NO151101B

NO151101B - PROCEDURE AND APPARATUS FOR SETTING THE RENDERING HEAD

Info

Publication number: NO151101B
Application number: NO791725A
Authority: NO
Inventors: Edmond De Niet; Albert Maria Arnold Rijckaert; Herman Cornelis Lalesse
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1978-05-29
Filing date: 1979-05-25
Publication date: 1984-10-29
Also published as: ATA392579A; ES8100518A1; FR2427659B1; FR2427659A1; NO151101C; NZ190547A; NO791725L; AU530671B2; AT365355B; GB2022874A; AU4748779A; IT7968132A0; DE2920912C2; GB2022874B; CH647613A5; IT1118702B; ES480924A0; DE2920912A1

Description

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte til innstilling og opprettholdelse av riktig vinkelstilling av spalten 1 et gjengivelseshode i forhold til et signal i et inf ormas jonsspor på en magnetisk opptegningsbærer, hvor fasedifferensen mellom to avsøkte signaler med identisk opptreden måles og et styresignal utledes av disse for korreksjon av spaltens vinkelstilling. The invention relates to a method for setting and maintaining the correct angular position of the slit 1 a reproduction head in relation to a signal in an information track on a magnetic recording medium, where the phase difference between two detected signals with identical behavior is measured and a control signal is derived from these for correction of the angular position of the slot.

En slik fremgangsmåte er kjent fra U.S.-patentskrift Such a method is known from US patent documents

nr. 2.751.439j hvor et antall gjengivelseshoder samtidig av-søker, et antall til hverandre hørende parallelle spor, av hvilke de ytre spor inneholder identiske signaler. Efter forsterkning av utgangssignalene fra disse deler av hodet som av- No. 2,751,439j where a number of reproduction heads simultaneously scan a number of parallel tracks belonging to each other, of which the outer tracks contain identical signals. After amplification of the output signals from these parts of the head which

søker de ytre spor tilføres hver sin inngang i en fasesammen-ligningsinnretning hvis utgangssignal, som er et mål for fase-dif ferensen mellom utgangssignalene fra hodet, tilføres en innretning som korrigerer feilen av vinkelstillingen av gjengivelseshodet. Hensikten med dette er å korrigere tidsfeil i videoinformasjon som er opptegnet i til hverandre hørende parallelle spor, hvilke feil skyldes uriktig vinkelstilling av spalten. seeking, the outer tracks are each supplied to their input in a phase comparison device whose output signal, which is a measure of the phase difference between the output signals from the head, is supplied to a device which corrects the error of the angular position of the reproduction head. The purpose of this is to correct time errors in video information that is recorded in parallel tracks belonging to each other, which errors are due to incorrect angular positioning of the slot.

Uriktig stilling av spalten fører også til kvalitets-svekkelse av gjengivelsen av høye frekvenser. Som et eksempel kan en vinkelavvikelse på bare få minutter av gjengivelses- Incorrect positioning of the slot also leads to a deterioration in the quality of the reproduction of high frequencies. As an example, an angular deviation of only a few minutes of rendering

hodet for "et lydsignal føre til en forringelse av kvaliteten av høyfrekvensgjengivelsen på flere kHz, slik at det av denne grunn er klart at det også er ønskelig at riktig stilling av spalten alltid opprettholdes. head for "an audio signal lead to a deterioration of the quality of the high-frequency reproduction of several kHz, so that for this reason it is clear that it is also desirable that the correct position of the slot is always maintained.

Den kjente fremgangsmåte krever imidlertid minst et However, the known method requires at least one

ekstra spor for å muliggjøre justering til riktig stilling av hodet og dette går ut ever graden av informasjon som kan opp-tegnes. Videre er det mulig i tilfelle av flere opptegnings- extra track to enable adjustment to the correct position of the head and this affects the degree of information that can be recorded. Furthermore, it is possible in the case of several recording

spor og gjengivelsesutstyr at alle spor ikke er opptegnet med samme apparatur, slik at riktig posisjon varierer fra spor til spor og således ikke kan oppnås for alle spor. track and reproduction equipment that all tracks are not recorded with the same equipment, so that the correct position varies from track to track and thus cannot be achieved for all tracks.

Hensikten med oppfinnelsen er derfor å tilveiebringe en enkel og effektiv måte for å muliggjøre korreksjon av posi- The purpose of the invention is therefore to provide a simple and effective way to enable the correction of posi-

sjonen av hodets spalte for hvert spor uten at det er nødvendig med ekstra spor. tion of the head slot for each track without the need for additional tracks.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved en fremgangsmåte- This is achieved according to the invention by a method-

som angitt i innledningen og hvis karakteristiske trekk frem-går av krav 1. as stated in the introduction and whose characteristic features appear in claim 1.

Bestemmelse av fasedifferensen mellom to avsøkte signaler kan da gi mulighet for problemer som følge av ulikhet av signalene. Ifølge et ytterligere trekk ved oppfinnelsen kan disse problemer unngås ved å måle tidsdifferensen mellom hvert par nullgjennomganger som hører sammen av de avsøkte signaler. Determining the phase difference between two searched signals can then give rise to problems due to differences in the signals. According to a further feature of the invention, these problems can be avoided by measuring the time difference between each pair of zero crossings belonging to the searched signals.

Det skal bemerkes at u'S-patent nr. 3.900.888 viser et automatisk asimutkorreksjonssystem for en tokanals stereobånd-opp tager idet styresignalet blir utledet fr*a signalene ved begge (stereo) sporene og ikke ved avsøkning av øvre og den nedre halvdelen til kun ett spor, slik som ved foreliggende oppfin-nelse. ;US-patent nr. 4.055.849 viser et automatisk sporsystem. Et slikt system kan ikke korrigere asimutfeil til et hode. ;Videre kan ifølge oppfinnelsen de avsøkte signaler passere et lavpassfilter hvis grensefrekvens er lavere enn halve den frekvens som tilsvarer et signal hvis periode er lik den maksimale avstand mellom to til hverandre hørende nullgjennomganger for det avsøkte signal. ;Det er således utvetydig bestemt hvilke nullgjennomganger av signalene som avsøkes som tilhører hverandre fordi det er ønskelig for dette at den minste avstand mellom to nullgjennomganger for det samme signal er minst to ganger større enn den maksimale avstand mellom to til hverandre hørende nullgjennomganger i begge signaler. Den minste avstand mellom nullgjennomgangene for et og samme signal er bestemt av den øvre grensefrekvens for filteret. ;Ved en ytterligere variant av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen passerer de avsøkte signaler et båndfilter hvis båndbredde fortrinnsvis er iik to oktaver og hvis øvre grensefrekvens er lavere enn halve den frekvens som tilsvarer et signal hvis periode er lik den maksimale avstand mellom to til hverandre hørende nullgjennomganger og som fortrinnsvis strekker seg fra tilnærmet 2 til tilnærmet 8 kHz for anvendelse i lydfrekvensområdet. ;På denne måten oppnås at graden av styring ikke blir for lav, mens det harmoniske av grensefrekv<p>nsen forblir stående til ;rådighet fer styreformål. ;Hvis signalene som filtreres på denne måte tilføres direkte til en fasekomparator, vil nullgjennomgangene for støy kunne anvendes for styring ved manglende nyttesignal eller i tilfelle av for svake signaler, men disse nullgjennomgangene befinner seg ikke nøyaktig på samme sted fordi to støysignaler ikke er korrelert. ;For å utelukke denne mulighet blir efter filtreringen ;av de avsøkte signaler hvert av disse tilført et tidsvindu via en første pulsformer og en andre pulsformer via en terskelkrets med en terskel som er lik eller høyere enn støyspenningen i signalet, hvorefter det fastslås om den forreste flanke av denne puls faller innenfor tidsvinduet og hvis det er tilfelle blir en puls som frembringes ved slutten av tidsvinduet over-ført til en portkrets, idet summen av varigheten av tidsvinduet og den frembragte puls velges slik at den er lik for begge de avsøkte signaler, hvorefter de frembragte pulser fra begge kanaler tilføres en inngang i en fasedetektor som måler faseforskjellen mellom den bakre flanke av to til hverandre hørende frembragte pulser. Ved en ytterligere variant av ;fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen blir for stereosignaler hvert signal tilført en logisk krets via en tilhørende styrekrets, hvilken logiske krets kombinerer styresignalene i utgangene fra fasedetektorene. ;En anordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen kan omfatte et gjengivelseshode som er forbundet med en fasedetektor for måling av faseforskjellen mellom to signaler med identisk opptreden avsøkt av gjengivelseshodet, og hvor utgangen fra detektoren er forbundet med en styreinnretning som er forbundet med en elektromekanisk omformer som er innrettet til å innstille vinkelposisjonen av gjengivelseshodet, ;og denne anordning er karakterisert ved at gjengivelseshodet, omfatter to hovedsakelig identiske deler innrettet til å. avsøke samtidig og separat øvre og nedre halvdel av det samme informasjonssporet. Ved en annen utførelsesform av anordningen ifølge oppfinnelsen er hver del av gjengivelseshodet forbundet med et lavpassfilter, hvis grensefrekvens er lavere enn halve den frekvens som tilsvarer et signal hvis bølgelengde er lik den maksimale avstand mellom tilsvarende punkter i ;spalten i de to deler av gjengivelseshodet målt i bevegelsesretningen av opptegningsbæreren. ;På denne måte defineres utvetydig hvilke nullgjennomganger av signalene som avsøkes som tilhører hverandre. ;Ved nok en utførelsesform av anordningen ifølge oppfinnelsen er hver del av gjengivelseshodet forbundet med et båndpassfilter, hvis båndbredde fortrinnsvis er lik to oktaver og hvis øvre grensefrekvens er lavere enn halve den frekvens som tilsvarer et signal hvis bølgelengde er lik den maksimale avstand mellom to tilsvarende punkter i spalten i de to deler av gjengivelseshodet målt i opptegningsbærerens bevegelsesretning og som strekker seg fra tilnærmet 2 til tilnærmet 8 kHz for anvendelse i lydfrekvensområdet. ;På denne måte oppnås at graden av styring ikke blir for liten, mens det harmoniske av lavfrekvensene forblir stående til rådighet for styreformål. ;Ved en ytterligere utførelsesform av anordningen ifølge oppfinnelsen er hver del av gjengivelseshodet via et tilhørende filter forbundet både med et tidsvindu via en første pulsformer og med en andre pulsformer via en terskelkrets med en terskelverdi som er lik eller høyere enn støyspenningen i signalet, og utgangen fra den andre pulsformer er forbundet med en første inngang i en første OG-portkrets, hvis andre inngang er forbundet med utgangen fra tidsvinduet hvis utgang også er forbundet med inngangen i en forsinkelseskrets hvis utgang er forbundet med en første inngang i en andre OG-portkrets og med tilbakestillingsinngangen i en koplingsinnretning, hvis innstillingsinngang er forbundet med utgangen fra den' første OG-portkrets, og utgangen fra koplingsinnretningen er forbundet med den andre inngang i den andre OG-portkrets hvis utgang er forbundet med en inngang i fasedetektoren, idet summen av varigheten av tidsvinduet og forsinkelsestiden i forsinkelseskretsen er hovedsakelig den samme for begge kanaler. ;Ved nok en utførelsesform av en anordning ifølge oppfinnelsen omfatter hver av de til hverandre hørende tids-vinduer og forsinkelseskretser et og samme forsinkelseselement som er styrt av en felles tidsstyregenerator. ;Dette muliggjør at forskjellen mellom summen av varig-heten av tidsvinduet for tidsvinduskretsen og forsinkelsestiden for forsinkelseskretsen for begge kanaler kan gjøres vilkårlig liten ved valg av frekvens for tidsstyregeneratoren, fordi den maksimale feil er lik varigheten av en hel pulsavstand for tidsstyrepulsene. ;Ved nok en utførelsesform.av en anordning ifølge oppfinnelsen omfatter fasedetektoren to logiske kretser med to innganger og hvis utganger innstilles av den bakre flanke av et signal på den første inngang hvis den andre inngang har et første logisk nivå og tilbakestilles eller beholdes tilbakestillet hvis den andre inngang har et andre logisk nivå, og den første inngang i den første logiske krets er forbundet med den andre inngang i den andre logiske krets, og den første inngang i den andre logiske krets er forbundet med den andre inngang i den første logiske krets. Dette sikrer at et signal opptrer på utgangen av fasedetektoren bare hvis et signal fra begge sporhalvdeler opptrer på de to utganger samtidig, og bredden av disse utgangspulser er proporsjonal med tidsfor-skyvningen mellom nullgjennomgangene for signalene fra de to sporhalvdeler og er et mål for feilen i vinkelposisjonen av gj engivelseshodet. ;Ved en ytterligere utførelsesform av anordningen ifølge oppfinnelsen er det for stereogjengivelse anordnet en særskilt styreinngang for hvert stereospor og utgangen fra de to fasedetektorer i styreinnretningen er kombinert via en logisk krets. ;Dette sikrer at i tilfelle av ulike vinkelfeil for de to spalter i hodene som er tilordnet stereosporene, er justering mulig til en middelverdi av vinkelfeilen og/eller ved manglende signal i en av de to spor er justering mulig på grunnlag av det til rådighet stående signal. ;Av den grunn er et magnetisk gjengivelseshode for ut-førelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen karakterisert ved at det omfatter to side om side anordnede magnetkjerfter som hver har en gjengivelsesspalte og en spole, hvilke spalter ligger på linje med hverandre og har en spaltebredde som tilnærmet er lik halve bredden av informasjonssporet som skal av-leses . ;Por anvendelse, for eksempel i en stereokassettspiller, hvor det originale monospor er 1,5 mm bredt, deles dette i to spor, hver med 0,6 mm bredde og en innbyrdes avstand på 0,3 mm. Dette betyr at et magnethode kreves med to magnetkjerner som avsøker en halvdel av et spor og to magnetkjerner som avsøker en halvdel av det andre spor. Dette betyr at hodet må omfatte fire kjerner som hver dekker et spor på høyst 0,3 mm. Konstruksjonen av et hode som tilfredsstiller disse krav er ikke enkel, fordi det også må være plass for å oppta fire tilhørende elektriske spoler. ;Ved en utførelse av et gjengivelseshode ifølge oppfinnelsen for gjengivelse av stereosignaler i to side om side anordnede informasjonsspor, kan hodet omfatte en kort og en lang magnetkjerne for hvert spor og spolen for den lange kjerne sett vinkelrett på opptegningsbærerens anleggsflate mot hodet, kan ligge under spolen for den korte kjerne. Konstruksjonen av et slikt hode lettes ved at det har vist seg at for god virkemåte av hodet er det ikke nødvendig med store krav til magnetisk skjerming mellom kjernene som tilhører den øvre og nedre halvdel av hvert spor, men store krav stilles til av-skjerming mellom sporene, slik at det er mulig å anbringe kjernene mot hverandre uten mellomliggende magnetisk skjermings-plate. Hvis ønskelig kan et tynt sjikt klebemiddel, lakk eller syntetisk harpiks anbringes på minst en av berøringsflatene som skillemiddel. ;Oppfinnelsen skal nedenfor beskrives nærmere under hen-visning til tegningene. Figur 1 viser skjematisk et hode og et opptegningsbånd. Figur 2 viser på samme måte forholdet mellom den øvre ;grensefrekvens for filteret og vinkelfeilen for hodet. ;Figur 3 viser et blokkskjerna for en krets for måling ;av nullgjennomganger. ;Figur 4 viser en annen utførelsesform av kretsen på ;figur 3- ;Figur 5 viser kurver til forklaring av virkemåten av ;kretsene på figur 3, 4 og 6. ;Figur 6 viser et blokkskjema for et skyveregister anvendt som forsinkelsesinnretning. ;Figur 7 viser et blokkskjema for en fasedetektor. ;Figur 8 viser skjematisk et magnethode ifølge oppfinnelsen ;i samvirke med et magnetbånd. ;Figur 9 viser et snitt langs linjen IX-IX på figur C. Figur 1 viser en opptegningsbærer 1 med to spor 2, 3} hvor et signal er opptegnet. Disse spor avsøkes av et gjengivelseshode 4 som består av to deler 5,"6, som hver har en spalte 7j8 med liten innbyrdes avstand 9 og som ligger i flukt med hverandre. De to deler kan monteres slik at de berører hverandre direkte uten mellomrom 9« Det er alternativt mulig å anvende forskjellig type gj engivelseshoder, som for eksempel et magnetmotstandshode. Hver del omfatter en magnetisk krets med en spole, en spalte 7 som avsøker den øvre halvdel av sporet 2 og en spalte 8 som avsøker den nedre halvdel av sporet. Figur 2 viser gjengivelseshodet 4 på figur 1 i en posisjon som svarer til en maksimal avvikelse a fra riktig vinkelposisjon. Halve bølgelengden X for det opptegnede signal, som anvendes for kontroll av vinkelposisjonen, må være større enn avstanden a mellom to til hverandre hørende punkter b og c 1 spaltene 7 og 8 i de to halvdeler 5 og 6 av hodet 4, fordi ellers kan ikke systemet lenger sammenligne tidspunktet på hvilket nullgjennomgangen e har nådd punktet b med tidspunktet da denne nullgjennomgang når punktet c, i stedet for tidspunktet på hvilket nullgjennomgangen e har nådd punktet c som sammen-lignes med tidspunktet da nullgjennomgangen d har nådd punktet b. ;På figur 3 blir signalet tilført et båndpassfilter BF respektivt BF', hvis båndbredde fortrinnsvis er lik to oktaver og hvis øvre grensefrekvens er lavere enn den halve frekvens som tilsvarer et signal hvis bølgelengde er lik den maksimale avstand a på figur 2 mellom to til hverandre svarende punkter b og c i spalten 7 og 8 i de to deler 5 og 6 av gjengivelseshodet 4, målt i bevegelsesretningen for opptegningsbæreren 1, hvilket frekvensbånd i foreliggende tilfelle strekker seg fra 2 til 8 kHz. Dette båndpassfilter BF og BF' er begge forbundet med et tidsvindu TW respektivt TW via en første pulsformer PS-^ respektivt PS^', og en andre pulsformer PS2 respektivt PS2' via en terskelkrets TD respektivt TD' som har en terskelverdi som er lik eller større enn den maksimale støyspenning, idet utgangen fra den andre pulsformer er forbundet med den første inngang i en første OG-portkrets G1 respektivt G^', av hvilke en andre inngang 2 er forbundet med utgangen fra tidsvinduet TW respektiv TW', hvilken utgang også er forbundet med inngangen i en forsinkelseskrets DL respektiv DL' hvis utgang er forbundet både med den første inngang 1 i en andre OG-portkrets G2 respektivt G2' og med tilbakestillingsinngangen r i en koplingsinnretning PP respektivt PP' hvis innstillingsinngang s er forbundet med utgangen fra den første OG-portkrets G^ respektivt G-L' > og utgangen fra koplingsinnretningen FF eller FF' er forbundet med den andre inngang 2 i den andre OG-portkrets G^ og G2' hvis utgang er forbundet med inngangen i fasedetektoren PD. Utgangen fra fasedetektoren PD er forbundet med styreinnretningen CD som er forbundet med en elektromekanisk omformer T som kan justere vinkelposisjonen for gjengivelseshOGét 4. En slik elektromekanisk omformer er for eksempel kjent. ;For gjengivelsesformål blir utgangssignalene fra de to hodedeler summert slik at det gjengitte signal gjengis med normalt signal-støyforhold. ;Kretsens virkemåte er følgende: Signalet fra gjengivelseshodet 4 filtreres i båndpassfilteret BF eller BF' og kan for eksempel ha den form som er vist på figur 5a. Pulsformeren PS^ eller PS^' omformer dette signal til en puls hvis forreste flanke faller sammen med nullgjennomgangen for signalet på figur 5a. Denne puls som er vist på figur 5b tilføres tidsvinduet TW eller TW' som avgir en puls av den form som er vist på figur 5c og har en varighet t^. Denne puls gjør den første OG-portkrets G-^ eller G^' ledende for signaler på den første inngang 1. ;Signalet fra båndpassfilteret BF eller BF' tilføres ;også en terskelkrets TD .eller TD' med en terskelverdi k på ;figur 5a som er lik eller større enn støyspenningen i signalet, ;og hvis utgangssignal overføres til en andre pulsformer PS2 respektivt PS2' . Den forreste flanke av dette signal vil alltid opptre senere enn den forreste flanke av signalet på utgangen fra båndpassfilteret BF eller BF' og i den andre pulsformer PS2 eller PS2' blir signalet omformet til en puls, ;som vist på figur 5e. Denne puls overføres av den ledende første OG-portkrets G^ respektivt G^<*> til innstillingsinngangen s i koplingsinnretningen FF eller FF', som avgir et signal som vist på figur 5f og som gjør den andre OG-portkrets G2 eller G2' ledende for et signal på den første inngang 1. Den bakre flanke It should be noted that U'S Patent No. 3,900,888 shows an automatic azimuth correction system for a two-channel stereo tape recorder in that the control signal is derived from the signals at both (stereo) tracks and not by scanning the upper and lower halves to just one tracks, such as in the present invention. US Patent No. 4,055,849 discloses an automatic tracking system. Such a system cannot correct azimuth errors to a head. Furthermore, according to the invention, the searched signals can pass a low-pass filter whose cut-off frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose period is equal to the maximum distance between two adjacent zero crossings for the searched signal. It is thus unequivocally determined which zero crossings of the signals being scanned belong to each other because it is desirable for this that the smallest distance between two zero crossings for the same signal is at least twice greater than the maximum distance between two zero crossings belonging to each other in both signals . The smallest distance between the zero crossings for one and the same signal is determined by the upper limit frequency of the filter. In a further variant of the method according to the invention, the searched signals pass a band filter whose bandwidth is preferably two octaves and whose upper limit frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose period is equal to the maximum distance between two adjacent zero crossings and which preferably ranges from approximately 2 to approximately 8 kHz for use in the audio frequency range. In this way, it is achieved that the degree of control does not become too low, while the harmonic of the cut-off frequency remains unchanged for control purposes. ;If the signals that are filtered in this way are fed directly to a phase comparator, the zero crossings for noise can be used for control in the absence of a useful signal or in the case of signals that are too weak, but these zero crossings are not exactly in the same place because two noise signals are not correlated. To rule out this possibility, after the filtering of the searched signals, each of these is supplied with a time window via a first pulse shaper and a second pulse shaper via a threshold circuit with a threshold that is equal to or higher than the noise voltage in the signal, after which it is determined whether the front edge of this pulse falls within the time window and if that is the case, a pulse that is generated at the end of the time window is transferred to a gate circuit, the sum of the duration of the time window and the generated pulse being chosen so that it is equal for both the searched signals, after which the generated pulses from both channels are supplied to an input in a phase detector which measures the phase difference between the rear flank of two mutually generated pulses. In a further variant of the method according to the invention, for stereo signals, each signal is supplied to a logic circuit via an associated control circuit, which logic circuit combines the control signals in the outputs from the phase detectors. ;A device for carrying out the method according to the invention can comprise a rendering head which is connected to a phase detector for measuring the phase difference between two signals with identical behavior detected by the rendering head, and where the output from the detector is connected to a control device which is connected to an electromechanical converter which is arranged to set the angular position of the rendering head, and this device is characterized in that the rendering head comprises two essentially identical parts arranged to simultaneously and separately scan the upper and lower halves of the same information track. In another embodiment of the device according to the invention, each part of the reproduction head is connected to a low-pass filter, the cut-off frequency of which is lower than half the frequency corresponding to a signal whose wavelength is equal to the maximum distance between corresponding points in the gap in the two parts of the reproduction head measured in the direction of movement of the recording medium. ;In this way, it is unequivocally defined which zero crossings of the signals being scanned belong to each other. In yet another embodiment of the device according to the invention, each part of the reproduction head is connected to a bandpass filter, whose bandwidth is preferably equal to two octaves and whose upper limit frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose wavelength is equal to the maximum distance between two corresponding points in the gap in the two parts of the reproduction head measured in the direction of movement of the recording medium and extending from approximately 2 to approximately 8 kHz for use in the audio frequency range. In this way, it is achieved that the degree of control is not too small, while the harmonic of the low frequencies remains available for control purposes. In a further embodiment of the device according to the invention, each part of the reproduction head is connected via an associated filter both to a time window via a first pulse shaper and to a second pulse shaper via a threshold circuit with a threshold value that is equal to or higher than the noise voltage in the signal, and the output from the second pulse shaper is connected to a first input of a first AND gate circuit, whose second input is connected to the output of the time window whose output is also connected to the input of a delay circuit whose output is connected to a first input of a second AND gate circuit and with the reset input in a switching device, whose setting input is connected to the output of the first AND gate circuit, and the output of the switching device is connected to the second input of the second AND gate circuit whose output is connected to an input in the phase detector, the sum of the duration of the time window and the delay time in the delay circuit are mainly those n same for both channels. In yet another embodiment of a device according to the invention, each of the mutually belonging time windows and delay circuits comprises one and the same delay element which is controlled by a common time control generator. This enables the difference between the sum of the duration of the time window for the time window circuit and the delay time of the delay circuit for both channels to be made arbitrarily small by choosing the frequency of the timing generator, because the maximum error is equal to the duration of a full pulse interval for the timing pulses. In yet another embodiment of a device according to the invention, the phase detector comprises two logic circuits with two inputs and whose outputs are set by the trailing edge of a signal on the first input if the second input has a first logic level and is reset or kept reset if the second input has a second logic level, and the first input in the first logic circuit is connected to the second input in the second logic circuit, and the first input in the second logic circuit is connected to the second input in the first logic circuit. This ensures that a signal appears at the output of the phase detector only if a signal from both track halves appears at the two outputs at the same time, and the width of these output pulses is proportional to the time shift between the zero crossings of the signals from the two track halves and is a measure of the error in the angular position of the input head. In a further embodiment of the device according to the invention, a separate control input is arranged for stereo reproduction for each stereo track and the output from the two phase detectors in the control device is combined via a logic circuit. ;This ensures that in the event of different angular errors for the two slots in the heads assigned to the stereo tracks, adjustment is possible to a mean value of the angular error and/or in the event of a missing signal in one of the two tracks, adjustment is possible on the basis of the available signal. For that reason, a magnetic reproduction head for carrying out the method according to the invention is characterized by the fact that it comprises two side-by-side arranged magnetic cores, each of which has a reproduction slit and a coil, which slits lie in line with each other and have a slit width that is approximately equal to half the width of the information track to be read. For use, for example in a stereo cassette player, where the original mono track is 1.5 mm wide, this is divided into two tracks, each with a width of 0.6 mm and a mutual distance of 0.3 mm. This means that a magnetic head is required with two magnetic cores scanning one half of a track and two magnetic cores scanning one half of the other track. This means that the head must comprise four cores, each of which covers a groove of no more than 0.3 mm. The construction of a head that satisfies these requirements is not simple, because there must also be space to accommodate four associated electric coils. ;In an embodiment of a reproduction head according to the invention for reproduction of stereo signals in two side-by-side arranged information tracks, the head can comprise a short and a long magnetic core for each track and the coil for the long core seen perpendicular to the contact surface of the recording medium against the head, can lie under the coil for the short core. The construction of such a head is facilitated by the fact that it has been shown that for good functioning of the head, there is no need for great demands on magnetic shielding between the cores belonging to the upper and lower half of each track, but great demands are placed on de-shielding between the tracks, so that it is possible to place the cores against each other without an intermediate magnetic shielding plate. If desired, a thin layer of adhesive, varnish or synthetic resin can be applied to at least one of the contact surfaces as a separating agent. The invention will be described in more detail below with reference to the drawings. Figure 1 schematically shows a head and a recording tape. Figure 2 similarly shows the relationship between the upper limit frequency for the filter and the angular error for the head. Figure 3 shows a block core for a circuit for measuring zero crossings. ;Figure 4 shows another embodiment of the circuit in ;Figure 3- ;Figure 5 shows curves to explain the operation of the ;circuits in Figures 3, 4 and 6. ;Figure 6 shows a block diagram for a shift register used as a delay device. ;Figure 7 shows a block diagram of a phase detector. Figure 8 schematically shows a magnetic head according to the invention in cooperation with a magnetic tape. Figure 9 shows a section along the line IX-IX in Figure C. Figure 1 shows a recording medium 1 with two tracks 2, 3} on which a signal is recorded. These tracks are scanned by a reproduction head 4 which consists of two parts 5,6, each of which has a gap 7j8 with a small mutual distance 9 and which lie flush with each other. The two parts can be mounted so that they touch each other directly without gaps 9 " Alternatively, it is possible to use different types of repeater heads, such as a magneto-resistance head. Each part comprises a magnetic circuit with a coil, a slot 7 which scans the upper half of the track 2 and a slot 8 which scans the lower half of the track Figure 2 shows the reproduction head 4 in Figure 1 in a position that corresponds to a maximum deviation a from the correct angular position. The half wavelength X of the recorded signal, which is used for checking the angular position, must be greater than the distance a between two adjacent points b and c 1 columns 7 and 8 in the two halves 5 and 6 of the head 4, because otherwise the system can no longer compare the time at which the zero crossing e has reached the point b with the time since this zero crossing reaches the point c, instead of the time at which the zero crossing e has reached the point c which is compared with the time when the zero crossing d has reached the point b. In Figure 3, the signal is supplied to a bandpass filter BF respectively BF', whose bandwidth preferably is equal to two octaves and whose upper limit frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose wavelength is equal to the maximum distance a in Figure 2 between two corresponding points b and c in column 7 and 8 in the two parts 5 and 6 of the reproduction head 4, measured in the direction of movement of the recording medium 1, which frequency band in the present case extends from 2 to 8 kHz. This bandpass filter BF and BF' are both connected to a time window TW respectively TW via a first pulse shaper PS-^ respectively PS^', and a second pulse shaper PS2 respectively PS2' via a threshold circuit TD respectively TD' which has a threshold value equal to or greater than the maximum noise voltage, the output of the second pulse shaper being connected to the first input of a first AND gate circuit G1 respectively G^', of which a second input 2 is connected to the output of the time window TW respectively TW', which output also is connected to the input of a delay circuit DL respectively DL' whose output is connected both to the first input 1 of a second AND gate circuit G2 respectively G2' and to the reset input r in a switching device PP respectively PP' whose setting input s is connected to the output of the first AND gate circuit G^ respectively G-L' > and the output of the switching device FF or FF' is connected to the second input 2 of the second AND gate circuit G^ and G2' whose output is connected to the input of the phase detector PD. The output from the phase detector PD is connected to the control device CD which is connected to an electromechanical converter T which can adjust the angular position of the reproduction height 4. Such an electromechanical converter is known, for example. ;For reproduction purposes, the output signals from the two head parts are summed so that the reproduced signal is reproduced with a normal signal-to-noise ratio. The operation of the circuit is as follows: The signal from the reproduction head 4 is filtered in the bandpass filter BF or BF' and can, for example, have the form shown in Figure 5a. The pulse shaper PS^ or PS^' transforms this signal into a pulse whose leading edge coincides with the zero crossing for the signal in Figure 5a. This pulse shown in Figure 5b is supplied to the time window TW or TW' which emits a pulse of the form shown in Figure 5c and has a duration t^. This pulse makes the first AND gate circuit G-^ or G^' conductive for signals on the first input 1. The signal from the bandpass filter BF or BF' is also supplied to a threshold circuit TD or TD' with a threshold value k of Figure 5a which is equal to or greater than the noise voltage in the signal, and whose output signal is transferred to a second pulse shaper PS2 or PS2' respectively. The leading edge of this signal will always occur later than the leading edge of the signal at the output of the bandpass filter BF or BF' and in the second pulse shaper PS2 or PS2' the signal is transformed into a pulse, as shown in figure 5e. This pulse is transmitted by the conducting first AND gate circuit G^ respectively G^<*> to the setting input s in the switching device FF or FF', which emits a signal as shown in Figure 5f and which makes the second AND gate circuit G2 or G2' conducting for a signal on the first input 1. The trailing edge

av pulsen på figur 5c som opptrer på utgangen av tidsvinduet TW eller TW<:> overføres til dens utgang som et positivt nivå av forsinkelseskretsen DL respektivt DL', hvilket nivå efter forsinkelsestiden vender tilbake til null, som vist på figur of the pulse in figure 5c which appears at the output of the time window TW or TW<:> is transferred to its output as a positive level of the delay circuit DL or DL' respectively, which level after the delay time returns to zero, as shown in figure

5d, som opptrer på utgangen av forsinkelseskretsen DL eller DL'. Denne puls overføres av den ledende andre OG-portkrets G^ eller G2' og tilføres inngangen i fasedetektoren PD. Den bakre flanke av pulsen på figur 5d tilføres også tilbakestillingsinngangen r i koplingsinnretningen PF eller FF' og tilbakestiller denne slik at den andre OG-portkrets G2 respektivt G2' sperres igjen. Da summen av varigheten t.^ eller t ' for tidsvinduet TW respektivt TW' og tidsforsinkelsen t2 eller t2' for forsinkelseskretsen DL respektivt DL' er valgt slik at de er like, vil de bakre flanker av pulsen på figur 5g på utgangen fra den andre OG-portkrets G2 respektivt G2', bestemme tidsforskjellen mellom de to til hverandre hørende nullgjennomganger for de avsøkte signaler, dvs. signalene som svarer til spalten 5 respektivt 6. I fasedetektoren PD omformes denne tidsfor-skjell til et signal hvis amplitude eller pulsbredde, avhengig av typen fasedetektor, er proporsjonal med tidsforskjellen. Dette signal tilføres styreinnretningen CD som på sin side styrer den elektromekaniske omformer T som er forbundet med gjengivelseshodet 4 på sådan måte at den er i stand til å justere vinkelposisjonen avhengig av det tilførte signal." Fortrinnsvis anvendes- som styreinnretning CD en innretning i samsvar med norsk patentsøknad nr. 791747. 5d, which acts on the output of the delay circuit DL or DL'. This pulse is transmitted by the conducting second AND gate circuit G1 or G2' and supplied to the input of the phase detector PD. The trailing edge of the pulse in Figure 5d is also supplied to the reset input r in the switching device PF or FF' and resets this so that the second AND gate circuit G2 or G2' is blocked again. Since the sum of the duration t.^ or t' for the time window TW and TW' respectively and the time delay t2 or t2' for the delay circuit DL and DL' respectively are chosen so that they are equal, the trailing edges of the pulse in Figure 5g on the output of the second AND gate circuit G2 and G2', respectively, determine the time difference between the two corresponding zero crossings for the searched signals, i.e. the signals corresponding to slots 5 and 6 respectively. In the phase detector PD, this time difference is transformed into a signal whose amplitude or pulse width, depending of the phase detector type, is proportional to the time difference. This signal is supplied to the control device CD which in turn controls the electromechanical converter T which is connected to the reproduction head 4 in such a way that it is able to adjust the angular position depending on the supplied signal." Preferably, as control device CD a device in accordance with Norwegian patent application no. 791747.

Pulsformerne PS1 eller FS-^' respektivt PS2 eller PS2' kan ha forskjellig utforming, f.eks. være et forsterkertrinn med meget stor forsterkning efterfulgt av en begrenser som begrenser amplituden til en bestemt verdi. The pulse shapers PS1 or FS-^' respectively PS2 or PS2' can have different designs, e.g. be an amplifier stage with very high gain followed by a limiter that limits the amplitude to a specific value.

Som terskelkrets kan det f.eks. anvendes en Schmitt-trigger ST eller ST', hvis triggernivå har en verdi som er lik den ønskede terskelspenning, og derved kan terskelkretsen TD eller TD' og den andre pulsformer PS2 eller PS2' kombineres. As a threshold circuit, it can e.g. a Schmitt trigger ST or ST' is used, whose trigger level has a value equal to the desired threshold voltage, and thereby the threshold circuit TD or TD' and the second pulse shaper PS2 or PS2' can be combined.

Den første OG-portkrets G^ eller G^' kan også kombineres med koplingsinnretningen FF eller FF' til en D-flipflopkrets hvis D-inngang danner den andre inngang 2 i den første OG-portkrets G^ respektivt G^' og hvis tidsstyreinngang tjener som den første inngang i den første OG-portkrets G-^ eller G^' . En annen mulighet er å anvende en forsterker med stor forsterkning og innebygget terskel, slik at utgangen fra forsterkeren representerer det ene logiske nivå hvis signalet fra filteret BF eller BF' ligger under terskelverdien og det andre logiske The first AND gate circuit G^ or G^' can also be combined with the switching device FF or FF' to a D flip-flop circuit whose D input forms the second input 2 of the first AND gate circuit G^ or G^' respectively and whose time control input serves as the first input in the first AND gate circuit G-^ or G^' . Another possibility is to use an amplifier with high gain and a built-in threshold, so that the output from the amplifier represents one logic level if the signal from the filter BF or BF' is below the threshold value and the other logic

nivå hvis signalet overskrider terskelverdien. level if the signal exceeds the threshold value.

Som tidsvindu TW eller TW' kan anvendes en monostabil multivibrator MV eller MV som også kan anvendes som forsinkelseskrets DL respektivt DL' hvilket er vist på figur 4. A monostable multivibrator MV or MV can be used as a time window TW or TW' which can also be used as a delay circuit DL or DL' respectively, which is shown in figure 4.

Figur 5 gjelder også for figur 6 som viser at tids- Figure 5 also applies to Figure 6, which shows that time-

vinduene TW og TW' og forsinkelseskretsene DL respektivt DL' the windows TW and TW' and the delay circuits DL and DL' respectively

kan kombineres til en forsinkelseskrets i form av et skyve- can be combined into a delay circuit in the form of a sliding

register SR respektivt SR', som styres av en felles tidsstyregenerator CG', som leverer pulser med meget høy frekvens f.eks. register SR and SR' respectively, which are controlled by a common time control generator CG', which delivers pulses with a very high frequency, e.g.

1 MHz. 1 MHz.

Filteret BF respektivt BF' er forbundet både med innstillingsinngangen' ck i en bistabil multivibrator FF^The filter BF respectively BF' is connected both to the setting input' ck in a bistable multivibrator FF^

respektivt FF^' via pulsformeren PS^ respektivt PS^', idet Q-utgangen fra den bistabile multivibrator er forbundet med inngangen i et skyveregister SR respektivt SR', og med den første inngang 1 i en NAND-portkrets G^ respektivt G-^'. Q-utgangen fra den bistabile multivibrator FF^ eller FF-^' er forbundet med D-inngangen i en D-flipflopkrets FF2 eller FF2 ' som arbeider respectively FF^' via the pulse shaper PS^ respectively PS^', the Q output from the bistable multivibrator being connected to the input of a shift register SR respectively SR', and to the first input 1 of a NAND gate circuit G^ respectively G-^ '. The Q output of the bistable multivibrator FF^ or FF-^' is connected to the D input of a D flip-flop circuit FF2 or FF2' which operates

som koplingsinnretning hvis tidsstyreinngang ck er forbundet med utgangen fra en Schmitt-trigger ST respektivt ST', som samtidig tjener som terskelkrets og pulsformer og som er for- as a switching device whose time control input ck is connected to the output of a Schmitt trigger ST or ST', which simultaneously serves as a threshold circuit and pulse shaper and which is pre-

bundet med båndpassfilteret BF respektivt BF'. Utgangen fra de respektive skyveregistre SR og SR' er forbundet med tilbakestillingsinngangen r i den bistabile multivibrator FF^ respektivt FF^', med den andre inngang 2 i NAND-portkretsen G^bound with the bandpass filter BF or BF' respectively. The output of the respective shift registers SR and SR' is connected to the reset input r of the bistable multivibrator FF^ and FF^' respectively, with the other input 2 of the NAND gate circuit G^

eller G^', °S vi-a en inverter I med den første inngang 1 i den andre OG-portkrets G2 respektivt G2' hvis andre inngang G er forbundet med Q-utgangen fra D-flipflopkretsen FF2 respektivt FF2'. Den forreste flanke av inngangspulsen a fra filteret or G^', °S vi-a an inverter I with the first input 1 in the second AND gate circuit G2 respectively G2' whose second input G is connected to the Q output of the D flip-flop circuit FF2 respectively FF2'. The leading edge of the input pulse a from the filter

BF respektivt BF' innstiller den bistabile multivibrator FF-^BF respectively BF' sets the bistable multivibrator FF-^

eller FF^' via pulsformeren PS^ respektivt PS ', slik at den Q-utgang får lavt potensial som skyves gjennom skyveregisteret or FF^' via the pulse shaper PS^ respectively PS ', so that the Q output gets a low potential that is pushed through the shift register

SR eller SR' med frekvensen for tidsstyregeneratoren ck. Sam- SR or SR' with the frequency of the timing generator ck. Sam-

tidig får Q-utgangen fra den bistabile multivibratoren FF^^early, the Q output of the bistable multivibrator gets FF^^

eller FF1' høyt potensial, slik at den respektive D-flipflop- or FF1' high potential, so that the respective D flip-flop

krets PF^ eller FF2 ' veksler ved opptreden av en puls fra Scnmitt-triggeren ST eller ST', slik at dens Q-utgang og der-med den andre inngang 2 i den andre OG-portkrets G2 eller G2 ' får høyt potensial. Når lavt potensial opptrer på utgangen av skyveregisteret SR eller SR' vil tilbakestillingsinngangen r i den bistabile multivibrator FF^ eller FF^' få lavt potensial,' slik at den bistabile multivibrator tilbakestilles og holdes tilbakestillet inntil Q-utgangen får høyt potensial, som igjen skyves gjennom skyveregisteret SR eller SR' av tidsstyregeneratoren CG. Når høyt potensial opptrer på utgangen av skyveregisteret SR eller SR' får den andre inngang 2 i NAND-portkretsen G^ eller G^' høyt potensial og den første inngang 1 har allerede høyt potensial fordi Q-utgang fra den bistabile multivibrator FF eller FF ' har høyt potensial. Som resultat av dette opptrer det en negativ puls på utgangen av NAND-portkretsen G^ eller G^<1>, hvilket tilbakestiller D-flipflopkretsen FF2 eller FF2', slik at den andre OG-portkrets G2 eller G2' sperres og nivået på dens utgang endres. Når utgangen fra skyveregisteret SR eller SR' har høyt potensial igjen vil tilbakestillingsinngangen i den bistabile multivibrator FF^ eller FF-^' også få høyt potensial og kan innstilles igjen av en efterfølgende puls. Da både en bakre og circuit PF^ or FF2 ' switches upon the occurrence of a pulse from the Scnmitt trigger ST or ST', so that its Q output and there-with the second input 2 of the second AND gate circuit G2 or G2 ' get a high potential. When a low potential occurs at the output of the shift register SR or SR', the reset input r in the bistable multivibrator FF^ or FF^' will become low potential,' so that the bistable multivibrator is reset and kept reset until the Q output becomes high potential, which is again pushed through the shift register SR or SR' of the timing generator CG. When a high potential occurs at the output of the shift register SR or SR', the second input 2 of the NAND gate circuit G^ or G^' gets a high potential and the first input 1 already has a high potential because the Q output of the bistable multivibrator FF or FF' has high potential. As a result, a negative pulse occurs at the output of the NAND gate circuit G^ or G^<1>, which resets the D flip-flop circuit FF2 or FF2', so that the other AND gate circuit G2 or G2' is disabled and the level of its output changes. When the output from the shift register SR or SR' has a high potential again, the reset input in the bistable multivibrator FF^ or FF-^' will also have a high potential and can be set again by a subsequent pulse. Then both a rear and

den forreste flanke av signalet på inngangen av skyveregisteret SR respektivt SR' anvendes i forbindelse med skyving av signalet gjennom registeret utfører disse innretninger tilsammen med den bistabile multivibrator FF^ funksjonen av de to monostabile multivibratorer på figur 4 og tidsvinduet i kombinasjon med forsinkelseskretsen på figur 3- Det er klart at i stedet for skyveregisteret er det alternativt mulig å anvende en teller som forsinkelseskrets. the leading edge of the signal at the input of the shift register SR and SR' respectively is used in connection with pushing the signal through the register, these devices together with the bistable multivibrator FF^ perform the function of the two monostable multivibrators in Figure 4 and the time window in combination with the delay circuit in Figure 3 - It is clear that instead of the shift register, it is alternatively possible to use a counter as a delay circuit.

Figur 7 viser hvorledes en fasedetektor ganske enkelt kan dannes av to logiske kretser som inneholder bistabile multivibratorer hvilke logiske kretser har to innganger som innstilles av den bakre flanke av et signal på inngangen og tilbakestilles og/eller opprettholdes tilbakestillet av et lavt potensial på den andre inngang. Signalet A fra den øvre halvdel av det avsøkte spor tilføres tilbakestillingsinngangen r i den bistabile multivibrator FF^ og til innstillingsinngangen ck i den bistabile multivibrator FF^. Signalet Figure 7 shows how a phase detector can simply be formed from two logic circuits containing bistable multivibrators which logic circuits have two inputs which are set by the trailing edge of a signal on the input and reset and/or kept reset by a low potential on the other input . The signal A from the upper half of the searched track is supplied to the reset input r of the bistable multivibrator FF^ and to the setting input ck of the bistable multivibrator FF^. The signal

B fra den nedre halvdel av avsøkningssporet tilføres tilbakestillingsinngangen r i den bistabile multivibrator FP^ og med innstillingsinngangen ck i den bistabile multivibrator FF^. Hvis nullgjennomgangen av signalet fra den øvre halvdel av sporet opptrer først,vil den bistabile multivibrator FF innstilles og derefter tilbakestilles av signalet fra den nedre halvdel av sporet, hvis nullgjennomgang opptrer senere. Når den bistabile multivibrator FF, 3 holdes tilbakestillet kan ingen puls opptre på utgangen, mensen puls kan opptre på Q-utgangen fra den bistabile multivibrator FF^. Hvis imidlertid nullgjennomgangen for signalet B fra den nedre halvdel av sporet opptrer først vil den bistabile multivibrator FF^ bli innstillet og tilbakestillet av nullgjennomgangen i signalet A fra den øvre halvdel av sporet, slik at en puls opptrer på dennes utgang. I dette tilfelle kan ikke noe signal opptre på Q-utgangen fra den bistabile multivibrator FF^. B from the lower half of the scan track is fed to the reset input r in the bistable multivibrator FP^ and to the set input ck in the bistable multivibrator FF^. If the zero crossing of the signal from the upper half of the slot occurs first, the bistable multivibrator FF will be set and then reset by the signal from the lower half of the slot, whose zero crossing occurs later. When the bistable multivibrator FF, 3 is kept reset, no pulse can appear on the output, while a pulse can appear on the Q output from the bistable multivibrator FF^. If, however, the zero crossing of the signal B from the lower half of the track occurs first, the bistable multivibrator FF^ will be set and reset by the zero crossing of the signal A from the upper half of the track, so that a pulse appears at its output. In this case, no signal can appear on the Q output of the bistable multivibrator FF^.

Signalet på utgangen fra den bistabile multivibrator The signal at the output of the bistable multivibrator

FFj kan da for eksempel anvendes for å svinge hodet mot urviseren og signalet på utgangen fra den bistabile multivibrator FF^ kan anvendes for å svinge gjengivelseshodet med urviseren på sådan måte at feil vinkelposisjon av hodet korrigeres. FFj can then, for example, be used to swing the head clockwise and the signal at the output of the bistable multivibrator FF^ can be used to swing the reproduction head clockwise in such a way that the incorrect angular position of the head is corrected.

I det beskrevne utførelseseksempel er det antatt at In the described embodiment, it is assumed that

den positivt-gående nullgjennomgang av signalet anvendes for styringen, men det er klart at alternativt er det også mulig å anvende den negativt-gående nullgjennomgang for dette formål eller begge typer nullgjennomganger, og i det siste tilfelle arbeide hver type for seg og utgangssignalet kombineres av fasedetektorene og' tilføres styreinnretningen. the positive-going zero-crossing of the signal is used for the control, but it is clear that alternatively it is also possible to use the negative-going zero-crossing for this purpose or both types of zero-crossing, and in the latter case each type works separately and the output signal is combined by the phase detectors and' are supplied to the control device.

I tilfelle av stereogjengivelse av to stereospor er det ønskelig å styre i samsvar med signaler fra begge spor, slik at en innretning i samsvar med figur 3, ^ eller 6 må anvendes for hvert spor og utgangene fra de to fasedetektorer må kombineres via en logisk krets. In the case of stereo reproduction of two stereo tracks, it is desirable to control in accordance with signals from both tracks, so that a device in accordance with Figure 3, ^ or 6 must be used for each track and the outputs from the two phase detectors must be combined via a logic circuit .

Figur"8 viser et magnetbånd 1 som i dette tilfelle har to informasjonsspor 2 og 3, i hvilke det er opptegnet et stereo-signal. ■ Disse spor avsøkes ved hjelp av et stereomagnethode 4 som samvirker med magnetbåndet 1. Hodet 4 omfatter en del 5 med en spalte 7 som avsøker sporet 2 og en del 6 med en spalte 8 som avsøker sporet 3. Figure 8 shows a magnetic tape 1 which in this case has two information tracks 2 and 3, in which a stereo signal is recorded. These tracks are scanned using a stereo magnetic head 4 which interacts with the magnetic tape 1. The head 4 comprises a part 5 with a slot 7 that scans track 2 and a part 6 with a slot 8 that scans track 3.

Por å kunne bestemme asimutposisjonen av hodet 4 i Por to be able to determine the azimuth position of the head 4 i

forhold til sporenes lengdeakse på grunnlag av et faseforhold, relative to the longitudinal axis of the tracks on the basis of a phase relationship,

må delene 5 og 6 hver bestå av to magnetkjerner 9, 10 parts 5 and 6 must each consist of two magnetic cores 9, 10

respektivt 11, 12 som avsøker den øvre- og nedre halvdel av hvert spor 2 og 3- respectively 11, 12 which scan the upper and lower half of each track 2 and 3-

På figur 9 er anvendt samme henvisningstall som på komponentene på figur 1 og viser en ytterligere utførelsesform av hodet 4 og er et snitt langs linjen IX-IX på figur 8. En kort C-formet kjernedel 13 har en spole 14 og er anbragt ved siden av en lang C-f ormet kjernedel 15 med en spole 16'. En lang C-formet kjernedel 17 er anbragt i en vinkel a i forhold til kjernedelene 13 og 15 og har en spole 18 og er anbragt ved siden av en kort C-formet kjernedel 19 som har en spole 20. Figure 9 uses the same reference number as for the components in Figure 1 and shows a further embodiment of the head 4 and is a section along the line IX-IX in Figure 8. A short C-shaped core part 13 has a coil 14 and is placed at the side of a long C-shaped core part 15 with a coil 16'. A long C-shaped core part 17 is placed at an angle a in relation to the core parts 13 and 15 and has a coil 18 and is placed next to a short C-shaped core part 19 which has a coil 20.

For å danne en sluttet kjerne for magnetisk fluks unntatt To form a closed core for magnetic flux except

spalten, er de C-formede kjernedeler 13, 15, 17 og 19 kombinert med kjernedeler som også kan ha C-form eller ha l-form. Som følge av kjernenes lille bredde, som for eksempel for stereo-kassetthoder er 0,25 mm, kan de enkelte kjernedeler være laminert av magnetisk bløt legering, for eksempel en nikkel-jernlegering. the gap, the C-shaped core parts 13, 15, 17 and 19 are combined with core parts which can also be C-shaped or have L-shape. As a result of the small width of the cores, which for example for stereo cassette heads is 0.25 mm, the individual core parts can be laminated of a magnetically soft alloy, for example a nickel-iron alloy.

Claims

1. Procedure for setting and maintaining the correct angular setting of the slot (7,8) in a reproduction head (4) in relation to the signal in an information track (2) on a magnetic recording medium (1), where the phase difference between two detected signals with identical behavior are measured and a control signal is derived from these for correcting the angular position of the slot (7,8), characterized in that the head (4), which is two-parted so that two slots (7 and 8) appear at least in extension of each other along a straight line, scans separately and simultaneously the upper and lower half of one information track (2), thereby producing the two scanned signals.

2. Method according to claim 1, characterized in that the time difference between each pair of zero crossings belonging together of the searched signals is measured.

3. Method according to claim 1, characterized in that the searched signals are made to pass a low-pass filter whose cut-off frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose period is equal to the maximum distance between two corresponding zero crossings for the searched signals.

4. Method according to claim 1, characterized in that the searched signals are made to pass a band filter (BF and BF'), whose bandwidth is preferably equal to two octaves and whose upper limit frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose period is equal to the maximum distance between two zero crossings belonging to each other and which preferably extends from approximately 2 to approximately 8 kHz for use in the audio frequency range.

5. Method according to one of the preceding claims, characterized in that after filtering the searched signals, each of these is supplied with a time window circuit (TV/ and TU') via a first pulse shaper (PS^. and PS1 1 ) and a second pulse shaper and PS,,') via a threshold circuit (TD and TD<1>) with a threshold equal to or higher than the noise voltage in the signal, after which it is determined whether the leading edge of this pulse falls within the time window and if that is the case becomes a pulse. signal is generated at the end of the time window transferred to a gate circuit, the sum of the duration of the time window and the generated pulse being chosen so that it is equal for both the searched signals, after which the generated pulses from both channels are fed to an input in a phase detector (PD) which measures the phase difference between the trailing edge of two mutually generated pulses.

6. Method according to claims 1-4, characterized in that for stereo signals, each signal is supplied to a logic circuit via an associated control circuit, which logic circuit combines the control signals.

7. Device for carrying out the method according to claim 1, comprising a reproduction head which is connected to a phase detector (PD) for measuring the phase difference between two signals with identical behavior detected by the reproduction head (4), and where the outputs from the detector are connected to a control device (CD ) which is connected to an electromechanical converter (T) which is arranged to set the angular position of the reproduction head, characterized in that the reproduction head comprises two essentially identical parts (5 and 6) arranged to simultaneously and separately scan the upper and lower halves of the same information track.

8. Device according to claim 7, characterized in that each part of the reproduction head is connected to a low-pass filter whose cut-off frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose wavelength is equal to the maximum distance between corresponding points in the gap in the two parts of the reproduction head measured in the direction of movement of the recording medium.

9. Device according to claim 7, characterized in that each part of the reproduction head is connected to a bandpass filter (BF and BF') whose bandwidth is preferably equal to two octaves and whose upper limit frequency is lower than half the frequency corresponding to a signal whose wavelength is equal to the maximum distance between two corresponding points in the slots (7 and 8) in the two parts (5 and 6) of the reproduction head (4) measured in the direction of movement of the recording medium (1) and which extends from approximately 2 to approximately 3 kHz for use in audio -frequent area t.

10. Device according to claims 7-9, characterized in that each part (5 and 6) of the reproduction head (4) via an associated filter (BF and 3F<1>) is connected both with a time window circuit (TW and TW) a first pulse shaper (PS1 and PS1' ) and with a second pulse shaper (PS^ and PS2') via a threshold circuit (TD and TD<1>) with a threshold value equal to or higher than the noise voltage in the signal , that the output of the second pulse shaper is connected to a first input of a first AND gate circuit (G^^ and 1 ) whose second input is connected to the output of the time window circuit whose output is also connected to the input of a delay circuit (DL and DL' ) whose output is connected to a first input of a second AND gate circuit (G^ and G2<1>) with the reset input of a switching device (FF and FF<1>) whose setting input is connected to the output of the first AND gate circuit, and that the output of the switching device is connected to the second input of the second AND gate circuit, the output of which is connected to an input of the phase detector (PD and PD1), the sum of the duration of the time window and the delay time in the delay circuit being essentially the same for both channels .

11. Device according to claim 10, characterized in that the mutually belonging time window circuits and for delay circuits each comprise one and the same delay element (SR and SR') which is controlled by a common timing generator (CG).

12. Device according to claim 9 or 11, characterized in that the phase detector comprises two logic circuits with (FF^ and FF^) with two inputs and whose outputs are set by the trailing edge of a signal on the first input if the second input has a first logic level, and is reset or kept reset if the second input has a second logic level, and that the first input (ck) of the first logic circuit is connected to the second input (r) of the second logic circuit, and the first input (ck) in the second logic circuit is connected to the second input (r) in the first logic circuit.

13. Device according to claims 7-12, characterized in that for stereo reproduction a separate control device is arranged for each stereo track, and the output from the two phase detectors to the control devices is combined via a logic circuit.