NO178810B

NO178810B - Discharge lamp drive circuit

Info

Publication number: NO178810B
Application number: NO950633A
Authority: NO
Inventors: Otto Jagschitz
Original assignee: Zumtobel Ag
Priority date: 1988-04-20
Filing date: 1995-02-20
Publication date: 1996-02-26
Also published as: NO950633D0; NO950633L; NO178810C

Description

Oppfinnelsen angår en drivkrets for en utladningslampe som er anordnet parallelt med kondensatoren i en serieresonanskrets i en vekselretters lastkrets, hvilken vekselretter er forbundet med en likespenningskilde og styrt av en frekvensgenerator hvis frekvens kan endres ved hjelp av en styreenhet mellom en driftsfrekvens som ligger nær serieresonanskretsens resonansfrekvens og en tomgangsfrekvens som ligger over driftsfrekvensen. The invention relates to a drive circuit for a discharge lamp which is arranged in parallel with the capacitor in a series resonance circuit in an inverter's load circuit, which inverter is connected to a direct voltage source and controlled by a frequency generator whose frequency can be changed by means of a control unit between an operating frequency that is close to the series resonance circuit's resonance frequency and an idle frequency that is above the operating frequency.

Ifølge DE-PS 3 0 14 419 er det kjent å måle lampestrøm. According to DE-PS 3 0 14 419, it is known to measure lamp current.

Når den er for høy, aktiveres en bistabil strømbryter som kortslutter véksélretterens transformator. When it is too high, a bistable circuit breaker is activated which short-circuits the inverter's transformer.

Ifølge DE-PS 31 52 951 er det kjent at ved innsjalting av drivkretsen vippes et monostabilt vippetrinn til instabil tilstand, hvor det kortslutter en ekstra vikling i véksélretterens transformator, slik åt denne arbeider med høy frekvens. According to DE-PS 31 52 951, it is known that when switching on the drive circuit, a monostable flip-flop is tilted to an unstable state, where it short-circuits an additional winding in the inverter's transformer, so that it works at high frequency.

Ved denne høye frekvens foreligger det en forminsket spenning i lampen slik at det ikke kan skje noen tenning. Helt til tilbakevipping av det monostabile vippetrinn til den stabile vippetilstand kan imidlertid lampens glødespiraler opphetes og emittere. Etter tilbakevipping av vippetrinnet blir kortslut-ningen av den ekstra vikling igjen opphevet, hvorved vekselretteren arbeider med en lavere frekvens som ligger i nærheten av resonansfrekvensen til en serieresonanskrets. Lampen er koplet parallelt méd serieresonanskretsens kondensator. Ved den lavere frekvens oppstår det en forhøyet spenning over kondensatoren og lampen på grunn av resonansen, som er til-strekkelig til tenning. At this high frequency, there is a reduced voltage in the lamp so that no ignition can occur. However, the lamp's filament coils can heat up and emit up to the tilting back of the monostable rocker step to the stable rocker state. After tilting back the rocker step, the short circuit of the additional winding is canceled again, whereby the inverter works at a lower frequency that is close to the resonant frequency of a series resonant circuit. The lamp is connected in parallel with the capacitor of the series resonant circuit. At the lower frequency, an increased voltage occurs across the capacitor and the lamp due to the resonance, which is sufficient for ignition.

Ifølge DE-OS 3 2 08 607 er det kjent å anordne to fre-kvensgeneratorer for styring av vekselretteren, hvorav den ene frembringer omtrent driftsfrekvensen og den andre en høyere liggende tomgangsfrekvens. Istedenfor to generatorer kan det også anordnes en avstembar generator. Først blir den høye tomgangsfrekvensen innkoplet, hvor ingen tenning kan skje. Derved blir lampeelektrodene forvarmet. På grunn av elek-troderesistansens store positive temperaturkoeffisient, kan man ved hjelp av tilsvarende valg av terskelverdibryterens anropsterskel bedømme om elektrodene allerede er tilstrekkelig forvarmet. Hvis så er tilfelle varsler terskelverdibryteren, og generatoren med den lavere frekvens blir innsjaltet, eller - hvis en avstembar generator er anordnet - blir frekvensen senket i retning ned mot driftsfrekvensen, slik at tenning kan finne sted. According to DE-OS 3 2 08 607, it is known to arrange two frequency generators for controlling the inverter, one of which produces approximately the operating frequency and the other a higher idle frequency. Instead of two generators, a tunable generator can also be arranged. First, the high idle frequency is engaged, where no ignition can occur. Thereby, the lamp electrodes are preheated. Due to the electrode resistance's large positive temperature coefficient, one can judge whether the electrodes are already sufficiently preheated by means of a corresponding selection of the threshold value switch's call threshold. If this is the case, the threshold value switch alerts, and the generator with the lower frequency is switched on, or - if a tunable generator is provided - the frequency is lowered towards the operating frequency, so that ignition can take place.

Fra WO-A 82/01276 er det kjent en drivkrets som oppviser en overstrøm-detektor for véksélretterens tyristorer. Detek-toren skal varsle når begge tyristorer er i ledende tilstand samtidig. I et slikt tilfelle utkoples tyristorene. From WO-A 82/01276, a drive circuit is known which exhibits an overcurrent detector for the thyristors of the inverter. The detector must notify when both thyristors are in the conducting state at the same time. In such a case, the thyristors are switched off.

Videre er det kjent fra DE-A 3,432,266 å kople en målevikling sammen med lampens drossel, fra hvilken målevikling et signal kan avledes som viser tenningstilstanden og føres til en overvåkningskrets. Overvåkningskretsen bestemmer ut fra dette signalet hvorvidt serieresonanskretsen som inneholder drosselen svinger ved tennfrekvensen gjennom lampen uten merkbar dempning, hvilket er tilfelle med en ikke tent lampe, eller om serieresonanskretsen er dempet av en lysende lampe. Den tilsvarende meldingen fra overvåkningskretsen avspørres av en styrekrets for en oscillator som driver vekselretteren. Denne styrekretsen styrer oscillatoren på en slik måte at denne vekslende etter hverandre svinger en bestemt tidslengde først med en høy startfrekvens, så med en senket oppvarmings-frekvens, deretter med den ytterligere senkede resonansfrekvensen for serieresonanskretsen, og endelig med den enda lavere driftsfrekvensen. Når avsperringen av overvåkningskretsen om tenningsfrekvensen viser at lampen ikke har tent, stiller styrekretsen oscillatoren tilbake igjen på startfre-kvensen, og fremgangsmåten gjentas. Furthermore, it is known from DE-A 3,432,266 to connect a measuring winding together with the lamp's choke, from which measuring winding a signal can be derived showing the ignition state and fed to a monitoring circuit. The monitoring circuit determines from this signal whether the series resonant circuit containing the choke oscillates at the ignition frequency through the lamp without noticeable damping, which is the case with an unlit lamp, or whether the series resonant circuit is damped by a lighted lamp. The corresponding message from the monitoring circuit is interrogated by a control circuit for an oscillator that drives the inverter. This control circuit controls the oscillator in such a way that it alternately oscillates for a certain length of time first with a high starting frequency, then with a lowered heating frequency, then with the further lowered resonant frequency for the series resonant circuit, and finally with the even lower operating frequency. When the shutdown of the monitoring circuit about the ignition frequency shows that the lamp has not been lit, the control circuit sets the oscillator back to the starting frequency, and the procedure is repeated.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebringe en drivkrets hvis driftssikkerhet blir forhøyet ved hjelp av overvåkning av likespenningen fra likespenningskilden, hvor kravet til forhøyet driftssikkerhet særlig tilfredsstilles ved realisering av de fleste byggelementer innenfor rammen av en integrert halvleder-brikke. The purpose of the present invention is to provide a drive circuit whose operational reliability is increased by means of monitoring the direct voltage from the direct voltage source, where the requirement for increased operational reliability is particularly satisfied by the realization of most building elements within the framework of an integrated semiconductor chip.

Oppgaven blir løst ved hjelp av de karakteriserende trekk i patentkrav 1. Fig. 1 viser et blokkstrømskjerna for drivkretsen og The task is solved with the help of the characterizing features in patent claim 1. Fig. 1 shows a block current core for the drive circuit and

Fig. 2 viser drivspenningens tidsforløp Fig. 2 shows the time course of the drive voltage

for vekselretteren sammenlignet med lampens totalstrøm. for the inverter compared to the lamp's total current.

Den blokk-koplingskrets som er fremstilt i figur 1, består av flere moduler som skal bli nærmere forklart i rekke-følge. The block connection circuit shown in figure 1 consists of several modules which will be explained in more detail in sequence.

Modul A er forbundet med vekselstrømnettet og tjener som HF-overtonefilter til reduksjon av nettfrekvensens harmoniske ovetoner såvel som radiofrekvens-forstyrrelser. Den er opp-bygget på vanlig måte og inneholder droslene LI og L2 såvel som kondensatorene Cl, C2, C3 og C4. Module A is connected to the AC mains and serves as an HF overtone filter to reduce the harmonic overtones of the mains frequency as well as radio frequency interference. It is constructed in the usual way and contains chokes LI and L2 as well as capacitors Cl, C2, C3 and C4.

Forbundet med modul A er modul B. Denne består av en likeretterbro som bare er skjematisk antydet, med utglat-tingsnettverk. På tilslutning 16 for modul B står en +like-spenning på ca. 250V til rådighet. Connected to module A is module B. This consists of a rectifier bridge which is only schematically indicated, with a smoothing network. On connection 16 for module B there is a +like voltage of approx. 250V available.

Forbundet med modul B er modul K, som tjener til frembringelse av en spenning UEG tilsvarende en likestrøm uttatt av modul B. Modul K består av en motstand RI med hvilken en seriekobling av en drossel L2 og en kondensator C5 er koplet parallelt. Spenningen UIG kan tas ut fra forbindelsespunktet mellom L2 og C5. Connected to module B is module K, which serves to generate a voltage UEG corresponding to a direct current drawn by module B. Module K consists of a resistor RI with which a series connection of a choke L2 and a capacitor C5 is connected in parallel. The voltage UIG can be taken from the connection point between L2 and C5.

En ytterligere modul M tjener til frembringelse av en er-verdispenning UG som tilsvarer likespenningen fremstilt av Modul B. Modul M er forbundet med tilslutningen 16 i modul B og består av en motstands-spenningsdeler R2/R3, hvorved det parallelt med motstanden R3 er koplet en kondensator C6. Den spenning UG som kan tas ut fra spenningsdelerpunktet, er proporsjonal med den likespenning som avgis fra modul B ved tilslutningspunkt 16, men er lavere enn denne. A further module M serves to produce an actual value voltage UG which corresponds to the direct voltage produced by Module B. Module M is connected to the connection 16 in module B and consists of a resistor-voltage divider R2/R3, whereby it is connected in parallel with the resistor R3 a capacitor C6. The voltage UG that can be taken from the voltage dividing point is proportional to the direct voltage emitted from module B at connection point 16, but is lower than this.

Modul C er en vekselretter som produserer en variabel vekselspenning av den likespenning som er fremstilt fra modul B. Dertil blir det fra modul D, som senere skal forklares nærmere, på viklingen L3 for en mottakt-transformator Tlf tilført en vekselspenning til modul C. Mottakt-transformatoren Tl oppviser to viklinger L4 og L5 på sekundærsiden. Den spenning som oppstår på viklingen L4, blir over en motstand R4, tilført port-tilslutningen på en felteffekttransistor FETI, hvor en diode Dl er koplet parallelt med denne motstanden. Mellom port-tilslutningen og kildetilslutningen for FETI er to zenerdioder Zl og Z2 koplet i serie, men motsatt. Den spenning som oppstår på mottakttransformatorens Tl vikling L5, blir over en motstand R5 tilført port-tilslutningen på en felteffekttransistor FET2, hvor en diode D2 er koblet parallelt med motstanden. Mellom port-tilslutningen for FET2 og kilde-tilslutningen er to zenerdioder Z3 og Z4 koblet i serie, men motsatt. Motstandene R4 og R5 er høyohmige og tjener til innkoplingsforsinkelse av FET'ene. Diodene Dl og D2 skal sikre en rask utkopling av FET'ene. På denne måten vil man oppnå at begge FET'ene aldri samtidig er fullstendig ledende, da dette ville resultere i en kortslutning. Zenerdiodene Zl, Z2, Z3 og Z4 skal beskytte FET'enes port-tilslutninger mot spenninger. Ellers er vekselretteren ifølge modul C av vanlig oppbygning og dens funksjon kjent, slik at man her ikke behøver å forkla-re den nærmere. Module C is an inverter that produces a variable alternating voltage from the direct voltage produced from module B. In addition, an alternating voltage is supplied to module C from module D, which will be explained in more detail later, on the winding L3 of a counter-phase transformer Tlf. Counter-phase -transformer Tl has two windings L4 and L5 on the secondary side. The voltage that occurs on the winding L4 is fed across a resistor R4 to the gate connection of a field effect transistor FETI, where a diode Dl is connected in parallel with this resistor. Between the port connection and the source connection for FETI, two zener diodes Zl and Z2 are connected in series, but opposite. The voltage which occurs on the winding L5 of the counter-cycle transformer T1 is supplied via a resistor R5 to the gate connection of a field-effect transistor FET2, where a diode D2 is connected in parallel with the resistor. Between the port connection for FET2 and the source connection, two zener diodes Z3 and Z4 are connected in series, but opposite. Resistors R4 and R5 are high-resistance and serve for the switch-on delay of the FETs. The diodes Dl and D2 must ensure a quick switch-off of the FETs. In this way, it will be achieved that both FETs are never completely conducting at the same time, as this would result in a short circuit. The zener diodes Zl, Z2, Z3 and Z4 must protect the FET's port connections against voltages. Otherwise, the inverter according to module C is of normal construction and its function is known, so that it is not necessary to explain it in more detail here.

På utgangen av modul C som danner vekselretteren, er det tilsluttet en lastkrets betegnet modul E, som inneholder en gassutladningslampe L. Denne inneholder foruten gassutladningslampen L, en serieresonanskrets dannet av en drossel L6 og en kondensator CIO. Kondensatoren C9 tjener til fråkop-ling. Svingekretskondensatoren CIO ligger parallelt med gassutladningslampen L. Anvendelse av en serieresonanskrets har flere kjente fordeler. Før tenning av gassutladningslampen L flyter vekselstrømmen gjennom lampens glødespiraler over parallellkondensatoren CIO. Derved blir glødespiralene opphe-tet og stimulert til emisjon. Når frekvensen av den spenning som er tilført fra modul C til modul E, ligger i nærheten av serieresonanskretsens L6/C10 resonansfrekvens, så opptrer det en spenningsforhøyelse på parallellkondensatoren CIO, som blir utnyttet til tenning av lampen L. Etter tenningen demper lampen L serieresonanskretsens kvalitetsfaktor, og spenningen over lampen L synker, fordi lampen L da er ledende. Nå virker drosselen L6 som lampestrømbegrenser. For å forlenge lampens L levetid bestreber man seg på å forvarme lampens L gløde-spiraler tilstrekkelig lenge før tenning. For å oppnå dette tilføres til modul E først en spenning med en frekvens som ligger til-strekkelig høyt over serieresonanskretsens L6/C10 resonansfrekvens til at lampens L glødespiraler nok oppvarmes, men at tenning av lampen L allikevel ikke skjer, fordi spenningen som faller over parallellkondensatoren CIO på grunn av dens høye frekvens er for lav. Så senker man frekvensen nedover i retning av serieresonanskretsens L6/C10 resonansfrekvens, inntil nevnte spenningsforhøyelse på parallellkondensatoren CIO opptrer og tenning kan skje. Hvorledes nevnte endring av den frekvens som blir tilført modul E, bevirkes, vil bli nærmere forklart senere. At the output of module C which forms the inverter, a load circuit designated module E is connected, which contains a gas discharge lamp L. This contains, in addition to the gas discharge lamp L, a series resonant circuit formed by a choke L6 and a capacitor CIO. The capacitor C9 serves for disconnection. The oscillating circuit capacitor CIO lies in parallel with the gas discharge lamp L. The use of a series resonant circuit has several known advantages. Before lighting the gas discharge lamp L, the alternating current flows through the lamp's filament coils over the parallel capacitor CIO. Thereby, the glow spirals are heated and stimulated to emission. When the frequency of the voltage supplied from module C to module E is close to the resonance frequency of the series resonant circuit L6/C10, a voltage increase occurs on the parallel capacitor CIO, which is used to light the lamp L. After lighting, the lamp L dampens the quality factor of the series resonant circuit , and the voltage across the lamp L drops, because the lamp L is then conducting. Now the choke L6 acts as a lamp current limiter. In order to extend the life of the lamp L, efforts are made to preheat the lamp's L filament coils sufficiently long before ignition. To achieve this, module E is first supplied with a voltage with a frequency that is sufficiently high above the resonance frequency of the series resonant circuit L6/C10 so that the filament coils of the lamp L are sufficiently heated, but that lighting of the lamp L still does not occur, because the voltage that falls across the parallel capacitor CIO because of its high frequency is too low. The frequency is then lowered downwards in the direction of the series resonance circuit's L6/C10 resonance frequency, until the aforementioned voltage increase on the parallel capacitor CIO occurs and ignition can occur. How the aforementioned change in the frequency supplied to module E is effected will be explained in more detail later.

Modul G tjener til fremstilling av en spenning UIL, som er et mål for lampens L totale strøm. Modul G består av en motstand R8 som er forbundet med lampens ene elektrode, hvilken motstand den totale lampestrøm flyter gjennom. Module G serves to produce a voltage UIL, which is a measure of the lamp L's total current. Module G consists of a resistor R8 which is connected to the lamp's one electrode, through which the total lamp current flows.

Modul H tjener til fremstilling av.en lav forsynings-likespenning Ujjy på omkring 10....12V for modulens D byggelementer, hvilken modul fortrinnsvis er utformet som en halvleder-brikke, og som vil bli forklart nærmere senere. Modul H er forbundet med modulens G utgang, som, som nevnt, produserer en spenning UIL, som tilsvarer den totale lampe-strøm. Denne spenningen er altså avledet av den totale lampe-strøm. Den blir tilført modul H på dioden D3, som likeretter spenningen UIL, som er en vekselspenning. Motstanden R9 og begge de zenerdioder Z5 og Z6 som er koplet i serie med denne, sørger for spenningsstabilisering. Motstanden RIO og kondensatoren Cll, som er koplet i serie med denne, samt kondensatoren C12, sørger for glatting av den likerettede spenning <U>NV. Spenningen UNV kunne nok også oppnås ved spenningsdeling fra den like-spenning (250V) som er til rådighet fra tilslutningen 16 på modul B; men da måtte det beløp som tilsvarte spenningsdifferansen mellom 250V og 10...12V tilintetgjøres, hvilket ville være forbundet med tilsvarende uønsket varmetap og et unødvendig energiforbruk. Module H serves to produce a low supply direct voltage Ujjy of around 10...12V for the building elements of module D, which module is preferably designed as a semiconductor chip, and which will be explained in more detail later. Module H is connected to module G's output, which, as mentioned, produces a voltage UIL, which corresponds to the total lamp current. This voltage is thus derived from the total lamp current. It is supplied to module H on the diode D3, which rectifies the voltage UIL, which is an alternating voltage. The resistor R9 and both the zener diodes Z5 and Z6 which are connected in series with this ensure voltage stabilization. The resistor RIO and the capacitor Cll, which is connected in series with this, as well as the capacitor C12, ensure smoothing of the rectified voltage <U>NV. The voltage UNV could probably also be obtained by voltage division from the equal voltage (250V) which is available from connection 16 on module B; but then the amount corresponding to the voltage difference between 250V and 10...12V would have to be destroyed, which would be associated with corresponding unwanted heat loss and unnecessary energy consumption.

Drivkretsens kjerne er modul D. Denne tjener i det vesentlige til å produsere en variabel frekvens for modul C som danner vekselretteren, og i avhengighet av flere av drivkretsens parametre. Med den variable frekvens er det mulig å endre spenningen over lampens L (modul E) koplingsklemmer. Ved en tomgangsfrekvens som er vesentlig høyere enn serieresonanskretsens L6/C10 resonansfrekvens, er modul E, som danner lastkretsen, induktiv, og spenningen over lampens L koplings-klemmer utgjør effektivt ikke mer enn 250V. Denne relativt lave spenning er foreskrevet ved tilhørende normer (eksempelvis Deutsche VDE 0712), for å muliggjøre en relativt ufarlig utskifting av lampen L. Ved den tennings- henholdsvis driftsfrekvens som ligger i nærheten av serieresonanskretsens L6/C10 resonansfrekvens, utgjør derimot den vekselspenning som tilføres lampens L tilslutninger, ca. 500V. The drive circuit's core is module D. This essentially serves to produce a variable frequency for module C which forms the inverter, and in dependence on several of the drive circuit's parameters. With the variable frequency, it is possible to change the voltage across the lamp's L (module E) connection terminals. At an idle frequency that is significantly higher than the series resonant circuit's L6/C10 resonant frequency, module E, which forms the load circuit, is inductive, and the voltage across the lamp's L connection terminals effectively amounts to no more than 250V. This relatively low voltage is prescribed by associated standards (for example Deutsche VDE 0712), to enable a relatively harmless replacement of the lamp L. At the ignition or operating frequency which is close to the resonance frequency of the series resonant circuit L6/C10, on the other hand, the alternating voltage supplied the lamp's L connections, approx. 500V.

Modul D inneholder en kvartsbestykket fastfrekvensgenera-tor 6, som f.eks. produserer en frekvens på 8 MHz. Denné frekvens blir tilført en frekvensstyreenhet 10, som eksempelvis kan inneholde en tilsvarende programmert mikroprosessor (CPU). Frekvensstyreenheten fører den frekvens på 8MHz som er avgitt fra fastfrekvensgeneratoren 6, til en blokk 7, som til en 8-bit-teller 9 tilfører tilsvarende telle-pulser (clock) og samtidig foranlediger at 8-bit-telleren 9 teller oppover eller nedover (up/down). Det siste avhenger av tilstanden til de parametre for drivkretsen som er tilført frekvensstyreenhet 10. Tellerstanden til 8-bit-telleren 9 blir tilført til en 7-bit komparator 16. Denne er dessuten over en 7-bit-busledning med seriekoblede flip-flop'er FF forbundet med en tellerlogikk 8. Flip-flop-kjeden blir tilført 8MHz-frekvensen fra fastfrekvensgeneratoren 6 for telling, hvorved hver flip-flop FF i kjeden neddeler frekvensen med en faktor 2. Når flip-flop-kjedens stand er lik 8-bit-tellerens 9 tellerstand, så null-stiller logikkdelen i tellerlogikken 8, som er forbundet med 7-bitkomparatoren 16, flip-flop-kjeden via ledningen R. Samtidig avgir tellerlogikkens 8 logikkdel den tilsvarende tildelte frekvens til en drivkrets 15, hvis utgang er forbundet med viklingen L3 på mottakt-transformatoren Tl i modulen C som danner vekselretteren. Module D contains a quartz-equipped fixed-frequency generator 6, which e.g. producing a frequency of 8 MHz. This frequency is supplied to a frequency control unit 10, which can for example contain a correspondingly programmed microprocessor (CPU). The frequency control unit leads the frequency of 8 MHz emitted from the fixed frequency generator 6 to a block 7, which supplies corresponding counting pulses (clock) to an 8-bit counter 9 and at the same time causes the 8-bit counter 9 to count up or down ( up/down). The latter depends on the state of the parameters for the drive circuit that are supplied to the frequency control unit 10. The counter value of the 8-bit counter 9 is supplied to a 7-bit comparator 16. This is also via a 7-bit bus line with series-connected flip-flops' is FF connected to a counter logic 8. The flip-flop chain is supplied with the 8MHz frequency from the fixed frequency generator 6 for counting, whereby each flip-flop FF in the chain divides the frequency by a factor of 2. When the state of the flip-flop chain is equal to 8- the bit counter 9's count value, so the logic part of the counter logic 8, which is connected to the 7-bit comparator 16, resets the flip-flop chain via line R. At the same time, the logic part of the counter logic 8 outputs the corresponding assigned frequency to a drive circuit 15, whose output is connected to the winding L3 of the counter-phase transformer Tl in the module C which forms the inverter.

Den styreenhet 10 (CPU) som inneholder den programmerte mikroprosessor, bearbeider de signaler som den blir tilført, tilsvarende de enkelte målte parametre, parallelt og/eller i serie. Mikroprosessoren er slik programmert at den arbeider etter et bestemt program ved bearbeiding av disse signaler. Dette skal i det følgende beskrives med hensyn til virkemåten. The control unit 10 (CPU) which contains the programmed microprocessor, processes the signals supplied to it, corresponding to the individual measured parameters, in parallel and/or in series. The microprocessor is programmed in such a way that it works according to a specific program when processing these signals. This will be described in the following with regard to the way it works.

En første parameter er lampespenningen UL produsert av blokk F og som er en vekselspenning. Denne blir tilført inngangen på en komparator/regulatorenhet 12. Komparator/ regulatorenheten 12 er dessuten forbundet med en skalyerdi-giver 11 som tilfører denne tre skalverdi-spenninger UK, UH og Uz. Ved disse tre skalverdi-spenninger handler det om like-spenninger. Komparator/regulatorenheten 12 sammenligner hele A first parameter is the lamp voltage UL produced by block F and which is an alternating voltage. This is supplied to the input of a comparator/regulator unit 12. The comparator/regulator unit 12 is also connected to a scaled encoder 11 which supplies it with three setpoint voltages UK, UH and Uz. These three setpoint voltages are equivalent voltages. The comparator/regulator unit 12 compares the whole

tiden lampe-vekselspenningens uL toppverdi med den aktuelle time the peak value of the lamp alternating voltage uL with the current one

skalverdi-spenning. setpoint voltage.

Etter innkopling av drivkretsen øker vanligvis lampespenningen UL. Bare hvis det er kortslutning i koplingen, fort-setter den å ligge under skalverdi-kortslutningsspenningen UK. Styre-enheten 10 prøver nå i en bestemt tid, eksempelvis ovér en nett-vekselspenningsperiode, om lampespenningen UL forblir under skalverdi-kortslutningspenningen UK. Hvis dette er tilfelle, så utkopler styreenheten 10 drivkretsen 15. Videre kopler styreenheten 10 hele modul D til høyohmig tilstand. Det betyr at modulens D blokker og byggelementer nok er i driftsberedskap, men allikevel bare opptar en meget ubetydelig effekt. Da modul E, og dermed også modulene G og H, ved utkoplingen av drivkretsen 15, ikke lenger blir tilført noen vekselspenning, blir blokkene og byggelementene i modul D forsynt med spenning fra modul B. Som allerede tidligere nevnt, står ved modulens B tilslutning altså bare en høy likespenning til rådighet; Det effekttap som byggelementene, henholdsvis blokkene, til modul D som er utformet som en halvleder-brikke, utsettes for på grunn av spenningsdifferansen til forsyningsspenningen, er allikevel ubetydelig, fordi også modulens D effektopptak er lite på grunn av den høyohmige tilstand. Når modul D igjen blir omkoplet fra høyohmig tilstand til driftstilstand, så leveres spenningsforsyningen gjennom den lave likespenning U^ som er til rådighet på utgangen av modul H. Omkoplingen mellom de to mulighetene for spenningsforsyning skjer via styreenheten 10 på blokk 17 for modulens D spenningsforsyning. After switching on the drive circuit, the lamp voltage UL usually increases. Only if there is a short-circuit in the connection, it continues to lie below the setpoint short-circuit voltage UK. The control unit 10 now tests for a specific time, for example over a mains AC voltage period, whether the lamp voltage UL remains below the set value short-circuit voltage UK. If this is the case, the control unit 10 disconnects the drive circuit 15. Furthermore, the control unit 10 switches the entire module D to a high-resistance state. This means that module D's blocks and building elements are probably ready for operation, but still only occupy a very insignificant effect. As module E, and thus also modules G and H, when the drive circuit 15 is switched off, is no longer supplied with any alternating voltage, the blocks and building elements in module D are supplied with voltage from module B. As already mentioned earlier, at module B's connection only a high DC voltage available; The power loss that the building elements, respectively the blocks, of module D, which is designed as a semiconductor chip, are exposed to due to the voltage difference to the supply voltage, is nevertheless negligible, because the power absorption of module D is also small due to the high-resistive state. When module D is again switched from high-resistance state to operating state, the voltage supply is delivered through the low direct voltage U^ which is available at the output of module H. The switching between the two possibilities for voltage supply takes place via the control unit 10 on block 17 for module D's voltage supply.

Da lampespenningen UL synker sterkt umiddelbart etter tenning av lampen L, og til og med under kortslutnings-skal-verdispenningen UK, er det nødvendig umiddelbart etter starten (tenningen) av lampen L å avbryte prøvingen av lampespenningen UL ved hjelp av komparator/regulatorenheten 12. Avbrytelsen er innprogrammert i styreenhetens 10 mikroprosessor. Since the lamp voltage UL drops sharply immediately after lighting the lamp L, and even below the short-circuit target voltage UK, it is necessary immediately after the start (lighting) of the lamp L to interrupt the testing of the lamp voltage UL by means of the comparator/regulator unit 12. The interruption is programmed into the control unit's 10 microprocessor.

Utkopling av drivkretsen 15 såvel som innstilling av modul D til høyohmig tilstand ved hjelp av en detektert kortslutning, kan bare oppstå ved utkopling og gjeninnkopling av nettvekselspenningen. Hvis det ikke er noen kortslutning i koplingen, så overskrider lampespenningen UL skalverdi-kortslutningsspenningen UK og stiger inntil den når skalverdi-forvarmespenningen UH. Denne beløper seg til ca. 1,4V. Dette tilsvarer en spenning på ca. 200V på lampens L tilslutninger. Når komparator/regulatorenheten melder fra til styreenheten 10 at lampespenningen UL er lik skalverdi-forvarmespenningen UH, så regulerer styreenheten 10 den frekvens som tilføres til modul C, slik at lampespenningen UL i en bestemt forvarmetid forblir lik skalverdi-forvarmespenningen UH. I løpet av denne tid opphetes glødespiralene til lampen L i modul E og begynner å emittere. Den tomgangsfrekvens som er tilført til modul C (vekselretter), når i dette tilfelle omkring 123kHz. Forvarmetiden inneholdes i styreenhetens (CPU) mikroprosessor. Disconnection of the drive circuit 15, as well as setting module D to a high-resistance state by means of a detected short circuit, can only occur by disconnecting and reconnecting the mains AC voltage. If there is no short circuit in the connection, then the lamp voltage UL exceeds the setpoint short-circuit voltage UK and rises until it reaches the setpoint preheating voltage UH. This amounts to approx. 1.4V. This corresponds to a voltage of approx. 200V on the lamp's L connections. When the comparator/regulator unit reports to the control unit 10 that the lamp voltage UL is equal to the setpoint preheating voltage UH, the control unit 10 regulates the frequency supplied to module C, so that the lamp voltage UL remains equal to the setpoint preheating voltage UH for a certain preheating time. During this time, the filaments of the lamp L in module E heat up and begin to emit. The idle frequency supplied to module C (inverter) in this case reaches around 123kHz. The preheating time is contained in the control unit's (CPU) microprocessor.

Når forvarmetiden er slutt, bevirker styreenheten ifølge det program som er inngitt den, at den frekvens som er tilført til modul C, blir senket i retning av driftsfrekvensen, som utgjør omtrent 62kHz. Senkningen av véksélretterens (modul C) frekvens har til følge at vekselspenningen på Lampen L (modul E) stiger til omtrent 500V. Ved sammenligning av lampespenningen UL med den tredje skalverdi-spenning som avgis fra skalverdi-giveren 11, skalverdi-tenningsspenningen Uz i regulatoren 12, sørger nå styreenheten 10 under vurdering av regulatorens 12 utgangssignaler for at lampespenningen UL blir holdt lik skalverdi-tenningsspenningen Uz. Skalverdi-tenningsspenningen Uz er ca. 3,5V. Lampen L skulle nå tenne. Når tenning skjer, så synker lampespenningen UL sterkt. Dette detekteres av styreenheten 10 over komparator/regulatorenheten 12. Drivkretsen med lampen L er dermed i funksjon. When the preheating time is over, the control unit causes, according to the program entered into it, that the frequency supplied to module C is lowered in the direction of the operating frequency, which amounts to approximately 62kHz. The lowering of the frequency of the rectifier (module C) results in the alternating voltage on the Lamp L (module E) rising to approximately 500V. When comparing the lamp voltage UL with the third setpoint voltage emitted from the setpoint transmitter 11, the setpoint ignition voltage Uz in the regulator 12, the control unit 10 now ensures, while evaluating the output signals of the regulator 12, that the lamp voltage UL is kept equal to the setpoint ignition voltage Uz. The rated ignition voltage Uz is approx. 3.5V. The lamp L should now light up. When ignition occurs, the lamp voltage UL drops sharply. This is detected by the control unit 10 above the comparator/regulator unit 12. The drive circuit with the lamp L is thus in operation.

Når lampespenningen UL over et visst tidsrom ikke synker under skalverdi-tenningsspenningen Uz, så betyr dette at tenning ikke har skjedd. Årsaken til ikketenningen kan eksempelvis være en gassdefekt i lampen L, eller emisjonshabilite-ten i lampens glødespiraler kan være uttømt. Dersom lampen L av denne eller andre grunner ikke starter selv om startspen-ningen er nådd, er det fare for at koplingen kan bli ødelagt dersom den relativt høye startspenning blir opprettholdt over lengre tid. Av denne grunn er styreenheten (CPU) 10 programmert slik at et forgjeves startforsøk blir avbrutt etter en bestemt tid. Dette skjer ved at styreenheten 10 forhøyer den frekvens som blir tilført til vekselretteren (modul C) i retning av tomgangsfrekvensen, med det resultat at den spenning som ligger over lampens L koplings-klemmer, igjen synker nedover. Styreenheten 10 er videre slik programmert at ved et første forgjeves startforsøk kan et bestemt antall slike startforsøk tilføyes. Hvis etter dette bestemte antall start-forsøk heller ikke tenning av lampen L skjer, så blir véksélretterens frekvens satt på den høyest mulige verdi, dvs. tomgangsfrekvensen og blir der enten inntil lampen L er byttet ut, eller inntil utkopling og gjeninnkopling av vekselstrøm-nettet. When the lamp voltage UL does not drop below the set value ignition voltage Uz over a certain period of time, this means that ignition has not occurred. The reason for the non-ignition could be, for example, a gas defect in the lamp L, or the emission capability in the lamp's filaments could be exhausted. If, for this or other reasons, the lamp L does not start even if the starting voltage is reached, there is a risk that the connection may be destroyed if the relatively high starting voltage is maintained for a long time. For this reason, the control unit (CPU) 10 is programmed so that a futile start attempt is canceled after a certain time. This happens by the control unit 10 increasing the frequency that is supplied to the inverter (module C) in the direction of the idle frequency, with the result that the voltage across the lamp's L connection terminals drops again. The control unit 10 is further programmed in such a way that in the event of a first unsuccessful start attempt, a specific number of such start attempts can be added. If, after this specified number of start attempts, the lamp L also does not light up, the frequency of the inverter is set to the highest possible value, i.e. the idle frequency and remains there either until the lamp L is replaced, or until the AC mains is disconnected and reconnected .

En ytterligere parameter som blir overvåket, er lampe-strømmen. Til .lampestrømmen svarer erverdi-spenningen UIL, som blir avgitt fra modul G. Denne blir tilført en komparator 13 A further parameter that is monitored is the lamp current. The actual value voltage UIL corresponds to the lamp current, which is emitted from module G. This is fed to a comparator 13

i modul D som dessuten mottar en referansepenning UILM fra en referansespenningsgiver 1, hvilken spenning tilsvarer en minste-lampestrøm. Komparatoren 13 sammenligner spenningen UIL med spenningen.UILM og melder resultatet til styreenheten 10. Når spenningen UIL som tilsvarer lampestrømmen, underskrider referansespenningen, så kan eksempelvis årsaken til dette være et glødespiralbrudd i lampen L eller den kjennsgjerning at in module D which also receives a reference voltage UILM from a reference voltage transmitter 1, which voltage corresponds to a minimum lamp current. The comparator 13 compares the voltage UIL with the voltage.UILM and reports the result to the control unit 10. When the voltage UIL, which corresponds to the lamp current, falls below the reference voltage, the reason for this could be, for example, a filament break in the lamp L or the fact that

lampen L ikke sitter riktig i sine fatninger eller et tatt ut. Isåfall styrer styreenheten 10 den frekvens som blir tilført vekselretteren (modul C) igjen til den høyest mulige verdi, altså til tomgangsfrekvens. Derved ligger det på lampens L tilslutninger (fatninger) en relativt lav og derfor ufarlig spenning, noe som særlig er viktig hvis lampen L er tatt ut. the lamp L is not seated correctly in its sockets or has been removed. In that case, the control unit 10 controls the frequency that is supplied to the inverter (module C) again to the highest possible value, i.e. to the idle frequency. Thereby, there is a relatively low and therefore harmless voltage on the lamp's L connections (sockets), which is particularly important if the lamp L is removed.

En ytterligere overvåket parameter er den av modul H produserte lave likespenning til forsyning av blokkene og elementene i modul D. Denne spenning U^ blir tilført til en komparator 2, som dessuten blir tilført en referansespenning fra giveren 1 og som er lik den minstelikespenningsverdi som skal produseres av modul H. Komparatorens 2 sammenligningsresultat blir igjen tilført til styreenheten 10. Hvis den av modul H produserte lave likespenning UNV går under referansespenningen UNVM, så styrer styreenheten 10 véksélretterens frekvens igjen til tomgangsfrekvens og kopler modul D til den høyohmige tilstand. A further monitored parameter is the low DC voltage produced by module H to supply the blocks and elements in module D. This voltage U^ is supplied to a comparator 2, which is also supplied with a reference voltage from the encoder 1 and which is equal to the minimum DC voltage value to be is produced by module H. The comparison result of the comparator 2 is again supplied to the control unit 10. If the low direct voltage UNV produced by module H goes below the reference voltage UNVM, then the control unit 10 controls the frequency of the inverter back to the idle frequency and switches module D to the high-resistance state.

En ytterligere overvåket parameter er den likespenning som produseres av modul B. En denne likespenning tilsvarende og avdelt spenning er spenningen UG som kan tas ut fra modul M. Den blir tilført en komparator 3. I tillegg blir komparatoren 3 også tilført en referansespenning UGM fra giveren 1, hvilken referansespenning tilsvarer minstelikespenningen. Komparatorens 3 sammenligningsresultat blir igjen meddelt styreenheten 10. Når spenningen UG underskrider referansespenningen UGM, så betyr dette eksempelvis at den likespenning som er produsert av modul B, er sunket under 150V. Ved denne likespenning kan vekselretteren ikke lenger frembringe energi til tenning av lampen. Startforsøk vil da muligens kunne føre til beskadigelse av lampen. Styreenheten prøver nå i minst en halv nettperiode om likespenningen UG som er avgitt av modul M, i det minste én gang underskrider minstelikespenningen Ujg^. Hvis så er tilfelle, så blir drivanordningen 15 utkoplet. Det betyr at ikke flere startforsøk blir foretatt. A further monitored parameter is the DC voltage produced by module B. A corresponding and divided voltage to this DC voltage is the voltage UG which can be extracted from module M. It is supplied to a comparator 3. In addition, the comparator 3 is also supplied with a reference voltage UGM from the encoder 1, which reference voltage corresponds to the minimum equivalent voltage. The comparison result of the comparator 3 is again communicated to the control unit 10. When the voltage UG falls below the reference voltage UGM, this means, for example, that the direct voltage produced by module B has fallen below 150V. At this direct voltage, the inverter can no longer generate energy to light the lamp. Attempts to start could then possibly lead to damage to the lamp. The control unit now tests for at least half a grid period whether the direct voltage UG, which is emitted by module M, at least once falls below the minimum direct voltage Ujg^. If this is the case, the drive device 15 is disengaged. This means that no more start attempts are made.

En ytterligere parameter som skal overvåkes, er like-strømeffekten. Erverdi-likestrømeffekten blir funnet ved multiplikasjon av den likespenning UG som er avgitt fra modul M, og den likespenning UIG som blir avgitt fra modul K. Sistnevnte likespenning UIG tilsvarer den likestrøm som er tatt opp fra koplingen. En spenning UPG som er produsert av multiplisereren 5 og som tilsvarer likestrømeffekten, blir tilført en regulator 4. Regulatoren 4 blir dessuten tilført en referansespenning UPS som tilsvarer skalverdi-effekten. Utgangssignalet fra regulatoren 4 som arbeider som komparator, blir tilført til styreenheten 10. Denne regulerer nå véksélretterens (modul C) frekvens slik at den opptatte likestrøm-ef f ekt forblir konstant. På denne måte er lampens L lyseffekt også konstant. Det skal også i denne sammenheng nevnes at man kan forutse den mulighet å gjøre referansespenningen Ups på referansespenningsgiveren 1 innstillbar utenfra, for å kunne utligne byggelementtoleranser, og å kunne tilpasse den effekt som opptas av lampen L til disse toleranser ved trimming av en (ikke vist) motstandsdeler. A further parameter to be monitored is the direct current power. The actual value direct current effect is found by multiplying the direct voltage UG that is emitted from module M, and the direct voltage UIG that is emitted from module K. The latter direct voltage UIG corresponds to the direct current that is taken up from the coupling. A voltage UPG which is produced by the multiplier 5 and which corresponds to the direct current power is supplied to a regulator 4. The regulator 4 is also supplied with a reference voltage UPS which corresponds to the setpoint power. The output signal from the regulator 4, which works as a comparator, is fed to the control unit 10. This now regulates the frequency of the inverter (module C) so that the absorbed direct current effect remains constant. In this way, the L light output of the lamp is also constant. It should also be mentioned in this context that one can foresee the possibility of making the reference voltage Ups on the reference voltage generator 1 adjustable from the outside, in order to be able to compensate building element tolerances, and to be able to adapt the power absorbed by the lamp L to these tolerances by trimming a ) resistance parts.

Når frekvensgeneratorkoplingen skal kjøres opp fra driftsfrekvens til tomgangsfrekvens, så må ikke hele frekvens-området bli gjennomkjørt kontinuerlig, men dette kan skje ved at styreenheten 10 formidler en nullstillings-impuls over ledningen R til 8-bit-telleren 9. When the frequency generator coupling is to be driven up from operating frequency to idling frequency, the entire frequency range must not be driven through continuously, but this can be done by the control unit 10 conveying a reset impulse via the wire R to the 8-bit counter 9.

En siste parameter som skal overvåkes, er lastimpedansen for felteffekttransistorene FETI og FET2 til vekselretteren (modul C). Når den likespenning som modul B har produsert for vekselretteren synker, eksempelvis ved sterke innbrudd av nettvekselspenning eller - når forsyningslikespenningen for vekselretteren blir tatt ut fra et sentralbatterianlegg - ved senkning av spenningen, så blir belastningen på felteffekttransistorene som følge av den parallellkapasitans CIO som ligger parallelt med lampen L, kapasitiy. En kapasitiv belastning av felteffekttransistorene kan da oppstå, særlig med den forannevnte senkning av forsyningslikespenningen for vekselretteren, hvis den styrefrekvens som er tilført til vekselretteren, nærmer seg sin nedre grenseverdi. Ved kapasitiv belastning er det fare for ødeleggelse av felteffekttransistorene. For å unngå kapasitiv belastning blir derfor lastimpedansens art meddelt til felteffekttransistorene. Dette skjer slik at man fra utgangen av drivkretsen 15 tar ut spenningen UT og sammenligner den i en fasekomparator 14 med spenningen UIL som tilsvarer lampestrømmen. Spenningens UT ryggflanke, som er en rektangulær spenning, definerer derved sammenligningstidspunktet tv. Når belastningen for felt-ef f ekttransistorene blir induktiv, så forskyves spenningen UIL som kan bestå av sinushalvbølger, på figur 2 til høyre, da strømmen i induktivt tilfelle iler etter spenningen. I kapa-sitivt tilfelle er det omvendt. Fasekomparatorens 14 utgangs-signal blir tilført til styreenheten 10. Når felteffekttran-sistbrenes belastning nærmer seg det kapasitive tilfelle, så bevirker styreenheten 10 en forhøyelse av den frekvens som ble tilført vekselretteren, med det resultat at belastningen igjen blir induktiv. A final parameter to be monitored is the load impedance of the field effect transistors FETI and FET2 of the inverter (module C). When the direct voltage that module B has produced for the inverter drops, for example in the event of a strong interruption of the mains alternating voltage or - when the supply direct voltage for the inverter is taken from a central battery system - when the voltage is lowered, then the load on the field-effect transistors as a result of the parallel capacitance CIO which lies in parallel with the lamp L, kapastiy. A capacitive load of the field-effect transistors can then occur, especially with the aforementioned lowering of the supply DC voltage for the inverter, if the control frequency supplied to the inverter approaches its lower limit value. With capacitive loading, there is a risk of destroying the field effect transistors. To avoid capacitive loading, the nature of the load impedance is therefore communicated to the field effect transistors. This happens so that the voltage UT is taken from the output of the drive circuit 15 and compared in a phase comparator 14 with the voltage UIL which corresponds to the lamp current. The ridge edge of the voltage UT, which is a rectangular voltage, thereby defines the comparison time tv. When the load for the field-effect transistors becomes inductive, the voltage UIL, which can consist of sine half-waves, is shifted to the right in Figure 2, as the current in the inductive case follows the voltage. In the capacitive case it is the other way around. The output signal of the phase comparator 14 is supplied to the control unit 10. When the field effect transistor's load approaches the capacitive case, the control unit 10 causes an increase in the frequency supplied to the inverter, with the result that the load again becomes inductive.

Det kan tenkes tallrike variasjoner av den foran beskrev-ne drivkrets. Således er det eksempelvis ikke nødvendig at alle parametre blir målt og tatt hensyn til. Parametrene kan måles kontinuerlig eller periodisk. Styreenheten må ikke være dannet av en mikroprosessor (CPU), men kan være dannet av et flertall enkelte styreblokklagre e.l. Måletidene, målemellom-tidene og andre tider som f.eks. forvarmetiden, kan bli bestemt av tellerlogikken (flip-flop-kjeden) eller av en separat tidstellekrets. Foranstående utførelse kan selvfølgelig også anvendes ved en drivkrets med mer enn én lampe. Således kan eksempelvis to lamper koples i vanlig tandemkopling. Numerous variations of the previously described drive circuit are conceivable. Thus, for example, it is not necessary that all parameters are measured and taken into account. The parameters can be measured continuously or periodically. The control unit must not be formed by a microprocessor (CPU), but can be formed by a majority of individual control block stores etc. The measurement times, measurement intervals and other times such as e.g. the preheating time, can be determined by the counter logic (flip-flop chain) or by a separate timer circuit. The above design can of course also be used with a drive circuit with more than one lamp. Thus, for example, two lamps can be connected in a normal tandem connection.

Claims

1. Drive circuit for a discharge lamp arranged in parallel with the capacitor in a series resonant circuit in an inverter load circuit, which inverter is connected to a direct voltage source and controlled by a frequency generator, the frequency of which can be changed by means of a control unit between an operating frequency that is close to the resonant frequency of the series resonant circuit and an idle frequency that is above the operating frequency, characterized in that the direct voltage produced by the direct voltage source (B) is supplied to a voltage measuring unit (M) which produces a signal (UG) corresponding to this direct voltage and supplies this to a multiplier (5), for the direct current which is taken out from the direct voltage source (B), a current measuring unit (K) is supplied, which produces a signal (UIG) corresponding to the drawn current, which signal is likewise supplied to the multiplier (5), that a signal (UPG) corresponding to the direct current power and produced by the multiplier (5), is supplied to a regulator (4) which compares the latter signal with a signal (Ups) corresponding to a set value reference voltage, that the comparison result is supplied to the control unit (10) and that the control unit (10) regulates the frequency of the frequency generator (6,7,8,9,15,16) so that the direct current power that is taken from the direct voltage source (B) is kept constant.

2. Drive circuit according to claim 1, where the inverter works with field effect transistors, characterized in that the impedance phase angle of the inverter's load circuit (E) is determined, that a signal corresponding to this phase angle is generated in a measuring unit (14) and supplied to the control unit (10) and that the control unit (10) regulates the frequency generator's (6,7,8 ,9,15,16) frequency so that the load formed by the load circuit (E) does not become capacitive for the inverter (C).

3. Drive circuit according to claim 2, characterized in that in a current measuring unit (G) a signal (UIL) is produced corresponding to the lamp's (L) current which is supplied to a phase comparator (14), that a comparison signal (UT) corresponding to the control voltage of the inverter (C) is further supplied to the phase comparator , and that the phase comparator's (14) comparison result is supplied to the control unit (10).