NO340182B1 - Pulsmotstand - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører en pulsmotstand for en omformer i det høyere spennings- og ytelsesområdet.

For regulerte elektriske driv- og energiforsyningsanlegg blir det i de høyere spenningsområder i stadig økende grad benyttet omformere med innpreget likespenning. En slik omformertype betegnes også som en U-omformer. Til de høyere spenningsområder hører de normerte mellomspenninger 2,3 kV, 3,3 kV, 4,16 kV og 6,9 kV. 1 fig. 1 er det vist et erstatningskoblingsbilde for en kjent U-omformer, hvor det for å lette oversikten bare er vist en trefasestrømretter 2 på lastsiden. Som følge av det høye spenningsområdet har strømretterventilene T1-T6 i denne trefasestrømretteren 2 flere elektrisk seriekoblede og utsjaltbare halvledersj altere 4, hver med en antiparallelt sjaltet diode 6. Da hver strømretterventil T1-T6 har tre utsjaltbare halvledersj altere 4, betegnes en slik strømrettertopologi også som en topunkt-strømretter med seriesjaltetallet 3. To og to strømretterventiler Tl, T2 henholdsvis T3, T4 henholdsvis T5, T6 danner en broavgrening 8, som representerer en fasekomponent i topunktstrømretteren 2. Hvert forbindelsespunkt 10 mellom to strømretterventiler Tl, T2 henholdsvis T3, T4 henholdsvis T5, T6 utgjør en tilkobling LI henholdsvis L2 henholdsvis L3 for tilkobling av en trefaselast, eksempelvis en dreiestrømmotor. De tre fasekomponentene 8 i trefasestrømretteren 2 er elektrisk parallellkoblet ved hjelp av to samleskinner Po og No. Mellom disse to samlerskinnene Po og No er det sjaltet en likespenningmellomkretskondensator Czw, som eksempelvis består av én eller flere elektrisk serie- og/eller parallellkoblede kondensatorer. På denne likespenningmellomkretskondensatoren Czw ligger det en likespenning Ud. I dette erstatningskoblingsbildet for en topunktstrømretter med seriesjaltetallet 3, er det som utsjaltbare halvledersj altere 4 anordnet Insulated-Gate-Bipolar-Transistorer (IGBT). Seriesjaltetallet er avhengig av den likespenningen Ud som ligger på likespenningsmellomkretskondensatoren Czw og av sperreevnen til i markedet tilgjengelige IGBT'er.

Ved en temporær energitilbakemating i likespenningsmellomkretskondensatoren Czw kan den likespenningen Ud som ligger på likespenningsmellomkretskondensatoren Czw stige, slik at en tillatt maksimalverdi for denne likespenningen overskrides. Et slikt tilfelle oppstår særlig ved bremsedrift av en dreiestrømmotor som er tilkoblet koblingspunktene LI, L2 og L3. Også andre årsaker, som vanligvis vil være mer kortvarige, eksempelvis raske variasjoner i nettspenningen i et tilføringsnett, eller lastvariasjoner, kan medføre slike overspenninger. For å beherske dette problemet er det kjent følgende tiltak: - tilkobling av en tilbakematingsdyktig strømretter, som kobles elektrisk parallelt med likespenningsmellomkretskondensatoren Czw. Derved kan overskytende energi fra likespenningsmellomkretskondensatoren Czw føres tilbake til et opptaksdyktig nett, - tilkobling av en pulsstyrt motstand til samleskinnene Po, No i likespenningsmellomkretsen, hvorved overskytende energi i

likespenningsmellomkretskondensatoren Czw omdannes til varme.

Fig. 2 viser et erstatningskoblingsbilde for en pulsstyrt motstand, også betegnet som pulsmotstand. Denne kjente pulsmotstanden består av et stilledd 12 og av et motstandselement 14. Som stilledd 12 anvendes en fasekomponent 8, hvor det ikke er nødvendig med den utsaltbare halvledersjalteren 4 i den nedre strømretterventilen T8. Realiseringen av den øvre strømretterventilen T7 i denne fasekomponenten 8 tilsvarer en realisering av strømretterventilen Tl henholdsvis T3 henholdsvis T5 i trefasestrømretteren 2 i fig. 1. For å lette oversikten er den utsaltbare halvledersj alteren 4 i den nedre strømretterventilen T8 for stilleddet 12 for pulsmotstanden, ikke vist eksplisitt. Denne kan imidlertid forefinnes i fasekomponenten 8, men vil ikke styres i forbindelse med funksjonen "bremsing". Motstandselementet 14 er elektrisk parallellkoblet til den nedre strømretterventilen T8 med seriesjaltetallet 3. Dette motstandselementet 14 har en ohmsk og en induktiv del 16 og 18. Den induktive delen 18 har en parasittisk induktivitet. Denne pulsmotstanden vil for høye spenninger ha de nedenfor angitte ulemper: a) Strømmene ip og iN i ledningene 20 og 22 inn mot pulsmotstanden har en meget høy strømsteilhet di/dt, som medfører utstråling av elektromagnetiske

forstyrrelser.

b) For å begrense spenninger i de utsjaltbare halvledersj alterne 4, må ledningene 20 og 22 være utført romlig korte og induktivitetsfattige. c) Denne pulsmotstanden har topunktforhold og vil i den periodiske pulsdriften tilveiebringe en høy vekselstrømkomponent av strømmen ip og iN i

ledningene 20 og 22.

d) Denne pulsmotstanden vil for sin funksjon kreve en likespenningskondensator Czw i en mest mulig umiddelbar romlig nærhet. Det vil si

at denne pulsmotstanden må være anordnet umiddelbart romlig i nærheten av likespenningsmellomkretskondensatoren Czw.

Ulempene som er angitt i punktene a) og b) er særlig forstyrrende når den pulsstyrte motstanden 14 skal benyttes som et mulig tillegg til strømretteren 2. Ulempen ifølge punkt c) gir øket pulsasjon for likespenningen Ud i likespenningsmellomkretskondensatoren Czw i topunktstrømretteren 2 med seriesjaltetallet 3. Denne økte pulsasjonen vil gi uønskede tilbakevirkninger på funksjonen til andre strømrettere som er tilknyttet samleskinnene Po, No. Ulempen i punkt d) medfører at pulsmotstanden ikke kan anvendes for strømrettertopologier som ikke har en likespenningsmellomkretskondensator Czw.

JP-S62277081 A vedrører en pulsmotstand for en 2-nivå-inverter med en seriekobling av en halvledersvitsj og en resistans. Denne type pulsmotstand har bare to operasjonstilstander; av og på. Normalt vil den være i på-tilstand, dersom en DC-spenning er høyere enn en spesifisert verdi. Publikasjonen beskriver videre en beskyttelseskrets med en ytterligere svitsj, for bruk ved tilfellet av svikt i halvledersvitsjen.

US-5 874 818 vedrører måling av laststrøm i en flerfase-bruinverterkrets, forbundet til en flerfase-last. En enkelt strømavfølingsmotstand er forbundet i serie med inverterkretsen og en effektforsyning. Strømmen gjennom strømavfølingsmotstanden samples under en del av en svitsj esyklus. Strømavfølingsmotstanden kan være koblet i serie med en parallellkrets med tre grener, der hver innbefatter en serieforbindelse av to effektsvitsjer.

US-6 301 137 viser en estimator for estimering av strøm i hver gren av en trefase DC- til AC-inverter. En motstand med lav resistans er forbundet i den nedre del av hvert transistorpar.

Hensikten med oppfinnelsen er å tilveiebringe en pulsmotstand hvormed man kan unngå de foran angitte ulemper.

Denne hensikt oppnås ifølge oppfinnelsen med de trekk som er angitt i patentkrav 1.

Ved at det istedenfor utsjaltbare halvledersj altere nå bare benyttes minst to topolede subsystemer, kan motstandselementet i pulsmotstanden direkte seriekobles med de elektrisk seriekoblede subsystemene. Med valg av antall subsystemer kan man bestemme fintrinnene i styringen av en bremsestrøm. Da de topolede subsystemene har en respektiv unipolar lagringskondensator, krever pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen ingen likespenningskondensator. Derved bortfaller også den betingelsen at denne pulsmotstanden må anordnes i en direkte romlig nærhet av en likespenningsmellomkretskondensator i en lastsidig strømretter. Det vil si at pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen ved hjelp av to ledninger, eksempelvis ledningslisser, kan være forbundet med en positiv og negativ samleskinne for en lastsidig strømretter.

Til- og utkobling av subsystemer i pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen, gir mulighet for trinnvis styring av en bremsestrøm, dvs. at pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen ikke lenger har en topunktoppførsel. Derved vil det i ledningene til pulsmotstanden ikke dannes noen høye vekselstrømkomponenter av strømmen.

I en fordelaktig utførelsesform av pulsmotstanden er lagringskondensatorene til de elektrisk seriekoblede subsystemer dimensjonert slik at en i parasittiske induktiviteter i ledningene og i motstandselementet lagret energi vil være liten sammenlignet med en i disse lagringskondensatorene lagret energi. Derved vil en resulterende overspenning ved utsjalting av en bremsestrøm være minimal. Denne betingelsen oppnås ved at lagringskondensatorene dimensjoneres store nok.

Ifølge nok en fordelaktig utførelsesform av pulsmotstanden er lagringskondensatorene i de elektrisk seriekoblede subsystemer dimensjonert slik at den av motstandselement og lagringskondensatorer dannede tidskonstant vil være liten sammenlignet med varigheten til enhver koblingstilstand av subsystemene. Derved hindres at spenningene ved de unipolare lagringskondensatorene for de elektrisk seriekoblede subsystemer varierer unødig i forbindelse med hver kobling eller sjalting. Denne betingelse oppfylles likeledes ved at lagringskondensatorene gjøres tilstrekkelig store.

For ytterligere belysning av oppfinnelsen skal det nå vises til tegningen, hvor det er vist en utførelsesform av en pulsmotstand ifølge oppfinnelsen. Tegningen er skjematisk og Fig. 1 viser et erstatningskoblingsbilde for en lastsidig strømretter i en kjent U-omformer,

Fig. 2 er et erstatningskoblingsbilde for en kjent pulsstyrt motstand,

Fig. 3 viser et erstatningskoblingsbilde for en pulsmotstand ifølge oppfinnelsen, og

Fig. 4 og 5 viser koblingsanordninger for et subsystem.

Ifølge koblingsbildet for pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen, som vist i fig. 3, er fire subsystemer 24 og et motstandselement 14 elektrisk seriekoblet. Antall subsystemer 24 er her bare ment som et eksempel. Det vil si at antall subsystemer 24, som er elektrisk seriekoblet, er vilkårlig. Eksempelvis vil kravet til fine trinn i styringen av en bremsestrøm iB være bestemmende for antall anvendte subsystemer 24. Denne pulsmotstanden er elektrisk ledende forbundet med en samleskinne Po og No i en lastsidig strømretter 2 ved hjelp av ledningene 26 og 28. Til disse ledningene 26 og 28 så vel som for ledningene 20 og 22 i den kjente pulsmotstanden ifølge fig. 2, stilles det ingen bestemte krav.

For styring av bremsestrømmen iB må bare de enkelte subsystemer 24 tilkobles eller utkobles, idet samtlige kan til- eller utkobles samtidig eller etter hverandre. I hviletilstanden, når bremsestrømmen iB er null, er samtlige subsystemer 24 i en koblingstilstand i hvilken klemmespenningene Ux2i for subsystemene 24 vil innta fra null forskjellige verdier, uavhengig av klemmestrømretningen, og hvert subsystem 24 vil, avhengig av klemmestrømretningen, oppta henholdsvis avgi energi. Denne koblingstil standen blir ifølge DE 101 03 031 Al betegnet som koblingstilstand II. For å kunne realisere den maksimale bremsestrømmen iBmax, styres samtlige subsystemer til en koblingstilstand, i hvilken subsystemenes 24 klemmespenninger Ux2i vil innta verdien null, uavhengig av klemmestrømretningen. Denne koblingstil standen er i DE 101 03 031 Al betegnet som koblingstilstand I. For å muliggjøre fintrinnede mellomverdier av bremsestrømmen (0<iB<iBmax), blir i n subsystemer 24 bare ett til n-1 subsystemer 24 koblet i koblingstil standen I. De resterende subsystemer 24 forblir i koblingstilstanden II.

Tilsvarende den fra DE 101 03 031 Al kjente fremgangsmåte for symmetri sering av spenningene Uc som ligger på lagringskondensatorene 40 i de n subsystemer 24, blir det i en seriekobling av n subsystemer 24 fordelaktig foretatt en kobling til koblingstilstanden I for subsystemene 24 som har de høyeste

kondensatorspenningene Uc.

For å unngå en unødig sterk variasjon under koblingene av disse kondensatorspenningene Uc, er det fordelaktig og hensiktsmessig å velge varigheten for hver koblingstilstand liten sammenlignet med den av det ohmske motstandselementet 14 og av lagringskondensatorene 40 i de n subsystemer 24 dannede tidskonstant. Dette oppnås med tilstrekkelig store lagringskondensatorer 40 for de n subsystemer 24. En andre mulighet er å velge koblingsfrekvensen tilstrekkelig høy.

For å minimere en ved utkoblingen av bremsestrømmen iB resulterende overspenning for lagringskondensatorene 40 i de n subsystemer 24, bør man tilstrebe å holde de i de parasittiske induktiviteter 30 og 18 for ledningene 26, 28 og motstandselementet 14 lagrede energier så små som mulig sammenlignet med de i lagringskondensatorene 40 for de n subsystemer 24 lagrede energier. Dette kan alltid oppnås ved å dimensjonere lagringskondensatorene 40 for de n subsystemer 24 tilstrekkelig store.

Fig. 4 viser en fra DE 101 03 031 Al kjent og enkel koblingsanordning for subsystemet 24 for pulsmotstanden i fig. 3. Koblingsanordningen i fig. 5 representerer en funksjonsmessig helt likeverdig variant. Dette kjente topolede subsystemet 24 har to utsjaltbare halvledersj altere 32 og 34, to dioder 36 og 38, og en unipolar lagringskondensator 40. De to utsjaltbare halvledersj alterne 32 og 34 er elektrisk seriekoblet, og denne seriekoblingen er parallellkoblet med lagringskondensatoren 40. Hver utsjaltbar halvledersj alter 32 og 34 er slik parallellkoblet med én av de to diodene 36 og 38 at denne er antiparallelt koblet til den korresponderende utsjaltbare halvledersj alteren 32 eller 34. Den unipolare lagringskondensatoren 40 i subsystemet 24 består enten av en kondensator eller av et kondensatorbatteri bestående av flere slike kondensatorer, med en resulterende kapasitet Co. Forbindelsespunktet mellom den utsjaltbare halvledersjalterens 32 emitter og anoden i dioden 36, danner en tilslutningsklemme XI for subsystemet 24. Forbindelsespunktet mellom de to utsjaltbare halvledersj alterne 32 og 34 og de to diodene 36 og 38, utgjør en andre tilkoblingsklemme X2 for subsystemet 24.

I den utførelsesformen av subsystemet 24 som er vist i fig. 5 utgjør dette forbindelsespunktet den første tilkoblingsklemmen XI. Forbindelsespunktet mellom den utsjaltbare halvledersj alterens 34 drenering og diodens 38 katode utgjør den andre tilkoblingsklemmen X2 for subsystemet 24.

I koblingstilstanden I er den utsjaltbare halvledersj alteren 32 innkoblet mens den utsjaltbare halvledersj alteren 34 er utkoblet. For oppnåelse av koblingstilstanden II, er den utsjaltbare halvledersj alteren 32 utkoblet mens den utsjaltbare halvledersj alteren 34 er innkoblet. I koblingstilstanden I vil klemmespennignen Ux2i for systemet 24 være lik null, og i koblingstilstanden II vil klemmespenningen Ux2i være lik den kondensatorspenningen Uc som ligger på lagringskondensatoren 40.

Med valget av antall elektrisk seriekoblede subsystemer 24 i pulsmotstanden i fig. 3, kan pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen med enkle midler tilpasses enhver vilkårlig, normert middelspenning. Med valg av antall subsystemer 24 i pulsmotstanden i fig. 3, vil likeledes den på hver lagringskondensator 40 liggende kondensatorspenning Uc være bestemt på forhånd. Denne kondensatorspenningen Uc bestemmer også spenningsfastheten for de to utsjaltbare halvledersj alterne 32 og 34. Som utsjaltbare halvledersj altere 32 og 34 blir det som vist i fig. 4 og 5 benyttet Insulated-Gate-Bipolar-transistorer (IGBT). Likeledes kan det anvendes MOS-felteffekttransistorer, som også betegnes som MOSFET.

Med denne ifølge oppfinnelsen tilveiebrakte pulsmotstanden kan man unngå alle de foran nevnte ulemper a) til d). Pulsmotstanden ifølge oppfinnelsen vil dessuten ha følgende fordeler: - en fintrinnet styringsmulighet for bremsestrømmen iB i flere mellomtrinn, i samsvar med antall seriekoblede subsystemer 24, - enhetlig realisering med de fra DE 101 03 031 Al kjente subsystemer.

Summen av disse egenskaper rettferdiggjør det høyere antall komponenter, særlig for omformere i det høyere spennings- og ytelsesområdet.

Claims (10)

1. Pulsmotstand for en omformer i det høyere spennings- og ytelsesområdet,karakterisert vedat den omfatter minst to topolede subsystemer (24) og et motstandselement (14), hvor disse subsystemene (24) og motstandselementet (14) er elektrisk seriekoblet, idet pulsmotstanden er elektrisk ledende forbundet, via tilledninger (26, 28), til samleskinner (Po, No) på en lastside av omformeren.

2. Pulsmotstand ifølge krav 1, hvor det topolede subsystemet (24) har to utsjaltbare halvledersj altere (32, 34), to dioder (36, 38) og en unipolar lagringskondensator (40), idet de to utsjaltbare halvledersj alterne (32, 34) er elektrisk seriekoblet, er elektrisk parallellkoblet med den unipolare lagringskondensatoren (40), og hver utsjaltbar halvledersj alter (32, 34) er antiparallelt sjaltet med en diode (36, 38).

3. Pulsmotstand ifølge et av de foregående krav, hvor lagringskondensatorene (40) for de topolede subsystemene (24) er dimensjonert slik at en i parasittiske induktiviteter (30, 18) i tilledninger (26, 28) og motstandselementet (14) lagret energi er liten sammenlignet med én i lagringskondensatorene (40) lagret energi.

4. Pulsmotstand ifølge et av kravene 1 eller 2, hvor lagringskondensatorene (40) for de topolede subsystemene (24) er dimensjonert slik at den av motstandselementet (14) og lagringskondensatorene (40) dannede tidskonstanten er liten sammenlignet med varigheten til en koblingstilstand.

5. Pulsmotstand ifølge krav 2, hvor tilkoblingsklemmene (XI, X2) for hvert subsystem (24) er elektrisk ledende forbundet med tilkoblingene til den nedre, utsjaltbare halvledersj alteren (32) av de elektrisk seriekoblede og utsjaltbare halvledersj altere (32, 34).

6. Pulsmotstand ifølge krav 2, hvor tilkoblingsklemmene (XI, X2) for hvert subsystem (24) er elektrisk ledende forbundet med tilkoblingene til den øvre, utsjaltbare halvledersj alteren (34) av de elektrisk seriekoblede, utsjaltbare halvledersj alterne (32, 34).

7. Pulsmotstand ifølge et av de foregående krav, hvor det som utsjaltbar halvledersj alter (32, 34) brukes en Insulated-Gate-Bipolar-transistor.

8. Pulsmotstand ifølge et av kravene 1-6, hvor det som utsjaltbar halvledersj alter (32, 34) benyttes en MOS-felteffekttransistor.

9. Pulsmotstand ifølge et av kravene 1-6, hvor det som utsjaltbar halvledersj alter (32, 34) benyttes en Gate-Turn-Off-tyristor.

10. Pulsmotstand ifølge et av kravene 1-6, hvor det som utsjaltbar halvledersj alter (32) benyttes en Integrated-Gate-C ommutated-ty ri stor.