NO304332B1 - FremgangsmÕte til mengdemÕling av trekomponents medium og mÕleanordning for samme - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører en fremgangsmåte

og et instrument for å fastslå fraksjonene av komponentene i en trekomponents blanding, og særlig en fremgangsmåte og et instrument for å fastslå fraksjoner av gass, vann og olje i en gass/vann/olje blanding.

Oppfinnelsen er anvendbar på forskjellige typer tre-faseblandinger, men vil her bli beskrevet hovedsaklig med referanse til en trefaseblanding bestående av gass (g), vann (v) og olje (o). I samsvar med dette vil matematiske ligninger, som beskrevet heri, referere til en tre-fase-blanding bestående av gass, vann og olje og til de tre komponentene denne blandingen består av. De matematiske ligninger, som beskrevet heri, er for øvrig felles også for andre komponenter, dvs. i alminnelighet til tre komponenter angitt henholdsvis med henvisningsbokstavene g,v og o.

I råoljeproduksjon vil væsken ved brønnhodet

sjelden, eller aldri, involvere en en-faset, en-komponents rørstrøm. Vanligvis vil rørstrømmen bestå av råolje, gass (i fri form og/eller oppløst i olje) og muligens vann, med den sistnevnte komponent tilstede med vanligvis økende andel under vedvarende produksjon.

Målinger av fraksjonene i hydrokarbonproduksjon fra borehullene i et felt er en nødvendighet for å sikre reservoaradministrasjon og produksjonsallokering. Med slike data kan tømmingen av reservoaret avpasses etter et ønske om å optimalisere den totale produksjonen over feltets levetid. I tillegg er måling av den totale produksjons-mengde av olje og gass en betingelse for fiskale formål. Dette krever en særlig høy grad av målenøyaktighet.

Foreløpig har produksjon av råolje krevd separasjon av gass-, vann- og oljefasene innen det kan foretas tilstrekkelige målinger.

Nåtids offshore produksjonsplattformer, dvs. slike som anvendes i Nordsjøen, har et manifoldsystem som lar rørstrømmen fra et produksjonsborehull gå direkte enten til hovedseparatoren eller til en testseparator.

Derfor kan rørstrømmen fra et enkelt borehull til enhver tid, men vanligvis periodisert, bli styrt til en testseparator, hvori den blir separert til gass, vann og olje. Samtidig blir produksjonen fra alle de øvrige borehull samlet og fremstilt i hovedseparatorsystemet. Rørstrømningsfraksjonene av gass, vann og olje blir målt i de respektive en-faserørene fra testseparatoren. Alle tre rørstrømmene blir vanligvis målt ved bruk av måleblende, turbinmetre eller annet konvensjonelt utstyr. En vesentlig del av de gjenværende oljereservoarene offshore er antatt å være lokalisert til under vanndybder i overkant av 200 meter, i relativt små oljefelt og i vanskelige omgivelser. Dersom man intensifiserer et vilkårlig av disse vilkårene, og spesielt dersom to eller flere vilkår er tilstede samtidig, vil kostnaden av konvensjonelle offshore utvinningssystemer, hvor borings- og produksjonsfasiliteter er montert på overflateplattformer, øke raskt og vil fort bli ulønnsomme.

På grunn av ovennevnte er oppmerksomhet rettet mot undervannssystemer, hvori det er en gunstig teknikk å bore et antall borehull i nærheten av hverandre og å montere brønnhodekontrollutstyret på havbunnen.

I ethvert utkast til en ny produksjonsfasilitet må behovet for måling av rørstrømmene fra de individuelle borehullene, og av bulkutbyttet av feltet, vurderes grundig. Med tilkomst av nye alternative produksjonssyste-mer, tilsvarende de som er omtalt over, er det blitt klart at det er ønskelig med nye metoder for rørstrømnings-målinger for å øke både den tekniske og den økonomiske levedyktigheten i slike prosjekter.

Et spesielt problem med flerfaseregimer er variasjoner av strømningsbetingelsene i røret. Lagdelt rør-strømning, bølgende rørstrømning, boble rørstrømning, plugg rørstrømning, slugg rørstrømning, og annulær rørstrømning kan alle oppstå til forskjellig tid i et horisontalt rør. Ved vertikal rørstrømning unngår man imidlertid slik lagdeling.

Dykesteen et al, J. Phys. E; Sei Instrum., Vol, 18, 1985, s. 540-544 viser en metode for ikke-inntrengbare målinger av komponentene i en gass/vann/olje blanding. Fraksjonene av gass, vann og olje, som strømmer mellom to isolerte elektroder, er bestemt ved å måle både resistans og kapasitans over sensoren. En matematisk modell er brukt for å relatere disse målte verdier til tomfraksjonen og vannfraksjonen av rørstrømningen.

Det er ifølge oppfinnelsen frembragt et instrument for trekomponentsmålinger basert på impedansprinsippet. Den elektriske impedans er målt over to elektroder som har en gass/vann/oljeblanding strømmende mellom seg. Impedansen er avhengig av geometrien og konstruksjonen av sensoren, dielektrisitetsegenskapene hos de forskjellige komponenter, rørstrømningsregimet, tomfraksjonen a, vannfraksjonen P, og oljefraksjonen y av rørstrømningen. Forøvrig, dersom de første tre faktorer er konstante, vil den målte impedans være en direkte funksjon av komponentfraksjonene.

Ifølge oppfinnelsen er det frembragt en fremgangsmåte for å fastslå fraksjonene av komponentene i en tre-komponentblanding, spesielt fraksjonene av gass, vann og olje i en gass/vann/oljeblanding, hvor trekomponentblandingen bringes til å strømme gjennom en spalte mellom to ikke-inntrengende motsatte elektroder.

Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet ved at, under passering av trekomponentblandingen mellom de to ikke-inntrengende motsatte elektroder, måles permittiviteten til og det dielektriske tap i nevnte strømmende blanding ved hjelp av en impedanssensor, hvoretter de målte elektroniske signaler fra nevnte sensor omsettes til diskrete verdier for videre behandling i en datamaskin, hvori de inngår i følgende ligninger:

hvor a er fraksjonen av en første komponent, eb er permittiviteten til trekomponentblandingen, ss er permittitivi-teten av en tokomponentblanding av en andre og en tredje komponent, og er gitt ved: hvor pf er konsentrasjonen av den andre komponenten i nevnte tokomponentblanding, s3er permittiviteten til nevnte tredje komponent, og den virkelige fraksjon av den andre komponent i trekomponentblandingen er gitt ved: og hvor ab er det dielektriske tap i trekomponentblandingen, og gs, som er det dielektriske tap i den nevnte tokomponentblanding, er teoretisk gitt ved:

hvor a3er det dielektriske tap i trekomponentblandingens nevnte tredje komponent, og at fraksjonene av nevnte tre komponenter deretter beregnes gjennom en iterativ prosessering av nevte ligninger i nevnte datamaskin.

Det er følgelig mulig å bestemme, med tilstrekkelig nøyaktighet, fraksjoner av de tre komponenter i blan-dingsstrømmen, i løpet av relativt korte intervaller, når blandingen strømmer gjennom mellomrommet mellom elektrodene .

Videre ifølge oppfinnelsen, er det frembragt et instrument for å fastslå fraksjonene av komponentene i en tre-komponentblanding, spesielt fraksjonene av gass, vann og olje i en gass/vann/oljeblanding, hvor tre-komponent-blandingen bringes til å strømme gjennom en spalte mellom to ikke-inntrengende motsatte elektroder.

Instrumentet ifølge oppfinnelsen er kjennetegnet ved

a) en i og for seg kjent impedanssensor, som om-fatter de nevnte to elektroder for å måle permittiviteten

til og det dielektriske tap i nevnte trekomponentblanding,

b) et sensorhode med skjerm for å redusere eller eliminere innvirkningen av uønskede impedanser mellom

elektrodene, og fra elektrodene til sensorhodet,

c) impedanselektronikk bestående av en justert forsterker og en faselåst sløyfekrets som danner et målsøkende

resonanssystem for å vedlikeholde resonansfrekvensen, og

d) en datamaskin for å prosessere de elektroniske signaler og beregne fraksjonene av de nevnte tre komponenter i nevnte trekomponentblanding.

Oppfinnelsen, det vil si fremgangsmåten like mye som instrumentet ifølge oppfinnelsen, har følgende fordeler:

- elektrodene er ikke-inntrengbare -

- det kan måles totale strømninger gjennom røret, dvs. målingene er ikke basert på spesielle prøver -

- reell tid -

- ingen bevegelige deler -

- pålitelig med lite vedlikehold.

Ved å koble en gammatetthetsmåler til instrumentet er det gjort mulig å foreta en periodisk kalibrering av instrumentet.

Impedansmåleelektronikk.

To hovedformål ifølge oppfinnelsen er

1) å frembringe høy nøyaktighet i resistansmålinger og 2) å frembringe et raskt virkende målesystem, som kontinuerlig måler i en sensor med aksial lengde på ca 0.5 meter og med en blandings hastighet på ca 5 m/s.

I denne forbindelse utgjør ikke måling av kapasitansen noen komplikasjoner med hensyn til nøyaktigheten. Praktisk sett, når vanligvis blandinger av olje, vann og gass er produsert fra et råoljeborehull, vil den kapasitive reaktans av blandingen ha en tendens til å være ca. 40 til 4 00 ganger mindre enn motstanden i blandingen. For å unngå at den reaktive strøm fullstendig skal overgå resistansen, og dermed komplisere målinger av ekvivalent resistans i blandingen, er det valgt å gjøre bruk av et justerbart system. I samsvar med dette blir sensorkapasitansen justert med en velegnet induktans (L = lmH), og systemet blir automatisk tilegnet riktig frekvens ved bruk av en faselåst krets. Resonans-frekvensen sørger for en direkte måling av sensorkapasitans og vil derfor ikke kreve et separat målesystem.

Den dominante reaktive strøm vil dermed sirkulere mellom sensorkapasitansen og den justerte induktans. Den eneste strøm som skal frembringes i systemet er den resistive for å substituere tapet av effekt i blandingen og i den justerte spole, og totalt vil dette tap være i størrelsesorden 15#10~<6>W. Denne strømmen alene gir anledning til målinger med høy nøyaktighet.

Valget av operasjonsfrekvens for målsøkingsreso-nanssystemet er basert på en optimalisering mellom flere faktorer. For det første, jo høyere resonansfrekvens vi velger, jo høyere vil den resistive strømmen bli i relasjon til graden av støy i systemet. Følgelig vil dette redusere kravene til målsøkingsresonanssystemet, og dermed er det fra dette synspunkt å anbefale en så høy frekvens som mulig. For øvrig er en øvre grense for frekvens gitt av båndbredden av den valgte operasjonsforsterker i kombina-sjon med variasjonen av strøkapasitansen i sensoren. Valget av operasjonsfrekvensen er videre begrenset med tilgjen-gelige kjernematerialer på den justerte spole. En øvre frekvens på ca. 510 kHz er funnet å utgjøre en fornuftig fordeling mellom de forskjellige nevnte faktorer. Valget av den nedre grense er forøvrig mindre viktig, siden en lav frekvens følger av et høyt vanninnhold i sensoren og en tilsvarende lav tapsresistans.

På grunn av følsomheten overfor temperatur, bør impedanselektronikken bli termostatisk kontrollert. Konvensjonelt kan kretsen plasseres i en termisk isolert beholder og holdes på en konstant temperatur, for eksempel 4 7°C i en atmosfære av nitrogen.

Impedanssensoren

Det forhold at sensoren står i rørstrømningslinjen for produksjonen betyr at det kan tolereres et særlig lite trykktap over sensoren. Videre kan erosjon være meget høy i et stigerør, og i denne anledning bør sensoren følgelig være ikke-inntrengbar.

Ved å ta disse faktorer i betraktning er elektrodene i sensoren formet som avrundete elektrodeplater, som ligger i flukt med den indre overflate i et rør som danner sensorhodet, som heretter er angitt som en overflateplatesensor.

Isolering av elektroder fra blandingsstrømmen reduserer sensorens følsomhet. På grunn av dette, og slik som foretrukket, er elektrodeplatenes radielt indre overflate i direkte, det vil si uisolert, kontakt med blandingsstrøm-men .

I elektrodesensorens overflateplate penetrerer det elektriske feltet gjennom hele den målte seksjonen, og dette gjør sensoren følsom overfor strømningen i midten av røret like mye som overfor rørstrømningen ved rørveggen. Omhyggelig valg av elektrodeåpningsvinkel medfører at hver andel av det målte volum vil ha like stor effekt på den totale sensorimpedans.

For å oppnå homogenitet i det elektriske felt er elektrodene, som er periferielt anordnet langs overflaten av røret, som utgjør sensorhodet, innbyrdes separert med en åpningsvinkel på mellom 60 og 90°.

Følsomheten i en overflateplatesensor med nevnte åpningsvinkelen vil også være god.

Sensorhodet er ring- eller hylseformet, med et radielt ytre hus, som utgjør en skjerm, et par radielt indre elektroder og, i mellomrommet mellom disse, et elektrisk isolerende materiale.

En beskyttende plate er lokalisert mellom skjermen og minst en av elektrodene, og denne beskyttende plate er på samme spenningsnivå som den nevnte elektrode. Den beskyttende plate reduserer eller eliminerer impedans mellom elektrodene og skjermen.

Sensorens utvendige overflate vil stort sett være i elektrisk kontakt med resten av røret, og dette medfører at den ytre skjerme derfor, på fordelaktig måte, er på jordspenningsnivå.

I samsvar med dette vil sensorhodet skjerme eller beskytte overflateelektrodene mot elektrisk støy og andre uønskede effekter.

Mens sensorhuset vanligvis er laget av stål, kan elektrodene være laget av stål eller et annet materiale med ønsket ledningsevne, som for eksempel konduktivt keramisk materiale.

Avstanden mellom elektrodene og den beskyttende plate, og mellom den beskyttende plate og sensorhuset, må velges som et kompromis mellom å beholde en lav kapasitiv ladning på driverkretsen i forhold til en praktisk total størrelse på sensoren. Ettersom avstanden mellom de forskjellige elektroder øker, reduseres den kapasitive ladning, som må drives av den beskyttende platedriver. Samtidig vil diameteren og dermed vekten av sensoren øke. Den nødvendige avstand blir også påvirket av de dielektriske egenskaper i det isolerende materiale. Et materiale med lav permittivitet medfører at avstanden kan reduseres.

Andre kriterier for valg av isolerende materiale er at det bør ha et lavt dielektrisk tap og lav vannabsorbe-ring. Et slikt materiale, som tilfredsstiller alle disse krav, er polyuretan. For øvrig, i tilfeller hvor erosjon kan være et problem, for eksempel i et produksjonsrør, kan polyuretanet erstattes med et slitesterkt isolerende materiale, så som keramisk materiale. En keramisk isolator vil også forbedre sensorens termiske stabilitet, mens permittiviteten er høyere enn for polyurethan, og vil medføre at den totale størrelse og vekt vil øke.

Impedanselektronikken er brukt sammen med sensor-hodets overflateplateelektrode for å kunne måle de dielektriske egenskaper i blandingsstrømmen og for å sende dataene til en fremstillingsenhet.

Kun impedansmåling.

Impedansmålesystemet ifølge oppfinnelsen kan måle både gass- og vannfraksjonene ved å måle permittivitet og dielektrisk tap i trekomponent blandingen. Ut fra erfaringer vet man at dette system måler vannfraksjonen vanligvis med en feilmargin på mindre enn 3% av full skala, mens presisjonen ved måling av gassen i enkelte tilfeller er dårligere enn 10% av full skala. Grunnen til dette er gassfraksjonens følsomhet overfor feil i det målte dielektriske tap i blandingen. Andre kilder til feil, som man kan kompensere for, innbefatter temperatur og trykk i blandingsstrømmen.

Basert på. disse to måleresultater kan gassfraksjonen a og vannfraksjonen P beregnes (hvor oljefraksjonen y vil utgjøre det resterende) ved hjelp av de følgende ligninger (1) og (2) .

Permittiviteten i trekomponentblandingen kan bli relatert til komponentvolumfraksjoner ved følgende sammenheng: hvor a er gassfraksjonen og eb er permittiviteten til trekomponentblandingen. es er permittiviteten til en to-komponent-(dvs. olje/vann)-blanding i trekomponentblandingen, og er gitt ved:

hvor (3f er vannkonsentrasjon i to-komponent- (olje/vann) - blandinger. Denne formelen utgjør en mindre modifikasjon av Bruggemanns formel for to-komponentblandinger.

Den egentlige vannfraksjon P i trekomponentblandingen er gitt ved:

Det dielektriske tap i en trekomponentblanding kan bli sett i sammenheng .med komponentvolumfraksjoner med følgende sammenheng: hvor ctser det dielektriske tap i to-komponent-(olje/vann)-blandingen, ss er permittiviteten til to-komponent-(olje/vann)- blandingen, og Eb er permittiviteten til trekomponentblandingen. as er teoretisk gitt ved:

hvor es er som definert ovenfor.

Impedans- og tetthetsmålinqer

Tettheten i en trekomponents gass/vann/oljeblanding er gitt ved: hvor pm er tetthet i trekomponentblandingen, pg er tetthet i gass, pver tettheten i vann og pQ er tettheten i olje. Nevnte tetthet pm er målt ved hjelp av gammatetthetsmåleren. Dersom vi kjenner vannfraksjonen P kan vi regne ut gassfraksjonen a fra ligning 4:

Tilsvarende kan ligning 4 bli brukt til å regne seg frem til vannfraksjonen, dersom gassfraksjonen er kjent. Ut fra dette er det klart at en gammatetthetsmåler alene ikke kan brukes hverken til å måle gass- eller vannfraksjonene. For øvrig, for å forbedre nøyaktigheten av gassmålingene, kan impedanssystemet kombineres med en gammatetthetsmåler ved å bruke den målte vannfraksjon fra impedanssystemet i ligning 3. Dersom tetthet i de tre komponenter er kjent med tilfredsstillende nøyaktighet vil nøyaktigheten av a fra ligning 3 være like god som nøyaktigheten av p fra impedanssystemet. Ved å oppnå en god verdi for a kan denne settes inn i trekomponents tetthetsformelverket og det kan kalkuleres en ny verdi for P som faktisk er mere nøyaktig enn den originale p fra impedanssystemet. Denne nye P kan deretter bli satt inn i ligning 3, og dette vil igjen gi en a med en enda høyere nøyaktighet. Denne fremgangsmåten kan bli gjentatt et ønsket antall ganger.

Utgangssignalet fra gammatetthetsmåleren må inte-greres over flere sekunder for å gi et nøyaktig resultat. I noen strømningsregimer kan fraksjoner av gass og vann forandre seg raskt, og på grunn av at sammenhengen mellom disse fraksjoner og gjennomsnittlig permittivitet og gjennomsnittlig tetthet ikke er lineær, og ved at gjennomsnittlige verdier for de to målingene er funnet uavhengige av hverandre før fraksjonene er kalkulert, kan dette medføre feil. I denne implementasjonen (aktiv referanse) er fraksjonene kalkulert fra impedansmålinger, og de gjennomsnittlige verdier er sammenlignet med fraksjonene som er kalkulert i den ovenfor beskrevne fremgangsmåte. Uoverensstemmelser er brukt til å kalibrere impedansmålekretsen, og dermed forbedre den (momentane) nøyaktighet av impedanssensoren.

Oppfinnelsen er illustrert på ikke-begrensende måte under henvisning til de medfølgende tegninger, hvori: Fig. 1 viser en skjematisk representasjon av et system, hvor det anvendes impedanssensoren for å bestemme gassfraksjonen a og vannfraksjonen P, og hvor oljefraksjonen7kalkuleres som forskjellen. Fig. 2 viser en skjematisk representasjon av et system i samsvar med fig. 1 med en gammatetthetsmåler brukt som en aktiv referanse.

Fig. 3 viser et tverrsnitt av en sensor.

Fig. 4 viser et kretsdiagram av en ekvivalent krets

i et sensorhode.

Fig. 5 viser et kretsdiagram med jordkrets.

Fig. 6 viser et kretsdiagram med en igangsatt sensorkrets. Fig. 7 viser et kretsdiagram med en igangsatt ekvivalent sensorkrets. Fig. 8 viser et kretsdiagram av en forenklet ekvivalent krets.

Fig. 9 viser et blokkdiagram av figur 5.

Fig. 10 viser et modifisert blokkdiagram.

Fig. 11 viser en justert igangsatt sensor.

Fig. 12 er en ekvivalent krets av operasjonsforsterkeren . Fig. 13 viser en graf av resonansfrekvensen i forhold til bulkkapasitans. Fig. 14 viser en graf av bulktapt konduktans i forhold til økning og bulkkapasitans. Fig. 15 viser et blokkdiagram av en målsøkende resonanskrets. Fig. 16 viser et tverrsnitt av en sensor med en alternativ fyllemåte i forhold til den som er vist i fig. 3.

Under henvisning til fig. 1 strømmer en trekomponents blanding av gass, vann og olje gjennom en rørledning 1, hvori det er innkorporert en impedanssensor 2, som måler permittivitet til og dielektrisk tap i blandingen. En sender 3 gir signaler fra sensoren 2 til en datafremstil-lingsenhet (datamaskin) 4, som innenholder en skjerm, som viser de relative delene av trekomponentblandingen.

Under henvisning til fig. 2 er en gammatetthetsmåler 5 knyttet til systemet i fig. 1 for periodisk kalibrering.

Utgangssignalet fra gammatetthetsmåleren må inte-greres over flere sekunder for å gi et nøyaktig resultat. I noen strømningsregimer kan fraksjoner av gass og vann forandre seg raskt, og på grunn av at sammenhengen mellom disse fraksjoner og gjennomsnittlig permittivitet og gjennomsnittlig tetthet ikke er lineær, og at gjennomsnittlige verdier for de to målinger er funnet uavhengig av hverandre, innen fraksjonene er kalkulert, kan dette medføre feil. I denne implementasjonen (aktiv referanse) er fraksjonene kalkulert fra impedansmålinger i en første datamaskinenhet 4, og de gjennomsnittlige verdier sammen lignet med fraksjonene kalkulert i den ovenfor beskrevne fremgangsmåte er kalkulert av en andre datamaskinenhet 6. Uoverensstemmelser funnet av sammenligneren 7 er brukt til å kalibrere impedansmålekretsen, og dermed til å forbedre (momentan) nøyaktighet i impedansen.

Under henvisning til fig. 3 består sensoren av to elektroder 11 og 12, som er koplet til terminaler henholdsvis 13 og 14 og som har en elektrodeåpning på 60°.

En beskyttende plate 15 ligger konsentrisk med den ytre skjerm og har en utbredelse på ca. 180° av omkretsen og asymmetrisk til den tilknyttede elektrode A. Den nevnte beskyttende plate 15 er drevet ved samme potensiale som det den tilknyttede elektrode A. Formålet med denne beskyttende plate er å redusere strøkapasitansene fra elektroden A til jord, det vil si til sensorhuset, til et minimum.

De viktigste deler i sensoren er sensorelektroden 11 og den aktive elektrode 12. I prinsippet kunne disse elektroder vært isolert fra strømningen i et sentralt hull 18, men et isolerende lag vil redusere sensitiviteten til forandring i blandingsstrømmens dielektrisitetsegenskaper. Dette er spesielt viktig når dielektrisk tap er målt, og det er derfor valgt uisolerte elektroder.

Elektrodene 11 og 12 dekker hver for seg 120° av omkretsen og utelater en åpning som utgjør en vinkel på 60° mellom elektrodene på hver side. Denne åpningsvinkel er i det viste utførelseseksempel valgt som et kompromiss mellom høy sensitivitet hos og homogenitet i sensorens elektriske felter.

Datamaskinsimuleringer har foreslått at et optimalt valg av vinkelen mellom elektrodene er fra 60° til 90°. Elektrodeparet 11,12 må bli skjermet fra eksterne elektriske felter og andre former for elektrisk støy, og har derfor blitt innstallert i en metallbeholder som også tjener som sensorhus 16. Sensorhuset er også komplettert med flenser for å tillate at sensoren blir montert direkte i blandingsstrømmen. Sensorhuset er montert konsentrisk rundt elektrodene og er separert fra elektrodene med et elektrisk isolerende materiale.

Separasjonen mellom elektrodene 11,12 og den beskyttende plate 15, og mellom den beskyttende plate 15 og sensorhuset 16 er valgt som et kompromiss mellom å beholde en lav kapasitiv ladning på driverkretsen i forhold til en praktisk total størrelse på sensoren.

Elektrodene er ifølge det viste utførelseseksempel fremstillet av rustfritt stål, men alternativt kan elektrodene fremstilles av et annet materiale med tilstrekkelig elektrisk ledningsevne og motstandsevne mot erosjon, slik som elektrisk ledende keramisk materiale. Skjermen og den beskyttende plate kan fremstilles av stål.

Avstanden mellom elektrodene og skjermen er fylt med isolasjon 17, som er fremstillet av polyurethan og som er anordnet utenom det sentrale hull 18 for blandingsstrømmen.

Polyurethanisolasjonen har relativt lavt tap, lav permittivitet og lav vannopptagelighet. For øvrig er det ikke motstandsdyktig overfor erosjon. I tilfeller hvor dette kan være et problem, for eksempel i et produksjons-rør, kan polyuretanisolasjonen bli erstattet med et slitesterkt isolerende materiale, så som keramisk materiale.

Under henvisning til fig. 4 er det vist en ekvivalent krets for sensorhodet. Det består av bulkkapasitansen Cb, som er parallellkoplet med bulktapkonduktivitet Gb, som er koplet mellom nodene A og B.

På grunn av strøkapasitanser er nodene A og B koplet til en felles node G med henholdsvis CA og CB. Hver node A, B og G også har strøkapasitanser til jord, det vil si C'A, C'B og C'G- Hver kapasitans er generelt parallellkoplet med en konduktans. Disse konduktansene utelates når de fører en vesentlig mindre strøm i forhold til det den tilhørende kapasitor gjør.

Verdien av hver komponent er målt ved 23°C med tomt sensorhode. Når en komponent måles er alle de øvrige blitt skjermet med målebroen. De målte resultater er som følger:

Målte kapasitanser.

Den små verdien av C'A i forhold til C'B er på grunn av en indre koaksial semisirkulær skjerm, som skjermer elektrode A i sensorhodet.

På grunn av at noe av de elektriske strøfeltene også trenger gjennom bulken vil strøkapasitansene være avhengig av bulkblandingen. Ved å ta C'B som et eksempel på denne avhengigheten, ville dette bli gitt som:

C'B = (21.3 ± 2) pF.

Dersom strøkapasitansene hadde en fast verdi ville impedansen målt mellom nodene A og B kun være avhengig av bulkimpedans Gb og Cb. Men siden dette ikke er tilfellet må effekten av strøkapasitanser bli dempet til et akseptabelt nivå.

Refereranse til fig. 5 og 6:

Der er to måter hvormed effekten av strøkapasitanser (eller hvilken som helst annen impedans) kan bli eliminert.

Metode 1: Ved å sikre at drivende spenningspotensia-le ikke forblir over impedansen. Denne leder da ikke strøm og kan tilsvarende bli fjernet fra kretsen.

Metode 2: Ved å kople impedansen over en kilde-generator med null utgangsimpedans. Spenningen over impedansen vil dermed bli bestemt av kildegeneratoren og ikke av impedansverdien eller dens fluktueringer•.

Siden det er umulig å garantere null driftspennings-potensiale eller null utgangsimpedans, vil disse metoder kun redusere effekten av strøkapasitanser.

Metodene til å implementere disse metoder er vist i kretsene i fig. 5 - 6. I disse kretser kan - eller kan ikke

- kapasitansene CA, CB og inputkapasitansen Cipå operasjonsforsterkeren inkludere kapasitansene C'A og C'B, noe som er avhengig av kretsen som omtales. Åpensløyfegevinst i operasjonsforsterkeren er gitt ved:

hvor s = a+jw utgjør Laplace-variabelen.

De to kretser, som er vist i fig. 5 og 6, er basert på konseptet at strømmen som går gjennom konduktansen G0er den samme som den som går gjennom den parallelle koplingen av Gb og Cb, dvs. gjennom sensoren.

Dersom det er en kondukterende vei fra sensorbulk-volumet til jord, det vil si den forlengede rørledning som går fra begge sidene av sensoren, og dersom denne veien har en konduktans, som ikke er neglisjerbar i forhold til G0, vil ikke disse to strømmer være lik lengre. Ekvivalent-kretsen vil da ha et feilaktig utgangssignal.

Konduktive veier vil alltid eksistere, som et resultat av aksiale strøkapasitanser, det vil si kapasitanser fra node A eller B til den forlengede rørledning. Verdien av disse kapasitanser vil variere med bulkblandingen. Kalkuleringer indikerer variasjoner mindre enn ± 0.7 pF. I tillegg vil heller høye konduktive veier oppstå når vannprosenten av bulken overstiger~70 %.

Bulkimpedanskomponentene Gb og Cb kan bli bestemt ved bredbånd eller justerte kretser.

En bredbåndkrets medfører for øvrig høye krav til fasemålinger.

For å unngå et system, som bygger på fasemålinger, ble det bestemt å undersøke mulighetene til å benytte en justert krets. Ved å bruke denne metoden ville man, i stedet for å måle fase, måle resonansfrekvensen, som kan bli målt med en meget høyere grad av nøyaktighet.

Ved å justere sensoren ved en parallellkoplet spole, og ved å drive systemet ved resonans, vil strømmen som blir tilført sensoren kun være det som kreves av sensoren og parallellkoplingstapene. Dette gjør sensortapmålingene vesentlig mere nøyaktige, selv når de inkluderer spoletapene, i forhold til det tilfelle hvor det brukes bredbåndkretsen, hvor tapsstrømmen overskygges av en mye større reaktiv strøm, som leveres til bulkkapasitansen.

Begge de to kretser, som er vist i fig. 5 o~g 6, kan justeres. Sensordriverkretsen i fig. 6 er valgt, idet denne gir både topppunkt og gevinst ved resonans.

Resonansen er:

hvor CT er totalkapasitansen mellom sensorelektrodene inkludert parallellkoplinger forårsaket av kretsen, spolen eller kapasitans for å stabilisere forsterkeren. Utgangsspenningen med en idell forsterker er:

hvor GT er den totale konduktans mellom sensorelektrodene inkludert det man oppnår fra den justerte spole.

Den totale kapitans fastsettes til

mens den totale konduktans fastsettes til hvor b indikerer bulkkomponentene og S og L angir shunt og spolekomponenter. Dette gir følgende ligninger som bulkkomponentene kan bli kalkulerte fra:

Som det går frem herav er Cb bestemt kun av co, og Gb kun av UB, når de andre kretskomponenter er kjent. I den virkelige krets er ikke sammenhengene like enkle som ovenfor beskrevet.

En forandring i Gb ville flytte resonanstoppunktet oppad eller nedad i amplitude, dvs. vertikal forflytning. En forandring i Cb ville flytte resonanstopppunktet oppad eller nedad i frekvens, dvs. horisontal forflytning. På grunn av den tilnærmede hyperbole sammenheng mellom Cb og Rbvil resonanstoppunktet ha en lav amplitude ved lav frekvens og høy amplitude ved høyere frekvenser.

Referanse til fig. 7- 10.

Fig. 7 viser ekvivalent justert krets for sensor-driveren uten beskyttende plate, som vist i fig. 5.

Operasjonsforsterkeren har en utgangsmotstand RGog en åpensløyfegevinst, som er gitt ved ligning 8, hvor AG er den viktige dc-gevinst, og utgjør tidskonstanten. Gevinstkryss-overfrekvensen er:

coc<=>A0/x

Sensoren og andre komponenter som er parallellkoblet til samme er representert ved CA, CB, CT og L, hvor CT og GT er definert i ligning 9 og 10.

Operasjonsforsterkerens utgangsmotstand RGkan shuntes, noe som også gjør det mulig å utelate kapasitansen

CB •

Den forenklede ekvivalente krets er følgelig, slik som vist i fig. 8.

Ut fra fig. 8 kan det tegnes blokkdiagrammet, som vist i fig. 9.

Dette kan modifiseres for å oppnå den vanlige tilbakekoplingssløyfe, som er vist i fig. 10.

Ved å sette inn operasjonsforsterkerens åpensløyfe-gevinst fra ligning 6 vil den ovenfor nevnte gevinst ifølge fig. 10 bli: mens tilbakekoplingsgevinsten blir:

Overføringsfunksjonen er dermed: hvor, dersom man antar at A0 >> 1, koeffisientene er:

Videre forenklinger kan utføres i forbindelse med koeffisientene ved å gå ut fra at følgende størrelses-sammenhenger holder:

Dersom dette er tilfellet kan overføringsfunksjonen bli skrevet på følgende måte:

Ved å betrakte koeffisientene til nevneren i ligning 19 kan det vises at frekvensen til resonans fremdeles er gitt ved ligning 7 så lenge som:

dvs. at bulkkapasitansen kan bli kalkulert når frekvensen er målt og den permanente parallellkoplete kapasitans Cs er kj ent.

Derfor har Laplace-variabelen ved resonanstoppunktet følgende verdi:

Når denne er satt inn i ligning 19 blir overførings-funksjonen redusert til:

Ved å løse denne ligningen for den totale konduktansen GT og sette inn resultatet fra ligning 10, oppnår man følgende bulkkonduktans:

Ved å sammenligne ligning 23 med ligning 12 viser både effekten av operasjonsforsterkeren, ved gevinst kryssoverfrekvensen co, og den kapasitive ladning CA på den summerende node, det vil si den inverterte input.

For å kalkulere bulkkonduktansen Gb må vi måle den resipropale gevinst, det vil si U0/UB, som ikke utgjør noe stort problem. Videre må spoletapene ved den bestemte frekvens være kjent.

Disse tap kan bli tatt fra en oppslagstabell, målt ved resonans med et spesielt målesystem, som innbefatter den nevnte spole og en høykvalitets "luftkapasitor".

Sist, men ikke minst, trenger vi å vite verdien av strøkapasitansen CA. Som nevnt ovenfor har denne kapasitans ikke en bestemt verdi på grunn av det faktum at strøkapa-sitansfeltet trenger gjennom bulken.

Så lenge som de tre komponenter i bulken er gjennom-ført blandet, kan CA gis som en funksjon av bulkkapasitansen Cb eller som en funksjon av resonansfrekvensen.

Den egentlige sammenheng mellom CA og Cb må finnes gjennom målinger av disse kapasitansene med forskjellige gjennomført.blandede innhold i sensoren.

Parallellkopling av sensoren.

Den konduktive parallellkopling.

For å unngå metning ved lave sensortap må man redusere gevinstvariasjoner i kretsen ettersom bulktap-konduktansen varierer. Dette er gjort ved å parallellkople en konduktans med sensoren. Denne konduktans bør ikke være for stor, da den kan ha en tendens til å overskygge bulkkonduktansen .

Den kapasitive parallellkopling.

Dersom man overser den parallelle sensorjustering, utført med kapasitansen CT og spolen L, vil det fremdeles finnes en justert sløyfe i elektronikken. Denne andre sløyfe består av operasjonsforsterkeren, det totale sensortap GT og den kapasitive ladning CA ved summerings-noden.

Resonansf rekvensen con i denne sløyfen er gitt ved: hvor

For å kunne oppnå en en-til-en korrespondanse mellom sensortapene og det justerte kretsutgangsspenningsnivå, må man forvisse seg om at:

Den andre sløyfe bestemmer den øvre frekvensgrense

for sensorjusteringen.

Dersom sensor justeringen cop er for nær den andre justeringen con vil variasjoner i toppunktet ved con influere på spenningen målt ved cop, dvs. utgangsspenningen.

Denne innflytelse kan reduseres ved å holde de to

frekvenser tilstrekkelig langt fra hverandre.

Dette kan kun oppnås uten bivirkninger ved å øke con, som kan bli gjort ved å - redusere den kapasitive ladning på summenoden, dvs. CA, og

- øke gevinst kryssoverfrekvensen cocfra forsterkeren.

Den vanlige måte for å oppnå dette er ved å benytte en kapasitans parallellkoplet med tilbakekoplingen, dvs. sensoren.

For å ha en relativ attenuasjon i nærheten av 1/2 (intet toppunkt) bør den netto parallellkoplede kapasitans ha følgende verdi:

I vårt tilfelle vil den netto parallellkoplede kapasitans ikke ha en bestemt verdi med frekvens, på grunn av den nøytraliserende effekt av den parallellkoplede induktans. Den totale parallellkopling er:

(Op

Den økte kapasitive parallellkopling har også effekten av å redusere cop, noe som i følge ligning 26 er fordelaktig. Hva som er tjent ved å redusere cop "kompenserer for øvrig ikke for tapet i sensitivitet og økt kalibre-ringsusikkerhet, som følge av den reduserte verdien til Gx. Estimering av oppnåelig nøyaktighet.

Anta et system med total sensorkapasitans på 130 pF og en resonansfrekvens ved 440 kHz. Når denne frekvensen er målt med en oppdeling på ± 50 Hz vil kapasitansfeilen være:

Dersom Cb utgjør 10% av den totale parallellkoplede kapasitans CT blir nøyaktigheten som følger:

Når det videre fastsettes en inputkonduktans på 10 mS, en 50 pF ladning på den summerende node, og en gevinst-kryssoverfrekvens på 100 MHz, vil man med en gevinst på 20 og 0.2 % spenningmålingsnøyaktighet sammen med 1 nS unøyaktighet i spoletapene og en ± 0.2 pF unøyaktighet i verdien av CA, få følgende bulkkonduktansfeil:

Med en bulkkonduktans på 100 nS (10 M ) vil nøyaktigheten være:

Konklusjon angående justert krets.

Nøyaktigheten av den kalkulerte bulkkonduktans Gxavhenger mye av presis viten om strøkapasitansen CA. Denne kapasitans varierer ± 10 % rundt en konstant verdi, og kan bli angitt ved resonansfrekvensen når bulken er gjennom-gående blandet. Spenninger må måles med 0.2 % nøyaktighet eller bedre, noe som krever langtids stabilitetsdemodu-latorer, og nøyaktige kalibreringer av spenningsmåle-systemet.

Frekvensmålingene er minst kritiske, da en oppløs-ning på ± 50 Hz er tilfredsstillende. Dette kan bli oppnådd ved å måle den totale periode av 100 sykluser med en 50 MHz oscillator som tidsbase, når resonansfrekvensen er rundt 500 kHz.

Kretsen må magnetiseres med den korrekte frekvens p når frekvens- og spenningsmålinger blir foretatt. Dette kan bli utført enten med "frekvens sweep"-målinger eller ved å kople den justerte forsterkeren som en oscillator. I det sistnevnte tilfelle vil systemet være selvsøkende. Referanse til fig. 11 til 15.

Den justerte forsterker består av en operasjonsforsterker, en spole, en inputmotstand og en parallellkoplet kapasitans.

Parallellkoplingen av R4og C5er innsatt for å forme frekvensresponsen over 10 MHz.

Operasjonsforsterkeren er av typen DATEL-INTERSIL, AM-500MC ultrafast, kun inverterende. Dens ekvivalente krets er vist i fig. 12.

Den komplette transferfunksjon for forsterkeren ifølge fig. 12 er gitt ved:

Det er vist at det er tilstrekkelig å bruke kun den lave frekvenstidskonstantenx = 1.59*10~<3>i ligning 32 når det er foretatt kalkuleringer i kretsen. Med forsterkeren montert på kretskortet, er gevinstkryssoverfrekvensen redusert til 7 6.7 MHz. Den lave frekvenstidskonstanten må derfor bli øket til t = 2.077*10~<3>sek.

Målinger har vist at når forsterkertemperaturen øker har dens lavfrekvente tidskonstant x øket ytterligere, dvs. fasemarginen til den justerte forsterker er redusert og systemet blir mer oscillerende.

Spolen.

Spolen består av 120 viklinger av flertrådig leder som er viklet på en 3-kammers spoleformer innlagt i en pottekjerne. Lederen har 15 tråder, hver med en diameter på 0.05 mm. Pottekjernen er en Philips P18/11 med kjerne-materiale 3D3. Dens effektive permeabilitet er ue= 33. Spolen er konstruert for å ha en induktans på L = 1 mH ved en frekvens på 1 MHz, og dens kvalitetsfaktor Q skulle derved være bedre enn 250. Den resulterende Q-faktor ble målt til 390, det vil si at spolens tapskonduktans var 400 nS ved konstruksjonsfrekvens.

Spolens parallelle selvkapasitans ble kalkulert til 2.44 pF, basert på selvresonansen, som ble målt til 3.22117 MHz.

Spolen var kunstig eldet ved bruk av temperatur-syklering. Gjentatte målinger har vist at spolen trenger å bli kontinuerlig energisert i minimum 18 timer før dens tap har stabilisert seg til en størrelse innen + 1 nS. Spolen må bli temperaturstabilisert til et størrelsesområde innenfor et par grader, og den burde også foreligge i en tørr nitrogenatmosfære for å ekskludere tap som skylles fuktighet. Etter å være stabilisert kan spoletapkonduktans bli angitt som en ikke-lineær funksjon av frekvens.

Inputkonduktans Gp

Inputkonduktansen Gc har verdien 12.223 S. Der er ingen merkbare forandringer i denne verdien når frekvensen varieres mellom 400 kHz og 600 kHz.

Konduktansen er parallellkoplet av dens egen strø-kapasitans og selvkapasitansen i kretsens utformning. Disse adderes til en kapasitans på 0.17 pF som er frekvensuavhen-gig. Parallellkoplingseffekten av denne kapasitans kan bli neglisjert for frekvenser under 1/10 av halveffekts bånd-bredde av det dannede lavpassfilteret, dvs. frekvenser under 1.2 Mhz.

Parallellkoplet kapasitans Cs.

Den parallellkoblede kapasitans Cs består av spolens selvkapasitans (0.22 pF) og de adderte faste og variable kapasitansene. Spolens totale kapasitans Cs, når den er justert, er målt til 135.54 pF. Den maksimale frekvens med L = 1 mH er derfor 432.3 kHz.

Kapasitiv inputmotstand CA.

Den kapasitive motstanden på den inverterende input består av følgende deler:

Den totale sum er 50.05 + 2 pF, da den er avhengig av aksial strøkapasitansene og den ikke-fastsatte verdi av CB som er gitt av ligning 5.

Bulk kapasitans i forhold til resonansfrekvens.

Hver resonansfrekvens er bestemt ved "frekvens sweep" målinger ved å bruke forskjellige verdier av faste kapasitorer som erstatning for bulk kapasitansen.

Resonansfrekvensen settes der forsterkergevinsten har et topppunkt. Instrumentet brukt for dette formål er en nettverk- analysator av type 3577A laget av Hewlett Packard. Dette instrumentet har en lokaliseringskapabilitet for nevnte topppunkt.

Resonansefrekvens i forhold til bulkkapasitans Cb er som vist i fig. 14 når Cs = 120.33 pF.

Målinger har blitt utført for å verifisere" at resonansfrekvensen er uavhengig av bulkkonduktansen.

Fastsatte motstander ble brukt som erstatning for bulkkonduktansen, med forskjellige verdier for Cb. Disse målinger bekreftet uavhengigheten av cop og GL.

Som en god tilnærming til sammenhengen mellom resonansfrekvensen (i kHz) og bulkkapasitansen (i pF) kan man bruke følgende ligning (også med Cs = 120.33 pF) :

Den maksimale hastighet av forandring i bulkkapasitansen er bestemt ved responsen i resonansfrekvensen når det er initiert en rask forandring i bulkkapasitansen, dvs. dens erstatning Cb. Responsen i resonansfrekvensen ble oppnådd ved bruk av en FM-demodulator.

Følgende resultater ble oppnådd:

Når bulkkapasitansen har en lav verdi, for eksempel når tomfraksjonen er signifikant, er den forventede kapasitansforandring også liten.

Den komplette målekrets er vist i fig. 15.

Når den justerte forsterker drives ved dens resonansfrekvens er den kun en inverteringsforsterker som produserer et fase skift på 180° fra input til utgang. For å fastlåse forsterkeren ved resonans er den tilkoblet en faselåstsløyfe. Den faselåste sløyfe består av en fase-sammenligner, et sløyfefilter (aktivt lavpass filter) og en spenningskontrollert oscillator (Engelsk: voltage-controlled oscillator, VCO).

"Fasesammenligneren" detekterer alle forandringer i frekvens eller fase mellom forsterkerens input og utgang. En faseforskyvning forskjellig fra 180° vil medføre en ubalanse mellom signalene Ui og U3og vil tvinge "sløyfe-filteret" til å forandre VCO-kontrollspenningen inntil frekvensen av VCO'en er nøyaktig tilsvarende forsterkerens resonansfrekvens, dvs. sløyfen er fastlåst. Når sløyfen er ulåst, tar en "låsindikator" kontroll over VCO'en og "sweeper" frekvensen dens inntil den er tilsvarende forsterkerens resonansfrekvens og sløyfen returnerer til låst tilstand.

VCO utgangssignalet utgjør en triangulær bølgeform med konstant amplitude. Frekvensområdet er satt med høy og lav grense, ifølge det egentlige arbeidsområdet for sensoren.

For å kalkulere gevinsten av forsterkeren (U/UG) er et presisjonsvoltmeter brukt sammen med to fullbølge-likerettere. På grunn av at inputsignalet UQer litet er en bufferforsterker med fastsatt gevinst på 26 dB brukt for likeretting.

Forsterkerens utgangsfrekvens er tappet etter null deteksjon i fasesammenligneren for å unngå overbelastning av forsterkerutgangen.

Claims (14)

1. Fremgangsmåte for å fastslå fraksjonene av komponentene i en trekomponentblanding, spesielt fraksjonene av gass, vann og olje i en gass/vann/oljeblanding, hvor trekomponentblandingen bringes til å strømme gjennom en spalte (18) mellom to ikke-inntrengende motsatte elektroder (11, 12) ,karakterisert ved at under passering av trekomponentblandingen mellom de to ikke-inntrengende motsatte elektroder (11, 12), måles permittiviteten (eb) til og det dielektriske tap (crb) i nevnte strømmende blanding ved hjelp av en impedanssensor (2) , hvoretter de målte elektroniske signaler fra nevnte sensor (2) omsettes til diskrete verdier for videre behandling i en datamaskin (4), hvori de inngår i følgende ligninger:

hvor a er fraksjonen av en første komponent, sb er permittiviteten til trekomponentblandingen, es er permittiviteten til en tokomponentblanding av en andre og en tredje komponent, og er gitt ved:

hvor pf er konsentrasjonen av den andre komponenten i nevnte tokomponentblanding, e3er permittiviteten til nevnte tredje komponent, og den virkelige fraksjon av den andre komponent i trekomponentblandingen er gitt ved:

hvor ab er det dielektriske tap i trekomponentblandingen, og as, som er det dielektriske tap i den nevnte tokomponentblanding, er teoretisk gitt ved:

hvorCT3er det dielektriske tap i trekomponentblandingens nevnte tredje komponent, og at fraksjonene av nevnte tre komponenter deretter beregnes gjennom en iterativ prosessering av nevnte ligninger i nevnte datamaskin (4).

2. Instrument for å fastslå fraksjonene av komponentene i en trekomponentblanding, spesielt fraksjonene av gass, vann og olje i en gass/vann/oljeblanding, hvor trekomponentblandingen bringes til å strømme gjennom en spalte (18) mellom to ikke-inntrengende motsatte elektroder (11, 12),karakterisert veda) en i og for seg kjent impedanssensor (2) som om-fatter de nevnte to elektroder (11, 12) for å måle permittiviteten til og det dielektriske tap i nevnte tre-komponentblanding, b) et sensorhode med skjerm for å redusere eller eliminere innvirkningen av uønskete impedanser mellom elektrodene (11, 12), og fra elektrodene (11, 12) til sensorhodet, c) impedanselektronikk bestående av en justert forsterker og en faselåst sløyfekrets som danner et målsøkende resonanssystem for å vedlikeholde resonansfrekvensen, og d) en datamaskin (4) for å prosessere de elektroniske signaler og beregne fraksjonene av de nevnte tre komponenter i nevnte trekomponentblanding.

3. Instrument i samsvar med krav 2,karakterisert ved inkorporasjon av en gammatetthetsmåler (5) for periodisk kalibrering av nevnte instrument.

4. Instrument i samsvar med krav 2 eller 3,karakterisert ved at elektrodene (11, 12) i sensorhodet har form som sirkelbueformede elektrodeplater som ligger i flukt med den indre overflate av et rør (1) som utgjør sensorhodet.

5. Instrument i samsvar med et av kravene 2 til 4,karakterisert ved at den radielle indre overflaten av elektrodeplatene (11, 12) er i direkte, det vil si uisolert, kontakt med blandingsstrømmen.

6. Instrument i samsvar med et av kravene 2 til 5,karakterisert ved at elektrodene (11, 12), som er periferielt anordnet langs den indre overflate av røret (1), som utgjør sensorhodet, er innbyrdes separert med en åpningsvinkel på mellom 60 og 90°.

7. Instrument i samsvar med et av kravene 2 til 4,karakterisert ved at sensorhodet er ring- eller hylseformet med et radielt ytre hus (16), som utgjør en skjerm, et par av radielt indre elektroder (11, 12) og i volumet mellom disse, et elektrisk isolerende materiale (17).

8. Instrument i samsvar med krav 7,karakterisert ved at det elektrisk isolerende materiale (17) er et keramisk materiale eller polyurethan.

9. Instrument i samsvar med et av kravene 2 til 8,karakterisert ved at elektrodene (11, 12) er utført i et elektrisk ledende keramisk materiale.

10. Instrument i samsvar med et av kravene 7 til 9,karakterisert ved at huset (16), som utgjør skjermen, er ved jord-potensiale, at en beskyttende plate (15, 15a) er lokalisert mellom skjermen (16) og minst en av elektrodene (11, 12), og at den beskyttende plate (15, 15a) er ved samme potensiale som den nevnte elektrode (11).

11. Et instrument i samsvar med krav 10,karakterisert ved at den beskyttende platen (15) har en radiell forlengelse på ca. 180° symmetrisk i forhold til den nevnte elektrode (11).

12. Instrument i samsvar med krav 10,karakterisert ved at den beskyttende plate (15a) har en radiell forlengelse på 360° konsentrisk med elektrodene (11, 12).

13. Instrument i samsvar med et av kravene 7 til 9,karakterisert ved at huset (16), som utgjør skjermen, er ved jord-potensiale, at sensorhodet ved den radielt indre overflate i et respektivt mellomrom mellom elektrodene (11, 12) er utstyrt med en strimmelformet beskyttende plate (15b, 15c) med en bredde på et par radielle grader, og at denne/disse beskyttende strimmelplate(-r) (15b, 15c) er ved potensialet til en respektiv av elektrodene (11,12) .

14. Instrument i samsvar med et av kravene 2 til 13,karakterisert ved at impedanselektronikken er termisk kontrollert.