deriverte. Samtidig med denne subtrak sjonsoperasjonen blir sammenligningsbeslutningen som fast-slår hvorvidt det foreliggende tallet A er større eller mindre enn det tidligere tallet B utført. Denne beslutning blir detektert ved å avføle tilstanden til "fortegnsbitt" utgangen fra subtraksjonskrets 813 til de to sine komplementære differanser. Dersom det er en endring i sekvensen av beslutninger, indikerer dette tilstedeværelsen av et komplekst nullpunkt i form av en null eller en topp. Denne topp/nullbeslutning blir så omformet av krets 811 til en klokket puls for analyse i PSM. Forskjellige kombinasjoner av reelle og komplekse nullpunkter kan velges ved ekspe-rimentelle situasjoner i signalanalyse.

Etter subtraksjonsoperasjonen sendes en styrepuls fra logikkrets 805 som minsker telledata fra teller 810 med to og inverterer dataene for å frembringe de to sine komplementære tall, som så blir sperret i sperren 812 og renset fra telleren ved forberedelsen til det neste utvalgsinter-vallet. Selv om subtraksjonen opptrer i hvert utvalgsintervall, blir bare resultatet lagret i sperreregisteret for de utvalg eller prøver hvor null er blitt detektert. Dette utvalg representerer den momentane residufunksjonen f(a). på en lignende måte kan logaritmeamplitudeinforma-sjon (før de to's komplementverdier) bli lagret ved topp-komplekse nuller. Disse tidssammenfallende utvalg av amplitude og residu utgjør nå to av bølgeforminformasjons-vektorene eller "WIV". (Som beskrevet tidligere kan ampli-tudeutvalgene bli sammenlignet for å utlede en retnings-relatert vektor).

Merk at hvert utvalgsintervall korresponderer med hoved-skiftklokkeintervallet som styrer forsinkelsesskiftregisteret i periodisitetssorteringsmatrisen 45. Fig. 8a viser ledningene som fører tidssignalene og funksjonsblokkene som er tilknyttet PSM 93. PSM krever skiftklokketidssigna-let for å styre sine forsinkelsesskiftregistre, et utlese-avsøksvelgesignal for å styre sekvensen av utlesing av de detekterte periodisiteter og en innretning for å kode digitalt periodisitetsmålingene ettersom de blir lest ut av PSM. Utspørringspulslogikken 826 aksepterer nullene fra den digitale differensiatorkretsen og sikrer tidsangivel-sen for korrekt innmatning til PSM-skiftregisteret.

Det bør også merkes at det er en blokk som tillater valg av en hvilken som helst ønskelig kombinasjon av bølgeform-nuller på følgende måte:

reell

topp

null

reell + topp

reell + null

topp + null

reell + topp + null

I det ovenfor er uttrykket (+) definert som en logisk ELLER. Muligheten til å utføre dette valget er ønskelig for å oppnå optimal behandling av forskjellige typer inngangssignaler. F. eks. synes det for tiden som den beste analyse av menneskelig tale vil anvende reell + topp-modu-sen.

Det kan sees av fig. 8a at de binære data vedrørende periodisitetsmålingene blir lagret i sperre 822 slik at de kan bli behandlet i samsvar med fremgangsmåtene beskrevet foran for den aurale retina.

Fig 8c viser et detaljert kretsdiagram over en dritsklar LAD-krets 91. Denne krets fører den nødvendige komponent-identifikasjon og utfører funksjonene til forsterkeren 800, bryter 801 og komparator 802 beskrevet i fig. 8a. Komponentpinneelementer er også vist. En LM326 presisjons-spenningsregulator 803 forsyner -12 volt til LM387 til-bakekoplingsinverteringsforsterker 831 som er anordnet.

CD4066 bryteren 832 blir styrt av den positive bryterpulsen avledet fra 2N3904 transistorforsterker 833. Forsterker 833 er nødvendig for å omforme 5 volts TTL-logikknivå-et til 15 volt nivået for riktig veksling av bryteren 832. Et lavpassfilter 833 bilr brukt til å hjelpe med å isole-re vekslings- eller brytereffekter fra forforsterkeren 831.

Utladetidskonstanten RC til motstand 96 og kondensator 97 er valgt ved 10K ohm og 220 pf for å gi det ønskede dyna-miske området. Utgangen fra den vekslede bølgeformen blir isolert fra komparatoren 802 ved å anvende en 2SK43 felt-effekttransistorkildefølger med høy inngangsmotstand og lav utgangsmotstand. LM311 komparatoren 802 utløses ved positiv spenning og gjenvinner seg når signalet faller under terskelen som er innstilt ved hjelp av den variable motstanden 840. Forbikoplingskondensatorer blir brukt for å redusere utløsning på bakgrunn av strøspenning og til å stabilisere utløsehandlingen. SN7408 porten blir brukt til å bøfre komparatoren fra de forskjellige påfølgende last-funks joner.

Tilbakekoplingsinngangsforsterkeren 831 inneholder en spenningsbalansejustering. Det har også en 7,5 volt zener-dioderegulator i den -12 volt forsyningen. Dette er nød-vendig for å redusere den totale spenningsforsyningen til CD4066 slik at den ligger innenfor fabrikantens 15 volt grense.

Det vendes tilbake til fig. 8a hvor det så er beskrevet logikken som blir brukt til å generere tidssignalene som er nødvendig for å drive PSM 93 og den digitale differensiatoren 92. Denne krets er vist detaljert på fig. 8d, og bølgeformene som sees ved de forskjellige punkter i tidssekvensen er vist på fig. 8e. Hovedklokken 90 er en oscil-lator som anvender en SN74LS04 heksagonal inverter med mulighet til en 2:1 frekvens justering ved 2 MHz. Utgangen er merket "hurtigklokke" og blir brukt direkte i den på-følgende logikken. Herfra blir klokkehastigheten dividert med to i suksessive trinn merket A, B, C, D og E på fig. 8e. Bølgeformene fåes fra det to SN7493 integrerte kretsene M2og M3. Ved punkt "E" blir bølgeformen igjen dividert med to i to kanaler for å få frem en tofaseklokke. E-klokken blir så invertert før den driver delekretsene M6(A), fra hvilken hoved-PSM-skiftklokken blir avledet. Den ikke-inverterete E-klokken blir dividert med Mg(B). Settet av bølgeformer tillater nå dannelse av noen nødvendige styresignaler. LAD-bryterpulsen blir avledet av OG-porter M4og<M>ll (pinner 8, 9, 10), som utfører OG på bølgeformene B, C, D, E og G på fig. 8e. Det inverterte utgangssignalet er vist som kurve (i) på fig. 8e. Avsøkpulsporten J på fig. 8e er avledet fra M-q (pinner 4, 5, 6), som utfører OG på bølgeform H og skiftklokken. J-signaler utfører så OG på A-klokkesignalet slik at 24 pulser opptrer for hvert skiftklokkeintervall gjennom OG-port Mg (pinner 11, 12, 13), som på fig. 8(a).

Rensepulsen er generert av D-vippen M-^og OG-port M5(pinner 8, 9, 10) på fig. 8d. Formålet med denne krets er å utvide bryterpulsen noe slik at uønskede brytertransi-entvirkninger kan fjernes fra komparatorutgangen. D-vippen sørger for en forsinket hurtigklokkepuls som blir kombinert med bryterpulsen for å gi bølgeformen vist som kurve (p) på fig. 8e. Utleseavsøkeklokken må så bli vekslet til diskrete kanaler for å gi en sekvensvis utleseskiftklokke som skal anvendes i PSM 45. Dette blir utført av telleren M7som genererer en 3-bits sekvensiell binære kode. Denne kode blir demultiplekset av Mg (74138) for å gi en puls med en varighet på et skiftklokkeintervall som veksler over de åtte oktavkanalene. Denne bryterport velger således den riktige PS-kanal, slik at denne mottar utleseav-søksklokkepulsene under anvendelse av inverterne Mg og<M>13'°9OG-portene M15og M-^. Denne sekvens er illustrert ved kurvene (q) og (r) på fig. 8e. De valgte utleseavsøks- klokkene for oktaver 8 og 7 er valgt for å illustrere be-gynnelsen av den åtte-oktavs avsøkesyklusen som fortsetter fra 8, 7, 6 ...2, 1; og så gjentar seg til 8, etc. Dette tillater at periodisitetsdata blir avsøkt fra de laveste til de høyeste frekvensene. Digital koding av den gjenkjente periodisitetsprøven blir besørget av binærtelleren ^10 °9 ^11*Denne teller akkumulerer antallet utleseav-søkspulser for hver åtte-oktavs avsøkssyklus. Når en per-iodisitetsgjenkjenningspuls opptrer, som illustrert ved kurve (s) på fig. 8e, vil seriedatapuls som korresponderer til gjenkjenningskanalen styre ut binærtallet i en 8-bits parallell databuss. Eksempelet på fig. 8e viser en periodisitetsgjenkjenning på kanal 36 med det korresponderende binære tallet i kurve (t) på fig. 8e. ;Det bør merkes at denne fremgangsmåte for datautlesing ble valgt på grunn av visse praktiske systemsbetraktninger. Adskillige alternative metoder kan anvendes hvilket ville være åpenbart for fagkyndige binærlogikkonstruktører. ;Som vist på fig. 8a blir styresignaler for digitaldiffe-rensiatorseksjonen 92 også avledet fra tidslogikkretsen 95. Denne styrelogikk er vist detaljert i kretsdiagrammet på fig. 8f. Styresignalene i fig. 8f blir dannet ved hjelp av de logiske sekvensene frembrakt av OG-porter inneholdt i M5, M7og av inverterne til M-^. De er tre suksessive plussignaler vist som kurvene (j), (k) og (1) på fig. 8e og er benevnt subtraksjon, komplement og sperre/klargjør. ;De styrte klokkepulsene (se kurve (e) på fig. 8b), som er frembrakt av OG-portene M2(11, 12, 13) og M2(8, 9, 10) blir matet til den åttebits opp-ned telleren M-q og M4. Den totale tellingen nåes alltid før slutten av styrepuls-tidssyklusen. Under tellesyklusen blir telleutgangssigna-ler sendt gjennom de eksklusive ELLER-portene M-^4 og M-^5 til de 8-bits binære adderere M-^g og Mg. Disse adderere er også forbundet med de 8-bits sperrene M-^q og M3som inne holder de to sine komplementære resultat av den tidlig forutgående tellesyklusen. Således vil den 8-bits utgangen til addererne presentere den kontinuerlige differansen mellom tellesyklusen og den forutgående rammetelling. På slutten av tellesyklusen forblir differansen statisk. ;Styrepulssekvensen fortsetter fra dette pukt. Den første styrepulsen er "subtraksjons"-pulsen, som overfører ramme-differansen til lageret Mg og M-^*Subtraks jonspulsen tidsstyrer også den monostabile J-K-vippen og sørger for at dennes status endres avhengig av tilstedeværelsen eller fraværet av en fortegnsbit i sperren M12. Denne beslutning bestemmer hvorvidt den foreliggende telling A er større enn eller mindre enn den tidligere telling B. Ved anvendelse av disse data vil de to duale D-type monostabile vippene og OG-portene frembringer pulser som korresponderer med de komplekse nullpunktene til signalbølgeformen, som vil bli beskrevet senere.

Den andre styrepulsen, komplementet, har to virkninger: den minsker opp-ned telleren en bit og den forårsaker at de eksklusive ELLER-portene inverterer, eller komplemen-terer binærtallet fra telleren. Dette er de to sine kom-plementærtall som sperrepulsen (den tredje i sekvensen) sørger for å bli lagret i sperren M-^q og M3på fig. 8f. Sperrepulsen aktiverer også en monostabil multivibrator Mg som produserer en svært kort puls med en bredde på omtrent 125 nanosekunder. Denne puls som er litt forsinket renser tellerne og gjør dem klar for den neste tellesyklusen. Formålet med forsinkelsen er å sikre at tallet blir lagret før det blir renset.

Det reile nulløyeblikket blir valgt ved å anvende rensepulsen 5(p) til å tidsstyre D-vippens par M-^med LAD-komparatorutgangssignalet som mater D-inngangen. Denne krets velger bare de positive overgangene til signalomhyl-lingen ettersom dette gjennomløper de reile nullaksene.

Varigheten er bare et skiftklokkeintervall.

En illustrasjon av nullvelgeprosessen avledet fra bølge-formutvalgene er vist på fig. 8b. I dette tidsdiagram sees komparatorpulsen (c), den rensede komparatorpuls (d) og de styrte hurtigklokkepulsene som anvendes til å kode data (e). Ettersom bølgeformen f(t) krysser nullaksen blir LAD-komparatoren utløst og forblir H (høy) inntil bølgeformen faller under null. Denne nullgjennomgang frembringer således en puls som har bredden på en skiftklokkeperiode (f). Ettersom bølgeformen øker i amplitude, fortsetter beslut-ningen A > B i H-tilstanden inntil prøvepuls nr. 4. Siden komparatorbredden (digital amplitude) til nr. 4 er mindre enn nr. 3, blir fortegnsbitbeslutningen A < B høy, hvilket forårsaker en overgang i J-K-vippen. Illustrasjonen på fig. 8b viser den resulterende pulsen i bølgeform (g), som identifiserer toppen til bølgeform f(t). Merk at beslut-ningen er nødvendig forsinket med to skiftklokkeinterval-ler, men dette er en konstant som blir tatt hensyn til i den etterfølgende behandling.

Merk at nullmodusen, som detekterer overgangen til A > B vil opptre ved både de reelle positive nullpunkter og et hvilket som helst nullpunkt i bølgeformen. Dersom således bare null nullpunkter er ønskelig i etterfølgende behandling, vil det være nødvendig å kombinere den separate reelle nulldetekteringen med den reelle nulldelen av null-modusdetekteringen slik at den reelle null blir kansel-lert.

Periodisitetssorteringsmatrisen 45 i beskrivelsen er kretsen som gjenkjenner og sorterer alle periodiske elementer i signalsammensetningen samtidig. Signalsammensetningen som blir påtrykt periodisitetssorteringsmatrisen kan generelt bestå av forskjellige blandinger av tilfeldige eller periodisk eksitasjon av overdempet og underdempet småbøl-ger. Med hensyn til kategorien av de periodiske signaler

er det to grunnleggende situasjoner:

(1) To eller flere interfolierte usynkroniserte pulstog av hvilke i det minste det ene er periodisk (småbøl-ger er overdempet); eller (2) En periodisk eksitasjon med oscillerende responsfunksjoner (småbølger er underdempet).

Disse to signaltilstander er vist på fig. 9A og 9B respektivt. Fig. 9A viser to interfolierte pulstog som har per-iodene T-l og T2respektivt. Fig. 9B viser en bølgeform som er typisk for f.eks. stemmetale hvor repetisjonshastigheten definerer stemmens tonehøyde. Ringesmåbølgeresponsene er kjent som formanter. Det essensielle problemet med å måle de individuelle repetisjonsperioder til bølgeformene på fig. 9A og 9B kan sees av figurene. Det er åpenbart at ingen fremgangsmåte som bare er basert på å måle suksessive tidsintervaller til nullgjennomgangene eller topper kunne lykkes i å sortere interfolierte signalerkilder. I samsvar med den foreliggende oppfinnelsen er imidlertid anordnet en ny periodisitetssorteringsmatrise som er skjematisk illustrert på fig. 11, hvilken utfører denne funksjonen.

Anordningen vist på fig. 11 er basert på den kontinuerlige analysen av et signal etter periodiske komponenter ettersom det forplanter seg gjennom en avtappet forsinkelseslinje. En oppstilling av logiske porter er forbundet på en slik måte at når en signalpuls ankommer på inngangen, foretas en samtidig sammenligning med alle tidligere pulser i forsinkelseslinjen. Dette finner sted på en slik måte at hendelsen med to like tidsavstander kan gjenkjennes. Denne hendelse er definert her som en periodisitet. Periodisiteter behøver ikke å opptre i en tilstøtende sekvens som pulser i et pulstog. F. eks. vil en serie av tilfeldig adskilte pulser som et tilfelle frembringe tre pulser som har like intervaller. I de rene tilfeldige eller slumpserier, vil disse falske periodisitetsdetekteringer være fordelt over området av gjenkjenningsporter med lik sannsynlighet. Den statistiske frekvensen av falsk gjenkjenning ville avhenge av pulstettheten i sammensetningen. Når fordelingen ikke er fullstendig på slump, men er sent-rert nær en bestemt repetisjonshastighet, som i et "dir-rende" pulstog, er antallet responser størst ved porten som korresponderer til den gjennomsnittlige pulsrepeti-sjonsfrekvensen som er omgitt av en Gaussian-typefordeling av responser. Spredningen til denne fordeling vil avhenge av signal-til-støyforholdet. Fig. 11 viser skjematisk den topologiske relasjon til en oppstilling av OG-porter og forsinkelsesskiftregisteret. Fig. 11 er et "logisk kart" over kretsarrangementet. Den illustrerende krets på fig. 11 inneholder 12 OG-porter som hver er illustrert skjematisk med en respektiv en av horisontale linjer 100-111. Hver av OG-portene 100-111 er forbundet til den skjematisk illustrerte avtappede skiftregi-sterforsinkelseslinje 112 som har 25 posisjoner. Portene 100-111 er forbundet til de forskjellige posisjonene ved punkter som er representert med diagonale streker langs lengden av de horisontale linjene som representerer portene 100-111. Signalet som kommer inn i skiftregisteret 112 er signalet som er avledet f.eks. fra et utgangssignal fra nullvelgelogikken 811 i den digitale residuprosessoren på fig. 8a. Dette signalet er forbundet til en logaritmisk A-D-konverter 113, digital differensiator 114 og nullvelge-logikk 811. Således vil inngangssignalet som kan ha formen vist på fig. 10A bli omdannet til signalet vist på fig. 10B. Merk på fig. 10B at de interf olierte pulsene til pulstog A og til pulstog B er merket separat som An og Bn respektivt.

En skiftklokke 113 tidsdiagram er skjematisk vist i den nedre delen av fig. 11 med en matrise som skjematisk illustrerer måten pulsene A og B entrer skiftregisteret og så forplantes ned skiftregisterforsinkelseslinjen 112. OG- portforbindelsene vist på fig. 11 er anordnet sekvensvis og reagerer på en hvilken som helst periodisk hendelse som opptrer innenfor et 2:1 område. Alternerende par med for-bindelser til sentertappen til hver periodisitetsport 100-111 er nødvendig for å sikre gjenkjenning av alle mulige kombinasjoner av intervaller mellom de sekvensvise pulsparene. Disse kombinasjoner er et resultat av de 24 diskrete klokketidsintervaller til skiftregisterforsinkelses-vinningen 112. Av hensiktsmessige grunner ved beskrivelsen av systemet er tidsskalaen til signalet vist kvantisert i de samme 24 enheter som enhetene til den avtappede skiftregisterforsinkelseslinjen.

De to pulstogene A og B vist på fig. 10B er også vist tidsinndelt i den samme skala som skiftklokken 113 og har perioder på 6 og 10 tidsenheter respektivt. Når den første pulsen til bølgetog A, merket puls A±, entrer forsinkelseslinjen 112 er det ingen andre pulser slik at det ikke skjer noen gjenkjenning. På samme måte når pulser B-^, B2og A2entrer sekvensvis vil det ikke være noen gjenkjenning av periodisitet og de fortsetter gjennom systemet. Når puls B3ankommer i tidsenhet 15 vil imidlertid puls B2i tidsenhet 8 og B-^i tidsenhet 1 være i systemet og de tre samtidige pulsene blir frembrakt, og derved frembringes en gjenkjenningsrespons for pulstog B som har en periode på syv tidsenheter. På en lignende måte vil når puls A 3 ankommer det være nok en gjenkjenning fra ti-enhetspor-ten. Ved påfølgende drift vil hvert pulstog kontinuerlig bli deinterfoliert i de diskrete kanalene til periodisitetsgjenkjenningsregister 115.

I kretsen på fig. 11 er det ekstremt viktig å anvende 2:1 forholdet av undermultipler for å frembringe en logisk hindrefunksjon som skal hindre falsk gjenkjenning i systemet. Således er det nødvendig å eliminere falske responser ved undermultipler av den virkelige periodisiteten under antagelse av at det er ønskelig å gjenkjenne periodisite ter over et område som er større enn en oktav. Nøkkelen for å fjerne disse falske responsene er 2:1 til forholdet referert til ovenfor.

Den første OG-portlinjer representerer og er merket den første oktaven av signalpulser; den andre oktaven av OG-portlin jer er forbundet og merket som vist; og den tredje oktaven som er de lavere åtte OG-porter er også merket. Et periodisitetsgjenkjenningsregister 121 som korresponderer med periodisitetsgjenkjenningsregisteret 115 på fig. 11 er forbundet til utgangene fra de 24 OG-portene.

Spredningsf orsinkelseslin jen 120 på fig. 12 har en ikke-uniform forsinkelseskarakteristikk hvori de relative for-sinkelser i hvert trinn er indikert ved avstanden til avtapningene. Tiden mellom enhetene 0 til 16, som har den høyeste tidsoppløsningen korresponderer til tidskvantise-ringen av den høyest forventede periodisiteten til signalet. I enheter 18-32 er den relative forsinkelsen to tidsenheter; i forsinkelsesenhetene 36-64 er den fire tidsenheter. Oktavforholdet til portene er tilstøtende slik at det er en kontinuerlig periodisitetsgjenkjenningsmulighet over et tre oktavs periodisitetsområde.

Undermultipelforhindringsfunksjonen som er referert til tidligere blir utført ved å mate tilbake utgangssignalet fra hver port til forsinkelseslinjeøkningen i hvilken gjenkjenningen opptrer. Denne tilbakekopling er merket "gjenkjenningforhindringssignaler" på fig. 12. Således blir forplantningen av en undermultipelsignalpuls avslut-tet før den entrer de lavere periodisitetsgjenkjennings-oktavene.

Det var tidligere bemerket at i anordningen på fig. 12 er avstanden mellom forsinkelseslinjeavtapningene proporsjo-nal med forsinkelsestiden. Utforming av et hensiktsmessig system for de nødvendige syv eller åtte oktavene til en akustisk signalomgivelse krever således i en praktisk si-tuasjon innretninger for å redusere den fysiske avstanden langs forsinkelseslinjen pr. forsinkelsesenhet ettersom forsinkelsen øker. En anordning for å redusere denne avstanden er vist i det digitale kretsdiagrammet på fig. 13 som utfører funksjonene som tidligere er beskrevet i de logiske kartene på fig. 11 og 12.

Fig. 13 viser hvordan det logiske kartet på fig. 12 kan overføres til konvensjonell kretsutforming. Dette diagram representerer alle de essensielle egenskapene til et driv-bart system og, unntatt for basismoduloktaven, er identisk i konstruksjonen. Hver oktav er utstyrt med respektive lagerskiftregistre 140, 141 og 142 for oktaver 1, 2 og 3 respektivt. Bare fire elementer av skiftregistrene, snarere enn åtte elementer, som vist på fig. 12, er vist på fig. 13 av enkelhetsgrunner. Selvfølgelig kan et hvilket som helst antall elementer anvendes avhengig av den ønskede oppløsning.

Lagerskiftregistrene 140, 141 og 142 fungerer som registeret 121 på fig. 12 og gir et utgangssignal som respons på detekteringen av en periodisitets-"slager". Dette utgangssignal kan ta en hvilken som helst ønskelig form, så som et elektronisk utgangsstyresignal frembrakt under serieut-lesningen av alt innhold i registeret. Utgangssignalet kan også ta form av et LED-utgangssignal for hver lokalisering inne i lagerskiftregistrene.

Hvert element til hvert lagerskiftregister er utstyrt med en tre-inngangs OG-port vist som OG-portene 150-161 som har sine utganger forbundet til A, B, C og D inngangene til lagerskiftregistrene 140, 141 og 142 på den viste måten. Klokkepulssignalet som innmates så som inngangssignalet på fig. 10B blir så påtrykt et klokket skiftregister som har seksjoner 170 og 171 i den første oktaven og seksjoner 172 og 173 i oktaver 2 og 3 respektivt. Lignende klokkeskiftregisterseksjoner vil være anordnet for hver av de andre oktavene. Således kan så mange oktaver som det er ønskelig bli anvendt for å dekke så stort frekvensområde som ønskelig for signalanalysefunksjonen.

Skiftregisterelementene blir tidsstyrt eller klokket av en klokke 180 som løper med den samme hastigheten som blir brukt til å klokke signalpulstoget.( Denne krets er referert til som dataskiftklokken på fig. 8a). Forsinkelsestiden for hver suksessiv oktav blir økt med en faktor på 2 ved å dividere klokkehastigheten til klokke 180 med 2 for hver suksessiv oktav. Således er det anordnet 2:1 divi-sjonskretser 181, 182 og så videre for å redusere klokkehastigheten som innmates med to for hvert suksessivt skiftregister 172, 173 og så videre.

For å sikre overføring av data mellom oktavforsinkelses-linjer er det innskutt et ekstra skiftregisterelement, benevnt Tx, i hver oktavforsinkelseslinje 171, 172 og 173 for å ta seg av den kvantiserte tidsposisjonen til perioden av pulsparene som opptrer når det blir gjort et utvalg av det analoge periodiske signalet av skiftklokken.

Signalet fra Tx~elementet i hvert klokkeskiftregister er forbundet til overførings-ELLER-porter 190, 191 og 192 respektivt i de respektive oktaver 1, 2 og 3. Det andre inngangssignalet til ELLER-portene 190, 191 og 192 er signalet fra det tidligere forsinkelseselementet Tg, T12°9T16for ELLER-porter 190, 191 og 192 respektivt, slik at sig-nalpulsen alltid kan overføres til inngangselementet til det neste skiftregister i den neste oktaven.

Det første inngangssignalet for hver av OG-portene 150-153 er et inngangssignal fra en TQ-posisjon til klokkens skiftregister 170. Et andre inngangssignal til OG-porter 150-153 blir tatt fra klokkeskiftregisterposisjonene T5, Tg, Ty og Tg respektivt. På lignende måte blir andre inn gangssignaler til OG-port 154-157 tatt fra skiftregister-posisjonene Tg, T10, T-q og T12ti-1 klokkeskif tregister 172.

Det andre inngangssignalet til OG-porter 158-161 blir tatt fra posisjoner T-^, T-^, T<->^og T-^g til registeret 173. Det tredje inngangssignalet til porter 154-161 består av utgangssignaler fra ELLER-porter 200-207 respektivt. Det tredje inngangssignalet til OG-porter 150-153 er vist som utgangssignalet fra ELLER-port 210, T2eller T3utgangssignalet fra skiftregister 171, utgangssignalet fra ELLER-port 211 og utgangssignalet fra posisjon Tjeller T4til skiftregister 171 respektivt.

Arrangementet som er beskrevet ovenfor vil gi en periodisitet utmatet i ett av lagerskiftregisterposisjonene for lagerskif tregisteret 140, 141 og 142 på den måten som er vist med de diagonale strekene som er tidligere diskutert i forbindelse med fig. 11 og 12.

Siden den diskrete natur til periodisitetsutvalgene, er anordnet en utspørringsport 220 for å doble bredden av ut-spørringspulsen i alle oktaver lavere enn basismodulen. Således består det første inngangssignalet til hver av OG-portene 154-161 av utgangssignalet fra ELLER-port 220, inngangssignalene som er forbundet til klokkeskiftregis-terposis joner Tq og T-L respektivt.

Fig. 13 viser den digitale kretsinnretningen ved hjelp av hvilken detekterte periodisiteter kan lagres og overføres til en påfølgende fremviser og/eller et automatisk behand-lingstrinn. Således blir utgangssignalene fra gjenkjen-ningsportene 150-161 sendt til de på forhånd innstilte innganger til lagerskiftregistrene 140, 141 og 142. Lagerskif tregisteret opptegner hendelsen av en periodisitet i sitt lagerelement hvoretter forhindringsfunksjonen beskrevet i forbindelse med fig. 12 arbeider for å fjerne pulsen fra dens tilhørende forsinkelsesskiftregisterelement. Således vil på fig. 13 hver av klokkeskiftregistrene T5, Tg, Ty, Tg av 171 og hver av registrene til 172 og 173 motta en klar forhindringsforbindelse fra utgangssignalet til OG-port 150-161 respektivt.

Som et driftseksempel for kretsen på fig. 13 kan det antas at trippelperiodisitet finner sted i registerlokaliserin-gene TQ, Tg og Tg. Hendelsen blir opptegnet i register D-^. Pulsen i Tg blir så renset av forhindringspulsen som opptrer på Tg renseinngangen til skiftregisteret 171.

Hvert lagerskiftregister 140, 141 og 142 er utstyrt med et ekstra forsinkelseselement merket X. Dette tilleggselement blir brukt til å lagre data som skal skiftes inn i det neste registeret dersom en serieutlesning av data er ønskelig. Som fastslått tidligere kan data som er lagret i hvert lagerregister også observeres direkte ved å forbinde hvert lagerelement med en lysemitterende diode. Alternativt eller samtidig kan data blir overført ut i serieform ved hjelp av standard skiftregistermetoder. Dersom det er ønskelig, kan data i lagerskiftregistrene bli dekodet i binær nummerisk form for å identifisere direkte det opptegnede elementet. Enhver annen form for datautlesning kan velges etter ønske av utformeren av systemet.

Periodisitetssorteringsmatriser er i og for seg kjent, men er vesentlig mere komplekse enn den nye anordningen vist på fig. 13. En kjent utforming er beskrevet i publikasjonen "PRF Signal Analyzer", IBM Technical Disclosure Bulle-tin, vol 10, nr. 11, april, 1968, p. 1781. Det viste systemet anvender en forskjellig form for oktavundermultip-pelforhindring og har dårligere ytelse og er mer komplekst enn systemet på fig. 13 og krever mange flere forsinkel-seselementer og logiske komponenter. Dette er spesielt sant når periodisitetssorteringssystemet krever mer enn tre eller fire oktaver.

En betegnende egenskap med kretsen på fig. 13 er at den kan anvende så mange oktaver som det er ønskelig og antallet er bare begrenset av tidsresponshastigheten til lo-gikkelementet. Således har kretser som anvender åtte oktaver med hell blitt brukt og med en oppløsning på 24 til-vekster.

Periodisitetssorteringsmatrisen på fig. 13 kan utføres med mange forskjellige kretsteknikker. Således kan forsinkel-sesfunksjonen utføres av innretninger så som analoge avtappede forsinkelseslinjer, kaskadekoplede monostabile multivibratorer, ladningskoplede integrerte forsinkelses-kretser, digitale skiftregistre og overflateakustiske bøl-geinnretninger. Imidlertid vil ved signalbehandling i de lavere frekvensområdene, som anvendes ved seismiske systemer og normale audio/akustiske frekvensområder, det digitale skiftregisterarrangementet på fig. 13 være det foretrukne kretsarrangementet.

De generelle egenskaper med et system som anvender analoge eller kvasianaloge metoder som kan anvende ladningskoplede forsinkelsesinnretninger eller overflateakustisk bølgeinn-retninger er vist skjematisk på fig. 14 som viser en krets som utfører det første og andre analyseintervallet på fig.

5 og 6. Mens funksjonen til kretsen på fig. 14 kan utføres av et heldigitalt behandlingssystem, er systemet forenklet ved å anvende et analogt eller kvasianalogt system for å gi den nødvendige informasjonen til Aural Retina kretsen. Mer spesielt, som vist på fig. 14, blir signalet f(t) som skal analyseres påtrykt en dertil egnet forsinkelseslinje så som den dispersive forsinkelseslinjen 200 som har n avtapninger T^-T^. Denne gir en diskret utvalgsbølgeform av f(t) langs lengden av forsinkelseslinjen som har en økende forsinkelse pr. lengdeenhet. Hver avtapning i forsinkelseslinjen 200 er forbundet til en respektiv krets så som en av kretsene 201-204 som omdanner den lagrede funksjonen f(t) til log f(t) på en kjent måte. Utgangssignalet log f(t) for funksjonen i hver av avtapningene blir så forbundet til en egnet subtraksjonskrets 205 som er anordnet for å fratrekke utgangssignalet fra hver logomdannet forsin-kelsesavtapningsverdi fra verdien til den forutgående for-sinkelsesavtapning. Dette gir en diskret derivert av log f(t) som er funksjonen r(t) = d£log f(t)^J/dt som er "residu" som er beskrevet tidligere.

Residufunksjonen r(t) blir så påtrykt respektive terskel-detektorer 206 som er anordnet for hver forsinkelsescelle og som arbeider for å bestemme tidsavsnittet til valgte bølgeformegenskaper så som topper eller nuller. I øyeblik-kene som korresponderer til disse egenskapene, blir verdiene til r(t) eller residu styrt inn i Aural Retina kretsen 207 via residuportene 208.

Samtidig blir utgangssignalene fra terskeldetektorene 206 påtrykt periodisitetssorteringsmatrisen 209 som kan være identisk med kretsen på fig. 13. Utgangssignalet fra PSM 209 blir også påtrykt inngangen til Aural Retina kretsen 207. Aural Retina kretsen 207 har så innganger som tar seg av periodisiteten til bølgeformene, residu og amplitude slik at den nå har informasjonen som er nødvendig for å frembringe de nødvendige bølgeformgjenkjenningsmønstre. Merk at det generelle arrangementet vist på fig. 14 kan utføres med ladningskoplet forsinkelse eller overflateakustisk bølgeinnretningsteknologi.

Det er en betydelig fordel med arrangementet på fig. 14 siden arrangementet eliminerer behovet for mellomlagring, adressering, gjennomsnittsberegning og parameterassosia-sjonslogikk som er nødvendig i en heldigital utforming.

Nå skal omtales måten den ytre produktmatrisen 68 på fig.

6 kan utføres på for å utføre det tredje behandlingsintervallet beskrevet på fig. 5 i hvilket WIV blir satt sammen i et vektorrom i hvilket signalmønstrene kan gjen kjennes. En fremgangsmåte som dette utføres med er vist i søkerens US-patent 3.886.553, tittel "Coordinate Locating Method and System", utstedt 27. mai, 1975. Den viste fremgangsmåten i patentet har som primær hensikt å lokalisere emittere i geografiske koordinater ved å gjenkjenne tids-differansemønstrene til den mottatte stråling. Imidlertid kan kretsene anvendes for et hvilket som helst koordinat-system.

Det følgende beskriver en ny fremgangsmåte og krets for å identifisere bølgeformmønsteret under anvendelse av det to-dimensjonale rommet til residu a mot periodisitet t . Generelt kan bølgeforminformasjonsvektorene som omfatter et fire-dimensjonalt rom som utgjøres av residu, periodisitet, retning og amplitude også bli anvendt.

I det nye arrangementet i henhold til oppfinnelsen, blir residudataene som er avledet fra topputvalgets logaritme-deriverte som sendes ut fra registeret 98 på fig. 8 først omdannet til en analog tidsdifferanse. Periodisitetsut-lesningen fra periodisitetssorteringsmatrisen på fig. 13 blir også omdannet til en analog tidsdifferanse ved hjelp av serieutlesemodusen beskrevet i forbindelse med fig. 13. Periodisitet og residu danner så koordinatene til et rektangulært Aural Retina eksistensrom, som ble beskrevet i fig. 2. Dette planet kan inndeles i en oppstilling av rek-tangler som er avgrenset av referansepunkter, som illustrert på fig. 15.

Referansepunktene på fig. 15 er benevnt med nr. 00-03; 10-13; 20-23; og 30-33. Hvert av disse referansepunktene kan representeres som punkter i tiden som en funksjon av de kontinuerlige tidsvariable a og T. Hvert punkt definerer derfor et bestemt relativt tidsforsinkelsesmønster. Ved å anordne en innretning for å gjenkjenne tidsforsinkelses-mønsteret mellom de to inngangsvariablene a og T, er det mulig å lokalisere korresponderende punkter i eksistens diagrammet. Siden hvert punkt eller punktsett representerer en bølgeform, er evnen til å lokalisere disse punktene ekvivalent med å identifisere signalet.

Fig. 16 viser som blokkskjema en krets som er utformet for å utføre funksjonen nevnt ovenfor og som utgjør den ytre produktmatrisekretsen 68 på fig. 6. Kretsen på fig. 16 be-tjener den ytre produktmanipuleringen av WIV som er blitt målt i bølgeformen. På fig. 16 blir de to tidsdifferanse-kodede parametrene for periodisitet P og residu a matet til respektive skiftregisteravtappede forsinkelseslinjer 300 og 301. Et tredje identisk register 302 er også anordnet. Hvert av registrene 300-302 består av konvensjonelle vipper. Registre 300 og 301 har fire avtapninger som hver er merket 3, 2, 1 og 0 respektivt. Hver av disse avtapninger er forbundet til en respektiv OG-port som hver er skjematisk vist ved en av horisontallinjene som er numme-rert 01 til 33. Hver av disse OG-portene korresponderer til en posisjon i eksistensdiagrammet på fig. 15. Hver av portene har tre innganger og det tredje inngangssignalet kommer fra den siste avtapningen på forsinkelseslinjen 302 vist som linjen 304 på fig. 16.

En referanseforsinkelseskrets er også anordnet i fig. 16 for å tillate gjenkjenning av alle punkter i et plan. For hver forsinkelseslinje er det anordnet tidsstyrte (klokkede) nedtellingssystemer 305, 306 og 307 som tillater inn-gangstidsforsinkelsespulsen å bli skiftet gjennom hver forsinkelseslinje med høyere oppløsning enn det som er gitt ved den relativt grove delingen av de diskrete for-sinkelseslin jeavtapninger i forsinkelseslinjer 300-302. Denne nedtellingsmetode tillater en finkornet interpolasjon av mønsterlokaliseringen ved å sammenligne de relative verdiene av responser til tilliggende referansepunkter som det er vist i søkerens tidligere nevnte patent nr. 3.886.553.

Virkemåten til kretsen på fig. 16 er som følger: I ethvert øyeblikk vil et signals lokalisering i planet på fig. 15 korrespondere til en bestemt OG-port 01-33 som blir aktivert av utgangssignalene til tre sammenfallende forsinkel-seslin jeavtapninger . Bare en port kan aktiveres av gangen og så gi en utgangspuls. Oppstillingen av porter blir så forbundet til en kovensjonell logisk prioritetskoder 310a som omdanner posisjon til den aktiverte porten til et binært kodetall på linjer Ag, A^, A2og A3. Dette tall eksisterer under varigheten til portpulsen.

Den kodede gjenkjenningspulsen adresserer så et direktela-ger 310. For hver gjenkjenningshendelse vil en telling bli addert til minnet ved lokaliseringen spesifisert av port-adressen. Etter hvert utleseavsøk blir direktelageret 310 renset og syklusen begynner igjen. Avsøkegjenkjenningssy-klusen inneholder således tidsavsnittinformas jon for alle hendelser innenfor oppløsningen av perioden til det høyes-te frekvenssignalet.

To funksjoner som kan utføres ved behandling av innholdet i direktelageret 310 er: (1) søke ut det sammensatte Aural Retina eksistensplanet for undersøkelse av dets innhold som utgjør en

"lære"-prosess, og

(2) utføre automatisk gjenkjenning av forutvalgte mønstre som et resultat av undersøkelsen av lager- eller min-neinnholdet.

Utlesningen av lageret 310 blir styrt ved hjelp av en egnet mikroprosessor 311 som etter tur adresserer alle ele-mentene i lageret 310. Den akkumulerte tellingen ved hver adresse kan så sammenlignes med tilliggende referansepunkter og, ved hjelp av en dertil egnet interpolasjonsalgo-ritme så som den som er beskrevet i søkerens forannevnte patent nr. 3.886.553, kan så mønsterpunktet bli beregnet i oppløsningen som er gitt av den opprinnelige tidsmålingen. Disse høyoppløsningspunkter utgjør så mønsteret til eksistensdiagrammet som representert i en enkel periodisitetssorteringsmatrises oktavutleseavsøkssyklus. Ved å ak-kumulere i en adderer disse interpolerte mønstrene i mik-roprosessorminnet over en hensiktsmessig integrasjonspe-riode oppnåes et fullstendig øyeblikksbilde av Aural Retina signalmønsteret. Dvs. at addereren adderer hver ny gjenkjenningshendelse fra OPM til antallet slagere som allerede er lagret i RAM. Den skaper så et "histogram" av mønsterresponser i lagerintervallet. Etter hvert slikt intervall kan de akkumulerte mønstrene bli lest ut i en fremviser eller i midlertidig lager for etterfølgende analyse i det fjerde behandlingsintervallet som søker etter variable mønstre, som ble beskrevet i forbindelse med fig. 5.

Utsøkeavsøksomdannelsesprosessen kan anvendes for å identifisere mønsteret som korresponderer til bestemte signal-bølgeformer og deres individuelle kildeobjekter. Den er i virkeligheten en læreprosess. Ved å prøve/undersøke og gjenkjenne mønsterkoordinatene frembrakt av forskjellige signalkildeobjekter kan et sett med "maler" dannes for å søke for tilstedeværelsen av ønskede innkommende signal-mønstre. En mal av dette slaget er vist på fig. 16 som blokken 320. Malen vil i virkeligheten bestå, f.eks. av et leselager som er kodet i en sekvens av adresser som korresponderer med forutvalgte bølgeformer. For å søke for et bestemt mønster, blir adressene til malene eller lesemin-net 320 påtrykt direktelagerets adressedatabuss i utlese-modusen etter hver periodisitetssorteringsmatrises utlese-oktav-avsøkssyklus. Dersom det undersøkte mønsteret er til stede i direktelageret 310, vil undersøkelsen frembringe en hendelse som kan opptegnes i en dertil egnet gjenkjen-ningsresponsteller 321. Etter et forutbestemt antall av opptegnede hendelser i et bestemt malundersøkelsesmønster, kan en terskelkomparator 322 bli aktivert for å indikere tilstedeværelsen av kildeobjektet i signalsammensetningen. Denne informasjon kan så anvendes til å aktivere ytterligere analysesystemer eller kontrollinnretninger.

Fig. 17 viser en krets som er alternativ til kretsen på fig. 16 for Aural Retina behandlingen og automatisk gjenkjenning og som ikke krever direktelageret 310. Med henvisning til fig. 17 er det på denne figur skjematisk vist skiftregisterforsinkelseslinjene 305, 306 og 307 til fig. 16, og det er også vist OG-portene 00 til 33. Hver av tidsreferanseinngangene fra register 307 er utstyrt med mønstervelgebrytere 350 som kan bli alternativt åpnet eller lukket, etter ønske, enten manuelt eller på avstand, for derved å kunne forutvelge ett eller flere mønstre som kan gjenkjennes. Utgangen til portene 00 til 33 blir så forbundet til en egnet responssummeringskrets 351 som i sin tur driver en teller 352 slik at denne akkumulerer antallet responser, og terskelkretsen 353. Krets 353 vil så gi et passende gjenkjenningssignal når det ønskede signal-let er tilstede, som valgt av brytere 350 i en sammenset-ning av blandede inngangssignaler. Dvs. at et gyldig sig-nalgjenkjenningssignal bare vil bli frembrakt når et forutbestemt antall responser har funnet sted.

Det har blitt beskrevet fremgangsmåter for avsøksomdanning og mønstergjenkjenning i to dimensjoner, som vist på fig.

15. De samme fremgangsmåtene kan anvendes ved gjenkjenningen av signalkildeobjekter i det fire-dimensjonale WIV-rommet, som beskrevet ved det generaliserte systemet på fig. 5. Dette blir utført ved å utvide den ytre produktmatrisen på fig. 16 til fire dimensjoner under anvendelse av to tilleggsavtappede forsinkelsesskiftregistre som inneholder amplitude og retningsinngangsdata i tidskodet form. Tilleggsgjenkjennings-OG-porter vil være nødvendig for prosessen, som angitt ved produktet av antallet diskrete elementer i hver vektor. Antallet porter kan således bli upraktisk stort for tilfredsstillende mønsterdiskri-minering. Imidlertid kan en interpolasjonsprosess, så som beskrevet i søkerens tidligere US-patent nr. 3.886.553 bli anvendt for å forbedre oppløsningen med omtrent 100:1 under anvendelse av relativt få porter. På denne måten kan den fire-dimensjonale periodisitetssorteringsmatrisen ut-føres økonomisk.

Den ytre produktfunksjonen beskrevet tidligere kan utføres ved å anvende mikroprosessormetode. På grunn av det høye antallet multiplikasjoner og sammenligninger på oppstillingen av referansepunkter som må utføres ved hvert klok-kedataintervall, blir imidlertid datamaskinbehandlingen vanskelig og krever vesentlig beregningshastighet og energi.

Avsøkeomdanningsprosessoren og bølgeformgjenkjenningssy-stemet tillater identifikasjon og lokalisering av settet med kildeobjekter i signalomgivelsen som det er blitt beskrevet i forbindelse med fig. 16. De omfatter derfor innretningene for å motta objektene til det tredje analyseintervallet på fig. 5. Uttrykt ved informasjonsinnholdet har datahastigheten blitt sammentrukket. Med denne lavere datahastighet blir anvendelsen av konvensjonelle mikropro-sessormetoder hensiktsmessige slik at kravene til de gjen-værende behandlingsintervallene for å bestemme mønsteren-dringer og deres betydning best kan utføres ved hjelp av datamaskinalgoritmer.

En vil merke seg at konseptet til den foreliggende oppfinnelsen generelt er gyldig for enhver signalbehandlingsan-ordning uansett hvilket frekvensområde det gjelder. De eneste begrensningene i kretsene er avledet fra respons-hastighet til de inviduelle innretningene som anvendes. Mens akustiske prosesser er blitt forstørret for anvendelse av oppfinnelsen, vil det være åpenbart at oppfinnelsen kan anvendes ved høyere frekvensanvendelser enn de i det akustiske området.

Det er så beskrevet i fig. 18 en ny prosess og krets for å detektere tidsavsnitt eller påslag av en tidsfastlagt serie av hendelser. På fig. 18 blir således signalpulstoget som innmates påtrykt et hensiktsmessig avtappet for-sinkelsesregister 400. Avtapningene til register 400 er forbundet til tre inngangs-OG-porter som hver er representert ved en horisontal linje som fører til tapper A til H til gjenkjenningsregister 401. Utgangene fra gjenkjen-ningsregisteret 401 er så forbundet til en NELLER-port 402 og utgangen til NELLER-porten 402 er forbundet til en inngang til OG-port 403. Den andre inngangen til port 403 er tatt fra nullforsinkelseselementet til forsinkelsesregi-ster 400.

Virkemåten til systemet på fig. 18 er som følger: Krite-riet for tidsavsnitt er hendelsen av tilstedeværelsen av en utspørringspuls i nullelementet til forsinkelsesregi-steret 400 uten en korresponderende periodisitetsgjenkjenning. NELLER-porten 402 gir et lavutgangssignal når en periodisitetsgjenkjenning blir opptegnet i gjenkjennings-registeret 401. Samtidig krever hendelsen til en periodi-sitetsg jenk jenning at et pulslogikknivå H må eksistere i nullforsinkelsesavtapningen til register 400. Et tidsavsnitt er imidlertid definert som hendelsen med ingen gjenkjenning når en utspørringspuls eller utgangspulsen til avtapning null opptrer. Denne hendelse kan opptre enten når en aperiodisk puls blir mottatt eller under de første to pulsene til en periodisk sekvens.

De logiske hendelser fra OG-porten 403 er oppstilt som følger:

Tabellen ovenfor viser at tidsavsnitt blir identifisert ved logisk H når en ikke-gjenkjent utspørring eksisterer. Merk at en tidsavsnittdetekteringshendelse sammenfaller med ankomsttiden til hver puls, uavhengig av lengden med forsinkelse som er nødvendig for å detektere dens tilhø-rende periodisitet.

Tidsavsnittdetekteringsfremgangsmåten som er beskrevet i relasjon til fig. 18 blir utvidet til å omfatte et multi-oktavsystem på fig. 18a. Med referanse til fig. 18a blir det klokkede pulstoget som innmates påtrykt hver av n ok-tavkretser som er vist skjematisk som tre kretser 410, 421 og 422.

Hver oktav 420, 421 og 422 har en ELLER-port 423, 424 og 425 respektivt, i stedet for NELLER-porten 402 på fig. 18. ELLER-porter 422, 423 og 424 arbeider hver for å detektere periodisitet innenfor sitt område. En flerinngangs-NELLER-port 426 er festet til alle oktav-ELLER-portene 423 til 425. Når et signal opptrer i forsinkelseskrets 427, men når ingen periodisitetsgjenkjenning blir detektert i noen av oktavene, antar Gloal-tidsavsnittporten en logisk H. Dette indikerer en tidsavsnitthendelse som tidligere beskrevet for enkeltoktaven på fig. 18.

Fra dette punkt bestemmer anvendelsen av tidsavsnittinformas jonen som fåes i fig. IB hvordan den skal behandles. Tidsavsnittdata kan separeres i to grupper: (1) påslag av periodiske sekvenser spesifisert ved pulspar; (2) ankomster av tilfeldige hendelser spesifisert ved en-keltpulser.

Selv om det ovenstående kan synes å gi en temmelig åpenbar skille, vil den rene tilstedeværelse av to tidsavsnittpul-ser ikke nødvendigvis indikere hvilken type hendelse som har funnet sted (et periodisk påslag eller to tilfeldige hendelser). Dette kan løses ved å anordne innretningen for å assosiere tidsavsnittpulsene med de periodiske gjenkjen-ningsdata. Dersom således et hvilket som helst pulspar blir assosiert med en påfølgende periodisitetsmåling, må tidsavsnitthendelsen være et påslag; hvis ikke, så er det tilfeldig. F.eks. vil påslagtidsavsnittet alltid bli fulgt av en sekvens med periodiske pulser (i det minste en) som har en periodisitet som er lik avstanden til pulsparet. Den spesielle logikken som er nødvendig for å utføre dette arrangementet vil være åpenbar for fagkyndige.

Som tidligere beskrevet, kan den nye fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen bli anvendt ved bølgeformsyntetise-ring, så vel som for bølgeformbehandling og detektering. Det er mulig å syntetisere funksjonen f(t) til ligning (1) når A^, sk og t k parametrene er gitt. Uttrykt ved Aural Retina er s-^definert løst ved a^som en funksjon av residu, og ved t som en funksjon av periodisiteten til ringefrekvensen dersom a er mindre enn den kritiske demp-ning. Ved således å forsyne residu og amplitude ved hvert nullpunkt, definert ved tidsavsnitt t k, er det mulig å syntetisere en tilnærming av en hvilken som helst antatt bølgeform. Grunnleggende er så syntesen ekvivalent med å definere responsen til settet av hypotetiske kildeobjekter som danner den komplekse bølgeformen. Rominformas jon bæres i differansene til A^og t^ som er iboende i fysiske lokaliseringer av kilder relativt til posisjonen til mottake-ren eller kilde. Dette vil så tillate syntetisering av f.eks. stereofonisk lyd. Som i Aural Retina signalanalysatoren, er imidlertid syntetiseringsfremgangsmåten anvend-bar for å syntetisere tilfeldige eksitasjonssignaler så vel som periodiske signaler.

Ved syntetisering av et signal må først strukturen til signalet være kjent og dette kan nåes ved hjelp av et hensiktsmessig sammensetningsprogram eller lignende. Program-met vil spesifisere den ønskede plassering av nullpunkter i tiden (tidsavsnitt, periodisitet og varighet), sammen med residu, amplitude og retning (WIV) ved hvert null-pukt. I tilfellet med stemmeresponssystemer, f.eks. hvor en datamaskin produserer taleinformasjon, vil syntetise-ringsprogrammet inneholde WIV og nullmønsterdata som representerer et spesifisert talevokabular. I båndbredden, sammentrykt talesystem kjent som "stemmekoder", vil sammensetningsprogrammet være spesifisert ved hjelp av de kodede taledataer som er blitt sendt gjennom en kommuni-kasjonskanal. Annen anvendelse av syntetisatoren kan være å reprodusere musikk, stemme eller faksimiledata som er blitt lagret i en datamaskindatalagerinnretning som kan være transportabel.

For å utføre syntetiseringsoperasjonen er det anordnet en syntetiseringsmatrise som inneholder innretningene for å plassere bølgeformnullpunktene, både reelle og komplekse, periodiske eller aperiodiske, i en ønsket sekvens i samsvar med de definerte tidsavsnitt og varigheter til de postulerte kildeobjektene. Videre blir mens hvert nullpunkt blir plassert i sekvensen demodulert ved WIV-informasjon (residu, amplitude og retning) som er tilknyttet til kildeobjektet, som er bestemt av sammensetningsprogrammet. En bør også merke seg at graden av bølgeformpå-litelighet kan kontrolleres ved å regulere oppløsningen til residu, amplitude og tidsperiodisitetskomponentene. F.eks., ved å eliminere residu og ampitudevektorene, kan en representasjon av avkuttet tale bli generert for de kommunikasjonsanvendelser hvor bare tydbarheten er viktig. Etter syntetiseringsmatrisefunksjonen kan et dertil egnet spektralformefilter anvendes for å redusere effektene av utvelging og ikke-lineær behandling.

Et blokkskjema for en ny bølgeformsyntetisator utført i samsvar med de ovenfor angitte egenskapene til den foreliggende oppfinnelsen er vist på fig. 19. Formålet med systemet på fig. 19 er å reversere Aural Retina operasjonen som er beskrevet foran. Således er periodisitetene lokaliseringer i tiden frembrakt av nullpunktsplasseringsmatrisen 500 på fig. 19 som fysisk er det motsatte av periodisitetssorteringsmatrisen som tidligere er beskrevet.

Som vist på fig. 19, blir nullpunkter frembrakt i blokken 502 under påvirkning av sammensetningsprogrammet 501 og blir påtrykt nullpunktsplasseringsmatrisen 500 uttrykt ved tidsavsnitt, periodisitet og varighet. Nullpunktplasse-ringsmatrisen 500 omdanner informasjoner vedrørende tidsavsnitt, periodisitet og varighet til et egnet sett med pulser som representerer nullpunktene som definerer nullgjennomgangene, topper og nullpunkter til bølgeformen. Residuvektoren til sammensetningsprogrammet 501 blir påtrykt residubehandlingsblokken 503 og residuvektorinfor-mas jonen som genereres i blokk 503 blir påtrykt residumo-dulatoren 504. Residumodulator 504 og dennes etterfølgende funksjoner 505 til 510 utfører de nødvendige operasjoner for å syntetisere ved hvert nullpunkt, heri ibefattet: a) integrasjon for å få log f(t); b) ta anti-log til log f(t) for å få f(t); og c) multipliser f(t) med A for å få egnet amplitude ved hvert komplekst nullpunkt og for å

definere de reelle nullpunktene, hvor A=0.

Ettersom hver puls utsendes fra nullpulsplasseringsmatri-sen 500 blir pulsutgangen fra modulator 504 "modulert" i bredde med residufunksjonen i modulator 504. Bølgeformen som utsendes fra modulator 504 er så en firkantbølgetil-nærming av bølgeformen f(t) som det er ønske om å frembringe.

Firkantbølgetilnærmingen som sendes ut fra modulator 504 blir så hensiktsmessig dividert i to eller flere kanaler som tillater innskyting av amplitude og tidsforsinkelses-informasjonsinnhold, f.eks. sterofonisk informasjon om kildeobjektene. Etter delingen blir således signalene påtrykt utspørrere 505 og 506. De blir så deretter sendt gjennom anti-logkretser 507 og 508 respektivt for å utføre anti-logderivasjonsoperasjonen som er beskrevet tidligere.

Utgangssignalet fra hver av kretsene 507 og 508 blir så modulert i amplitude ved hjelp av modulatorer 509 og 510 respektivt slik at: (1) relative amplituder Ak til kildeobjekteksponensialer er i samsvar med bølgeformkravene, og (2) relative differanser i amplitude mellom kanaler er i samsvar med de nødvendige akustiske forplantningslo-ver.

Amplitudemodulasjonskretser 509 og 510 blir styrt av relative amplitudeutganger til retningsovervåkningskrets 511 som blir styrt av sammensetningsprogrammet 501. Retnings-krets 511 har også tidsforsinkede utganger for begge signalkanaler, merket høyre og venstre kanaler, som blir påtrykt tidsforsinkelseskretser 512 og 513 respektivt. Dette gir de nødvendige tidsforsinkelsene som er påkrevd ved akustisk forplantning av signalet. Utgangssignalene fra tidsforsinkelseskretsene 512 og 513 blir så påtrykt egnede filtre 514 og 515 respektivt, som er vesentlige båndpass-filtre som fjerner likestrømskomponenter og høyfrekvens-utvalgskomponenter. Utgangssignalene fra disse to filtre definerer så den venstre bølgeformen og høyre bølgeformen til de syntetiserte signalene. Absolutt amplituden til signalene kan bli hensiktsmessig styrt i absolutt amplitu- destyreblokken 517 som er forbundet, som vist til ret-ningskrets 511.

Det vil være åpenbart at mange variasjoner er tilgjengelige når det gjelder utformingen av systemet på fig. 19. F.eks. dersom bare positive og negative nullpunkter blir benyttet, blir bølgeformen et likerettet signal. I mange tilfeller kan den frembrakte støy være tolererbar. Den stereofoniske effekten vist på fig. 19 er også ofte unød-vendig .

Fig. 20 og 21 illustrerer skjematisk en nullpunktplasse-ringskrets som kan anvendes som krets 500 på fig. 19. En undersøkelse av fig. 20 og 21 mellom nullpunktsplasseringsmatrisen og pulssorteringsmatrisen er tidligere beskrevet i forbindelse med fig. 13. I nullpunktsplasseringsmatrisen på fig. 20 er imidlertid hver periodisitets-kombinasjon for hver kvantisert tonehøydefrekvens representert med en separat linje i stedet for å anvende ELLER-porter som i periodisitetssorteringsmatrisen på fig. 13. Dette tillater at programmereren eller sammensetteren å velge tonehøyder som ligger mellom de kvantiserte økninge-ne. Med referanse til fig. 20 er det vist et eksempel på en nullplasseringsmatrise som kan gi seks diskrete periodisiteter eller tonehøyder pr. oktav. På fig. 20 representerer hver av de horisontale linjene en invers eller motsetning til OG-portene anvendt i PSM. Hver av de inverterte OG-portene har tre utganger som er forbundet til "for-valg"-inngangen til valgte skiftregistre 530, 531 og 532. Forbindelsen er skjematisk vist med en streket linje som representerer en passende forbindelsesinnretning så som en motstand, diode eller direkte ledningsforbindelse.

En skiftklokke 533 tidsinndeler operasjonen til hvert skiftregister med tidsdelingen med to for hvertpåfølgende register som ved nedtellingskretsene 534 og 535. Merk at skiftregistrene arbeider i den motsatte retningen til de tidligere beskrevne for periodisitetssorteringsmatrisen. Klokkegjennomgangsporter 536 og 537 binder sammen forsin-kelseslin jene 530, 531 og 532.

Hver av de inverse OG-portinngangene er forbundet til respektive linjeadressedekodere 540, 541 og 542 for de tre oktavene vist på fig. 20. Dekodere 540, 541 og 542 blir brukt til å velge den ønskede periodisitetspulsgruppen ved å forbinde til de forskjellige forsinkelseslinjeavtapningene som vist. Hensiktsmessige linjeadresser blir frembrakt av sammensetningsprogrammet avhengig av inngangsin-formasjonen til systemet.

Funksjonen til linjeadressedekoderne 540, 541 og 542 kan utføres på mange måter. Som en første mulighet, kan den konvensjonelle linjedekoderen som anvender binære adresse-tall for å velge en linje bli anvendt. I en annen utførel-se kan et skiftregister som inneholder en bit ved den valgte linjen bli anvendt. En ønskelig egenskap med anvendelsen av et skiftregister for funksjonen er at den kan adressere flere linjer parallelt og samtidig, mens demul-tiplekseren bare kan ta en av gangen.

I systemet beskrevet ovenfor på fig. 20 vil det sees at det er seks diskrete periodisiteter eller tonehøyder A, B, C, D, E og F pr. oktav. Den grunnleggende oktaven har to mulige kombinasjoner for A, C og E, mens andre oktaver på grunn av klokkenedtellingen har tre for A, C, E, med to hver for B, D og F. Generelt er dette 5n/2 linjer pr. oktav for alle, men grunnoktaven og 3n/2 for den grunnleggende oktaven.

Forsinkelseslinjeavtapningene 0-6 forsyner "senterpulsen" til trepulsgruppen som definerer en periodisitet. Basis-eller grunnoktaven er den eneste oktaven i hvilken senterpulsen krever sitt eget sett med skiftregisterforsikelses-avtapninger. F.eks., merk at avtapningene 7-12 ikke bare gir de tredje pulsene til basisoktaven, men også senter-pulsene til den andre oktaven. På lignende måte gir avtapningene 13-18 de tredje pulsene til den andre oktaven og senterpulsen til den tredje oktaven.

To viktige krav for syntetisatoren er vist på fig. 20.

Det første er at OG-porter 536 og 537 blir brukt til å hindre at den øvre oktavklokken skifter datapulsen fra den lavere oktaven før hele den lavere klokkeperioden er full-ført. Uten denne egenskapen ville periodisiteten tape en klokkeøkning for hver oktav over den korrekte pulsperio-den.

Den andre er at entringen av nullpulsen i den valgte pe-riodisitetslinjen må være tidsstyrt eller klokket til frontkanten til klokkepulsen til oktaven som den sendes inn i. Dette er vist i den merkede "linjeklargjøring" kontroll i linjeadressedekoderen på fig. 20.

Driften av nullplasseringsmatrisen på fig. 20 kan ytterligere forståes av tidsdiagrammet på fig. 21. Fig. 21 viser de korrekte klokketidspulstog for adressering av linjene så vel som overgangshindringen for klokkepulsene når sig-nalpulsen blir overført fra en lavere til en øvre oktav. På fig. 21 er en valgt puls vist på linje B til den tredje oktaven på fig. 20. Pulsene blir innført i rommene i skif tregisteret ved Bq, B-j^ og B2q. Skif tklokkeovergangene er vist mellom oktaver. Disse pulser representerer de ønskede periodiske nullpunkter og forplanter seg så trinn for trinn gjennom skiftregisterkjeden for å danne det spesifiserte utgangssignal.

Som en ytterligere illustrasjon er en linje på fig. 21 vist som adressert ved hy, A3og Aq samtidig med Bq, B-^, B2q pulsen. Dette viser at systemet kan gi et sett med interfolierte nullpunkter som ville spesifisere en kom-

pleks bølgeform.

Selv om fig. 21 viser skiftregisterelementet valgt ved hjelp av "forvalg"-innganger, vil det være åpenbart at det også kan utføres ved direkte forbindelse med '^"-inngangen. Formen til linjen selv kan også bestå av direkte ledningsforbindelse eller enhver ønsket type logisk adresse-metode.

Selv om blokkskjemaet på fig. 19 viser adskilte funksjons-blokker 504 for residumodulasjon og 509 og 510 for ampli-tudemodulasjon, er det mulig å kombinere operasjonene for derved å oppnå en enklere kretskonstruksjon. Således er det beskrevet i det etterfølgende en fremgangsmåte for å innskyte residuinformasjon basert på ideen at perioden mellom det reelle nullpunkt og den første toppen er lik T/4. Uttrykt ved det dempede eksponensialkonseptet til Aural Retina eksistensdiagrammet på fig. 2, representerer denne T/4 perioden for stigetiden en residu på null. Ettersom residu øker mot uendelig nærmer stigetiden seg null.

Ved hjelp av en monostabil multivibrator er det således mulig å danne en periode på T/4 for hver periodisitet som representerer sinusbølgen eller nullresidutilstanden. Ved så å minske multivibratorperioden som en funksjon av resi-duamplituden, er det mulig å generere et signal som inneholder den nødvendige residu ved hvert nullpunkt.

Et skjematisk arrangement som anvender en monostabil multivibrator 600 på denne måten er vist på fig. 22. Multivibratoren 600 på fig. 22 har en residuinngang forbundet med linjen som omfatter motstand 601 og har en variabel inngangspulsrepetis jonsfrekvens-vektingstidskonstant bestemt av RC-kretsen som omfatter motstanden 602 og kondensatoren 603. En inngang fra denne krets blir påtrykt multivibratorpulsutløserinngangen, mens residusignalet er forbundet med tilbakestillingsinngangen. Utgangen fra den monostabile multivibratoren 600 består så av den residu-modulerte pulsen som indikert skjematisk under innretning 600.

I drift er den grunnleggende T/4 bredden til den monostabile for en sinusbølge ved en gitt periodisitet definert ved eksistensdiagrammet og blir styrt av PRF-vektingstids-konstanten. Sammensetningsprogrammet kan styre denne vekting ved å variere motstanden og/eller kondensatoren på en hensiktsmessig måte. Residusignalet tilbakestiller den monostabile multivibratoren i samsvar med størrelsen på det spesifiserte residu. F.eks. kan ved en sinusbølgetil-stand perioden T bil satt til T/4. Perioden T kan gjøres til T/8 for kritisk dempede eksponensialer og tilnærmet lik null for bredbåndsoverdempede eksponensialer.

Utgangssignalet fra multivibratoren 600 blir så integrert slik at spekteret får f. eks. en avrulling på 6 db pr. oktav. Antilogaritmefunksjonen kan så utføres ved hjelp av forskjellige velkjente teknikker under anvendelse av f.eks. operasjonsforsterkere eller digitalt styrte dempere .

Det neste trinnet i behandlingssekvensen er å tilordne am-plitudenivåer for hver puls i samsvar med sammensetningsprogrammet på fig. 19. Dette kan gjøres ved hjelp av konvensjonelle amplitudemodulasjonsmetoder så som diodebroer, digitalt styrte dempere eller forsterkerstyrt forsterke-re.

Nullpulsmatrisedelen av syntetiseringssystemet kan utføres med digitale teknikker, hvor de siste delene av kretsen kan anvende analog signalbehandling. Det er imidlertid mulig dersom det er ønskelig, å anvende heldigitale metoder. Dette kan være spesielt nyttig i modulasjons- og antiloggfunksjonene som krever ikke-lineær bearbeiding av

signalet.

For å vise fordelene med oppfinnelsen er det nå beskrevet en sammenligning av bølgeformanalyse ved hjelp av den nye oppfinnelsen sammenlignet med spektrumanalyseteknikker, og for å forklare og illustrere måtene som Aural Retina og Fourier-analysene hver får frem lignende informasjon for å identifisere et signal. Det vil også bli vist hvorden Aural Retina kan få frem denne informasjon (a) hurtigere enn det som er praktisk med spektrumanalyse, (b) med færre dimensjoner (mindre databehandling) og (c) i tilstedeværelsen av overlappende signaler ved å anvende tidsavsnitt-informasjon som tapes ved spektral behandling. Enn videre vil det bli vist hvordan behandlingsf unks joner som er ekvivalente til korrelasjon og dekonvolusjon (avomhylling) kan utføres.

Fig. 23 viser en enkel periodisk serie med dempede sinus-svingninger som representerer en elementær form for signal. I dette eksempel er ringefrekvensen 1000 Hz og repe-tis jonsfrekvensen for hver ringepuls er 200 Hz. Uttrykt ved stemmebehandling ville dette representere en tonehøyde på 200 Hz og en formant på 1000 Hz. Fourier-transformerin-gen er den konvensjonelle fremgangsmåten til å behandle denne typen signal for formålet å identifisere disse parametre. Fourier-fremgangsmåten fungerer utmerket dersom signalet består uendret under et bestemt tidsintervall som er nødvendig for å få utført målingene med en spesifisert presisjon. Dette er på grunn av den tidligere beskrevne, velkjente tidsfrekvensulikheten A t Af >^!• Denne restrik-sjonen er urealistisk i praktiske anvendelser hvor signal-bølgeformen er tidsbegrenset, variabel og sammensatt av flere kilder.

We kan utlede en illustrasjon av problemet med denne tids-frekvensbegrensningen ved å vise hvordan Fourier-spekteret utvikler seg som en funksjon av tiden ved påslag (tidsav snitt) til signalbølgeformen på fig. 23. Således med den spektrale omhyllingen tatt ved intervaller relativt til påslaget er tg vist på fig. 24. Av hensiktsmessige grunner i den senere sammenligning med Aural Retina vil disse spektrale utvalgsintervaller korrespondere med bølgeform-toppene selv om de spektrale utvalgsvinduene generelt er fullstendig vilkårlige med hensyn til bølgeformen.

Ved t-L på fig. 24 korresponderer spektralomhyllingen til stigetiden til eksponensialfunksjonen fra påslag til den første topp. I virkeligheten kan dette defineres som båndbredden til signalet. Merk at "båndbredden" bare har en empirisk definisjon med hensyn til stigetid. Således er spekteret det som er gitt av en puls hvis topp er definert ved 1000 Hz ringefrekvensen (eller pol) til eksponensial-f unks jonen. Den er "flat" fra 0 Hz til punktet hvor den begynner å "falle av" ved 1000 Hz.

Ved den andre positive toppen i tidspunkt t2på fig. 23, har en fullstendig syklus på 1 millisekund funnet sted og spektralenergien begynner å sentrere seg rundt ringefrekvensen. Ved anvendelse av A t Af ulikheten er båndbredden rundt toppen gitt ved Af=l/At=l/lxl0~<3>=1000Hz.

På lignende måte vil ved det tredje og fjerde utvalg på fig. 24 omhyllingen vokse skarpere rundt ringetoppen med båndbredder på 500 og 330 Hz respektivt. Så ved begynnel-sen av den andre pulsresponsen starter spekteret en ny funksjon. Repetisjonen av pulsen opptrer ved 1/200 Hz=5 millisekunder fra tg og forårsaker "rippel" i den tidligere glatte spektrale omhylling. Topper i denne rippel opptrer ved 200 Hz intervaller. Ettersom antallet spektrale utvalgsintervaller øker, blir breddene til pulsrepeti-sjonshastighetrippelen skarpere i samsvar med AtAf ulikheten. Ved slutten av den andre responsrepetisjonen vil således den spektrale oppløsning A f være 1/10 msek=100 Hz. Til slutt etter fire repetisjoner er oppløsningen 25 Hz. Det er åpenbart at for å være i stand til å måle enten ringefrekvensen eller repetisjonshastigheten med en bestemt nøyaktighet, må man "vente" et spesielt intervall. Men mer viktig er at spektrumomhyllingen må fremskaffes før parametrene kan bestemmes. Dette krever beregning av Fourier-transformasjonen innenfor det spesifiserte intervallet dersom "sann tid" drift er ønskelig. Denne transformasjonen er en velkjent konsument av beregningsenergi til tross for de mange forbedringer i FFT-algoritmen.

En lignende analyse av Aural Retina kan beskrives for signalet vist på fig. 23. I dette tilfellet er fremgangsmåten å trekke ut et sett med målinger ved hvert nullpunkt (reelt eller komplekst), som er uavhengige. Denne uavhen-gighet er en vesentlig egenskap som skiller Aural Retina fra alle former for "minste kvadrat" polynomtilnærmings-metoder, av hvilke Fourier-transformasjonen er bare en. Fig. 25 viser tidssekvensen for utvalgene som blir tatt ved hver topp. Ved hver topp blir residu (eller momentan båndbredde) og amplitude målt samtidig. Disse er de grunnleggende målingene på bølgeformen. Av dem, ved å sammenligne amplitude og tid mellom to romlig adskilte transdu-serkanaler, blir det avledet en tredje momentan vektor: retning (©). Ved å anvende periodisitetssorteringsmatrisen kan også nullutvalgene etableres for å identifisere periodisiteter, tilfeldigheter og tidsavsnitt til tidsrekker.

I eksempelet på fig. 25 blir "residu"-vektoren et mål for den momentane båndbredden. I virkeligheten er den centroi-den (massesenteret) til den spektrale fordelingen som korresponderer til tidsintervallet mellom reelle og komplekse nullpunkter eller normalisert stigetid. Den er også et anslag for ringefrekvensen til systemet, og er således en "forutsiger" funksjon. Amplitudevektoren, som den er ut-trukket i Aural Retina systemet, er en logaritmisk funksjon for amplituden ved hver topp. Retning ville være en funksjon av den romlige posisjonen til signalkilden.

Sekvensen med målinger på periodisitet er en funksjon av innretningen som denne parameter blir målt med. Det tar tre likt adskilte nullpunkter for å detektere en periodisk hendelse. Som således vist på fig. 25 blir de første to nullpunktene som er relatert til ringeresponsperiodisite-ten ikke gjenkjent som periodiske. De er en indikasjon på påslaget til en tidsrekke og er definert som tidsavsnitthendelsen som har null periodisitet.

Når det tredje ringenullpunktet ankommer, blir dette identifisert som periodisk ved 1000 Hz hastighet. Så når den andre pulsfunksjonen blir mottatt begynner prosessen igjen på grunn av at periodisiteten til pulsrepetisjonshastighe-ten ikke ennå er blitt identifisert. Til slutt når den tredje pulsen ankommer så har vi identifisert repetisjonshastigheten til pulsene. Mønsteret blir så et par med par som danner tidsavsnittet etterfulgt av et par med repeti-sjonsperiodisiteter og en rekke som inneholder ringepe-riodisitetene.

Når man sammenligner settet med målinger avledet fra bøl-geformen på fig. 23 ved hjelp av spektrummønstrene på fig. 24 med de som er avledet av Aural Retina (fig. 25), sees at med Aural Retina oppnåes: 1) ringefrekvensen blir anslått direkte fra en enkel bølgeformmåling, residu, snarere enn fra en kompleks

analyse av mønsteret til en spektral omhylling;

2) repetisjonsfrekvensen blir målt utelukkende i det nøyaktige øyeblikket hvor slik informasjon er tilgjengelig, snarere enn fra et anslag av rippelavstan-den på den spektrale omhyllingen, eller ved en annen kompleks omdanning av spekteret til et "beregnet"

eller et "autokorrelasjons"-mønster;

3) siden vektormålingene utført ved hver bølgeforms nullpunkt er uavhengige, kan de behandles ved statistiske prosedyrer for å fullføre optimal deteksjons-prosesser som er vanlig tilknyttet frekvensdomenetek-nikkene.

Selv om visse grunnleggende fordeler med Aural Retina i forhold til Fourier-behandling kan sees i behandlingen av denne enkle bølgeform, er den mest betydelige fordel funnet når signalkilden inneholder to eller flere overlappende tidsrekker. For å illustrere denne situasjonen viser fig. 26 en annen enkel dempet sinusbølge addert til rekkene på fig. 23. Problemet nå er å beregne beskrivelsen av begge signaler, heri innbefattet deres nøyaktige tidspunk-ter for påslag (tidsavnitt).

Ved anvendelse av Fourier-analyse har vi nå to spektrale mønstre som er overlappende under eksistenstiden til de to signalene. Den venstre kurven på fig. 27 illustrerer spek-tralmønsteret til den andre dempede sinussmåbølgen, som har en ringeperiode på 4 msek. og frembringer en spektral topp ved 250 Hz. Resultantspekteret i et hvilket som helst tidspunkt etter påslaget av signal 2, tg2 / er summen av begge spektra.

Midtkurven på fig. 27 viser virkningen av overlappende spektrale omhyllinger. Omhyllingen til spektralmønsteret ved slutten av ringingen til signal nr. 2 viser to topper: en ved 250 Hz og den andre ved 2000 Hz. Imidlertid vil virkningene av den repetisjonsharmoniske rippelen på 250 Hz signalmønsteret forårsake interferens ved valget av den virkelige toppen til 1000 Hz signalet.

Ved slutten av rekkene på fem pulser vil repetisjonshar-monisk rippelmønsteret fullstendig feilplassere den virkelige toppen til 1000 Hz signalet; dette er vist til høyre på fig. 27. Merk også at det er ingen indikasjon av tidsavsnittet til 250 Hz signalet. I virkeligheten har spek- tralmønstrene enten vanskeliggjort eller eliminert muligheten til å sortere de to signalene.

Siden eksempelet på fig. 27 er basert på den enkleste type signal, er det åpenbart at behandlingskompleksiteten blir mye vanskeligere når typiske virkelig dagligdagse (real-world) signaler blir brukt.

For å illustrere hvordan Aural Retina løser problemet med å sortere de to signalene refereres til fig. 26. Figuren viser anvendelsen av periodisitetssorteringsmatrisens de-interfolieringsprosess for å sortere individuelle utvalg ved å analysere deres tidsområdeforhold. Etter at bølge-formanalysatoren trekker ut de reelle og komplekse nullpunktene med deres tilhørende målinger av amplitude og residu, identifiseres PSM-tidsavsnittene og periodisitetene til begge signaler. Som vist på fig. 26, blir de kombinerte reelle og komplekse nullpunktene sortert ett for ett, slik at de to signalene, S-^ og S2danner to identifi-serbare sett med målinger. Selv om residu (relatert til endringshastigheten) kan måles ved både reelle og komplekse nullpunkter, blir amplituden målt bare ved toppene. Tidssekvensopptegningen på fig. 26 viser tidspunktene hvorved periodisitetene til de to signalene blir identifisert. Således er påslaget av småbølgen S2identifisert i midten av nullpunktene til ringingen og repetisjonen av sekvens S-^.

Selv om de to signalene S-^ og S2på fig. 26 kan identifiseres ved å anvende bare periodisiteten og temporale forhold, kan en mer fullstendig beskrivelse av signalene fåes ved å anvende residu- og amplitudeparametrene i form av enten et to- eller tredimensjonalt rom. Dette er vist på fig. 28. Det primære gjenkjenningsrommet anvender periodisiteten mot residuparametre. Siden mønsteret i dette plan er uavhengig av absolutt amplitude, blir automatisk identifikasjon sterkt forenklet. Generelt er amplitudeparame- teren nødvendig for å beskrive et signal bare som en andre sorteringsparameter (og for mulig senere syntetisering).

Fig. 28 illustrerer beskrivelsen av signal 1 og 2 i Aural Retina gjenkjenningsrommet, i hvilket parametervektorene på fig. 26 blir kombinert for å vise de sammenknyttede mønstre som identifiserer hvert signal. Av hensiktsmessige grunner er hvert av disse mønstre vist som en akkumulering over settet som korresponderer til varigheten til hver pulsrespons til signal nr. 1. Mønstrene er analoge i funksjon til sekvensene til spektrogrammene på fig. 27. Hvert punkt i rommet representerer en akkumulering av hendelser. Dersom parametrene er ikke-varierende er punktposisjonen uendret og representerer alle hendelser over observasjons-tiden. Således kan ved å avlede tilleggsbeskrivende dimensjon ved å summere hendelsene på hver punktlokalisering som i et multivarierende histogram.

Illustrasjonene ovenfor demontrerer den statistiske fordelen til den nye signalbehandlingsmetoden. Med denne fremgangsmåte kan man oppnå formålene med signalidentifikasjon og deteksjon på grunnlag av klassisk statistisk teori. Videre er det nå mulig å elektronisk duplisere mange psykoakustiske fenomen til øret; f.eks. ørets evne til å sortere overlappende signalkilder, som i "cocktailparty-effekten" og anvender resultatene til anordninger anvendt i automatisk stemmegjenkjenningsutstyr. Oppfinnelsen tillater også høy tolkbarhet av "avkuttet tale" uttrykt ved faktaet at periodisitetsanalyse av de reelle og komplekse nullpunktene inneholder hovedkomponentene til taleinforma-sjonen, og utelukker residuvektoren, som bare inneholder "tonehøyde" egenskapene til talelyden.

Fra en sammenligning mellom de to behandlingsmetoder sees det at foruten de uunngåelige vanskelighetene som Fourier-metodene har med å behandle overlappende tidsbegrensede signaler, er det klare forskjeller i kompleksiteten med å behandle signalene. Spektralmønsteret er en todimensjonal konstruksjon, men den samme informasjonen er inneholdt i Aural Retina i form av et lite sett med punktmålinger. F.eks. er en dempet sinusbølge representert ved et par punkter i periodisitets/residuplanet, mens Fourier-området krever en linje med punkter hvis form karakteriserer ringetoppen og "Q". Reduksjonen i dimensjon er lik en reduk-sjon i informasjon som er nødvendig for å beskrive signalet. Således tillater oppfinnelsen lavere datahastigheter, lavere kostnader, lavere energiforbruk og lavere system-kompleksitet.

Siden identifiseringsegenskapene til Aural Retinametoden er uavhengig av signalamplituden, vil virkningene av store signalamplituder ikke uunngåelig tildekke de lavere ampli-tudene. Heller ikke er det et behov for å opprettholde en konstant amplitude for å være i stand til å "gjenkjenne" et spektralmønster, hvilket er nødvendig ved Fourier-analyse. Enn videre er i Aural Retina systemet signalgjen-kjenningen gjort relativt enkel ved ganske enkelt å sette opp en "mal" som aksepterer bare det spesifiserte settet med punkter som karakteriserer det ønskede signalet.

Selv om foreliggende oppfinnelse er blitt beskrevet i forbindelse med foretrukne utførelser vil mange variasjoner og modifikasjoner nå bli åpenbare for fagkyndige. Det er derfor foretrukket at foreliggende oppfinnelse ikke er begrenset av den spesielle beskrivelse, men bare av de med-følgende patentkravene.

Claims (10)

1. Fremgangsmåte for å analysere en signalbølgeform f(t), karakterisert ved at den omfatter trin-nene med å påtrykke nevnte komplekse signal f(t) på en logaritmisk omformer for å frembringe et utgangssignal med amplitude relatert til log f(t); påtrykning av nevnte utgangssignal som er relatert til log f(t) på en differen-siatorinnretning for å frembringe et utgangssignal som er relatert til en residufunksjon, d[log f(t)3/dt; frembringelse av et nullrelatert utgangssignal som er relatert til i det minste et av enten det reelle nullpunktet eller komplekse nullpunkter i nevnte residufunksjon når nevnte funksjon er enten null eller en topp eller nullverdi; påtrykking av nevnte nullrelaterte utgangssignal på en pe-riodisitetssorteringsinnretning for å bestemme signalperiodisiteter; og undersøkelse av nevnte residufunksjon d [log f(t)3 /dt og nevnte amplitudeutgangssignal som er relatert til log f(t) i tidspunktene til nevnte signalperiodisiteter i et i det minste todimensjonalt eksistensplan hvori hvert sett av ett eller flere diskrete punkter i nevnte eksistensplan representerer en bestemt bølgeform.

2. Fremgangsmåte for å analysere en signalbølgeform f(t), karakterisert ved at den omfatter trin-nene med å påtrykke nevnte signal f(t) på en logaritmisk omformer for å frembringe et utgangssignal med en amplitude som er relatert til log f(t); påtrykking av nevnte utgangssignal som er relatert til log f(t) på en differensi-atorinnretning for å frembringe et utgangssignal som er relatert til en residufunks jon, d £log f(t)J/dt; og ut-gangsinnretning for å frembringe et gitt øyeblikksutgangs-signal som er relatert til en forutbestemt verdi av nevnte residufunksjon.

3. Fremgangsmåte i henhold til krav 1, karakteris ert ved at den omfatter en andre signalbølgeform-inngang f-^ it) og innretning identisk til innretningen beskrevet for å behandle f(t) for å behandle f]_(t); og sam-menligningsinnretning for å sammenligne nevnte todimen-sjonale eksistensplan frembrakt ved å behandle nevnte bøl-geformer f(t) og f]_(t) for å bestemme relative forhold til nevnte signaler.

4. Fremgangsmåte i henhold til krav 3, karakterisert ved at nevnte signaler f(t) og f-j ^t) mottas i første og andre rommelig adskilte signalkanaler.

5. Fremgangsmåte i henhold til krav 1, karakteris ert ved at det videre omfatter trinnet med å nor-malisere nevnte residufunksjon ved å dividere med f(t).

6. Fremgangsmåte i henhold til krav 1, karakteris ert ved at nevnte komplekse bølgeform f(t) er resultatet av individuelle signalkilder og

hvori Ak = k amplitudekoeffesient; S k= k kompleksf rekvens (a k <+> j 6k ) t^ = tidsavsnitt (start) til den k eksitasjons-funksjon.

7. Fremgangsmåte for å analysere en kompleks bølgeform

hvori Ak = k amplitudekoeffesient; Sk= k kompleksfrekvens (ak <+> j <B>k )T^ = tidsavsnitt (start) av k eksitasjonsfunk- s jon, karakterisert ved at nevnte fremgangsmåte omfatter trinnet med å bestemme i det minste to bøl-gef orminf ormas jonsvektorer (WIV) til bølgeforminforma-sjonsvektorer til tidsavsnitt (x), energi (A), residu (R) eller retning (9) til ankomst til nevnte bølgeform (hvori nevnte bølgeforminformasjonsvektorer blir målt i tidspunktet hvor i det minste en av f(t) eller df*f(t)3/dt er lik null, og bestemmelse av eksistensen av en gitt umiddelbar øyeblikksinformas jon som er karakteristisk i nevnte bølge-form ved å sammenligne i det minste to WIV med forutbestemte verdier.

8. Fremgangsmåte i henhold til krav 7, karakteris ert ved at den videre omfatter trinnet med å bestemme en periodisitet i nevnte i det minste tre WIV.

9. Fremgangsmåte i henhold til krav 8, karakteris ert ved at den videre omfatter det ytterligere trinn med å sammenligne nevnte WIV med etterfølgende frembrakte WIV.

10. Fremgangsmåte i henhold til krav 8, karakteris ert ved at den videre omfatter det ytterligere trinn med å sammenligne nevnte WIV med et forutbestemt mønster.