NO142932B

NO142932B - PROCEDURE AND APPARATUS FOR PROCESSING RADAR SIGNALS IN A SYSTEM WITH A PPI TYPE RADAR SCREEN

Info

Publication number: NO142932B
Application number: NO743856A
Authority: NO
Inventors: Fritz A Gross; William M Pease; John E Meade; Harry Vickers
Original assignee: Raytheon Co
Priority date: 1973-11-05
Filing date: 1974-10-25
Publication date: 1980-08-04
Also published as: NL7414108A; NL183252C; DK151648C; DE2452448C2; FR2250117A1; NO743856L; CA1049120A; NO142932C; DK151648B; GB1443885A; AU7399474A; JPS5081091A; IT1023153B; FR2250117B1; DK573474A; DE2452448A1

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte The present invention relates to a method

til behandling av radarsignaler i et anlegg med en radar- for processing radar signals in a facility with a radar

skjerm av PPI-typen, der signalene gjengis ved hjelp av lysstyrkevariasjoner og der det kan veksles mellom fler rekkevidder, slik at skjermens radius representerer avstander, alt etter rekkeviddeinnstilling, og der radaranleggets pulsgjentagelsesfrekvens er konstant for i det minste noen rekkevidder, og der fremgangsmåten omfatter frembringelse av digitalrepresentasjon i sann tid av på hverandre følgende avtastninger av de mottatte radarsignaler. screen of the PPI type, where the signals are reproduced by means of brightness variations and where it is possible to switch between several ranges, so that the radius of the screen represents distances, depending on the range setting, and where the pulse repetition frequency of the radar system is constant for at least some ranges, and where the method comprises production of digital representation in real time of successive scans of the received radar signals.

Videre angår oppfinnelsen et apparat til utførelse Furthermore, the invention relates to an apparatus for execution

av fremgangsmåten der radaranleggets indikatordel er inn- of the procedure in which the indicator part of the radar system is in-

rettet til å bli omkoplet for et flertall forskjellige av-standsmåleområder, slik at indikatorens radius alt etter det innstilte måleområdet, representerer forskjellige avstander, designed to be switched for a plurality of different distance measuring ranges, so that the radius of the indicator, depending on the set measuring range, represents different distances,

idet radaranleggets pulsgjentagelsesintervall er konstant ved i det minste noen av de innstilte måleområder og der man av mottatte radarekkosignaler i sann tid, frembringer digitale representasjoner av signalamplitudene innenfor på hverandre følgende avstandssamplinger. in that the radar system's pulse repetition interval is constant in at least some of the set measurement areas and where digital representations of the signal amplitudes within successive distance samplings are produced from received radar echo signals in real time.

Ved tidligere kjente radaranlegg for mindre far-tøyer er radardata blitt gjengitt i sanri tid. Når radarekkosignaler på denne måte behandles i sann tid blir skrivehastigheten for katodestrålerørets stråle for radarskjermen omvendt proporsjonal med det innstilte rekkeviddeområde, noe som med-fører at radarskjermens lysstyrke vil forandre seg ved for-andring av ønsket rekkevidde. Når en kort rekkevidde er stilt inn, kan skrivehastigheten på radarskjermen bli så høy at skjermens fluorescerende belegg ved elektronstrålens sveiping over skjermen ikke får tilstrekkelig energi til å kunne over-vinne lyset fra omgivelsene. Problemet med omgivelseslys har ofte gjort det vanskelig å anvende kjente radaranlegg ombord på båter eller fly, idet man ved begge disse anvendelser ofte har sterkt lys fra omgivelsene. In the case of previously known radar systems for smaller vessels, radar data has been reproduced in the past. When radar echo signals are processed in this way in real time, the writing speed of the cathode ray tube's beam for the radar screen becomes inversely proportional to the set range area, which means that the radar screen's brightness will change when the desired range is changed. When a short range is set, the writing speed on the radar screen can become so high that the screen's fluorescent coating does not receive sufficient energy when the electron beam sweeps over the screen to be able to overcome the light from the surroundings. The problem with ambient light has often made it difficult to use known radar systems on board boats or aircraft, since in both of these applications there is often strong light from the surroundings.

Blant forsøk på å løse disse problemer kan det Among attempts to solve these problems it can

nevnes at man lar de data som skal gjengis først bli gjengitt i sann tid på et memoreringsrør eller lagerrør, hvoretter data it is mentioned that the data to be reproduced is first allowed to be reproduced in real time on a memory tube or storage tube, after which data

utleses og gjengis på et katodestrålerør. Derved skjer utlesningen fra lagerrøret i langsommere takt enn den takt hvormed mønstret ble skrevet inn i lagerrøret. Anlegg av denne art har imidlertid et stort antall iboende svakheter. Først og fremst blir slike anlegg dyre ved at man for hver radarindika-tor må anvende to separate avbøynings- og katodestrålerør-systemer. Til dette kommer at anleggets yteevne blir mindre enn det man kan oppnå med bare ett rør, og årsaken til dette er at ytterligere brus og tap innføres sammen med det annet rørsystem. is read out and reproduced on a cathode ray tube. Thereby, the reading from the storage tube takes place at a slower rate than the rate at which the pattern was written into the storage tube. However, facilities of this nature have a large number of inherent weaknesses. First and foremost, such facilities become expensive in that two separate deflection and cathode ray tube systems must be used for each radar indicator. In addition to this, the plant's performance becomes less than what can be achieved with just one pipe, and the reason for this is that additional soda and losses are introduced together with the other pipe system.

En annen vesentlig ulempe ved tidligere kjente anlegg følger av at man ved endring av avstandsområde eller rekkevidde også må forandre avbøyningsbølgeformene slik at de passer til den sveipetid som stemmer overens med den rekkevidde som i øyeblikket er innstilt. Ved korte rekkevidder får man derved meget steile avbøyningsbølgeformer for sveipespolene i en gjengivelsesanordning med katodestrålerør. For forflyt-ning av strålen fra skjermens sentrum og til dens kant kreves det derved høye verdier for strømgradienten i sveipespolene. 1 Dette medfører på sin side høye spenninger i avbøyningskretsene, noe som gjør at disse blir vanskelige å konstruere og derfor kostbare. Ved at man har en annen strålesveipetid for hver innstilt rekkevidde må man dessuten konstruere sveipekretser som kan arbeide innenfor et bredt frekvensområde. Til dette kommer at båndbredden for sveipeforsterkerne må være større ved kortere rekkevidder enn ved lange rekkevidder. Another significant disadvantage of previously known systems results from the fact that, when changing the distance range or range, the deflection waveforms must also be changed so that they fit the sweep time that corresponds to the range that is currently set. At short ranges, this results in very steep deflection waveforms for the sweep coils in a reproduction device with cathode ray tubes. In order to move the beam from the center of the screen to its edge, high values are therefore required for the current gradient in the sweep coils. 1 This in turn causes high voltages in the deflection circuits, which makes them difficult to construct and therefore expensive. By having a different beam sweep time for each set range, you also have to construct sweep circuits that can work within a wide frequency range. In addition to this, the bandwidth for the sweep amplifiers must be greater with shorter ones ranges than at long ranges.

Fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen utmerker seg ved at de digitale representasjoner innleses i lagerorgener i løpet av et første tidsintervall av hvert pulsgjentagelsesintervall, der det første tidsintervall er proporsjonalt med den aktuelle rekkeviddeinnstilling og at de digitale representasjoner utleses fra lagerorganet i.løpet av et annet tidsintervall med lavere utlesningshastighet enn innlesningshastigheten over et antall rekkeviddeinnstillinger, slik at det <5>annet tidsintervall i det minste er like langt som det første tidsintervall og hvor det annet tidsintervall er konstant for et antall forskjellige rekkeviddeinnstillinger, samt at de utleste digitale.-representasjoner omformes til et amplitudemodulert signal som fremvises på PPI-skjermen. The method according to the invention is distinguished by the fact that the digital representations are read into storage devices during a first time interval of each pulse repetition interval, where the first time interval is proportional to the relevant range setting and that the digital representations are read out from the storage device during another time interval with a lower reading speed than the reading speed over a number of range settings, so that the <5> second time interval is at least as long as the first time interval and where the second time interval is constant for a number of different range settings, and that the read out digital representations are transformed to an amplitude modulated signal displayed on the PPI screen.

Det som karakteriserer apparatet til utførelse av fremgangsmåten er en klokkesignalgenerator som er innrettet til å frembringe digitale klokkesignalpulser, en anordning for, som svar på klokkesignalpulsene, å frembringe en kontinuerlig syklisk binær telling, der den sykliske tellende anordning er forsynt med en utgang for hvert binære siffer i telleverdien, samt anordninger innrettet til å velge ut en av utgangene i den tellende anordning som kilde til tidsstyresignaler for innskrivning av de digitale representasjoner i en lageranordning,med en til den innstilte rekkevidde proporsjonal første deltidsperiode av hvert pulsgjentagelsesintervall, idet de utvelgende anordninger er innrettet til å fullføre utvalget i overensstemmelse med den rekkeviddeinnstilling det gjelder, What characterizes the apparatus for carrying out the method is a clock signal generator which is arranged to produce digital clock signal pulses, a device for, in response to the clock signal pulses, to produce a continuous cyclic binary count, the cyclic counting device being provided with an output for each binary digit in the count value, as well as devices designed to select one of the outputs of the counting device as a source of time control signals for writing the digital representations into a storage device, with a first partial time period of each pulse repetition interval proportional to the set range, the selecting devices being designed to complete the selection in accordance with the relevant range setting,

en anordning til frembringelse av tidsstyresignaler for utlesning av de digitale representasjoner fra lageranordningen under den annen deltidsperiode med en lavere takt enn innskrivnings-takten, samt organ for omformning av de utleste representasjoner til analoge signalamplituder som gjengis på radar-sk j ermen. a device for generating time control signals for reading out the digital representations from the storage device during the second sub-time period with a lower rate than the write-in rate, as well as means for transforming the read-out representations into analogue signal amplitudes which are reproduced on the radar screen.

Lysstyrken ved gjengivelsen blir sterkt forbedret ved anordningen i henhold til oppfinnelsen der digitale representasjoner av radarekkosignalene frembringes ved at man tar radarekkosignaler som er registrert i lageranordninger. Regi-streringen foregår i en takt som er avhengig av den innstilte rekkevidde. Etterat de digitale radarekkosignaler er blitt registrert i lageret, blir de, ved en foretrukken utførelses-form, før starten av neste radarsending utlest i et på forhånd bestemt konstant tidsrom som er uavhengig av den innstilte radarrekkevidde. Den forbedring av lysstyrken som oppnås på denne måte viser seg spesielt ved korte rekkeviddeinnstillinger, idet man derved øker tidsrommet for gjengivelsen av radarekkosignalene i forhold til det som gjelder ved tidligere kjente radaranlegg. Lageranordningen kan være ett eller flere skyveregistre eller et lager med vilkårlig adgang. Ved en foretrukken utførelsesform for oppfinnelsen anvendes en flerhet av skyveregistre der de digitale signaler fordeles i tur og orden mellom disse, idet man da kan la hvert skyveregister arbeide i en lavere takt enn det det er behov for om man an-vender bare ett skyveregister. Gjengivelsesanordningen er hen-siktsmessig en skjerm på et PPI-rør som arbeider etter PPI-prinsippet. Man kan anvende enten en enesteroterende avbøy-ningsspole eller to spoler med sveipedeler. Ved anordningen i henhold til oppfinnelsen kan også en indikator i form av et flatt panel anvendes, f.eks. et plastpanel eller et lysdiode-panel. Dessuten kan (det finnes anordninger for innstilling av indikatorens styrkenivå separat for hver særskilt digitalverdi som radarekkosignalene blir digitalisert til. The brightness of the reproduction is greatly improved by the device according to the invention where digital representations of the radar echo signals are produced by taking radar echo signals that are registered in storage devices. The registration takes place at a rate that depends on the set range. After the digital radar echo signals have been registered in the storage, in a preferred embodiment, before the start of the next radar transmission, they are read out in a predetermined constant time period which is independent of the set radar range. The improvement in brightness that is achieved in this way is particularly evident at short range settings, as the time period for the reproduction of the radar echo signals is thereby increased compared to what applies to previously known radar systems. The storage device can be one or more sliding registers or a storage with arbitrary access. In a preferred embodiment of the invention, a plurality of shift registers are used where the digital signals are distributed in turn and order between them, since each shift register can then be allowed to work at a lower rate than is needed if only one shift register is used. The rendering device is appropriately a screen on a PPI tube that works according to the PPI principle. One can use either a single-rotating deflection coil or two coils with sweeping parts. With the device according to the invention, an indicator in the form of a flat panel can also be used, e.g. a plastic panel or an LED panel. In addition, there are devices for setting the indicator's strength level separately for each distinct digital value to which the radar echo signals are digitized.

Et radaranlegg med kjennetegn i henhold til side-kravets karakteristikk skal i det følgende beskrives nærmere som et eksempel og under henvisning til tegningene der: Fig. 1 viser et blokkdiagram for et radarsystem ifølge oppfinnelsen, A radar system with characteristics according to the characteristics of the page requirement shall be described in more detail in the following as an example and with reference to the drawings there: Fig. 1 shows a block diagram for a radar system according to the invention,

fig. 2A viser delene av et slikt radarsystem i perspektiv, fig. 2A shows the parts of such a radar system in perspective,

fig. 2B viser anvendelse av oppfinnelsen, sett i perspektiv, til manøvrering i en havn, fig. 2B shows application of the invention, seen in perspective, for maneuvering in a port,

fig. 3A og 3B viser skjematisk et diagram av radarsystemets digitale signalbehandling, mens fig. 3A and 3B schematically show a diagram of the radar system's digital signal processing, while

fig. 4A-4G viser en rekke signalformer til behandling av radarsignalene i overensstemmelse med oppfinnelsen. fig. 4A-4G show a number of signal forms for processing the radar signals in accordance with the invention.

I fig. 2A og 2B er vist en antenneenhet 100 anbrakt på båt 120 slik at det kan sendes og mottas uten hindringer. Senderen 106 og mottakeren 102 samt antennen 104 er anbrakt på en mast 105 og roteres av en ikke vist motor. Under rotasjonen sender antennen 104 ut pulser som er frembrakt ved hjelp av In fig. 2A and 2B, an antenna unit 100 is shown placed on a boat 120 so that it can be transmitted and received without obstruction. The transmitter 106 and the receiver 102 as well as the antenna 104 are placed on a mast 105 and are rotated by a motor not shown. During the rotation, the antenna 104 emits pulses which are produced by means of

i in

senderen 106. Pulsene treffer gjenstander, såsom et skip 103 the transmitter 106. The pulses hit objects, such as a ship 103

og reflekteres derfra til antennen 104. Mottakeren 102 forsterker deretter det mottatte signal og omdanner signalet til f.eks. et videosignal som føres gjennom en overføringslinje 108 til indikatorenheten 109. Indikatorenheten 109 gjengir radarsignalet på en PPI-skjerm hvis katodestrålerør 112 avbøyes radielt med samme vinkel i forhold til et referansepunkt som den vinkel antennen 104 danner med skipets baug. Ved dette system and is reflected from there to the antenna 104. The receiver 102 then amplifies the received signal and converts the signal into e.g. a video signal which is passed through a transmission line 108 to the indicator unit 109. The indicator unit 109 reproduces the radar signal on a PPI screen whose cathode ray tube 112 is deflected radially at the same angle relative to a reference point as the angle the antenna 104 forms with the ship's bow. By this system

sender katodestrålerøret ut et sveip for hver puls som sendes ut fra antennen 104. Katodestrålens intensitet og dermed skjermens lysstyrke moduleres med videosignalet på overførings-linjen 108. the cathode ray tube sends out a sweep for each pulse sent out from the antenna 104. The intensity of the cathode ray and thus the brightness of the screen is modulated with the video signal on the transmission line 108.

Med et radarsystem av den beskrevne art har indikatorenheten 109 en rekkeviddevelger 111 ved hjelp av hvilken det kan velges hvor mange nautiske mil PPI-skjermens radius skal svare til. Rekkevidden kan være av en størrelsesorden 32 mil og ned til under 1 mil. Som tidligere forklart er katodestrålens sveipehastighet ved kjente radarsystemer omvendt proporsjonal med rekkevidden idet sveipehastigheten er bestemt av radarpulsenes refleksjonstid innenfor det område som er valgt ved hjelp av velgeren 111. På grunn av den store strålehastig-het ved korte rekkevidder vil lysstyrken for de kjente radarsystemer være liten ved slike rekkevidder. Det er imidlertid oftest bruk for stor nøyaktighet og lysstyrke ved de korte rekkevidder, f.eks. når fartøyet skal manøvrere i tåke gjennom en havn som vist på fig. 2B. Problemet er ennu større når indikatorenheten er anbrakt i et kraftig opplyst kontrollrom. I mot-setning til hva som tidligere er kjent oppnås ifølge oppfinnelsen en konstant lysstyrke for indikatorenheten 109 uavhengig av rekkevidden, slik at radaren kan anvendes i en situasjon som den som er vist på fig. 2B. With a radar system of the kind described, the indicator unit 109 has a range selector 111 by means of which it is possible to select how many nautical miles the PPI screen's radius should correspond to. The range can be of the order of 32 miles and down to less than 1 mile. As previously explained, the sweep speed of the cathode ray in known radar systems is inversely proportional to the range, since the sweep speed is determined by the reflection time of the radar pulses within the area selected with the help of the selector 111. Due to the high beam speed at short ranges, the brightness for the known radar systems will be small at such ranges. However, it is most often used for great accuracy and brightness at short ranges, e.g. when the vessel has to maneuver in fog through a harbor as shown in fig. 2B. The problem is even greater when the indicator unit is placed in a brightly lit control room. In contrast to what is previously known, according to the invention a constant brightness is achieved for the indicator unit 109 regardless of the range, so that the radar can be used in a situation such as that shown in fig. 2B.

PÅ fig. 1 er det vist et blokkdiagram for et radarsystem som oppfinnelsen med fordel kan anvendes sammen med. Pulsgeneratoren 216 sørger for radarutsendelsen ved å frembringe en radarutløserpuls som koples til modulatoren 215, der radar-pulsens bølgeform genereres. Bølgeformen overføres fra modulatoren 215 via en pulstransformator 214 til magnetronen 212, der radarsignalet forsterkes. Signalet føres deretter gjennom en duplekser 210 til antennen 208. Duplekseren 210 er innrettet slik at radarsignalene som skal sendes ut kan passere i én retning mens signaler som mottas fra entennen 208 tillates å passere gjennom i den annen retning til et blandetrinn 226. An-1 tennen 208 arbeider både som sender- og mottakerantenne. De mottatte radarsignaler blandes med et referansesignal fra klystronoscillatoren 222 i blandetrinnet 226. Utgangssignalet ON fig. 1 shows a block diagram for a radar system with which the invention can advantageously be used together. The pulse generator 216 ensures the radar transmission by producing a radar trigger pulse which is connected to the modulator 215, where the radar pulse's waveform is generated. The waveform is transferred from the modulator 215 via a pulse transformer 214 to the magnetron 212, where the radar signal is amplified. The signal is then passed through a duplexer 210 to the antenna 208. The duplexer 210 is arranged so that the radar signals to be sent out can pass in one direction while signals received from the antenna 208 are allowed to pass through in the other direction to a mixing stage 226. An-1 antenna 208 works both as transmitter and receiver antenna. The received radar signals are mixed with a reference signal from the klystron oscillator 222 in the mixing stage 226. The output signal

fra blandetrinnet 226 er et uforsterket mellomfrekvens- from the mixing stage 226 is an unamplified intermediate frequency

eller videosignal som forsterkes i mellomfrekvensforsterkeren 224 til en slik verdi at det kan foregå en analog til digital omsetning i radarens digitale sentralenhet 230. Pulsgiveren 216 frembringer også en med den første puls sammenfallende annen puls som overføres til sentralenheten 230 for å angi at radarutsendelsen er begynt. or video signal which is amplified in the intermediate frequency amplifier 224 to such a value that an analogue to digital conversion can take place in the radar's digital central unit 230. The pulse generator 216 also produces a second pulse coinciding with the first pulse which is transmitted to the central unit 230 to indicate that the radar transmission has begun .

Filteret 218 jevner ut likespenningen til hver av enhetene innenfor den stiplede linje 204. Tett ved sende/ mottakerenheten 100 finnes en kursretningskontakt 206. Kon-takten 206 frembringer en utgangspuls hver gang antennens ut-strålingsretning er parallell med skipets lengderetning. Pulsen frembringer et merke slik at det indikeres for operatøren hvor-ledes radarskjermen er orientert i forhold til skipets kurs. The filter 218 equalizes the DC voltage to each of the units within the dashed line 204. Close to the transmitter/receiver unit 100 is a heading contact 206. The contact 206 produces an output pulse every time the antenna's radiation direction is parallel to the longitudinal direction of the ship. The pulse produces a mark so that it is indicated to the operator which way the radar screen is oriented in relation to the ship's course.

Fra mellomfrekvensforsterkeren 224 føres de mottatte radarsignaler som hver omfatter ekko fra utsendelse av en enkel radarpuls via overføringslinjen 223 til radarens digitale sentralenhet 230, som er anbrakt i indikatorenheten 109. Sentralenheten 230 omdanner de innkommende signaler til digital form, lagrer den i den rekkefølge de mottas fra mellomfrekvensforsterkeren 224 og leser dem ut på en CRT-skjerm 233, etterat mottagningen av en radarpuls er avsluttet. Den hastighet hvormed de mottatte radarsignaler innleses til sentralenheten 230 er bestemt av den stilling rekkeviddevelgeren 232 har. Utles-ningstiden er i det minste for noen rekkevidder uavhengig av den hastighet hvormed de mottatte radarsignaler innleses til sentralenheten 230 og kan gjøres større enn innlesningstiden, hvorved man oppnår at skjermen får større lysstyrke. Ved hjelp av taktpulsgeneratoren 228 frembringes de nødvendige tids- og taktpulser til behandling av signalene i sentralenheten 230. From the intermediate frequency amplifier 224, the received radar signals, each of which includes echoes from the transmission of a single radar pulse, are fed via the transmission line 223 to the radar's digital central unit 230, which is housed in the indicator unit 109. The central unit 230 converts the incoming signals into digital form, stores them in the order in which they are received from the intermediate frequency amplifier 224 and reads them out on a CRT screen 233, after the reception of a radar pulse has ended. The speed at which the received radar signals are read into the central unit 230 is determined by the position of the range selector 232. The read-out time is, at least for some ranges, independent of the speed at which the received radar signals are read to the central unit 230 and can be made longer than the read-in time, thereby achieving a greater brightness of the screen. With the help of the clock pulse generator 228, the necessary time and clock pulses are produced for processing the signals in the central unit 230.

Etter utlesning fra lagerorganene i sentralenheten After reading from the storage units in the central unit

230 omsettes de digitale signaler til analog form og forsterkes i videoforsterkeren 236. Katodestrålerørets 246 elektronstråle avbøyes ved hjelp av avbøyningsspoler 248 som drives av avbøy-ningsforsterkeren 234. Avbøyningsspolene 248 bringes til å 230, the digital signals are converted to analog form and amplified in the video amplifier 236. The electron beam of the cathode ray tube 246 is deflected by means of deflection coils 248 which are driven by the deflection amplifier 234. The deflection coils 248 are brought to

rotere om halsen på katodestrålerøret 246 ved hjelp av en motor 242 via en mekanisk koplings- og sperreanordning 244. Det for- rotate around the neck of the cathode ray tube 246 by means of a motor 242 via a mechanical coupling and locking device 244. It

sterkede avbøyningssignal overføres fra avbøyningsforsterkeren 234 via sleperingen 250 til avbøyningsspolene 248. Dette system benevnes PPI med roterende spole, men det kan også anvendes et PPI-system av typen med oppløst avbøyning. Pulsene fra bryteren 20 6 i antenneenheten 100 anvendes til synkroni-sering av motoren 242 med antennens 208 retning. strengthened deflection signal is transmitted from the deflection amplifier 234 via the slip ring 250 to the deflection coils 248. This system is called PPI with a rotating coil, but a PPI system of the type with resolved deflection can also be used. The pulses from the switch 206 in the antenna unit 100 are used to synchronize the motor 242 with the direction of the antenna 208.

Ifølge oppfinnelsen kan man oppnå en vesentlig enk-lere utforming for avbøyningsforsterkeren 234 idet det ikke skal kunne frembringes de meget hurtige avbøyningssignaler som er nødvendige i de tidligere kjente systemer når rekkevidden er liten. Avbøyningsforsterkeren 234 behøver kun å være innrettet til de langsommere avbøyningssignaler som anvendes når et radarsignal utleses og fremvises med mindre hastighet. Da en vesentlig del av utgiftene til fremstilling av avbøyningsfor-sterkere skyldes slike foranstaltninger som tillater forsterkeren å arbeide med hurtige signaler, vil den til oppfinnelsen nødvendige avbøyningsforsterker være vesentlig billigere å fremstille enn de hittil anvendte avbøyningsforsterkere. According to the invention, a significantly simpler design can be achieved for the deflection amplifier 234, as it should not be possible to produce the very fast deflection signals that are necessary in the previously known systems when the range is small. The deflection amplifier 234 only needs to be tuned to the slower deflection signals used when a radar signal is read out and displayed at a lower speed. Since a significant part of the expenses for the production of deflection amplifiers is due to such measures which allow the amplifier to work with fast signals, the deflection amplifier necessary for the invention will be significantly cheaper to manufacture than the deflection amplifiers used up to now.

Høyspenningsforsyningen 240 forsynes katodestråle-rørets 24 6 anode mens avbøyningsforsterkeren 234 mates fra strømforsyningen 238. Strømforsyningens 238 utformning vil også være enklere,idet strømforsyningen kan overføre effekt til avbøyningsforsterkeren 234 under stråleavbøyningen ved en mindre hastighet enn det tidligere har vært krevet i de kjente systemer med et hurtig avbøyningsforløp. The high voltage supply 240 is supplied to the anode of the cathode ray tube 24 6 while the deflection amplifier 234 is fed from the power supply 238. The design of the power supply 238 will also be simpler, as the power supply can transfer power to the deflection amplifier 234 during the beam deflection at a lower speed than has previously been required in the known systems with a rapid course of deflection.

På fig. 3A og 3B er radarsystemets digitale sentralenhet vist. De mottatte radarsignaler overføres via en ledning 223 til den digitale sentralenhet og overføres til den ene inngangsklemme på hver av spenningskomparatorene 304a-c. Komparatorene er innrettet til å frembringe en første utgangsspenning som representerer et logisk null når signalet på den første inngangsklemme er mindre enn et spenningsnivå på den annen inngangsklemme og til å frembringe et annet utgangsnivå, som representerer logisk 1, når spenningen på den første inngangsklemme er større enn spenningen på den annen inngangsklemme. Hver av komparatorenes 30 4a-c andre inngangsklemme er forbundet med uttak på en regulerbar motstand 30 6a-c. Hver motstands ene ytre klemme er forbundet med en spenningskilde +V som alltid er større enn en mulig spissverdi av signalene på ledningene 223, mens motstandenes andre ytre klemmer er forbundet med jord. På denne måte er inngangsspenningen til hver av spen-ningskomparatorenes andre inngangsklemmer regulert mellom 0 og +V volt, slik at hver komparator skifter logisk utgangsverdi for forskjellige nivåer på ledningen 223. Når signalet på ledningen 223 er mindre enn en på forhånd bestemt minimumsverdi, vil utgangsspenningen fra hver spenningskomparator ved en foretrukken utførelsesform være i tilstanden null, representert ved lite spenningsnivå. Når signalet på ledningen 223 overskrider dette minimumsnivå som er innstilt ved hjelp av motstanden 306a, men er mindre enn et første mellomnivå som er bestemt ved motstanden 306b, vil komparatorens 304a utgangssignal være i tilstand 1,' mens utgangssignalene fra de andre komparatorer vil være i tilstand 0. Når inngangssignalet på ledningen 223 overskrider det første mellomnivå, men er mindre enn et annet mellomnivå som velges ved hjelp av motstanden 306c, vil utgangssignalene fra komparatorene 304a og 304b være i tilstand 1, mens utgangssignalet fra komparatoren 304c vil være i tilstand 0. Når spenningen på ledningen 223 overskrider det annet mellomnivå, vil utgangssignalene fra alle tre komparatorer 304a-c være i tilstand 1. In fig. 3A and 3B, the radar system's digital central unit is shown. The received radar signals are transmitted via a line 223 to the digital central unit and are transmitted to one input terminal on each of the voltage comparators 304a-c. The comparators are arranged to produce a first output voltage representing a logic zero when the signal on the first input terminal is less than a voltage level on the second input terminal and to produce a second output level representing a logic 1 when the voltage on the first input terminal is greater than the voltage on the other input terminal. Each of the comparators 30 4a-c's second input terminal is connected to the output of an adjustable resistor 30 6a-c. Each resistor's one outer terminal is connected to a voltage source +V which is always greater than a possible peak value of the signals on the wires 223, while the resistors' other outer terminals are connected to ground. In this way, the input voltage to each of the voltage comparators' other input terminals is regulated between 0 and +V volts, so that each comparator changes its logical output value for different levels on line 223. When the signal on line 223 is less than a predetermined minimum value, the output voltage from each voltage comparator in a preferred embodiment be in the zero state, represented by a low voltage level. When the signal on line 223 exceeds this minimum level set by resistor 306a, but is less than a first intermediate level determined by resistor 306b, the output signal of comparator 304a will be in state 1, while the output signals from the other comparators will be in state 0. When the input signal on line 223 exceeds the first intermediate level, but is less than another intermediate level selected by resistor 306c, the output signals from comparators 304a and 304b will be in state 1, while the output signal from comparator 304c will be in state 0 When the voltage on line 223 exceeds the second intermediate level, the output signals from all three comparators 304a-c will be in state 1.

Utgangssignalene fra spenningskomparatorene 304a-c overføres fra analog til digitalomsetteren 302 til en kodeom-setter 310. Komparatorenes 304a-c utgangssignaler overføres som inngangssignaler til to sett registre 312a og b, tilføres en taktpuls på 40 MHz, slik at pulsene til det ene sett av registre er faseforskjøvet 180° i forhold til pulsene til det annet sett registre. På denne måte innleses eksempleringen av det mottatte radarsignal i først det ene og deretter det annet av registrene 312a og b med en effektiv hastighet som er dobbelt så stor som taktpulshastigheten, det vil si 80 MHz. Det registrerte signal overføres deretter til dekodere 314a og b som omdanner signalet til en binær kode med to biter. Hvis alle tre innkommende signaler er i tilstand 0, vil signalet på både ledningen 315a og b eller for dekoderens 314 vedkommende signalene på ledningene 317a og b være i tilstand 0. Hvis det første av de tre signaler er i tilstand 1 mens de andre signaler er i tilstand 0 vil signalet på ledningene 315a eller 317a være i tilstand 0, mens signalene på ledningene 315b eller 317b vil være i tilstand 1. Hvis to av de innkommende signaler er i tilstand 1 mens det ene er i tilstand 0 vil signalene på ledningen 315a eller 317a være i tilstand 1 mens signalene på ledningene 315b eller 317b vil være i tilstand 0. Endelig vil signalene på ledningene 315a og 315b eller 317a og 317b være i tilstand 1 når alle tre innkommende signaler er i tilstand 1. De på denne måte kodede mottatte radarsignaler lagres i utgangsregistret 316a og b som også tilføres taktpulser med 40 MHz slik at utgangssignalene fra registrene 316 a og b forekommer en taktpulsperiode senere enn det tidspunkt til hvilket inngangssignalene ble innført i inngangsregistret 312a og b. The output signals from the voltage comparators 304a-c are transferred from analog to digital converter 302 to a code converter 310. The output signals of the comparators 304a-c are transferred as input signals to two sets of registers 312a and b, a clock pulse of 40 MHz is supplied, so that the pulses of one set of registers are phase-shifted by 180° in relation to the pulses of the other set of registers. In this way, the sampling of the received radar signal is read into first one and then the other of the registers 312a and b with an effective speed that is twice as great as the clock pulse speed, that is 80 MHz. The recorded signal is then transmitted to decoders 314a and b which convert the signal into a two-bit binary code. If all three incoming signals are in state 0, the signal on both lines 315a and b or, in the case of decoder 314, the signals on lines 317a and b will be in state 0. If the first of the three signals is in state 1 while the other signals are in state 0, the signal on wires 315a or 317a will be in state 0, while the signals on wires 315b or 317b will be in state 1. If two of the incoming signals are in state 1 while one is in state 0, the signals on wire 315a or 317a will be in state 1 while the signals on lines 315b or 317b will be in state 0. Finally, the signals on lines 315a and 315b or 317a and 317b will be in state 1 when all three incoming signals are in state 1. The thus coded received radar signals are stored in the output registers 316a and b which are also supplied with clock pulses of 40 MHz so that the output signals from the registers 316 a and b occur one clock pulse period later than the time at which the input si the signals were entered into the input registers 312a and b.

Taktpulsene for alle kretser i sentralenheten frembringes ved hjelp av pulsgeneratoren 228. Det frembringes et 40 MHz firkantsignal ved hjelp av en oscillator som omfatter en forsinkelseslinje 356 og en omvendende forsterker 357. Firkant-signalet lagres og forsterkes igjen ved hjelp av omvendere og forsterkere 358 og 359 til frembringelse av taktpulser til andre deler i sentralenheten. Ved hjelp av monostabile multivibratorer 360, 362a og b og omvendere 363a-d frembringes fir-kanttaktsignaler $-j_-$4- Multivibratorene 360 skiftes ved hjelp av 40 MHz-signalet til frembringelse av 180° faseforskjøvede firkantsignaler ved 20 MHz (Q og Q). Hvert av 20 MHz-signalene skifter monostabile multivibratorer 362a og b til frembringelse av et 10 MHz slik at det ved utgangen Q og Q frembringes fire utgangssignaler $1~<I>4/ som er f asef orsk jøvet 90° i forhold til hverandre. The clock pulses for all circuits in the central unit are produced by means of the pulse generator 228. A 40 MHz square signal is produced by means of an oscillator comprising a delay line 356 and an inverting amplifier 357. The square signal is stored and amplified again by means of inverters and amplifiers 358 and 359 for generating clock pulses to other parts of the central unit. By means of monostable multivibrators 360, 362a and b and inverters 363a-d, square clock signals $-j_-$4 are generated. The multivibrators 360 are shifted by means of the 40 MHz signal to generate 180° phase-shifted square signals at 20 MHz (Q and Q) . Each of the 20 MHz signals shifts monostable multivibrators 362a and b to produce a 10 MHz so that at the output Q and Q four output signals $1~<I>4/ are produced which are phase shifted by 90° with respect to each other.

Fra registrene 316a og b overføres det samplede radarekkosignal til holderegistret 320a-d i lagerseksjonen 318. De fire 4-bits registre 320a-d tilføres taktpulsene henholdsvis From the registers 316a and b, the sampled radar echo signal is transferred to the holding register 320a-d in the storage section 318. The four 4-bit registers 320a-d are supplied with the clock pulses respectively

<*1>' <*>3' ^2 °^ <*>4' ^vorvec^ ^et overføres et tobits signal fra hvert av registrene 316a og b i registrene 320a-d i løpet av hver taktpulsperiode. I registrene 320a-d vil det derfor bli lagret åtte på hverandre følgende tobits signaler som er klar <*1>' <*>3' ^2 °^ <*>4' ^vorvec^ ^et a two-bit signal is transmitted from each of registers 316a and b in registers 320a-d during each clock pulse period. In the registers 320a-d, eight successive two-bit signals that are ready will therefore be stored

til innlesning i skifteregistrene 322a-d. for entry into the probate registers 322a-d.

Deretter overføres tallene fra registrene 320a-d til skifteregistrene 322a-d. Den hastighet hvormed tallene overføres til skifteregistrene 322a-d er avhengig av den på velgeren 232 innstilte rekkevidde og er styrt av taktpulshastigheten for skifteregistrene via en skrivekontroll 364, les/ skrivekontroll 370 og skifteregistrenes taktpulsgenerator 398. For rekkevidder mellom 3 og 32 mil varieres den hastighet hvormed tallene innleses eller skrives i skiftergistrene 322a-d i overensstemmelse med rekkevidden, mens hastigheten er konstant for rekkevidder mellom 0,25 og 1,5 mil. Innlesningshastighetene er angitt i den nedenstående tabell 1. The numbers are then transferred from the registers 320a-d to the shift registers 322a-d. The speed at which the numbers are transferred to the shift registers 322a-d depends on the range set on the selector 232 and is controlled by the clock pulse speed for the shift registers via a write control 364, read/write control 370 and the shift registers clock pulse generator 398. For ranges between 3 and 32 miles, the speed is varied whereby the numbers are read or written into the shift registers 322a-d in accordance with the range, while the speed is constant for ranges between 0.25 and 1.5 miles. The loading speeds are indicated in the table 1 below.

Skifteregistrene 322a-d er med fordel hver et fire-trinns 256-bit MOS skifteregister med en tofaset taktstyring forskjøvet 180°. Det er imidlertid også mulig å anvende TTL-skifteregistre eller et direktelager med en adresseteller. The shift registers 322a-d are advantageously each a four-stage 256-bit MOS shift register with a two-phase clock control shifted by 180°. However, it is also possible to use TTL shift registers or a direct storage with an address counter.

Når de digitale representasjoner for radarsignalet er innført i skifteregistrene 322a-d,utleses de via utgangs-holderegistre 324a-d. Utlesningshastigheten og dermed utles-ningstiden er konstant for de seks største rekkevidder og variable for de to minste rekkevidder. Utlesningstidene er også gjengitt i tabell 1. Taktpulsene for utlesningsperioder frembringes ved hjelp av lese/skrivekontrollen 370, lesekon-trollen og taktgeneratoren 398. Utgangsholderegistrene 324a-d tilføres taktpulser som genereres ut fra de taktpulser--som tilføres til det tilhørende skifteregister 322a-d. Taktsig-naiet til skifteregistret 324b er faseforskjøvet 180° i forhold til taktsignalet til registret 324a, og taktpulsene til registret 324d er faseforskjøvet 180° i forhold til taktpulsene til registret 324c. When the digital representations for the radar signal have been entered into the shift registers 322a-d, they are read out via output holding registers 324a-d. The reading speed and thus the reading time is constant for the six largest ranges and variable for the two smallest ranges. The readout times are also given in table 1. The clock pulses for readout periods are generated using the read/write control 370, the read control and the clock generator 398. The output hold registers 324a-d are supplied with clock pulses generated from the clock pulses - which are supplied to the associated shift register 322a-d . The clock signal to the shift register 324b is phase-shifted by 180° relative to the clock signal to the register 324a, and the clock pulses to the register 324d are phase-shifted by 180° relative to the clock pulses to the register 324c.

Når de i skifteregistrene 322a-d inneholdte digitale samplinger utleses via holderegistrene 324a-d, er det nødvendig å blande de 16 utgangsledninger som fører åtte samplinger fra holderegistrene 324a-d til et par ledninger som bærer de tobits samplinger i korrekt rekkefølge. Dette utføres ved hjelp av en multiplekskrets 326 som inneholder tre sær-skilte multipleksere 328a, 328b og 330. Multiplekserne 328a og b utvelger signaler fra de fire utgangsledninger fra holderegistrene 324a-d. Styreledninger 352a og b til multiplekserne 328a og b bærer det samme styresignal som til styreregistrene 324a og c, men forsinket og lagret ved hjelp av to inversjoner. Når signalet på ledningen 352a er i tilstand 0, er registrets 324a fire utgangsledninger forbundet til multiplekserens 328a fire utgangsledninger 329a-d, og når signalet på ledningen 352b er i tilstand 0, er registrets 324c utgangsledninger forbundet med multiplekserens 328b utgangsledninger 329e-h. Når signalet på ledningene 352a og b er i tilstand 1, vil registrenes 324b og d utgangsledninger være forbundet med multipleksernes henholdsvis 328a og 328b utgangsledninger, henholdsvis 328a-d og 329e-h. På et hvilket som helst tidspunkt vil det til multiplekseren 330 være forbundet fire par ledninger som skal av-tastes sekvensielt, hvilket par er 329a og b, 329c og d, 329e og f og 329g og h. Multiplekseren 330 som styres via ledningene 331a og b utvelger sekvensielt hvilket av disse par som skal koples til utgangsledningene 341a og b. Når signalet på ledningene 331a og b begge er i tilstand 0, vil ledningene 329a og b være forbundet til ledningene 341a og b. When the digital samples contained in the shift registers 322a-d are read out via the hold registers 324a-d, it is necessary to mix the 16 output lines carrying eight samples from the hold registers 324a-d to a pair of lines carrying the two-bit samples in the correct order. This is performed by means of a multiplex circuit 326 which contains three separate multiplexers 328a, 328b and 330. The multiplexers 328a and b select signals from the four output lines from the holding registers 324a-d. Control lines 352a and b to the multiplexers 328a and b carry the same control signal as to the control registers 324a and c, but delayed and stored by means of two inversions. When the signal on line 352a is in state 0, the four output lines of register 324a are connected to the four output lines 329a-d of multiplexer 328a, and when the signal on line 352b is in state 0, the output lines of register 324c are connected to output lines 329e-h of multiplexer 328b. When the signal on the lines 352a and b is in state 1, the output lines of the registers 324b and d will be connected to the output lines of the multiplexers 328a and 328b, respectively, 328a-d and 329e-h. At any given time, there will be connected to the multiplexer 330 four pairs of wires to be sampled sequentially, which pair are 329a and b, 329c and d, 329e and f and 329g and h. The multiplexer 330 which is controlled via the wires 331a and b sequentially selects which of these pairs is to be connected to output lines 341a and b. When the signal on lines 331a and b are both in state 0, lines 329a and b will be connected to lines 341a and b.

Når signalet på ledningen 331a er i tilstand 0 og signalet på ledningen 331b er i tilstand 1, vil ledningene 329c og d være forbundet med ledningene 341a og b. Når signalet på ' ledningen 331a er i tilstand 1 og signalet på ledningen 331b er i tilstand 0, vil ledningene 329e og f være forbundet med ledningene 341a og b. Endelig vil ledningene 329g og h være forbundet til ledningene 341a og b, når signalet på ledningen 331a og b begge er i tilstand 1. Resultatet er at ledningene 341a og b følger en datastrøm av digitale samplinger av de mottatte radarsignaler, hvilken datastrøm har en hastighet som er forskjellig fra den hastighet hvormed radarsignalet opprinnelig ble innlevert. When the signal on wire 331a is in state 0 and the signal on wire 331b is in state 1, wires 329c and d will be connected to wires 341a and b. When the signal on ' wire 331a is in state 1 and the signal on wire 331b is in state 0, wires 329e and f will be connected to wires 341a and b. Finally, wires 329g and h will be connected to wires 341a and b, when the signal on wires 331a and b are both in state 1. The result is that wires 341a and b follow a data stream of digital samples of the received radar signals, which data stream has a speed that is different from the speed at which the radar signal was originally submitted.

Signalene på ledningene 341a og b omdannes deretter til analog form som representerer inngangssignalet. For i det minste noen rekkevidder er det omdannede signal en kopi av det opprinnelig mottatte signal bortsett fra at det er utstrakt over en lengre tid svarende til at katodestrålerørets sveipehastighet er mindre, hvilket medfører en større lysintensitet for bildet på radarskjermen. Signalene på ledningene 341a og b overføres til dekoderen 342 hvis utgangssignal er forbundet med tre regulerbare motstander 344a, b, c. Hvis signalene på både ledningen 341a og b er i tilstand 0, vil ingen av dekoderens 34 2 utgangsledninger ha spenning og det løper ikke noen strøm gjennom de regulerbare motstander 344a, b og c. Når signalet på ledningen 341 er i tilstand 0 og signalet på ledningen 341b er i tilstand 1, vil det flyte en strøm gjennom den regulerbare motstand 344a der strømmens størrelse er avhengig av mot-standens 344a innstilling. Når signalet på ledningen 341a er i tilstand 0 og signalet på ledningen 341b er i tilstand 1, The signals on lines 341a and b are then converted to analog form representing the input signal. For at least some ranges, the converted signal is a copy of the original received signal except that it is stretched over a longer time corresponding to the cathode ray tube's sweep speed being less, resulting in a greater light intensity for the image on the radar screen. The signals on the wires 341a and b are transmitted to the decoder 342 whose output signal is connected to three adjustable resistors 344a, b, c. If the signals on both the wires 341a and b are in state 0, none of the output wires of the decoder 342 will have voltage and it will not run some current through the adjustable resistors 344a, b and c. When the signal on the wire 341 is in state 0 and the signal on the wire 341b is in state 1, a current will flow through the adjustable resistor 344a where the magnitude of the current depends on the resistance 344a setting. When the signal on wire 341a is in state 0 and the signal on wire 341b is in state 1,

vil kun den midterste av dekoderens 342 utganger føre en strøm som flyter gjennom motstanden 344b. Hvis signalene på både ledningen 341a og 341b er i tilstand 1, vil det kun flyte en strøm gjennom motstanden 344c. Strømmen flyter fra disse motstander til inngangsklemmen på videforsterkeren 350 som er en drivforsterker med høy inngangsimpedans. Forsterkeren 350 mot-koples ved hjelp av den variable motstand 346 hvorved for-sterkerens forsterkning kan reguleres. Videoforsterkerens 350 utgangssignal overføres til katodestrålerørets 246 katode 352. Elektronstrålens intensitet vil være avhengig av den fra videoforsterkeren 350 avgitte strøm og spenning. only the middle of the decoder 342 outputs will carry a current that flows through the resistor 344b. If the signals on both wires 341a and 341b are in state 1, only one current will flow through resistor 344c. The current flows from these resistors to the input terminal of the Vide amplifier 350 which is a drive amplifier with a high input impedance. The amplifier 350 is counter-coupled by means of the variable resistor 346, whereby the amplifier's gain can be regulated. The output signal of the video amplifier 350 is transmitted to the cathode 352 of the cathode ray tube 246. The intensity of the electron beam will depend on the current and voltage emitted from the video amplifier 350.

Rekkeviddevelgeren 365 er delt opp i to seksjoner 365a og b. Seksjonene har innbyrdes mekanisk sammenkoplede vendere med ti stillinger, en for hvert område mellom en kvart mil og 32 mil. Velgerens 365 øverste seksjon 365a styrer inn-lesningen av de digitale radarsignaler til skifteregistrene 322a-d. Kontaktseksjonenes 365a, b skiftearm er forbundet med jord. Kontaktpunktene som svarer til en kvart, en halv og 1,5 milområdene er innbyrdes forbundet idet det for disse områder anvendes konstant taktpulsfrekvens til innlesning av radarsignalene. Disse tre kontakter og hver av de andre kontakter er forbundet med omformere og buffere 366a-f. Da jordpotensialet representerer den logiske tilstand 0, vil den omformer hvis inngangsklemme er jordet, ha et utgangssignal svarende til logisk 1, mens de andre omformere 36 6a-f vil ha et utgangssignal svarende til logisk 0. Hvis velgeren f.eks. er.innstilt på 1,5 milområdet som vist på fig. 3B, vil omformerens 366a utgangssignal være logisk 1, mens omformernes 366b-f utgangssignal er logisk 0. Ved hjelp av tellere 369a og b frembringes utgangssignaler som betegnes med 2 o til 2 4, hvilke signaler i sekvens sammenliknes med det fra en tilhørende omformer 366a-f avgitte signal ved hjelp av NAND-kretser 367a-f. Tellerens 369a 2° utgangssignal skiftes for hver annen gang <j)^ taktsignalet ved 10 MHz forekommer, mens tellerens andre utgangssignaler skifter for hver annen gang det foregående signal skifter. Den av omformerne 366a-f hvis utgangssignal er logisk 1 be-stemmer hvilken taktpulsfrekvens som kan føres videre. Alle NAND-kretsene 36 7a-f er av typen med åpen kollektor der alle utgangene har en felles belastningsmotstand 368, hvilket kop-lingsmøster vanligvis betegnes som en "ELLER"-kopling på tråd (wire "OR"). Frekvensen for taktsignalet på ledningen 364 er således avhengig av den valgte rekkevidde og er nærmere be-tegnet proporsjonal med rekkevidden når det gjelder de fem lengste rekkevidder. The range selector 365 is divided into two sections 365a and b. The sections have mechanically interconnected switches with ten positions, one for each range between a quarter of a mile and 32 miles. The top section 365a of the selector 365 controls the reading of the digital radar signals to the shift registers 322a-d. The switching arm of the contact sections 365a, b is connected to earth. The contact points that correspond to the quarter, half and 1.5 mile areas are interconnected, as for these areas a constant clock pulse frequency is used to read in the radar signals. These three contacts and each of the other contacts are connected to converters and buffers 366a-f. Since the ground potential represents the logical state 0, the converter whose input terminal is grounded will have an output signal corresponding to logical 1, while the other converters 36 6a-f will have an output signal corresponding to logical 0. If the selector e.g. is set to the 1.5 mile range as shown in fig. 3B, the output signal of converter 366a will be logical 1, while the output signal of converters 366b-f is logical 0. By means of counters 369a and b, output signals denoted by 2 o to 2 4 are produced, which signals are compared in sequence with that from an associated converter 366a -f emitted signal using NAND circuits 367a-f. The counter's 369a 2° output signal changes every other time <j)^ the clock signal at 10 MHz occurs, while the counter's other output signals change every other time the previous signal changes. The one of the converters 366a-f whose output signal is logic 1 determines which clock pulse frequency can be passed on. All NAND circuits 36 7a-f are of the open-collector type where all outputs have a common load resistor 368, which connection type is usually referred to as an "OR" connection on wire (wire "OR"). The frequency of the clock signal on line 364 is thus dependent on the selected range and is more specifically proportional to the range in the case of the five longest ranges.

Velgerens 365 nedre seksjon 365b styrer taktsignalene til utlesning av data fra lagerseksjonen 326. Da data for en kvart, en halv og 1,5 milsområdene innleses i skifteregistrene 322a-d med samme hastighet (svarende til 10 MHz), mens det til de andre rekkevidder svarer forskjellige takthas-tigheter, er det nødvendig at data utleses fra skifteregistret 322a-d med en taktpulshastighet som er forskjellig for de korte rekkevidder for å oppnå den samme utlesningstid for alle rekkeviddeområder. På ledningen 386 har man en "wire - OR"-forbindelse ved hjelp av NAND-porter 384 og 385 og ved hjelp av belastningsmotstanden 388 til frembringelse av korrekt taktpulshastigheter for utlesningen. Når rekkeviddevelgeren 365 står i en av stillingene mellom 1,5 og 32 mil, vil inngangssignalet til omformeren 382 være i tilstand 0 svarende til at utgangssignalet er i tilstand 1 til aktivering av NAND-portens 385 annen inngangsklemme, som bærer 2 2 utgangssignalet fra telleren 381 ført gjennom omformeren 387. Når velgerens 365 stilling svarer til rekkeviddene en kvart eller en halv mil, vil det ene av Inngangssignalene til NAND-porten 383 være i tilstand 0 svarende til at portens utgangssignal er i tilstand 1, til aktivering av NAND-portens 384 annen inngangsklemme som fører 2^" utgangssignalet fra telleren 381. The lower section 365b of the selector 365 controls the clock signals for reading data from the storage section 326. Then data for the quarter, half and 1.5 mile ranges are read into the shift registers 322a-d at the same speed (equivalent to 10 MHz), while for the other ranges corresponds to different clock speeds, it is necessary that data is read out from the shift register 322a-d with a clock pulse rate that is different for the short ranges in order to achieve the same readout time for all range areas. On line 386, there is a "wire - OR" connection using NAND gates 384 and 385 and using load resistor 388 to produce correct clock pulse rates for the readout. When the range selector 365 is in one of the positions between 1.5 and 32 mil, the input signal to the converter 382 will be in state 0 corresponding to the output signal being in state 1 to activate the NAND gate 385's second input terminal, which carries the 2 2 output signal from the counter 381 passed through the converter 387. When the position of the selector 365 corresponds to the ranges of a quarter or half a mile, one of the input signals to the NAND gate 383 will be in state 0 corresponding to the gate's output signal being in state 1, to activate the NAND gate's 384 other input terminal which carries the 2^" output signal from the counter 381.

Inngangspulsene til telleren 381 frembringes ved hjelp av monostabile multivibratorer 375 og 376 og overføres via porter 377 og 380 eller 378 og 380. Porten 377 aktiveres når velgeren 365 er i en kvart mils stilling, mens porten 378 aktiveres med omformeren 379. De monostabile multivibratorer 375 og 376 er etter tur styrt av den monostabile lese/skrive-multivibrator 372 og styrer multivibratoren 373. Et logisk 1 The input pulses to counter 381 are generated by means of monostable multivibrators 375 and 376 and transmitted via gates 377 and 380 or 378 and 380. Gate 377 is activated when selector 365 is in the quarter-mile position, while gate 378 is activated by converter 379. The monostable multivibrators 375 and 376 are in turn controlled by the monostable read/write multivibrator 372 and control the multivibrator 373. A logic 1

på Q utgangsklemmen på multivibratoren 372 indikerer at det skal utføres en leseoperasjon. Sålenge denne ledning bærer et logisk.0, fastholdes de monostabile multivibratorer 373, 375 on the Q output terminal of the multivibrator 372 indicates that a read operation is to be performed. As long as this line carries a logical 0, the monostable multivibrators 373, 375 are maintained

og 376 med et logisk 0 på deres utgangsklemmer og logisk 1 på deres Q utgangsklemmer og endrer ikke tilstand med taktpuls-signalet. Når signalet på utgangsklemmen Q på multivibratoren 372 skifter fra logisk 0 til 1, vil alle tre multistabile multivibratorer 373, 375 og 376 være aktivert. Da multivibratorens 375 Q utgangsklemme er forbundet med multivibratorens 373 J inngangsklemme, vil dette styre multivibratorens 373 skiftetilstand ved neste fase to taktpulser etterat den er aktivert. and 376 with a logic 0 on their output terminals and a logic 1 on their Q output terminals and do not change state with the clock pulse signal. When the signal at the output terminal Q of multivibrator 372 changes from logic 0 to 1, all three multistable multivibrators 373, 375 and 376 will be activated. As the multivibrator's 375 Q output terminal is connected to the multivibrator's 373 J input terminal, this will control the multivibrator's 373 shift state at the next phase two clock pulses after it is activated.

Når venderen 365 er i en stilling svarende til enten ' 1/4 eller. 1/2 mils rekkevidde, vil tilstanden på den nederste ledning til NAND-porten 374 være i logisk tilstand 1 og multivibratorens 373 Q utgangsklemme vil være i logisk tilstand 1 før den første $2 taktpulsskifting etterat signalet på multivibratorens 372 Q utgangsklemme skifter fra tilstanden 0 til 1. Med logisk 1 på begge NAND-portens 374 inngangsklemmer i en taktpulsperiode vil multivibratorens 375 J inngangsklemme være i tilstand 0 den første taktpulsperiode etterat multivibra-torere 372 Q utgangsklemme skifter fra tilstand 0 til 1. Deretter forblir multivibratorens 372 J inngangsklemme i tilstand 1 mens multivibratoren 375 vil skifte med taktpulsens halve frekvens, det vil si 5 MHz. På den annen side vil, når velgeren 365 er i en stilling svarende til 1,5 til 32 mil, NAND-portens 374 nederste inngangsklemme være i tilstand 0, og dens utgangssignal vil være fastholdt på logisk 1 slik at multivibratoren 375 begynner å skifte med taktpulsens 3>2 halve frekvens så snart multivibratorens 372 Q utgangsklemme skifter fra tilstand 0 til 1. Multivibratoren 376, hvis J- og K-inngangsklemmer fastholdes i logisk tilstand 1 og hvis taktpulsinngang er forbundet til multivibratorens 375 Q utgangsklemme, skifter med multivibratorens 375 halve frekvens eller 1/4 av 3>2 taktsignalets frekvens som er 10 MHz. Når velgeren 365 er i stilling for 1/4 mil, vil omformerens 379 utgangssignal svare til logisk 1 When the turner 365 is in a position corresponding to either ' 1/4 or. 1/2 mil range, the state of the bottom wire of the NAND gate 374 will be in the logic 1 state and the multivibrator 373 Q output terminal will be in the logic 1 state before the first $2 clock pulse transition after the signal on the multivibrator 372 Q output terminal changes from the state 0 to 1. With a logic 1 on both NAND gate 374 input terminals for one clock period, the multivibrator 375 J input terminal will be in state 0 for the first clock period after the multivibrator 372 Q output terminal changes from state 0 to 1. Thereafter, the multivibrator 372 J input terminal will remain in state 1 while the multivibrator 375 will shift at half the frequency of the clock pulse, i.e. 5 MHz. On the other hand, when the selector 365 is in a position corresponding to 1.5 to 32 mil, the lower input terminal of the NAND gate 374 will be in state 0 and its output signal will be held at logic 1 so that the multivibrator 375 begins to shift with half frequency of the clock pulse 3>2 as soon as the multivibrator 372 Q output terminal changes from state 0 to 1. The multivibrator 376, whose J and K input terminals are held in logic state 1 and whose clock pulse input is connected to the multivibrator 375 Q output terminal, changes with the multivibrator 375 half frequency or 1/4 of the 3>2 clock signal frequency which is 10 MHz. When the selector 365 is in the 1/4 mil position, the converter 379 output signal will correspond to logic 1

og multivibratorens 376 Q utgangsklemme vil føre tellerens 381 taktsignal. I alle andre områder blir multivibratorens 375 Q utgangsklemme bærende for taktpulsene til telleren 381. and the multivibrator's 376 Q output terminal will carry the counter's 381 clock signal. In all other areas, the multivibrator's 375 Q output terminal becomes the carrier for the clock pulses of the counter 381.

Taktpulsgeneratoren 398 forsyner skifteregistrene 322a-d med taktpulser både for lese- og skriveoperasjoner. Ved begynnelsen av en radarutsendelse settes multivibratoren 372 til logisk 1 på Q utgangsklemmen og logisk 0 på Q utgangsklemmen ved hjelp av en utløserpuls på ledningen 261. Denne ut-1 løserpuls klargjør også telleren 371 og multivibratorene 329a-d. Multivibratorens 372 Q utgangsklemmes logiske tilstand 1 akti-verer de andre inngangsklemmer på NAND-portene 390a og 391a, hvilke porter andre inngangsklemmer tilføres skrivetaktsig-nalet på ledningen 364. Dette signal overføres deretter, via 'NAND-portene 390c og 391c til skifting av multivibratorene 392a og c og via omformerne 390d og 391d til skifting av multivibratorene 39 2b og d. Multivibratorene 39 2a-d er innrettet til å frembringe de tofasede taktpulser til styring av skifteregistrene 322a-d, som i den foretrukne utførelsesform er MOS skifte-registrere som krever et tofaset taktsignal. Taktsignalene til multivibratorene 39 2a-d og multivibratorenes Q og Q utgangsklemmer fører til NAND-portene 39 4a-h. Hver av disse NAND-porters utgangssignaler omformes ved hjelp av omformere 39 5a-h og lagres ved hjelp av bufferforsterkere 396a-h. Deretter føres signalene gjennom motstander 397a-h til skifteregistrenes 322-d taktpulsinnganger som angitt med bokstavene A-D. Skifteregistrene 322a-d tilføres derfor i sekvens taktsignaler ved hjelp av de fra multivibratorene 392a-d frembrakte signaler. Først føres en taktpuls til skifteregistret 322a, deretter til 322b, 322c og endelig til skifteregistret 322d. Ved hjelp av OG-porter 393a og b adderer portene 394a og b henholdsvis 394e og f taktsignaler logisk til frembringelse av taktsignalene for holderegistrene 234a og d og styresignaler til multiplekserne 328a og b på ledningene E og F. The clock pulse generator 398 supplies the shift registers 322a-d with clock pulses for both read and write operations. At the start of a radar transmission, the multivibrator 372 is set to logic 1 on the Q output terminal and logic 0 on the Q output terminal by means of a trigger pulse on line 261. This trigger pulse also prepares the counter 371 and the multivibrators 329a-d. The logic 1 state of the multivibrator 372 Q output terminal activates the other input terminals of the NAND gates 390a and 391a, which gates other input terminals are supplied with the write clock signal on line 364. This signal is then transmitted, via the NAND gates 390c and 391c to the switching of the multivibrators 392a and c and via converters 390d and 391d for shifting the multivibrators 39 2b and d. The multivibrators 39 2a-d are arranged to generate the two-phase clock pulses for controlling the shift registers 322a-d, which in the preferred embodiment are MOS shift registers which requires a two-phase clock signal. The clock signals of the multivibrators 39 2a-d and the Q and Q output terminals of the multivibrators lead to the NAND gates 39 4a-h. Each of these NAND gates' output signals are converted by means of converters 39 5a-h and stored by means of buffer amplifiers 396a-h. The signals are then passed through resistors 397a-h to the shift registers 322-d clock pulse inputs as indicated by the letters A-D. The shift registers 322a-d are therefore supplied with clock signals in sequence by means of the signals generated from the multivibrators 392a-d. First, a clock pulse is fed to the shift register 322a, then to 322b, 322c and finally to the shift register 322d. Using AND gates 393a and b, gates 394a and b respectively 394e and f logically add clock signals to produce the clock signals for the holding registers 234a and d and control signals for the multiplexers 328a and b on lines E and F.

Videre anvendes NAND-portens 39 3a utgangssignal som taktsignal for telleren 371. Telleren 371 som er en 256-bit ' binær teller begynner å telle når den første digitale sampling innleses i skifteregistrene 322a-d og frembringer en logisk 1 på 2 g utgangsledningen når det er innlest 256 samplinger. Det logiske 1 omdannes til logisk 0 som anvendes til å tilbakeføre multivibratoren 372 til logisk 0 på Q utgangsklemmen og logisk '1 på Q utgangsklemmen, hvilken tilstand opprettholdes inntil det forekommer en puls på ledningen 261. Som tidligere nevnt angir en endring i multivibratorens 372 stilling begynnelsen av leseoperas jonen. Furthermore, the output signal of the NAND gate 39 3a is used as a clock signal for the counter 371. The counter 371 which is a 256-bit binary counter starts counting when the first digital sample is read into the shift registers 322a-d and produces a logic 1 on the 2g output line when 256 samples have been entered. The logic 1 is converted to a logic 0 which is used to return the multivibrator 372 to a logic 0 on the Q output terminal and a logic '1 on the Q output terminal, which state is maintained until a pulse occurs on line 261. As previously mentioned, a change in the position of the multivibrator 372 indicates the beginning of the reading opera ion.

På fig. 4A-E er det vist en rekke signalforløp for )tidsstyringen av lese- og skriveoperasjonen for områdene 6 og 12 mil. På fig. 4A er vist den puls som starter radarsendingen In fig. 4A-E, a number of signal sequences are shown for the )time control of the read and write operation for the areas 6 and 12 miles. In fig. 4A shows the pulse that starts the radar transmission

slik den ville forekomme på ledningen 261. Denne puls gjentas med en frekvens på ca. 1500 Hz, hvilket er den foretrukne ut-førelsesforms repetisjons frekvens. Fig. 4B viser det mottatte 3 videosignal slik det ville fremkomme på ledningen 233 . Toppene 410-418 representerer ekko fra forskjellige gjenstander innenfor det av antennen sveipede område. For 6 mils områdets ved- as it would occur on wire 261. This pulse is repeated with a frequency of approx. 1500 Hz, which is the preferred embodiment's repetition frequency. Fig. 4B shows the received 3 video signal as it would appear on line 233. Peaks 410-418 represent echoes from various objects within the area swept by the antenna. For 6 miles of the area's

kommende skrives 256 digitaliserte samplinger av det mottatte radarsignal i datalagerenheten 318 i løpet av en tid på 39,6 mikrosekunder. Deretter utleses samplingene fra datalagerenheten 318 i løpet av en fast tidsperiode på 215 mikrosekunder som vist på fig. 4C. Det på fig. 4C viste signal forekommer på videoforsterkerens 350 utgang, det vil si ledningen 351. Signalet 4C begynner 39,6 mikrosekunder etter signalet på fig. 4B og svarer til en tidsforlengelse av signalet på fig. 4B. På fig. 4C forekommer kun toppene 410 og 412 på fig. 4B ettersom disse ekko er frembrakt av gjenstander innenfor en avstand på 6 mil. På fig. 4D er rekkeviddevelgeren satt til 12 mil og de digitaliserte samplinger av det mottatte radarsignal skrives inn i datalagerenheten 318 i løpet av 73,8 mikrosekunder, det vil si dobbelt så hurtig som for 6 mils området. Når samplingene utleses fra datalageret 318 med samme utlesningstid på 205 mikrosekunder som angitt på fig. 4B, vil videosignalet forekomme med halvparten så stor oppløsning som videosignalet på fig. 4B og inneholde topper fra ekko innenfor 12 mils avstand. next, 256 digitized samples of the received radar signal are written in the data storage unit 318 during a time of 39.6 microseconds. The samples are then read out from the data storage unit 318 during a fixed time period of 215 microseconds as shown in fig. 4C. That in fig. 4C is present at the output of the video amplifier 350, that is, line 351. The signal 4C begins 39.6 microseconds after the signal of FIG. 4B and corresponds to a time extension of the signal in fig. 4B. In fig. 4C, only peaks 410 and 412 occur in FIG. 4B as these echoes are produced by objects within a distance of 6 miles. In fig. 4D, the range selector is set to 12 miles and the digitized samples of the received radar signal are written into the data storage unit 318 within 73.8 microseconds, that is, twice as fast as for the 6 mile range. When the samples are read out from the data store 318 with the same readout time of 205 microseconds as indicated in fig. 4B, the video signal will occur with half the resolution as the video signal in fig. 4B and contain peaks from echoes within 12 miles distance.

På fig. 4F og G er vist signalene til avbøynings-spolene 248 gjeldende for 6 og 12 mils området. In fig. 4F and G are shown the signals to the deflection coils 248 applicable to the 6 and 12 mil range.

Claims

1. Procedure for processing radar signals in a facility with a PPI-type radar screen, on which the signals are reproduced using brightness variations and where several ranges can be switched, so that the radius of the screen represents different distances depending on the range setting and where the radar facility's pulse repetition frequency is constant for at least some ranges, which method comprises producing a digital representation in real time of successive scans of the received radar signals, characterized in that the digital representations are read into storage means during a first time interval of each pulse repetition interval, where the first time interval is proportional to the relevant range setting and that the digital representations are output

the storage means during another time interval, with a lower reading speed than the reading speed over a number of range settings, so that the second time interval is at least as long as the first time interval and where the second time interval is constant for a number of different range settings, and that the read out digital representations are transformed into an amplitude-modulated signal that is displayed on the PPI screen.

2. Method as stated in claim 1, characterized in that the first time interval is brought to begin essentially simultaneously with the beginning of each pulse repetition interval, and that the second time interval is brought to begin after completion of reception of the radar signal for a certain range, but before the next radar pulse is sent out.

3. Method as stated in claim 1 or 2, characterized in that the second time interval is brought to correspond to the largest possible range with an unchanged pulse repetition interval.

4. Apparatus for carrying out the method specified in claim 1 for signal processing at a radar system with a radar screen of the PPI type, where the radar system's indicator part is arranged to be able to be switched for a number of different ranges, so that the screen's radius depending on the set range represents different distances, as the pulse repetition interval of the radar system is constant at at least some of the set ranges, and where digital representations of signal amplitudes within successive distance samples are produced from received radar echo signals in real time, characterized by a clock signal generator (228) which is arranged for generating digital clock signal pulses, a device (369a, 369b) for generating in response to the clock signal pulses a continuous cyclic binary count, the cyclic counting device being provided with an output for each binary digit in the count value, and devices (365a, 366a -f, 367a-f, 368) which is i adapted to select one of the outputs of the counting device as a source of time control signals for reading the digital representations into a storage device (318) during a to the set range proportion first time period of each pulse repetition interval, the selected devices being arranged to to complete the selection in accordance with the relevant range setting, a device for generating time control signals for reading out the digital representations from the storage device during another partial time period with a lower rate than the read-in rate, as well as means for transforming the read out representations into analog signal amplitudes that are displayed on the radar screen.

5. Apparatus as stated in claim 4, characterized in that the digital storage device comprises a number of input storage registers (320a-d) each of which is arranged to store only a single digital sampling of the received radar echo signal, each input storage register having a plurality of bit positions as well as a plurality of groups of shift registers (322a-d), where the groups of shift registers are connected to the output of the input storage registers so that the individual shift registers are connected to each bit position.

6. Apparatus as specified in claim 5, characterized in that the device for producing the digital representations of radar signals includes a device (302, 310) for sampling the received radar signals at a predetermined rate and for converting the samples into digital representations.

7. Apparatus as stated in any one of claims 4-6, characterized by a plurality of devices (340) for setting the brightness of the screen, and in that 1 a device for regulating the brightness is associated with each digital value in the digital representations .