NO310215B1 - Fremgangsmåte for bestemmelse av amplitude- og faserespons i et induktivt brönnloggeinstrument for korrigering av drift - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår elektromagnetiske loggeinstrumenter av induksjonstypen til bruk i brønner. Mer spesielt angår oppfinnelsen systemer for korrigering av avdrift i responsen for analoge signalprosesseringskomponent-er i induktive loggeinstrumenter.

Brønnloggingsinstrumenter med elektromagnetisk induksjon benyttes for å bestemme den elektriske konduktiviteten til grunnformasjoner. Elektrisk konduktivitet måles blant annet for å bestemme fluid-innholdet i grunnformasjoner.

Et elektromagnetisk loggeinstrument av induksjonstypen blir typisk ført inn i brønnhullet ved den ene enden av en armert, elektrisk kabel. Instrumentet innbefatter en sonde med flere trådspoler anbragt ved aksielt adskilte steder. En oscillator kan på typisk måte energisere noen av spolene (ofte benevnt sender-spoler) med en oscillerende strøm av forutbestemt frekvens og bølgeform. Den oscillerende strøm som passerer gjennom senderspolene induserer oscillerende elektromagnetiske felter i formasjonene som omgir instrumentet. Spenninger blir indusert i andre spoler (kjent som mot-taker- spoler) , anbragt på sonden , som respons på de elektromagnetiske felt. Mottagerkretsene i instrumentet, koblet til mottagerspolene, måler de elektriske egenskapene til spenningene som er indusert i mottagerspolene, slik som amplituden for spenningen og fasen til spenningen med hensyn på fasen til den oscillerende strøm som energiserer senderspolene . De elektriske egenskaper for de induserte spenninger er relatert til den elektriske ledningsevne for formasjonen. Mottagerkretsene blir typisk koblet til andre kretser i instrumentet som genererer signaler som tilsvarer egenskapene til spenningene indusert i mottakerspolene. Signalene kan lagres i elektroniske lagrings-anordninger i instrumentet, eller kan sendes over den armerte, elektriske kabel til utstyret som befinner seg ved jordoverflaten for observasjon og opptegning.

Mottagerkretsene innbefatter typisk analoge forsterkere koblet til mottagerspolene, fordi størrelsen på spenningene som induseres i mottagerspolene kan være ekstremt små, noen ganger av størrelsesorden IO"<8> Volt. De analoge forsterkere øker størrelsen av spenningene som blir indusert i mottagerspolene til nivåer som er kompatible med kretsene som bestemmer egenskapene for de induserte spenninger og genererer de tilsvarende signaler. Analoge forsterkere er imidlertid utsatt for variasjoner i fase- og amplituderespons. Analoge forsterkere omfatter typisk en filterkrets for å redusere størrelsen på støy som ligger utenfor båndet. Filterkretsen utsettes også for variasjoner i respons. Variasjoner i responsen for en forsterker er særpreget av forskjeller i fase for forsterkerutgangen med henblikk på fasen til inngangsspenningen. Responsvariasjoner kan også særpreges av en forsterkningsfaktor (forholdet mellom størrelsen på ut-gangssignalet og størrelsen på inngangsspenningen) som avviker fra den nominelle forsterkningsfaktor for forsterkeren. Variasjonen i respons kan blant annet skrive seg fra endringer i omgivelsestemperaturen til forsterkeren, elding av komponentene og produksjonstoleranser for de elektriske egenskaper til komponentene.

Nøyaktig bestemmelse av egenskapene til spenningene indusert i mottagerspolene krever en presis kjennskap til fase- og amplituderesponsen til de analoge forsterkere. Som fagfolk vil forstå, blir loggeinstrumenter av induksjonstypen for bruk i brønner, utsatt for store variasjoner i omgivel-sestemperaturer fordi instrumentet blir ført inn i og trekkes ut fra brønnhullet, og som en følge av dette vil de analoge forsterkere typisk gjennomgå betydelige variasjoner i responsen. Det er kjent innen dette fagområdet, å frembringe et system for periodisk måling av variasjonen i respons for den analoge forsterker mens instrumentet befinner sig i brønn-hullet. Et slikt system er f. eks. beskrevet i US-patent nr.

4 439 831 (Sinclair). Systemet i dette patentet omfatter en bryter som fører et dempet testsignal fra oscillatoren direkte til inngangen på den analoge forsterkerkretsen. Da amplituden og fasen til oscillatorens testsignal er kjent, kan variasjonen i respons for den analoge forsterker måles direkte, og benyttes som "korreksjonsfaktorer" for kretsene som bestemmer egenskapene for spenningene indusert i mottagerspolene .

En ulempe med systemet vist i ovennevnte US-patent er at når svitsjen betjenes for å føre testsignalet til inngangen for analogforsterkeren blir mottagerspolene frakoblet for-sterkerinngangen og målinger av mottagerspenningene blir ikke gjennomført. Tiden som medgår til overføring av testsignalet til forsterkerene er derfor typisk begrenset. Begrenset varighet av testsignalet fører til at kortvarige variasjoner i forsterker-responsen kan gå upåaktet hen. En mer nøyaktig bestemmelse av kortvarige variasjoner i forsterker-responsen kan oppnås ved å forlenge tidsrommet hvori testsignalet tilføres forsterkeren, men når dette skjer, kan mottakerspolene være frakoblet så lenge at det introduseres unøy-aktigheter ved bestemmelse av egenskapene til den induserte spenning. Som fagfolk vil forstå, vil egenskapene til ekstremt små spenninger bestemmes mer nøyaktig ved å integrere målingene av mottagerspenningen over et tidsrom. En forkortning av tidsrommet, noe som blir resultatet for et system som f. eks. vist i det ovennevnte US patent, kan redusere nøyaktigheten ved bestemmelse av egenskapene til spenningene indusert i mottagerspolene.

Følgelig er det et formål med foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe et system for å bestemme variasjonen i fase- og amplituderesponsen for de analoge forsterkere som ikke krever en svitsjbar kobling av testsignalet inn til forsterkerkretsen.

Det er et ytterligere formål med oppfinnelsen å tilveiebringe et system for å bestemme variasjon i fase- og amplituderespons for den analoge forsterker som ikke reduserer tiden i løpet av hvilken mottagerspolene blir koblet til forsterkeren og spenningsmålingene integreres, men er også følsom overfor kortvarige variasjoner i forsterkerresponsen.

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte for bestemmelse av amplitude- og faseresponsen for en mottager-forsterker i et loggeinstrument av induksjonstypen for brønn-logging. Fremgangsmåten inkluderer generering av en oscillerende strøm ved minst en frekvens og energisering av en senderspole anbragt i instrumentet med den oscillerende strøm. Et første testsignal genereres med et kjent fase- og amplitudeforhold med henblikk på den oscillerende strøm, og en annen frekvens enn en vilkårlig frekvens i den oscillerende strøm. Spenninger som blir indusert i en mottagerspole og som tilsvarer elektriske egenskaper for en grunnformasjon i nærheten av instrumentet, blir forsterket i mottagerens forsterker og detektert. En forutbestemt del av det første testsignal blir ført til mottagerforsterkeren og forårsaker derved at forsterkeren genererer en kombinert utgang som innbefatter det første testsignalet og et signal som skriver seg fra spenninger indusert i mottagerspolen av de elektromagnetiske felt i grunnformasjonen. Den oscillerende strøm blir også kombinert med det føste testsignalet for å danne et kombinert test/referanse-signal. Fremgangsmåten innbefatter spektralanalyse av det kombinerte test/referanse-signal; analyse av den kombinerte utgang fra mottager-forsterkeren og sammenligning av spektralanalysen av den kombinerte test/- referanse med spektralanalysen for den kombinerte utgang for å bestemme fase- og amplituderesponsen for mottagerforsterkeren.

Ved en foretrukken utførelse omfatter fremgangsmåten lineær skalering av responsn til forsterkeren ved testsignal-frekvensen for å utlede forsterkrens repons ved andre frekvenser i spenningen som induseres i mottagerspolen og som tilsvarer de elektriske egenskapene til grunnformasjonen.

En klarere forståelse av oppfinnelsen fås ved henvisning til nedenstående utførelseseksempler og de ledsagende teg-ninger , hvor: Figur 1 viser et induktivt arbeidende loggeinstrument anbragt i et brønnhull, og

figur 2 viser et blokkskjerna som angir funksjonene til systemet som dekkes av foreliggende oppfinnelse.

Figur 1 viser et induksjonsloggeinstrument 4, innbefattet systemet for foreliggende oppfinnelse, slik det typisk vil være utformet for bruk i et brønnhull 2 som gjennomtrenger en grunnformasjon 16. Instrumentet 4 blir generelt senket ned i brønnhullet 2 som gjennomtrenger en grunn-formas jon 16. Instrumentet 4 blir generelt senket ned i brønnhullet 2 ved en ende av en armert elektrisk kabel 6. Kabelen 6 kan omfatte minst en isolert, elektrisk leder (ikke vist separat) for tilførsel av elektrisk energi til instrumentet 4 og for kommunikasjonssignaler fra instrumentet 4 til jordoverflaten for observasjon og opptegning.

Det induksjonsloggende instrument 4 omfatter en sender-spole 8 som, som fagfolk vil forstå, kan omfatte flere spoler anbragt ved aksielt adskilte steder langs instrumentet 4 i et forutbestemt arrangement innrettet til å fokusere de induserte elektromagnetiske felt i et ønsket mønster inne i grunnformasjonen 16. Instrumentet 4 kan også innbefatte en mottagerspole 10 som, som fagfolk vil forstå, også kan omfatte flere spoler posisjonert ved aksielt adskilte steder i et foretrukket arrangement innrettet til å øke følsomheten for mottagerspolen 10 overfor elektromagnetiske felt ved en radiell avstand og i et aksielt mønster som er hensiktsmessig for systemoperatøren.

Senderspolen 8 og mottagerspolen 10 er elektrisk for-bundet med en signalgenerator/prosessor, vist generelt ved 12. Denne signalgenerator/prosessor 12 kan innbefatte en oscillator (ikke vist separat på figuren) som genererer oscillerende elektriske strømmer med en forutbestemt frekvens og bølgeform for energisering av senderspolen 8. Den oscillerende strøm som passerer gjennom senderspolen 8, induserer tilsvarende oscillerende felt og hvirvelstrømmer inne i grunnformasjonene 16, som fagfolk vil forså. Selve hvirvel-strømmene induserer spenninger i mottagerspolen 10 som måles og karakteriseres av kretser (ikke vist separat i fig. l) i signalgenerator/prosessor 12. Som fagfolk vil forstå vil amplituden og fasen til spenningene indusert i mottagerspolen 10 sett i forhold til amplituden og fasen for den oscillerende strøm som energiserer senderspolen 8, være indikative for den elektriske ledningsevne i grunnformasjonen. Signalgenerator/prosessoren 12 innbefatter de tidligere nevnte kretser (ikke vist i fig 1) for generering av signaler som representerer amplituden og fasen til de induserte spenninger. Som fagfolk vil forstå, kan signalene som representerer amplituden og fasen til spenningene indusert i mottagerspolen 10 ha form av analoge spenninger som er proporsjonale med størrelsen til fasen og amplituden. Alternativt kan signalene ha form av digitale ord som representerer størrelsen til fasen og amplituden samplet ved tidsadskilte intervaller. Signalene kan bli ført til en telemetrienhet 14 for overfør-ing til jordoverflaten for observasjon og opptegning.

Det vises nå til figur 2 idet systemet i henhold til foreliggende oppfinnelse vil bli forklart mer detaljert.

Figur 2 viser signalgenerator/prosessor som en enhet 12, i form av et funksjonelt blokkskjema. Den oscillerende strøm som energiserer senderspolen 8 kan fortrinnsvis være generert av en oscillatortype som er kjent som en diskret-frekvens signalgenerator 18. Ved den foreliggende utførelse av oppfinnelsen kan utgangen fra den diskrete-frekvens signalgenerator 18, omfatte et firkantsignal med en grunnfrekvens på omkring 10 kHz. Som fagfolk vil forstå, vil en firkantbølge typisk inneholde alle de ulike harmoniske (heltallige) frekvenser av grunnfrekvensen. I foreliggende oppfinnelse kan ulike harmoniske opp til den 15.-harmoniske (150 kHz) være innbefattet i firkantbølgen.

En spesiell utførelse av signalgeneratoren 18 kan omfatte en RAM-krets (ikke vist særskilt på fig), og en digital/analog omformer eller DAC-krets (ikke vist separat) koblet til RAM-kretsen. RAM-kretsen kan være programmert til å romme digitale ord som representerer størrelsen på den oscillerende strøm ved adskilte tidsintervaller. Ordene blir sekvensielt omformet til analoge spenninger i DAC-kretsen, og de analoge spenninger føres gjennom sender-spolen 8, fortrinnsvis gjennom en kraftforsterker (ikke vist separat). Det skal forstås at andre utførelser, slik som kombinasjoner av analoge signalgeneratorer av typer som er velkjent innenfor denne teknikken, like gjerne kan utføre funksjonen for signalgenerator 18 med diskrete frekvenser. Utførelsen av signalgeneratoren 18 som er beskrevet ovenfor er bare ment å tjene som et eksempel, og må ikke betraktes som en begrensning av oppfinnelsen.

Den oscillerende strøm som utgjør firkantsignalet ved utgangen fra signalgenerator 18 som forklart ovenfor, føres til sender-spole 8. Den oscillerende strøm som passerer gjennom sender-spolen 8 induserer tilsvarende oscillerende mag-netiske felter og hvirvelstrømmer inne i formasjonen (16 i fig. 1). Hvirvelstrømmene i seg selv induserer spenninger i mottagerspolen 10 relatert til ledningsevnen til grunnformasjonen 16.

Signalgeneratoren 18 med diskrete frekvenser, kan også generere et testsignal som i hovedsak er synkront med firkantsignalet. Uttrykket i alt vesentlig synkront, når det gjelder å beskrive forholdet mellom testsignalet og firkantsignalet, indikerer at en syklus av testsignalet begynner ved praktisk talt samme tidspunkt som en syklus av firkantbølgen, og at testsignalet typisk har en frekvens som er et heltallig multiplum av grunnfrekvensen til firkantbølgen. Testsignalet kan tilføres separat ved en annen utgangsklemme til den diskrete frekvenssignalgenerator 18. Ved foreliggende utfør-else kan testsignalene være en sinuskurve med frekvens 160 kHz.

I tillegg til at det føres til sender-spolen 8, kan firkantsignalet ved utgangen fra signalgeneratoren 18 også føres til den første blandekrets 24. Den første blandekrets 24 kombinerer firkantsignalet med testsignalet for å gi et kombinert test/referansesignal. Dette kombinerte test/refe-ransesignal føres til en første analog/digital omformer ADC 26. Den første ADC 26-krets genererer digitale sampler for det kombinerte test/referansesignal ved tidsadskilte intervaller, fortrinnsvis ved en hastighet minst fire ganger den maksimale frekvens (160 kHz i foreliggende oppfinnelse) som forekommer i det kombinerte test/referansesignal, som i foreliggende oppfinnelse kan være 640 kHz. Ytterligere pro-sessering av de digitale sampler for det kombinerte test/- referansesignal, vil bli forklart nærmere nedenfor.

Spenningene som induseres i mottager-spolen 10 av hvirvelstrømmene, føres gjennom en andre blandekrets 2 0 som vil bli forklart nærmere nedenfor, til en analog forsterker 28. Den analoge forsterker 2 8 utgjør en annen del av signalgenerator/prosessorkretsen 12. Den analoge forsterker 28 øker størrelsen på de induserte spenninger fra mottager-spole 10 til en størrelse som er kompatibel med inngangsområdet for en andre ADC-krets 30. Det tidligere omtalte 160 kHz testsignal med sinusform, blir i tillegg til at det føres til den første blandekrets 24 også ført til en dempekrets 22. Dempekretsen 22 reduserer størrelsen på testsignalet til et nivå som når det forsterkes i den analoge forsterker 28, vil være kompa-tibelt med inngangsområdet til den andre kretsen ADC 30. Utgangen fra dempningskrets 22 føres til den andre blandekrets 20 hvor den kombineres med utgangen fra mottager-spolen 10. Signalinngangen til forsterkeren 28 omfatter derfor testsignalet på 160 kHz, som har et kjent faseforhold til det firkantsignal i form av den oscillerende strøm som driver senderspole 8, og omfatter induserte spenninger fra mottager-spolen 10, som har en størrelse og en fase for hver ulik-harmonisk frekvens i firkantsignalet relatert til den elektriske ledningsevne for grunnformasjon 16. Signalinngangen til forsterkeren 28 refereres til som det totale signal.

Etter forsterkning av den analoge forsterker 28, blir det totale signal digitalisert av den andre kretsen ADC 30. Den andre kretsen ADC 30 genererer fortrinnsvis også digitale sampler ved hastigheten 640 kHz. Den første ADC-krets 26 og den andre ADC-krets 30 blir begge drevet av klokkepulser fra en systemklokke 44. Systemklokken 44 arbeider ved en hastighet som muliggjør generering av digitale signalsampler fra kretsene ADC 26,30 ved den foretrukne hastighet på 640 kHz. Systemklokken 44 frembringer også tidssignaler til signalgenerator 18 slik at testsignalet på 160 kHz og firkantsignalet som gir den oscillerende strøm kan genereres praktisk talt synkront med genereringen av de digitale signalsampler av ADC-kretsene 2 6,30. Generering av digitale signalsampler synkront med genereringen av testsignal og firkantsignal for den oscillerende strøm, muliggjør en form for digital signal-prosessering som er kjent som digital integrering, eller digital stakking. Digital stakking kan utføres av en første stakkekrets 32 koblet til den første ADC-krets 32 og også av en andre stakkekrets 34 koblet til den andre ADC-krets 30. Digital stakking utføres for å øke signal/støy-forholdet. Et system for digital stakking er f.eks. beskrevet i US-patent-søknad nr. 08/331.802 for samme søker.

Utgangen fra de digitale stakkekretser 32, 24 kan føres til telemetrienheten (14 i fig. 1) direkte, eller kan eventu-elt prosesseres i en digital signalprosessor (DSP - ikke vist separat) som omfatter en første 36 og en andre 38 diskret Fourier-transformator DFT. Dersom systemkonstruktøren ønsker, kan DSP-kretsen anbringes inne i instrumentet 4, og kan da fortrinnsvis utgjøre endel av signalgenerator/prosessoren 12. Et eksempel på en digital signalprosessor som kan gjennomføre de nødvendige første 3 6 og andre 3 8 DFT-funksjoner, er en enhet fremstilt av Texas Instruments, Inc., og selges under modellbetegnelsen TMS320C30.

Utgangen fra den første DFT 36 representerer fase- og amplitudespektrene for det kombinerte test/firkantbølge-referansesignal. En hvilken som helst variasjon i fase eller amplitude for test/referansesignalet kan observeres som en forandring i spektra kalkulert av den første DFT 36. På lignende måte kan utgangen fra den andre DFT 38, representere amplitude- og fasespektra for det totale signalet (som omfatter de induserte spenninger fra mottager-spolen 10 og testsignalet på 160 kHz sinus).

Utgangen fra den andre DFT-krets 38, er en indikasjon på en kombinasjon av virkningene fra grunnformasjonen 16 og en vilkårlig variasjon i responsen til den analoge forsterker 28. Virkningen fra en variasjon i responsen til forsterker 28 kan bestemmes ved å sammenligne fase og amplitude for testsignalkomponenten på 160 kHz fra den andre DFT 38-utgangen med fasen og amplituden til testsignalkomponenten 160 kHz som også foreligger i utgangen fra den første DFT 36. En slik sammenligning kan utføres i en databehandlingsmaskin (ikke vist) som befinner seg på jordoverflaten. Alternativt kan en slik databehandlingsmaskin (ikke vist) være anbragt inne i instrumentet 4 i fig. 1. Sammenligning av utgangene fra den første DFT-krets 36 og den andre DFT-krets 3 8 kan bestemme responsen fra forsterkeren 28 fordi testsignalkomponenten på 160 kHz i utgangen fra den første DFT-krets 36 bare er blitt påvirket av den første blandekrets, den første ADC-krets 2 6 og den første stakkekrets 32, som alle ikke i noen vesentlig grad påvirker fasen og amplituden til noen av signalene de betjener. Testsignalkomponenten på 160 kHz i utgangen fra den andre DFT-krets 38, har imidlertid passert gjennom dempningskrets 22, den andre blandekrets 20 og den analoge forsterker 28. Enhver forskjell i fase og amplitude for testsignal-komponentene ved 160 kHz som observeres i de to DFT-utganger, vil derfor tilsvare fase- og amplituderesponsen for den analoge forsterker 28 ved en frekvens på 160 kHz etter vil-kårlige virkninger som dempningskretsen 22 har forårsaket.

Fasen og amplituderesponsen til den analoge forsterker 28 ved de øvrige frekvenser som forekommer i det totale signalet, kan lett bestemmes dersom forsterkerresponsen med henblikk på frekvensen er kjent. En klasse analoge kretser som har en kjent respons med henblikk på frekvensen er Bessel-filtre. Som tidligere kjent har Bessel-filtre en faserespons som er lineær relatert til frekvensen. Faseresponsen for den analoge forsterker 28 som inkluderer et Bessel-filter, kan bestemmes ved frekvenser forskjellig fra 160 kHz ved lineær skalering av faseresponsen for forsterkeren 28 ved 160 kHz til den ønskede frekvens.

Dersom den analoge forsterker 28 har en mer kompleks respons i forhold til frekvensen, så kan andre testsignaler med sinusform ved ytterligere frekvenser meddeles til blande-kretsene 24,20. Ytterligere sinusbølger ved frekvenser 2 0,40 og 100 kHz kan f.eks. bli inkorporert i signalet på 160 kHz for å bestemme faseresponsen for den analoge forsterker 28 ved frekvensene 20, 40 og 100 kHz i tillegg til 160 kHz. En interpoleringsoperator kan genereres av databehandlingsmaskin 32, og denne kan kalkulere responsen for den analoge forsterker 28 ved alle disse frekvenser, og ved frekvenser som forekommer i det totale signal som en følge av firkantsignalet.

Som fagfolk vil forstå kan fase- og amplituderesponsen til den analoge forsterker 28 benyttes til å kalkulere en invers filteroperator som i hovedsak kan oppheve virkninger fra fase- og amplituderesponsen på forsterkeren 28. Denne inverse filteroperator kan utgjøre endel av programmeringen av databehandlingsmaskinen (ikke vist) som fagfolk vil forstå .

Systemet som er beskrevet ovenfor kan på kontinuerlig måte bestemme fase- og amplituderesponsen for den analoge forsterker 28 uten å koble bort signalinngangen fra mottager-spolen 10 for innføring av testsignalet i forsterkeren 28. En kontinuerlig bestemmelse av amplitude- og faserespons mens mottager-spolen 10 er operativ, muliggjør en mer nøyaktig bestemmelse av de elektriske egenskapene til grunnformasjonen 16.

Foreliggende utførelseseksempel er ikke ment å representere noen begrensning av foreliggende oppfinnelse som kan modifiseres og varieres på mange måter innenfor oppfinnelsens ramme.

Claims (9)

1. Fremgangsmåte for bestemmelse av amplitude- og faserespons for en mottager-forsterker i et loggeinstrument av induksjonstypen innrettet for brønnlogging, karakterisert ved at fremgangsmåten omfatter følgende trekk: generering av en oscillerende strøm med minst en frekvens , energisering av en sender-spole anbragt i loggeinstru-mentet med denne oscillerende strøm, generering av et første testsignal med kjent fase- og amplitudeforhold relatert til den oscillerende strøm, idet dette første testsignal har en annen frekvens enn frekvensen som foreligger i den oscillerende strøm, forsterkning og detektering i mottager-forsterkeren av spenninger indusert i en mottager-spole anbragt i instrumentet og koblet til forsterkeren, hvilke spenninger tilsvarer elektriske egenskaper for en grunnformasjon som befinner seg nær instrumentet, overføre en forutbestemt andel av det første testsignalet til mottager-forsterkeren, slik at forsterkeren av denne grunn genererer en kombinert utgang som omfatter det første testsignalet og et signal som skyldes de induserte spenninger, kombinering av den oscillerende strøm med det første testsignalet for å danne et kombinert test/referanse-signal, spektralanalysering av det kombinerte test/referanse-signal og den kombinerte utgang, og sammenligning av spektralanalysene for det kombinerte test/referansesignal med spektralanalyser for den kombinerte utgang for å bestemme responsen som mottagerforsterkeren oppviser ved frekvensen til testsignalet.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at det dessuten omfatter en bestemming av responsen til forsterkeren ved den ene frekvensen til den oscillerende strøm ved lineær skalering av responsen til forsterkeren ved frekvensen til testsignalet.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at trinnet med spektralanalysering omfatter en gjennomføring av en diskret Fourier-transformasj on.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at det første testsignalet omfatter et sinusformet signal med en frekvens på omkring 160 kHz.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at den oscillerende strøm omfatter et firkantsignal.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 5, karakterisert ved at firkantsignalet omfatter en grunnfrekvens på ca. 10 kHz og ulike-harmoniske av denne grunnfrekvens.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 6, karakterisert ved at den dessuten omfatter følgende trekk: generering av ytterligere testsignaler med en frekvens som avviker fra frekvensen til det første testsignal, hvilke ytterligere testsignaler hver har en frekvens som avviker fra frekvensen som forekommer i den oscillerende strøm, og bestemmelse av responsen som den nevnte forsterker har ved alle frekvenser som forekommer i den oscillerende strøm, ved å interpolere responsen til forsterkeren ved frekvensene til hvert av de nevnte testsignaler.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at detekteringen omfatter digitalisering og digital stakking.

9. Fremgangsmåte ifølge krav 1, karakterisert ved at trinnet med stakking omfatter generering av degitale signalsampler ved en hastighet som er et heltallig multiplum av en frekvens til det oscillerende signal og det første testsignal, hvilke digitale signalsampler blir generert slik at ett av samplene er i alt vesentlig sammenfallende i tid med igangsettelsen av en syklus til det første testsignal og den oscillerende strøm.