NO303710B1

NO303710B1 - Method and apparatus for modulating an image by phase and quadrature components and using the method

Info

Publication number: NO303710B1
Application number: NO904749A
Authority: NO
Inventors: Michel Alard; Jean-Louis Dornstetter
Original assignee: Matra Communication
Priority date: 1989-11-02
Filing date: 1990-11-01
Publication date: 1998-08-17
Also published as: FR2653959A1; NO904749L; PT95768A; PT95768B; EP0426560B1; ATE110509T1; DE69011811T2; DE69011811D1; ES2060986T3; EP0426560A1; HK1004587A1; FI905403A0; FR2653959B1; NO904749D0; DK0426560T3

Abstract

The apparatus, usable in particular for radio telephony between mobiles, comprises a GMSK generator whose phase and quadrature outputs each feed into a channel comprising a SIGMA DELTA generator (28) and a modulator (30) which receives the carrier with half the frequency of the frequency of the output bits from the SIGMA DELTA converter, the two channels, whose carriers are in quadrature, feeding into a mixer (32). <IMAGE>

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte og et apparat for modulasjon av en bærebølge, i en form som kan representeres ved to komponenter, 1-fase I og i-kvadratur 0. Oppfinnelsen finner stor anvendelse som spesielt men ikke utelukkende omfatter modulasjon av minimumsforskyvning og oppstrøms gaussfiltrering i angelsaksiske språkbruk generelt kalt GMSK, i dag foreslått for sonordiffusjon mot mobilstasjoner og vokaltransmisjon mellom mobilstasjoner (radio-telefon). Man kan finne en beskrivelse av GMSK-modulasJon i diverse dokumenter og spesielt i en artikkel av K. Murota "GMSK modulation for digital mobile radiotelephony", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 29, nr 7, Juli 1981, sidene 1044 - 1050. Oppfinnelsen angår også anvendelse av foreliggende fremgangsmåte. The present invention relates to a method and an apparatus for the modulation of a carrier wave, in a form that can be represented by two components, 1-phase I and i-quadrature 0. The invention finds wide application which particularly but not exclusively includes modulation of minimum displacement and upstream Gauss filtering in Anglo-Saxon parlance generally called GMSK, today proposed for sonar diffusion towards mobile stations and vocal transmission between mobile stations (radio-telephone). A description of GMSK modulation can be found in various documents and especially in an article by K. Murota "GMSK modulation for digital mobile radiotelephony", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 29, no. 7, July 1981, pages 1044 - 1050. The invention also relates to the use of the present method.

Rent generelt søker GMSK modulasjon å bringe informasjonen som skal transmitteres til analogform ved hjelp av digital-analogiske omformere DAC. Slike omformere er likeledes nødvendig for andre typer modulasjon i fase og i kvadratur, for eksempel modulasjon av typen "MAQ 4 faser". Oppfinnelsen tar spesielt sikte på å overvinne nødvendigheten av klassiske omformere som nemlig utgjør komponenter til høy pris men som er vanskelige å integrere og samtidig å oppnå en høyere spektralrenhet for signalet som skal transmiteres, det vil si en lav støydensitet ved basislinjen og en naturlig likevekt for veiene I og Q. Generally speaking, GMSK modulation seeks to bring the information to be transmitted into analogue form using digital-to-analogue converters DAC. Such converters are also required for other types of modulation in phase and in quadrature, for example modulation of the type "MAQ 4 phases". The invention specifically aims to overcome the necessity of classical converters which constitute components at a high price but which are difficult to integrate and at the same time achieve a higher spectral purity for the signal to be transmitted, i.e. a low noise density at the baseline and a natural equilibrium for roads I and Q.

Oppfinnelsen gjelder spesielt transformasjon av det digitale signal ved omdanning av Ea som, inntil i dag, kun har vært benyttet som basisbånd. Man kan finne eksempler på omformeren Ea i diverse dokumenter, spesielt i artikkelen av James Candy, "A use of double integration sigma-delta modulation", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 33, nr 3, mars 1985, sidene 249 - 258. The invention relates in particular to transformation of the digital signal by conversion of Ea which, until today, has only been used as baseband. Examples of the converter Ea can be found in various documents, particularly in the article by James Candy, "A use of double integration sigma-delta modulation", IEEE Transactions on Communications, Vol. Com. 33, no. 3, March 1985, pages 249 - 258.

For å lette oppfinnelsens forklaring kan det være nyttig å holde for øyet formen til en Ea omformer av annen orden som finnes i forskjellige varianter. Denne utforming er vist i figur l. To facilitate the explanation of the invention, it may be useful to keep in mind the shape of an Ea converter of a different order which exists in different variants. This design is shown in figure l.

Det binære utgangssignal Y oppnås fra suksessive prøver av inngangssignalet X ved behandling i en adderer 10 i en ekstern sløyfe, en subtraherer 12 i en intern sløyfe og en terskelkrets 14 for kvantifisering av det binære signal Y ved utgangen. Kvantifiseringen skjer ved addisjon av en kvanti-fiseringsfeil E: The binary output signal Y is obtained from successive samples of the input signal X by processing in an adder 10 in an external loop, a subtracter 12 in an internal loop and a threshold circuit 14 for quantization of the binary signal Y at the output. The quantification takes place by adding a quantification error E:

der S er inngangssignalet i terskelkretsen. where S is the input signal in the threshold circuit.

Inngangssignalet S i kvantifisereren trekkes fra det kvantifiserte signal i en subtraherer 16 hvis utmating traverserer et element 18 som gir en forsinkelse D lik prøvetakingsperioden for inngangssignalet. Det forsinkede signal legges på den subtraherende inngang av addereren 12, etter multiplisering med 2, det vil si forskyvning (fjerning) av en bit. Det samme signal, forsinket en ny varighet D i en forsinkerelement 20, legges på inngangen til addereren 10. En slik omformer har en overføringsfunksjon: og det kvantifiserte utgangssignal Y kan representeres, ved alltid å benytte z transformasjonene, ved: The input signal S in the quantizer is subtracted from the quantized signal in a subtracter 16 whose output traverses an element 18 which gives a delay D equal to the sampling period of the input signal. The delayed signal is applied to the subtracting input of the adder 12, after multiplication by 2, i.e. displacement (removal) of one bit. The same signal, delayed by a new duration D in a delay element 20, is applied to the input of the adder 10. Such a converter has a transfer function: and the quantized output signal Y can be represented, always using the z transformations, by:

Når prøvene er digitale og presenterer seg ved en frekvens l/T i form av suksessive ord på m bits, består addererne 10 og 12 av akkumulatorer med en kapasitet tilstrekkelig til ikke å risikere overløp; forsinkelseselementene 18 og 20 består av registre med et antall vipper tilstrekkelig til å memorisere den maksimalt mulige verdi for kvantifiserings-feilen. When the samples are digital and present at a frequency l/T in the form of successive words of m bits, the adders 10 and 12 consist of accumulators with a capacity sufficient not to risk overflow; delay elements 18 and 20 consist of registers with a number of flip-flops sufficient to memorize the maximum possible value for the quantization error.

Man kjenner allerede (B. Eklund et al: "A VLSI sigma delta waveform generator for a quadrature type CPM transmitter", 1987 IEEE Intern. Symposiums on Circuits and Systems, Vol. 2, IEEE, New York, side 475 - 478), en bølgegenerator for en sender med modulasjon på bærerne i kvadratur. Den beskrevne montasje er tradisjonell: signalet bringes til analog form og angriper to bærere, analoge i kvadratur. Denne innretning oppviser de feil og begrensninger som er naturlige for analogfunksjonering. Det er meget vanskelig å realisere to bærer som reelt er distinkte i kvadratur, å gjennomføre en likevektsblanding og i tillegg generelt å ekvilibrere å de to veier. En analogkrets er i tillegg vanskelig å integrere. One already knows (B. Eklund et al: "A VLSI sigma delta waveform generator for a quadrature type CPM transmitter", 1987 IEEE Intern. Symposiums on Circuits and Systems, Vol. 2, IEEE, New York, pages 475 - 478), a wave generator for a transmitter with modulation on the carriers in quadrature. The described montage is traditional: the signal is brought to analog form and attacks two carriers, analog in quadrature. This device exhibits the errors and limitations that are natural for analogue functioning. It is very difficult to realize two carriers that are actually distinct in quadrature, to carry out an equilibrium mixture and, in addition, generally to equilibrate in the two ways. An analog circuit is also difficult to integrate.

Ifølge foreliggende oppfinnelse er det tilveiebragt en fremgangsmåte for modulasjon av en bærebølge ved to komponenter, i-fase og i-kvadratur, startende fra digitale signaler, og denne fremgangsmåten er kjennetegnet ved at modulasjonskomponentene, i-fase og i-kvadratur, dannes av to binære elementsekvenser med forutbestemt frekvens, og nevnte binære elementsekvenser påføres en symmetrisk bærer som har tre nivåer +1, 0 og —1, ved halve frekvensen til de binære elementenes frekvens. According to the present invention, a method is provided for modulating a carrier wave with two components, in-phase and i-quadrature, starting from digital signals, and this method is characterized by the fact that the modulation components, i-phase and i-quadrature, are formed by two binary element sequences of predetermined frequency, and said binary element sequences are applied to a symmetrical carrier having three levels +1, 0 and -1, at half the frequency of the binary element frequency.

Et spesielt trekk ved oppfinnelsen er definert I medfølgende krav 2 og benytter en omforming Ea på de to komponenter I og 0 oppnådd ved GMSK modulasjon (eller mere generelt ved modulasjon som gir opphev til slike komponenter) før multipleksing av disse komponenter og opprettelse av bæreren. A special feature of the invention is defined in the accompanying claim 2 and uses a transformation Ea of the two components I and 0 obtained by GMSK modulation (or more generally by modulation which gives rise to such components) before multiplexing these components and creating the carrier.

Det skal her påpekes at det allerede benyttes omformere Ea for å effektuere den analogisk digitale eller digital-analogiske omforming med en omformer av annen orden hvis filter har en dobbelt 0 ved frekensen Vq = 0, minimaliserer man støykraften for kvantifiseringen E i hele det benyttede signalbånd: dvs. omformerens oppløsning er optimal. It should be pointed out here that converters Ea are already used to effect the analog-digital or digital-analog conversion with a converter of a different order whose filter has a double 0 at the frequency Vq = 0, the noise power for the quantization E is minimized in the entire signal band used : i.e. the converter's resolution is optimal.

Av logiske eller materielle implementeringsgrunner er det nødvendig temporært å begrense den omhyll ing av komponentene som legges på omformeren Ea for å redusere omfanget av minnene av presentasjonen av bølgeformene. I praksis og når man benytter GMSK-modulering og en grad av overprøvetaking lik 8, gir en kutting i en varighet lik 4 x bitsperioden generelt tilfredsstillende resultater. For logical or material implementation reasons, it is necessary to temporarily limit the enclosure of the components placed on the converter Ea in order to reduce the extent of the memories of the presentation of the waveforms. In practice and when using GMSK modulation and a degree of oversampling equal to 8, a cut for a duration equal to 4 x the bit period generally gives satisfactory results.

Ofte er det ikke en øket oppløsning etter GSMK-modulering man søker men heller en god spektral renhet av signalet som avgis etter GSMK-modulering. På grunn av forløpet av variasjons-kurven for effektens spektrale densitet som funksjon av frekvensen for et GMSK signal, blir denne renhet merkbart forbedret hvis man benytter en omforming Ea av annen orden, modifisert for å ha en overføringsfunksjon H(z) av typen: Often it is not an increased resolution after GSMK modulation that is sought, but rather a good spectral purity of the signal emitted after GSMK modulation. Due to the course of the variation curve for the power spectral density as a function of frequency for a GMSK signal, this purity is noticeably improved if one uses a second-order transformation Ea, modified to have a transfer function H(z) of the type:

som har nullverdier ved frekvensene og — Jq. Ligning (2) stemmer med ligning (1) ovenfor hvis ^0= 0. which have zero values at the frequencies and — Jq. Equation (2) agrees with equation (1) above if ^0= 0.

Et egnet valg av frekvensen -nJq reduserer den spektrale densitet for støykraften ved foten av bæreren på et punkt slik at den går lagt utover en enkel kompensasjon av forringelsen av støysignalforholdet i det brukbare bånd for signalet som fremtvinges av nul1forskyvningen. A suitable choice of the frequency -nJq reduces the spectral density of the noise power at the base of the carrier at a point so that it goes beyond a simple compensation of the deterioration of the signal-to-noise ratio in the usable band for the signal imposed by the zero shift.

Implementeringen av overføringsfunksjonen (2) ovenfor er dårlig tilpasset i det generelle tilfellet. Den kan imidlertid gjøres enkel ved å syntetisere faktoren cos 2jWøT til polynominell form som l-(l/2)<n>med en egnet verdi for n som avhenger av spekterformen for signaltypen fra GMSK-moduleringen. The implementation of the transfer function (2) above is ill-suited in the general case. However, it can be made simple by synthesizing the factor cos 2jWøT into polynomial form as l-(l/2)<n>with a suitable value for n which depends on the spectral shape of the signal type from the GMSK modulation.

En annen løsning for å forbedre spektralrenheten, denne gang ved å forskyve støyenergien fjernere i frekvens består i å tilpasse en konverter Ea i en orden over 2. Another solution to improve the spectral purity, this time by shifting the noise energy farther in frequency consists in adapting a converter Ea to an order above 2.

Oppfinnelsen tilveiebringer også et apparat for digital modulasjon av en bærerbølge ved to komponenter i-fase og i-kvadratur, startende fra digitale sampler, og dette apparatet er kjennetegnet ved at det innbefatter en GMSK-generator hvis utganger, i-fase og i-kvadratur, hver er tilført en bane omfattende en Ea generator og en modulator som mottar bærebølgen som har halve frekvensen av frekvensen til utgangsbitene fra Ea omformeren, idet de to banene hvis bærebølger er i kvadratur tilføres en blander. The invention also provides an apparatus for digital modulation of a carrier wave by two components in-phase and in-quadrance, starting from digital samples, and this apparatus is characterized in that it includes a GMSK generator whose outputs, in-phase and in-quadrance , each is fed to a path comprising an Ea generator and a modulator which receives the carrier wave having half the frequency of the frequency of the output bits from the Ea converter, the two paths whose carriers are in quadrature being fed to a mixer.

Videre tilveiebringer oppfinnelsen anvendelse av fremgangsmåten ifølge hvilket som helst av de medfølgende krav i et mobilradiotelefonisystem. Furthermore, the invention provides for the use of the method according to any of the accompanying claims in a mobile radiotelephony system.

Oppfinnelsen vil forstås bedre ut fra den følgende beskrivelse av spesielle utførelsesformer, gitt som ikke begrensende eksempel. Beskrivelsen henviser til de ledsagende tegninger der: figur 1 nevnt ovenfor, viser prinsippet for en EAomformer av The invention will be better understood from the following description of particular embodiments, given as a non-limiting example. The description refers to the accompanying drawings where: Figure 1 mentioned above shows the principle of an EA converter of

annen orden; second order;

figur 2 viser et prinsippskjema for en numerisk GMSK Figure 2 shows a schematic diagram of a numerical GMSK

modulator for Ea omforming og som utgjør en spesiell modulator for Ea transformation and which constitutes a special

utførelsesform av oppfinnelsen; embodiment of the invention;

figur 3 er et diagram som viser bølgeformene som opptrer i skjemaet i figur 2 på punkter vist ved de samme figure 3 is a diagram showing the waveforms appearing in the scheme of figure 2 at points shown by the same

referanser som linjene i figur 3; references such as the lines in Figure 3;

figur 4 er et skjema som viser en mulig form av blanderen i figure 4 is a diagram showing a possible form of the mixer i

f igur 2; figure 2;

figur 5 viser utseende av inngangs- og utgangssignalet for Figure 5 shows the appearance of the input and output signal for

blanderen i figur 4; og the mixer in Figure 4; and

figur 6 viser utseende av støyspektraldensiteten som oppnås ved å benytte en modulator i henhold til prinsipp-skjemaet i figurene 1 og 2. figure 6 shows the appearance of the noise spectral density which is obtained by using a modulator according to the principle diagram in figures 1 and 2.

Modulatorene hvis skjema er vist i figur 2 er ment, utfra et binært modulerende signal, lagt på inngangen 22, ved bitsfrekvens f^, og avgi et GMSK-signal ved utgangen 24. The modulators whose scheme is shown in Figure 2 are intended, based on a binary modulating signal, applied to the input 22, at bit frequency f^, and emit a GMSK signal at the output 24.

For dette formål omfatter modulatoren i figur 2 en GMSK-signalgenerator 26 som gir utgangsbølgeformer Xjog Xq i form av numeriske prøver, hver kodet på fiere bits og en tegnbit. Utgangssignalene Xjog Xq fra generatoren 26 angriper to veier hver omfatter en omformer Ea 28 av annen orden og som kan ha den konstitusjon som er vist i figur 1 og som for hver inngangsprøve Xjeller Yjgir en enkel utgangsbit Yjeller Yq. Hver vei omfatter likeledes en modulator 30 som mottar en bærer med en frekvens halvparten av utgangsbitfrekvensen til konverteren Ea. De to veier blandes deretter i en blander 32 og den modulerte bærer som oppstår legges på et filter 24 som spiller den nedenfor beskrevne rolle. For this purpose, the modulator in Figure 2 comprises a GMSK signal generator 26 which provides output waveforms X and Xq in the form of numerical samples, each coded on four bits and one sign bit. The output signals Xjog Xq from the generator 26 attack two paths each comprising a converter Ea 28 of a different order and which can have the constitution shown in Figure 1 and which for each input sample Xj or Yjgives a single output bit Yj or Yq. Each path likewise comprises a modulator 30 which receives a carrier with a frequency half the output bit frequency of the converter Ea. The two paths are then mixed in a mixer 32 and the resulting modulated carrier is applied to a filter 24 which plays the role described below.

Komponentenen settes i rekkefølge ved hjelp av signaler fra delere matet fra en klokkekrets 36 bestående av en kvarts-oscillator. The component is sequenced using signals from dividers fed from a clock circuit 36 consisting of a quartz oscillator.

De forskjellige komponenter beskrives nedenfor. The various components are described below.

GMSK-generatoren 26 kan bestå av en frekvensmodulator med indeks 1/2 som mottar det modulerende signal bestående av et binært signal i en mengde f^og som gir to kode-utgangs-signaler X på 11 biter og en bit tegn. Generatoren 26 omfatter et inngangsspredningsregister 38 hvis utganger i parallell går til en hvilehukommelse 40 som gir bølgeformer ved I og 0 i form av cosinus og sinus av fasen på suksessive øyeblikk nT + mTs der T er bitens periode, Tser perioden for over-prøvingen, Ts= T/r og m er et helt tall mellom 0 og r-1. The GMSK generator 26 can consist of a frequency modulator with index 1/2 which receives the modulating signal consisting of a binary signal in an amount f^ and which gives two code output signals X of 11 bits and one bit sign. The generator 26 comprises an input spread register 38 whose outputs in parallel go to a quiescent memory 40 which gives waveforms at I and 0 in the form of cosine and sine of the phase at successive instants nT + mTs where T is the period of the bit, Tser the period of the over-trial, Ts = T/r and m is an integer between 0 and r-1.

Mengden av r av overprøving består av et kompromiss mellom en høy r verdi som forutsetter hukommelser med høy kapasitet, og en lav verdi som endrer utgangsspekteret. The amount of r of oversampling consists of a compromise between a high r value that assumes high capacity memories, and a low value that changes the output spectrum.

Som eksempel kan man antyde at en innretning ment for vokalkommunikasjon er fremstilt der man har benyttet en mengde f^på 8 kbs tilsvarende en bitperiode T = 125 jjs. I dette tilfellet har en faktor r for overprøvingen lik 25 gitt tilfredsstillende resultater for å oppnå et GMSK-signal med frekvensmodulering med indeks 1/2 ved bruk av et gaussfilter med en kuttefrekvens B på 3 dB, for eksempel BT = 0,25, med en gaussavskjæring som ikke overskrider 5 T. As an example, it can be suggested that a device intended for vocal communication has been produced where an amount f^ of 8 kbs has been used, corresponding to a bit period T = 125 jjs. In this case, a factor r of the cross-check equal to 25 has given satisfactory results to obtain a GMSK signal with frequency modulation of index 1/2 using a Gaussian filter with a cut-off frequency B of 3 dB, for example BT = 0.25, with a Gaussian cutoff not exceeding 5 T.

For å gjennomføre prøvetaking i dette tilfellet er den hvilehukommelse 40 utstyrt med en adresseberegner 42 som virker ved frekvensen 25 f^. Denne frekvens tilveiebringes av klokken 36 ved 40 MHz og to delere I kaskade 40 bringer frekvensen til 20 MHz og 46 tilveiebringer frekvensen 200 KHz. Beregneren 42 kan bestå av fem vipper i kaskade. Dens tilbakeholdingsutgang tilveiebringer frekvensen f^ved inngangen til spredningsregisteret 38 som mottar bitene som kommer på inngangen 22. Avskjæringen skjer på fem perioder, idet registeret omfatter fem vipper i kaskade. In order to carry out sampling in this case, the rest memory 40 is equipped with an address calculator 42 which operates at the frequency 25 f^. This frequency is provided by clock 36 at 40 MHz and two dividers in cascade 40 brings the frequency to 20 MHz and 46 provides the frequency 200 KHz. The calculator 42 can consist of five flip-flops in cascade. Its hold-off output provides the frequency f at the input of the spreading register 38 which receives the bits arriving at the input 22. The clipping takes place in five periods, the register comprising five flip-flops in cascade.

Prøvetakingen på signalet modulert til basisbånd, skjer ved nærværet av, i det resulterende spektrum, spektere omdannet til multippelf rekvenser av r. f^som opptrer ved inngangen av omformeren EAog som det er tatt hensyn til i valget av impulsresponsen for gaussfilteret. Som et eksempel kan man antyde at gode resultater er oppnådd i tilfellet ved de ovenfor angitte karakteristika med en gausskurve begrenset til intervallet (-2,5 T ; +2,5 T) forutsatt at kvasitotali-teten av energien til den nominelle gausskurve angis på den avskårede gausskurve. The sampling of the signal modulated to baseband occurs in the presence of, in the resulting spectrum, spectrum converted into multiple frequencies of r. f^ which appear at the input of the converter EA and which is taken into account in the selection of the impulse response for the Gaussian filter. As an example, it can be suggested that good results have been obtained in the case of the above-mentioned characteristics with a Gaussian curve limited to the interval (-2.5 T ; +2.5 T) provided that the quasi-totality of the energy of the nominal Gaussian curve is indicated on the truncated Gaussian curve.

Det skal her ikke gås nærmere inn på GMSK-modulatorer da man kan finne eksempler på utførelsesformer i de ovenfor nevnte dokumenter. GMSK modulators will not be discussed in more detail here, as examples of embodiments can be found in the above-mentioned documents.

Hver av omformerne Ea 28 kan ha en utforming av det prinsipp som er vist i fig. 1. Kvantifiseringsmålestokken velges ved å holde for øyet at signalet som går inn i X, ikke må over-skride de verdier som representerer nivåene —1 og +1 ved utgangen uten å risikere divergenser. Som et resultat blir verdiene som representerer nivåene —1 og +1 for Y, satt lik -2.048 og +2.048 når X er kodet på 11 bits og 1 fortegnbit. Each of the converters Ea 28 can have a design of the principle shown in fig. 1. The quantification scale is chosen by keeping in mind that the signal entering X must not exceed the values representing the levels -1 and +1 at the output without risking divergences. As a result, the values representing the -1 and +1 levels of Y are set equal to -2.048 and +2.048 when X is encoded in 11 bits and 1 sign bit.

Spissverdiene for X må være under 2.048 fordi: The peak values for X must be below 2.048 because:

verdier som er for nær ±2.048, induserer en densitet av bits —1 eller bit +1 som for nær utgangsenheten til omformeren 28; values too close to ±2.048 induce a density of bits —1 or bit +1 as too close to the output unit of converter 28;

for lave verdier for spissverdien øker kvanti-fiser ingss tøyen . too low values for the peak value increase the quantification noise.

Et tilfredsstillende kompromiss synes å være å tilpasse spissverdier lik ±0,8 x 2.048. A satisfactory compromise seems to be to fit peak values equal to ±0.8 x 2.048.

Et studium av konfigurasjonen i fig. 1 viser, på betingelse av initialisere registrene 18 og 20 til 0, det er tilstrekkelig å kode informasjon i omformeren Ea på 15 bits og 1 fortegnbit. A study of the configuration in Fig. 1 shows, on the condition of initializing the registers 18 and 20 to 0, it is sufficient to encode information in the converter Ea of 15 bits and 1 sign bit.

Taktfrekvensen for hver omformer Ea 28 henger sammen med valget av bæreren som legges på modulatorene 30. Bæreren må kunne motta 1 bit fra hver vei til hver av sine halvperioder. Hver omformer Ea er således i takt ved 20 MHz hvis bæreren er ved 10 MHz. The clock frequency for each converter Ea 28 is connected with the choice of the carrier which is placed on the modulators 30. The carrier must be able to receive 1 bit from each path to each of its half periods. Each converter Ea is thus in step at 20 MHz if the carrier is at 10 MHz.

Moduleringen av bærerfrekvensen i skjemaet i fig. 2 kan anses som av pseudoanalogtype. Hver modulator Ea angriper inngangen av en multiplikator 30 som likeledes mottat en ternær-bølge Mj eller Mq med en basisfrekvens på 10 MHz idet de to bølger er i kvadratur. Modulatoren som er vist i fig. 1, omfatter for dette formål en generator 46 som direkte angriper multiplikatoren 30 i veien I og angriper multiplikatoren 30 i veien Q med en avfaser 48. The modulation of the carrier frequency in the diagram in fig. 2 can be considered to be of the pseudo-analog type. Each modulator Ea attacks the input of a multiplier 30 which likewise received a ternary wave Mj or Mq with a base frequency of 10 MHz, the two waves being in quadrature. The modulator shown in fig. 1, for this purpose comprises a generator 46 which directly attacks the multiplier 30 in the path I and attacks the multiplier 30 in the path Q with a phaser 48.

Bølgeformene ved inngangen til multiplikatoren 30 vises i flg. 3. The waveforms at the input to the multiplier 30 are shown in Fig. 3.

GMSK-signalet som oppnås ved å summere utgangene fra multi-plikatorene 30 består av et NRZ-tog og 40 MBs, prøvetatt ved 20 MHz. Summereren 32 kan realiseres på enkel form i form av to "OU EXCLUSIF"-porter 50 og 52 og en multiplekser 54 (fig. The GMSK signal obtained by summing the outputs of the multipliers 30 consists of an NRZ train and 40 MBs, sampled at 20 MHz. The adder 32 can be realized in simple form in the form of two "OU EXCLUSIF" gates 50 and 52 and a multiplexer 54 (Fig.

4). Fig. 4 viser et eksempel på en mulig form. Utgangs-sekvensen s er av typen YnI; YnQ;<Y>(n+1)j<;>Y(n+l)j;<Y>(n+1)Q<;>Y(n+2)I"'etc- 4). Fig. 4 shows an example of a possible form. The output sequence s is of the type YnI; YnQ;<Y>(n+1)j<;>Y(n+l)j;<Y>(n+1)Q<;>Y(n+2)I"'etc-

Hver omformer 28 kan, idet tilfelle der antall kodingsbits er det som er nevnt ovenfor, realiseres i form av en adderer 10 på 16 bits, to subtraktorer 12 og 16 på 16 bits og tre regis-tere på 16 bits bestående av forsinkerelementer 18 og 20 og to-multiplikatoren. Each converter 28 can, in the case where the number of coding bits is that mentioned above, be realized in the form of an adder 10 of 16 bits, two subtractors 12 and 16 of 16 bits and three registers of 16 bits consisting of delay elements 18 and 20 and the two multiplier.

Til slutt omfatter modulatoren i fig. 2 et utgangsbåndfilter 34 hvis sentrale frekvens er den til bærerfrekvensen, dvs. 10 MHz, og hvis rolle er å eliminere spektralkomponenter som skyldes kvantifiseringsstøy (2 ganger størrelsen ved 3 dB). Finally, the modulator in fig. 2 an output band filter 34 whose central frequency is that of the carrier frequency, i.e. 10 MHz, and whose role is to eliminate spectral components due to quantization noise (2 times the magnitude at 3 dB).

En annen realiseringsform av oppfinnelsen er direkte an-vendelig på egenskapene til radiotelefonisystemet PAN EUROPEEN. Dette system tar sikte på en bit fblik (13/48) MHz med en kanalavstand på 200 KHz. Man har for dette system tatt sikte på en GMSK moduleringsinstallasjon omfattende analoge numeriske omformere hvis mangler er antydet ovenfor. Moduleringssignalet består av normalsalver på 148 bit eller korte salver som kan kompletteres med 1 for å bringe den til det førstnevnte tilfelle. Another embodiment of the invention is directly applicable to the properties of the PAN EUROPE radiotelephony system. This system targets a bit fblik (13/48) MHz with a channel spacing of 200 KHz. For this system, one has aimed for a GMSK modulation installation comprising analog-to-digital converters, the shortcomings of which are indicated above. The modulation signal consists of normal bursts of 148 bits or short bursts which can be complemented by 1 to bring it to the former case.

Man kan videre anvende en GMSK-generator av den type som er vist i fig. 2, men med en prøvetakingsgrad på 8 og en av-kutting ved 4T, forbundet med omformere Ea som er modifisert for å forbedre spektralrenheten av de avgitte signaler for å ta hensyn til at graden av prøvetaking er meget mindre høy enn i det førstnevnte tilfelle. You can also use a GMSK generator of the type shown in fig. 2, but with a sampling rate of 8 and a cut-off at 4T, connected to converters Ea which are modified to improve the spectral purity of the transmitted signals to take into account that the rate of sampling is much less high than in the former case.

For bedre å definere GMSK-generatoren som benyttes, kan det være nyttig å ha i betraktning den komplekse omhyll ing som tilsvarer MSK-moduleringen generelt. Utgangssignalet X(t) som oppnås ved denne modulering, kan representeres ved: der T er bitperioden, og To better define the GMSK generator used, it may be useful to consider the complex envelope corresponding to the MSK modulation in general. The output signal X(t) obtained by this modulation can be represented by: where T is the bit period, and

GMSK-moduleringen skiller seg fra moduleringen av MSK-typen ved at q(t) dannes av en funksjon g<*>(t) med formen: ;idet BT = 0,3 i det pan-europeiske system. ;Som man har sett ovenfor krever praktiske implementerings-hensyn å kutte funksjonen g(t). En kutting i en varighet på 4T er tilstrekkelig til å garantere en tilstrekkelig spektralrenhet. For dette formål kan man kutte gausskurven ved 3T, kutte direkte q(t) eller kutte g(t) ved 4T etter integrering. ;Den sistnevnte metode synes fordelaktig. Den modifiserer integralet g<*>(t) som ikke lenger strikt er lik 1, noe som krever å renormalisere q(t). Dette medfører ingen vanskelig-heter. The GMSK modulation differs from the modulation of the MSK type in that q(t) is formed by a function g<*>(t) of the form: where BT = 0.3 in the pan-European system. As seen above, practical implementation considerations require cutting the function g(t). A cut for a duration of 4T is sufficient to guarantee a sufficient spectral purity. For this purpose, one can cut the Gaussian curve at 3T, cut directly q(t) or cut g(t) at 4T after integration. ;The latter method seems advantageous. It modifies the integral g<*>(t) which is no longer strictly equal to 1, which requires renormalizing q(t). This causes no difficulties.

Som i tilfellet med modulatoren i fig. 2 kan X være represen-tert av et ord på 11 bits og 1 fortegnbit, representerende verdier mellom +1.640 og —1.640. Forutsatt imidlertid at disse moduleringsbits presenterer seg i form av salver, er det nødvendig å gi utgangssignalene en omhylling hvis nivåer er konstant på alle benyttede bit, men som forlenges med en stigende rampe og en fallende rampe tilsvarende f.eks. hver på 3 bitperioder. Ved en prøvetaking på 8 opptrer utgangs-prøvene Xjog Xq med en bitfrekvens på 26 MHz. As in the case of the modulator in fig. 2, X can be represented by a word of 11 bits and 1 sign bit, representing values between +1,640 and -1,640. Assuming, however, that these modulation bits present themselves in the form of bursts, it is necessary to give the output signals an envelope whose levels are constant on all bits used, but which is extended by a rising ramp and a falling ramp corresponding to e.g. each of 3 bit periods. At a sampling rate of 8, the output samples Xjog and Xq occur with a bit frequency of 26 MHz.

Hver av omformerne EAkan ha den form som er vist i fig. 1 hvis det ikke er mer enn multiplikatoren som er tilsiktet for overføringsfunksjonen H(z), altså: Each of the converters EA can have the form shown in fig. 1 if there is no more than the multiplier intended for the transfer function H(z), so:

Denne funksjon simulerer ligning (2) og tilsvarer omtrent Xq = 365,9 MHz. For å implementere formel (2 bis) er multi-plikatorer ment for å realisere en mul tipl isering med 2 (i form av en enkel spredning), en multiplisering med 2-<7>(spredning på 7 bits) og en substraksjon. This function simulates equation (2) and corresponds approximately to Xq = 365.9 MHz. To implement formula (2 bis), multipliers are intended to realize a multiplication by 2 (in the form of a simple spread), a multiplication by 2-<7> (spread of 7 bits) and a subtraction.

Virkningen av modifiseringen av omformeren vises i fig. 6 som i trukken strek viser spektraldensitetene til signalstyrken som benyttes (kurve 56), og den til støyen Ea og prøve-takingen (kurve 58) når det gjelder et GMSK-spektrum med BT = 0,3 og en omformer Ea av annen orden. Den resulterende kurve 60 er modifisert og inntar formen 62 når omformerne Ea tilsvarer ligning (2 bis) med Xq er 365,9 MHz: man ser at støy-energien forskyves mot de høyere frekvenser. The effect of the modification of the converter is shown in fig. 6 which shows in dashed lines the spectral densities of the signal strength used (curve 56), and that of the noise Ea and the sampling (curve 58) in the case of a GMSK spectrum with BT = 0.3 and a converter Ea of a different order. The resulting curve 60 is modified and takes the form 62 when the converters Ea correspond to equation (2 bis) with Xq being 365.9 MHz: it is seen that the noise energy is shifted towards the higher frequencies.

Ligning (2 bis) innfører, i forhold til en dividering med 128, en kvantifiseringsstøy og en skråning på —0,5 men har ingen følbar virkning. Equation (2 bis) introduces, in relation to a division by 128, a quantization noise and a slope of -0.5 but has no perceptible effect.

Bærerfrekvensmoduleringen kan gjennomføres som vist i fig. 2 hvis det bare er togene Yjog Yq på 26 Mbs/s som transfor-meres til et enkelt NRZ-tog på 52 Mbs/s. The carrier frequency modulation can be carried out as shown in fig. 2 if only the trains Yjog Yq of 26 Mbs/s are transformed into a single NRZ train of 52 Mbs/s.

Som antydet ovenfor er oppfinnelsen ikke begrenset bare til GMSK-modulering. Den kan spesielt anvendes på alle module-ringer i kontinuerlig fase som totalrespons eller partiell respons. Uansett utførelsesform oppnås en ekvilibrering som er helt ugjennomførbar med omformere som ikke er absolutt identiske, dette p.g.a. bærerens symmetri. As indicated above, the invention is not limited only to GMSK modulation. It can especially be used on all modulation rings in continuous phase as total response or partial response. Regardless of the design, an equilibration is achieved that is completely unfeasible with converters that are not absolutely identical, this because carrier symmetry.

Claims

1. Method for modulating a carrier wave with two components, in-phase and in-quadrance, starting from digital signals, characterized in that the modulation components, in-phase and I-quadrance, are formed by two binary element sequences with a predetermined frequency, and said binary element sequences are applied to a symmetric carrier having three levels +1, 0 and -1, at half the frequency of the binary elements.

2. Method according to claim 1, characterized in that a time multiplexing is achieved which gives a digitally modulated carrier wave with a modulation frequency twice the frequency of each sequence, by using the two sequences of two components of said carrier wave in quadrature and the addition of the ternary components in quadrature modulated by the sequences, alternating elements of each sequence being inverted.

3. Method according to claim 1 or 2, characterized in that said sequences of binary elements are obtained by EA conversion of two digital signal trains, in quadrature, obtained from samples of a modulating input signal.

4. Method according to claim 3, characterized in that the Ea conversion is performed with a transfer function H(z) which simulates:

where is a frequency chosen to reduce the spectral power density of the noise at the base of the carrier wave.

5. Method according to claim 3, characterized in that the conversion is carried out with a transfer function H(z)

with 7 < n < 9.

6. Method according to any one of claims 1-5, characterized in that the components are formed by GMSK modulation from a modulating input signal, followed by conversion into sequences of binary elements.

7. Method according to claim 6, characterized in that the frequency of the bits at the GMSK modulation output is 26 MHz, v0 being chosen equal to 365.9 MHz.

8. Method according to claim 5, characterized in that the components obtained by GMSK modulation are over-sampled at eight times the bit frequency of the input signal.

9. Use of the method according to any of the preceding claims in a mobile radiotelephony system.

10. Apparatus for digital modulation of a carrier wave by two components in-phase and in-quadrance, starting from digital samples, characterized in that it includes a GMSK generator whose outputs, in-phase and in-quadrance, are each supplied with a path comprising an Ea generator (28) and a modulator (30) which receives the carrier wave having half the frequency of the frequency of the output bits from the Ea converter, the two paths whose carriers are in quadrature being fed to a mixer (32).