NO157560B

NO157560B - DEVICE FOR DISPOSAL OF INTERRUPTIONS.

Info

Publication number: NO157560B
Application number: NO830937A
Authority: NO
Inventors: Teruhisa Fujino; Kenichi Chiwaki; Sadatoshi Narazaki; Hideki Wachi; Hiroshi Netsu
Original assignee: Koden Electronics Co Ltd
Priority date: 1982-03-29
Filing date: 1983-03-16
Publication date: 1987-12-28
Also published as: NO830937L; DK122883A; NO157560C; DK122883D0

Description

Oppfinnelsen angår en innretning for avvisning The invention relates to a device for rejection

av en forstyrrende bølge, omfattende et smalbånds-avvisnings-filter som er innkoplet i serie i en mottagnings-signalbane of a disturbing wave, comprising a narrowband rejection filter connected in series in a receive signal path

og har en avvisnings-senterfrekvens som kan varieres ved hjelp av et styresignal, og en styrekrets som har første og andre inngangsklemmer som er koplet til henholdsvis smalbånds-awisnin<g>sf ilteret og dets båndavviste utgang, for å detektere sammenhengen mellom smalbånds-awisnin<g>sf ilterets avvisningssenterfrekvens og frekvensen av den forstyrrende bølge, og for å frembringe styresignalet som skal tilføres til smalbånds-awisnin<g>sf ilteret, for derved å justere smalbånds-awisnin<g>sf ilterets avvisningssenterfrekvens til frekvensen av den forstyrrende bølge. and has a rejection center frequency that can be varied by means of a control signal, and a control circuit having first and second input terminals coupled to the narrowband awisnin<g>s filter and its band-rejected output, respectively, for detecting the correlation between the narrowband awisnin <g>sf filter rejection center frequency and the frequency of the disturbing wave, and to produce the control signal to be supplied to the narrowband awisnin<g>sf filter, thereby adjusting the narrowband awisnin<g>sf filter rejection center frequency to the frequency of the disturbing wave .

Iblant gjennomgår f.eks. Loran C-mottakere en bølge i et Decca-navigasjonssystem, eller såkalt "Decca-bølge", Sometimes undergoing e.g. Loran C receivers a wave in a Decca navigation system, or so-called "Decca wave",

i nærheten av Loran C-mottakerens frekvensbånd. Når et bevegelig legeme på hvilket en Loran C-mottaker er installert, kommer inn i et tjenesteområde som er dekket av en Decca-bølge med en forskjellig frekvens, er det nødvendig at smalbånds-awisnin<g>sf ilteret i Loran C-mottakeren etterstilles near the Loran C receiver frequency band. When a moving body on which a Loran C receiver is installed enters a service area covered by a Decca wave of a different frequency, it is necessary that the narrowband awisnin<g>sf filter in the Loran C receiver be reset

for å avvise Decca-bølgen. Da smalbånds-awisnin<g>sf ilterets avvisningsbånd er ganske smalt, kreves det øket tid og dyktighet for å bringe avvisningssenterfrekvensen på riktig måte to reject the Decca wave. As the narrowband awisnin<g>sf filter's rejection band is quite narrow, increased time and skill is required to bring the rejection center frequency correctly

i overensstemmelse med den forstyrrende bølges senterfrekvens. Det har også vært besværlig å være nødt til å justere smalbånds-awisnin<g>sf ilteret hver gang mottakeren kommer inn in accordance with the center frequency of the interfering wave. It has also been troublesome to have to adjust the narrowband awisnin<g>sf filter every time the receiver comes in

i et område som er dekket av en forskjellig forstyrrelses-bølgefrekvens. in an area covered by a different disturbance wave frequency.

Det har vært foreslått å utføre automatisk innstilling av senterf rekvensen til et smalbånds-awisnin<g>sf ilter for avvisning av forstyrrende bølger til samsvar med frekvensen av den forstyrrende bølge. En sådan automatisk frekvens-innstilling er vist og beskrevet i PCT-publikasjonsskrift It has been proposed to perform automatic tuning of the center frequency of a narrowband awisnin<g>sf filter for rejecting interfering waves to match the frequency of the interfering wave. Such automatic frequency setting is shown and described in PCT publications

nr. WO81/01930 som ble publisert den 9. juli 1981. Når en forstyrrende bølge som er et intermitterende signal, midlertidig avstenges, avviker et styreutgangssignal fra en styrekrets for deteksjon av forskjellen mellom smalbånds-awisnin<g>sf ilterets senterfrekvens og den forstyrrende bølges frekvens No. WO81/01930 which was published on July 9, 1981. When a disturbing wave which is an intermittent signal is temporarily turned off, a control output signal deviates from a control circuit for detecting the difference between the center frequency of the narrowband awisnin<g>sf filter and the disturbing wave's frequency

i stor utstrekning fra en normal tilstand. I tilfelle smalbånds-awisnin<g>sf ilterets avvisningssenterfrekvens styres av et sådant feilaktig, detektert utgangssignal, kan den forstyrrende bølge midlertidig ikke avvises hver gang den forstyrrende bølge avstenges, og det er nødvendig at styrekretsen styres på nytt for å innstille smalbånds-awisnin<g>sf ilterets senterfrekvens slik at den faller sammen med den forstyrrende bølges frekvens1. Selv en helautomatisk styring trenger en tidsperiode for å bringe senterfrekvensen i samsvar med den forstyrrende bølges frekvens. to a large extent from a normal state. In case the rejection center frequency of the narrowband awisnin<g>sf filter is controlled by such an erroneously detected output signal, the interfering wave cannot be rejected temporarily every time the interfering wave is turned off, and it is necessary that the control circuit be re-controlled to set the narrowband awisnin< g>sf the filter's center frequency so that it coincides with the interfering wave's frequency1. Even a fully automatic control needs a period of time to bring the center frequency into agreement with the frequency of the disturbing wave.

Fra DE-OS 2 023-197 er det kjent et automatisk avstemt smalbånds-awisningsf ilter hvor et båndavvist utgangssignal og et båndgjennomsluppet utgangssignal som kommer fra dette filter, benyttes til å frembringe et styresignal som sveiper filterets senterfrekvens oppover eller nedover avhengig av hvilket av det båndavviste utgangssignal og det båndgjennomslupne utgangssignal som ligger foran i fase i forhold til det andre. Dette filter har en ulempe på den måte at dersom det oppstår en ny forstyrrelsesfrekvens nær en for øyeblikket avstemt forstyrrelsesfrekvens og den sist-nevnte forbigåénde avsluttes, kan den nye forstyrrelsesfrekvens forårsaké at filterets én gang avstemte avvisningssen-terf rekvens forskyves. From DE-OS 2 023-197, an automatically tuned narrowband rejection filter is known, where a band-rejected output signal and a band-passed output signal coming from this filter are used to produce a control signal which sweeps the filter's center frequency up or down depending on which of the band-rejected output signal and the band-pass output signal which is ahead in phase relative to the other. This filter has a disadvantage in that if a new disturbance frequency occurs near a currently tuned disturbance frequency and the last-mentioned transient is terminated, the new disturbance frequency may cause the filter's once-tuned rejection center frequency to shift.

Det er også kjent en annen styremodus i hvilken awisningsf rekvensen innstilles manuelt til vesentlig samsvar med den forstyrrende bølges frekvens, og awisnin<g>sf rekvensen bringes deretter automatisk nøyaktig i samsvar med den forstyrrende bølges frekvens. Med en sådan innstillingsprosess er det nødvendig åt operatøren utfører manuell styring hver gang den forstyrrende bølge avstenges. Another control mode is also known in which the awissing frequency is set manually to substantially match the frequency of the disturbing wave, and the awisnin<g>sf frequency is then automatically brought exactly in accordance with the frequency of the disturbing wave. With such a setting process, it is necessary for the operator to carry out manual control every time the disturbing wave is turned off.

Smalbånds-awisnin<g>sf ilteret har vanligvis bestått The narrowband awisnin<g>sf filter has usually passed

av et hakkfilter (notch filter). Når det område i hvilket smalbånds-awisnin<g>sf ilterets awisnin<g>sf rekvens er variabel, er forholdsvis vidt, kan frekvensene ved begge ender av det variable frekvensområde ikke i tilstrekkelig grad avstenges eller dempes. Denne vanskelighet har vist seg som følge av det faktum at 'den effektive motstand av en induktansspole som benyttes i hakkfilterspolen, stiger etter hvert som av- of a notch filter (notch filter). When the range in which the narrowband awisnin<g>sf filter's awisnin<g>sf frequency is variable is relatively wide, the frequencies at both ends of the variable frequency range cannot be sufficiently shut off or attenuated. This difficulty has arisen as a result of the fact that 'the effective resistance of an inductance coil used in the notch filter coil rises as the

visningsfrekvensen blir høyere, og signaler som passerer gjennom en motstand og en kondensator som er koplet i serie med hakkfilterets inngangs- og utgangsklemmer, har en stor nivåforskjell derimellom. En variabel motstand som er koplet i parallell over hakkfilterets inngangs- og utgangsklemmer ved siden av kondensatoren, kan justeres hver gang avvisnings-frekvensen endres, og således oppnå en tilstrekkelig grad av dempning av enhver awisnin<g>sf rekvens. En sådan justering av den variable motstand er imidlertid besværlig. the display frequency becomes higher, and signals passing through a resistor and a capacitor connected in series with the notch filter's input and output terminals have a large level difference between them. A variable resistor connected in parallel across the notch filter's input and output terminals next to the capacitor can be adjusted each time the rejection frequency changes, thus achieving a sufficient degree of attenuation of any awisnin<g>sf frequency. However, such an adjustment of the variable resistance is difficult.

Det er et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe It is an object of the invention to provide

en innretning for avvisning av forstyrrende bølger som er i stand til å holde et smalbånds-awisningsfilters avvisnings-senterf rekvens i en tilstand umiddelbart før en forstyrrende bølge som avvises av filteret, midlertidig avstenges, uten å påvirkes på ugunstig måte av en sådan midlertidig bølgeav-stengning. an interfering wave rejection device capable of maintaining a narrowband rejection filter's rejection center frequency in a state immediately before an interfering wave rejected by the filter is temporarily cut off, without being adversely affected by such temporary wave cut-off closure.

Et annet formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en innretning for avvisning av forstyrrende bølger som kan variere awisnin<g>sf rekvensen innenfor et vidt område, som i tilstrekkelig grad kan undertrykke en forstyrrende bølge, Another object of the invention is to provide a device for rejecting disturbing waves which can vary the awisnin<g>sf frequency within a wide range, which can sufficiently suppress a disturbing wave,

og som ikke trenger noen besværlig frekvensjustering. and which do not need any difficult frequency adjustment.

Et ytterligere formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe en innretning for avvisning av forstyrrende bølger som er i stand til å detektere forskjellen mellom et smalbånds-awisnin<g>sf ilters awisnin<g>sf rekvens og frekvensen av en forstyrrende bølge med en forholdsvis enkel konstruksjon. A further object of the invention is to provide a device for rejecting disturbing waves which is capable of detecting the difference between the frequency of a narrowband awisnin<g>sf filter and the frequency of a disturbing wave with a relatively simple construction .

Ovennevnte formål oppnås med en innretning av den innledningsvis angitte type som ifølge oppfinnelsen er kjenne-tegnet ved de trekk som er angitt i den karakteriserende del av krav 1. The above-mentioned purpose is achieved with a device of the type indicated at the outset which, according to the invention, is characterized by the features indicated in the characterizing part of claim 1.

Ifølge den foreliggende oppfinnelse innsettes et smalbånds-awisningsf il ter i en mottagningssignalbane, og signaler på inngangs- og utgangsklemmer av smalbånds-avvis-ningsfilteret oppfanges og tilføres til en styrekrets som detekterer forskjellen mellom en awisningsf rekvens for smalbånds-awisningsf ilteret og frekvensen av en forstyrrende bølge. Et utgangssignal fra styrekretsen holdes av en holdekrets som frembringer et utgangssignal for innstilling av smalbånds-awisningsf il terets awisningsf rekvens . Smalbånds-awisningsf il terets awisningsf rekvens bringes således automatisk i overensstemmelse med frekvensen av den forstyrrende bølge som skal avvises. Signalene på smalbånds-avvisningsfilterets inngangs-i og utgangsklemmer tilføres til et par av første og andre nivådetektorer og blir henholdsvis forsterket og likerettet av disse, slik at nivåene av signalene på smalbånds-awisningsf ilterets inngangs- og utgangsklemmer kan detekteres. Når smalbånds-awisnin<g>sf ilterets avvisnings-frekvens er i samsvar med frekvensen av den forstyrrende bølge som skal avvises, er nivået av signalet på smalbånds-awisningsf il terets inngangsklemme høyt, og nivået av signalet på filterets utgangsklemme er meget lavt, så lenge den forstyrrende bølge:mottas. Når den forstyrrende bølge midlertidig avbrytes mens smalbånds-awisnin<g>sf ilterets awisningsf rekvens er i overensstemmelse med frekvensen av den forstyrrende bølge, er forskjellen mellom signalnivåene på smalbånds-awisningsf il terets inngang- og utgangsklemmer liten under avbrytélsen av den forstyrrende bølge. Avbry-telsen av den forstyrrende bølge kan derfor detekteres ved å sammenlikne de nivåer som detekteres av de første og andre nivådetektorer, i en sanmenlikner (komparator). Mens den forstyrrende bølge avbrytes/ tilføres ikke noe detektert utgangssignal fra styrekretsen til holdekretsen. Nærmere bestemt er en bryter innsatt i en bane for å tilføre det detekterte utgangssignal fra styrekretsen til holdekretsen, og bryteren skrus av ved hjelp av et utgangssignal fra sammenlikneren når støy tilføres til smalbånds-awisnin<g>sf ilteret eller en forstyrrende bølge avbrytes, slik at ikke noe detektert utgangssignal kan avgis fra styrekretsen til holdekretsen. De første og andre nivådetektorer er konstruert slik at når inngangssignalene til de første og andre nivådetektorer er ganske lave på samme tid, er utgangssignalet fra den første nivådetektor lavere i nivå enn utgangssignalet fra den andre nivådetektor. Under denne tilstand frembringer sammenlikneren et utgangssignal som hindrer at det detekterte utgangssignal fra styrekretsen tilføres til holdekretsen. Smalbånds-awisnin<g>sf ilteret har et induktivt element anbrakt i en kondensatorbane og en kompensasjonskonden-sator innkoplet i serie med det induktive element. Kompen-sas jonskondensatoren har en impedans som er tilstrekkelig liten til ikke å ha noen virkning på awisnin<g>sf rekvensen, According to the present invention, a narrowband rejection filter is inserted into a receiving signal path, and signals on the input and output terminals of the narrowband rejection filter are captured and supplied to a control circuit which detects the difference between a rejection frequency for the narrowband rejection filter and the frequency of a disturbing wave. An output signal from the control circuit is held by a holding circuit which produces an output signal for setting the narrow-band denoise filter's denoise frequency. The narrowband denoise filter's denoise frequency is thus automatically brought into accordance with the frequency of the disturbing wave to be rejected. The signals on the narrowband rejection filter's input and output terminals are supplied to a pair of first and second level detectors and are respectively amplified and rectified by these, so that the levels of the signals on the narrowband rejection filter's input and output terminals can be detected. When the rejection frequency of the narrow-band awisnin<g>s filter is consistent with the frequency of the interfering wave to be rejected, the level of the signal at the input terminal of the narrow-band awisnin<g>s filter is high, and the level of the signal at the output terminal of the filter is very low, so as long as the disturbing wave: is received. When the disturbing wave is temporarily cut off while the narrowband cancellation filter's cancellation frequency is consistent with the frequency of the disturbing wave, the difference between the signal levels at the narrowband cancellation filter's input and output terminals is small during the cancellation of the disturbing wave. The interruption of the disturbing wave can therefore be detected by comparing the levels detected by the first and second level detectors in a comparator. While the disturbing wave is interrupted/supplied, no detected output signal is supplied from the control circuit to the holding circuit. More specifically, a switch is inserted in a circuit to supply the detected output signal from the control circuit to the holding circuit, and the switch is turned off by an output signal from the comparator when noise is applied to the narrowband awisnin<g>sf filter or a disturbing wave is interrupted, as that no detected output signal can be transmitted from the control circuit to the holding circuit. The first and second level detectors are constructed so that when the input signals to the first and second level detectors are quite low at the same time, the output signal from the first level detector is lower in level than the output signal from the second level detector. Under this condition, the comparator produces an output signal which prevents the detected output signal from the control circuit from being supplied to the holding circuit. The narrowband awisnin<g>sf filter has an inductive element located in a capacitor path and a compensation capacitor connected in series with the inductive element. The compensation ion capacitor has an impedance which is sufficiently small to have no effect on the awisnin<g>sf frequency,

og har en impedans-frekvenskarakteristikk som varierer i omvendt forhold til det induktive elements effektive motstands-frekvenskarakteristikk. Summen av impedansen av kompensa-sjon skonden sa to ren og den effektive motstand av det induktive element holdes i hovedsaken konstant i det område i hvilket awisningsf rekvensen er variabel. and has an impedance-frequency characteristic that varies in inverse proportion to the effective resistance-frequency characteristic of the inductive element. The sum of the impedance of compensation and the effective resistance of the inductive element is essentially kept constant in the range in which the switching frequency is variable.

I styrekretsen oppfanges signalene på smalbånds-awisningsf il terets inngangs- og utgangsklemmer ved hjelp av In the control circuit, the signals are picked up on the input and output terminals of the narrowband de-warning filter by means of

første og andre båndpassfiltre som hvert har en senterfrekvens som kan passeres av signalene og som er i hovedsaken lik smalbånds-awisnin<g>sf ilterets awisningsf rekvens . Faseforsk jellen mellom de oppfangede signaler detekteres ved hjelp av en fasesammenlikner. Fasesammenlikneren er oppbygget av en OG-port first and second bandpass filters each of which has a center frequency that can be passed by the signals and which is essentially equal to the narrowband awisnin<g>sf filter's awisning frequency. The phase difference between the captured signals is detected using a phase comparator. The phase comparator is made up of an AND gate

for OG-kopling av firkantbølge-utgangssignaler som tilføres via bølgeformere fra de første og andre båndpassfiltre, to flipp-flopper (vipper) som tømmes ved hjelp av et utgangssignal fra OG-porten og trigges av firkantbølgeutgangssignalene, idet flipp-floppene har inngangsklemmer som holdes på det ene av de logiske nivåer i det minste under en innledende tilstand, et par av første og andre seriekoplede kretser som hver er dannet av en motstand og en diode og som har de ene ender koplet til ulike utgangsklemmer av de første og andre flipp-flopper og de andré ender koplet til hverandre i et knute-punkt, idet diodene har motsatte polariteter sett fra knute-punktet, og en kondensator som er innkoplet mellom knute-punktet og jord. Kondensatoren opplades og utlades i avhenn gighet av utgangssignalene fra de første og andre flipp-flopper, med en tidskonstant som er bestemt av kondensatoren selv og ovennevnte motstander. Spenningen over kondensatoren tilføres til smalbånds-awisnin<g>sf ilteret som en styrespenning for å styre smalbånds-awisningsf ilterets avvisnings-senterf rekvens. Flipp-floppene og OG-porten, diodene, mot-standene og kondensatoren, som er av vanlig konstruksjon, utgjør i fellesskap fasesammenlikneren. Spenningen over kondensatoren opprettholdes på riktig verdi når utgangssignalene for ANDing of square-wave output signals supplied via waveform shapers from the first and second bandpass filters, two flip-flops (flip-flops) which are cleared by means of an output signal from the AND gate and triggered by the square-wave output signals, the flip-flops having input terminals which are held on one of the logic levels at least under an initial condition, a pair of first and second series-connected circuits each formed by a resistor and a diode and having one end connected to different output terminals of the first and second flip-flops flops and de andré ends connected to each other in a junction point, as the diodes have opposite polarities seen from the junction point, and a capacitor which is connected between the junction point and ground. The capacitor is charged and discharged depending on the output signals from the first and second flip-flops, with a time constant determined by the capacitor itself and the above-mentioned resistors. The voltage across the capacitor is applied to the narrowband awisnin<g>sf filter as a control voltage to control the narrowband awisnin<g>sf filter's rejection center frequency. The flip-flops and the AND gate, the diodes, the resistors and the capacitor, which are of common design, together make up the phase comparator. The voltage across the capacitor is maintained at the correct value when the output signals

fra f lipp-^f loppene i begge er lik null. from f lipp-^f the fleas in both are equal to zero.

De ovennevnte og andre formål, særtrekk og fordeler ved oppfinnelsen vil fremgå klarere av den etterfølgende be-skrivelse i forbindelse med de tilhørende tegninger som viser foretrukne utførelseseksempler på oppfinnelsen, og der fig. 1 viser et blokkskjema av en innretning for avvisning av forstyrrende bølger i overensstemmelse med oppfinnelsen, fig. 2 er et diagram som Viser fase-frekvens-karakteristikkene til filtre i innretningen på fig. 1, fig. 3 viser et kretsskjema av nivådetektorer i innretningen på fig. 1, fig. 4A - 4D og 4C<1> er bølgeformdiagrammer- som illustrerer virkemåten av innretningen på fig. 1, fig. 5 er et diagram som viser impedans-frekvens-karakteristikker, fig. 6 er et diagram som illustrerer dempningskarakteristikker til et smalbånds-avvisnings-f il ter ved en awisnin<g>sf rekvens for dette, fig. 7 er et diagram som illustrerer dempningskarakteristikker til et konvensjonelt smalbånds-awisnin<g>sf ilter ved en awisnings-frekvens for dette, fig. 8 viser et blokkskjema av en fasesammenlikner i innretningen på fig. 1, fig. 9A - 9F er tids-innstillingsdiagrammer som viser operasjoner av fasesammenlikneren på fig. ,8, fig. 10A, 10B, 10D - 10F er tidsinnstil-lingsdiagrammer som-viser operasjoner av fasesammenlikneren på fig. 8 under spesielle tilstander, fig. 11 viser et blokkskjema av en fasesammenlikner ifølge en annen utførelse,, fig. 12 viser et blokkskjema av en fasesammenlikner ifølge en ytterligere utførelse, og fig. 13 er et diagram som viser fase-frekvens-karakteristikker til et smalbånds-avvisnings-filter ifølge en annen utførelse. The above-mentioned and other purposes, distinctive features and advantages of the invention will appear more clearly from the following description in connection with the associated drawings which show preferred embodiments of the invention, and where fig. 1 shows a block diagram of a device for rejecting disturbing waves in accordance with the invention, fig. 2 is a diagram showing the phase-frequency characteristics of filters in the device of fig. 1, fig. 3 shows a circuit diagram of level detectors in the device of fig. 1, fig. 4A - 4D and 4C<1> are waveform diagrams illustrating the operation of the device of FIG. 1, fig. 5 is a diagram showing impedance-frequency characteristics, FIG. 6 is a diagram illustrating attenuation characteristics of a narrowband rejection filter at a frequency of awisnin<g>sf thereof, FIG. 7 is a diagram illustrating the attenuation characteristics of a conventional narrowband awisnin<g>sf filter at a awisning frequency thereof, FIG. 8 shows a block diagram of a phase comparator in the device of fig. 1, fig. 9A-9F are timing diagrams showing operations of the phase comparator of FIG. ,8, fig. 10A, 10B, 10D-10F are timing diagrams showing operations of the phase comparator of FIG. 8 under special conditions, fig. 11 shows a block diagram of a phase comparator according to another embodiment, fig. 12 shows a block diagram of a phase comparator according to a further embodiment, and fig. 13 is a diagram showing phase-frequency characteristics of a narrowband rejection filter according to another embodiment.

Fig. 1 viser en innretning for avvisning av forstyrrende bølger. Et mottatt signal mates fra en inngangsklemme 11 via en forforsterker 12, en etterforsterker 13 og en mottagnings-utgangsklemme 14 til en behandlingsenhet 15, såsom f.eks. en Loran C signalbehandlingsenhet. En Loran C mottaker er for eksempel vist i US patentskrift 3 86 8 6 91. Fig. 1 shows a device for rejecting disturbing waves. A received signal is fed from an input terminal 11 via a pre-amplifier 12, a post-amplifier 13 and a reception-output terminal 14 to a processing unit 15, such as e.g. a Loran C signal processing unit. A Loran C receiver is shown, for example, in US Patent 3 86 8 6 91.

Et smalbånds-awisnin<g>sf ilter 17 er innkoplet i serie i en signalbane 16 mellom inngangs- og utgangsklemmene 11, 14. A narrowband awisnin<g>sf filter 17 is connected in series in a signal path 16 between the input and output terminals 11, 14.

I den viste utførelse er smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17 innkoplet mellom forforsterkeren 12 og etterforsterkeren 13. Smalbånds-awisningsf il teret 17 har en avvisnings-senterfrekvens som kan varieres ved hjelp av et styresignal, og omfatter f.eks. en motstand 18 som er koplet i serie mellom for- og etterforsterkerne 12, 13, to variable kapasitansdioder 19, 21 som er koplet over motstanden 18 i serie med hverandre og med motsatte polariteter, og en seriekrets som er dannet av et induktivt element 22, en motstand 23 og en likestrømoflokkerende kondensator 24, og som er innkoplet mellom forbindelsespunktet mellom de variable.kapasitansdioder 19, 21 og jord. Forbindelsespunktet mellom motstanden 23 og kondensatoren 24 er koplet til en styresignal-inngangsklemme 25 til hvilken en likespenning tilføres for å variere smalbånds-awisningsf il terets 17 avvisnings-senterfrekvens. Enten den ene eller den andre av filterets 17 inngangs- og utgangsklemmer, inngangsklemmen i den viste utførelse, er jordet via en motstand 20, slik at en spenning som avhenger på riktig måte av styresignalspenningen som tilføres til klemmen 25, kan påtrykkes på de variable kapasitansdioder 19, 21. Signaler på awisningsf il terets 17 inngangs- og ut-gangsklémmer avgrenes og tilføres til en styrekrets 26. Styrekretsen 26 tjener til å detektere forskjellen mellom awisningsf il terets 17 avvisningssenterfrekvens og frekvensen til en forstyrrende bølge som skal awises. Den detekterte for-skjell eller utgangssignalet fra styrekretsen 26 tilføres via brytere 27, 28 til en holdekrets 29. Det signal som fastholdes av holdekretsen 29, avgis som et signal for styring av awisnin<g>sf ilterets 17 avvisningssenterfrekvens via klemmen 25. In the embodiment shown, the narrowband rejection filter 17 is connected between the preamplifier 12 and the postamplifier 13. The narrowband rejection filter 17 has a rejection center frequency that can be varied with the help of a control signal, and comprises e.g. a resistor 18 which is connected in series between the pre- and post-amplifiers 12, 13, two variable capacitance diodes 19, 21 which are connected across the resistor 18 in series with each other and with opposite polarities, and a series circuit which is formed by an inductive element 22, a resistor 23 and a direct current flocculating capacitor 24, and which is connected between the connection point between the variable capacitance diodes 19, 21 and earth. The connection point between the resistor 23 and the capacitor 24 is connected to a control signal input terminal 25 to which a DC voltage is applied to vary the rejection center frequency of the narrowband rejection filter 17. Either one or the other of the input and output terminals of the filter 17, the input terminal in the embodiment shown, is grounded via a resistor 20, so that a voltage which properly depends on the control signal voltage applied to the terminal 25 can be applied to the variable capacitance diodes 19, 21. Signals on the input and output terminals of the de-wiring filter 17 are branched off and supplied to a control circuit 26. The control circuit 26 serves to detect the difference between the rejection center frequency of the de-wiring filter 17 and the frequency of a disturbing wave to be de-wiped. The detected difference or the output signal from the control circuit 26 is supplied via switches 27, 28 to a holding circuit 29. The signal retained by the holding circuit 29 is emitted as a signal for controlling the rejection center frequency of the filter 17 via the terminal 25.

Styrekretsen 26 omfatter to båndpassfiltre 31, 32 som mottar de signaler som oppfanges fra awisnin<g>sf ilterets 17 inngangs- og utgangsklemmer. Båndpassfiltrene 31, 32 har de samme karakteristikker og har en senterfrekvens som kan slippes gjennom og som er i hovedsaken den samme som smalbånds-awisningsf il terets 17 avvisningssenterfrekvens. Signaler som har passert gjennom båndpassfiltrene 31, 32, sammenliknes med hverandre i fase ved hjelp av en fasesammenlikner (fasekomparator) 33. Et båndpassfilter 34 er koplet til et trinn som følger etter awisningsf ilteret 17, dvs. The control circuit 26 comprises two bandpass filters 31, 32 which receive the signals which are picked up from the input and output terminals of the filter 17. The bandpass filters 31, 32 have the same characteristics and have a center frequency which can be passed through and which is essentially the same as the rejection center frequency of the narrowband rejection filter 17. Signals that have passed through the band-pass filters 31, 32 are compared with each other in phase by means of a phase comparator (phase comparator) 33. A band-pass filter 34 is connected to a stage that follows the awisnings filter 17, i.e.

en utgangsklemme av etterforsterkeren 13 i det viste eksempel. Båndpassfilteret 34 frembringer et utgangssignal som an output terminal of the post-amplifier 13 in the example shown. The bandpass filter 34 produces an output signal which

mates til en indikator 35 som indikerer intensiteten av det tilførte signal. is fed to an indicator 35 which indicates the intensity of the supplied signal.

Båndpassfilteret 34 har en senterfrekvens som kan styres ved hjelp av et styresignal, og kan være dannet del-vis av en diode med variabel kapasitans. Båndpassfilteret 34 og smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17 har styrekarakteri-stikker som er valgt slik at de vil bli styrt av det samme styresignal for å ha den samme senterfrekvens. The bandpass filter 34 has a center frequency which can be controlled by means of a control signal, and can be formed in part by a diode with variable capacitance. The bandpass filter 34 and the narrowband awisnin<g>sf filter 17 have control characteristics selected so that they will be controlled by the same control signal to have the same center frequency.

Bryteren 28 har en bevegelig kontakt koplet til en inngangsklemme av holdekretsen 2 9 som på sin side har en utgangsklemme koplet til frekvensstyreklemmer av båndpassfiltrene 31, 32, 34 såvel som til smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 styreklemme 25. Filtrene 17, 30, 32, 34 forsynes således med styresignaler fra holdekretsen 2 9 hvis inngangsside ved hjelp av bryteren 28 er selektivt koplet til en styresignal-generator 36 og fasesammenliknerens 33 utgangsside. Filtrene 17, 31, 32 har de samme isenterfrekvens-styresignalkarakteri-stikker valgt slik at filtrene 17, 31, 32 vil ha den samme senterfrekvens under styring av det samme styresignal. The switch 28 has a movable contact connected to an input terminal of the holding circuit 29 which in turn has an output terminal connected to the frequency control terminals of the bandpass filters 31, 32, 34 as well as to the control terminal 25 of the narrowband awisnin<g>sf filter 17. The filters 17, 30 , 32, 34 are thus supplied with control signals from the holding circuit 29 whose input side is selectively connected by means of the switch 28 to a control signal generator 36 and the output side of the phase comparator 33. The filters 17, 31, 32 have the same center frequency control signal characteristics chosen so that the filters 17, 31, 32 will have the same center frequency under control of the same control signal.

Smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17 har en fase-frekvenskarakteristikk som er vist ved hjelp av en kurve 37 på fig. 2. Frekvenser som ligger noe lavere enn en awisningsf rekvens fø, er forsinket i fase med .90°, og de som ligger noe høyere enn avvisningssenterfrekvensen fg, ligger 90° foran i fase. Følgelig endres fasen skarpt.over senterfrekvensen fg, og fase<y>ariasjonen avtar gradvis til 0 etter hvert som frekvensen qår ut av området fra fq - Af til fq + The narrowband awisnin<g>sf filter 17 has a phase-frequency characteristic which is shown by means of a curve 37 in FIG. 2. Frequencies that are somewhat lower than a rejection frequency fø are delayed in phase by .90°, and those that are somewhat higher than the rejection center frequency fg are 90° ahead of phase. Consequently, the phase changes sharply above the center frequency fg, and the phase<y>ariation gradually decreases to 0 as the frequency q goes out of the range from fq - Af to fq +

Af i hvilket område fasen varierer skarpt. Filteret 17 er således av faseopphevelsestypen. Båndpassfiltrene 31, 32, 34 er dannet av en avstemt enkelttopp-krets bestående av en kondensator og en spole, og har fase-frekvenskarakteristikker som vist ved hjelp av en kurve 38 på fig. 2. Båndpassf il trene 31, 32, 34 hair en senterf rekvens fg som kan slippes gjennom. De frekvenser som er lavere enn senterfrekvensen fø, har foranliggende fase, og de som er høyere enn senterfrekvensen fn, har forsinket fase. Fasen endres gradvis etter hvert som frekvensen awiker fra senterf rekvensen fn. Af in which area the phase varies sharply. The filter 17 is thus of the phase cancellation type. The bandpass filters 31, 32, 34 are formed by a tuned single-peak circuit consisting of a capacitor and a coil, and have phase-frequency characteristics as shown by means of a curve 38 in fig. 2. Band fit il trene 31, 32, 34 hair a center requens fg that can be slipped through. The frequencies that are lower than the center frequency fø have a leading phase, and those that are higher than the center frequency fn have a delayed phase. The phase changes gradually as the frequency deviates from the center frequency fn.

Mens bryterens 2 8 bevegelige kontakt på fig. 1 er koplet til styresignalgeneratoren 36, innstilles styresignal-generatorens utgangssignal for å tilveiebringe en maksimal indikasjon på .indikatoren 35, dvs. for å bringe båndpassfilterets 34 senterfrekvens i hovedsaken i overensstemmelse med frekvensen til en forstyrrende bølge som avvises, hvor-ved smalbånds-awisningsf ilterets 17 senterf rekvens bringes i hovedsakelig, men ikke nøyaktig overensstemmelse med den forstyrrende bølges frekvens. Denne innstilling kan lettvint utføres da båndpassfilterets 34 passbåndbredde er betydelig bredere enn smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisningsbånd-bredde. Filtrene 17, 34 styres således for å bringe senterfrekvensen til den forstyrrende bølge til å falle i det i hovedsaken lineære område fg + Af i smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 fase-frekvenskarakteristikk, som vist på fig. 2. While the switch's 2 8 movable contact in fig. 1 is coupled to the control signal generator 36, the control signal generator output signal is adjusted to provide a maximum indication on the indicator 35, i.e. to bring the center frequency of the bandpass filter 34 substantially in accordance with the frequency of a disturbing wave being rejected, where-at narrowband de-detection the filter's 17 center frequency is brought into substantially but not exact agreement with the frequency of the interfering wave. This setting can be easily carried out as the passband width of the bandpass filter 34 is considerably wider than the rejection bandwidth of the narrowband awisnin<g>sf filter 17. The filters 17, 34 are thus controlled to bring the center frequency of the disturbing wave to fall in the essentially linear range fg + Af in the narrowband awisnin<g>sf filter 17's phase-frequency characteristic, as shown in fig. 2.

I denne tilstand er fasene til filtrenes 31, 32 utgangssignaler i hovedsaken bestemt av kurven 37 på fig. 2. Forskjellen mellom fasene til utgangssignalene fra filtrene 31, 32 kan derfor detekteres av fasesammenlikneren 33, slik at forskjellen mellom smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisnings-senterfrekvens fg og frekvensen til den forstyrrende bølge detekteres. Når den forstyrrende frekvens er høyere enn av-visningssenterf rekvensen fg, har nærmere bestemt filterets 32 utgangssignal en foranliggende fase i forhold til utgangssignalet fra filteret 31. Når den forstyrrende frekvens er lavere enn awisningssenterfrekvensen f g, har filterets 31 utgangssignal en foranliggende fase i forhold til utgangssignalet fra filteret 32. Ved således å kople bryteren 28 til styrekretsen 26, tilføres faseforskjellsignalet til filteret 17 via holdekretsen 29 for automatisk å låse smalbånds-awisningsf il terets 17 senterfrekvens til den forstyrrende bølges frekvens. In this state, the phases of the output signals of the filters 31, 32 are mainly determined by the curve 37 in fig. 2. The difference between the phases of the output signals from the filters 31, 32 can therefore be detected by the phase comparator 33, so that the difference between the rejection center frequency fg of the narrowband awisnin filter 17 and the frequency of the interfering wave is detected. When the disturbing frequency is higher than the rejection center frequency fg, more precisely the output signal of the filter 32 has a leading phase in relation to the output signal from the filter 31. When the disturbing frequency is lower than the rejection center frequency fg, the output signal of the filter 31 has a leading phase in relation to the output signal from the filter 32. By thus connecting the switch 28 to the control circuit 26, the phase difference signal is supplied to the filter 17 via the holding circuit 29 to automatically lock the center frequency of the narrow-band rejection filter 17 to the frequency of the disturbing wave.

Signalene fra smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 inngangs- og utgangsklemmer utsettes for nivådeteksjon. I den viste utførelse tilføres utgangssignalene fra båndpassf Utre-ne 31, 32 til respektive nivådetektorer 41, 42 som frembringer utgangssignaler som sammenliknes i størrelse med hverandre ved hjelp av en sammenlikner 43. Et utgangssignal fra sammenlikneren 43 benyttes til å styre bryteren 27. The signals from the narrowband awisnin<g>sf filter's 17 input and output terminals are subjected to level detection. In the embodiment shown, the output signals from the bandpass outputs 31, 32 are supplied to respective level detectors 41, 42 which produce output signals which are compared in size with each other by means of a comparator 43. An output signal from the comparator 43 is used to control the switch 27.

Når smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisnings-senterfrekvens fg er i overensstemmelse méd den forstyrrende frekvens, blir utgangssignalet fra awisningsf ilteret 17 tilstrekkelig mindre enn. dettes inngangssignal. Utgangssignalet fra nivådetektoren 42 blir derfor mindre, mens utgangssignalet fra nivådetektoren 41 holdes stort. Utgangssignalet fra sammenlikneren 43 går deretter til høy verdi for å innkople bryteren 27 som tillater utgangssignalet fra styrekretsen 26 å tilføres til holdekretsen 2 9. I tilfelle av avbrytelse av den forstyrrende bølge bringes smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17 i en tilstand som om det ble forsynt med støy. Signalene på filterets 17 inngangs- og utgangs-klémmer holdes i hovedsaken på det samme nivå. Nivådetektorenes 41, 4 2 utgangsnivåer blir i hovedsaken likestilt med hverandre. I denne tilstand gjøres deteksjonsnivået til nivådetektoren 41 som er koplet til filterets 17 inngangsklemme, mindre enn deteksjonsnivået til nivådetektoren 42 som er koplet til filterets 17 utgangsklemme. Som et resultat av dette utkoples bryteren 27 og ikke noe utgangssignal fra styrekretsen 26 tilføres til holdekretsen 29. Utgangs-styresignalet fra styrekretsen 26, som ikke er pålitelig under avbrytelse av den forstyrrende bølge, tilføres ikke til holdekretsen 29. Da holdekretsen 29 fastholder det tid-ligere tilførte styresignal, setter den smalbånds-avvisnings-filteret 17 i stand til å avvise enhver forstyrrende bølge som vil bli innført på nytt. When the narrowband rejection filter 17's rejection center frequency fg is in accordance with the disturbing frequency, the output signal from the rejection filter 17 becomes sufficiently smaller than. its input signal. The output signal from the level detector 42 therefore becomes smaller, while the output signal from the level detector 41 is kept large. The output signal from the comparator 43 then goes high to engage the switch 27 which allows the output signal from the control circuit 26 to be supplied to the holding circuit 29. In the event of interruption of the interfering wave, the narrow band awisnin<g>sf filter 17 is brought into a state as if noise was provided. The signals on the filter's 17 input and output terminals are essentially kept at the same level. The output levels of the level detectors 41, 4 2 are essentially equated with each other. In this state, the detection level of the level detector 41 connected to the input terminal of the filter 17 is made smaller than the detection level of the level detector 42 connected to the output terminal of the filter 17. As a result of this, the switch 27 is turned off and no output signal from the control circuit 26 is supplied to the holding circuit 29. The output control signal from the control circuit 26, which is not reliable during interruption of the disturbing wave, is not supplied to the holding circuit 29. As the holding circuit 29 maintains the time -liger applied control signal, enables the narrowband rejection filter 17 to reject any disturbing wave that will be re-introduced.

Nivådetektorene 41, 42 er eksempelvis oppbygget som vist på fig. 3. Nivådetektorene 41, 42 tjener til å forsterke og likerette inngangssignaler som tilføres til disse. Nivådetektoren 41 har en operasjonsforsterker 44, to dioder 45, 46 som er koplet med motsatte polariteter og har klemmer som er koplet til en utgangsklemme av operasjonsforsterkeren 44, og en motstand .47 som er koplet til diodenes 45, 46 andre klemmer. Forbindelsespunktet mellom motstanden 47 og dioden 4 6 er koplet til en invertert inngangsklemme av operasjonsforsterkeren 44. Motstanden 4 7 tjener således som tilbake-koplingsmotstand for operasjonsforsterkeren 44. En inngangs-motstand 48 er koplet til operasjonsforsterkerens 44 inver-terte inngangsklemme, mens operasjonsforsterkerens ikke-inverterte inngangsklemme er koplet til jord. En glattingskrets 49 for glatting av det likerettede utgangssignal fra The level detectors 41, 42 are constructed, for example, as shown in fig. 3. The level detectors 41, 42 serve to amplify and rectify input signals supplied to them. The level detector 41 has an operational amplifier 44, two diodes 45, 46 which are connected with opposite polarities and have terminals which are connected to an output terminal of the operational amplifier 44, and a resistor 47 which is connected to the other terminals of the diodes 45, 46. The connection point between the resistor 47 and the diode 46 is connected to an inverted input terminal of the operational amplifier 44. The resistor 47 thus serves as a feedback resistor for the operational amplifier 44. An input resistor 48 is connected to the inverted input terminal of the operational amplifier 44, while the non- inverted input terminal is connected to ground. A smoothing circuit 49 for smoothing the rectified output signal from

1 1

I IN

dioden 45 er koplet til forbindelsespunktet mellom dioden 45 og motstanden 47. Operasjonsforsterkeren 44, diodene 45, 46, tilbakekoplingsmotstanden 47, inngangsmotstanden 48 og glattingskretsen 4 9 utgjør i fellesskap en forsterker- og likeretterkrets 51 til hvilken det er koplet en forsterkningsundertrykkende krets 52. Den forsterkningsundertrykkende krets 52 er dannet av en seriekopling av en diode 53 og en motstand 54 som er koplet over tilbakekoplingsmotstanden 47. the diode 45 is connected to the connection point between the diode 45 and the resistor 47. The operational amplifier 44, the diodes 45, 46, the feedback resistor 47, the input resistor 48 and the smoothing circuit 49 together form an amplifier and rectifier circuit 51 to which is connected a gain suppression circuit 52. The gain suppression circuit 52 is formed by a series connection of a diode 53 and a resistor 54 which is connected across the feedback resistor 47.

Når inngangssignalet til nivådetektoren 41 er positivt, blir operasjonsforsterkerens 4 4 utgangssignal negativt slik at dioden 45 gjøres ikke-ledende og ikke noe utgangssignal frembringes. Når inngangssignalet til nivådetektoren 41 er negativt, frembringer operasjonsforsterkeren 44 et positivt utgangssignal som gjør dioden 45 ledende, hvilken diode til-fører et utgangssignal til glattingskretsen 4 9 via halvbølge-likeretting. Det negative inngangssignal til nivådetektoren 41 blir større i negativ retning, operasjonsforsterkerens 44 utgangsnivå blir høyere, og det samme er tilfellet med glat-tingskretsens 4 9 inngangsnivå, hvoretter dioden 5 3 i den forsterkningsundertrykkende krets 52 gjøres ledende. Inntil dioden 53 energiseres, bestemmes forsterker- og likeretter-kretsens 51 forsterkning av inngangsmotstanden 48 og tilbakekoplingsmotstanden 47. Når dioden 53 gjøres ledende, reguleres imidlertid forsterkningen av inngangsmotstanden 4 8 og de parallellekoplede motstander 4 7, 54, og som et resultat reduseres forsterkningen. Følgelig undertrykkes forsterkningen i forhold til et større inngangssignal. When the input signal to the level detector 41 is positive, the output signal of the operational amplifier 4 4 becomes negative so that the diode 45 is made non-conductive and no output signal is produced. When the input signal to the level detector 41 is negative, the operational amplifier 44 produces a positive output signal which makes the diode 45 conductive, which diode supplies an output signal to the smoothing circuit 49 via half-wave rectification. The negative input signal to the level detector 41 becomes larger in the negative direction, the output level of the operational amplifier 44 becomes higher, and the same is the case with the input level of the smoothing circuit 49, after which the diode 53 in the gain suppression circuit 52 is made conductive. Until the diode 53 is energized, the gain of the amplifier and rectifier circuit 51 is determined by the input resistor 48 and the feedback resistor 47. However, when the diode 53 is made conductive, the gain is regulated by the input resistor 48 and the parallel connected resistors 47, 54, and as a result the gain is reduced. Consequently, the gain is suppressed relative to a larger input signal.

Liksom nivådetektoren 41 er nivådetektoren 4 2 dannet av en forsterker- og likeretterkrets 6 2 som omfatter en operasjonsforsterker 55, to dioder 56, 57, en tilbakekoplings-motstand 58, en glattingskrets 59, og en forsterkningsundertrykkende krets 65 bestående av en diode 63 og en motstand 64. Like the level detector 41, the level detector 4 2 is formed by an amplifier and rectifier circuit 6 2 comprising an operational amplifier 55, two diodes 56, 57, a feedback resistor 58, a smoothing circuit 59, and a gain suppression circuit 65 consisting of a diode 63 and a resistance 64.

Omkoplingspunktet til bryteren 27 på fig. 1 bestemmes ved valg av motstandsverdiene til inngangsmotstandene 48, 61 i nivådetektorene 41, 42. I den viste utførelse velges inngangsmotstandens 48 motstandsverdi slik at den er større enn verdien av inngangsmotstanden 61. Verdiene av motstan-dene 47 og 58 gjøres like hverandre, og verdiene av motstan-dene 54, 64 gjøres like hverandre. Der hvor verdien av mot- The switching point of the switch 27 in fig. 1 is determined by selecting the resistance values of the input resistors 48, 61 in the level detectors 41, 42. In the embodiment shown, the resistance value of the input resistor 48 is selected so that it is greater than the value of the input resistor 61. The values of the resistors 47 and 58 are made equal to each other, and the values of the resistors 54, 64 are made equal to each other. Where the value of counter-

I IN

standen 48 er f.eks. det dobbelte av motstanden 61, er nivådetektorens 41 forsterkning halvparten av nivådetektorens 42 forsterkning. Dersom smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 dempningsgrad er f.eks. 6 dB, dvs. 1/2, har nivådetektorenes 41, 4 2 utgangssignaler det samme nivå når nivået av smalbånds-awisningsf il terets 17 utgangssignal er halvparten av nivået av filterets 17 inngangssignal. Bryteren 2 7 innkoples bare når nivået av smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 inngangssignal er større enn det dobbelte av nivået av smalbånds-awisningsf ilterets 17 utgangssignal. Bryteren 27 utkoples når inngangssignalnivået er mindre enn det dobbelte av utgangssignalnivået. stand 48 is e.g. twice the resistance 61, the gain of the level detector 41 is half of the gain of the level detector 42. If the narrowband awisnin<g>sf filter's 17 degree of attenuation is e.g. 6 dB, i.e. 1/2, the output signals of the level detectors 41, 4 2 have the same level when the level of the output signal of the narrowband filter 17 is half of the level of the input signal of the filter 17. The switch 2 7 is switched on only when the level of the narrowband awisnin<g>sf filter 17 input signal is greater than twice the level of the narrowband awisningsf filter 17 output signal. The switch 27 is switched off when the input signal level is less than twice the output signal level.

Når det tilføres et forstyrrende signal som er et intermitterende eller avbrutt signal med signalet på under et intervall S og av under et intervall S £ som vist på When a disturbing signal is applied which is an intermittent or interrupted signal with the signal on during an interval S and off during an interval S £ as shown in

on , of ron , of r

fig. 4A, har utgangssignalet fra nivådetektoren 41 et høyere nivå under på-signalintervallet SQn, som vist med den strek-tegnede linje 66 på| fig. 4B, og et lavere nivå under av-signalintervallet SQ^. Utgangssignalet fra nivådetektoren 42 forblir lavt som vist med den heltrukne linje 6 7.på fig. 4B, da signalet er blokkert av smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17 under på-signalintervallet SQn. Under på-signalintervallet SQn er det detekterte utgangssignal 6 6 som indikerer inngangssignalnivået, høyere enn det dobbelte av det detekterte utgangssignal 67 som indikerer utgangssignalnivået, og sam-menliknerens 4 3 utgangssignal går til høy verdi for å innkople bryteren 27 som vist på fig. 4C. Under av-signalintervallet S er det detekterte utgangssignal 66 som indikerer inngangssignalnivået, lavere enn det dobbelte av det detekterte utgangssignal 67 av utgangssignalnivået, og sammenlik-nerens 43 utgangssignal går til lav verdi for å utkople bryteren 27 som vist på fig. 4C. fig. 4A, the output signal from the level detector 41 has a higher level during the on-signal interval SQn, as shown by the dashed line 66 on| fig. 4B, and a lower level during the off signal interval SQ^. The output signal from the level detector 42 remains low as shown by the solid line 67 in FIG. 4B, as the signal is blocked by the narrowband awisnin<g>sf filter 17 during the on-signal interval SQn. During the on-signal interval SQn, the detected output signal 6 6 indicating the input signal level is higher than twice the detected output signal 67 indicating the output signal level, and the output signal of the comparator 4 3 goes to a high value to engage the switch 27 as shown in fig. 4C. During the off signal interval S, the detected output signal 66 indicating the input signal level is lower than twice the detected output signal 67 of the output signal level, and the output signal of the comparator 43 goes to a low value to switch off the switch 27 as shown in fig. 4C.

Ved nærvær av støy Ni som er tilstrekkelig høyere In the presence of noise Ni which is sufficiently higher

i nivå enn signalet under på-signalintervallet SQn som vist på fig. 4D, blir signalnivåforskjellen mellom smalbånds-awisningsf il terets 17 inngangs- og utgangsklemmer mindre under en periode i hvilken støyen NI er til stede. Utgangssignalet fra samménlikneren 43 går til lav verdi under en sådan støyperiode; som vist på fig. 4C, slik at bryteren 27 in level than the signal during the on-signal interval SQn as shown in fig. 4D, the signal level difference between the 17 input and output terminals of the narrowband denoising filter becomes smaller during a period in which the noise NI is present. The output signal from the comparator 43 goes to a low value during such a noise period; as shown in fig. 4C, so that the switch 27

utkoples. Utgangssignalet fra styrekretsen 26 tilføres føl-gelig til holdekretsen 2 9 bare når styrekretsen 26 på riktig måte detekterer forskjellen mellom den forstyrrende frekvens og avvisningssenterfrekvensen. disengaged. The output signal from the control circuit 26 is accordingly supplied to the holding circuit 29 only when the control circuit 26 correctly detects the difference between the interfering frequency and the rejection center frequency.

På fig. 3 blir en spenning for innstilling av et minimalt utgangsnivå for operasjonsforsterkerne 44, 55 til-ført fra en klemme 68 via respektive motstander 69, 71. En ytterligere motstand 72 er innkoplet i serie mellom motstanden 69 og operasjonsforsterkeren 44 for nivådetektoren 41. Når inngangssignalene til nivådetektorene 41, 42 er i hovedsaken lik null eller ytterst små, er det minimale utgangsnivå fra operasjonsforsterkeren 4 4 mindre enn det minimale utgangsnivå fra operasjonsforsterkeren 55, og nivådetektorens 41 deteksjonsnivå er til enhver tid mindre enn nivådetektorens In fig. 3, a voltage for setting a minimum output level for the operational amplifiers 44, 55 is supplied from a terminal 68 via respective resistors 69, 71. A further resistor 72 is connected in series between the resistor 69 and the operational amplifier 44 for the level detector 41. When the input signals to the level detectors 41, 42 are essentially equal to zero or extremely small, the minimum output level from the operational amplifier 4 4 is less than the minimum output level from the operational amplifier 55, and the detection level of the level detector 41 is at all times less than the level detector

42 de teks jonsnivå. Under den tilstand i hvilken styrekretsen 42 de tex ion level. Under the condition in which the governing circuit

26 ikke opererer på riktig måte på grunn av ikke noe inngangssignal eller et ekstremt lite inngangssignal, har sammenlik-nerens 43 utgangssignal lavt nivå, og bryteren 27 er utkoplet. 26 does not operate correctly due to no input signal or an extremely small input signal, the output signal of the comparator 43 has a low level, and the switch 27 is switched off.

Impedansen av den likestrømsblokkerende kondensator 24 i smalbånds-awisningsf ilteret 17 er tilstrekkelig liten sammenliknet med .impedansen av hver av de variable kapasitansdioder 19, 21. Den likestrømsblokkerende kondensator 24 har derfor ingen vesentlig innvirkning på resonansfrekvens-karakteristikken til en resonanskrets dannet av de variable kapasitansdioder 19, 21 og det induktive element 22. Den likestrømsblokkerende kondensator 24 har en impedans-frekvenskarakteristikk som vist ved en kurve 73 på fig. 5. Denne impedans-frekvenskarakteristikk varierer i hovedsaken i omvendt forhold til den effektive motstands-frekvenskarakteristikk til det induktive element 22 som er vist ved en kurve 74 på fig. 5. Summen av impedansen og motstandsverdien er angitt ved en linje 75 som strekker seg i hovedsaken parallelt med frekvensaksen. Impedans-frekvenskarakteristikken til den likestrømsblokkerende kondensator 24 er vanligvis buet, The impedance of the DC-blocking capacitor 24 in the narrow-band rejection filter 17 is sufficiently small compared to the impedance of each of the variable capacitance diodes 19, 21. The DC-blocking capacitor 24 therefore has no significant effect on the resonant frequency characteristic of a resonant circuit formed by the variable capacitance diodes 19, 21 and the inductive element 22. The direct current blocking capacitor 24 has an impedance-frequency characteristic as shown by a curve 73 in fig. 5. This impedance-frequency characteristic varies substantially inversely to the effective resistance-frequency characteristic of the inductive element 22 shown by a curve 74 in FIG. 5. The sum of the impedance and the resistance value is indicated by a line 75 which extends essentially parallel to the frequency axis. The impedance-frequency characteristic of the DC blocking capacitor 24 is typically curved,

ikke lineær, som vist ved kurven 73. Kurven 73 krysser derfor en ideell linje 76 i to punkter og krysser linjen 74 not linear, as shown by the curve 73. The curve 73 therefore crosses an ideal line 76 in two points and crosses the line 74

for den effektive motstands-f rekvenskarakteristikk i en omvendt forholdsrelasjon, idet de to punkter er beliggende ved endene f CU n - Af C , f Cn v + Af cav det område i hvilket awisnin<g>sf re- for the effective resistance frequency characteristic in an inverse relationship, the two points being located at the ends f CU n - Af C , f Cn v + Af cav the area in which awisnin<g>sf re-

kvensen er variabel. Det er å foretrekke at motstandens 23 motstandsverdi innstilles for å maksimere dempningsgraden av frekvensen i det ene av skjæringspunktene ved filterets 17 avvisningssenterfrekvens. Motstanden 2 3 er en variabel motstand. the quantity is variable. It is preferable that the resistance value of the resistor 23 is set to maximize the degree of attenuation of the frequency at one of the intersection points at the filter 17 rejection center frequency. The resistor 2 3 is a variable resistor.

Med ovenstående arrangement har de frekvenskompo-nenter som har passert gjennom resonanskretsen bestående av de variable kapasitansdioder 19, 21 og det induktive element 22, og de komponenter av de samme frekvenser som har passert gjennom motstanden 18, i hovedsaken det samme nivå i det område i hvilket smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisnings-frekvens er variabel. I dette frekvensområde fra f cU n - Afc til f + Afc kan en stor grad av dempning oppnås for awisningsf rekvensen, som vist ved signalnivå-frekvenskarakteristikken på fig. 6. Fig. 6 viser graden av dempning ut-trykt ved nivå ved forskjellige avvisningssenterfrekvenser etter hvert som disse varieres. Der hvor impedans-frekvens-karakteristikkene til den likestrømsblokkerende kondensator 24 ikke velges i den relasjon som er vist på fig. 5, er de dempnings-frekvenskarakteristikker som svarer til de som er vist på fig. 6, slik som vist på fig. 7, hvor graden av dempning blir redusert etter hvert som awisningssenterfrekvensen awiker fra sentrum f n av det variable område. Med den foreliggende oppfinnelse kan en dempning på ca. 10 dB økes i området med variabel awisningsf rekvens under de foregående betingelser som er beskrevet under henvisning til fig. 5. Kapasiteten til den likestrømsblokkerende kondensator 24 With the above arrangement, the frequency components that have passed through the resonant circuit consisting of the variable capacitance diodes 19, 21 and the inductive element 22, and the components of the same frequencies that have passed through the resistor 18, have essentially the same level in the area in which the narrowband awisnin<g>sf filter's 17 rejection frequency is variable. In this frequency range from f cU n - Afc to f + Afc, a large degree of attenuation can be achieved for the de-wiring frequency, as shown by the signal level-frequency characteristic in fig. 6. Fig. 6 shows the degree of attenuation expressed by level at different rejection center frequencies as these are varied. Where the impedance-frequency characteristics of the DC blocking capacitor 24 are not selected in the relationship shown in FIG. 5, the attenuation-frequency characteristics corresponding to those shown in FIG. 6, as shown in fig. 7, where the degree of damping is reduced as the center frequency of the awisning deviates from the center f n of the variable range. With the present invention, a damping of approx. 10 dB is increased in the area with variable de-wiring frequency under the preceding conditions which are described with reference to fig. 5. The capacity of the DC blocking capacitor 24

som oppfyller disse betingelser, bør fortrinnsvis ligge i området fra 0,01 til'0,22 uF. which meets these conditions should preferably be in the range of 0.01 to 0.22 uF.

Fasesammenlikneren 33 på fig. 1 kan være av den konstruksjon som er vist på fig. 8. Utgangssignalene fra båndpassfiltrene 31/32 formes til firkantbølgeformer ved hjelp av respektive av to bølgeform-formere 77, 78, og de formede signaler tilføres deretter til to flipp-flopper 81, 82. Nærmere bestemt blir firkantbølge-utgangssignalene fra bølgeform-formerne 77, 78 tilført til trigge- eller klokke-klemmer ck i flipp-floppene 81, 82. Signaler på dataklemmer D innledes i flipp-floppene 81, 82 ved f.eks. positivtgående flanker av firkantbøil<ge>-ut<g>an<g>ssi<g>nalene<.> Det ene av de logiske nivåer, høyt nivå i den viste utførelse, tilføres fra en klemme 83 til hver av flipp-floppenes 81, 82 dataklemmer D. Utgangssignalene fra bølgeform-formerne 77, 78 tilføres også til en OG-port 84 som frembringer et utgangssignal for å tømme flipp-floppene 81, 82. The phase comparator 33 in fig. 1 can be of the construction shown in fig. 8. The output signals from the bandpass filters 31/32 are shaped into square waveforms using respective of two waveform shapers 77, 78, and the shaped signals are then supplied to two flip-flops 81, 82. More specifically, the square wave output signals from the waveform shapers 77 , 78 supplied to trigger or clock terminals ck in the flip-flops 81, 82. Signals on data terminals D are initiated in the flip-flops 81, 82 by e.g. positive-going flanks of square-boil<ge>-out<g>an<g>ssi<g>nals<.> One of the logic levels, high level in the embodiment shown, is supplied from a terminal 83 to each of the flip-flops 81 , 82 data terminals D. The output signals from the waveform shapers 77, 78 are also applied to an AND gate 84 which produces an output signal to clear the flip-flops 81, 82.

En seriekrets 85 som er dannet av en motstand 85a og en diode 85b, har den ene ende koplet til en utgangsklemme eller Q-klemme fra flipp-floppen 81. En annen seriekrets 86 som er dannet av en motstand 86a og en diode 86b, har den ene ende koplet til en utgangsklemme eller Q-klemme fra flipp-floppen 82. De andre ender av seriekretsene 85, 86 A series circuit 85 formed by a resistor 85a and a diode 85b has one end connected to an output terminal or Q terminal of the flip-flop 81. Another series circuit 86 formed by a resistor 86a and a diode 86b has one end connected to an output terminal or Q terminal from the flip-flop 82. The other ends of the series circuits 85, 86

er koplet til hverandre og til den ene ende av en kondensator 87 hvis andre ende er jordet. Forbindelsespunktet mellom kretsene 85, 86 er også koplet til bryteren 27 som utgangsklemme fra styrekretsen 26. are connected to each other and to one end of a capacitor 87 whose other end is grounded. The connection point between the circuits 85, 86 is also connected to the switch 27 as an output terminal from the control circuit 26.

Når frekvensen f til en forstyrrende bølge som skal blokkeres, er høyere enn smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 awisningssenterfrekvens fg, har utgangssignalet fra filteret 17 en foranliggende fase i forhold til inngangssignalet til filteret 17, slik som foran beskrevet. Bølgeform-formerne 77, 78 frembringer bølgeformer som vist på henholdsvis fig. 9A og 9B. Så lenge utgangssignalene fra bølge-form-formerne 77, 78 er høye på samme tid, har utgangssignalet fra OG-porten 84 høyt nivå som vist på fig. 9C, slik at flipp-floppene 81, 82 holdes tømt. Når styring starter fra et tidspunkt t-^, trigger en positivtgående flanke av utgangssignalet med ledende fase (fig. 9B) fra bølgeformformeren 77 flipp-floppen 82 for å frembringe et høyt Q-utgangssignal ved et tidspunkt t2» Når firkant-utgangssignalet (fig. 9A) fra bølgeformformeren 77 deretter går til høy verdi ved et tidspunkt t2, går utgangssignalet fra OG-porten 84 til høy verdi som vist på fig. 9C, slik at flipp-floppene 81, 82 tømmes. Under intervallet mellom tidspunktene t2 og t-^ holdes Q-utgangssignalet fra flipp-floppen 82 på det høye nivå som vist på fig. 9E, slik at dioden 86b gjøres ledende for å lade kondensatoren 87. Ladetidskonstanten er bestemt av motstanden 86a og kondensatoren 87. Spenningen over kondensatoren 87 økes gradvis som vist på fig. 9F. When the frequency f of a disturbing wave to be blocked is higher than the narrow-band awisnin<g>sf filter 17 awisning center frequency fg, the output signal from the filter 17 has a leading phase in relation to the input signal of the filter 17, as described above. The waveform shapers 77, 78 produce waveforms as shown in fig. 9A and 9B. As long as the output signals from the waveform shapers 77, 78 are high at the same time, the output signal from the AND gate 84 has a high level as shown in fig. 9C, so that the flip-flops 81, 82 are kept cleared. When control starts from a time t-^, a positive-going edge of the leading-phase output signal (Fig. 9B) from the waveform shaper 77 triggers the flip-flop 82 to produce a high Q output signal at a time t2» When the square output signal (Fig. 9A) from the waveform shaper 77 then goes high at time t2, the output signal from the AND gate 84 goes high as shown in FIG. 9C, so that the flip-flops 81, 82 are cleared. During the interval between times t2 and t-1, the Q output signal from the flip-flop 82 is held at the high level as shown in FIG. 9E, so that the diode 86b is made conductive to charge the capacitor 87. The charging time constant is determined by the resistor 86a and the capacitor 87. The voltage across the capacitor 87 is gradually increased as shown in fig. 9F.

Etter hvert som spenningen over kondensatoren 87 øker, blir smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisningssenterfrekvens høyere. Etter hvert som det intervall i hvilket dioden 86b gjøres ledende, gradvis forkortes.under denne styring, nærmer smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisnings-senterfrekvens fQ seg frekvensen fn til den forstyrrende bølge inntil de er i overensstemmelse med hverandre, hvoretter utgangsbølgeformene fra bølgeformformerne 77, 78 er i fase med hverandre ved et tidspunkt t4. Ved dette tidspunkt blir kondensatoren 87 hverken oppladet eller utladet. As the voltage across the capacitor 87 increases, the rejection center frequency of the narrowband awisnin<g>sf filter 17 becomes higher. As the interval in which the diode 86b is made conductive is gradually shortened under this control, the rejection center frequency fQ of the narrow bandpass filter 17 approaches the frequency fn of the interfering wave until they are in agreement with each other, after which the output waveforms from the waveform shapers 77, 78 are in phase with each other at a time t4. At this time, the capacitor 87 is neither charged nor discharged.

Når filterets 17 avvisningssenterfrekvens økes høyere enn den forstyrrende frekvens, har utgangssignalet fra bølgeformformeren 77 en foranliggende fase i forhold til utgangssignalet fra bølgeformformeren 78, som vist ved et tidspunkt t5 på fig. 9A og 9B. Ved dette tidspunkt trigges flipp-floppen 81 først for å bringe dens Q-utgangssignal til å gå til lav verdi som vist på fig. 9B. Under det intervall i hvilket flipp-floppens 81 Q-utgangssignal har lavt nivå, gjøres dioden 85b ledende, og kondensatoren 87 utlades for å tillate spennningen over denne å reduseres som vist på fig. 9F. Smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisningssenterfrekvens senkes deretter gradvis inntil den bringes i overensstemmelse med den forstyrrende frekvens fn>When the rejection center frequency of the filter 17 is increased higher than the disturbing frequency, the output signal from the waveform shaper 77 has a preceding phase in relation to the output signal from the waveform shaper 78, as shown at a time t5 in fig. 9A and 9B. At this time, the flip-flop 81 is first triggered to cause its Q output signal to go low as shown in FIG. 9B. During the interval in which the flip-flop's 81 Q output signal is low, the diode 85b is made conductive and the capacitor 87 is discharged to allow the voltage across it to decrease as shown in FIG. 9F. The rejection center frequency of the narrowband awisnin<g>sf filter 17 is then gradually lowered until it is brought into agreement with the interfering frequency fn>

Slik som beskrevet foran, detekteres faseforskjellen mellom signalene på smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 inngangs- og utgangsklemmer av fasesammenlikneren 33, og deteksjonsutgangssignalet fra fasesammenlikneren 33 benyttes til automatisk å bringe smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisningssenterfrekvens i overensstemmelse med frekvensen til den forstyrrende bølge. Innstilling av avvisningssenterfrekvensen fg kan derfor oppnås på enkel måte uten å stole på manuell, tidkrevende operasjon, hvilket ville kreve mye dyktighet hva operatøren angår. Flipp-floppene 81, 82 og OG-porten 84 i fasesammenlikneren 33 kan være dannet av vanlig tilgjengelige komponenter. Når smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 avvisningssenterfrekvens fg stemmer overens med den forstyrrende frekvens fn, forblir utgangssignalene fra flipp-floppene 81, 82 henholdsvis høye og lave, og diodene 85b, 86b holdes ikke-ledende for å holde kondensatoren 87 oppladet. Den styrespenning som tilføres til smalbånds-awisningsf il teret 17, holdes følgelig på et konstant nivå. Spenningen over kondensatoren 87 kan tilføres til holdekretsen 29 via en forsterker, en inverter eller en nivåforskyver, etter behov. As described above, the phase difference between the signals on the input and output terminals of the narrowband awisnin<g>sf filter 17 is detected by the phase comparator 33, and the detection output signal from the phase comparator 33 is used to automatically bring the narrowband awisnin<g>sf filter 17 rejection center frequency in accordance with the frequency of the disturbing wave. Setting the rejection center frequency fg can therefore be achieved easily without relying on manual, time-consuming operation, which would require a lot of skill on the part of the operator. The flip-flops 81, 82 and the AND gate 84 in the phase comparator 33 can be formed from commonly available components. When the rejection center frequency fg of the narrowband awisnin<g>sf filter 17 matches the interfering frequency fn, the outputs of the flip-flops 81, 82 remain high and low, respectively, and the diodes 85b, 86b are kept non-conductive to keep the capacitor 87 charged. The control voltage which is supplied to the narrow-band de-detection filter 17 is consequently kept at a constant level. The voltage across the capacitor 87 can be supplied to the holding circuit 29 via an amplifier, an inverter or a level shifter, as required.

Når utgangssignalene fra bølgeformformerne 77, 78 tvinges inn i en tilstand i hvilken det ikke finnes noe intervall i hvilket de overlapper hverandre eller er til stede på samme; tid på grunn av et ekstremt stort, tilført inngangssignal, forblir utgangssignalet fra OG-porten 84 lavt, og flipp-floppene 81, 82 blir ikke tømt. Ved hjelp av trigging forblir flipp-floppens 81 Q-utgangssignal lavt som vist på fig. 10D, og flipp-floppens 82 Q-utgangssignal forblir høyt, som vist på fig. 10E. Spenningen over kondensatoren 87 holdes derfor midt mellom de høye og lave nivåer, og smalbånds-awisningsf il terets 17 avvisningssenterfrekvens.fq er beliggende i sentrum av styreområdet. Under denne tilstand er det fare for at senterfrekvensen til en Loran C mottaker skal falle sammen med smalbånds-awisnin<g>sf ilterets 17 senterf rekvens, med det resultat at hvilken som helst signal-frekvens som skal oppnås, blir påvirket av smalbånds-awisningsf il teret 17. When the output signals from the waveform shapers 77, 78 are forced into a state in which there is no interval in which they overlap or are present at the same; time due to an extremely large applied input signal, the output signal from the AND gate 84 remains low and the flip-flops 81, 82 are not cleared. By means of triggering, the flip-flop's 81 Q output remains low as shown in FIG. 10D, and the flip-flop's 82 Q output remains high, as shown in FIG. 10E. The voltage across the capacitor 87 is therefore kept midway between the high and low levels, and the rejection center frequency fq of the narrowband rejection filter 17 is located in the center of the control area. Under this condition, there is a danger that the center frequency of a Loran C receiver will coincide with the narrowband awisnin<g>sf filter 17 centerf frequency, with the result that any signal frequency to be obtained will be affected by the narrowband awisnisf il teret 17.

En sådan vanskelighet kan unngås ved hjelp av et arrangement som er vist på fig. 11. Like eller tilsvarende deler på fig. 8 og 11 er betegnet med like eller tilsvarende henvisningstegn. Flipp-floppens 81 Q-utgangsklemme er koplet til flipp-floppens 82 dataklemme D, og flipp-floppens 82 Q-utgangsklemme er koplet til flipp-floppens 81 dataklemme D, idet klemmene således er sammenkoplet i en kryssende lednings-formasjon. Når den ene av flipp-floppene 81, 82, f.eks. flipp-floppen 81, trigges først, går dennes Q-utgangssignal til høyt nivå. Da Q-utgangssignalet tilføres til flipp-floppens 82 dataklemme D, går flipp-floppens 82 Q-utgangssignal til høyt nivå når denne flipp-flopp deretter trigges. Flipp-floppene 81, 82 bringes således samtidig til de lave eller høye nivåer. Spenningen over kondensatoren 87 holdes enten på det lave eller det høye nivå, og awisnin<g>sf ilterets 17 awisningssenterfrekvens styres slik at den ligger ved den laveste eller høyeste ende av dennes styreområde. Som en følge av dette vil et ønsket mottagningssignal ikke bli på- Such a difficulty can be avoided by means of an arrangement shown in fig. 11. Similar or corresponding parts in fig. 8 and 11 are denoted by the same or corresponding reference signs. The flip-flop's 81 Q output terminal is connected to the flip-flop's 82 data terminal D, and the flip-flop's 82 Q output terminal is connected to the flip-flop's 81 data terminal D, the terminals being thus connected in a crossing wire formation. When one of the flip-flops 81, 82, e.g. flip-flop 81, is triggered first, its Q output signal goes high. When the Q output signal is applied to the data terminal D of the flip-flop 82, the Q output signal of the flip-flop 82 goes high when this flip-flop is then triggered. The flip-flops 81, 82 are thus simultaneously brought to the low or high levels. The voltage across the capacitor 87 is kept either at the low or the high level, and the awisnin<g>sf filter 17 awisning center frequency is controlled so that it lies at the lowest or highest end of its control range. As a consequence of this, a desired reception signal will not be on-

virket av smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17. effect of the narrowband awisnin<g>sf filter 17.

Mens det i ovennevnte utførelse er benyttet flipp-flopper av D-typen for flipp-floppene 81, 82, kan JK-flipp-flopper benyttes som vist på fig. 12. Deler på fig. 12 som svarer til deler på fig. 8 og 11, er betegnet med like eller tilsvarende henvisningstegn og vil ikke bli beskrevet i detalj. While in the above-mentioned embodiment D-type flip-flops are used for the flip-flops 81, 82, JK flip-flops can be used as shown in fig. 12. Parts of fig. 12 which corresponds to parts of fig. 8 and 11, are denoted by the same or corresponding reference signs and will not be described in detail.

Smalbånds-awisnin<g>sf ilteret 17 kan ha en sådan karakteristikk at faseforskjellen mellom dettes inngang og utgang er 180° ved avvisningssenterfrekvensen fg, 0° ved frekvenser som er lavere enn. awisningssenterfrekvensen fn, og 360° ved frekvenser som er høyere enn avvisningssenterfrekvensen fg, slik som vist på fig. 13. Selv om et eneste smalbånds-awisnin<g>sf ilter 17 i det foregående er innkoplet mellom inngangs- og utgangsklemmene 11, 14, kan flere sådan-ne smalbånds-awisningsf il tre være innkoplet med sine. awis-ningssenterf rekvenser i overensstemmelse med forskjellige forstyrrende frekvenser. I et sådant arrangement er styrekretsen 26 delt for å tilføre en styrespenning via holdekretsen til hvert av de smalbånds-awisnin<g>sf iltre som benyttes. Smalbånds-awisningsf il terets 17 awisnin<g>ssenterf rekvens kan styres automatisk uten noen som helst manuell styring. Den foreliggende oppfinnelse kan følgelig anvendes på den innretning som er vist på fig. 5 i PCT-publiseringsskrift nr. WO81/01930. The narrowband awisnin<g>sf filter 17 can have such a characteristic that the phase difference between its input and output is 180° at the rejection center frequency fg, 0° at frequencies lower than. the rejection center frequency fn, and 360° at frequencies that are higher than the rejection center frequency fg, as shown in fig. 13. Although a single narrowband awisnin<g>sf filter 17 is in the foregoing connected between the input and output terminals 11, 14, several such narrowband awisningsf fil three can be connected with each other. notification center frequencies in accordance with different interfering frequencies. In such an arrangement, the control circuit 26 is divided to supply a control voltage via the holding circuit to each of the narrowband awisnin<g>sf filters used. The frequency of the narrowband filtering filter 17 can be controlled automatically without any manual control whatsoever. The present invention can therefore be applied to the device shown in fig. 5 of PCT Publication No. WO81/01930.

Claims

1. Device for rejecting a disturbing wave, comprising a narrowband awisnin<g>sf filter (17) which is connected in series in a receiving signal path (16) and has a rejection center frequency which can be varied by means of a control signal , and a control circuit (26) having first and second input terminals connected to the narrowband awisnin<g>sf filter (17) and its band-rejected output, respectively, for detecting the relationship between the narrowband awisnin<g>sf filter (17) rejection center frequency and the frequency of the interfering wave, and to produce the control signal to be applied to the narrowband rejection filter (17), thereby adjusting the rejection center frequency of the narrowband rejection filter (17) to the frequency of the interfering wave, CHARACTERIZED BY that the first input terminal of the control circuit (26) is connected to the input side of the narrowband awisnin<g>sf filter (17), that the control circuit (26) comprises first and second bandpass filters (31, 32) which are connected in series to the first and second input terminals of the control circuit (26) respectively and have pass center frequencies which are controlled by the control signal to be equal to the rejection center frequency, and a phase comparator (33) which is connected to the output terminals of the first and second bandpass filters (31, 32) to detect a phase difference between the output signals from the first and second bandpass filters (31, 32) and produce the control signal with a level corresponding to the phase difference and indicating the difference between the rejection center frequency of the narrowband awisnin<g>sf filter (17) and the frequency of the disturbing wave, and that the facility further includes first and second level detectors (41, 42) which are connected to the output terminals of the first and second bandpass filters (31, 32) to amplify and rectify the output signals from the first and second bandpass filters (31, 32) and to detect the levels of the signals, a level comparator (43) which is connected to the output terminals of the first and second level detectors to compare the levels of the output signals therefrom, a holding circuit (29) for receiving and holding the control signal from the phase comparator (33) of the control circuit (26) and for feeding the control signal held therein to the narrowband de-warning filter (17) and the first and second bandpass filters (31, 32) ), a switch (27) which is connected between an input terminal of the holding circuit (29) and an output terminal of the control circuit (26) and which can be controlled by an output signal from the level comparator (43) to switch on the switch (27) when an output signal from the first level detector (43) is greater than an output signal from the second level detector (42), and to disengage the switch (27) when the output signal from the first level detector (41) is less than the output signal from the second level detector (42), and a level lowering device (68, 69, 71, 72) for lowering the level of the output signal from the first level detector (41) below the level of the output signal from the second level detector (42) when the input signals to the first and second detectors are essentially equal zero.

2. Device according to claim 1, CHARACTERIZED IN THAT each of the first and second level detectors (41, 42) comprises an operational amplifier (44, 55), the level-lowering device (68, 69, 71, 72) being a power supply circuit for supplying voltages to the power supply terminals of the operational amplifiers (44, 55) to determine the minimum output levels of the operational amplifiers, and that the power supply voltage supplied to the first level detector (41) is selected so that it is less than the power supply voltage supplied to the second level detector (42) .

3. Device according to claim 2, CHARACTERIZED IN THAT the first level detector (41) has a gain that is less than the gain of the second level detector (42) depending on the degree of attenuation due to the narrowband awisnin<g>sf filter (17).

4. Device according to claim 2 or 3, where the narrowband awisnin<g>sf filter (17) comprises first and second variable capacitance diodes (19, 21) which are connected in series with each other with opposite polarities, a resistance (18) which is connected in parallel with the series-connected, variable capacitance diodes (19, 21) and having ends that serve as the input and output terminals of the narrow-band denoising filter (17), a series circuit (22, 23, 24) comprising an inductive element (22), a resistor (23) and a DC-blocking capacitor (24), and via which a connection point between the first and second variable capacitance diodes (19, 21) is grounded, the DC-blocking capacitor (24) having an impedance sufficiently small to not to have any significant effect on the cut-off frequency in a variable frequency range of the narrow-band cut-off filter (17), CHARACTERIZED IN THAT the DC-blocking capacitor (24) is arranged with an impedance-frequency characteristic which is variable in the main in inverse proportion to the effective resistance-frequency characteristic of the inductive element (22).

5. Device according to claim 2 or 3, CHARACTERIZED IN THAT the phase comparator (33) comprises first and second waveform shapers (77, 78) for shaping the output signals from the first and second bandpass filters (31, 32) respectively into square wave output signals , an AND gate (84) for AND connection of the output signals from the first and second waveform shapers (77, 78), first and second flip-flops (81, 82) having trigger terminals for receiving the output signals from the first and second respectively waveform shapers (77, 78), and drain clamps for receiving an output signal from the AND gate (84), the first and second flip-flops (81, 82) being at one of the logic levels at least during an initial state , first and second series circuits (85, 86) each comprising a resistor (85a, 86a) and a diode (85b, 86b) which are connected in series, the first and second series circuits (85, 86) having one end connected to opposite logical output terminals of the first and second flip-flops (81, 82), and the other ends co connected to each other in a connection point which forms the output of the phase comparator (33), the diodes (85b, 86b) having opposite polarities in relation to the output connection point, and a capacitor (87) connected between the output connection point and ground to supply a voltage charged thereto as the control signal for the narrowband awisnin<g>sf filter (17) and the first and second bandpass filters (31, 32).