NO159050B

NO159050B - DIGITAL SIGNAL REGULATOR WITH QUANTIZED BACKGROUND.

Info

Publication number: NO159050B
Application number: NO822156A
Authority: NO
Inventors: Fritz Meyer
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1981-08-20
Filing date: 1982-06-25
Publication date: 1988-08-15
Also published as: NO822156L; DK371882A; ATE11851T1; NO159050C; DE3132972A1; DE3262334D1; EP0073400B1; EP0073400A1

Abstract

1. A regenerator for digital signals with quantized feedback to restore signal components which are suppressed in the transmission of the digital signals, with a decision device (E) which can contain a time decision device in addition to an amplitude decision device, and whose amplification cut-off frequency corresponds approximately to the highest signal frequency, and with a connection from the decision device output to a first adder circuit (S1) which precedes the decision device in the signal path, in particular for multi-stage digital signals, characterised in that the output of the decision device (E) is connected to the first input of a second adder circuit (S2) whose second input is connected to the output of a delay stage (VS) with a delay time which corresponds approximately to the signal transit time through the decision device (E), and with a phase rotation of 180 degrees, and that the input of the delay stage (VS) is connected in parallel with the input of the first adder circuit (S1) for the signals which are to be regenerated.

Description

Oppfinnelsen angår en regenerator for digitale signaler med kvantisert tilbakekobling til gjenvinning av de signalandeler som undertrykkes ved overføring av de digitale signaler, omfattende et desisjonsledd som foruten et amplitudedesisjonsledd også kan inneholde tidsdesisjonsledd, og hvis forsterknings-grensefrekvens omtrent tilsvarer høyeste signalfrekvens, samt en forbindelse fra desisjonsleddets utgang til en første summeringskobling innskutt foran desisjonsleddets inngangssignalvei, særlig for flertrinnede digitale signaler. The invention relates to a regenerator for digital signals with quantized feedback for recovery of the signal portions that are suppressed during the transmission of the digital signals, comprising a decision section which, in addition to an amplitude decision section, can also contain a time decision section, and whose amplification limit frequency approximately corresponds to the highest signal frequency, as well as a connection from the decision link's output to a first summing link inserted in front of the decision link's input signal path, particularly for multi-stage digital signals.

Ved overføring av digitale signaler over større avstander på koaksialkabler inntrer der på grunn av de i mellomgenera-torene inneholdte fjernmatningspenser og lynvernanordninger en undertrykkelse av de lave frekvenser i overføringssignalene. Også ved overføring av digitale signaler over lysbølgeleder-systemer skjer der en undertrykkelse av de lavfrekvente signalandeler på grunn av den vekselstrømkobling som benyttes i mot-tagerforsterkeren med sikte på god temperaturstabilitet og enkel oppbygning. I alle tilfeller fås en høypassvirkning som fører til forvrengning av signalene. Slike signalforvrengnings-fenomener og dermed også forstyrrelser i overføringen kan unn-gås ved anvendelse av såkalt likestrømfri kode, men det be-tinger et tillegg i redundans i overføringssignalet og alt i alt en større påkostning til signaloverføringen. When digital signals are transmitted over longer distances on coaxial cables, there is a suppression of the low frequencies in the transmission signals due to the remote feed brushes and lightning protection devices contained in the intermediate generators. Also during the transmission of digital signals over optical waveguide systems, there is a suppression of the low-frequency signal components due to the alternating current coupling used in the receiver amplifier with a view to good temperature stability and simple construction. In all cases, a high-pass effect is obtained which leads to distortion of the signals. Such signal distortion phenomena and thus also disturbances in the transmission can be avoided by using so-called direct current-free code, but this requires an addition in redundancy in the transmission signal and all in all a greater expense for the signal transmission.

I mellomgeneratorenes amplitude- og tidsdesisjonsledd inntrer der i forbindelse med regenereringen av de digitale signaler også en undertrykkelse av lave frekvenser som omtalt foran. In the intermediate generators' amplitude and time decision sections, in connection with the regeneration of the digital signals, there is also a suppression of low frequencies, as discussed above.

Fra IEEE Transactions on Communications, bind COM-2 2, From IEEE Transactions on Communications, Volume COM-2 2,

nr. 1, januar 1974, side 1 til 5 er det nå kjent ved hjelp No. 1, January 1974, pages 1 to 5 it is now known with help

av et kvantisert tilbakekobling fra desisjonsleddets ut- of a quantized feedback from the decision link's output

gang å gjenvinne de signalandeler som ble undertrykket ved overføringen. Til formålet blir det regenererte digitale signal tatt ut ved desisjonsleddets utgang og via et lavpassfilter tilbakekoblet til desisjonsleddets inngang. Lav-passf ilterets dimensjonering blir i den forbindelse bestemt ut fra dets overføringsfunksjon ved at summen av overførings- time to recover the parts of the signal that were suppressed during the transmission. For this purpose, the regenerated digital signal is taken out at the output of the decision link and fed back to the input of the decision link via a low-pass filter. In this connection, the dimensioning of the low-pass filter is determined on the basis of its transfer function by the sum of the transfer

funksjonen av dette lavpassfilter og av det - f.eks. som fjernmatningspense - foranliggende høypassfilter må være lik en. På grunn av toleranser i høypassfilterets overførings-funksjon betinget ved spredning mellom komponenter, måtte the function of this low-pass filter and of that - e.g. as a remote feeding brush - the upstream high-pass filter must be equal to one. Due to tolerances in the high-pass filter's transfer function conditioned by dispersion between components, had to

det for en høyverdig kompensasjon være nødvendig å avstemme hvert lavpassfilter akkurat på det foranliggende høypassfilter. Av den grunn blir der i den nevnte publikasjon foreslått i tillegg å føye inn et ekstra høypassfilter med høyere nedre grensefrekvens i signalveien foran desisjonsleddets inngang. Dette høypassfilters overføringsfunksjon bestemmer i det vesent-lige overføringsfunksjonen av kjedekoblingen av de to høypass-filtre, hvorunder der alt i alt opptrer snevrere toleranser og lavpassfilteret i tilbakekoblingsveien dermed lettere kan avstemmes. Også ved denne anordning med to høypassfiltre behøves stadig en avstemning av det benyttede lavpassfilter. for a high-quality compensation it is necessary to match each low-pass filter exactly to the preceding high-pass filter. For that reason, in the aforementioned publication, it is also proposed to add an additional high-pass filter with a higher lower cut-off frequency in the signal path in front of the decision link's input. This high-pass filter's transfer function essentially determines the transfer function of the chain connection of the two high-pass filters, under which narrower tolerances occur overall and the low-pass filter in the feedback path can thus be tuned more easily. Even with this arrangement with two high-pass filters, a tuning of the used low-pass filter is constantly required.

I den forbindelse kan man støte på spesielle vanskeligheter ved avstemningen ved at avstanden mellom de to høypassfiltres grensefrekvenser ikke kan velges stor nok, siden nyttebånd-bredden av hensyn til den opptredende støyavstand ikke bør innsnevres unødig. Der behøves da et lavpassfilter av høyere grad, som er vanskeligere å utligne. In this connection, particular difficulties can be encountered during the tuning in that the distance between the two high-pass filters' cut-off frequencies cannot be chosen large enough, since the useful bandwidth should not be unnecessarily narrowed in view of the appearing noise distance. A low-pass filter of a higher degree is then needed, which is more difficult to equalize.

Videre er det fra IEEE Transactions on Communications, bind COM-27, nr. 1, januar 1979, side 134 til 142 kjent å anvende kvantisert tilbakekobling i en PCM regenerator for en skritthastighet av 600 MBaud. Furthermore, it is known from IEEE Transactions on Communications, Volume COM-27, No. 1, January 1979, pages 134 to 142 to use quantized feedback in a PCM regenerator for a step rate of 600 MBaud.

Fra IEEE Transactions on Communications, bind COM 28, From IEEE Transactions on Communications, Volume COM 28,

nr. 5, mai 1980, side 764 til 771 er der kjent en regenerator for firetrinnede digitale signaler med bitrate 800 Mbit/s hvor der likeledes benyttes en kvantisert tilbakekobling. No. 5, May 1980, pages 764 to 771, a regenerator for four-stage digital signals with a bitrate of 800 Mbit/s is known there, where a quantized feedback is also used.

Ved disse regeneratorer med -kvantisert tilbakekobling At these regenerators with -quantized feedback

i henhold til kjent teknikk blir de i overføringssignalene opptredende høypassdeformasjoner av overføringssignalene likeledes eliminert ved at de i overføringskanalen under-trykkede lave frekvenser blir nydannet ut fra det overførte signal ved hjelp av det anvendte amplitude- og, tidsdesisjons-ledds manglende linearitet, og ved at et avstembart lavpassfilter blir tilbakekoblet fra desisjonsleddets utgang til dets inngang via et lavpassfilter som blir å avstemme. according to known technology, the high-pass distortions of the transmission signals appearing in the transmission signals are likewise eliminated by the fact that the low frequencies suppressed in the transmission channel are newly formed from the transmitted signal with the help of the non-linearity of the applied amplitude and time decision term, and by a tunable low-pass filter is fed back from the decision link's output to its input via a tunable low-pass filter.

Oppfinnelsens oppgave består derfor i å skaffe en regenerator for digitale signaler med kvantisert tilbakekobling hvor man ikke behøver å tilpasse noe lavpassfilter i forbindelse med oppbygningen av regeneratoren. The task of the invention therefore consists in providing a regenerator for digital signals with quantized feedback where it is not necessary to adapt any low-pass filter in connection with the structure of the regenerator.

Denne oppgave blir ifølge oppfinnelsen løst ved at der til desisjonsleddets utgang er koblet en første inngang til en annen summeringskobling hvis inngang er tilkoblet utgangen fra et forsinkelsestrinn med en forsinkelsestid omtrent svarende til signalets gangtid gjennom desisjonsleddet og med en fasedreining på 180°, og at forsinkelsestrinnets inngang er koblet parallelt med inngangen til første summeringskobling for de signaler som skal regenereres. According to the invention, this task is solved by connecting to the output of the decision link a first input to another summing circuit whose input is connected to the output of a delay stage with a delay time roughly corresponding to the signal's travel time through the decision link and with a phase shift of 180°, and that the delay stage's input is connected in parallel with the input to the first summing link for the signals to be regenerated.

Særlig fordelaktig ved løsningen ifølge oppfinnelsen er at den koblingstekniske påkostning er påtagelig redusert, og at den kvantiserte tilbakekobling ikke begrenser seg til gjenvinning av undertrykte lavfrekvente signalandeler, men også kan anvendes til gjenvinning av et øvre frekvensnivå Particularly advantageous with the solution according to the invention is that the switching technical expense is significantly reduced, and that the quantized feedback is not limited to the recovery of suppressed low-frequency signal parts, but can also be used for the recovery of an upper frequency level

som undertrykkes ved overføringen. which is suppressed by the transfer.

Med henblikk på lettvint intergrerbarhet av tilbake-koblings veien sammen med desisjonsanordningene er regeneratoren ifølge oppfinnelsen i henhold til en videre With a view to easy integration of the feedback path together with the decision devices, the regenerator according to the invention is according to a further

utvikling utformet på den måte at der som forsinkelsestrinn er anordnet et transistorforsterkertrinn så der fås mulighet for å sammenfatte dette forsinkelsestrinn samt første og annen summeringskobling til en eneste komponent, samtidig som første summeringskobling inneholder en forsterker med lav grensefrekvens for de tilbakekoblede signaler. development designed in such a way that where a transistor amplifier stage is arranged as a delay stage, it is possible to combine this delay stage as well as the first and second summation link into a single component, at the same time that the first summation link contains an amplifier with a low cut-off frequency for the feedback signals.

Patentkrav 5 gir anvisning på en detaljert kobling Patent claim 5 provides instructions for a detailed connection

av en regenerator i henhold til oppfinnelsen. of a regenerator according to the invention.

I det følgende vil oppfinnelsen bli belyst nærmere In the following, the invention will be explained in more detail

under henvisning til tegningen. with reference to the drawing.

Fig. 1 viser det prinsipielle koblingsskjerna og Fig. 1 shows the principle connection core and

Fig. 2 den detaljerte kobling for en regenerator med kvantisert tilbakekobling i henhold til oppfinnelsen. Fig. 2 shows the detailed connection for a regenerator with quantized feedback according to the invention.

Den prinsipielle kobling i henhold til fig. 1 har en inngang EO hvor de overførte digitale signaler opptrer. Til denne inngang slutter seg en fjernmatningspense som er vist som høypassfilter HP. På grunn av fraskillelsen av forsynings-likestrømmen, skjer der på dette sted en undertrykkelse av overføringssignalets lave frekvensandeler betinget ved høypassfilterets overføringsfunksjon, i det følgende betegnet som F(p). Til utgangen fra høypassfilteret HP er koblet den ene inngang til et forsinkelsestrinn VS, vist som for-sinkelsesledning. Summeringskoblingen er på utgangssiden tilr sluttet desisjonsleddet E, hvor der skjer en desisjon med hensyn til amplitude og eventuelt også med hensyn til tid. Desisjonsleddet er her på kjent måte oppbygget slik at dets forsterkningsgrensefrekvens omtrent svarer til høyeste signalfrekvens. På grunn av den ikkelineære amplitudedesisjon blir også de lave signalfrekvenser frembrakt påny i desisjonsleddet. Fra en utgang fra desisjonsleddet E - en utgang som ikke må stemme overens med signalutgangen for de amplitude- og tids-regenererte signaler - blir i det minste delvis regenererte signaler tatt ut og tilført en inngang til et annet summeringstrinn S2. Den annen inngang til dette annet summeringstrinn får tilført utgangssignaler fra forsinkelsestrinnet VS. Dette forsinkelsestrinn har like stor gangtid som desisjonsleddet E, og dessuten blir det forsinkede signal underkastet en fasedreining på 180°. I summeringsleddet S2 fås der takket være fasedreiningen på 180° en differansedannelse mellom utgangssignalet fra høypassfilteret HP og utgangssignalet fra desisjonsleddet E, og som differanse fremkommer de i desisjonsleddet E delvis gjenvunne lavfrekvente signalandeler som tilsvarer overføringsfunksjonen 1 - F(p), og som tilføres en annen inngang til første summeringskobling og.der, eventuelt etter forsterkning, adderes til denne summeringskoblings inngangssignal. The principle connection according to fig. 1 has an input EO where the transmitted digital signals appear. This input is joined by a remote feed brush which is shown as high pass filter HP. Due to the separation of the supply direct current, a suppression of the transmission signal's low frequency components occurs at this location conditioned by the transfer function of the high-pass filter, hereafter designated as F(p). One input to a delay stage VS, shown as a delay line, is connected to the output of the high-pass filter HP. The summing link is on the output side until the decision link E is connected, where a decision is made with regard to amplitude and possibly also with regard to time. Here, the decision stage is constructed in a known manner so that its amplification limit frequency roughly corresponds to the highest signal frequency. Due to the non-linear amplitude decision, the low signal frequencies are also reproduced in the decision section. From an output of the decision element E - an output which must not correspond to the signal output of the amplitude- and time-regenerated signals - at least partially regenerated signals are taken out and supplied to an input of another summing stage S2. The second input to this second summing stage receives output signals from the delay stage VS. This delay stage has the same running time as the decision stage E, and furthermore the delayed signal is subjected to a phase rotation of 180°. In the summation stage S2, thanks to the phase rotation of 180°, a difference is formed between the output signal from the high-pass filter HP and the output signal from the decision stage E, and as a difference, the partially recovered low-frequency signal components in the decision stage E appear, which correspond to the transfer function 1 - F(p), and which are fed to a second input to the first summation link and.there, possibly after amplification, is added to this summation link's input signal.

De også ved desisjonsleddets inngang forlangte lav-frekvensandeler av de regenererte signaler blir ved regeneratoranordningen ifølge oppfinnelsen altså ikke gjen-vunnet via et lavpassfilter, men ved differansedannelse. In the regenerator device according to the invention, the low-frequency portions of the regenerated signals, which are also required at the input of the decision link, are thus not recovered via a low-pass filter, but by differential formation.

Takket være tilbakekoblingen av differansesignalet til desisjonsleddets inngang, får denne alltid akkurat de lave frekvenser som ble undertrykket i den foranliggende overføringskanal, til-ført amplitude- og faseriktig, og graden av undertrykkelse av de lave frekvenser så vel som spredninger betinget ved komponent-toleranser spiller ikke lenger noen vesentlig rolle. Ved avpasningen av den kvantiserte tilbakekobling bortfaller avstemning av lavpassfilterets frekvensgang, så avpasningen blir vesentlig lettet. Thanks to the feedback of the difference signal to the input of the decision section, this always receives exactly the low frequencies that were suppressed in the preceding transmission channel, supplied in amplitude and phase correct, and the degree of suppression of the low frequencies as well as dispersions conditioned by component tolerances play a role no longer a significant role. When matching the quantized feedback, tuning of the low-pass filter's frequency response is omitted, so the matching is significantly simplified.

Skjemaet på fig. 2 gjelder en regenerator for ternære digitale signaler, og i forhold til fig. 1 har man her unnlatt å vise det inngangssidige høypassfilter HP. Til,inngangen El er koblet basistilslutningen til en første transistor Tl hvis emittertilslutning er forbundet med...basistilslutningen til en annen transistor T2 samt, via en første motstand Ri, med driftsspennings -Ub. Kollektortilslutningen til første transistor Tl er via en annen motstand R2 forbundet med referansepotensial. Emittertilslutningen til annen transistor T2 er via et første potentiometer Pl forbundet med driftsspenning -Ub, og slepekontakten på potentiometeret Pl er via en første kondensator Cl forbundet med referansepotensial. Kollektortilslutningen til transistor Tl utgjør utgangen fra summeringskoblingen Sl og er forbundet med inngangstilslutningen til de to desisjonselementer EEl og EE2. The form in fig. 2 applies to a regenerator for ternary digital signals, and in relation to fig. 1, the input-side high-pass filter HP has been omitted here. To the input El is connected the base connection of a first transistor Tl whose emitter connection is connected to...the base connection of another transistor T2 and, via a first resistor Ri, with operating voltage -Ub. The collector connection of the first transistor Tl is connected to the reference potential via another resistor R2. The emitter connection to second transistor T2 is via a first potentiometer Pl connected to operating voltage -Ub, and the trailing contact of the potentiometer Pl is via a first capacitor Cl connected to reference potential. The collector connection of transistor Tl constitutes the output from the summation circuit Sl and is connected to the input connection of the two decision elements EEl and EE2.

De to desisjonselementer har identisk oppbygning og inneholder hver en inngangssidig differanseforsterker og en utgangssidig taktet D-flip-flop El resp. E2. Første trinn av den inngangssidige differanseforsterker. inneholder en og en en transistor hvis basistilslutning.er forbundet med desisjons-elementets inngang, og hvis kollektortilslutning er forbundet med kollektortilslutningen til annen transistor T2 og via en tredje motstand R3 er forbundet med referansepotensial. Dif-feranseforsterkerens annet trinn er via en felles emittermot-stand koblet til første trinn, og basistilslutningen til annet trinn er forbundet med en referansespenning Ul resp. U2 svarende til en av de to terskler av de ternære signaler. Desi-sjonsélementenes funksjon er utførlig beskrevet i søkerens eldre tyske patentsøknad P 31 19 485.0. Kollektortilslutningen til annen transistor T2 er via en med en tredje kondensator C3 shuntet zenerdiode ZD forbundet med basistilslutningen til en tredje transistor T3 og via en motstand R4 med driftsspenning -Ub. Emittertilslutningen til tredje transistor T3 The two decision elements have an identical structure and each contain an input-side differential amplifier and an output-side clocked D-flip-flop El resp. E2. First stage of the input-side differential amplifier. each contains a transistor whose base connection is connected to the decision element's input, and whose collector connection is connected to the collector connection of another transistor T2 and via a third resistor R3 is connected to the reference potential. The differential amplifier's second stage is connected via a common emitter resistor to the first stage, and the base connection to the second stage is connected to a reference voltage Ul or U2 corresponding to one of the two thresholds of the ternary signals. The function of the decision elements is described in detail in the applicant's older German patent application P 31 19 485.0. The collector connection to another transistor T2 is via a shunted zener diode ZD with a third capacitor C3 connected to the base connection to a third transistor T3 and via a resistor R4 with operating voltage -Ub. The emitter connection to the third transistor T3

er via et annet potentiometer P2 forbundet med driftsspenning is via another potentiometer P2 connected to operating voltage

- Ub, og midtuttaket på potentiometeret P2 er via en annen kondensator C2 forbundet med referansepotensialet. Kollekter- - Ub, and the middle outlet of the potentiometer P2 is connected to the reference potential via another capacitor C2. collector

tilslutningen til tredje transistor T3 er koblet til kollektortilslutningen til første transistor Tl. the connection of the third transistor T3 is connected to the collector connection of the first transistor Tl.

Inngangsforsterkertrinnet med transistor Tl utgjør en The input amplifier stage with transistor Tl constitutes a

del av summeringskoblingen Sl og dessuten av forsinkelsestrinnet VS, som i tillegg dannes av forsterkertrinnet med transistoren T2. Med transistoren T2 fås foruten ønsket gangtid også en fasedreining på 180° som behøves for dannelsen av differansen i annen summeringskobling S2. For å forkorte gangtidene gjør man for å frembringe tilbakekoblingssignalene ikke bruk av desis jonslesddenes utgangs signaler, men av signaler uttatt fra amplitude-fordesisjonsleddet. Annen summeringskobling er altså her dannet ved forbindelse mellom kollektortilslutningene til transistoren T2 og inngangs-transistorene hos differanseforsterkerne i desisjonselementene. Med potentiometeret Pl er det mulig å regulere de av forsinkelsestrinnet VS avgitte signaler i amplitude. Ved hjelp av forsterkertrinnet med transistoren T3, som tilhører første summeringskobling Sl, skjer der en forsterkning av det tilbakekoblede differansesignal til et nivå svarende til nivået av de i inngangsforsterkertrinnet Tl forsterkede inn-gangssignaler. Forsterkningen i inngangsforsterkertrinnet Tl skjer til en slik amplitude at de enkelte amplitudetrinn har en innbyrdes avstand tilstrekkelig for amplitudedesisjon i desisjonselementene. Ved hjelp av potentiometeret P2 er det mulig å foreta en tilpasning av det tilbakekoblede signal i tillegg. Den kapasitivt shuntede zenerdiode som ligger foran transistoren T3 i tilbakekoblingsveien, tjener til utligningen mellom potensialene ved basistilslutningen til transistoren T3 og ved kollektortilslutningene til transistoren T2 resp. desisjonselementenes inngangstransistor. part of the summing circuit Sl and also of the delay stage VS, which is additionally formed by the amplifier stage with the transistor T2. With the transistor T2, in addition to the desired running time, a phase rotation of 180° is obtained, which is required for the formation of the difference in the second summing circuit S2. In order to shorten the running times, the feedback signals are not produced using the output signals of the decision circuits, but of signals taken from the amplitude pre-decision circuit. Another summing connection is thus formed here by connection between the collector connections of the transistor T2 and the input transistors of the difference amplifiers in the decision elements. With the potentiometer Pl, it is possible to regulate the amplitude of the signals emitted by the delay stage VS. By means of the amplifier stage with the transistor T3, which belongs to the first summing circuit Sl, an amplification of the feedback differential signal takes place to a level corresponding to the level of the input signals amplified in the input amplifier stage T1. The amplification in the input amplifier stage Tl takes place to such an amplitude that the individual amplitude stages have a mutual distance sufficient for amplitude decision in the decision elements. By means of the potentiometer P2, it is possible to make an adaptation of the feedback signal in addition. The capacitively shunted zener diode located in front of the transistor T3 in the feedback path serves to equalize the potentials at the base connection of the transistor T3 and at the collector connections of the transistor T2 or the decision elements' input transistor.

Claims

1. Regenerator for digital signals with quantized feedback for recovery of the signal portions that are suppressed during the transmission of the digital signals, comprising a decision section which, in addition to an amplitude decision section, can also contain a time decision section, and whose gain limit frequency approximately corresponds to the highest signal frequency, as well as a connection from the output of the decision section to a first summation link that is inserted in front of the decision link's input path, particularly for multi-stage digital signals, characterized in that a first input to another summation link (S2) is connected to the decision link's output (E), whose second input is connected to the output of a delay stage ( VS) with a delay time roughly corresponding to the signal's travel time through the decision link (E) and with a phase shift of 180°, and that the input of the delay stage (VS) is connected in parallel with the input of the first summing link (S1) for the signals to be regenerated.

2. Regenerator as stated in claim 1, characterized in that a pre-transistor amplifier stage is arranged as a delay stage.

3. Regenerator as stated in claim 1 or 2, characterized in that the first summation link (S1) with the aim of recovering low-frequency signal parts contains an amplifier with a low cut-off frequency, connected in the signal path for the feedback signals.

4. Regenerator as stated in claim 1, 2 or 3, characterized in that the delay stage (VS) as well as the first and second summing link (S1, S2) are combined into a single component.

5. Regenerator as specified in one of claims 1 to 4, characterized in that the base connection of a first transistor (T1) is connected to an input connection (E1) with the aim of recovering low-frequency signal components of an n-stage digital signal, whose emitter connection is connected to the base connection of another transistor (T2) and via a first resistor (R1) is connected with operating voltage (-Ub), that another transistor's (T2) emitter connection is connected to operating voltage (-Ub) via a first potentiometer (P1) whose trailing contact connection via a first capacitor (C1) is connected to reference potential, that there are a number of decision elements (EE1, EE2) equal to the number of n amplitude stages minus 1, that the decision elements each contain an input-side transistor stage differential amplifier with a downstream, clocked D flip-flop and at the same time the differential voltage resp. the switching threshold for the clocked D flip-flop corresponds to one of the thresholds for the digital signal to be regenerated, that the collector connection to another transistor (T2) and the collector connections to the input stages of the decision elements' differential amplifiers via a zener diode (ZD) shunted with a third capacitor (C3) are connected to the base connection of a third transistor (T3) and via a third resistor (R3) is connected to the reference potential, that third transistor's (T3) base connection via a fourth resistor (R4) and this transistor's emitter connection via another potentiometer are connected to operating voltage ( -Ub), that the middle outlet of this second potentiometer (P2) is connected to the reference potential via another capacitor (C2), and that the collector connection of the third transistor (T3) is connected to the collector connection of the first transistor, with the input connection of the decision elements (EE1, EE2) and via another resistor (R2) with reference potential.