NO145319B

NO145319B - DEVICE FOR THE DETECTION OF GAMM RADIES IN A BORROW

Info

Publication number: NO145319B
Application number: NO780908A
Authority: NO
Inventors: Bronislav Seeman; Philippe Chevallier
Original assignee: Schlumberger Inland Service
Priority date: 1972-01-24
Filing date: 1978-03-14
Publication date: 1981-11-16
Also published as: IT1012522B; NO780908L; EG11628A; NO139017C; NO139017B; NO145319C; OA04323A

Description

Denne oppfinnelse angår gammastråleloggeapparater eller -verktøy som brukes til å måle karakteristika i geologiske grunn-formasjoner som gjennomtrenges av et borehull, idet oppfinnelsen mer spesielt er rettet mot en anordning for stabilisering av forsterkn0in<g>e<n> i strålingsdetektorer som anvendes i slike apparater. This invention relates to gamma ray logging devices or tools used to measure characteristics in geological bedrock formations that are penetrated by a borehole, the invention being more particularly directed to a device for stabilizing amplifier kn0in<g>e<n> in radiation detectors used in such apparatus.

I gammastråleloggeapparater eller -verktøy er det viktig In gamma ray logging devices or tools, it is important

at forsterkningen i deteksjonssysternet er stabil, dvs. at en gammastråle med en gitt energi alltid må bevirke en puls av samme amplitude. that the gain in the detection system is stable, i.e. that a gamma ray with a given energy must always cause a pulse of the same amplitude.

Det er kjent at deteksjonssystemer, og mer spesielt fotomultiplikatorer, oppviser betydelige variasjoner i forsterkningen på grunn av variasjoner i temperatur og i selve tellehastigheten. Det er således essensielt å frembringe en korreksjon av disse variasjonene av forsterkningsgraden. It is known that detection systems, and more particularly photomultipliers, exhibit significant variations in gain due to variations in temperature and in the counting speed itself. It is thus essential to produce a correction of these variations of the degree of amplification.

En måte til stabilisering av forsterkningen til fotomultiplikatorer har vært å knytte deres kraftforsyningsspenning eller forsterkningsfaktoren til utgangsforsterkeren til stillingen av en referansetopp som er fremkalt kunstig, utenfor det spektrum som brukes til målingen, ved en alfa- eller gammastrålingskilde i tilknytning til scintillatoren eller ved en meget stabil lyskilde som virker direkte på katoden til fotomultiplikatoren. Mer presist, blir det frembrakt et signal som representerer differansen mellom de tellehastigheter som registreres for to smale energi-vinduer valgt på de to kantene til referansetoppen. De forsterkningsvariasjoner til fotomultiplikatoren som resulterer i en forskyvning av toppen, og følgelig i en ubalanse mellom de to tellehastigheter, blir således representert ved dette signalet som så virker på verdien av den høyspenning som påføres fotomultiplikatoren eller forsterkningen til dens forsterker, slik at toppen alltid bringes til den samme posisjon. One way of stabilizing the gain of photomultipliers has been to link their power supply voltage or the gain factor of the output amplifier to the position of a reference peak induced artificially, outside the spectrum used for the measurement, by an alpha or gamma radiation source adjacent to the scintillator or by a very stable light source that acts directly on the cathode of the photomultiplier. More precisely, a signal is produced which represents the difference between the count rates recorded for two narrow energy windows selected on the two edges of the reference peak. The gain variations of the photomultiplier which result in a shift of the peak, and consequently in an imbalance between the two counting rates, are thus represented by this signal which then acts on the value of the high voltage applied to the photomultiplier or the gain of its amplifier, so that the peak is always brought to the same position.

Inntil nå har denne måten ikke vært tilfredsstillende. Until now, this method has not been satisfactory.

Hvis det gjøres bruk av en høyintensiv kilde som gjør det mulig If use is made of a high-intensity source that makes it possible

å ha lav statistisk støy, for å detektere nøyaktig enhver forskyvning i referansetoppen og således være i stand til å to have low statistical noise, to accurately detect any shift in the reference peak and thus be able to

korrigere den raskt, blir målingen faktisk forstyrret ved til-stedeværelsen av den Compton-bakgrunnen som står i forbindelse med denne høye toppen. Hvis det på den annen side gjøres bruk av en lavintensiv kilde for å forhindre at målingene blir forstyrret av Compton-bakgrunnen, men som frembringer stor statistisk støy, vil deteksjonen av forsterkningsvariasjonene være mindre nøyaktige; korreksjonen av disse vil være mindre rask, og den tid som kreves, vil øke med graden av forstyrrelse. correct it quickly, the measurement is actually disturbed by the presence of the Compton background associated with this high peak. If, on the other hand, a low-intensity source is used to prevent the measurements from being disturbed by the Compton background, but which produces large statistical noise, the detection of the gain variations will be less accurate; the correction of these will be less rapid, and the time required will increase with the degree of disturbance.

Med andre ord gir en sterk kilde liten statistisk støy In other words, a strong source produces little statistical noise

og sikrer således en rask korreksjon, men forstyrrer målingene, mens en svak kilde ikke forstyrrer måoingene, men gir stor statistisk støy og følgelig en sen korreksjon. Av denne grunn har det inntil nå vært nødvendig å akseptere en kompromissløsning ved å bruke en kilde som er tilstrekkelig svak til å unngå altfor store forstyrrelser av målingene, men tilstrekkelig sterk til å unngå altfor sen korreksjon, hovedsakelig i tilfeller med store variasjoner i forsterkningen. and thus ensures a quick correction, but disturbs the measurements, while a weak source does not disturb the measurements, but gives large statistical noise and consequently a late correction. For this reason, until now it has been necessary to accept a compromise solution by using a source that is sufficiently weak to avoid excessively large disturbances of the measurements, but sufficiently strong to avoid excessively late correction, mainly in cases of large variations in gain.

Følgelig er det også et formål med den foreliggende oppfinnelse å frembringe en teknikk til forsterknings-stabilisering som tillater bruk av en lavintensiv kilde mens det opprettholdes en hurtig respons overfor forsterkningsvariasjoner, idet denne hastigheten dessuten er praktisk talt uavhengig av utstrekningen av disse variasjonene. Accordingly, it is also an object of the present invention to provide a technique for gain stabilization which allows the use of a low-intensity source while maintaining a rapid response to gain variations, this speed being moreover practically independent of the extent of these variations.

Ifølge oppfinnelsen er det frembrakt et apparat til stabilisering av forsterkningsfaktoren til en strålingsdetektor av den type som omfatter en strålingskilde som er i stand til å virke på detektoren for å frembringe en referansefigur i spekteret til dens utgangspulser, en første anordning til å detektere forskyvninger av denne figuren som et resultat av forsterkningsvariasjoner og til å frembringe et signal hvis amplitude og fortegn i det vesentlige er representativt for henholdsvis utstrekningen og retningen av de nevnte forskyvninger, og en andre anordning som er følsom for det nevnte signalet for å virke slik på forsterkningsfaktoren at det korrigerer disse forskyvningene, idet dette apparatet hovedsakelig er karakterisert ved at det, for å tillate bruk av en kilde med lav aktivitet uten å nedsette responshastigheten på forsterkningsvariasjoner, omfatter en tredje anordning innskutt mellom nevnte første og andre anordning for amplitudemodulasjon av det nevnte signalet i henhold til en funksjon av den nevnte amplituden som ker den absolutte verdien fra den opprinnelige, idet det således modulerte signalet er det signalet som leveres til den andre anordningen for å korrigere forskyvningen av referansefiguren. According to the invention, there is provided an apparatus for stabilizing the amplification factor of a radiation detector of the type comprising a radiation source capable of acting on the detector to produce a reference figure in the spectrum of its output pulses, a first device for detecting displacements of this the figure as a result of gain variations and to produce a signal whose amplitude and sign are essentially representative of the extent and direction of said displacements respectively, and a second device which is sensitive to said signal to act on the gain factor in such a way that corrects these displacements, this apparatus being mainly characterized in that, in order to allow the use of a source with low activity without reducing the speed of response to gain variations, it comprises a third device inserted between said first and second device for amplitude modulation of said signal according to to a function of the said amplitude which separates the absolute value from the original one, the thus modulated signal being the signal which is delivered to the second device to correct the displacement of the reference figure.

I stabiliseringsapparatet i henhold til oppfinnelsen underkastes således det signalet som representerer et avvik i forsterkningen, før det brukes til å korrigere avviket, en forsterkning som er proporsjonal med avviket. Apparatet virker således til å korrigere variasjonene i forsterkningsfaktoren med en hastighet som øcer når variasjonene øker, og kompenserer derved for den sakkende virkningen som skyldes statistiske feil på grunn av at det brukes en kilde med lav aktivitet, hvilken virkning øker når de variasjoner som skal korrigeres, øker. På denne måten oppnås det en responshastighet som er praktisk talt uavhengig av størrelsen av forsterkningsvariasjonene. Systemet som skal balanseres, oppviser, som vi skal se nedenunder, en lav følsomhet for støy. In the stabilization apparatus according to the invention, the signal which represents a deviation in the amplification is thus subjected, before it is used to correct the deviation, to an amplification which is proportional to the deviation. The apparatus thus acts to correct the variations in the gain factor at a rate which increases as the variations increase, thereby compensating for the lagging effect due to statistical errors due to the use of a source of low activity, which effect increases as the variations to be corrected , increases. In this way, a response speed is achieved which is practically independent of the magnitude of the gain variations. The system to be balanced exhibits, as we shall see below, a low sensitivity to noise.

Modulasjonen blir med fordel utført i samsvar med den hyperbolske sinusfunksjonen, dvs. at det signalet som brukes til korreksjoner, er proporsjonalt med den hyperbolske sinus til signalet som representerer variasjonene i forsterkninger. The modulation is advantageously carried out in accordance with the hyperbolic sine function, i.e. that the signal used for corrections is proportional to the hyperbolic sine of the signal representing the variations in gains.

Det kan, for å forbedre kvaliteten av stabiliseringen, være nyttig å frembringe en spesiell korreksjon av variasjonene i forsterkningen til fotomultiplikatorene som skyldes plutselige variasjoner i deres strømmer på grunn av abrupte modifikasjoner i tellehastigheten. Disse forsterkningsvariasjonene er meget raske, og den ovenfor beskrevne stabiliseringsmåte kan ikke alltid korrigere dem så raskt som ønskelig for oppnåelse av den beste nøyaktighet i tetthetsmålingene. It may, in order to improve the quality of the stabilization, be useful to produce a special correction of the variations in the gain of the photomultipliers due to sudden variations in their currents due to abrupt modifications in the counting rate. These gain variations are very fast, and the stabilization method described above cannot always correct them as quickly as desired to achieve the best accuracy in the density measurements.

Det er et formål med oppfinnelsen å frembringe en fremgangsmåte for korreksjon av disse raske variasjonene i forsterkningen. It is an object of the invention to produce a method for correcting these rapid variations in the amplification.

I henhold til oppfinnelsen er det frembrakt en fremgangsmåte til stabilisering av forsterkningen til en fotomultiplikator bestående av måling av variasjonene i dens midlere utgangsstrøm og kompensering for de nevnte variasjoner ved å modifisere bestrålingen av dens fotokatode. According to the invention, a method has been developed for stabilizing the gain of a photomultiplier consisting of measuring the variations in its average output current and compensating for said variations by modifying the irradiation of its photocathode.

Den midlere strøm i fotomultiplikatoren blir således holdt på et konstant nivå. Følgelig blir virkningen av variasjonene i forsterkning på grunn av variasjoner i strøm eliminert. The average current in the photomultiplier is thus kept at a constant level. Consequently, the effect of the variations in gain due to variations in current is eliminated.

I henhold til oppfinnelsen er det også frembrakt et apparat for utførelse av denne fremgangsmåten, idet apparatet omfatter en lyskilde koblet til fotokatoden i fotomultiplikatoren, og midler til å frembringe et signal som styrer intensiteten av kilden og er representativt for forskjellen mellom verdien av den midlere anodestrømmen i multiplikatoren og en referanseverdi som minst er lik den maksimale verdi av den nevnte strøm. According to the invention, an apparatus has also been produced for carrying out this method, the apparatus comprising a light source connected to the photocathode in the photomultiplier, and means for producing a signal which controls the intensity of the source and is representative of the difference between the value of the average anode current in the multiplier and a reference value which is at least equal to the maximum value of the said current.

Ytterligere formål og fordeler ved oppfinnelsen vil fremgå av den følgende beskrivelse av fordelaktige utførelses-former under henvisning til de vedføyde tegninger der: Fig. 1 viser skjematisk et apparat i henhold til oppfinnelsen for stabilisering av forsterkningen, Fig. 2 viser den referansetoppen som frembringes i puls-spekteret fra detektoren i dette apparatet, Fig. 3 viser i detalj modulatoren i apparatet på fig. 1, Further objects and advantages of the invention will be apparent from the following description of advantageous embodiments with reference to the attached drawings where: Fig. 1 schematically shows an apparatus according to the invention for stabilizing the amplification, Fig. 2 shows the reference peak produced in the pulse spectrum from the detector in this device, Fig. 3 shows in detail the modulator in the device in fig. 1,

Fig. 4 gir responskurven til denne modulatoren, Fig. 4 gives the response curve of this modulator,

Fig. 5 viser koblingen av en lyskilde til katoden i en fotomultiplikator hvis plutselige forsterkningsvariasjoner skal korrigeres, og Fig. 6 viser den elektroniske del av det apparat som muliggjør denne korreksjonen. Fig. 5 shows the connection of a light source to the cathode in a photomultiplier whose sudden gain variations are to be corrected, and Fig. 6 shows the electronic part of the apparatus which enables this correction.

På fig. 1 vises ved 10 og 11 fotomultiplikatoren og den tilhørende scintillator. Fotomultiplikatoren 10 er forsynt med en høyspenningskilde 12 hvis nivå er regulerbart ved hjelp av en spenning som tilføres en styreinngang 18. Utgangspulsene fra fotomultiplikatoren blir ført til inngangen av forsterkeren 14 hvis utgang er forbundet med apparatet til korreksjon av barutt-virkningene bestående av ett av de tre apparatene 15, 30 eller 60 som er beskrevet ovenfor og fulgt av tetthetsberegningstrinnet 16. In fig. 1 is shown at 10 and 11 the photomultiplier and the associated scintillator. The photomultiplier 10 is provided with a high-voltage source 12 whose level can be regulated by means of a voltage supplied to a control input 18. The output pulses from the photomultiplier are fed to the input of the amplifier 14 whose output is connected to the apparatus for correcting the barutt effects consisting of one of the three devices 15, 30 or 60 as described above and followed by the density calculation step 16.

Forsterkningen til fotomultiplikatoren er stabilisert: The gain of the photomultiplier is stabilized:

- ved hjelp av en gammakilde 124 som er bygd inn i scintillatoren 11 og konstruert for å frembringe en referansetopp (fig. 2) - by means of a gamma source 124 which is built into the scintillator 11 and designed to produce a reference peak (Fig. 2)

utenfor spekteret til pulsene som leveres av forsterkeren 14, outside the spectrum of the pulses delivered by the amplifier 14,

og and

ved hjelp av en innretning, generelt betegnet som 126, anordnet for å detektere bevegelser av pulsen som følge av variasjoner i forsterkningen og å korrigere dem ved å påvirke nivået til høyspenningskilden til fotomultiplikatoren. by means of a device, generally designated as 126, arranged to detect movements of the pulse due to variations in the gain and to correct them by affecting the level of the high voltage source of the photomultiplier.

For å forhindre forstyrrelser av målingene, har gamma-kilden 124 en meget lav aktivitet, et par uCi, og er naturligvis valgt slik at referansetoppen som frembringes, ligger klart utenfor spredningsspekteret som brukes for målingen. I et tetthets-måleapparat hvor spekteret neppe overstiger 450 keV, brukes det f.eks. en cesium-137 kilde på 2 yCi hvis fotoelektriske topp er på 661 keV. In order to prevent interference with the measurements, the gamma source 124 has a very low activity, a few uCi, and is naturally chosen so that the reference peak produced is clearly outside the scattering spectrum used for the measurement. In a density measuring device where the spectrum hardly exceeds 450 keV, e.g. a cesium-137 source of 2 yCi whose photoelectric peak is at 661 keV.

I innretningen 126 blir pulsene som samles fra utgangen In the device 126, the pulses collected from the output are

av forsterkeren, i parallell tilført tre spenningskomparatorer 128, 130 og 132 hvis respektive ,rv,eferansespenninger er amplitudene Al' A2 °^ A3* F-*-9- ^ viser hvordan disse tre verdiene blir valgt. Amplituden A« svarer til spissen S av referansetoppen for en gitt forsterkning som skal holdes konstant, mens amplitudene A.^ og A^ svarer til to korresponderende punkter F og F<1> ved bunnen av referansetoppens kanter. De vertikale linjene til disse to punktene avgrenser sammen med den vertikale linjen ved S to soner med likt areal. Tel.lehastigheten N^ for pulser med en amplitude mellom A.^ og A2 er således lik pulstallet N2 for pulsene med en amplitude mellom A2 og A^. Med en cesium-137 kilde med en aktivitet på 2 yCi er f.eks. tellehastigheten for pulsene med en amplitude mellom A^ og A^ 200/s. of the amplifier, supplied in parallel to three voltage comparators 128, 130 and 132 whose respective ,rv,efference voltages are the amplitudes Al' A2 °^ A3* F-*-9- ^ shows how these three values are selected. The amplitude A« corresponds to the tip S of the reference peak for a given gain which must be kept constant, while the amplitudes A.^ and A^ correspond to two corresponding points F and F<1> at the bottom of the edges of the reference peak. The vertical lines of these two points, together with the vertical line at S, delimit two zones of equal area. The counting rate N^ for pulses with an amplitude between A.^ and A2 is thus equal to the pulse number N2 for pulses with an amplitude between A.2 and A^. With a cesium-137 source with an activity of 2 yCi, e.g. the counting rate for the pulses with an amplitude between A^ and A^ 200/s.

Utgangene fra de tre komparatorene blir ført til en antikoinsident logikkrets 134 omfattende en inverteringskrets 136, en OG-port 138, en NOR-krets 140 og en flip-flop 142. Utgangen fra komparatoren 130 er gjennom inverteringskretsen 136 forbundet til en inngang på OG-porten 138 og til en inngang på NOR-kretsen 140. Utgangen fra komparatoren 128 er forbundet med den andre inngangen på OG-porten 138 og utgangen fra komparatoren 132 til den andre inngangen til NOR-kretsen 140. Endelig er inngangen R The outputs from the three comparators are fed to an anti-coincidence logic circuit 134 comprising an inverting circuit 136, an AND gate 138, a NOR circuit 140 and a flip-flop 142. The output from the comparator 130 is connected through the inverting circuit 136 to an input of AND- the gate 138 and to an input of the NOR circuit 140. The output of the comparator 128 is connected to the second input of the AND gate 138 and the output of the comparator 132 to the second input of the NOR circuit 140. Finally, the input R

på flip-f.lopen 142 forbundet til utgangen fra NOR-kretsen og dens inngang S til utgangen fra OG-porten. Utgangen Q på denne flip-flop er forbundet med inngangen til et lavpassfilter 144. Dette er et RC-filter hvis grensefrekvens er 2 Hz for en kilde som leverer on the flip-flop 142 connected to the output of the NOR circuit and its input S to the output of the AND gate. The output Q of this flip-flop is connected to the input of a low-pass filter 144. This is an RC filter whose cutoff frequency is 2 Hz for a source supplying

mellom A^ og A3 en tellehastighet på 200/s. Utgangen fra dette filteret er forbundet med inngangen 146 på en ikke-lineær, modulatorkrets 148 som på sin utgang 150 avgir en spenning Vg som er tilnærmet proporsjonal med den hyperbolske sinus til den spennincj V& som tilføres dens inngang 146. Endelig blir denne modulatoren fulgt av et integreringstrinn 152 hvis utgang er forbundet med styreinngangen 18 på høyspenningskilden 12. between A^ and A3 a counting speed of 200/s. The output of this filter is connected to the input 146 of a non-linear modulator circuit 148 which outputs at its output 150 a voltage Vg which is approximately proportional to the hyperbolic sine of the voltage V& applied to its input 146. Finally, this modulator is followed by an integration stage 152 whose output is connected to the control input 18 of the high voltage source 12.

Fig. 3 viser skjematisk en fordelaktig utførelsesform av modulatoren 148. Denne består av fem grener 154, 156, 158, 160 Fig. 3 schematically shows an advantageous embodiment of the modulator 148. This consists of five branches 154, 156, 158, 160

og 162 forbundet i parallell mellom dens inngang 146 og dens utgang 150, og omfatter henholdsvis: and 162 connected in parallel between its input 146 and its output 150, and respectively comprise:

en motstand 164 med en verdi R^, a resistor 164 with a value R^,

en motstand 166 med en verdi og en diode 168 i serie, a resistor 166 with a value and a diode 168 in series,

en motstand 170 med en verdi R2 og en diode 172 i serie, a resistor 170 with a value R2 and a diode 172 in series,

en motstand 174 med en verdi R3 og en diode 176 i serie, a resistor 174 with a value R3 and a diode 176 in series,

- en motstand 178 med en verdi R3 og en diode 180 i serie. - a resistor 178 with a value R3 and a diode 180 in series.

Disse fire diodene er identiske. Den eneste forskjellen mellom grenene 156 og 158 er at dioden 16 8 i gren 156 er forbundet til utgangen 150 gjennom sin katode, mens dioden 172 i gren 158 er forbundet til utgangen gjennom sin anode. Likeledes er forskjellen mellom grenene 160 og 162 at dioden 176 i gren 160 er forbundet til utgangen 150 gjennom sin katode, mens dioden 180 i gren 162 er forbundet til utgangen gjennom sin anode. Endelig har diodene 172 og 180 sine katoder koblet til en spenningskilde +V, henholdsvis gjennom en motstand 182 med en verdi R4 og en motstand 184 med en verdi R^, mens diodene 168 og 176 har sine katoder forbundet til en spenningskilde -V gjennom henholdsvis en jnotstand 186 med en verdi R^ og en motstand 188 med en verdi R^. These four diodes are identical. The only difference between branches 156 and 158 is that the diode 168 in branch 156 is connected to the output 150 through its cathode, while the diode 172 in branch 158 is connected to the output through its anode. Likewise, the difference between branches 160 and 162 is that the diode 176 in branch 160 is connected to the output 150 through its cathode, while the diode 180 in branch 162 is connected to the output through its anode. Finally, the diodes 172 and 180 have their cathodes connected to a voltage source +V, respectively through a resistor 182 with a value R4 and a resistor 184 with a value R^, while the diodes 168 and 176 have their cathodes connected to a voltage source -V through respectively a resistor 186 with a value R^ and a resistor 188 with a value R^.

Det er lett å finne ut at potensialene vA^g8' va176 °^ VK172°9VK180 på henholdsvis anoden til diode 168, anoden til diode 176, katoden til diode 172 og katoden til diode 180 ved hjelp av spenningen Vg på inngangen 146 er uttrykt ved de følgende forhold: It is easy to find that the potentials vA^g8' va176 °^ VK172°9VK180 respectively on the anode of diode 168, the anode of diode 176, the cathode of diode 172 and the cathode of diode 180 by means of the voltage Vg on the input 146 are expressed by the following conditions:

Under disse forhold, og når man dessuten antar at forholdet R2^R4 er va^^t min(3re enn forholdet R^/R^, ser vi at: når inngangsspenningen V øker fra' null, er de fire diodene først forspent i sperreretningen, og så blir diodene 168 og 176 ^ forspent i lederetning den ene etter den andre, begynnende ved Ve=VR2/R4 og Ve=VR3/R5 respektive, Under these conditions, and when one also assumes that the ratio R2^R4 is va^^t min(3re than the ratio R^/R^, we see that: when the input voltage V increases from' zero, the four diodes are first biased in the blocking direction , and then the diodes 168 and 176 ^ are forward biased one after the other, starting at Ve=VR2/R4 and Ve=VR3/R5 respectively,

når inngangsspenningen Vg avtar fra null, er først de fire diodene forspent i sperreretning, og så blir diodene 172 og 180 forspent i lederetning den ene etter den andre, henholdsvis begynnende ved vg= -VR2/R4 og Vg= -VR3/R<.. when the input voltage Vg decreases from zero, first the four diodes are biased in the blocking direction, and then the diodes 172 and 180 are biased in the conducting direction one after the other, respectively starting at vg= -VR2/R4 and Vg= -VR3/R<. .

Ved et passende valg av verdiene R^, R2, R3» R^ og R^ kan kretsen 148 derfor gis en responskurve ig = f(Vg) vist på fig. 4, hvor ig er den strøm som tilføres inngangen på integratoren. Denne kurven representerer tilnærmet funksjonen ig=k.sinh Vg dannet av fem rettlinjede deler A, B+, C+, B- og C-: Delen A svarer til det område i hvilket de fire diodene ér forspent i sperreretning; grenene 156, 158, 160 og 162 som inneholder disse diodene, har således en meget høy motstand slik at kretsens ekvivalente motstand hovedsakelig er lik R^. By a suitable choice of the values R^, R2, R3, R^ and R^, the circuit 148 can therefore be given a response curve ig = f(Vg) shown in fig. 4, where ig is the current supplied to the input of the integrator. This curve approximately represents the function ig=k.sinh Vg formed by five rectilinear parts A, B+, C+, B- and C-: Part A corresponds to the area in which the four diodes are biased in the blocking direction; the branches 156, 158, 160 and 162 containing these diodes thus have a very high resistance so that the equivalent resistance of the circuit is essentially equal to R^.

Delen B+ svarer til det området i hvilket dioden 168, nå ledende, forbinder motstand-166 med motstanden 164, slik at kretsens ekvivalente motstand hovedsakelig er lik R^R2/(R^ + R2), og således mindre enn R^. The part B+ corresponds to the region in which diode 168, now conducting, connects resistor-166 with resistor 164, so that the equivalent resistance of the circuit is essentially equal to R^R2/(R^ + R2), and thus less than R^.

Delen C+ svarer til det området der diodene 168 og 176 begge er ledende og forbinder motstandene 166 og 174 med motstand 164, slik at kretsens ekvivalente motstand hovedsakelig er lik R1R2R3^R1R2 + R1R3 + R2R3^ ' og således lavere enn Rj. Delen B-, det negative motstykkettil B+, svarer til det området der dioden' 1727-' som ha er ledende V' forbinder motstanden 170 med motstanden 164, slik a"t kretsens ekvivalente motstand hovedsakelig er lik R.R-/(R. V<y>?"'"'- <l:j> <- '; ' ":: - ; -J-'i,3?n Delen C-, det negative motstykke til C+, svarer til det området hvor diodene 172 og 180, som nå er ledende, forbinder motstandene 170 og 178 med motstanden 164, slik at kretsens ekvivalente motstand hovedsakelig er lik R^l^/tR^ + R^ + R2R3). The part C+ corresponds to the area where the diodes 168 and 176 are both conductive and connects the resistors 166 and 174 with resistor 164, so that the equivalent resistance of the circuit is mainly equal to R1R2R3^R1R2 + R1R3 + R2R3^ ' and thus lower than Rj. The part B-, the negative counterpart of B+, corresponds to the region where the diode' 1727-' which has a conducting V' connects the resistor 170 with the resistor 164, so that the equivalent resistance of the circuit is essentially equal to R.R-/(R. V< y>?"'"'- <l:j> <- '; ' ":: - ; -J-'i,3?n The part C-, the negative counterpart of C+, corresponds to the area where the diodes 172 and 180, now conducting, connects resistors 170 and 178 to resistor 164, so that the equivalent resistance of the circuit is substantially equal to R^l^/tR^ + R^ + R2R3).

Når derfor inngangsspenningen Vg øker, blir motstander med passende valgte verdier koblet i parallell med motstanden 164, og derved senkes den ekvivalente motstanden til kretsen, og det frembringes en økning i proporsjonalitetsfaktoren mellom inngangs- og utgangssignalene, noe som tillater kurven i = f(V ) å bli assimilert med kurven i = k-sinh V . Therefore, as the input voltage Vg increases, resistors of suitably chosen values are connected in parallel with resistor 164, thereby lowering the equivalent resistance of the circuit and producing an increase in the proportionality factor between the input and output signals, allowing the curve i = f(V ) to be assimilated with the curve i = k-sinh V .

s e see e

Som et tilnærmet eksempel: As an approximate example:

Delen A strekker seg fra Vg = -4v til Vg +4v, med en helning på 0,4 yA/v; Delen B+ strekker seg fra Ve = +4v til Vg = +8v, med en helning på 1,5 yA/v; Delen C+ strekker seg forbi V"e = +8v, med en skråning på 7 yA/v; - Delen B- strekker seg fra Vg = -4v til Vg = -8v, med en helning på 1,5 yA/v; Part A extends from Vg = -4v to Vg +4v, with a slope of 0.4 yA/v; The part B+ extends from Ve = +4v to Vg = +8v, with a slope of 1.5 yA/v; The part C+ extends past V"e = +8v, with a slope of 7 yA/v; - The part B- extends from Vg = -4v to Vg = -8v, with a slope of 1.5 yA/v;

Delen C- strekker seg forbi Vg = -8v med en helning på 7 yA/v. The part C- extends past Vg = -8v with a slope of 7 yA/v.

Dette oppnås med R^ = 1 Mohm, R2 = 380 Kohm, R^ = 70 Kohm, R4 = 540 Kohm og R,. = 45 Kohm. This is achieved with R^ = 1 Mohm, R2 = 380 Kohm, R^ = 70 Kohm, R4 = 540 Kohm and R,. = 45 Kohm.

Virkningen av apparatet på fig. 1 kan nå beskrives. Det bør først fastslås at utgangspulsene fra forsterkeren 14, som har: en amplitude lavere enn A.^ har ingen virkning på komparatorene 128, 130 og 132; The effect of the apparatus on fig. 1 can now be described. It should first be established that the output pulses from the amplifier 14, which have: an amplitude lower than A.^ have no effect on the comparators 128, 130 and 132;

en amplitude høyere enn A^, men lavere enn A2, trigger komparatoren 128, men har ingen virkning på de andre to; an amplitude higher than A^ but lower than A2 triggers comparator 128 but has no effect on the other two;

en amplitude høyere enn A2, men lavere enn A^, trigger komparatorene 12 8 og 130, men har ingen virkning på komparator 132; en amplitude høyere enn A^ trigger de tre komparatorene. an amplitude higher than A2 but lower than A^ triggers comparators 128 and 130 but has no effect on comparator 132; an amplitude higher than A^ triggers the three comparators.

Hvis det følgelig på utgangen av forsterkeren 14 opptrer en puls med en amplitude lavere enn A^ eller høyere enn A^, blir dette ikke registrert av logikkretsen 134. Når det derimot opptrer en puls med amplitude mellom A^ og A2, er de to inngangene til OG-porten 138 på 1, mens inngangene til NOR-kretsen 140 er på henholdsvis 1 og 0. Utgangen fra OG-porten er således 1, mens utgangen fra NOR-kretsen er 0, slik at flip-flopen 142 på sin inngang R mottar en puls som tilbakestiller den. I det tilfelle hvor man har en puls med amplitude mellom A2 og A^, er det inngangene til OG-porten som er henholdsvis 1 og 0, mens de to inngangene til NOR-kretsen er 0. If, consequently, a pulse with an amplitude lower than A^ or higher than A^ occurs at the output of the amplifier 14, this is not registered by the logic circuit 134. When, on the other hand, a pulse occurs with an amplitude between A^ and A2, the two inputs to the AND gate 138 at 1, while the inputs to the NOR circuit 140 are at 1 and 0 respectively. The output from the AND gate is thus 1, while the output from the NOR circuit is 0, so that the flip-flop 142 on its input R receives a pulse that resets it. In the case where you have a pulse with an amplitude between A2 and A^, the inputs to the AND gate are respectively 1 and 0, while the two inputs to the NOR circuit are 0.

Utgangen fra OG-porten er således O, men utgangen fra NOR-kretsen The output from the AND gate is thus O, but the output from the NOR circuit

er 1, slik at flip-flopen 142 på sin inngang S mottar en puls som setter den. is 1, so that the flip-flop 142 on its input S receives a pulse that sets it.

Med utgangen Q til flip-flopen 142 som således blir tilbake-stilt av en puls med amplitude mellom A^ og A2 og satt for en puls med amplitude mellom A^ og A^, er utgangsnivået fra lavpassfilteret 144 representativt for avviket mellom tellehastighetene N^ og N2With the output Q of the flip-flop 142 thus being reset by a pulse of amplitude between A^ and A2 and set for a pulse of amplitude between A^ and A^, the output level from the low-pass filter 144 is representative of the deviation between the count rates N^ and N2

for pulser som har amplitude henholdsvis mellom A^ og A^ og mellom A2 og A^. Mer presist: - hvis forsterkningen holder sin referanseverdi, slik at de to tellehastighetene er like, er den midlere utgangsspenning fra filteret null; for pulses that have an amplitude between A^ and A^ and between A2 and A^, respectively. More precisely: - if the gain holds its reference value, so that the two counting rates are equal, the mean output voltage from the filter is zero;

hvis forsterkningen øker og derved frembringer en forskyvning (mot høyre) av referansetoppen, svarende til en senkning av N^ if the gain increases and thereby produces a shift (to the right) of the reference peak, corresponding to a lowering of N^

og en økning i N2, har den midlere utgangsspenningen fra filteret en positiv verdi proporsjonal med ubalansen mellom de to tellehastighetene; and an increase in N2, the mean output voltage from the filter has a positive value proportional to the imbalance between the two count rates;

- hvis forsterkningen avtar og således frembringer en forskyvning (mot venstre) av referansetoppen, svarende til en minskning i N2- if the gain decreases and thus produces a shift (to the left) of the reference peak, corresponding to a decrease in N2

og en økning i N^, har den midlere utgangsspenningen fra filteret en negativ verdi proporsjonal med ubalansen mellom de to tellehastighetene . and an increase in N^, the mean output voltage from the filter has a negative value proportional to the imbalance between the two count rates.

Det er denne spenningen som utgjør spenningen Vq som til-føres inngangen 146 på modulatoren 148. Denne virker som ovenfor beskrevet, og frembringer således på sin utgang 150 en spenning Vg tilnærmet proporsjonal med den hyperbolske sinus til V . Integratoren 152, som mottar denne spenningen, vil således påføre styreinngangen 18 på kraftforsyningen 12 i fotomultiplikatoren en kontinuerlig spenning for å stabilisere forsterkningen på sin referanseverdi. Mer presist: hvis det ikke detekteres noen forsterkningsvariasjoner, er den midlere spenning som leveres til integratoren, null og høyspenningen som tilføres fotomultiplikatoren, forblir uforandret; It is this voltage that constitutes the voltage Vq which is supplied to the input 146 of the modulator 148. This operates as described above, and thus produces at its output 150 a voltage Vg approximately proportional to the hyperbolic sine of V . The integrator 152, which receives this voltage, will thus apply a continuous voltage to the control input 18 of the power supply 12 in the photomultiplier in order to stabilize the amplification at its reference value. More precisely: if no gain variations are detected, the mean voltage supplied to the integrator is zero and the high voltage supplied to the photomultiplier remains unchanged;

hvis det detekteres en forsterkningsøkning, har den midlere spenningen som tilføres integratoren, en negativ verdi proporsjonal med den hyperbolske sinus til avviket mellom de to tellehastighetene; denne spenningen gjør at spenningen som tilføres fotomultiplikatoren, avtar inntil avviket er kansellert; if a gain increase is detected, the mean voltage applied to the integrator has a negative value proportional to the hyperbolic sine of the deviation between the two count rates; this voltage causes the voltage supplied to the photomultiplier to decrease until the deviation is cancelled;

hvis det detekteres en avtagende forsterkning, har den midlere spenning som leveres til integratoren, en positiv verdi proporsjonal if a decreasing gain is detected, the average voltage supplied to the integrator has a positive value proportional to

med den hyperbolske sinus til avviket mellom de to tellehastighetene; denne spenningen gjør så at spenningen som tilføres fotomultiplikatoren, øker inntil avviket er kansellert. with the hyperbolic sine of the deviation between the two count rates; this voltage then causes the voltage supplied to the photomultiplier to increase until the deviation is cancelled.

En variasjon i forsterkningen til deteksjonssystemet blir således korrigert ved hjelp av et feilsignal som er tilnærmet proporsjonalt med den hyperbolske sinus til variasjonen, dvs. A variation in the gain of the detection system is thus corrected by means of an error signal which is approximately proportional to the hyperbolic sine of the variation, i.e.

(med en hyperbolsk sinusfunksjon som har en derivert hvis absolutte verdi øker konstant fra utgangspunktet) ved hjelp av et feilsignal proporsjonalt med variasjonen, idet proporsjonalitetsfaktoren selv er en økende funksjon av variasjonen. Når det med andre ord detekteres en variasjon i forsterkningen, er den hastigheten med hvilken den vil korrigeres, proporsjonal med avviket. Nå er det kjent at på grunn av anvendelsen av en referansekilde med meget lav aktivitet har den statistiske feil i deteksjonen av forsterkningsvariasjonene den virkning at det øker den tid som er nødvendig for korreksjonen, idet denne virkningen er proporsjonal med variasjonene som skal korrigeres. Apparatet i henhold til oppfinnelsen gjør det mulig å kompensere for dette fenomenet, fordi det tvert imot tenderer mot å korrigere for-sterkningsvarias jonene med en hastighet som er proporsjonal med utstrekningen av variasjonene. Til tross for at det brukes en kilde med lav aktivitet, blir således responshastigheten på forsterkningsvariasjonene øket betydelig og opprettholder en verdi som er i det vesentlige uavhengig av utstrekningen av disse variasjonene. (with a hyperbolic sine function having a derivative whose absolute value increases constantly from the starting point) by means of an error signal proportional to the variation, the proportionality factor itself being an increasing function of the variation. In other words, when a variation in gain is detected, the rate at which it will be corrected is proportional to the deviation. It is now known that due to the use of a reference source of very low activity, the statistical error in the detection of the gain variations has the effect of increasing the time required for the correction, this effect being proportional to the variations to be corrected. The apparatus according to the invention makes it possible to compensate for this phenomenon, because, on the contrary, it tends to correct the gain variations at a rate that is proportional to the extent of the variations. Despite the fact that a low activity source is used, the speed of response to the gain variations is thus significantly increased and maintains a value which is essentially independent of the extent of these variations.

Som et eksempel reduserer apparatet i henhold til oppfinnelsen en forstyrrelse på 100% til 1% seks ganger raskere enn et apparat av samme type som ikke utfører en modulasjon av feilsignalet. As an example, the apparatus according to the invention reduces a disturbance of 100% to 1% six times faster than an apparatus of the same type which does not perform a modulation of the error signal.

Det er dessuten viktig å legge merke til at ved fravær av forstyrrelser funksjonerer systemet på en sone av modulatorens responskurve som har liten helning, idet inngangen til integratoren da har et nivå nær null, noe som selvsagt gir apparatet i likevekt en liten følsomhet for støy. It is also important to note that in the absence of disturbances, the system functions on a zone of the modulator's response curve that has a small slope, as the input to the integrator then has a level close to zero, which of course gives the device in equilibrium a small sensitivity to noise.

Selvsagt kunne korreksjonen av forsterkningsvariasjonene Of course, the correction of the gain variations could

ha blitt oppnådd ved å påvirke selve forsterkningen til utgangsforsterkeren til detektoren i stedet for høyspenningskilden. I så fall blir utgangen fra integratoren forbundet til forsterkerens forsterkningsstyreinngang. having been achieved by influencing the actual gain of the output amplifier of the detector rather than the high voltage source. In that case, the output of the integrator is connected to the amplifier's gain control input.

På fig. 5 er vist skjematisk en fotomultiplikator 10 hvis fotokatode 10' er innrettet for å motta det lyset som utsendes fra en scintillator 11. I henhold til oppfinnelsen, for å få fotomultiplikatorens forsterkning til å forbli konstant til tross for plutselige variasjoner i belysningen av dens fotokatode, blir dens middelstrøm stabilisert ved hjelp av en hjelpelyskilde 213 hvis funksjon er å kompensere modifikasjonene i denne strømmen ved å reversere modifikasjonene i bestrålingen av fotokatoden. Hjelpekilden har et bestrålingsfelt som er anbrakt meget nær, om ikke inne i det følsomme feltet til fotokatoden. Lyskilden består fortrinnsvis av en lysemitterende diode. In fig. 5 schematically shows a photomultiplier 10 whose photocathode 10' is arranged to receive the light emitted from a scintillator 11. According to the invention, in order to cause the gain of the photomultiplier to remain constant despite sudden variations in the illumination of its photocathode, its mean current is stabilized by means of an auxiliary light source 213 whose function is to compensate the modifications in this current by reversing the modifications in the irradiation of the photocathode. The auxiliary source has an irradiation field which is placed very close to, if not inside, the sensitive field of the photocathode. The light source preferably consists of a light-emitting diode.

For å gjøre fotokatoden 10' i stand til å bli belyst av scintillatoren 11 og hjelpekilden 213, er den sammenkoblet med en lysleder 214 anordnet mellom fotokatoden og scintillatoren. Denne lyslederen er fortrinnsvis laget av en epoksyplastskive hvis brytningsindeks ligger mellom indeksen til scintillatoren og fotokatoden. Denne skiven har en diameter som er større enn diameteren til fotokatoden, og den lysemitterende dioden er så innstøpt i plasten på kanten av skiven. In order to enable the photocathode 10' to be illuminated by the scintillator 11 and the auxiliary source 213, it is connected with a light guide 214 arranged between the photocathode and the scintillator. This light guide is preferably made of an epoxy plastic disk whose refractive index lies between the index of the scintillator and the photocathode. This disk has a diameter that is larger than the diameter of the photocathode, and the light-emitting diode is then embedded in the plastic on the edge of the disk.

Fig. 6 er et skjema over den kretsen som brukes i oppfinnelsen for å gjøre fotoemisjonsdioden 213, representert ved sitt vanlige elektriske symbol, i stand til å opprettholde på^en konstant verdi den midlere anodestrømmen i fotomultiplikatoren 10. Som vist på denne figuren, er fotomultiplikatorens anode via en motstand 221 forbundet med inverteringsinngangen til en operasjonsforsterker 222 som arbeider som en integrator på grunn av tilstede-værelsen av en kondensator 223 og en motstand 224 forbundet i parallell mellom dens utgang og inverteringsinngangen. Den ikke-inverterende inngangen til forsterkeren 2 22 er jordet. Dens utgang er via en motstand 225 forbundet med inverteringsinngangen på en andre operasjonsforsterker 226 som virker som en komparator, hvis ikke-inverterende inngang via en motstand 227 er forbundet til en regulerbar referansekilde 228 som forsyner den med en strøm hvis verdi blir valgt lik i det minste den maksimale verdi som må nås av den midlere anodestrømmen til fotomultiplikatoren i de betraktede målinger. Utgangen fra denne forsterkeren er via en motstand 299 forbundet med anoden til fotoemisjonsdioden 213 hvis katode er jordet. Fig. 6 is a diagram of the circuit used in the invention to enable the photo-emission diode 213, represented by its usual electrical symbol, to maintain at a constant value the average anode current in the photomultiplier 10. As shown in this figure, the anode of the photomultiplier via a resistor 221 connected to the inverting input of an operational amplifier 222 which works as an integrator due to the presence of a capacitor 223 and a resistor 224 connected in parallel between its output and the inverting input. The non-inverting input of amplifier 2 22 is grounded. Its output is connected via a resistor 225 to the inverting input of a second operational amplifier 226 which acts as a comparator, whose non-inverting input via a resistor 227 is connected to an adjustable reference source 228 which supplies it with a current whose value is chosen equal to the least the maximum value that must be reached by the average anode current of the photomultiplier in the considered measurements. The output from this amplifier is connected via a resistor 299 to the anode of the photo-emission diode 213 whose cathode is grounded.

Virkemåten til dette apparatet er umiddelbart forståelig. The operation of this device is immediately understandable.

Forsterkerintegratoren 222 frembringer en strøm som representerer den midlere anordestrømmen i fotomultiplikatoren 10. Forsterker-komparatoren 226 forsyner således dioden 213 med en strøm som er proporsjonal med forskjellen mellom referansestrømmen som kommer fra kilden 228 og denne målte middeIstrømmen, høyst lik den nevnte referansestrømmen. Den belysningen som leveres av dioden til fotokatoden, er således proporsjonal med avstanden mellom den målte middelstrømmen og referansestrømmen og kompenserer således øye-blikkelig for denne forskjellen. The amplifier integrator 222 produces a current that represents the average anode current in the photomultiplier 10. The amplifier comparator 226 thus supplies the diode 213 with a current that is proportional to the difference between the reference current coming from the source 228 and this measured average current, at most equal to the aforementioned reference current. The illumination supplied by the diode to the photocathode is thus proportional to the distance between the measured mean current and the reference current and thus instantly compensates for this difference.

Idet middelstrømmen til fotomultiplikatoren blir holet på et konstant nivå, blir variasjonene i forsterkningen på grunn av variasjonene i denne strømmen under plutselige forandringer i belysningen av fotokatoden av scintillatoren automatisk eliminert. Since the mean current of the photomultiplier is held at a constant level, the variations in the gain due to the variations in this current during sudden changes in the illumination of the photocathode of the scintillator are automatically eliminated.

Naturligvis er det viktig for denne typen søyler med variabel høyde som påføres utgangspulsene i fotomultiplikatoren, ikke å påvirke kvaliteten av spektralanalysen. Elimineringen av denne variable bakgrunnen blir sikret ved ganske enkelt å skyte inn en kondensator 2 20 i banen for pulser som sendes til forsterkeren 14. Naturally, it is important for this type of variable height columns applied to the output pulses of the photomultiplier not to affect the quality of the spectral analysis. The elimination of this variable background is ensured by simply inserting a capacitor 2 20 into the path of pulses sent to the amplifier 14.

Claims

1. Apparatus for the detection of gamma rays in a borehole, comprising a probe arranged to be lowered into the borehole and provided with a detection device consisting of a scintillator provided with a photomultiplier and an amplifier to be able to produce electrical pulses whose amplitudes represent the respective energies of the gamma rays from the basic formations, and further comprising a control device for long-term stabilization of the proportionality relationships that exist between the amplitudes of the mentioned pulses and the energies of the detected gamma rays, which control device comprises: a radioactive auxiliary source which produces a reference figure in the spectrum of the mentioned pulses, which figure is outside the spectrum for said gamma rays, comparison circuits for generating a raw error signal whose amplitude and sign represent respectively the degree and direction of the displacement of said reference figure, control circuits for modifying the overall first operation of the detection device as a function of the error signal so that the displacements of the mentioned reference figure are corrected, characterized in that the auxiliary radioactive source has very low activity and that the raw error signal, before being applied as an input signal to the control circuits, is fed to an amplitude modulation circuit of an analogue type whose function is to modulate the raw error signal according to a non-linear function of its initial amplitude, which function is odd and has a derivative that increases in absolute value from the origin.

2. Apparatus according to claim 1, characterized in that the said modulation circuits are of the type which at their output produces a signal approximately proportional to the hyperbolic sine of the signal applied to their input.

3. Apparatus according to claim 1, characterized in that said power circuits for modifying the gain comprise an integrating circuit connected to receive the modulated error signal and to emit a continuous output signal which is used to modify either the power supply voltage for the photomultiplier or the gain in the amplifier included in the detection device„

4. Apparatus according to claim 1, characterized in that the auxiliary radioactive source is a cesium-137 capsule with an activity of a few microcuries.

5. Apparatus according to claim 1, characterized in that it comprises a device for short-term stabilization of the aforementioned proportionality ratio, which device consists of: comparison circuits for measuring the variations in the average anode current in the photomultiplier, a photo-emitting diode device for applying an auxiliary illumination to the photomultiplier photocathode, and a control device to compensate for the aforementioned variations in average current by corresponding modification of the intensity of the auxiliary lighting so that the average anode current in the photomultiplier is regulated.