NO333802B1

NO333802B1 - Switching device for a fault current protection switch

Info

Publication number: NO333802B1
Application number: NO20034160A
Authority: NO
Inventors: Michael Koch; Georg Ritzinger
Original assignee: Moeller Gebaudeautomation Kg
Priority date: 2001-06-12
Filing date: 2003-09-18
Publication date: 2013-09-16
Also published as: PL366764A1; ES2246411T3; AT410735B; SK287930B6; CZ20033308A3; IL157637A; CN1320716C; HU226289B1; SK15162003A3; CN1515058A; EE200300479A; NO20034160L; ATA9092001A; ZA200306960B; EE04653B1; EP1399998A2; NO20034160D0; AU2002348706B2; HK1067458A1; DE50204331D1

Abstract

En koplingsanordning for en feilstrøms- beskyttelsesbryter, omfattende en registreringsanordning (10) for en feilstrøm i et forsyningsnett (12), etter hvilken det fortrinnsvis er innkoplet en behandlingskrets (20) for fellstrømmen, en energilagringskrets (30) som opplades i avhengighet av den registrerte feilstrøm, en terskelverdibryter (40) som overvåker energilagringskretsens (30) ladningstilstand, og et koplingselement (50) for generering av en utløsningsspenningspuls for et utløsningselement (60) for en skillebryter til minst en forbruker som mates fira forsyningsnettet (12), idet terskelverdibryteren (40) ved oppnåelse av en forutbestemt ladningstilstand (bør-ladetilstand) for energilagringskretsen (30) forårsaker at koplingselementet (50) genererer en utløsningsspenningspuls for utløsningselementet (60), idet det er anordnet en andre terskelverdibryter (40) som sperrer koplingselementet (50) frem til oppnåelsen av en ytterligere forutbestemt ladningstilstand (minste-ladetilstand) for energilagringskretsen (30).A switching device for a fault current protection switch, comprising a fault device (10) for a fault current in a supply network (12), after which a processing circuit (20) for the common current is preferably connected, an energy storage circuit (30) which is charged depending on the registered a fault current, a threshold value switch (40) which monitors the charge state of the energy storage circuit (30), and a switching element (50) for generating a trip voltage pulse for a release element (60) for a disconnector for at least one consumer fed to the supply network (12), 40) upon obtaining a predetermined charge state (charge state) of the energy storage circuit (30) causes the coupling element (50) to generate a release voltage pulse for the trigger element (60), a second threshold switch (40) interlocking the coupling element (50) is provided. to achieve a further predetermined charge state (minimum charge state) of the energy storage circuit (30).

Description

Oppfinnelsen angår en koplingsanordning for en feilstrømsbeskyttelsesbryter omfattende en registreringsanordning for en feilstrøm i et forsyningsnett, etter hvilken det fortrinnsvis er innkoplet en behandlingskrets for feilstrømmen, en energilagringskrets som opplades i avhengighet av den registrerte feilstrøm, en terskelverdibryter som overvåker energilagringskretsens ladningstilstand, og et koplingselement for generering av en utløsningsspenningspuls for et utløsningselement for en skillebryter til minst én forbruker som mates fra forsyningsnettet, idet terskelverdibryteren ved oppnåelse av en forutbestemt ladningstilstand (bør-ladetilstand) for energilagringskretsen forårsaker at koplingselementet genererer en utløsningsspenningspuls for utløsningselementet. The invention relates to a switching device for a residual current protection switch comprising a recording device for a residual current in a supply network, after which a processing circuit for the residual current is preferably connected, an energy storage circuit which is charged depending on the registered residual current, a threshold value switch which monitors the state of charge of the energy storage circuit, and a switching element for generating a tripping voltage pulse for a tripping element for a disconnector to at least one consumer which is fed from the supply network, the threshold value switch upon achieving a predetermined state of charge (should-state of charge) for the energy storage circuit causes the switching element to generate a tripping voltage pulse for the tripping element.

Feilstrømsbeskyttelsesbrytere hhv. feilstrømsovervåkningsbrytere av den nevnte type er eksempelvis kjent fra DE 41 12 169 Al og DE 44 29 007. Ved disse koplingsanordninger er vanligvis den første terskelverdibryter dannet ved hjelp av en Z-diode, og koplingselementet ved hjelp av en elektronisk bryter, eksempelvis en tyristor. Residual current protection switches or residual current monitoring switches of the aforementioned type are known, for example, from DE 41 12 169 Al and DE 44 29 007. In these switching devices, the first threshold value switch is usually formed by means of a Z-diode, and the switching element by means of an electronic switch, for example a thyristor.

På grunn av den tiltakende belastning av elektriske forsyningsnett med forskjellige støypåvirkninger, eksempelvis på grunn av avledningsstrømmer fra lampe-forkoplingsanordninger, fra koplingsnettdeler, også fra frekvensomformere for motordrivanordninger eller tordenværpåvirkning, oppstår det problem ved anvendelse av feilstrømsbeskyttelsesbrytere at ofte allerede små støypåvirkninger kan føre til utilsiktet utløsning av feilstrømsbeskyttelsesbryteren. Due to the increasing load on electrical supply networks with various noise influences, for example due to leakage currents from lamp ballasts, from switching network components, also from frequency converters for motor drive devices or thunderstorm influence, the problem arises when using residual current protection switches that often already small noise influences can lead to unintentional tripping of the residual current protection switch.

Særlig ved koplingselementer som er utformet som tyristorer, inntreffer det i denne forbindelse ofte utilsiktet utløsning av feilstrømsbeskyttelsesbryteren på grunn av overhodetenning av koplingselementet. Det er også mulig at energilagringskretsen etter den utilsiktede, forhastede tenning av koplingselementet utlader seg over utløsningselementet, uten at dette fullfører fraskillelsen fra nettet. Dette kan føre til ikke-utløsning av feilstrømsbeskyttelsesbryteren. Denne problematikk er ikke omtalt i de ovenfor nevnte dokumenter. Especially with switching elements that are designed as thyristors, accidental tripping of the residual current protection switch often occurs in this connection due to over-ignition of the switching element. It is also possible that the energy storage circuit after the accidental, hasty ignition of the switching element discharges over the tripping element, without this completing the separation from the grid. This may cause the residual current circuit breaker to not trip. This problem is not discussed in the above-mentioned documents.

Formålet med oppfinnelsen er å tilveiebringe en koplingsanordning for feilstrømsbeskyttelsesbrytere av den innledningsvis angitte type, som fjerner de beskrevne ulemper og som gjør det mulig å undertrykke en feilutløsning hhv. en ikke-utløsning av feilstrømsbeskyttelsesbryteren på best mulig måte, henholdsvis generelt å oppnå en økning av forstyrrelsesfastheten. The purpose of the invention is to provide a coupling device for residual current protection switches of the type indicated at the outset, which removes the described disadvantages and which makes it possible to suppress a fault trip or a non-triggering of the residual current protection switch in the best possible way, respectively to generally achieve an increase of the disturbance resistance.

Ifølge oppfinnelsen oppnås dette ved at det er anordnet en andre terskelverdibryter som sperrer koplingselementet frem til oppnåelsen av en ytterligere forutbestemt ladningstilstand eller minste ladningstilstand for energilagringskretsen. According to the invention, this is achieved by arranging a second threshold value switch which blocks the switching element until the achievement of a further predetermined state of charge or minimum state of charge for the energy storage circuit.

Forstyrrelsespåvirkninger under den terskel som er gitt ved hjelp av den ytterligere forutbestemte ladningstilstand, kan således ikke lenger føre til utløsning av koplingselementet. På denne måte kan feiltenningen av feilstrømsbeskyttelsesbryteren hindres på sikker måte. Disturbance influences below the threshold given by means of the further predetermined state of charge can thus no longer lead to tripping of the coupling element. In this way, the false ignition of the residual current circuit breaker can be safely prevented.

For å hindre ikke-utløsningen av feilstrømsbeskyttelsesbryteren, kan det ved en ytterligere utførelse av oppfinnelsen være sørget for at den ytterligere forutbestemte ladningstilstand (minsteladetilstand) for energilagringskretsen ligger over den ladningstilstand som er nødvendig for funksjoneringen av utløsningselementet. In order to prevent the non-triggering of the residual current protection switch, in a further embodiment of the invention it can be ensured that the further predetermined state of charge (minimum state of charge) for the energy storage circuit is above the state of charge which is necessary for the functioning of the tripping element.

Ifølge en ytterligere variant av oppfinnelsen kan det være sørget for at den andre terskelverdibryter er dannet av en selvledende N-kanals sperresjikt-felteffekttransistor (J4) av utarmingstype. Dermed oppnår man en særlig enkel og funksjonspålitelig koplingsanordning. According to a further variant of the invention, it can be ensured that the second threshold value switch is formed by a self-conducting N-channel barrier layer field-effect transistor (J4) of the depletion type. This results in a particularly simple and functionally reliable coupling device.

Ifølge en ytterligere variant av oppfinnelsen kan det være sørget for at felteffekttransistoren (J4) sammen med de andre halvlederbyggeelementer er integrert på en brikke. Dette muliggjør integrasjon til spesielt små og plassbesparende koplinger. According to a further variant of the invention, it can be ensured that the field effect transistor (J4) together with the other semiconductor building elements is integrated on a chip. This enables integration into particularly small and space-saving connections.

Oppfinnelsen skal i det følgende beskrives nærmere under henvisning til de vedlagte tegninger der det er beskrevet særlig foretrukne utførelseseksempler, og der The invention shall be described in more detail in the following with reference to the attached drawings in which particularly preferred embodiments are described, and where

fig. 1 viser et blokkskjema av en kjent feilstrømsbeskyttelsesbryter, fig. 1 shows a block diagram of a known residual current protection switch,

fig. 2 viser et forenklet blokkskjema av en feilstrømsbeskyttelsesbryter ifølge oppfinnelsen med en andre terskelverdibryter 40', fig. 2 shows a simplified block diagram of a fault current protection switch according to the invention with a second threshold value switch 40',

fig. 3 viser koplingsanordningen for en utførelsesform av en feilstrømsbeskyttelsesbryter ifølge oppfinnelsen, og fig. 3 shows the connection device for an embodiment of a fault current protection switch according to the invention, and

fig. 4 viser en forenklet, ytterligere koplingsanordning for en utførelsesform av en feilstrømsbeskyttelsesbryter ifølge oppfinnelsen. fig. 4 shows a simplified, additional connection device for an embodiment of a residual current protection switch according to the invention.

Feilstrømsbeskyttelsesbrytere, kort benevnt som FI-brytere, omfatter beskyttelses-, overvåknings- og meldebrytere. I alminnelighet overvåker FI-brytere elektriske installasjoner og frakopler forbindelsen til nettet før en feilstrøm som trer ut av nettet og flyter mot jord, kan bli farlig for mennesker. For dette formål er FI-brytere slik utformet at feilstrømmer over en bestemt størrelse fører til fråkopling hhv. oppsplitting av forsyningsnettet. Den nominelle feilstrøm 1^, dvs. den maksimalt tolererbare feilstrøm, beløper seg vanligvis til ca. 30 mA, hvorved FI-bryteren først frakopler etter en toleransetid på ca. 10 ms. Disse verdier fremkommer ut fra de for mennesker farlige strømstyrker og frekvenser som eksempelvis kan føre til hjerteflimmer. Residual current protection switches, briefly referred to as FI switches, include protection, monitoring and signaling switches. In general, RCDs monitor electrical installations and disconnect the connection to the grid before a fault current exiting the grid and flowing to earth can become dangerous for people. For this purpose, RCDs are designed in such a way that fault currents above a certain size lead to disconnection or splitting up the supply network. The nominal fault current 1^, i.e. the maximum tolerable fault current, usually amounts to approx. 30 mA, whereby the RCD only disconnects after a tolerance time of approx. 10 ms. These values are derived from the amperage and frequencies that are dangerous for humans and can, for example, cause heart fibrillation.

Fig. 1 viser den modulære oppbygning av en kjent FI-bryter i form av et blokkskjema. Fig. 1 shows the modular structure of a known RCD in the form of a block diagram.

I en feilfri installasjon, dvs. uten en feilstrøm som er avledet til jord, flyter driftsstrømmen fra nettet til forbrukeren og derfra tilbake til nettet igjen. Dersom en feilstrøm som følge av en defekt avledes til jord, er den strøm som flyter mot forbrukeren, denne andel større enn den tilbakeflytende strøm. Denne feilstrøm kan, når den flyter til jord via et menneske, være farlig for dette og eventuelt føre til vesentlige skader. Differansen mellom den fremflytende og den tilbakeflytende strøm, som svarer til den avledede feilstrøm, identifiseres ved hjelp av registreringsanordningen 10. In a fault-free installation, i.e. without a fault current diverted to earth, the operating current flows from the grid to the consumer and from there back to the grid again. If a fault current as a result of a defect is diverted to earth, the current flowing towards the consumer is this proportion greater than the current flowing back. This fault current can, when it flows to earth via a person, be dangerous for them and possibly lead to significant damage. The difference between the forward and reverse current, which corresponds to the derived fault current, is identified by means of the recording device 10.

Denne består av en summeringstransformator som omfatter en magnetkjerne, eksempelvis en ringkjerne. De enkelte ledere, som danner summeringstransformatorens primærviklinger, kan være ført i en eller flere vindinger rundt summeringstransformatorens ring, eller, ved tilsvarende styrke av den forventede strøm, ganske enkelt forløpe gjennom summeringstransformatorens ring. Differansestrømmen i lederne som danner primærviklingene, frembringer i den likeledes om ringkjernen viklede sekundærvikling i summeringstransformatoren et magnetfelt som induserer en spenning i sekundærviklingen. This consists of a summing transformer which includes a magnetic core, for example a ring core. The individual conductors, which form the summation transformer's primary windings, can be led in one or more windings around the summation transformer's ring, or, at a corresponding strength of the expected current, simply pass through the summation transformer's ring. The differential current in the conductors that form the primary windings produces a magnetic field in the secondary winding, which is also wound around the ring core, in the summing transformer, which induces a voltage in the secondary winding.

Registreringsanordningen 10 hhv. summeringstransformatoren registrerer således den opptredende differansestrøm hhv. feilstrøm og omformer denne til en spenning som skal bearbeides videre. The registration device 10 or the summing transformer thus registers the resulting differential current or fault current and converts this into a voltage that must be processed further.

Den på utgangen av registreringsanordningen 10 liggende spenning tilføres i alminnelighet til en behandlingskrets 20. Dette er fordelaktig for på sikker måte å kunne registrere forskjellige typer av feilstrøm, eksempelvis pulserende likefeilstrømmer og vekselfeilstrømmer og feilstrømmer med likestrømskomponenter gjennom FI-bryteren. Behandlingskretsen 20 er derfor i det enkelte tilfelle forskjellig utformet og tilpasset til den spesielle anvendelse av FI-bryteren. The voltage at the output of the recording device 10 is generally supplied to a processing circuit 20. This is advantageous for being able to reliably record different types of fault currents, for example pulsating direct currents and alternating currents and fault currents with direct current components through the FI switch. The processing circuit 20 is therefore in each case differently designed and adapted to the particular application of the FI switch.

Ved behandlingskretsen 20 dreier det seg fortrinnsvis om en enkel likeretterkopling som likeretter vekselfeilstrømmen. The processing circuit 20 is preferably a simple rectifier connection which rectifies the AC fault current.

Den strøm som frembringes på grunn av spenningsdifferansen som ligger på registreringsanordningen 10 hhv. behandlingskretsen 20, videreledes til en energilagringskrets 30. Ved opptreden av en feilstrøm opplades energilagringskretsen 30. Ladningstilstanden er derved avhengig av styrken og av varigheten av feilstrømmen. Slike energilagirngskretser 30 anvendes særlig ved forsinkede FI-brytere. The current which is produced due to the voltage difference which is on the recording device 10 or processing circuit 20, is forwarded to an energy storage circuit 30. When a fault current occurs, the energy storage circuit 30 is charged. The state of charge is thereby dependent on the strength and duration of the fault current. Such energy storage circuits 30 are used in particular with time-delayed FI switches.

Enkelte feilstrømmer, hvis varighet imidlertid ligger under toleransetiden, fører fortrinnsvis ikke til kumulert, langsom opplading av energilagringskretsen 30. Derved er det sikret at bare en feilstrøm som er større enn den nominelle feilstrøm og varer lenger enn toleransetiden, fører til opplading av energilagringskretsen 30 og i videre rekkefølge til utløsning av FI-bryteren. Certain fault currents, whose duration is however below the tolerance time, preferably do not lead to cumulative, slow charging of the energy storage circuit 30. This ensures that only a fault current which is greater than the nominal fault current and lasts longer than the tolerance time, leads to charging of the energy storage circuit 30 and in further order until tripping of the RCD.

Energilagringskretsen 30 kan eksempelvis dannes av en kondensator eller ved hjelp av et RC-ledd som utlader seg selvstendig. The energy storage circuit 30 can, for example, be formed by a capacitor or by means of an RC link which discharges independently.

Energilagringskretsens 30 lagringstilstand overvåkes ved hjelp av en terskelverdibryter 40. Ved oppnåelse av en bestemt ladningstilstand for energilagringskretsen 30, som i det følgende er betegnet med bør-ladetilstand, gir denne terskelverdibryter 40 en styrepuls til det etter-anordnede koplingselement 50, hvilket i den videre rekkefølge fører til fråkopling av FI-bryteren. The storage state of the energy storage circuit 30 is monitored by means of a threshold value switch 40. When a certain state of charge is achieved for the energy storage circuit 30, which is hereinafter referred to as the desired state of charge, this threshold value switch 40 gives a control pulse to the subsequently arranged coupling element 50, which in the further sequence leads to disconnection of the FI switch.

For denne såkalte normalutløsning av FI-bryteren er det for den på energilagringskretsen 30 anliggende spenning forutbestemt en bør-ladetilstand som er avstemt til den nominelle feilstrøm IAn og til toleransetiden. For this so-called normal tripping of the FI switch, for the voltage applied to the energy storage circuit 30, a desired charge state is predetermined which is matched to the nominal fault current IAn and to the tolerance time.

Terskelverdibryteren 40 er fortrinnsvis dannet av en zenerdiode som oppviser en meget nøyaktig definert gjennombruddsspenning. The threshold value switch 40 is preferably formed by a zener diode which exhibits a very precisely defined breakdown voltage.

Den av terskelverdibryteren 40 avgitte styrepuls tjener til styring av koplingselementet 50. The control pulse emitted by the threshold value switch 40 serves to control the coupling element 50.

Dette fungerer som lastbryter og frembringer en utløsnings-spenningspuls for utløsningselementet 60. I tilfelle av en nettspenningsuavhengig FI-bryter benytter koplingselementet 50 eksempelvis den i energilagringskretsen 30 lagrede energi for generering av utløsningsspenningspulsen. This functions as a load switch and produces a tripping voltage pulse for the tripping element 60. In the case of a mains voltage-independent FI switch, the switching element 50 uses, for example, the energy stored in the energy storage circuit 30 to generate the tripping voltage pulse.

Koplingselementet 50 dannes i alminnelighet av en elektronisk bryter. Denne elektroniske bryter er fortrinnsvis et selvforsterkende koplingselement, for eksempel en tyristor. Ved siden av tyristorer kan imidlertid også andre byggeelementer, så som transistorer eller elektroniske releer, komme til anvendelse. The coupling element 50 is generally formed by an electronic switch. This electronic switch is preferably a self-reinforcing switching element, for example a thyristor. Alongside thyristors, however, other building elements, such as transistors or electronic relays, can also be used.

Tyristorer tenner selvstendig ved en typisk tennspenning. For normalutløsningen av FI-bryteren benyttes imidlertid ikke tyristorens selvtenning, men det fra den første terskelverdibryter 40 utgående styresignal som fører til gjennomtenning av koplingselementet 50. Thyristors ignite independently at a typical ignition voltage. However, for the normal tripping of the FI switch, the self-ignition of the thyristor is not used, but the control signal from the first threshold value switch 40 which leads to ignition of the switching element 50.

Den av koplingselementet 50 genererte utløsnings-spenningspuls ledes til et utløsningselement 60 som fraskiller forbrukeren fra nettet. The release voltage pulse generated by the switching element 50 is led to a release element 60 which separates the consumer from the network.

Utløsningselementet 60 kan være utformet som permanentmagnetutløser (PMA). Derved beveges et anker via en spole, idet ankeret via en holdesperre og et kontaktapparat fullfører fraskillelsen av forbrukeren fra forsyningsnettet 12. The release element 60 can be designed as a permanent magnet release (PMA). Thereby, an armature is moved via a coil, the armature via a holding device and a contact device completing the separation of the consumer from the supply network 12.

I tilfellet med normalutløsning fremkommer således følgende bilde. En feilstrøm som i det minste oppviser styrken til den nominelle feilstrøm og flyter over en større varighet enn toleransetiden, bevirker oppladningen av energilagringskretsen 30 opp til bør-ladetilstanden. Ved oppnåelse av bør-ladetilstanden påvirker terskelverdibryteren 40 koplingselementet 50 med en styrepuls som bringer dette til tenning hhv. til gjennomkopling. Den derved genererte utløsningsspenningspuls videreledes til utløsnings-elementet 60 som fraskiller forbrukeren fra nettet. In the case of normal release, the following picture thus appears. A fault current which at least exhibits the strength of the nominal fault current and flows over a longer duration than the tolerance time causes the charging of the energy storage circuit 30 up to the desired charge state. On reaching the desired charge state, the threshold value switch 40 affects the switching element 50 with a control pulse which brings this to ignition or for pass-through. The release voltage pulse thus generated is forwarded to the release element 60 which separates the consumer from the network.

Koplingsanordningen ifølge oppfinnelsen kan anvendes både for nettspenningsuavhengige og for nettspenningsavhengige FI-brytere. Ved nettspenningsuavhengige FI-brytere må imidlertid den i energilagirngskretsen 30 lagrede energi være tilstrekkelig til å muliggjøre sikker fraskillelse fra nettet ved hjelp av utløsningselementet 60. Energilageret 30 og terskelverdibryteren 40 må således avstemmes både til den nominelle feilstrøm og til utløsningselementet 60. The switching device according to the invention can be used both for mains voltage-independent and for mains voltage-dependent RCDs. In the case of mains voltage-independent FI switches, however, the energy stored in the energy storage circuit 30 must be sufficient to enable safe separation from the mains using the release element 60. The energy store 30 and the threshold value switch 40 must thus be matched both to the nominal fault current and to the release element 60.

Den på fig. 1 skisserte anordning oppviser den ulempe at visse uunngåelige spenningsspisser under tennspenningen fra forsyningsnettet riktignok ikke fører til opplading av energilagringskretsen 30 til bør-ladetilstanden, men imidlertid kan føre til tenning av koplingselementet 50 hhv. tyristoren (såkalt overhodetenning). Forstyrrelsene kan komme fra nettet, fra den egne, dvs. den ved en normalutløsning induserte feilstrøm, eller fra den andre side, fra utløsningselementet 60 hhv. fra PMA-elementet. The one in fig. 1 sketched device has the disadvantage that certain unavoidable voltage spikes during the ignition voltage from the supply network do not lead to charging of the energy storage circuit 30 to the desired charging state, but can however lead to ignition of the switching element 50 or the thyristor (so-called overhead ignition). The disturbances can come from the network, from its own, i.e. the fault current induced by a normal trip, or from the other side, from the trip element 60 or from the PMA element.

Den ikke tilsiktede tenning av koplingselementet 50 fører i alminnelighet til fraskillelse av forbrukeren fra nettet ved hjelp av utløsningselementet 60. Denne feilutløsning av FI-bryteren er ikke tilsiktet. The unintended ignition of the switching element 50 generally leads to the disconnection of the consumer from the network by means of the tripping element 60. This faulty tripping of the RCD is not intended.

Det er også mulig at koplingselementet 50 genererer en utløsnings-spenningspuls, hvor denne imidlertid ikke er tilstrekkelig til å fullføre fraskillelsen fra nettet ved hjelp av utløsningselementet 60. Dette er mulig særlig ved nettspenningsuavhengige FI-brytere. FI-bryteren løser således ikke ut. Samtidig hindres imidlertid en ytterligere opplading av energilagringskretsen 30, da det på grunn av åpningen av koplingselementet 50 flyter en konstant strøm fra energilagringskretsen 30 via utløsningselementet 60. Det er således mulig at FI-bryteren som en ytterligere konsekvens heller ikke utløser ved en feilstrøm over den nominelle feilstrøm. Denne ikke-utløsning kan føre til fare for mennesker. It is also possible for the coupling element 50 to generate a release voltage pulse, where this is however not sufficient to complete the separation from the mains by means of the release element 60. This is possible in particular with mains voltage-independent FI switches. The RCD therefore does not trip. At the same time, however, a further charging of the energy storage circuit 30 is prevented, as due to the opening of the coupling element 50, a constant current flows from the energy storage circuit 30 via the trip element 60. It is thus possible that, as a further consequence, the RCD does not trip in the event of a fault current across it nominal fault current. This non-release can cause danger to people.

Kjernen i oppfinnelsen består i å sørge for foranstaltninger som hindrer at støypåvirkninger under en forutbestemt terskel kan føre til utløsning av koplingselementet 50. Dette oppnås ved å anordne en andre terskelverdibryter 40'. The core of the invention consists in providing measures which prevent noise influences below a predetermined threshold from triggering the switching element 50. This is achieved by arranging a second threshold value switch 40'.

Fig. 2 viser den modulære oppbygning av en kjent FI-bryter i form av et blokkskjema som tydeliggjør forskjellen i forhold til kjente FI-brytere. Fig. 2 shows the modular structure of a known FI circuit breaker in the form of a block diagram which clarifies the difference in relation to known FI circuit breakers.

Ifølge oppfinnelsen er det i den på fig. 2 viste utførelsesform foran koplingselementet 50 innkoplet en andre terskelverdibryter 40'. Den andre terskelverdibryter 40' blokkerer hhv. sperrer koplingselementet 50 og frigir dette først etter oppnåelse av en bestemt, i det følgende med minste-ladetilstand betegnet ladningstilstand av energilagringskretsen 30. According to the invention, in the one in fig. 2 showed embodiment in front of the coupling element 50 connected a second threshold value switch 40'. The second threshold value switch 40' blocks respectively blocks the coupling element 50 and releases this only after achieving a certain state of charge of the energy storage circuit 30, hereafter referred to as the minimum state of charge.

For dette formål må koplingselementet 50 oppvise en andre styreinngang over hvilken koplingselementet 50 kan styres på en slik måte at en gjennomkopling hindres. Denne kan eksempelvis være den andre styreinngang til en tyristortetrode. For this purpose, the coupling element 50 must have a second control input via which the coupling element 50 can be controlled in such a way that a through coupling is prevented. This can, for example, be the second control input to a thyristor electrode.

Med koplingsanordningen ifølge oppfinnelsen er det mulig å legge terskelen hhv. minste-ladetilstanden slik at flertallet av forekommende feilutløsninger undertrykkes. Dermed oppnås en forbedret støyfasthet. For å oppnå en maksimal støyfastighet, kan minste-ladetilstanden dimensjoneres alt etter anvendelsen av FI-bryteren. With the coupling device according to the invention, it is possible to place the threshold or the minimum state of charge so that the majority of occurring fault trips are suppressed. This results in an improved noise immunity. In order to achieve a maximum noise immunity, the minimum state of charge can be dimensioned depending on the use of the RCD.

Minste-ladetilstanden får derved selvsagt ikke velges høyere enn bør-ladetilstanden, da normalutløsningen ellers ville bli hindret. The minimum state of charge must therefore of course not be chosen higher than the state of charge that should be, as the normal release would otherwise be prevented.

Som terskel hhv. bør-ladetilstand kan man eksempelvis velge halvparten av den bør-ladetilstand som svarer til en feilstrøm på høyde med den nominelle feilstrøm. Med denne forinnstilling kan mer enn halvparten av typiske feil eller støypåvirkninger på FI-bryteren i forsyningsnett undertrykkes. As a threshold or desired state of charge, one can, for example, choose half of the desired state of charge which corresponds to a fault current equal to the nominal fault current. With this preset, more than half of typical faults or noise effects on the FI-switch in supply networks can be suppressed.

Minste-ladetilstanden må fortrinnsvis velges slik at den i energilagringskretsen 30 lagrede energi ved forekomst av nettopp denne minste-ladetilstand på energilagringskretsens 30 utgang er tilstrekkelig til å muliggjøre fraskillelsen fira nettet for utløsningselementet 60. Derved kan det ovenfor beskrevne tilfelle med ikke-utløsning unngås på sikker måte. The minimum state of charge must preferably be chosen so that the energy stored in the energy storage circuit 30 when this minimum state of charge occurs at the output of the energy storage circuit 30 is sufficient to enable the disconnection from the mains for the release element 60. Thereby the above described case of non-release can be avoided safe way.

Fig. 3 viser elementene i koplingsanordningen i en FI-bryter ifølge oppfinnelsen. Modulene 10, 20, 30, 40, 50 og 60 i koplingsanordningen svarer til en kjent, forsinket FI-bryter. Fig. 3 shows the elements of the switching device in an RCD according to the invention. Modules 10, 20, 30, 40, 50 and 60 in the coupling device correspond to a known, delayed FI switch.

En summerings- eller sumtransformator i forsyningsnettet 12 er betegnet med Txl. Sumtransformatoren Txl danner registreringsanordningen 10 i oppfinnelsens betydning. Feilstrømmen registreres over sumtransformatoren Txl, men imidlertid når også andre støypåvirkninger frem til koplingsanordningen. A summation or sum transformer in the supply network 12 is denoted by Txl. The sum transformer Txl forms the recording device 10 in the meaning of the invention. The fault current is registered across the sum transformer Txl, but other noise influences also reach the switching device.

Behandlingskretsen 20 er anordnet etter sumtransformatorens sekundærvikling. Behandlingskretsen 20 omfatter for det første en motstand RI som tjener til dempning av ringbåndkjerner med for høy sekundærspenning. The processing circuit 20 is arranged according to the sum transformer's secondary winding. The processing circuit 20 comprises, firstly, a resistor RI which serves to dampen ring band cores with too high a secondary voltage.

Kondensatoren Cl tjener til tilpasning til sekundærinduktiviteten. Dermed er det mulig å oppnå en resonansavstemning av behandlingskretsen 20 til 50 Hz hhv. til nettfrekvensen. The capacitor Cl serves to match the secondary inductance. Thus, it is possible to achieve a resonant tuning of the processing circuit 20 to 50 Hz or to the mains frequency.

Behandlingskretsen 20 omfatter videre en likeretting med spenningsfordobling. Likeretterbrokoplingen med Delonkopling dannes av diodene Dl og D2 og kondensatorene C2 og C3. The processing circuit 20 further comprises a rectifier with voltage doubling. The rectifier bridge connection with Delon coupling is formed by diodes Dl and D2 and capacitors C2 and C3.

Etter likeretterbrokoplingen er en Z-diode D3 anordnet som spenningsreferanse-element. Med denne Z-diode D3 begrenses spenningen til behandlingskretsen 20. Dette hindrer en altfor rask oppladning av den etter-innkoplede lagringskondensator C4 ved høyere feilstrømmer (fra 5xIAn). After the rectifier bridge connection, a Z-diode D3 is arranged as a voltage reference element. With this Z-diode D3, the voltage to the processing circuit 20 is limited. This prevents an overly rapid charging of the subsequently connected storage capacitor C4 at higher fault currents (from 5xIAn).

Etter behandlingskretsen 20 er det anordnet en energilagringskrets 30.1 den viste utførelse omfatter denne en konstantstrømkilde som er dannet av sperresjiktet FET Jl og motstanden R2. Motstanden R2 tjener til innstilling av den ønskede konstantstrøm. FET-elementet drives i avsnøringsområdet. Konstantstrømkilden lar det flyte en strøm som bare i liten grad avhenger av den påtrykte spenning. Derved opplades lagringskondensatoren bare litt etter litt, og man oppnår en tidsforsinkelse i utløsningsoppførselen. Anordningen av en konstantstrømkilde er imidlertid ikke tvingende nødvendig. After the processing circuit 20, an energy storage circuit 30 is arranged. 1 The embodiment shown comprises a constant current source which is formed by the barrier layer FET Jl and the resistor R2. The resistor R2 serves to set the desired constant current. The FET element is operated in the unfastening area. The constant current source allows a current to flow that depends only slightly on the applied voltage. Thereby, the storage capacitor is only charged little by little, and a time delay in the tripping behavior is achieved. However, the arrangement of a constant current source is not absolutely necessary.

Kjernen i energilagringskretsen 30 består av lagringskondensatoren C4 som opplades ved opptreden av en feilstrøm. The core of the energy storage circuit 30 consists of the storage capacitor C4 which is charged when a fault current occurs.

Lagringskondensatoren C4 utlades tilsiktet over motstanden R3. Derved fører korte feilstrømmer, hvis varighet ligger under FI-bryterens toleransetid, ikke til kontinuerlig opplading av energilagringskretsen 30. The storage capacitor C4 is intentionally discharged across the resistor R3. Thereby, short fault currents, the duration of which is below the FI switch's tolerance time, do not lead to continuous charging of the energy storage circuit 30.

Den første terskelverdibryter 40, som på kjent måte overvåker spenningen på utgangen av energilagringskretsen 30, er dannet av en i sperreretningen koplet Z-diode D4. Dersom den på Z-dioden D4 påtrykte spenning oppnår dennes gjennombruddsspenning, forbindes den første styreinngang GK til koplingselementet 50 via Z-dioden D4 med utgangen av energilagringskretsen 30. The first threshold value switch 40, which in a known manner monitors the voltage at the output of the energy storage circuit 30, is formed by a Z-diode D4 connected in the blocking direction. If the voltage applied to the Z-diode D4 reaches its breakdown voltage, the first control input GK of the switching element 50 is connected via the Z-diode D4 to the output of the energy storage circuit 30.

Den med Z-dioden D4 seriekoplede motstand R8 tjener til innstilling av den på Z-dioden D4 anliggende spenning, og således til innstilling av bør-ladetilstanden. The resistor R8 connected in series with the Z-diode D4 serves to set the voltage applied to the Z-diode D4, and thus to set the desired state of charge.

Fra den ved hjelp Z-diodens D4 gjennombruddsspenning og motstanden R8 innstillbare bør-ladetilstand til energilagringskretsen 30 forbindes punktene P3 og P4 via motstanden R5. Ved hjelp av terskelverdibryteren 40 frembringes således en styrepuls på den første styreinngang GK til koplingselementet 50. From the desired state of charge, which can be set by means of the breakdown voltage of the Z diode D4 and the resistor R8, to the energy storage circuit 30, the points P3 and P4 are connected via the resistor R5. By means of the threshold value switch 40, a control pulse is thus produced on the first control input GK of the coupling element 50.

Koplingselementet 50 hhv. den elektroniske bryter dannes i den viste utførelsesform ved hjelp av en tyristor-erstatningskopling med en anodetilkopling A og en katodetilkopling K, så vel som en tilkopling GA på anodesiden og en grindtilkopling GK på katodesiden. Tyristor-erstatningskoplingen inneholder en pnp-transistor Ql og en npn-transistor Q2 hvis kollektorer og basiser er forbundet med hverandre, så vel som en motstand R6. The coupling element 50 or the electronic switch is formed in the embodiment shown by means of a thyristor replacement connection with an anode connection A and a cathode connection K, as well as a connection GA on the anode side and a gate connection GK on the cathode side. The thyristor replacement circuit contains a pnp transistor Q1 and an npn transistor Q2 whose collectors and bases are connected together, as well as a resistor R6.

Anodetilkoplingen A hhv. pnp-transistorens Ql emitter ligger her på potensialet på energilagringskretsens 30 utgang. Katodetilkoplingen K er forbundet med utløsningselementet 60. The anode connection A or The emitter of the pnp transistor Q1 is here at the potential of the energy storage circuit's 30 output. The cathode connection K is connected to the release element 60.

Tyristor-erstatningskoplingen tjener som elektronisk bryter. Ved normal drift av nettet, dvs. ved uteblivelse av en feilstrøm, er tyristoren sperret, dvs. det kan ikke flyte noen strøm mellom anodetilkoplingen A og katodetilkoplingen K og videre over utløsningselementet 60. The thyristor replacement circuit serves as an electronic switch. In normal operation of the network, i.e. in the absence of a fault current, the thyristor is blocked, i.e. no current can flow between the anode connection A and the cathode connection K and further over the release element 60.

Ved oppnåelse av bør-ladetilstanden påvirkes grindtilkoplingen GK på katodesiden via den gjennomtennende Z-diode D4 med en styrepuls som fører til gjennomtenning av tyristor-erstatningskoplingen. When the desired state of charge is achieved, the gate connection GK on the cathode side is affected via the flash-through Z-diode D4 with a control pulse which leads to flash-through of the thyristor replacement connection.

Grindtilkoplingen GK på katodesiden fastlegger emitter-basis-spenningen til npn-transistoren Q2 via motstanden R5. En positiv spenning på grindtilkoplingen GK på katodesiden fører således til styring av npn-transistoren Q2. Dette bevirker at transistorene Ql og Q2 påstyrer hverandre gjensidig og gjennomstyres fullstendig på grunn av den gjensidige påvirkning innenfor et meget kort tidsintervall. The gate connection GK on the cathode side determines the emitter-base voltage of the npn transistor Q2 via the resistor R5. A positive voltage on the gate connection GK on the cathode side thus leads to control of the npn transistor Q2. This causes the transistors Q1 and Q2 to mutually control each other and be completely controlled due to the mutual influence within a very short time interval.

Tyristor-erstatningskoplingen forblir ledende også etter styrepulsen. The thyristor replacement circuit remains conductive even after the control pulse.

Koplingselementet 50 kan i stedet for av to bipolare transistorer selvsagt også bestå av en tyristortetrode med en anodeside- og en katodeside-grind, hvilke er utført som et eget byggeelement. Dette kan tilkoples eller frakoples via styretilkoplingene. Instead of two bipolar transistors, the switching element 50 can of course also consist of a thyristor electrode with an anode-side and a cathode-side gate, which are designed as a separate building element. This can be connected or disconnected via the steering connections.

Kondensatoren C7 er et byggeelement som ikke er ubetinget nødvendig for koplingselementet 50. Den danner imidlertid en ekstra beskyttelseskapasitet mot feilutløsninger, på grunn av at forstyrrelser som utgår fira utløsningselementet 60 hhv. fra PMA-elementet, dempes. Særlig ved en minste-ladetilstand som ligger betraktelig under bør-ladetilstanden, er anordningen av kondensatoren C7 fordelaktig. Den andre terskelverdibryter 40' sperrer riktignok koplingselementet 50 inntil oppnåelsen av minste-ladetilstanden for energilagringskretsen 30, slik at det ikke består noen fare for ikke-utløsning av FI-bryteren på grunn av feiltenning av koplingselementet 50. Det kan imidlertid fremdeles opptre feilutløsninger av FI-bryteren ved verdier over minste-ladetilstanden og under bør-ladetilstanden. Disse feilutløsninger undertrykkes i vidtgående grad ved hjelp av kondensatoren Cl. The capacitor C7 is a building element which is not absolutely necessary for the switching element 50. However, it forms an additional protection capacity against faulty releases, due to the fact that disturbances that emanate from the release element 60 or from the PMA element, is attenuated. Especially in the case of a minimum state of charge that is considerably below the desired state of charge, the arrangement of the capacitor C7 is advantageous. The second threshold value switch 40' indeed blocks the switching element 50 until the achievement of the minimum state of charge for the energy storage circuit 30, so that there is no danger of non-triggering of the FI switch due to misfiring of the switching element 50. However, faulty triggering of the FI can still occur - the switch at values above the minimum state of charge and below the should state of charge. These fault releases are suppressed to a large extent by means of the capacitor Cl.

Ifølge oppfinnelsen er koplingselementets 50 andre styretilkopling GA forbundet med en andre terskelverdibryter 40'. Den andre terskelverdibryter 40' er i den på fig. 3 viste kopling dannet av en felteffekttransistor J4 med grindtilkopling G, drentilkopling D og kildetilkopling S. According to the invention, the second control connection GA of the coupling element 50 is connected to a second threshold value switch 40'. The second threshold value switch 40' is in the one in fig. 3 showed a connection formed by a field effect transistor J4 with gate connection G, drain connection D and source connection S.

Som felteffekttransistor J4 benyttes en selvledende n-kanals sperresjikt-Fet (n-JFet). Denne er ledende uten påtrykning av en styrespenning UGs- Forbindelsen mellom drentilkoplingen D og kildetilkoplingen S blir høyohmig ved påtrykning av en negativ styrespenning UGssom er større enn den produsentavhengige terskelspenning (Uth). En typisk verdi av terskelspenningen ligger på 5 volt. A self-conducting n-channel barrier layer-Fet (n-JFet) is used as field-effect transistor J4. This is conductive without the application of a control voltage UGs- The connection between the drain connection D and the source connection S becomes high-resistive when a negative control voltage UGs is applied which is greater than the manufacturer-dependent threshold voltage (Uth). A typical value of the threshold voltage is 5 volts.

I den foreliggende kopling er felteffekttransistorens J4 drentilkopling D lagt på pnp-transistorens Ql basis. Felteffekttransistorens J4 grindtilkopling G er forbundet med nullpotensialet 0 og kildetilkoplingen S med utgangen av energilagringskretsen 30. Den på utgangen av energilagringskretsen 30 liggende spenning tjener således som styrespenning UGs- In the present connection, the drain connection D of the field-effect transistor J4 is placed on the base of the pnp transistor Q1. The gate connection G of the field effect transistor J4 is connected to the zero potential 0 and the source connection S to the output of the energy storage circuit 30. The voltage at the output of the energy storage circuit 30 thus serves as the control voltage UGs-

I denne anordning er felteffekttransistoren J4 ledende inntil oppnåelsen av terskelspenningen Uthpå utgangen av energilagringskretsen 30. Derved er felteffekttransistorens J4 kilde S og dren D og således pnp-transistorens Ql basis og emitter kortsluttet. Således er pnp-transistoren Ql blokkert og dermed også hele tyristor-erstatningskoplingen. En feiltenning av koplingselementet 50 er således hindret på pålitelig måte. In this device, the field-effect transistor J4 is conductive until the threshold voltage Uth is reached at the output of the energy storage circuit 30. Thereby, the field-effect transistor J4's source S and drain D and thus the base and emitter of the pnp transistor Q1 are short-circuited. Thus, the pnp transistor Ql is blocked and thus also the entire thyristor substitution circuit. A misfire of the coupling element 50 is thus reliably prevented.

Når energilagringskretsens 30 ladningstilstand og således potensialet på kildetilkoplingen stiger - hvilket er tilfelle ved opptreden av en feilstrøm som skal frakoples -, oppnår man en styring av felteffekttransistoren J4 med negativ grindspenning i forhold til kilden. Ved oppnåelse av terskelspenningen blir felteffekttransistoren J4 høyohmig. Derved er pnp-transistorens Ql basis og emitter ikke lenger kortsluttet, og transistorene Ql, Q2 er frigitt for gjennomkopling av utløsnings-spenningspulsen på utløsningselementet 60. When the state of charge of the energy storage circuit 30 and thus the potential on the source connection rises - which is the case in the event of a fault current that must be disconnected -, a control of the field effect transistor J4 with a negative gate voltage in relation to the source is achieved. When the threshold voltage is reached, the field-effect transistor J4 becomes high-resistive. Thereby, the base and emitter of the pnp transistor Ql are no longer short-circuited, and the transistors Ql, Q2 are freed for switching on the trigger voltage pulse on the trigger element 60.

Med de angitte verdier fører altså i koplingsanordningen innmatede spenningspulser, som på felteffekttransistorens J4 grindtilkopling G forblir under terskelspenningen Uth, ikke til tenning av tyristoren hhv. koplingselementet 50. Ved endring av de halvlederfysikalske størrelser for felteffekttransistoren J4 kan denne verdi varieres innenfor bestemte grenser, slik at støyspenningsterskelen i relasjon til den nominelle feilstrøm er nesten vilkårlig innstillbar med koplingsanordningen. With the specified values, voltage pulses fed into the switching device, which remain below the threshold voltage Uth on the gate connection G of the field-effect transistor J4, do not lead to ignition of the thyristor or the switching element 50. By changing the semiconductor physical sizes for the field-effect transistor J4, this value can be varied within certain limits, so that the noise voltage threshold in relation to the nominal fault current is almost arbitrarily adjustable with the switching device.

I stedet for den selvledende n-kanals sperresjikt-Fet (n-JFet) J4 er også andre transistorer mulige, så som eksempelvis en p-kanals sperresjikt-Fet (p-JFet), og selvledende n- eller p-Mosfet-transistorer. Disse må imidlertid styres eller innkoples med annen polaritet. Fordelen ved disse byggeelementer er at Mosfet- og sperresjikt-Fet-transistorer prinsipielt er symmetriske, dvs. dren og kilde kan ombyttes. Instead of the self-conducting n-channel barrier-Fet (n-JFet) J4, other transistors are also possible, such as, for example, a p-channel barrier-Fet (p-JFet), and self-conducting n- or p-Mosfet transistors. However, these must be controlled or connected with a different polarity. The advantage of these building elements is that Mosfet and barrier layer Fet transistors are in principle symmetrical, i.e. the drain and source can be exchanged.

For fremstilling av koplingsanordninger som er så små som mulig, er felteffekttransistoren sammen med de andre halvlederbyggeelementer fortrinnsvis integrert på en brikke. For the production of switching devices that are as small as possible, the field-effect transistor is preferably integrated on a chip together with the other semiconductor building elements.

Som alternativer til felteffekttransistoren J4 kan det selvsagt også - på fig. 4 fremstilt ved blokken 42' - benyttes en bipolar transistor, en tyristor, en spenningsstyrt motstand eller et relé, hvilke kan styres fra en spenningsdeler, differanseforsterker eller komparator, symbolisert ved blokken 41'. As alternatives to the field-effect transistor J4, it can of course also - in fig. 4 produced at block 42' - a bipolar transistor, a thyristor, a voltage-controlled resistor or a relay is used, which can be controlled from a voltage divider, differential amplifier or comparator, symbolized at block 41'.

Det er her vesentlig at den på energilagringskretsen 30 anliggende spenning overvåkes ved hjelp av den andre terskelverdibryter 40' og frigis ved oppnåelse av koplingselementets 50 minste-ladetilstand. It is essential here that the voltage applied to the energy storage circuit 30 is monitored by means of the second threshold value switch 40' and released when the minimum state of charge of the coupling element 50 is achieved.

Claims

1. Switching device for a fault current protection switch, comprising - a recording device (10) for a fault current in a supply network (12), after which a treatment circuit (20) for the fault current is preferably connected, - an energy storage circuit (30) which is charged depending on the detected fault current, - a threshold value switch (40) which monitors the state of charge of the energy storage circuit (30), and - a switching element (50) for generating a tripping voltage pulse for a tripping element (60) for a disconnector of at least one consumer fed from the supply network (12), in that the threshold value switch (40) upon achieving a predetermined state of charge for the energy storage circuit (30) causes the switching element (50) to generate a release voltage pulse for the release element (60), and where a second threshold value switch (40') is placed, characterized in that the second threshold value switch ( 40') blocks the switching element (50) until the achievement of a further predetermined state of charge or minimum state of charge for the energy storage circuit (30).

2. Switching device according to claim 1, characterized in that the further predetermined state of charge or minimum state of charge for the energy storage circuit (30) lies above the state of charge necessary for the operation of the release element (60).

3. Switching device according to claims 1 and 2, characterized in that the second threshold value switch (40') is formed by a self-conducting N-channel layer field-effect transistor (J4) of the depletion type.

4. Switching device according to claims 1, 2 and 3, characterized in that the field effect transistor (J4) together with the other semiconductor building elements is integrated on a chip.