NO326943B1

NO326943B1 - Effektregulering i radiosambandsnett, saerlig av kategori CDMA

Info

Publication number: NO326943B1
Application number: NO20064804A
Authority: NO
Inventors: Jr Edward G Tiedemann; Keith W Saints
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2006-10-23
Filing date: 2006-10-23
Publication date: 2009-03-16
Also published as: NO20064804L

Abstract

Effektreguleringsmekanisme for signaler i en foroverkanal, for en fjerntliggende stasjon (6) i et kommunikasjonsnett hvor det også er basestasjoner (4a, 4b, 4n). Effektreguleringsbit som bestemmer effekten i en returkanal sendes av en av disse basestasjoner (4) i en foroverkanal (10a). I den fjerntliggende stasjon (6) måles disse bit fra basestasjonene eller via flere signalveier som kan ha innbyrdes forsinkelse, bit-ene kombineres, filtreres og gir et forbedret mål på kvaliteten i foroverkanalen. De kommandobit som gjelder effektregulering i returkanalen (12a, 12b) anses å være mer upålitelige og tas ut fra reguleringssløyfen. Stasjonen (6) frembringer et sett kommandobit for foroverkanalen ut fra målingene og sender disse bit til samtlige basestasjoner som står i forbindelse med den. Hver av disse basestasjoner innregulerer forsterkningen for overføringen i foroverkanalen (10a) i samsvar med målinger av kommandobit-et for denne kanal. Forsterkningen korrigeres periodisk slik at feilmottak av bit-ene for foroverkanalens effektregulering ikke samler seg opp.

Description

Oppfinnelsen gjelder en fremgangsmåte og et apparat for å regulere sendereffekt

i et kommunikasjonssystem. Nærmere bestemt gjelder oppfinnelsen en ny og måte å sørge for effektregulering i et kommunikasjonssystem av kategori (kodefordelt multippelaksess).

Bruken av CDMA-modulasjonsteknikker er en av flere teknikker for å lette kommunikasjon hvor et stort antall systembrukere finnes. Andre tilsvarende teknikker så som tidsdelt multippelaksess (TDMA) og frekvensfordelt multippelaksess (FDMA) er også kjent, men den spektralfordelte modulasjonsteknikk CDMA innebærer har betydelige fordeler over de andre for slike flertilgangs sambandssystemer. Bruken av CDMA-teknikk i et kommunikasjonssystem av denne type er allerede beskrevet i vårt patent US 4 901 307 med tittel "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS

COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL

REPEATERS", og innholdet tas her med som referanse. Videre skal vises til vårt patent US patent 5 103 459 med tittel "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING

SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", også

dette patentskrift tas her med som referanse. Endelig kan CDMA-systemet utformes for å gi samsvar med de allerede anerkjente standarder TIA/EIA/IS-95-A, velkjent innenfor faget.

CDMA, ved teknikkens iboende natur som bredbåndssignalteknologi tilbyr en form for frekvensfordeling ved å spre signalenergien over en ganske stor båndbredde. Av denne grunn vil frekvensselektiv svekking i radiooverføringen (fading) bare påvirke en mindre del av båndbredden, og dessuten har man rom- eller overføringsveidiversitet ved at man til enhver tid har flere signalveier å velge mellom for en gitt overføring som forgrener seg over flere kanaler, til en bruker av en mobil radiostasjon, gjerne en mobil-telefon eller en stasjonær fjerntliggende stasjon i kommunikasjonsnettet, særlig via to eller flere større basestasjoner. Multippelmottaking ved diversitet kan også oppnås ved å utnytte flerveissituasj onene ved spektralbehandling, idet man da lar signaler som ankommer med forskjellig forsinkelse mottas og prosesseres separat. Eksempel på slik flerveismottaking er beskrevet i vårt US 5 101 501 med tittel "METHOD AND SYSTEM

FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNICATIONS IN A CDMA

CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" og vårt US 5 109 390 med tittel "DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", og begge disse patentskrifter tas her med som referanse.

I radiosamband opererer man gjerne med uttrykkene foroverkanal og returkanal, og med det siste mener man retursendingen fra en stasjon som kan være fjerntliggende og til en sentral som kan være en basestasjon i et større kommunikasjonsnett. I returkanalen vil hver sendende fjerntliggende stasjon virke som en forstyrrelse på andre tilsvarende stasjoner i sambandsnettet, og derfor vil returkanalkapasiteten for trafikk være begrenset av den totale interferens som nettopp skyldes slik sending. CDMA-systemet øker kapasiteten i returkanalen ved å overføre kortere bitlengder ("færre bit"), slik at det totalt brukes mindre sendereffekt, hvorved interferensen reduseres når brukeren ikke fører noen samtale.

For å redusere interferensen og bringe returkanalkapasiteten til et maksimum reguleres sendereffekten i hver fjerntliggende stasjon med i alt tre effektreguleringssløyfer for returkanalen. Den første av disse sløyfer sørger for regulering av sendereffekten i stasjonen ved å sette effekten omvendt proporsjonal med den mottatte effekt via foroverkanalen, det vil si omvendt proporsjonal med signalstyrken av de signaler som mottas via denne kanal. I systemet IS-95-A er sendereffekten gitt ved Pout = -73 - Pi„, hvor Pin er den effekt som mottas (signaleffekten) i den fjerntliggende stasjon, gitt i dBm (dvs. referert til 1 mW i 50 ohm), mens Pout er sendereffekten i samme stasjons senderdel, også angitt i dBm, mens -73 er en konstant. Denne første effektreguleringssløyfe er ofte kalt den åpne sløyfe.

Den andre sløyfe sørger for at overføringseffekten er tilstrekkelig stor fra den fjerntliggende stasjon til at signalkvaliteten, slik denne måles som forholdet mellom energien pr. bit og samlet forstyrrelse (støy + interferens), idet dette forhold kan skrives som Et/Io, i returkanalen og slik dette kombinerte signal mottas på mottakersiden i basestasjonen, idet reguleringen sørger for å opprettholde signalstyrken der på et gitt nivå. Dette nivå kalles oftest settpunktet for forholdet Eb/ l0. Basestasjonen måler dette forhold i returkanalsignalet som mottas der og sender en styrekommando (et styrebit) i retur til den fjerntliggende stasjon via foroverkanalen, i respons på det målte forhold Eb/Io. Bit-ene i retur sendes seksten ganger for hver standardisert tidsluke benevnt ramme og med lengde 20 ms, det vil si ved en overføringshastighet (takt) på 800 b/s. Foroverkanalen overfører disse styrebit sammen med data fra basestasjonen til den fjerntliggende stasjon, og denne andre effektreguleringssløyfe kalles ofte den lukkede sløyfe.

CDMA-kommunikasjonssystemet overfører typisk grupperinger benevnt datapakker som diskrete rammer, og det ønskede ytelsesnivå kan typisk måles som forholdet mellom vellykkede overførte rammer og feilhyppigheten (ramme/feilforholdet FER). Den tredje reguleringssløyfe innstiller settpunktet for Ey/ lo slik at ønsket ytelsesnivå, målt ved forholdet FER opprettholdes. Den verdi av Eb/Io som trengs for å oppnå et gitt forhold FER vil være avhengig av utbredelsesforholdene. Denne tredje regu-leringssløyfe for effekten kalles ofte den ytre sløyfe. Reguleringsmekanismen for returkanalen er beskrevet i vårt US patent 5 056 109 med tittel "METHOD AND

APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA

CELLULAR MOBILE TELEPHONE SYSTEM", og innholdet tas her med som referanse.

Foroverkanalen gjelder altså signal- eller dataoverføringen fra basestasjonen og til en stasjon ute i nettet, her også kalt fjerntliggende stasjon. I foroverkanalen reguleres sendereffekten av forskjellige grunner, blant annet fordi en for stor sendereffekt i basestasjonen kan gi årsak til for stor forstyrrelse av de signaler som mottas i andre fjerntliggende stasjoner. Hvis imidlertid sendereffekten er for liten kan en stasjon motta signaler eller data med for mange feil. Kanalsvekking for jordutbredelsessignaler og andre kjente faktorer kan naturligvis påvirke kvaliteten av signalene i foroverkanalen slik de blir mottatt av den fjerntliggende stasjon, og som et resultat av dette søker hver basestasjon å innstille sendereffekten slik at ønsket ytelsesnivå opprettholdes på mottakerstedet, her i den fjerntliggende stasjon.

Effektregulering i foroverkanalen er særlig viktig for det man kan kalle ren datatransmisjon, idet slik informasjonsoverføring typisk er asymmetrisk og med mengden data som overføres via foroverkanalen er større enn i returkanalen. Med en effektiv effektreguleringsmekanisme for signalene i foroverkanalen og hvor sendereffekten reguleres for å opprettholde ønsket ytelsesnivå kan kapasiteten i foroverkanalen økes.

En fremgangsmåte og et apparat for regulering av sendereffekten for å oppnå slik økning av kapasiteten i foroverkanalen er allerede søkt beskyttet ved vår US 08/414 633 med tittel: "METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING FAST FORWARD POWER CONTROL IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM", og innholdet tas her med som referanse. I den der beskrevne fremgangsmåte sender den fjerntliggende stasjon en feilindikasjonsmelding (EIB) til basestasjonen når en overført ramme med nyttedata mottas med feil. EIB kan enten være et enkelt bit som er lagt inn i rammen i returkanalen eller en separat melding som sendes via denne kanal. I respons på meldingen EIB øker basestasjonen sendereffekten for overføringen til den fjerntliggende stasjon.

En av ulempene med denne fremgangsmåte er den lange responstiden. Prosesseringsforsinkelsen overstiger tidsintervallet fra tidspunktet når basestasjonen sender rammen med utilstrekkelig sendereffekt og til tidspunktet når reguleringen av sendereffekten foregår, i respons på feilmeldingen fra stasjonen. Denne prosessforsinkelse omfatter den tid det tar for (1) basestasjonen å sende datarammen med utilstrekkelig effekt, (2) at stasjonen mottar denne ramme, (3) at stasjonen registrerer rammefeilen (det man kan kalle en rammesletting), (4) at stasjonen sender feilmeldingen til basestasjonen, og at (5) basestasjonen mottar feilmeldingen og regulerer sendereffekten i samsvar med innholdet. Foroverkanalens ramme må først mottas, demoduleres og dekodes før meldingen EIB blir frembrakt, og deretter må returkanalrammen som fører meldingen frem-bringes, kodes, sendes, dekodes og prosesseres før innholdet kan brukes for å regulere sendereffekten for overføringen i foroverkanalen.

Typisk vil det ønskede ytelsesnivå være 1 prosent FER. Av denne grunn vil gjennomsnittlig den fjerntliggende stasjon sende en feilmelding som indikerer en rammefeil for hver 100 rammer. I samsvar med standarden IS-95-A er hver ramme 20 ms lang. Denne type melding EIB som styrer effektreguleringen arbeider ganske godt for å regulere sendereffekten for overføringen i foroverkanalen og dekke "skyggevirkning" ved lokal svekking og liknende, men ved at mekanismen er så langsom vil den være lite effektiv for vanlig fading, med unntak av den aller langsomste type.

En andre fremgangsmåte for å regulere effekten for overføringen i foroverkanalen bruker forholdet Eb/I0 av det mottatte signal i den fjerntliggende stasjon. Siden størrelsen FER vil være avhengig av dette forhold Eb/Io kan en effektreguleringsmekanisme bygges opp for å inneholde forholdet ved det ønskede nivå. Dette møter imidlertid vanskeligheter dersom data overføres via foroverkanalen ved forskjellig overføringshastighet. I foroverkanalen reguleres signalnivået ved at sendereffekten i basestasjonen innstilles i avhengighet av hvilken overføringshastighet man har valgt. Ved lavere hastighet blir hvert bit overført over et lengre tidsrom ved gjentakelse av det modulasjonssymbol som er beskrevet i standarden TIA/EIA/IS-95-A. Energien pr. bit, størrelsen Eb, nevnt innledningsvis vil representere en oppsamling av den mottatte signaleffekt over tidsperioden et enkelt bit utgjør, og oppnås ved å samle opp energien i hvert modulasjonssymbol. For et ekvivalent nivå for størrelsen Eb kan hvert bit sendes ved tilsvarende mindre sendereffekt ved lavere overføringshastigheter, og typisk vil ikke den fjerntliggende stasjon være informert om hvilken overføringshastighet som brukes ved starten og kan derfor heller ikke beregne forholdet energi/bit før hele datarammen er demodulert, dekodet og overføringshastigheten for datarammen bestemt. Følgelig vil forsinkelsen i og med denne fremgangsmåte være omtrent den samme som beskrevet ovenfor i US 08/414 633, og takten vil være en enkelt effektreguleringsmelding pr. ramme. Dette er i kontrast med tilnærmelsen for returkanalen hvor det kan være en effektreguleringsmelding (et bit) seksten ganger pr. ramme slik det er foreskrevet i standarden nevnt ovenfor.

Andre fremgangsmåter og apparater for å utføre hurtig effektregulering for signaloverføringen i foroverkanalen er beskrevet i patentskriftene US 08/414 633, 08/559 386 med tittel: "METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING FAST

FORWARD POWER CONTROL IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM",

08/722 763 med tittel: "METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM", 08/710 335, med tittel: "METHOD AND APPARATUS FOR PERFORMING DISTRIBUTED FORWARD POWER CONTROL" og 08/752 860 med tittel: "ADJUSTMENT OF

POWER CONTROL THRESHOLD/MEASUREMENTS BY ANTICIPATING POWER CONTROL COMMANDS THAT HAVE NOT BEEN EXECUTED", og

samtlige at disse patentskrifter tas her med som referanse.

Hovedforskjellen mellom foroverkanalens og returkanalens overføring er at transmisjonstakten eller overføringshastigheten av nytteinformasjon ikke behøver være kjent for returkanalen. Som beskrevet i patentskriftet US 5 056 109 vil den fjerntliggende stasjon ikke sende kontinuerlig ved de laveste overføringshastigheter. Når stasjonen sender skjer dette ved samme effektnivå og ved den samme bølgeformstruktur uavhengig av overføringshastigheten. Basestasjonen bestemmer verdien av et effektreguleringsbit og sender dette bit til den fjerntliggende stasjon seksten ganger pr. ramme. Siden over-føringshastigheten derved er kjent i den fjerntliggende stasjon kan effektreguleringsbit som gjelder tidspunkter når denne stasjon ikke sendte kunne ignoreres. Dette gir anledning til raskere effektregulering i returkanalen, men den effektive effektregu-leringstakt vil naturligvis være avhengig av overføringshastigheten. Etter standarden nevnt ovenfor vil overføringshastigheten ligge ved 800 b/s for fulltaktrammer og 100 b/s for rammer med 1/8 takt.

En alternativ returkanalarkitektur er beskrevet i US 08/654 443 med tittel: "HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM", og innholdet i dette patentskrift tas også her med som referanse. Fra dette patentskrift kjenner man at en hjelpepilot (et hjelpepilotsignal) blir innført i returkanalen og hvis nivå vil være uavhengig av overføringstakten i denne kanal. Dermed får basestasjonen et middel til å måle pilotnivået og så sende effektreguleringsbit-et i returkanalen til den fjerntliggende stasjon ved konstant overføringshastighet.

Fra den kjente teknikk skal det også vises til EP 682 419, som beskriver en fjerntliggende stasjon for bruk i et system for trådløs kommunikasjon, der stasjonen omfatter en mottaker for et kommunikasjonssignal som omfatter et kontrollsignal og et datasignal.

Denne oppfinnelse søker således på denne bakgrunn å komme frem til en fremgangsmåte og et apparat for effektregulering i situasjoner hvor det i en foroverkanal over-føres store informasjonsmengder pr. tidsenhet.

Et mål med oppfinnelsen er derved å forbedre responstiden for regulerings-sløyfen for foroverkanalen og tillate dynamisk innregulering av effekten ved å måle kvaliteten av de styrebit for effektreguleringen som kommer tilbake i returkanalen og som sendes ut i foroverkanalen flere ganger i løpet av en standardramme. Målinger over kortere tidsintervaller gjør det mulig for basestasjonen dynamisk å innregulere transmisjonseffekten for å redusere interferens for andre basestasjoner og bringe kapasiteten i foroverkanalen til et maksimum. Den forbedrede responstid gir effektiv effektreguleringssløyfe for kompensasjon av langsom svekking i signaloverføringen. Er svekkingen (fadingen) rask er kommunikasjonssystemets såkalte blokkinnfeller i stedet effektiv.

I følge oppfinnelsen, løses de overnevnte problemer ved en fjernliggende stasjon angitt i krav 1 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; et apparat angitt i krav 13 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; et apparat angitt i krav 27 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; en fremgangsmåte angitt i krav 37 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet; og en fremgangsmåte angitt i krav 49 og som har de karakteristiske trekk som angitt i den kjennetegnende del av kravet.

Oppfinnelsen gjelder også en fjerntliggende stasjon for bruk i et trådløst kommunikasjonssystem som omfatter en eller flere basestasjoner og en eller flere fjerntliggende stasjoner, kjennetegnet ved en mottaker for å motta ett eller flere kommunikasjonssignaler sammen med effektreguleringssignaler som er sendt ut fra en basestasjon i en første transmisjonskanal, en prosessor for signalbehandling av det ene eller hvert signal som mottas av mottakeren for derved å utlede en attributt for signalet eller signalene som mottas av mottakeren, og en sender for å sende signaler for basestasjonen i en andre transmisjonskanal, idet signalene representerer attributten for de mottatte kommunikasjonssignaler, og idet sendingen forgår ved en transmisjonseffekt som fastlegges av de mottatte effektreguleringssignaler.

I en særlig utførelse av oppfinnelsen måler den fjerntliggende stasjon returkanalens effektreguleringsbit, idet disse oversendes ved en overføringshastighet på 800 b/s i foroverkanalen. Bit-ene blir signalbehandlet ved såkalt punktering og derved lagt inn i den datastrøm som oversendes i foroverkanalen. Forsterkningen av effektreguleringsbit-ene innstilles sammen med forsterkningen av databit-ene i foroverkanalen, men i motsetning til disse skaleres ikke transmisjonsnivået for effektreguleringsbit-et i samsvar med overføringshastigheten. Den målte signalkvalitet for effektreguleringsbit-ene brukes for å innstille transmisjonseffekten, det vil si sendereffekten i basestasjonene.

Det er et mål med oppfinnelsen å forbedre responstiden ved foroverkanalens effektregulering ved bruk av energimålinger i returkanalens effektreguleringsbit. Disse bit overføres ved hastigheten 800 b/s, og følgelig vil effektreguleringsmekanismen i henhold til oppfinnelsen kunne utføre en måling av kvaliteten av de mottatte signaler i foroverkanalen, periodisk hvert 1,25 ms. Målingen kan overføres til basestasjonene for bruk ved regulering av effekten for overføringen i foroverkanalen. Den forbedrede responstid muliggjør at basestasjonene effektivt kan kompensere for langsom svekking i kanalen og bedre ytelsen i denne.

Det er nok et mål med oppfinnelsen å øke kapasiteten i foroverkanalen ved å innføre mulighet for rask innregulering av sendereffekten i basestasjonene. Denne effektreguleirngsmekanisme i henhold til oppfinnelsen tillater at basestasjonene kan sende ved minimal sendereffekt, nemlig den sendereffekt som akkurat trengs for å opprettholde det ønskede ytelsesnivå. Siden den totale sendereffekt i basestasjonene er fast vil en minimal overføring for et gitt formål føre til en besparelse av sendereffekten, og de reserver som derved oppnås kan da brukes for andre formål.

Det er nok et mål med oppfinnelsen å tilveiebringe en effektreguleringsmekanisme som er pålitelig og gjelder overføringsnivået i foroverkanalen. I en fjerntliggende stasjon som skal motta signaler fra basestasjonen vil de effektreguleringsbit som tas inn fra flere sektorer i en basestasjon eller via flere signaloverføringsveier fra samme sektor kunne kombineres for å gi bedret måling av kvaliteten av foroversignalene. Bit-ene som styrer dette er imidlertid å betrakte som upålitelige og kan trekkes ut fra bruken i effektre-guleringssløyfen. I basestasjonene mottas de bit som styrer effektreguleringen av samtlige stasjoner i kommunikasjon med den fjerntliggende stasjon. Forsterkningen i foroverkanalene fra disse basestasjoner blir korrigert periodisk slik at feilmottaking av bit-ene som styrer effektreguleringen ikke samler seg opp.

Endelig er det et mål med oppfinnelsen å tilveiebringe en mekanisme for å innregulere effekten ved overføringen av signaler i foroverkanalen, i henhold til den ønskede faktor FER, tilsvarende det som gjøres av den ytre sløyfe for returkanalen, og dessuten er det et mål å tilveiebringe en mekanisme for å kommunisere de styrebit som håndterer reguleringen mellom flere basestasjoner. Disse bit kan være korrekt mottatt eller avvike i de forskjellige basestasjoner, og i og med oppfinnelsen får man her et middel til å bibringe disse basestasjoner som mottar feilaktige effektreguleringssignaler i form at bit, den informasjon som er nødvendig for å oppdatere sendereffekten til riktig nivå for overføringen i foroverkanalen.

De enkelte trekk ved og mål og fordeler med oppfinnelsen vil fremgå bedre av detaljbeskrivelsen nedenfor, og den bør leses sammen med studium av tegningene, hvor fig. 1 viser et skjema over et kommunikasjonssystem som gjelder oppfinnelsen og hvor det er flere basestasjoner i forbindelse med en fjerntliggende stasjon, fig. 2 viser et eksempel på oppbyggingen av en basestasjon og den fjerntliggende stasjon, fig. 3 viser et eksempel på den blokkskjematiske oppbygging av en foroverkanal for trafikk, fig. 4 viser tilsvarende skjema for en demodulator i den fjerntliggende stasjon, fig. 5 viser et eksempel på hvordan en dekoder i samme stasjon er bygget opp, fig. 6 viser et eksempel på hvordan en prosessor i denne stasjon er bygget opp, idet dens oppgaver er effektregulering, fig. 7 viser en tidsoversikt for forover- og returkanalen for effektregulering i kommunikasjonssystemet, og fig. 8 viser et tidsskjema over den forsterkningskorreksjonsmekanisme som brukes i effektreguleringssløyfen i foroverkanalen.

I et system for den foreliggende oppfinnelse sender en basestasjon de effektregu-leringskommandoer i form av bit i returkanalen sammen med nyttedata i foroverkanalen. Kommandobit-ene brukes av stasjonen for å regulere sendereffekten slik at man får ønsket ytelsesnivå samtidig med reduksjon av interferens overfor andre fjerntliggende stasjoner i systemet. Reguleringsmekanismen for returkanalen er allerede beskrevet i US 08/414 633 nevnt innledningsvis. Siden man har følsomhet overfor prosesseringsforsinkelser blir ikke disse kommandobit kodet, faktisk blir de i stedet punktert inn i de nyttedata som skal overføres (se fig. 3), og på denne måte kan man bruke en punkteringsprosess hvor et eller flere kodesymboler erstattes av disse effektregu-leringskommandobit.

I et typisk eksempel sendes bit-ene ved overføringshastigheten 800 b/s, hvilket tilsvarer et bit hvert 1,25 ms. En tidsluke som inneholder disse bit kan kalles en effektreguleringsgruppe, og overføring av bit-ene ved regelmessige intervaller kan føre til det resultat at basestasjonen sender ut bit til flere fjerntliggende stasjoner samtidig. Dette fører til en opphopning av sendereffekt i de aktuelle tidsintervaller, og som et resultat vil bit-ene i stedet på nær tilfeldig måte fordeles stokastisk innenfor sin 1,25 ms effektreguleringsgruppe. Dette oppnås ved å dele opp tidsluken i 24 posisjoner og deretter tilnærmet tilfeldig velge ut den posisjon som skal brukes ved punkteringen, sammen med en lang PN-sekvens. I eksemplet er det bare en av de første seksten posisjoner innenfor gruppen som velges som startposisjon, mens de siste åtte posisjoner ikke velges i det hele tatt.

Foroverkanalen er en kanal for signaloverføring ved forskjellig overføringshas-tighet, og sendereffekten for signalene i denne kanal vil derfor være avhengig av hastigheten ("dataraten"). Ytelsen i kanalen måles ved forholdet FER nevnt tidligere, og dette forhold er avhengig av energien Eb pr. bit i de signaler som mottas i den fjerntliggende stasjon. Ved lavere hastighet blir samme energi pr. bit spredt over en lengre tidsperiode, hvilket fører til lavere transmisjonseffektnivå.

I det belyste eksempel utføres overføringene via foroverkanalen i samsvar med standarden TIA/EIA/IS-95-A. Denne standard bestemmer overføringen innenfor ett av to hastighetsskjemaer eller "taktsett". Taktsett 1 gir overføringer på 9,6; 4,8; 2,4 og 1,2 kb/s, idet den først kodes med en omhylningskoder for takt 1/2 for å komme fremt til 19,2 ks/s symboltakt. De kodede data for de lavere taktgrupper gjentas N ganger for å komme frem til denne symboltakt. Taktsett 2 kan håndtere dataoverføring ved 14,4 kb/s, 7,2 kb/s, 3,6 kb/s og 1,8 kb/s. Den høyeste overføringshastighet tilsier koding med den koder som er nevnt ovenfor og punktert for å få takten 3/4, og følgelig blir også symboltakten 19,2 ks/s for overføringshastigheten 14,4 kb/s. Taktsettet velges av basestasjonen under startfasen for en forbindelse (ved et telefonanrop eller oppsettingen av en overføring) og holdes typisk aktiv over hele forbindelsens varighet, selv om taktsettet kan endres under veis. I eksemplet er varigheten av kommandobit-et i returkanalen to symboler lange (104,2 vis) for taktsettet 1 og ett symbol langt (52,1 ps) for taktsettet 2.

I denne beskrivelse menes med transmisjonsforsterkningen i foroverkanalen den energi pr. bit Eb (trafikken) for de overførte datasignaler. En ramme med lavere over-føringshastighet omfatter færre bit som sendes ved den bestemte energi pr. bit og blir derfor sendt med mindre sendereffekt. På denne måte vil effektnivået i foroverkanalen skaleres i forhold til dataoverføringshastigheten i den ramme som i øyeblikket blir sendt. Transmisjonsforsterkningen for kommandobit-ene relateres til energien pr. bit Eb (effektregulering) i returkanalen, idet kommandobit-ene punkteres inn i datastrømmen. Hvert kommandobit har samme varighet, og derfor vil ikke effektnivået av disse bit være avhengig av dataoverføringshastigheten for rammen de er punktert inn i. Disse karakteristiske trekk ved bit-ene utnyttes i oppfinnelsens eksempel for å gi den forbedrede efFektreguleringsmekanisme i foroverkanalen. Driften innebærer at basestasjonen setter i gang innstillinger av trafikkanalforsterkningen, og i eksemplet brukes også hver slik regulering av forsterkningen som regulering av forsterkningen i returkanalen, av kommandobit-ene som overføres, slik at de to forsterkningsverdier blir innstilt samtidig.

Kvaliteten av foroversignalene, slik denne måles i den fjerntliggende stasjon bestemmes som allerede nevnt ved å måle amplituden av bit-ene for effektreguleringen i returkanalen, idet disse oversendes i foroverkanalen. Kvaliteten av databit-ene måles ikke direkte, men utledes heller fra den målte amplitude av bit-ene for effektreguleringen i returkanalen, og dette er fornuftig siden disse bit og trafikkdata blir like mye påvirket av endringene i utbredelsesforholdene, og av denne grunn arbeider oppfinnelsens ut-førelsesform godt dersom amplituden av databit-ene opprettholdes ved et kjent forhold til amplituden av effektreguleirngsbit-ene.

Typisk vil bit-ene overføres ved lav hastighet, og de kan dessuten sendes fra flere basestasjoner innenfor kommunikasjonssystemet. En mer nøyaktig måling av amplituden av dem oppnås ved å motta dem, innregulere deres fase og amplitude i samsvar med pilotsignalets tilsvarende parametere, og filtrere deres regulerte amplitude. Den filtrerte amplitude brukes for å styre sendereffekten i basestasjonen slik at kvaliteten i foroverkanalen blir opprettholdt på mottakersiden i den fjerntliggende stasjon, ved det ønskede nivå.

Denne foroverkontrollmekanisme for effekten betjenes av to effektregu-leringssløyfer, av de tre som allerede er nevnt innledningsvis. Den første sløyfe som benevnes den lukkede sørger for innregulering av sendereffekten i basestasjonen slik av kvaliteten av den filtrerte amplitude av bit-ene som mottas i den fjerntliggende stasjon opprettholdes ved det ønskede energinivå. I de fleste situasjoner er dette nivå bestemmende for forholdet FER i foroverkanalen. Fra den fjerntliggende stasjon sendes en forespørsel til basestasjonen om å innregulere sendereffekten i foroverkanalen, ved å sende kommandobit for foroverkanalen via returkanalen. Hvert slikt bit bevirker at basestasjonen kan øke eller redusere forsterkningen i den tilhørende trafikkanal. Den andre re-guleringssløyfe som kalles den ytre sløyfe gjelder den mekanisme som den fjerntliggende stasjon innstiller det ønskede energinivå på, i den hensikt å opprettholde den ønskede faktor FER.

For å øke effektiviteten av effektreguleirngsmekanismen i foroverkanalen, det vil si for å bekjempe langsom fading i kanalen er den lukkede sløyfe utformet for å kunne arbeide ved store overføringshastigheter. I det her fremtatte eksempel sendes bit-ene som gir grunnlag for kvalitetsmålingene i foroverkanalen ved 800 b/s, og bit-ene i foroverkanalen sendes også i returkanalen ved samme overføringshastighet. Følgelig kan basestasjonens sendereffekt reguleres så ofte som maksimalt 800 ganger pr. sekund. Siden kommandobit-ene blir sendt ukodet og med minimal energi kan det imidlertid forekomme at enkelte av dem ikke mottas tilfredsstillende i basestasjonen, og en basestasjon kan ha mekanismer som velger å ignorere eventuelle bit som ikke anses å være tilstrekkelig pålitelige.

I den utførelsesform som særlig beskrives her oppdateres i den ytre sløyfe det ønskede energinivå en gang hver ramme, det vil si 50 ganger pr. sekund. I sløyfen settes verdien for måleenerginivået (det ønskede nivå) som fører til ønsket ytelse når det gjelder forholdet FER. Dersom utbredelsesforholdene ikke endrer seg vil den ytre sløyfe raskt kunne bestemme den riktige ønskede verdi og holde effektnivået ved denne. Er det imidlertid en endring i kanalkarakteristikken (for eksempel en økning av interferensnivået, en hastighetsendring hos en bruker av en mobil radiostasjon eller tilkomsten eller opphøret av en bestemt signalvei) vil det være sannsynlig at det trengs et annet ønsket energinivå for å fortsette forbindelsen ved samme forhold FER. Av denne grunn bør den ytre sløyfe kunne flytte det ønskede nivå til en annen verdi for å passe til de nye situasjoner.

Vi tar nå for oss tegningene, først og fremst fig. 1. Denne tegning viser et eksempel på et kommunikasjonssystem som innbefatter den foreliggende oppfinnelsen. Systemet består av flere basestasjoner 4 i kommunikasjon med flere fjerntliggende stasjoner 6 (selv om bare én er vist for enkelhets skyld). En systemsentral 2 ("controller") kopler samtlige basestasjoner 4 i systemet til hverandre og til det offentlige telenett 8 (PSTN). Sentralen koordinerer forbindelsen mellom brukere som både er koplet til det offentlige telenett 8 og stasjonene 6. Dataoverføring fra basestasjonen til en fjerntliggende stasjon 6 skjer via foroverkanalen og signalveier 10, mens overføring i motsatt retning skjer i en returkanal via signalveier 12. Disse signalveier kan være rette så som direktekanalen 10a eller refleksjonsveier så som signalveien 14 som reflekteres i et refleksjonsobjekt 16 og hvis signaler ankommer den fjerntliggende stasjon 6 noe senere enn de signaler som går direkteveien langs en siktlinje. Refleksjonsobjektet 16 kan naturligvis være fordelt og danne såkalte artefakter i omgivelsene, blant annet av bygninger og andre konstruksjoner, i tillegg til geografiske formasjoner.

Et eksempel på hvordan en basestasjon 4 og en fjerntliggende stasjon er bygget opp er vist på fig. 2. Datatransmisjon i foroverkanalen stammer i dette tilfelle fra en datakilde 20 som overfører data til en koder 22. Et eksempel på hvordan en koder 22 er bygget opp er vist på fig. 3. Den har først en CRC-koder (syklisk redundanskontroll) for blokkoding av data med et CRC-polynom som i eksemplet tilsvarer den CRC-generator som er beskrevet i standarden IS-95-A. Koderen 62 legger inn CRC-bit og et sett kodehalebit til de data som overføres. Data i formatert form går til den etterfølgende omhylningskoder 64 som utfører omhylningskoding og viderefører de kodede data til en symbolrepetisjonskrets 66. Denne gjentar hvert symbol Ns ganger for å opprettholde en fast symboltakt ved utgangen. De gjentatte symboler går til en blokkinnfeller 68 som omordner symbolene og viderefører resultatet til den etterfølgende modulator 24.

I modulatoren blir de innfelte data spredt i det viste multiplikasjonsledd 72 sammen med den såkalte lang-PN-kode som sorterer de mottatte data slik at de bare kan mottas av den mottakende fjerntliggende stasjon 6. De lang-PN-spredte data multipleks-behandles i den etterfølgende multipleksenhet 74 og går til multiplikasjonsleddet 76 som dekker data med den Walsh-kode som tilsvarer trafikkanalen som er tildelt den fjerntliggende stasjon 6. Disse Walsh-kodedekkede data spredes ytterligere med de aktuelle kort-PNI- og kort-PNQ-kodene for henholdsvis direkte- og kvadraturfase i multiplikasjonsleddene 78a henholdsvis 78b. De multipleksbehandlede data går videre til den etterfølgende sender 26 (se fig. 2) som utfører filtrering, modulasjon, opptransponering og forsterkning av de databærende signaler. De modulerte signaler rutes via den viste dupleksenhet 28 og sendes ut fra antennen 30 via foroverkanalen som følger signalveien 10. Dupleksenheten 28 kan i enkelte basestasjoner være utelatt.

Multipleksenheten 24 brukes til å punktere bit-ene for effektregulering i returkanalen, inn i datastrømmen. Bit-ene kan betraktes som 1 b meldinger som gir kommando til den fjerntliggende stasjon 6 om å øke eller redusere sendereffekten for overføringen i returkanalen. I utførelseseksemplet punkteres en slik effektreguleringsmelding på 1 b inn i datastrømmen hvert 1,25 ms som effektreguleirngsgruppe. Varigheten av hvert bit bestemmes og kan gjøres avhengig av det taktsett som brukes av systemet. Lokaliseringen hvor kommandobit-et blir punktert inn bestemmes av den gitte lang-PN-sekvens som kommer fra den viste PN-generator 70. Utgangen fra multipleksenheten 74 inneholder både kommandobit for effektreguleringen og nyttedata.

På fig. 2 vises hvordan signalene fra foroverkanalen tas imot av antennen 102 i den fjerntliggende stasjon 6, rutes via dupleksenheten 104 og går til mottakeren 106. Der filtreres, forsterkes, demoduleres og kvantiseres signalet slik at basebåndsignalene for I-og Q-delen fremkommer. Disse signaler går til demodulatoren 108 som omgjør spredningen ved hjelp av de korte PNI- og PNQ-koder, omgjør dekkingen med Walsh-koden, nemlig med en identisk Walsh-kode som den som brukes i basestasjonen 4, omgjør spredningen av de avdekkede data med lang-PN-koden og overfører de demodulerte data til dekoderen 110.

Dekoderen 110 er vist skjematisk på fig. 5 og inneholder en blokkoppløser 180 for innfellingen, omordner symbolene i de demodulerte data og fører resultatet til en etterfølgende Viterbi-dekoder 182 som på sin side dekoder de omhylningskodede data og viderefører det dekodede resultat til et etterfølgende CRC-element 184 for utførelse av CRC og videreføring til det man kan kalle et datasluk 112.

Måling av kommandobit-ene for effektreguleringen

Et typisk blokkskjema for demodulatoren 108 er vist på fig. 4, for måling av energien i de kommandobit som overføres i returkanalen. De digitaliserte base-båndsignaler (I og Q) fra mottakeren 106 går til en bank av korrelasjonskretser 160a-m

(heretter bare kalt 160). Hver av disse kretser kan være tilordnet en forskjellig signalvei fra samme basestasjon 4 eller en annen signalvei fra en annen basestasjon. I hver krets 160 samles basisbåndsignalene ved hjelp av kortkodene i multiplikasjonsledd 162. Kodene i korrelasjonskretsene kan ha unik forskyvning i samsvar med den basestasjon 4 som signalene ble sendt fra og tilsvarende utbredelsesforsinkelsen for det signal som ble demodulert i kretsen 160. De kort-PN-samlede data avdekkes i multiplikasjonsledd 164 med den Walsh-kode som ble brukt i trafikkanalen ved mottakingen av signalene i korrelasjonskretsen 160, og resultatet går til filteret 168 som samler opp energien over et symbolintervall. De filtrerte data fra filtrene 168 inneholder både bit for nyttedata og effektregulering.

De kort-PN-samlede data fra multiplikasjonsleddene 162 inneholder også pilotsignaler. I basestasjonen 4 dekkes dette signal med helnuUsekvenser som tilsvarer Walsh-koden 0. Følgelig vil det ikke være nødvendig med noen avdekking med Walsh-koder for å komme frem til pilotsignalet. De samlede data går til filtre 166 som utfører lavpassfiltrering for å fjerne signalene fra andre ortogonale kanaler (det vil si trafikkanaler, anropskanaler og tilgangskanaler) som innebærer overføring i foroverkanalen fra basestasjonen 4.

De to komplekse signaler (eller vektorer) som tilsvarer det filtrerte pilotsignal og de filtrerte data- og effektreguleringsbit går til en skalarmultiplikasjonskrets 170 som utfører skalarmultiplikasjon av de to vektorer på en allerede velkjent måte. En slik krets 170 er allerede detaljbeskrevet i US 5 506 865 med tittel: "PILOT CARRIER DOT PRODUCT CIRCUIT" i navn Cualcomm og her tatt med som referanse. Kretsen 170 projiserer vektoren som tilsvarer de filtrerte data på den vektor som tilsvarer det filtrerte pilotsignal, multipliserer vektoramplituden med hverandre og tilveiebringer en fortegns-bestemt skalar utgang Sj(l) til den etterfølgende demultiplekskrets 172. Noteringen Sj(m) brukes for å angi utgangen fra den m-te korrelasjonskrets 160m i løpet av den j-te symbolperiode. Den fjerntliggende stasjon 6 "har kjennskap til" om denne symbolperiode for den aktuelle ramme tilsvarer et nyttesignalbit eller et bit som gjelder sendereffekten i returkanalen. Følgelig vil demultipleksenheten 172 rute vektoren for de korrelerte utganger:

enten til en etterfølgende datakombinasjonskrets 174 eller en effektreguleringsprosessor 120. Kretsen 174 summerer sine vektorinnganger, samler de aktuelle data ved bruk av lang-PN-koden og frembringer de demodulerte data som overføres til den dekoder 110 som er vist på fig. 5.

Bit-ene for effektregulering i returkanalen blir prosessert i en effektreguleringsprosessor 120 som er vist i detalj på fig. 6. En bitakkumulator 190 akkumulerer ett eller flere symboler Sj(m) over varigheten av bit-et for en effektregulering, hvorved det dannes returkanalbit bi(m). Her brukes denne notering for å angi at returkanalen har kommandobit som tilsvarer den m-te korrelasjonskrets 160m i løpet av den i-te effektreguleringsgruppe. Vektoren for disse effektreguleringsbit:

vil overføres til den identiske bitakkumulator 192.

I standarden nevnt innledningsvis er det slik at når mer enn en enkelt basestasjon 4 står i kommunikasjon med den samme fjerntliggende stasjon 6 vil disse basestasjoner 4 kunne konfigureres for å sende enten identiske eller ikke identiske kommandobit for effektreguleringen i returkanalen. Basestasjonene 4 vil typisk være anordnet for å kunne sende identiske bitverdier når de er fysisk på samme plass, for eksempel når de inngår som forskjellige sektorer i et dekningsområde. Basestasjoner som ikke sender samme bitverdier vil typisk være slike som har forskjellig fysisk plassering. Standarden IS-95-A spesifiserer også en mekanisme hvor de basestasjoner 4 som er innrettet for å sende identiske kommandobit, blir identifisert overfor den fjerntliggende stasjon 6. Når videre denne mottar overføringen fira en enkelt basestasjon via en rekke overføringsveier vil kommandobit-ene som mottas via disse likevel være identiske i prinsippet, og bitakkumulatoren 192 for identiske bit vil da kombinere returkanalbit-ene bj(m) som er kjent å være identiske. Utgangen fra akkumulatoren 192 vil således være en vektor for bit-ene i returkanalen:

tilsvarende antallet P uavhengige bitstrømmer i returkanalens effektregulering.

Vektoren for den tallverdibestemte tilsvarende størrelse: sgn(Bj(p)) vil presenteres for returkanalens effektreguleringslogikk 192. Standarden IS-95-A spesifiserer at hvis et av tegnene er negativt vil den fjerntliggende stasjon 6 redusere effektnivået ved overføringen. Er alle disse relevante fortegnsbit positive øker stasjonen 6 sendereffekten. Logikken 194 utfører prosessering av vektoren som spesifisert i standarden IS-95-A, og utgangen fra logikken 194 er et enkelt bit som indikerer om stasjonen skal øke eller redusere sendernivået og/eller overføringsforsterkningen i den hensikt å gi bedre effektregulering, ut fra den lukkede sløyfe for returkanalen. Bit-et går til den viste sender 136 (se fig. 2) for innregulering av forsterkningen på riktig måte.

Amplituden av bit-ene for returkanalreguleringen er det som indikerer signalkvaliteten slik denne måles av den fjerntliggende stasjon 6, og ikke bit-enes polaritet (det vil si det negative eller positive fortegn). En bitakkumulator 196 for ikke identiske bit fjerner derfor de modulerte data og arbeider med den absolutte verdi for bit-ene I Bj(p) | for reguleringen i returkanalen, og deretter utføres en kombinasjon etter formelen:

hvor faktoren (3 spesifiserer størrelsen av ulineariteten, mens P er antallet uavhengige kommandobitstrømmer i returkanalens effektregulering. I den viste utførelse tilsvarer (3=1 en måling av absoluttverdien av amplituden av kommandobit-et, mens (3=2 tilsvarer målingen av bit-ets energi. Andre verdier av (3 kan brukes, i avhengighet av system-konseptet og uten å gå ut over rammen om oppfinnelsen. Utgangen fra akkumulatoren 196 er verdien Xj som er indikativ for den mottatte energi pr. bit i returkanalens subkanal i løpet av den i-te effektreguleirngsgruppe.

Kommandobit-ene er ikke kodet og vil derfor være særlig utsatte for feil som måtte skyldes interferens. Den korte responstid som kjennetegner effektreguleringen i lukket sløyfe for returkanalen reduserer virkningen av slike feil for ytelsen siden feilinnstillinger for sendereffekten i stasjonen 6 vil kunne kompenseres for ved påfølgende effektreguleringsgrupper. Siden imidlertid amplituden av effektreguleringsbit-ene brukes som en indikasjon på kvaliteten av foroversignalet brukes filteret 198 til å gi en mer pålitelig måling av bit-enes amplitude.

Filteret 198 kan implementeres ved bruk av forskjellig teknikk kjent innenfor fagområdet, blant annet rent analoge og rent digitale filtere. I et eksempel kan man bruke filtere som har endelig pulsrespons (FIR) eller uendelig slik respons (IIR). Velger man et FIR-filter kan de filtrerte kommandobit for effektreguleringen beregnes som:

hvor xj er amplituden av bit-et etter beregning i akkumulatoren 196 for ikke identiske bit, i løpet av den i-te effektreguleringsgruppe, aj er koeffisienten av den j-te filtertapping, mens yj er den filtrerte amplitude av bit-et ut fra filteret 198. Siden forsinkelsen ønskes brakt til et minimum kan koeffisientene for de enkelte filtertappinger velges slik at de større koeffisienter blir de som får minst indeks (det vil si ao > ai > a2 >...).

I det eksempel som er beskrevet her er den prosessering som er utført i den fjerntliggende stasjon 6 for å få utført hurtigst mulig effektregulering i foroverkanalen beskrevet slik at man får delt forskjellige komponenter brukt av andre subsystemer med stasjonen, for eksempel deles korrelasjonskretsen 160a med subsystemet for datademodulasjon, mens akkumulatorene 190 og 192 deles med subsystemet for effektregulering i returkanalen. Oppfinnelsens praksis vil ikke være avhengig av noen bestemt implementering for de øvrige subsystemer for stasjonen 6, og det tør være åpenbart for fagfolk at også andre implementeringer for å utføre prosesseringen for foroverkanalen kan tenkes, ut over det som er beskrevet her. Slike andre implementeringer vil derfor kunne komme inn under oppfinnelsens ramme.

Ytre sløyfe for effektregulering i foroverkanalen

Den filtrerte amplitude yj av bit-ene for effektregulering i returkanalen, fra filteret 198 gir en indikasjon på kvaliteten av det foroversignal som mottas i den fjerntliggende stasjon 6. Terskelsammenlikning utføres i en komparator 202 mellom den filtrerte amplitude y{ og et målbestemt energinivå z. I eksemplet er det slik at dersom yj overstiger z vil stasjonen 6 sende en null som bit-et i reguleringssubkanalen for indikasjon av at hver basestasjon 4 sender med noe for stor forsterkning i foroverkanalen, inntil denne fjerntliggende stasjon 6. Hvis derfor y, - er mindre enn z sendes bit-et 1 i subkanalen for forover-kanalreguleringen av effekt, for å indikere at hver basestasjon 4 må øke forsterkningen i foroverkanalen noe. Disse nuller og enere er nettopp kommandobit-ene for effektreguleringen i foroverkanalen.

Selv om den foreliggende oppfinnelse her er beskrevet innenfor rammen med ett enkelt kommandobit for effektreguleringen i foroverkanalen, pr. effektreguleringsgruppe gjelder oppfinnelsen like godt ved bruk av flere bit dersom man ønsker bedre oppløsning. Komparatoren 202 kan for eksempel kvantisere forskjellen mellom den filtrerte amplitude yi for returkanaleffektreguleringsbit-et og den målsatte energiverdi z til flerre nivåer, for eksempel kan en melding med dimensjonen 2 b i subkanalen for foroverreguleringen brukes for å indikere ett av fire nivåer for størrelsen (yi-z), eller alternativt kan den fjerntliggende stasjon 6 overføre verdien av den filtrerte amplitude y, over foroverkanalens subkanal.

I basestasjonen 4 behøver ikke sendereffekten reguleres i hver effektreguleringsgruppe. Ved det lave energinivå i bit-ene i returkanalens effektregulering kan den fjerntliggende stasjon 6 motta bit-ene feilaktig eller med en stor degradering som kan skyldes støy og interferens fra andre brukere. Med filteret 198 bedres nøyaktigheten av målingen, men feilene blir ikke helt eliminert. I utførelseseksemplet kan stasjonen 6 ignorere overføringen av et bestemt bit til basestasjonen 4 dersom det på en eller annen måte blir fastslått at bit-et er upålitelig, for eksempel kan filteramplituden yj sammenliknes med en minste energiverdi og dersom y( ligger under denne verdi kan ignorering av yt for denne effektreguleringsgruppe finne sted, slik at basestasjonen 4 blir informert på tilsvarende måte (for eksempel ved at det ikke sendes noe bit for effektreguleringen i foroverkanalen eller ved å bruke en verdi fra et sett verdier for å indikere at det er lite mottatt energi). Videre kan bit-ene også overføres ved lavt energinivå, og basestasjonen 4 kan også sammenlikne de målte bit for foroverreguleringen mot egne minimale verdier for energien og ikke reagere på bit som faller nedenfor denne verdi.

I eksemplet utføres i den fjerntliggende stasjon 6 en absoluttbestemmelse som er basert på utgangen fra CRC-elementet 194 så vel som andre rammekvalitetsmetrikk-standarder så som den såkalte Yamamoto-metrikken, og antallet omkodede symbolfeil, i den hensikt å finne om rammen er korrekt dekodet eller ikke. Denne bestemmelse summeres i det sletteindikatorbit (EIB) som settes til "1" for å indikere en rammesletting og ellers settes til null. I det følgende antas at stasjonen 6 gjør bruk av et slikt bit EIB for å bestemme om de mottatte rammer har feil eller ikke. I den foretrukne utførelse brukes bit-et EIB for å kontrollere og styre den ytre sløyfe i effektreguleringsmekanismen for foroverkanalen, og bit-et er det samme som det bit EIB som i virkeligheten oversendes via returkanalen. En uavhengig bestemmelse av verdien av den mottatte ramme kan imidlertid utføres for det spesielle formål å kunne kontrollere den ytre sløyfe, og dette er også innenfor oppfinnelsens ramme.

I eksemplet oppdateres den ytre sløyfe en gang pr. ramme eller en gang for hver sekstende effektreguleringsgruppe. Den ytre sløyfe oppdaterer energinivået z i stasjonen 6, og denne mekanisme utføres ved hjelp av en terskelinnstiller 200 vist på fig. 6. Denne innstiller oppdaterer verdien av det målbestemte energinivå z og gjør det nye tilsvarende nivå tilgjengelig for komparatoren 202 for terskelsammenlikning.

I den første utførelse oppdaterer terskelinnstilleren 200 z-verdien i henhold til formelen:

hvor Zk er det ønskede eller målsatte energinivå i den k-te ramme, e^i er rammefeilen for den (k-l)-te ramme y er størrelsen av et oppovertrinn som tildeles energinivået, og 5 er størrelsen over et nedovertrinn for samme nivå. I eksemplet settes ek.i til 1 dersom man hadde en rammefeil i den (k-l)-te dataramme og ellers null. Verdiene for y og 5 velges for å gi et ønsket nivå for forholdet FER. Typisk vil y være stor og 6 liten. Denne seleksjon etablerer et sagtannliknende mønster for zk. Når det oppstar en rammefeil øker Zk ganske betydelig for å redusere sannsynligheten for en annen rammefeil. Er det ingen slik feil reduseres Zk langsomt for å redusere sendereffekten. I eksemplet kan verdiene Zk, y °g 5 presenteres i en desibelskala, selv om en lineær skala like gjerne kan brukes.

I utførelse nr. 2 kan trinnstørrelsene y og 5 danne funksjoner av den aktuelle ønskede nivåverdi Zk-i slik at korreksjonen av verdien zk vil være avhengig av det aktuelle ønskede energinivå, og i et slikt tilfelle vil likning 3 modifiseres til:

I det viste eksempel utføres i den fjerntliggende stasjon 6 en komplettering av demodulasjonen av datarammen og en oppdatering av nivåets Zk i løpet av midtområdet i den etterfølgende ramme. Er den (k-l)-te dataramme mottatt feilaktig vil sannsynligheten for en rammefeil også for den k-te dataramme være større, og dette skyldes at eventuelle reguleringer av energinivået som ønskes ikke får noen umiddelbar virkning på ytelsen når det gjelder forholdet FER, inntil systemet har hatt tilstrekkelig tid til å utføre en overgang til det nye arbeidspunkt. Av denne grunn bør den andre av to påfølgende rammefeil ikke tolkes som noen indikator for ytelsen av det ønskede energinivå, idet dette nettopp var oppdatert som et resultat av den første rammefeil.

I den foretrukne utførelse øker basestasjonen 4 forsterkningen i trafikkanalen helt etter registreringen av den første rammefeil, ignorerer deretter en eventuell andre rammefeil dersom en slik oppstår eller kommer til syne i den neste ramme, og på denne måte kan likningen (4) i denne andre utførelse bli:

Den ytre reguleringsmekanisme for sløyfereguleringen er standardisert for samtlige fjerntliggende stasjoner 6 slik at man far samordning og lik behandling. Verdiene for y og 6 kan overføres til samtlige fjerntliggende stasjoner 6 i systemet eller nettet fra basestasjonen 4 under initieringen av en forbindelse. Nye verdier for disse parametere kan også spesifiseres av basestasjonen 4 i løpet av en samtale eller forbindelse.

I et kommunikasjonssystem som er i henhold til standarden IS-95-A vil typisk forsterkningene i foroverkanalene reduseres når en fjerntliggende stasjon 6 går inn i det som tidligere er kalt "mykomruting". Dette gjøres uten noen degradering av ytelsen når det gjelder FER, siden de bit som mottas i den fjerntliggende stasjon 6 fra basestasjonene 4 blir kombinert for å gi et større sammensatt signal før dekodingen. Reguleringssløyfen for returkanalen vil imidlertid i den fjerntliggende stasjon 6 ikke kombinere de bit som gjelder reguleringen i returkanalen og som mottas fra de forskjellige basestasjoner 4, siden disse bit vil være innbyrdes uavhengige. Forsterkningsreduksjonen i foroverkanalen kan øke feilhyppigheten (bitfeilraten) i bitstrømmen for effektreguleringen og sendt i foroverkanalen, og derfor degraderes reguleringsmekanismen for returkanalen. For å bøte på denne situasjon vil forsterkningen for effektreguleringsbit-ene typisk heves betydelig når den fjerntliggende stasjon 6 går inn i en mykoverføringsfase. Dette fører til at forsterkningen av kommandobit-ene for returkanalen blir noe større enn den tilsvarende forsterkning for nyttebit-ene når den fjerntliggende stasjon 6 er i mykoverføring.

I den aktuelle utførelse kombineres absoluttverdiene for disse effektreguleringsbit fra de forskjellige basestasjoner 4 i henhold til likning (2). Følgelig fører forsterk-ningsøkningen til større verdier for yj i forhold til databit-ene. De større yj-verdier forårsaker at det sendes ut en forespørsel fra den fjerntliggende stasjon 6 om at basestasjonen 4 på uriktig måte reduserer sin sendereffekt, hvilket kan føre til en eller flere rammefeil i foroverkanalen. I dette tilfelle vil den målsatte energiverdi z og som settes opp i den ytre sløyfe automatisk føre til økning av verdien. Etter en stund vil den ytre sløyfe deretter regulere inn energien z til den nye nominelle verdi. For å unngå disse virkninger kan yt skaleres før sammenlikningen med størrelsen z, alternativt kan z økes noe når stasjonen 6 går inn i mykomruting, og dette kan redusere sannsynligheten for at feilene gjør sin virkning.

I den aktuelle utførelse utføres sammenlikningen mellom yi og z i prosessoren 120 (fig. 2). Oppdateringen av z i henhold til likningene (3), (4) eller (5) utføres også i denne prosessor, idet den kan være lagt inn i en mikrokrets, være eller inngå i en mikro-prosessor, ha utførelse som en DSP-brikke for digital signalprosessering eller være av typen ASIC og programmert for å utføre den funksjon som er beskrevet her.

Overføring av kommandobit-ene for effektreguleringen i foroverkanalen

Disse bit kan overføres til basestasjonen 4 på flere måter. I eksemplet har hver fjerntliggende stasjon 6 en effektreguleringskanal i returretningen og som er avsatt for overføring av bit-ene for effektregulering i foroverkanalen. I en alternativ utførelse og hvor den tildelte kanal ikke er tilgjengelig kan bit-ene punkteres eller multipleksordnes i returbitstrømmen for nyttedata å en måte som tilsvarer det som er gjort i foroverkanalen.

I utførelsen sendes bit-ene til basestasjonen 4 i en tildelt kanal for effektreguleringen i foroverretningen, og en fremgangsmåte og et apparat for en slik mekanisme er detaljbeskrevet i vårt US 08/654 443. Tidsdiagrammene for overføringen av bit-ene for forover- og returkanalen er vist på fig. 7. I hvor enkelt effektreguleringsgruppe som er angitt med sorte stolper på tidslinjen sendes et kommandobit for effektreguleringen i returkanalen, i foroverkanalen, slik det er angitt øverst på fig. 7. I eksemplet sendes et slikt bit hvert 1,25 ms for effektreguleringsgruppen, og hvert bit har en varighet på to symboler for taktsett 1. Videre kan hvert bit for returkanalen starte i en av seksten posisjoner i gruppen, i avhengighet av lang-PN-sekvensen.

Stasjonen 6 behandler bit-et og sender et kommandobit for foroverkanalen i returkanalen til basestasjonen 4, som en puls. I eksemplet sendes denne med positiv polaritet for å indikere at bit-et gjelder foroverkanalen og har verdi null, mens en negativ polaritet indikerer verdien "1". Varigheten og innsatspunktet for pulsene er konstruk-sjonsparametere som skal beskrives i det følgende. Andre valg for disse parametere kan også være aktuelle og er fremdeles innenfor oppfinnelsens ramme.

I den første utførelse sendes altså bit-ene for foroverregulering som pulser med lengde 1,25 ms og med start 0,625 ms etter den siste mulige bitposisjon (det vil si den sekstende) i foroverkanalen. Denne konfigurasjon er vist i midtskjemaet på fig. 7, og parameteren "delayl" er der satt til 0,625 ms. En forsinkelse på denne størrelse tillater at' stasjonen 6 i løpet av en viss tid kan rette opp signalveiene for foroversignalet i et maksimalt ugunstig tilfelle. Opprettingen innebærer at signalene fra forskjellige signalveier bringes til å sammenfalle i tid ved at deres innbyrdes forsinkelser utliknes, før de kombineres. Dette sikrer at bit-et for effektreguleringen fra den foregående effektreguleringsgruppe blir prosessert ved tidspunktet når bit-et for foroverreguleringen blir sendt. Den aktuelle forsinkelse fra mottakingen av returveisbit-et til sendingen av foroverveisbit-et kan være så mye som 1,45 ms når sistnevnte sendes i først mulige bitposisjon.

I den andre utførelse er kommandobit-ene oversendt som pulser med lengde 1,25 ms og med start omkring 50 ps etter den sist mulige bitposisjon (det vil si den sekstende) i foroverkanalen. Denne konfigurasjon er identisk med den første utførelse, med unntak at parameteren "delayl" er satt til 50 ps. I det verst tenkelige tilfelle vil ikke bit-et fra den første gruppe være prosessert på grunn av såkalt "deskewing"-forsinkelse, ved tidspunktet når det neste kommandobit skulle vært sendt. I denne situasjon kan stasjonen 6 være innrettet for å gjenta det siste bit, men forsinkelser av den nevnte type vil typisk være titalls ps slik at man i de fleste tilfeller fremdeles vil få problemer med å kunne behandle det siste bit for returkanalen. Det er åpenbart at parameteren "delayl" kan velges for å optimalisere ytelsen av systemet.

I en tredje utførelse som er vist nederst på fig. 7 sendes bit-et som en kort puls på omkring 0,41 ms og ved et gitt tidspunkt (forsinkelsen "delay2" på fig. 7) etter mottakingen av kommandobit-et for retursendereffekten, i foroverkanalen. Varigheten av bit-et velges liten nok til at det hele er avsluttet når den neste kommando blir sendt, selv i det verste tilfelle når den sist mulige tidsluke brukes i den aktuelle effektreguleringsgruppe og den først mulige luke brukes i den etterfølgende gruppe. I det viste eksempel settes denne forsinkelse til 50 ps (= delay2). Som vist på fig. 7 inneholder denne utførelse større sendereffekt for varigheten av pulsen for å kunne sende samme energimengde over kortere tidsrom. En ulempe med denne måte er at sendingen av større energimengder innenfor korte 800 Hz pulser vil være en potensiell risiko for interferens i lydkanalen i høreapparater. Siden imidlertid stasjonen 6 sender kommandobit-ene et fast tidspunkt etter de tilsvarende bit for returkanalen og hvor disse har tilfeldig posisjon vil også kommandobit-ene for forovereffekten bli tilfeldig fordelt. Det å velge tilfeldig startposisjon for kommandobit-ene fordeler energien ved den 800 Hz repetisjon over frek-vensspekteret og reduserer risikoen for audiointerferens. Videre er den effektregulering som overføres i returkanalen, men som gjelder foroverkanalen, fra den fjerntliggende stasjon 6, en av mange datastrømmer som sendes i returkanalen, og siden effekten i bitpulsen vil være liten vil netto variasjon i utgangseffekt i stasjonen 6 som følge av slike kommandobit være liten.

Endelig sendes kommandobit-et i en fjerde utførelse for effektreguleringen i foroverkanalen etter en gitt tidsperiode delay2 = 50 ps og etter mottakingen av et tilsvarende kommandobit for reguleringen i returkanalen. I denne utførelse er imidlertid varigheten av bit-et varierbar slik at sendingen av bit-et i den aktuelle foroverregulering fortsettes inntil det neste bit er planlagt å skulle sendes. Stasjonen 6 kan sende hvert bit med samme forsterkning eller innstille denne i avhengighet av hvor lenge bit-et varer, slik at det blir tillagt samme energi til hvert av dem.

Fig. 2 viser hvordan kommandobit-ene prosesseres i prosessoren 120 i stasjonen 6. Beregningen skjer ved at det er bit-ene for effektreguleringen i foroverkanalen og som sendes i returkanalen som beregnes, hvoretter bit-ene sendes til modulatoren 134 for dekking med en Walsh-kode som tilsvarer koden i returkanalen. Dette innebærer at de Walsh-dekkede data spredes over lang- og kort-PN-koder som formidler videreføringen til den etterfølgende sender 136. Senderen kan være som i patentskriftet US 08/654 443 og sørger for filtrering, modulasjon og forsterkning av signalene. De modulerte signaler rutes via dupleksenheten 104 og går ut fra antennen 102 i returkanalen som følger signalveien 12.

I basestasjonen 4 mottas returkanalsignalene i antennen 30, rutes gjennom dupleksenheten 28 og går til mottakeren 50. Der skjer filtrering, forsterkning og nedtransponering for å komme til basisbåndnivå. Basisbåndsignalene går til demodulatoren 52 som samler signalene relatert til de aktuelle kort-PN-koder, avdekker de data som fremkommer med en Walsh-kode som er tilsvarende den allerede brukte Walsh-kode i stasjonen 6 og viderefører de demodulerte data til styrekretsen 40. Disse data innbefatter kommandobit-ene for regulering i foroverkanalen. Styrekretsen 40 kan innstille forsterkningen i foroverkanalen og/eller sendereffekten i basestasjonen 4, idet dette angis av kommandobit-ene.

Basestasjonens respons

I den aktuelle utførelse mottar basestasjonen 4 kommandobit-ene for foroverreguleringen, idet disse sendes i returkanalen. Forsterkningen i foroverkanalen blir regulert i forhold, I eksemplet økes forsterkningen ved mottakingen av et 1-bit, men ved mottaking av en null reduseres den. Hvor mye vil være avhengig av implementeringen og system-forhold, og i eksemplet kan økningen eller reduksjonen være i området 0,5-1 dB, selv om også andre trinn kan brukes. Trinnene kan være de samme eller forskjellige for forsterk-ningsøkningen, og trinnstørrelsen kan gjøres avhengig av forsterkningen i andre forover-kanaler for basestasjonen 4. Den foreliggende oppfinnelse er anvendbar for alle typer trinninnstillinger.

Basestasjonen kan også regulere økningen i forsterkning, reduksjonen i forsterkning eller begge som en funksjon av hastigheten og overføringssvekkingsforhold for forbindelsen med den fjerntliggende stasjon 6. Det er basestasjonen 4 som utfører dette siden den optimale trinnstørrelse vil være en funksjon av svekkingsforholdene og hastigheten. Ved meget store hastigheter kan små trinn være bedre siden takten for effektreguleringsbit-et ikke er heftig nok til å følge en hurtig svekking. Siden innfelleren for foroverkanalen vil midle svekkingen vil større reguleringstrinn heller få tendens til å tilføye amplitudefluktuasjoner Qiiter) til bølgeformen i foroverkanalen. En hurtig effektregulering trengs imidlertid for å få til dynamisk innstilling av den midlere bølgeform, frem til korrekt nivå. Demodulatoren 52 innenfor basestasjonen 4 kan estimere svekkingsforholdene og hastigheten av den fjerntliggende stasjon 6, det vil si den hastighet denne stasjon forflytter seg geografisk ved. Søkerelementer i demodulatoren 52 kan bestemme antallet flerveiskomponenter som i øyeblikket mottas og beregne deres profil. Slike søkerelementer er allerede beskrevet i våre patentskrifter US 5 109 390 med tittel:

"DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" og

08/316 177 med tittel: "MULTIPATH SEARCH PROCESSOR FOR A SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM", og innholdet i disse tas her med som referanse.

Demodulatoren 52 kan også anslå forflyttingshastigheten for den fjerntliggende stasjon 6 ved å estimere returkanalfrekvensfeilen ved å bruke demodulasjonsteknikk som allerede er kjent innenfor faget. Frekvensfeilen vil nemlig tilnærmet være 2fcv/c+e, idet fc er driftsfrekvensen, v er forflyttingshastigheten, c er lyshastigheten og e er restfrek-vensfeilen for stasjonen 6.1 samsvar med standarden TIA/EIA/IS-95-A måler stasjonen 6 frekvensen av de mottatte signaler i foroverkanalen og bruker dette for å sette opp riktig senderfrekvens for returkanalen. Hvordan dette i detalj kan gjøres er allerede beskrevet i vårt patentskrift USSN 08/283 308 med tittel: "METHOD AND APPARATUR FOR

CONTROLLING POWER IN A VARIABLE RATE COMMUNICATION SYSTEM",

og innholdet i dette patentskrift tas også her med som referanse. Den fjerntliggende stasjon 6 gjør dette for å fjerne feilen fra sin egen oscillator, og denne prosess fører til en dobling av den såkalte doplerfrekvensfeil av signalene som mottas i basestasjonen 4, siden det vil foreligge en frekvensfeil på fcv/c i foroverkanalen og en helt tilsvarende frekvensfeil i returkanalen. Feilen ved å innstille senderfrekvensen i stasjonen 6 med et avvik fra den mottatte frekvens vil nettopp være e. For en mobil radiostasjon (en fjerntliggende stasjon) som forflytter seg med stor hastighet vil likevel feilen e være ganske liten, og følgelig kan demodulatoren 52 gi gode estimater for både hastighet og flerveisoverføring til styrekretsen 40 som deretter bruker denne informasjon for å bestemme forsterk-ningsøkningen eventuelt -reduksjonen og hvilke økningstrinn som kan være aktuelle.

Basestasjonen 4 har en maksimal sendereffekt som bestemmes av systemkon-struksjonsbegrensningene og de lokale reguleringer (i USA: FCC). Den vil uunngåelig komme i en situasjon hvor det ikke er nok tilgjengelig sendereffekt når en fjerntliggende stasjon 6 anmoder om en forsterkningsøkning. Dersom denne anmodning ikke følges av en tilsvarende økning på grunn av det ikke foreligger nok effekt tilgjengelig vil forholdet FER for foroverkanalen kunne øke. Dersom slikt skulle skje vil det ønskede energinivå i stasjonen 6 kunne øke vesentlig og dessuten temmelig raskt, og dette skyldes det ufravikelige faktum at oppovertrinnet y i likning (5) typisk vil være stort i forhold til nedovertrinnet 6. Dersom den dårlige kanalbetingelse forsvinner eller basestasjonen 4 igjen er i stand til å legge til ytterligere effekt i sendingen til stasjonen 6 kan den tid det tar for det ønskede energinivåsett å endre seg til det aktuelle område bli lang, siden nedregu-leringstrinnet 5 typisk er lite. I den foretrukne utførelse sender basestasjonen 4 nye verdier for oppreguleringstrinnet y og nedoverreguleringstrinnet 5 i løpet av den tid forholdet FER for foroverkanalen er over det nominelle.

I den aktuelle utførelse relateres FER-ytelsen i foroverkanalen til verdien z, og basestasjonen kan derfor direkte regulere denne størrelse z for å oppnå ønsket FER. Hvis basestasjonen 4 for eksempel "innser" at systemet er sterkt belastet og at en eller flere fjerntliggende stasjoner 6 behøver arbeide ved høyere FER kan det i basestasjonen sørges for å endre de ønskede energinivåer for disse stasjoner 6 ved å sende de nye verdier z til dem. Alternativt kan basestasjonen 4 manipulere verdiene z ved å kommandere stasjonene 6 til å bruke nye trinn y og 5.1 eksemplet er det slik at når en basestasjon ikke kan gi respons overfor en effektreguleringskommando fra en fjerntliggende stasjon 6 reguleres i stedet det ønskede energinivå z eller trinnene for oppover-nedoverregulering, for å hindre at effektreguleringssløyfen ender opp i maksimal sendereffekt, hvilket på sin side kan føre til at senderen arbeider i ulineære områder.

For å sikre at effektreguleringsmekanismen for foroverkanalen arbeider riktig og at ingen fjerntliggende stasjon 6 krever mer eller mindre sendereffekt enn nødvendig for det aktuelle ytelsesnivå kan basestasjonen 4 overvåke foroverkanalens FER. I eksemplet sender stasjonen 6 en feilmelding til basestasjonen når en dataramme mottas feilaktig, og denne feilmelding kan være den allerede beskrevne sletteindikasjon (bit-et EIB). Basestasjonen 4 kan overvåke feilmeldingene fra stasjonen 6, beregne FER og manipulere verdiene z for stasjonen 6 ved å overføre de riktige verdier for størrelsene y og 5 til denne.

Forsterkningskorreksjonsmekanisme

Oppfinnelsens effektreguleringsmekanisme for foroverkanalen arbeider bedre når forsinkelsene reduseres. For å kompensere for svekking i foroverkanalen bør basestasjonen sette i gang økning eller reduksjon av sendereffekten, etter forespørsel fra en fjerntliggende stasjon 6, så snart som mulig. Er stasjonen 6 ikke i mykomruting mottas kommandobit-ene for effektreguleringen av en enkelt basestasjon 4 som deretter regulerer forsterkningen i foroverkanalen i respons på dette bit. En stasjon 6 i mykomruting kommuniserer imidlertid med flere sektorer samtidig, og i eksemplet brukes et enkelt kanal element i en enkelt basestasjon 4 for regulering av kommunikasjonen mellom stasjonen 6 og samtlige sektorer i mykomruting. Av denne grunn kan basestasjonen 4 raskt innstille sendereffekten for samtlige sektorer ved mottaking av kommandobit-et fra den fjerntliggende stasjon 6.

En fjerntliggende stasjon 6 i mykomruting kan kommunisere med flere basestasjoner 4 samtidig. Fremgangsmåten og apparatet for å utføre fordelt effektregulering for foroverkanalen er allerede beskrevet i vårt patentskrift USSN 08/710 335. Enkelte basestasjoner 4 kan være i den situasjon at de ikke mottar bitstrømmen for effektregulering, eventuelt at de ikke mottar den med god nok pålitelighet. I og med oppfinnelsen brukes en korreksjonsmekanisme for å sikre at forsterkningen i foroverkanalene for samtlige basestasjoner 4 i det sett som inneholder aktive medlemmer av den fjerntliggende stasjon 6, blir satt riktig og at feilmottaking av kommandobit for foroverreguleringen ikke samler seg opp. I eksemplet og når stasjonen 6 er i mykomruting vil forsterkningen i foroverkanalen for basestasjonen 4 som mottar returkanalsignalet, være det sterkeste signal som brukes av samtlige basestasjoner 4 i det aktive medlemssett. Effektreguleringskorreksjonsmekanismen kan utføres på følgende måte: I en første utførelse og for å sikre at forsterkningen i foroverkanalene er tilnærmet den samme for samtlige basestasjoner 4 i kommunikasjon med den fjerntliggende stasjon 6 overføres den valgte effektreguleirngsbitstrøm for foroverreguleringen til samtlige basestasjoner. I hver ramme vil alle basestasjoner 4 i det aktive medlemssett sende de aktuelle kommandobit for foroverkanalen og som ble mottatt av basestasjonene, til en velgerkrets eller selektor innenfor sentralen 2. Selektoren velger de effektreguleringsbit fra basestasjonen 4, som mottar retursignalene sterkest mulig. De valgte bit fra denne basestasjon går deretter til alle de øvrige i settet, slik at hver basestasjon mottar bit-ene fra selektoren, sammenlikner de valgte bit med de bit som aktuelt ble mottatt og prosessert og eventuelt innstiller forsterkningen i foroverkanalene i samsvar med de utvalgte bit.

Basestasjonene 4 kan sende kommandobit-ene til selektoren innenfor styrekretsen 40 i såkalte backhaul-rammer. Denne rammeseleksjon kan utføres i samsvar med allerede eksisterende prosedyrer brukt i standarden nevnt ovenfor. Etter prosesseringen kan selektoren sende de utvalgte reguleringsbit til alle basestasjoner i backhaul-rammene og som fører brukertrafikk for sending til den fjerntliggende stasjon 6.

I en andre utførelse sender hver basestasjon 4 forsterkningen i foroverkanalen til selektoren i hver ramme. Selektoren velger deretter den forsterkning som tilsvarer den basestasjon 4 som mottok retursignalene sterkest mulig. Selektoren sender den utvalgte forsterkning til samtlige basestasjoner 4 i det aktive medlemsskap, og deretter kan basestasjonene 4 oppdatere forsterkningsverdiene i samsvar. Den valgte forsterkning er nettopp forsterkningsverdien som ble sendt fra selektoren til basestasjonene 4 i henhold til standarden. Forsterkningsverdien føres via backhaul-formater som sendes via et grensesnitt A3 som spesifisert i standarden, og denne del av standarden tas her med som referanse.

Som følge av prosesseringsforsinkelser trenger oppdateringen av forsterkningsverdiene en viss forsiktighet. I eksemplet kan hver basestasjon regulere forsterkningen basert på målingen av kommandobit-ene når de mottas fra stasjonen 6, men selektoren kan bestemme at bit-ene mottatt fra en annen basestasjon skal brukes. En slik beslutning vil vanligvis ikke finne sted før det har gått en viss tid etterat basestasjonene 4 brukte egne målinger for reguleringen, og derfor er det et behov for at basestasjonene kan regulere forsterkningen i foroverkanalene i samsvar med kommandobit-ene de i virkeligheten mottar og ut fra de utvalgte bit fra selektoren. Basestasjonene 4 må også kunne sette opp et regnskap for forsinkelsen mellom de opprinnelige innreguleringer av forsterkningen og mottakingen av de valgte kommandobit fra selektoren.

I eksemplet lagrer hver basestasjon 4 de forsterkningsverdier som ble brukt ved hver oppdateringsperiode, nettopp av samme basestasjon. Selektoren sender det utvalgte bit (eller den valgte forsterkning) for den basestasjon 4 som tidligere ble fastslått å være den som sannsynligvis hadde mottatt effektreguleringsbit-et korrekt. Hver basestasjon 4 sammenlikner deretter de forsterkningsverdier som ble lagret i oppdateringsperioden, med de som ble mottatt fra selektoren, og deretter oppdateres forsterkningen i den aktuelle tidsluke, relatert til forskjellen. Forsterkningen Gi for det i-te effektkommandobit blir følgelig:

hvor Gi er forsterkningen under den i-te tidsluke, bj er verdien (1 eller 0) av det i-te effektkommandobit, v er forsterkningstrinnstørrelsen, M er antallet effektkommandobit pr. ramme, p er tidsforskyvningen (offsetverdien) i tidsluker fra starten av en ramme og til det tidspunkt når effektkommandobit-ene sendes fra en basestasjon 4 til tidspunktet når kommandobit-ene ble sendt fra en basestasjon til selektoren (0<p<M-l), Hk er forsterkningen i foroverkanalen og som spesifisert av selektoren i løpet av den k-te ramme, idet k=Li/M_l, q er tidsforskyvningen i tidsluker fra starten av en ramme og til tidspunktet når den oppdaterte forsterkning er mottatt i basestasjonen fra selektoren (0<q^M-l), og Sy er lik 1 dersom i=j og 0 ellers. I eksemplet er M lik 16, selv om også andre verdier også naturligvis kan brukes og ligger innenfor oppfinnelsens ramme.

Et typisk eksempel på et tidsskjema for effektreguleirngsmekanismen for foroversignalene (foroverreguleringen) er vist på fig. 8. Rammer for forovertrafikken og returtrafikken blir her nesten helt i samsvar med hverandre og bare forskjøvet som følge av radiooverføringsforsinkelsen. Rammer (med varighet 20 ms) har her indeks k, k+1, k+2 og k+3 og er indikert med tykke markører på tegningen. Ramme k i returdatastrømmen mottas i basestasjonen 4 og dekodes etter en viss prosesseringsforsinkelse, et eller annet tidspunkt frem til tidspunktet for ramme k+1, slik det er vist med blokk 210 mellom tidslinjene. I mellomtiden prosesserer også basestasjonen 4 foroverkommandoer og da med betydelig mindre prosesseringsforsinkelse. Følgelig vil de skyggelagte kommandobit (de helsorte) i det nedre tidsskjema angi de 20 ms blokker med kommandobit for foroverkanalen, og disse blokker sendes til selektoren i samme backhaul-ramme sammen med rammen k og returdatastrømmen. I løpet av ramme k+2 velger selektoren de kommandobit fra basestasjonen 4, som mottok de sterkeste returveissignaler og sender disse valgte effektreguleringsbit til samtlige stasjoner 4 i det aktive medlemssett tilhørende den fjerntliggende stasjon 6, i blokk 212. Typisk sendes kommandobit-ene etter valget i en backhaul-ramme. Kort tid deretter, også innenfor ramme k+2 mottar basestasjonene 4 de valgte kommandobit fra selektoren og korrigerer forsterkningen i foroverkanalen i samsvar med de nye bit, nettopp på den måte som er beskrevet ovenfor, i blokk 214. Ved starten av ramme k+3 sender basestasjonene 4 med de oppregulerte forsterkninger, slik det er indikert med blokk 216.

Eksemplet ovenfor viser tre rammer med prosesseringsforsinkelse fra stasjonen 6 for sending av kommandobit for regulering av effekten i foroverkanalen, frem til det tidspunkt hvor basestasjonene 4 korrigerer forsterkningene i foroverkanalene. I dette eksempel kan imidlertid hver basestasjon 4 innstille forsterkningen for foroverkanalen i respons på målingen av kommandobit-ene i samme kanal. På denne måte kan hver basestasjon raskt innstille forsterkningen i sin foroverkanal i respons på målingene av kommandobit-et i samme kanal, og på denne måte kan hver basestasjon 4 raskt regulere forsterkningen i foroverkanalen uavhengig av andre påtrykk, hvorved prosesseringsforsinkelsen reduseres. Korreksjonsmekanismen hvor de kommandobit som mottas fra basestasjonen 4 og er et mål på retursignalene som mottas sterkest, brukes for å korrigere forsterkningen i foroverkanalene tilhørende andre basestasjoner 4 i det aktive medlemssett, sikrer at feilhyppigheten av mottatte reguleringsbit i basestasjonen 4 ikke samler seg opp, og holder derfor feilmulighetene nede. Andre utførelser for å sikre korrekt drift av reguleringsmekanismen hvor alle basestasjonene 4 inngår kan også betraktes å høre til oppfinnelsen.

Selv om oppfinnelsen er beskrevet for å belyse effektreguleringsmekanismen for signalene som sendes i en foroverkanal kan naturligvis oppfinnelsens konsept også brukes for reguleringen i en returkanal.

Beskrivelsen søker å gjøre det mulig for en fagkyndig å lage eller bruke oppfinnelsen. Modifikasjoner vil kunne være åpenbare for en fagkyndig, og hovedprinsippene kan også brukes i andre utførelsesformer uten at dette innebærer bruk av oppfinnerisk evne. Følgelig er ikke den foreliggende oppfinnelse ment å være begrenset til de ut-førelser som er vist her, men skal gjelde videst mulig, så lenge kravordlyden overholdes.

Claims

1. Fjanliggende stasjon for bruk i et trådløst kommunikasjonssystem, karakterisert ved at den fjerntliggende stasjon omfatter: en mottaker for å ta imot i det minste ett kommunikasjonssignal der hvert av de i det minste ene kommunikasjonssignal omfatter et kontrollsignal og et datasignal og der et sendereffektnivå for kontrollsignalet er uavhengig av en foroverlenkedatarate for datasignalet, en kontrollprosessor for måling av en mottatt amplitudeverdi av kontrollsignalet, sammenligning av den mottatte amplitudeverdien mot et målenerginivå og generering av en foroverlenkeeffektkontrollverdi basert på sammenligningen, og en sender for å sende foroverlenkeeffektkontrollverdien.

2. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter terskeljusteringsmodul for å justere målenerginivået.

3. Fjernliggende stasjon ifølge krav 2, karakterisert ved at terskeljusteringsmodulen er innrettet for å justere målenerginivået etter hver av flere mottatte datarammeperioder.

4. Fjernliggende stasjon ifølge krav 2, karakterisert ved at terskeljusteringsmodulen mottar rammekvalitetsinformasjon som indikerer hvorvidt en rammefeil har funnet sted, og idet terskeljusteringsmodulen er innrettet for å øke målenerginivået ved en opptrappingsmengde når en rammefeil ikke har funnet sted, og for å redusere målenerginivået med en nedtrappingsmengde når en rammefeil har funnet sted, idet opptrappingsmengden er større enn nedtrappingsmengden.

5. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved at det ytterligere omfatter en skalarproduktmodul for å justere en fase og amplitude av kontrollsignalet i henhold til en pilotfase og en pilotamplitude av et mottatt pilotsignal for å fremskaffe et justert kontrollsignal.

6. Fjernliggende stasjon ifølge krav 5, karakterisert ved at det ytterligere omfatter et filter for å filtrere det justerte kontrollsignal.

7. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved at det ytterligere omfatter et filter for å filtrere den mottatte amplitudeverdi.

8. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter en ikke-identisk bitakkumulator for å kombinere en absoluttverdi av den mottatte amplitudeverdi med i det minste en absoluttverdi av en ytterligere mottatt amplitudeverdi basert på et ytterligere foroverlenke-CDMA-signal.

9. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter en identisk bitakkumulator for å kombinere den mottatte amplitudeverdi med i det minste en ytterligere mottatte amplitudeverdi, idet den i det minste ene ytterligere mottatte amplitudeverdi korresponderer til et ytterligere kontrollsignalbit kjent å være lik kontrollsignalet.

10. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved at det ytterligere omfatter i det minste en korrelator, idet hver av de nevnte i det minste ene korrelator er tildelt en forskjellig signalbane og utfører pseudostøy (PN) samling for et signal mottatt gjennom den korresponderende signalbanen.

11. Fjernliggende stasjon ifølge krav 1, karakterisert ved det mottatte kontrollsignal er et multiplekset kontrollsignal.

12. Fjernliggende stasjon ifølge krav 11, karakterisert ved at det ytterligere omfatter en demultiplekser for demulitpleksing av kontrollsignalet mottatt i foroverlenke-CDMA-signalet.

13. Apparat for å kontrollere sendereffekten for et foroverlenke-CDMA-signal, karakterisert ved at foroverlenke-CDMA-signalet omfatter et kontrollsignal og et datasignal, der et sendereffektnivå for kontrollsignalet er uavhengig av en foroverlenkedatarate for datasignalet, der apparatet omfatter: en demultiplekser for demultipleksing av kontrollsignalet mottatt i foroverlenke-CDMA-signalet, og en kontrollprosessor for måling av en mottatt amplitudeverdi av det demultipleksede kontrollsignal, sammenligning av den mottatte amplitudeverdien mot et målenerginivå, og generering av en foroverlenkeeffektkontrollverdi basert på sammenligningen.

14. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter en terskelsammenlikningsmodul for å utføre sammenlikningen.

15. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter en terskeljusteringsmodul for å justere målenerginivået.

16. Apparat ifølge krav 15, karakterisert ved at terskeljusteringsmodulen er innrettet for å justere målenerginivået etter hver av de flere mottatte datarammeperioder.

17. Apparat ifølge krav 15, karakterisert ved at terskeljusteringsmodulen mottar rammekvalitetsinformasjon som indikerer hvorvidt en rammefeil har funnet sted, og idet terskeljusteringsmodulen er innrettet for å øke målenerginivået ved en opptrappingsmengde når en rammefeil ikke har funnet sted, og for å redusere målenerginivået med en nedtrappingsmengde når en rammefeil har funnet sted, idet opptrappingsmengden er større enn nedtrappingsmengden.

18. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte en skalarproduktmodul for å justere en fase og amplitude av kontrollsignalet i samsvar med en pilotfase og pilotamplitude av et mottatt pilotsignal for å fremskaffe et justert kontrollsignal.

19. Apparat ifølge krav 18, karakterisert ved ytterligere å omfatte et filter for filtrering av det justerte kontrollsignal.

20. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte et filter for å filtrere den mottatte amplitudeverdi.

21. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter en ikke-identisk bitakkumulator for å kombinere en absoluttverdi av den mottatte amplitudeverdi med i det minste en absoluttverdi av en ytterligere mottatt amplitudeverdi basert på et ytterligere foroverlenke-CDMA signal.

22. Apparat ifølge krav ifølge krav 13, karakterisert ved at kontrollprosessoren omfatter en identisk bitakkumulator for å kombinere den mottatte amplitudeverdi med i det minste en ytterligere mottatte amplitudeverdi, idet den i det minste ene ytterligere mottatte amplitudeverdi samsvarer med i det minste et ytterligere kontrollsignalbit kjent å være lik kontrollsignalet.

23. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte i det minste en korrelator, idet hver av de i det minste ene korrelator er tildelt til en annen signalbane og utfører pseudostøy (PN) samling for et signal mottatt gjennom den tilsvarende tildelte signalbane.

24. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte et filter for å filtrere den mottatte amplitudeverdi.

25. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte et filter for å filtrere den mottatte amplitudeverdi.

26. Apparat ifølge krav 13, karakterisert ved ytterligere å omfatte en sender for å sende foroverlenkeeffektkontrollverdien.

27. Apparat for å kontrollere sendereffekt for et foroverlenke-CDMA-signal, karakterisert ved at foroverlenke-CDMA-signalet omfatter et kontrollsignal og et datasignal, der apparatet omfatter: midler for å måle en mottatt amplitudeverdi for i det minste et kontrollsignalbit for kontrollsignalet, der et sendereffektnivå for i det minste et kontrollsignalbit er uavhengig av en foroverlenkedatarate for datasignalet, midler for å sammenligne nevnte mottatte amplitudeverdi mot et målenerginivå, og midler for å generere en foroverlenkeeffektkontrollverdi basert på nevnte sammenligning.

28. Apparat ifølge krav 27, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for sending av foroverlenkeeffektkontrollverdien.

29. Apparat ifølge krav 27, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for å justere målenerginivået.

30. Apparat ifølge krav 29, karakterisert ved midler for justering justerer målenerginivået etter hver av de mange mottatte datarammeperioder.

31. Apparat ifølge krav 29, karakterisert ved at midlene for å justere omfatter midler for å øke målenerginivået med en opptrappingsmengde når datarammen blir mottatt uten feil og midler for å redusere målenerginivået med en nedtrappingsmengde når en dataramme blir mottatt med i det minste en feil, idet opptrappingsmengden er større enn nedtrappingsmengden.

32. Apparat ifølge krav 27, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for å justere en fase og amplitude av den i det minste ene kontrollsignalbit i samsvar med en pilotfase og pilotamplitude av et mottatt pilotsignal for å tilveiebringe et justert kontrollsignal.

33. Apparat ifølge krav 32, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for å filtrere det justerte kontrollsignal.

34. Apparat ifølge krav 27, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for å filtrere den mottatte amplitudeverdi.

35. Apparat ifølge krav 27, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for å kombinere en absoluttverdi av den mottatte amplitudeverdi med i det minste en absoluttverdi av en ytterligere mottatt amplitudeverdi basert på en ytterligere foroverlenke-CDMA signal.

36. Apparat ifølge krav 27, karakterisert ved ytterligere å omfatte midler for å kombinere den mottatte amplitudeverdi med i det minste en ytterligere mottatte amplitudeverdi, idet den i det minste ene ytterligere mottatte amplitudeverdi tilsvarer i det minste et ytterligere kontrollsignalbit kjent for å være lik det i det minste ene kontrollsignalbit.

37. Fremgangsmåte for å kontrollere sendereffekt for et foroverlenke-CDMA-signal, karakterisert ved at foroverlenke-CDMA-signalet omfatter et kontrollsignal og et datasignal, der fremgangsmåten omfatter å: måle en mottatt amplitudeverdi for i det minste et kontrollsignalbit for kontrollsignalet, der et sendereffektnivå for i det minste et kontrollsignalbit er uavhengig av en foroverlenkedatarate for datasignalet, sammenligne nevnte mottatte amplitudeverdi mot et målenerginivå, og generere en foroverlenkeeffektkontrollverdi basert på nevnte sammenligning.

38. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved ytterligere å omfatte sending av foroverlenkeeffektkontrollverdien.

39. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved at foroverlenkeeffektkontrollverdien er et effektkontrollbit.

40. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved ytterligere å omfatte justering av målenerginivået.

41. Fremgangsmåte ifølge krav 40, karakterisert ved at justeringen blir gjentatt 20 ganger per sekund.

42. Fremgangsmåte ifølge krav 40, karakterisert ved at justeringen finner sted en gang for hver av en mengde av mottatte datarammer.

43. Fremgangsmåte ifølge krav 40, karakterisert ved at justeringen omfatter øking av målenerginivået med en opptrappingsmengde når en dataramme blir mottatt uten feil og redusere målenerginivået med en nedtrappingsmengde når en dataramme blir mottatt med i det minste en feil, idet opptrappingsmengden er større enn nedtrappingsmengden.

44. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved ytterligere å omfatte justering av en fase og amplitude av det i det minste ene kontrollsignalbit i henhold til en pilotfase og pilotamplitude av et mottatt pilotsignal for å tilveiebringe et justert kontrollsignal.

45. Fremgangsmåte ifølge krav 44, karakterisert ved ytterligere å omfatte filtrering av det justerte kontrollsignal.

46. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved ytterligere å omfatte filtrering av den mottatte amplitudeverdi.

47. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved ytterligere å omfatte kombinering av en absoluttverdi av den mottatte amplitudeverdi med i det minste en absoluttverdi av en ytterligere mottatt amplitudeverdi basert på en ytterligere foroverlenke-CDMA signal.

48. Fremgangsmåte ifølge krav 37, karakterisert ved ytterligere å omfatte kombinering av den mottatte amplitudeverdi med i det minste en ytterligere mottatte amplitudeverdi, idet den i det minste ene ytterligere mottatte amplitudeverdi tilsvarer i det minste et ytterligere kontrollsignalbit kjent for å være lik det i det minste ene kontrollsignalbit.

49. Fremgangsmåte for å kontrollere sendereffekt for et foroverlenke-CDMA-signal, karakterisert ved at foroverlenke-CDMA-signalet omfatter et kontrollsignal og et datasignal, der fremgangsmåten omfatter å: å måle en mottatt amplitudeverdi for i det minste et kontrollsignalbit for kontrollsignalet, der et sendereffektnivå for i det minste et kontrollsignalbit er uavhengig av en foroverlenkedatarate for datasignalet, sammenligne nevnte mottatte amplitudeverdi mot et målenerginivå, og generere 800 ganger pr. sekund en foroverlenkeeffektkontrollverdi basert på nevnte sammenligning.