NO170443B - Elektronisk forsterkningskontrollert ballastsystem for gassutladningsroer - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår elektronisk forsterkningskontrollert ballastsystem for gassutladningsrør med en strømforsyningskilde av den art som angitt i innledningen til krav 1.

Elektroniske ballastsystemer for gassutladningsrør er tidligere kjent. Ved noen av de tidligere kjente elektroniske ballastsystemene er det ikke sørget for frekvensstabilisering av kretsen. Ved et slikt elektronisk ballastsystem er det, når et gassutladningsrør blir fjernet fra kretsen, en flimring av de øvrige gassutladningsrørene eller i noen tilfeller et fullstendig brudd i det synlige lyset fra de øvrige gassutladningsrørene.

Ved andre kjente elektroniske ballastsystemer er lysutgangen til gassutladningsrørene sterkt avhengig av forsterkningen til transistorne som er anvendt i kretsen. Ved slike tidligere kjente systemer hvor transistorforsterkningen mellom en enhet og en annen varierer over et stort område, vil lyset ut fra gassutladningsrørene variere over et stort område. Ved slike kjente systemer må ytterligere kretser bli anordnet for å opprettholde utgangslyset så konstant som mulig mellom forskjellige enheter.

Foreliggende oppfinnelse unngår ovenfornevnte ulempe ved tidligere kjent system ved hjelp av et elektronisk forsterkningskontrollert ballastsystem av den innledningsvis nevnte art hvis karakteristiske trekk fremgår av krav 1. Ytterligere trekk ved oppfinnelsen fremgår av de øvrige uselvstendige kravene.

Oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere med henvisning til tegningene, hvor: Fig. 1 viser skjematisk den elektriske kretsen til det strømdrevne forsterkningskontrollerte elektroniske ballastsystemet. Fig. 2 viser skjematisk en elektronisk krets for en utførelsesform av det forsterkningskontrollerte elektroniske ballastsystemet.

Med henvisning til fig. 1 og 2 er der vist et strømdrevet automatisk forsterkningskontrollert ballastsystem 100 og selvregulerende elektronisk ballastsystem henholdsvis. Det er således vist elektroniske ballastsystemer 10 og 100 med strømforsyningen 112 for å drive i det minste et par gassutladningsrør 140 og 140'. Gassutladningsrørene 140 og 140' kan være av en standard fluoreserende type, som har første og andre glødetråder 142, 144 og 142' og 144'.

Strømforsyningen 112 kan være 210 til 240 volt og 50 Hz vekselstrømskilde for utførelsesformene beskrevet her, idet det her underforståes at en bestemt strømkilde er kun anvendt for å illustrere oppfinnelsen og at det således kan anvendes enhver vekselstrømskilde for en standardisert spenning generert ved frekvenser tilnærmet 50 eller 60 Hz.

Strømforsyningskilden 112 kan være en likestrømskilde for ekstern eller intern tilførsel til systemet 100 og 10 på velkjent måte ved fjerning av forutbestemte deler av den totale kretsen. Strømforsyningen for systemene 10 og 100 blir tilveiebrakt ved hjelp av strømforsyningskilden 112 til bryteren 114 som kan være et kommersielt tilgjengelig og standardisert bryterelement, slik som en enpolet, enkel venderbrytermekani sme.

Strømforsyningen er koplet via ledningen 116 med likeretterkretsen 118 som tilveiebringer en helbølgelikeretning av strømforsyningskildens vekselspenning. Likeretterkretsen 118 kan være en helbølgebrokrets, som vist på figuren. Helbølge-brokretsen 118 er dannet av diodeelementer 120, 122, 124, 126 for å tilveiebringe likeretting av vekselspenningen fra strømforsyningen 112. Ved den viste utførelsesformen kan diodeelementene 120-126 være en av et antall standarddiode-elementer og i form av ballastsystemer 10 og 100, som har den standardiserte betegnelsen 1N4005.

Brokretsen 118 sørger for et utgangspulserende likestrøms-signal som passerer en utgangslinje 138, idet det pulserende signalet blir tilført filternettverket 111. Filternettverket 111 filtrerer den tidligere nevnte pulserende likestrøms-spenningen som passerer fra likeretterkretsen 118. Filternettverket 111 er elektrisk koplet med brokretsen 118 ved hjelp av utgangslinjen 138.

For å tilveiebringe et hovedsakelig kontinuerlig glatt signal for drift av systemet 100 og 10 har filterkretsen 111 glattefilter 136 for gjennomsnittsutligning av det pulserende likespenningssignalet. Likeretterbrokretsen 118 er koplet til jord 130 for å være i returbanen til likestrømsf or-syningen for motsatte ender av brokretsen 118, idet det tilveiebringes likespenning til filternettverket 111.

Glattefilter 136 til filternettverket 111 har drosselelementet 132 og shuntkondensatoren 134. Drosselelementet 132 er koplet ved en første ende i serie med likeretterkretsen 118 og er dessuten koplet med shuntkondensatoren 134 ved dens andre ende. Shuntkondensatoren 134 er forbundet parallelt med den totale utgangen til filternettverket 111 som vist. Shuntkondensatoren 134 er koplet ved den første enden med drosselelementet 132 og med filterutgangslinjen 141, og den motsatte enden til drosselelementet 132 er koplet med likestrømsreturen 65 på fig. 2 og jord 130 på fig. 1.

Shuntkondensatoren 134 med drosselelementet 132 virker som en gjennomsnittlig utligning av 100 Hz pulserende likespenning tilført av helbølgebrokretsen 118. Kombinasjonen av shuntkondensatoren 134 og drosselelementet 132 opprettholder dessuten strømmen trukket av systemet 110 ved en gjennomsnittlig verdi uten å danne en total strømforsyningsfaktor som ville medføre ødeleggende foranliggende i fase eller alternativt etterliggende i fase. Slik faseforskyvning til strømforsyningsfaktoren har blitt funnet hvor store in-duktanser ble anvendt i totalkretsen når en stor kapasitans er anvendt som eneste filtreringsmekanismen for å glatte den pulserende likespenningen.

Det skal bemerkes at dersom drosselen eller serieinduktorele-mentet 132 ble fjernet fra ballastsystemet 100, ville således kondensatoren 134 trekke en større strøm. Denne økningen i strømmen er vanligvis henvist til som en strømtopp og vil fremkomme ved hver syklus når kondensatoren 134 begynner ladingen. Ved anordningen av en serieinduktor 132 lagrer induktansen 132 energien i løpet av hver syklus for å tilføre strøm for startladningen til shuntkondensatoren 134 som således sørger for å glatte den gjennomsnittlige strømmen som vist ved strømforsyningskilden 112.

Filternettverket 111 som er koplet med strømforsyningskilden 112 innbefatter korreksjonskretsen 119. Korreksjonskretsen 119 er et elektrisk nettverk hvor elementene har forutbestemte verdier valgt på en måte for å tillate avstemning av nettverket for i hovedsaken å redusere de harmoniske svingningene som ellers kan bli koplet tilbake til strøm-forsyningen 112. Avstemningen av korreksjonskretsen 119 er konstruert på en måte for å tilveiebringe betydelig reduksjon i amplituden til de første fem harmoniske frekvensene koplet i likespenningstilførselen til de elektroniske ballastsystemene 10 og 100. Det har blitt funnet at de harmoniske frekvensene som er multipler av de første fem harmoniske frekvensene blir likeledes redusert som er typisk ved filtre av denne typen.

Med henvisning til den spesielle utførelsesformen vist på fig. 1 kan den første kondensatoren 123 være i størrelses-orden av 1,0 jjF, 350,0 V og en kondensator av typen Mylar. Den andre kondensatoren 127 kan være 0,5 jjF, 350,0 V Mylartypen med første seriemotstand 125 av størrelsesorden 82,0 ohm, 1,0 W motstand.

Korreksjonskretsen 119 innbefatter dessuten en andre RC-krets 129 som har en andre kondensator 133 koplet i serieforhold med den andre motstanden 131. Seriekombinasjon av den andre kondensatoren 133 og den andre motstanden 131 er forbundet i parallellforhold med serieinduktoren eller drosselelmentet 132 for å tilveiebringe en lav impedansebane for enhver harmonisk frekvens til den første RC-kretsen 119 som danner en lav impedansebane til jord 130.

Et strømsignal som passerer gjennom strømforsyningslinjen 141 som reagerer på aktiveringen av strømforsyningskilden 112 er satt for å forspenne av motstanden 152 så vel som å forspenne kondensatoren 154. Forspenningsmotstanden 152 og forspenningskondensatoren 154 er forbundet parallelt med hverandre. Kombinasjonen av forspenningsmotstanden 152 og forspenningskondensatoren 154 er koplet med midtuttakslinjen 160 til triggerkontrollviklingen 143 til invertertransformatoren 178. Som det fremgår er triggerkontrollviklingen 143 koplet til både filternettverket 111 og bryterkretsen 113.

Midtuttakslinjen 160 sørger for et midtuttak til triggerkontrollviklingen 143 og etablerer et bryterkontrollsignal som har motsatt polaritet når tatt i forhold til midtuttaket. Forspenningsmotstanden 152 og forspenningskondensatoren 154 er anvendt for å etablere en forspenning for start av en oscillasjon når det elektroniske ballastsystemet 100 blir aktivert til å begynne med.

Ved den her beskrevne utførelsesformen har forspenningsmotstanden 150 en verdi tilnærmet 220.0 x IO<3> ohm og forspenningskondensatoren 154 kan ha en tilnærmet verdi på 1,0 pF.

Strømbegrensningsmotstanden 156 og blokkeringsdioden 158 er forbundet i serie og koplet med midtuttakslinjen 160. Seriekombinasjonen av strømbegrensningsmotstanden 156 og blokkeringsdiodeelementet 158 sørger for returen til jord 130 for triggersignalet generert i triggerkontrollviklingen 143 når det elektroniske ballastsystemet 100 har gått inn i en oscillerende fase.

Selv om det ikke er viktig for selve oppfinnelsen skal det bemerkes at strømbegrensningsmotstanden 156 kan ha en verdi tilnærmet 15 ohm med et spredningsområde på tilnærmet 1,0 W. Blokkeringsdioden 158 kan være et kommersielt tilgjengelig element med betegnelsen 1N4001 og er koplet med den første enden av strømbegrensningsmotstanden 156 og ved dens motsatte ende forbundet med jord 130.

Det strømdrevne forsterkningskontrollerte elektroniske ballastsystemet 100 har bryternettverket 113 som er koplet med induksjonsnettverket 115. Bryternettverket 113 har et par transistorer 170 og 170' forbundet i tilbakekoplingsforhold med triggerkontrollviklingen 143. Slik kopling av transistorne 170 og 170' med triggerkontrollviklingen 143 tillater brytning av et strømsignal som reagerer på et frembrakt triggersignal.

Strømmen går inn ved triggerkontrollviklingen 143 på midtuttakslinjen 160 og deles og strømmer gjennom både første transistorlinjen 162 og den andre transistorlinjen 164 til transistornes 170 og 170' basiser 172 og 172'. Første og andre transistorer 170 og 170' kan være av NPN-typen som er vanlig kommersielt tilgjengelig og kan ha betegnelsen MJE135005.

Som følge av fremstillingen vil generelt den ene av de to transistorne 170 og 170' ha en annen forsterkning enn den andre. Transistoren 170 eller 170' som har den høyere forsterkningen vil bli slått på eller brakt til en ledende tilstand først. Når enten den første eller den andre transistoren 170 eller 170' går til en ledende tilstand, blir den andre transistoren enten 170 eller 170' fastholdt i en ikke-ledende tilstand for et tidsintervall i løpet av hvilken den andre transistoren 170 eller 170' er i den ledende tilstanden.

Antas det at den andre transistoren 170' går i dens ledende tilstand, så blir spenningsnivået til den andre transis-torkollektoren 174' brakt til nærheten av den andre transis-toremittoren 176' innenfor tilnærmet 1,0 W.

Som det fremgår skjematisk av fig. 1 blir emitterelementet 176' elektrisk koplet for å invertere transformatorens forsterkningskontrollsekundærviklingen 181. Transformatorens forsterkningskontrollsekundærviklingen 181 blir koplet til jord 130. Strømbanen for basisdrivstrømmen er således fullført. Emitterelementet 176 til den første transistoren 170 blir dessuten koplet med den inverterende transformatorens forsterkningskontrollsekundærvikling 180 på en lignende måte som i tilfelle ved sekundærviklingen 181 og koplet til jord 130.

Induksjonskretsen 115 har en inverterende transformator 178 som er forbundet med bryternettverket 113 som har blitt tidligere beskrevet. Den inverterende transformatoren 178 har en primærvikling 182 med flere uttak så vel som flere sekundærviklinger 202, 204, 206, triggerkontrollviklingen 143, og inverterende transformatorforsterkningskontroll-sekundærviklinger 180 og 181. Et par koplingskondensatorer 186 og 188 er koplet i serie i forhold til respektive uttak til primærviklingen 182 så vel som gassutladningsrørene 140 og 140'. Motsatte ender av primærviklingen 182 er koplet til respektive kollektorelementer 174 og 174' til transistorne 170 og 170' via ledningene 90 og 92.

Videre innbefatter induksjonskretsen 115 avstemningskondensatoren 135 som er forbundet parallelt i forhold til primærviklingen 182. Avstemningskondensatoren 135 er forbundet mellom kollektorelementene 174 og 174' til transistorne 170 og 170' for beskyttelse av transistoren 170 og 170' fra forhøye høyspenninger som kan bli frembrakt dersom en av gassutlad-ningsrørene 140 eller 140' er elektrisk fjernet fra ballastsystemet 100. Avstemningskondensatoren 135 endrer oscillasjonsfrekvensen i tilfelle av at en av gassutledningsrørene 140 og 140' er fjernet fra kretsen 100. I dette tilfellet blir en lavere spenning indusert i primærviklingen 182 som således forhindrer ødeleggelse av transistorelementene 170 eller 170' .

Som det vil fremgå av de følgende avsnittene har primærviklingen 182 til den inverterende transformatoren 178 uttak på en måte som tilveiebringer en autotransformasjonsfrem-stilling. Den inverterende transformatorprimærviklingen 182 er fortrinnsvis forsynt med uttak ved hjelp av høyspen-ningsutgangslinjen 137 og høyspenningsutgangslinjen 139 på respektive motsatte ender av primærviklingen 182. Med midtuttakslinjen 141 refererende primærviklingen 182 til likestrømsstrømforsyningen blir en nedtrinnet autotransfor-mas jonssammenstill ing tilveiebrakt ved hver halvdel av primærviklingen 182. Hver halvdel av primærviklingene 182 virker da som en primærvikling på vekselstrømmens halvsykluser.

Det elektroniske ballastsystemet 100 er strømdrevet, som er i motsetning til de tidligere kjente ballastsystemene hvor metningstransformatorer er drevet av en tilbakekoplingsspenning. Ved ballastsystemet 100 er i løpet av en halvdel av den totale syklusen kollektorstrømmen til den første transistoren 170 i en tilbakekoplingsmodus med den inverterende transformatoren 178.

Strømmen flyter fra strømforsyningskilden 112 gjennom midtuttakslinjen 141 og så gjennom ene halvdelen til primærviklingen 182 til transistorkollektorlinjen 190 og til slutt til kollektorelementet 174 til transistoren 170. Strøm som går gjennom ene halvdelen av primærviklingen 182 induserer en spenning i triggerviklingen 143 som genererer en basisdrivspenning. Basisdrivspenningen blir tilført basiselementet 172 gjennom linjen 162 som forsterker påslåingen av transistoren 170. Basis- og kollektorstrømmene passerer gjennom emitterelementene 176 gjennom ledningen 145 og så gjennom forsterkningskontrollviklingen 180 og til jord 130.

I løpet av vekslende halvsykluser er kollektorstrømmen til den andre transistoren 170' på lignende måte i tilbakekopling med den inverterende transformatoren 178 hvor igjen strømmen flyter fra strømkilden til midtuttakslinjen 141 gjennom den andre halvdelen av primærviklingen 182 og så inn i kollektor-linjen 192 og til kollektorelementet 174'.

Denne strømmen i de vekslende halvsyklusene induserer en spenning i triggerkontrollviklingen 143 som har en polaritet motsatt den som var generert i tidligere halvsykluser på grunn av strømretningen til strømmen i primærviklingen 182. Slik strøm gjennom linjen 164 til basiselementet 172' og så begge basis- og kollektorstrømmene flyter gjennom emitterelementet 176' gjennom linjen 147 til forsterkningskontrollviklingen 181 og så til jord 130.

Etter at oscillasjonen begynner er begge basisspenningene indusert i forsterkningskontrollviklingen 180 og 181 negative i forhold til jord 130. Basisspenningen for transistoren 170 eller 170' som alltid er i ledende tilstand er imidlertid mer negativ enn dens respektive emitterspenning og derfor riktig forspent. Denne forspenningen er forutbestemt av forskjellen i vinningsantallet i respektive viklinger 180 eller 181 og 143 og opprettholder derfor en konstant forskjell i potensi-ale som kan forekomme mellom basisen 172 eller 172' og emitteren 176 eller 176' henholdsvis.

Kollektorstrømmen som går gjennom den inverterende transformatorprimærviklingen 182 i løpet av hver halvsyklus genererer magnetisk fluks og induserer spenninger i alle sekundærvik-lingene til den inverterende transformatoren 178 mens strømmen øker mot dens stabile tilstandsverdi. Når strømmen nærmer seg dens maksimumsverdi, avtar dens endringer og de induserte sekundærspenningene blir tilsvarende redusert. Når stabiltilstandsstrømmen er nådd finner det ikke sted noen transformasjonsvirkning og transistoren 170 eller 170' som er i ledende tilstand mottar ikke lengre et basisdrivsignal for triggerkontrollviklingen 143 og slåes derfor av.

Denne sekvensen avslutter strømmen fra å flyte i primærviklingen 182 som har virkningen av reversering av den magnetiske fluksretningen. Der blir således indusert en motsatt polaritetsspenning i triggerkontrollviklingen 143 som bringer transistoren 170 eller 170' i en ledende stillstand, dersom den var i tidligere ikke-ledende tilstand.

En strøm blir drevet i motsatt retning gjennom primærviklingen 182 og induserer et triggerbasedrivsignal. Kollektorstrømmen når igjen en stabil tilstandsverdi og transformatorvirkningen avsluttes og det blir tilveiebrakt en gjentagende svingningsprosess, hvis frekvens blir bestemt av induktanskarakteristikken til den inverterende transformatoren 178. Frekvensen til oscillasjonen blir på denne måten bestemt av karakteristikken til kjernen, antall vindinger til primærviklingen 182 og strømmen gjennom primærviklingen 182. Svingningsfrekvensen er således mye mindre avhengig av spenningsforsyningen enn det som er tilfelle ved tidligere kjente systemer og frembringer et synlig lys ut fra ut-ladningsrørene 140 og 140' som er i hovedsaken konstant og har minimal flimring selv med store variasjoner i strømfor-syningen .

Som kjent ved klassisk transistorteori er emitterstrømmen til en transistor kombinasjonen av basisstrømmen og kollek-torstrømmen. Driften av ballastsystemet 100, basis-strømkomponenten til emitterstrømmen med henvisning til transistoren 170 når den er i ledende tilstand flyter fra jord 130 til blokkeringsdioden 158 og gjennom strømbegrens-ningsmotstanden 156 inn i midtuttaklinjen 160. Strømmen flyter gjennom halvdelen av viklingen til triggerkontrollviklingen 143 til linjen 162 inn i basisen 172 og gjennom transistoremitteren 176 inn i den inverterende transformatorens forsterkningskontrollsekundærvikling 180 og så til jord 130.

I løpet av en neste utførende halvsyklus, når den andre transistoren 170' er i ledende tilstand, flyter basisstrøm-men fra jord 130 gjennom blokkeringsdioden 158 og så gjennom strømbegrensningsmotstanden 156 inn i midtuttaklinjen 160 og triggerkontrollviklingen 143.

Strømmen i triggerkontrollviklingen 143 passerer så gjennom ledningen 164 til basisen 172' til en andre transistor 170' og gjennom basisemitterforbindelsen 172', 176' til den andre inverterende transformatorens forsterkningskontrollvikling 181 og så til jord 130. En fullstendig bane for basisstrømmen er således etablert i løpet av hver halvsyklus når systemet 100 svinger.

Det strømdrevne automatiske f orsterkningsstyrte ballastsystemet 100 gir en enestående metode for å tilveiebringe forsterkningskontroll uten kravet for transistortilpasning eller justering av forsterkningene med eksterne komponenter. Ballastsystemet 100 innbefatter automatisk forsterkningskontrollert krets 117 som har et par viklinger 180 og 181 som er sekundærviklinger til den inverterende transformatoren 178.

Den inverterende transformatorens forsterkningskontrollsekundærvikling 180 og 181 er koplet med emitterelementene 176 og 176' til en første og andre transistor 170 og 170' henholdsvis som vist på fig. 1.

Som det fremgår av de følgende avsnittene er sekundærviklingen 180 og 181 til den automatiske forsterkningskontrollerte kretsen 117 viklet på en forutbestemt måte som er i samme retning som primærviklingen 182 for å tilveiebringe en negativ tilbakekoplingsspenning til hver av emitterelementene 176 og 176' til den første og andre transistoren 170 og 170'. Når kollektorstrømmen flyter gjennom den første seksjonen 194 av primærviklingen 182, blir en indusert spenning generert i den første inverterende transformators forsterkningskontrollsekundærvikling 180 og er faseført på en slik måte at viklingen 180 negativt forspenner emitteren 176 til den første transistoren 170 med hensyn til jorden 130 for å tilveiebringe en negativ tilbakekopling fra første transistoren 170.

En referansetilbakekoplingsspenning er tilveiebrakt som er proporsjonal med strømmen trukket gjennom den første seksjonen 194 til primærviklingen 182 og er kollektorstrømmen til den første transistoren 170. Ved vekslende halvsykluser flyter kollektorstrømmen til den andre transistoren 170' likeledes til den andre seksjonen 198 til primærviklingen 182 som tilveiebringer negativ tilbakekopling for den andre transistoren 170'.

På grunn av det faktum at kollektorstrømmene til den første og andre transistoren 170 og 170' er en funksjon av basis-strømmen og forsterkningen til de respektive transistorne 170 eller 170' og antar at basisstrømmen til hver transistor 170 og 170' er hovedsakelig lik, er forskjellen i kollektor-strømmene proporsjonal med forsterkningen til hver av transistorne 170 og 170'.

Ved tilveiebringelse av negativ tilbakekoplingsspenning proporsjonal med kollektorstrømmen kan forsterkningen til hver transistor 170 og 170' bli regulert til en forutbestemt verdi. Siden den negative tilbakekoplingen begrenser forsterkningen til hver transistor 170 og 170' til en forutbestemt verdi som er mindre enn minimumsforsterkningen til transistoren 170 eller 170' som spesifisert av frem-stilleren, vil forsterkningen til hver transistor 170 eller 170' sett av kretsen være hovedsakelig den samme.

Med henvisning til forsterkningskontrollen skal det bemerkes at emitterstrømmene gjennom forsterkningskontrollviklingene 180 og 180' bevirker magnetiseringsfeltet i kjernen til den inverterende transformatoren 178. Denne virkningen vil naturligvis enten være additiv eller subtraktiv som således influerer på basisdrivspenningen indusert i triggerviklingen 143 ved å forskyve operasjonspunktet på hysteresekurven for kjernematerialet til den inverterende transformatoren 178. I tilfelle av at transistorforsterkningen er over en ønsket verdi vil således operasjonspunktet på hysteresekurven avta som resulterer i en reduksjon i basisdrivspenningen indusert i viklingen 143. Dersom transistorforsterkningen er mindre enn den ønskede verdien ved drift, vil kollektor- og emitterstrømmene således bli redusert og operasjonspunktet på hysteresekurven vil øke samtidig som basisdrivspenningen øker for å regulere systemoperasjonen.

Basisstrømmen gjennom strømbegrensningsmotstanden 156 og midtuttaksledningen 160 følger en symmetrisk bane gjennom hver av transistorkretsene og basisstrømmene for alle hensikter og formål vil være hovedsakelig identisk og siden forsterkningen er fastholdt ved den forutbestemte verdi vil kollektorstrømmene også være hovedsakelig identiske.

Den tilsynelatende transistorforsterkningen vil være hovedsakelig den samme for begge transistorne 170 og 170'. Transistorforsterkningen er dessuten automatisk kontrollert av den negative tilbakekoplingen generert ved den første inverterende transformatorens forsterkningskontrollsekundærvikling 180 og den andre inverterende forsterkningskontrollviklingen 181.

I løpet av av-tiden er basisspenningene og emitter-tilbakekoplingsspenningene positive med hensyn til jord-potensialet, men forskjellen i spenningen mellom dem er slik at basisen 172 eller 172' er forspent negativt med tilnærmet 2,5 volt i forhold til den korresponderende emitteren 176 eller 176'. Dette gir en hurtig falltid og en kort lagrings-tid og en lav spredning er derfor tilveiebrakt i transistorne 170 og 170'. Når likespenningen tilført strømforsynings-ledningen 141 øker med en økning i inngangsvekselspenningen fra strømforsyningen 112, øker både basisspenningene og emittertilbakekoplingsspenningen i størrelse, med deres relative forskjell forblir konstant ved tilnærmet 0,7 volt for de bestemte transistorne og strømforsyningene her beskrevet.

Med henvisning i detalje til den inverterende transformatoren 178 flyter strømmen gjennom primærseksjonen 198 inn i kollektoren 174' til transistoren 170' som her ble antatt å være i ledende tilstand. Når brytingen finner sted går transistoren 170' til en av-tilstand eller en ikke-ledende tilstand som så bevirker en hurtig endring i strømmen og frembringer en høy spenning i primærseksjonen 198. Den høye spenningen blir så sett ved den andre koplingskondensatoren 188 som er koplet av ledningen 139 til primærseksjonen 198.

På en lignende måte blir en høyspenning som har motsatt polaritet indusert i primærseksjonen 194 lik spenningsverdien til primærseksjonen 198. Denne blir tilført gassutladnings-røret 140 og den første koplingskondensatoren 186 som er forbundet med den første seksjonen 194 ved kopling eller uttaksledningen 137.

Spenningen indusert ved den første seksjonen 194 til primærviklingen 182 når første transistor 170 er koplet til en ikke-ledende tilstand, er hovedsakelig lik i størrelse, men motsatt i polaritet til den indusert i den andre seksjonen 198 til primærviklingen 182 når den andre transistoren 170' er koplet til en ikke-ledende tilstand.

En vekselspenning blir generert ved forutbestemt frekvens etablert ved mettingen av den inverterende transformatoren 178. På lignende måte er spenningen indusert ved den andre seksjonen 198 til primærviklingen 182 også vekslende ved forutbestemt frekvens og tilnærmet 180° ute av fase med en spenning generert ved den første seksjonen 194 til primærviklingen 182. Dette er på grunn av det faktum at hver vikling er på motsatte side av midtuttaket og kun en transistor 170 eller 170' er i en ledende eller ikke-ledende tilstand i løpet av et tidsintervall.

Den første og andre koplingskondensatoren 186 og 188 er koplet til respektive uttak på primærviklingen 182 til den inverterende transformatoren 178. Kondensatorne 186 og 188 er koplet til de første glødetrådene 142 og 142' til gass-utladningsrørene 140 og 140', henholdvis, for utladning av det induserte spenningssignalet.

Sekundært er glødetrådvarmeviklingene 202 og 206 koplet i serie i forhold til den første og andre koplingskondensatoren 186 og 188 for utladning av den induserte spenningen i primærseksjonene 194 og 198 til primærviklingene 182 i gassutladningsrørene 140 og 140'. Som det fremgår er sekundaerglødetrådvarmeviklingene 202 og 204 til den inverterende transformatoren 178 koplet til glødetrådene 142 og 144 i gassutladningsrøret 140. På lignende måte er sekundærglødetrådvarmeviklingene 204 og 206 til den inverterende transformatoren 178 koplet til varmeglødetrådene 144' og 142' til gassutladningsrøret 140'.

Den induserte spenningen som er utladet i de fluoreserende rørene 140 og 140' bevirker en strøm fra glødetrådene 142 og 142' til glødetrådene 144 og 144', henholdsvis. Begge glødetrådene 144 og 144' er koplet til jord 130 gjennom glødetrådledningen 208. Andre glødetråder 144 og 144' til gassutladningsrørene 140 og 140' er koplet parallelt i forhold til hverandre gjennom ledningene 208 og 210.

Sekundærglødetrådvarmeviklingen 204 er forbundet parallelt med begge glødetrådene 144 og 144' ved gassutladningsrørene 140 og 140'. Sekundærglødetrådvarmeviklingene 202 og 206 er likeledes forbundet parallelt med første glødetråder 142 og 142'. De første glødetrådene 142 og 142' blir således varmet opp av glødetrådvarmeviklingene 202 og 206 og andre gløde-tråder 144 og 144' deler varmestrømmen fra sekundærvarme-glødetrådviklingen 204 som er koplet til jord 130 for å tilveiebringe en strømbane for den induserte utladningstrøm-men.

Med henvisning til det selvregulerende elektroniske ballastsystemet 10 på fig. 2 er der vist en harmonisk filterkrets 119 som innbefatter en harmonisk filterkondensator 28 som er koplet i serieforhold med den harmoniske filtermotstanden 30. Den harmoniske filterkondensatoren 28 er forbundet med den første enden til strømforsyningsutgangsledningen 138 og ved motsatte ende med den harmoniske filtermotstanden 30. Den harmoniske filtermotstanden 30 er forbundet ved dens første ende med f ilterkondensatoren 28 og ved motsatt ende med returledningen 130. Den harmoniske filterkretsen 119 har således harmonisk filterkondensator 28 forbundet i serieforhold med den harmoniske filtermotstanden 30 og seriekombinasjonen er forbundet i shuntforhold med brokretsen 118.

Ved utførelsesformen vist på fig. 2 er den harmoniske filterkondensatoren 28 en Mylar-kondensator av størrelses-orden 1,0 jjF og 400,0 W og den harmoniske f iltermotstanden 30 er en 2,0 watt motstand tilnærmet lik 240,0 ohm. Selvreguleringsstyrekretsen 17 er koplet mellom returledningen 130 og det inverterende nettverket 115. Selv-reguleringskontrollkretsen 17 innbefatter første kondensator 54, toroidtransformatoren 56 og strømbegrensningsmotstanden 58. Strømbegrensningsmotstanden 58 er koplet ved en første ende med returledningen 65 og en andre ende med den første vikling 55 til toroidtransformatoren 56. Den første viklingen 55 til toroidtransformatoren 56 er koplet ved en første ende med strømbegrensningsmotstanden 58 og en andre ende med basiskoplingskondensatoren 54. Basiskoplingskondensatoren 54 er koplet ved den ene enden med en første vikling 55 til toroidtransf ormatoren 56 og ved den motsatte ende med basisdrivviklingen 48 til induksjonskretsen 115.

Selv om det ikke er viktig for oppfinnelsesprinsippet slik som her beskrevet, kan strømbegrensnings- eller dempnings-motstanden 58 ha en verdi på tilnærmet 2,0 - 3,0 ohm og en spredningsverdi på tilnærmet 0,25 watt. Toroidtransformatoren 56 kan ha en første vikling 55 med 16 vindinger og tråd nummer 28, en andre vikling 57 med en vinding dannet av 1ikestrømsinngangen eller filterutgangsledningen 141 som passerer gjennom aksen til toroidkjernen. Basiskoplingskondensatoren 54 kan være en kondensator av Mylar-typen i størrelsesorden av 0,15 jjF, 100,0 V.

Seriekombinasjonen av strømbegrensermotstanden 58, første vikling 55 til toroidtransformatoren 56 og basiskoplingskondensatoren 54 sørger for returbaner for basisdrivsignalet til bryterkretsen 113 påfølgende til det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 som går inn i en oscillerende fase.

Det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 innbefatter dessuten bryternettverket 113 som er tilbakekoplet med induksjonskretsen 115 for å etablere en regulert strøm. Som det fremgår av de følgende avsnittene innbefatter bryternettverket 113 en reguleringsmekanisme for å opprettholde strømforsyningsutgangen til gassutladningsrøret 140 ved en forutbestemt og hovedsakelig konstant verdi.

Bryternettverket 113 innbefatter transistoren 72 forbundet i tilbakekoplingsforhold med forspenningsstyreviklingen 48 til den inverterende transformatoren 40. Denne koplingen tillater bryting av et strømsignal som reagerer på et frembrakt forspenningssignal. Med henvisning til forspennings-styrevikl ingen 48 til en inverterende transformator 40, går strømmen først til den første enden av forspenningskontrollviklingen 48 passerer gjennom viklingen 48 til basiselementet 78 til transistoren 72. Transistoren 72 kan være av NPN-typen som er kommersielt tilgjengelig under f.eks. betegnelsen MJE 13005.

Det skal bemerkes at det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 er konstruert for å tilveiebringe en konsistens i det visuelle utsendte lyset så vel som energien tilført gassutladningsrøret 140 ved å opprettholde strømmen til kollektorelementet 74 hovedsakelig konstant uavhengig av strømforsterkningen til en bestemt transistor 72 anvendt ved det elektroniske ballastsystemet 10. Det har blitt bestemt at det utsendte lyset ikke skal variere mer enn pluss eller minus 3% mens strømforsterkningen til transistoren 72 anvendt ved systemet 10 kan variere innenfor 10 til 60. Det skal dessuten bemerkes at selv om systemet 10 har blitt vist ved utførelsesf ormen på fig. 2 for drift ved et gassutlad-ningsrør 140, kan prinsippet som her er beskrevet bli anvendt ved dobbeltsystemer siden i slike tilfeller ville transistorstrømforsterkningen ikke nødvendigvis måtte bli tilpasset parvis. En positiv spenning tilført basiselementet 78 ved hjelp av motstandselementet 53 sikrer til å begynne med en liten, men tilstrekkelig startstrøm gjennom basiselementet 78 for å starte ledingen gjennom transistoren 72. En verdi på 1,2 megaohm har blitt anvendt som tilfredsstil-lende for motstanden 53.

Når transistoren 72 går inn i en ledende eller på-tilstand, blir strømmen fra likestrømsutgangsledningen 141 koplet til primærviklingen 42 til den inverterende transformatoren 40 og ført gjennom kjerneakselen til den toroidale transformatoren 56. Slik strøm passerer gjennom første seksjon 46 til primærviklingen 42 til uttaksledningen 25, som er koplet med kollektorelementet 74 til brytertransistoren 72.

Strømmen flyter gjennom transistoren 72 fra kollektoren 74 til emitterelementet 76 og så fra emitterelementet 76 gjennom returledningen 65. Den økende kollektorstrømmen etablert av brytertransistoren 72 induserer en spenning i forspenningsstyreviklingen 48 som er koplet med basiselementet 78 til transistoren 72. Basisstrømmen flyter fra basiselementet 78 til emitterelementet 76 i transistoren 72 til returledningen 65.

Ved fullføring av kretsen flyter strømmen gjennom strøm-begrensningsmotstanden 58, første vikling 55 til toroidtransformatoren 56 og basiskoplingskondensatoren 54. Seriekombinasjonen av elementene som tidligere nevnt danner et basisdrev av pulstypen for brytertransistoren 72 med på og av for forutbestemte tidsperioder.

Pulsene som driver transistoren 72 kontrollerer operasjons-frekvensen til det selvregulerende elektroniske ballastsystemet 10 vist på fig. 2. Ved avslutningspunktet for denne pulsen går transistoren 72 til en ikke-ledende tilstand siden pulsforskjellen gjennom kondensatoren 54 tilfører et negativt signal til basiselementet 78 som er begrenset i størrelse av dioden 38. Energien lagret i primærviklingen 46 til den inverterende transformatoren 40 utlades så til koplingskondensatoren 60 og til det fluoreserende eller gassutladende røret 140. Denne strømmen induserer en spenning ved forspenningskontrollviklingen 48 som så bryter transistoren 72 tilbake til en på-tilstand, dvs. ledende tilstand, for at syklusen kan bli gjentatt.

Primærviklingen 42 til den inverterende transformatoren 40 er en uttaksvikling som er forbundet i en auto-transformatorkon-figurasjon slik at spenningen indusert i den andre seksjonen til primærviklingen blir koplet i serie for å tillate spenningen over første seksjonens 46 primærvikling. Den totale spenningen over primærviklingen 42 er koplet med koplingskondensatoren 60 som er forbundet i serie med primærviklingen 42. Som det fremgår av fig. 2 er koplingskondensatoren 60 koplet ved dens første ende med primærviklingen 42 til inverterende transformatoren 40 og ved dens andre ende med den første glødetråden 142 til gassutlad-nings- eller det fluoreserende røret 140, så vel som med den første enden til beskyttelseskondensatoren 62.

Beskyttelseskondensatoren 62 er koplet parallelt med gassutladningsrøret 140 og i serie med utgangskoplings-kondensatoren 60 for å forhindre en generering av for høy spenning fra kretsen til systemet 10. For den her beskrevne utførelsesformen kan det anvendes en Mylar-kondensator for kondensatoren 62 i størrelsesorden av 0,003 pF, 1,0 kV.

Den inverterende transformatoren 40 har sekundærviklinger 50 og 52 som tilveiebringer en glødetrådspenning for det fluoreserende røret 140. Den første glødetråddrivviklingen 50 er koplet parallelt med den første glødetråden 142 til det fluoreserende røret 140 og den andre glødetråddrivviklingen 52 er koplet parallelt med den andre glødetråden 144 til gassutladningsrøret 140. Den første enden til den andre glødetråddrivviklingen 52 er koplet med returledningen 65.

Når koplingskondensatoren 60 kopler utladningsspenningen fra primærviklingen 42 til den første glødetråden 142 i gassut-ladningsrøret 140, vil således en strøm kunne flyte gjennom gassutladningsrøret 140 fra den første glødetråden 142 til den andre glødetråden 144 og så gjennom returledningen 65 tilbake til strømforsyningskilden 112.

Genereringen av de induserte spenningene forekommer når kollektorstrømmen øker mot dens maksimumsverdi og det er klart at når strømmen når maksimumsverdien er endringshastig-heten i hovedsaken lik null og de induserte sekundærspenningene er således tilsvarende redusert til hovedsakelig null.

Når den maksimale strømmen er nådd, finner ingen transformasjonsvirkning sted og transistoren 72 som var i ledende tilstand mottar ikke lengre basisdrivsignaler fra basisdrivviklingen 48 til den inverterende transformatoren 40 og transistoren 72 settes derfor i en av-tilstand.

Når transistoren 72 er i av-tilstanden, vil kollektorstrømmen som gikk gjennom den første seksjonen 46 til den inverterende transformatorens primærvikling 42 avsluttes abrupt. Den hurtige endringen i kollektorstrømmen induserer spenninger igjen i den andre seksjonen 44 til en inverterende transformators primærvikling 42 og tilsvarende sekundærviklinger 50, 52 og 48. Som kjent fra klassisk teori, er polariteten til spenningen indusert ved hurtig kollapsing av kollektorstrøm-men slik at transformatoren 40 forsøker å opprettholde retningen til den opprinnelige strømmen i viklingen 46. På grunn av retningen til strømmen i viklingene 46 og 48 som angitt med punktene 77, er spenningen indusert i forspenningskontrollviklingen 48 til den inverterende transformatoren 40 av motsatt polaritet som tidligere beskrevet når kollektorstrømmen flyter. Et negativt signal på basiselementet 78 i forhold til emitteren 76 blir således generert og transistoren 72 blir koplet til en av-tilstand.

Som tidligere beskrevet tillater dette en gjentagende syklus med en kollektorstrømbølgeform som er tilnærmet lik en sagetann, hvor det er hovedsakelig lineære økningsperioder fulgt av en hurtig reduksjon til hovedsakelig null og så en hovedsakelig lineær økning av strømmen tilbake til topp-verdien .

Frekvensen til svingningen bestemmes av en kombinasjon av karakteristikken til kjernen, antall vindinger til den første seksjonen 46 i primærviklingen 42 og strømmen som flyter gjennom den første seksjonen 46 til primærviklingen 42. Oscillasjonsfrekvensen er således mye mindre avhengig av tilførselsspenningen enn hva som er tidligere kjent og frembringer et synlig lys ut fra gassutladningsrøret 140 som er i det vesentlige konstant og har minimal synlig flimring selv når der er tilstede store variasjoner i strømforsy-ningen .

Ved en opererbar utførelsesform av det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 har det blitt anvendt en inverterende transformator med en ferrittkjerne med et gap på 0,125 mm for å redusere sannsynligheten for at den inverterende transformatoren 42 vil gå til metning. Primærviklingen 42 er dannet av 123 vindinger av tråd nr. 24 og sekun-dærviklingene 50, 52 og 48 er hver 1 vinding av tråd nr. 24.

Det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 gjør bruk av konseptet med en variabel induktans i form av en toroidal kjerne 27 viklet med 16 vindinger i hvilken basisstrømmen passerer. Ledningen 141 passerer gjennom aksen til den toroidale kjernen 27 som fører kollektorstrømmen til transistoren 72. Retningen i hvilken strømmen flyter gjennom de to viklingene er slik at deres respektive magnetiske felt er additive i den toroidale kjernen 27 til den toroidale tranformatoren 56.

Induktansen som er sett i den første viklingen 55 til den toroidale transformatoren 56 er derfor en funksjon av både basisstrømmen og kollektorstrømmen multiplisert med respektive vindingsforhold og pemeabilitet til den magnetiske kjernen 27 avhengig av basisen og strømmen.

I praksis kan induktansvariasjonen til den andre viklingen 57 til toroidaltransformatoren 56 bli den neglisjert siden den andre viklingen 57 er dannet av kun en enkelt vinding og viklingen 57 sin induktans er relativt lav så vel som koplet i serie med induktansen til den første seksjonen 46 til primærviklingen 42. Induktansen til den andre viklingen 57 har blit funnet å ikke være av betydning når sammenlignet med induktansen til den første seksjonen 46 for primærviklingen 42 som er vesentlig større i absoluttverdien.

For å sikre oscillasjon innenfor det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 til brytertransistoren 72 er forspenningsstyreviklingen 48 spesielt konstruert for å tilføre tilstrekkelig spenning for å slå på transistoren 72 med lavest forsterkning som kan bli ventet fra en fremstiller av disse systemene. På denne måten er det sikret at transistoren 72 vil gå til en på-tilstand og nå metningen og basisen til emitterspenningen vil være i det minste 0,7 volt som er nødvendig for at brytertransistoren 72 skal mettes.

Uten hensyn til forsterkningen av transistoren 72 anvendt ved det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10, er kollektorspenningen og kollektorkretsimpedansen hovedsakelig den samme og hovedsakelig samme kollektorstrøm vil flyte enten det anvendes en transistor med en forsterkning på 10 eller 50. Siden basisstrømmen derfor er en funksjon av kollektorstrømmen delt med forsterkning av transistoren 72, fremgår det at basisstrømmen må endres dersom transistoren 72 av annen forsterkning skal bli anvendt og virke riktig ved det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10. Hvor basisstrømmen endres, må et elektronisk element i basiskretsen endre dens impedansverdi som er en funksjon av den selvregulerende kretsen 17 og primært første viklingen 55 til toroidaltransformatoren 56.

For å tilveiebringe selvregulering, er konstruksjonen av toroidaltransformatoren 56 slik at den maksimale permeabiliteten til kjernen 27 er nådd med en transistor hvis forsterkning er ved en maksimal ventet verdi. Induktansen til den første viklingen 55 til toroidaltransformatoren 56 vil derfor likeledes være ved et maksimum og følgelig vil en minimal strøm flyte gjennom basiskretsen for transistoren 72.

Impedansen til en vikling som har en magnetisk kjerne er brakt i forhold til antall vindinger til viklingen og strømmen som flyter derigjennom så vel som inverst i forhold til lengden av den magnetiske banen i kjernen. Operasjonspunktet kan bli justert enten ved å endre størrelsen på toroiden eller ved å innføre en parallellmotstand 51 parallelt med toroidens første vikling 55 for justering av tilsvarende eksiteringsfelt. En verdi for parallellmotstanden 51 på 270 ohm viser seg å være gunstig.

Den første viklingen 55 til toroidaltransformatoren 56 som har en maksimal induktansverdi har således en impedans som-er betydelig større enn impedansen til strømbegrensnings-motstanden 58 og basiskoplingskondensatoren 54 slik at kontrollfaktoren er begrensende for strømmen til basiselementet 78 til transistoren 72. Med transistoren 72 som den som har maksimal forsterkningsverdi, er det ubetydelig strøm som er nødvendig, og f.eks. dersom forsterkningen eller beta til transistoren 72 er 50, så vil basisstrømmen være 1/50 del av kollektorstrømmen.

Spenningen indusert ved basisdrivviklingen 48 har imidlertid blitt konstruert for å slå på en transistor med lavere forsterkning og derfor er overskuddsenergien som skal bli spredt i basiskretsen til transistoren 72. Overskuddsenergien er lagret i den første viklingen 55 til toroidaltransformatoren 56. Denne impedansen til den første viklingen 55 er primært induktiv i motsetning til resistiv og der er lite spredning i form av varme og der er således tilveiebrakt en effektiv innretning for spredning av overskuddsenergien som blir frigjort når transistoren 72 er i dens av-tilstand.

Når en transistor av lav forsterkning er anvendt ved det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10, må derimot basisstrømmen tydeligvis økes og permeabiliteten til kjernen 72 til toroidaltransformatoren 56 forskyves i en nedover-rettet retning til en lavere verdi enn den målt for en høyforsterkningstransistor og induktansen er mindre enn hva som ble sett ved en høyforsterkningstransistor. En serie-impedans blir således redusert som tillater en større basisstrøm å strømme og kompenserer for den lavere for-sterkningstransistoren 72 som blir anvendt ved systemet 10.

Det er følgelig tilveiebrakt en variabel induktans i den første viklingen 55 til toroidaltransformatoren 56 som er hovedsakelig det selvregulerende elementet og følgelig tillater tilstrekkelig basisstrøm å kople transistoren 72 til en på-tilstand uten hensyn til forsterkningen eller betaen til transistoren 72. På denne måten forblir utgangen til det elektroniske selvregulerende ballastsystemet 10 relativt konstant med en <±>3,056 margin når man sammenligner et system med et annet med ekstrem virkningsgrad og uten unødvendig spredning av overskuddsvarme.

Selv om oppfinnelsen er blitt beskrevet i forbindelse med en spesiell utførelsesform skal det bemerkes at forskjellige modifikasjoner er mulig innenfor rammen av oppfinnelsen.

Claims (11)

1. Elektronisk forsterkningskontrollert ballastsystem for gassutladningsrør innbefattende en filterinnretning (111) forbundet med en strømfor-syningskilde (112, 118) for å tilveiebringe en glattet likespenning (over 136, 130), en transformator (115) med en autotransformatorvik-ling (182; 46; 44) med et inngangsuttak (190, 192; 25), og et utgangsuttak (137, 139; 42) forbundet med gassutladnings-røret , en styrbar bryterinnretning (113) for å tilføre likespenningspulser til inngangsuttaket for autotransformatorviklingen, og en styrekrets for å styre bryterinnretningen (113) for å tilføre likespenningspulsene til inngangsuttaket (190, 192; 25) med en forutbestemt frekvens, idet hver av likespenningspulsene har en bølgeform hvis bakre flanke er tilstrekkelig steil slik at autotransformatorviklingen virker som en induksjonsspole, karakterisert ved at styrekretsen innbefatter en sekundær vikling (143;

48) på transformatoren i hvilken en strøm induseres for å styre bryterinnretningen (113).

2. System ifølge krav 1, karakterisert ved at bryterinnretningen (113) innbefatter i det minste en transistor (170, 170'; 72), hvis basiselementet (172, 172', 72) er koplet til transformatorens (115) sekundære bryter-styrevikling (143; 48).

3. System ifølge krav 2,karakterisert ved at styrekretsen innbefatter en reguleringsinnretning (17) for å opprettholde strømforsyningen til gassutladningsrøret (140) ved. en forutbestemt og hovedsakelig konstant verdi, idet reguleringsinnretningen (17) er forbundet i serie mellom transformatoren (115) og transistoren (72) og ligger mellom emitteren (76) og basiselementet (78) til transistoren (72).

4. System ifølge krav 3, karakterisert ved at reguleringsinnretningen (17) innbefatter en toroidal transformator (56) for å tilveiebringe en forutbestemt variabel induktans for å regulere strømforsyningen til gassutladningsrøret (140), idet den toroidale transformatoren (56) har en første (55) og en andre (57) transformatorvik-ling, hvor første vikling (55) har et større antall vindinger enn den andre viklingen (57).

5. System ifølge krav 4,karakterisert ved at reguleringsinnretningen (17) innbefatter (a) en basiskoplingskondensator (54) forbundet mellom en første ende til den toroidale transformatorens første vikling (55) og en første ende til den sekundære bryterstyreviklingen (48) til transformatoren (115) for hovedsakelig å blokkere et likestrømskomponent-signal, og (b) en strømbegrensningsmotstand (58) koplet mellom en andre ende til den første viklingen (55) til den toroidale transformatoren (56) og emitterelementet (76) til transistoren (72) for å begrense en strømverdi ført til basiselementet til transistoren (72) når toroidaltransformatorens (56) første viklingsinduktans er ved en hovedsakelig minimums-verdi .

6. System ifølge krav 4 eller 5,karakterisert ved at den toroidale transformatoren (56) innbefatter en toroidal kjerneform av ferrittmateriale for å variere induktansen til den første viklingen (55) for den toroidale transformatoren (56) som følge av en bestemt forsterkningsverdi til transistoren (72), idet den første og andre toroidale transformatorens (56) viklinger (55, 57) hver har et antall vindinger viklet slik at respektive magnetiske fluks til den første og andre viklingen er additiv i den toroidale kjernen, idet den første og andre viklingens magnetiske fluks er generert av basiselementstrømmen og kollektorelementstrømmen.

7. System ifølge krav 2, karakterisert ved at bryterinnretningen (113) innbefatter et par transistorer (170, 170').

8. System ifølge krav 7,karakterisert ved(a) en invertertransformator (178) med et par midtuttaks-primærviklinger (194, 198), med uttak og flere andre viklinger, (b) en automatisk forsterkningsstyreinnretning inn-befattet av et par forsterkningsstyresekundær-viklinger (180, 181) i transformatoren (115), idet forsterkningsstyresekundærviklingene (180, 181) er koplet til transistorparets (170, 170') respektive emitterelementer (176, 176'), (c) et par koplingskondensatorer (186, 188) hver forbundet mellom uttaksdelen (137, 139) til respektive primærviklinger (194, 198) og respektive gassutladningsrør (140, 140'), og (d) en avstemningskondensator (135) koplet mellom kollektorelementene (174, 174') til den første og andre transistoren (170, 170'), idet avstemningskondensatoren skal forhindre generering av overspenning når en av gassutladningsrørene er fjernet fra kretsen.

9. System ifølge krav 8, karakterisert ved at primærviklingene (194, 198) til invertertransformatoren (178) har uttak slik at det tilveiebringes et trinnvis nedover-rettet transformeringsforhold, idet et av parene med primærviklinger (194, 198) til invertertransformatoren (178) slipper gjennom en strøm med vekslende halvperioder for den forutbestemte frekvensen i forhold til en av primærviklingene.

10. System ifølge krav 9,karakterisert ved at paret med sekundærviklinger (180, 181) til den automatiske forsterkningsstyreinnretningen er viklet på en måte for å forskyve operasjonspunktet til hysteresekurven for in-vertertransf ormatoren for således å regulere forsterkningen til den første og andre transistoren (170, 170').

11. System ifølge krav 10,karakterisert ved at de automatiske forsterkningsstyresekundærviklingene (180, 181) er viklet i samme retning som primærviklingene (194, 198) til invertertransformatoren.