NO140152B

NO140152B - PROCEDURES AND ACCESSORIES FOR ACOUSTIC BOREHOLE LOGGING

Info

Publication number: NO140152B
Application number: NO4734/72A
Authority: NO
Inventors: Bernard Vivet; Jean-Claude Trouiller; Henri Gruel; Guy Lafont
Original assignee: Schlumberger Inland Service
Priority date: 1972-01-19
Filing date: 1972-12-21
Publication date: 1979-04-02
Also published as: OA04321A; NO140152C; AR212069A1; IT973027B

Description

Oppfinnelsen vedrører generelt borehullslogging og mer spesielt en fremgangsmåte og et apparat for bruk ved akustisk borehullslogging, vanligvis konstruert for å måle løpetiden pr. lengdeenhet for akustiske trykkbølger i grunnformasjoner som gjen-nomløpes av borehull, ved hjelp av en akustisk målebølge som beveges mellom et utsendelsespunkt og et mottakerpunkt. The invention generally relates to borehole logging and more particularly to a method and an apparatus for use in acoustic borehole logging, usually designed to measure the duration per unit of length for acoustic pressure waves in basic formations that are traversed by boreholes, by means of an acoustic measurement wave that moves between a sending point and a receiving point.

I fransk patent 1 349 989 er det beskrevet en forbedret utførelse av en slik fremgangsmåte, omfattende to mottakere anordnet i en viss avstand fra hverandre mellom to sendere. Med en slik forbedret innretning måler man forskjellen i løpetid mellom de to mottakere for målebølger som utsendes fra henholdsvis den første og den andre sender. Det finnes forskjellige fremgangsmåter til måling av løpetiden til en akustisk målebølge mellom en sender og en mottaker. En av de mest vanlige og som dessuten er anvendt i det ovennevnte patent, består i å trigge en pulsteller i det øyeblikk en gitt halvbølge av en synkroniseringspuls som er representa-tiv for senderens arbeidspunkt, blir tilført tellerens startkrets, In French patent 1 349 989 an improved embodiment of such a method is described, comprising two receivers arranged at a certain distance from each other between two transmitters. With such an improved device, the difference in travel time between the two receivers is measured for measuring waves emitted from the first and the second transmitter respectively. There are different methods for measuring the travel time of an acoustic measuring wave between a transmitter and a receiver. One of the most common, and which is also used in the above-mentioned patent, consists in triggering a pulse counter at the moment a given half-wave of a synchronizing pulse, which is representative of the transmitter's working point, is supplied to the counter's starting circuit,

og ved å stoppe telleren når en halvbølge som tilsvarer den forangående i det signal som frembringes i mottakeren i det øyeblikk den akustiske målebølgen blir mottatt, blir tilført tellerens stoppekrets. Standarddannelsen av den synkroniserende sendepulsen er lett, og igangsettingen av telleren finner følgelig sted under gunstige forhold. Dette er ikke tilfelle for mottakersignalet. and by stopping the counter when a half-wave corresponding to the preceding one in the signal produced in the receiver at the moment the acoustic measurement wave is received is supplied to the counter's stop circuit. The standard formation of the synchronizing transmit pulse is easy, and the initiation of the counter consequently takes place under favorable conditions. This is not the case for the receiver signal.

På grunn av tilstedeværelsen av støy som er overlagret på målesignalene som frembringes i mottakeren, blir det satt en deteksjonsterskel for mottakersignalet slik at telleren ikke ved et uhell kan stoppes av støysignalene. Slike støysignaler er av to slag, de som tas opp av mottakeren, og de som tas opp i kabelen (krysstale). De støysignalene som frembringes av mottakeren, er periodiske og kan nå opp i meget høye amplituder. Dette er tilfelle når sonden slår mot veggen i borehullet og i mindre grad Due to the presence of noise superimposed on the measurement signals produced in the receiver, a detection threshold is set for the receiver signal so that the counter cannot be accidentally stopped by the noise signals. Such noise signals are of two types, those picked up by the receiver, and those picked up in the cable (cross talk). The noise signals produced by the receiver are periodic and can reach very high amplitudes. This is the case when the probe hits the wall of the borehole and to a lesser extent

(lengre varighet og mindre amplitude) når sonden skurer mot en borehullsvegg som har ujevn overflate eller hulrom. Med hensyn til krysstalestøyen som tas opp i kabelen, er den hele tiden til stede, og dens amplitude er forholdsvis lav sammenliknet med støy-amplitudene som frembringes ved sammenstøt mellom sonden og veggene i borehullet. (longer duration and smaller amplitude) when the probe brushes against a borehole wall that has an uneven surface or cavity. With regard to the crosstalk noise that is picked up in the cable, it is constantly present, and its amplitude is relatively low compared to the noise amplitudes produced by collisions between the probe and the walls of the borehole.

Når man i praksis bruker apparater for borehullslogging uten innretninger til støykompensasjon, verifiserer operatøren konstant på et oscilloskop kvaliteten av signalene som mottas på overflaten, og når han legger merke til, innenfor det område som under-søkes, at den gjennomsnittlige støy som er overlagret på målesignalene øker eller avtar betydelig, modifiserer han i samsvar med dette den terskel ved hvilken den brukte halvbølgen til mottakersignalet blir detektert. Under disse forhold blir et stoppsignal tilført telleren i det øyeblikk mottakersignalet passerer det således innstilte terskelnivået. Man vil følgelig forstå at det er essensielt for operatøren konstant å overvåke de forhold som målingen utføres under. Slik overvåking er trettende, og det hender ofte, til tross for operatøren, at det terskelnivå som er innstilt for deteksjon av målesignalene for sent tilsvarer de øyeblikkelige støyforholdene ved sondens nivå og derved gir rom for feil i målingene av løpetidene. In practice, when using borehole logging devices without noise compensation devices, the operator constantly verifies on an oscilloscope the quality of the signals received at the surface, and when he notices, within the area under investigation, that the average noise superimposed on the measurement signals increase or decrease significantly, he accordingly modifies the threshold at which the used half-wave of the receiver signal is detected. Under these conditions, a stop signal is supplied to the counter at the moment the receiver signal passes the thus set threshold level. It will therefore be understood that it is essential for the operator to constantly monitor the conditions under which the measurement is carried out. Such monitoring is thirteenth, and it often happens, in spite of the operator, that the threshold level set for detection of the measurement signals too late corresponds to the instantaneous noise conditions at the level of the probe and thereby leaves room for errors in the measurements of the running times.

For å rette på dette, er det i amerikansk patent To correct this, it is in US patent

2 857 Oll foreslått å måle amplituden til støyen mellom det øyeblikk målebølgen utsendes, og det øyeblikk den blir mottatt. Når den således målte støyamplituden overstiger en viss terskel som er innstilt erfaringsmessig en gang for alle i samsvar med visse kjen-netegn ved sonden og formasjonene, blir den utførte målingen antatt å være dårlig og blir ikke overført til de etterfølgende kretser. En slik innretning har mange ulemper. For det første, når det mottatte målesignalet varierer meget på grunn av beskaffenheten til de forskjellige grunnformasjoner som sonden beveges over, kan ikke innstillingen av en enkelt støyterskel som skal gjelde for alle måleforhold, optimaliseres. Hvis den målte støyen dessuten 2 857 Oll proposed to measure the amplitude of the noise between the moment the measuring wave is emitted and the moment it is received. When the thus measured noise amplitude exceeds a certain threshold which is set experientially once and for all in accordance with certain characteristics of the probe and the formations, the performed measurement is assumed to be bad and is not transferred to the subsequent circuits. Such a device has many disadvantages. Firstly, when the received measurement signal varies greatly due to the nature of the different bedrock formations over which the probe is moved, the setting of a single noise threshold that should apply to all measurement conditions cannot be optimized. If the measured noise moreover

overstiger den innstilte terskelen, blir målingen forkastet selv om den var god, noe som kan inntreffe, spesielt når amplituden til den brukte halvbølgen i målesignalet også er betydelig høyere enn støy-terskelen. Ytterligere undersøkelser viser klart at den teknikk som er beskrevet i det siterte patentet, i virkeligheten ikke pas-ser til de problemer som skal løses. Løpetiden til en akustisk bøl- exceeds the set threshold, the measurement is rejected even if it was good, which can happen, especially when the amplitude of the used half-wave in the measurement signal is also significantly higher than the noise threshold. Further investigations clearly show that the technique described in the cited patent does not in reality suit the problems to be solved. The duration of an acoustic wave

ge i det ofte forekommende tilfelle hvor senderen og mottakeren er omkring en meter fra hverandre, varierer fra omkring 12 5 til 500 mikrosekunder• Under disse forhold kan den støymåleporten som er anordnet ifølge det siterte patentet og som skal virke mellom utsendelses- og mottagelsesøyeblikkene, bare være åpen i et tids-rom som er meget kortere enn den minste verdien for løpetiden, dvs. ikke lenger enn 100 mikrosekunder. Da imidlertid den støyen som frembringes ved at sonden skurer mot veggene i borehullet, kan ha et relativt lavt frekvensspektrum (i størrelsesorden av et par kilo-hertz) , kan den måling av støyamplituden som følger av en enkelt sampling som er kortvarig i forhold til den midlere perioden til støyen, ikke frembringe pålitelige opplysninger. ge in the often occurring case where the transmitter and receiver are about a meter apart, varies from about 12 5 to 500 microseconds• Under these conditions, the noise measuring gate arranged according to the cited patent and which is to operate between the moments of transmission and reception, can only be open for a period of time that is much shorter than the smallest value for the duration, i.e. no longer than 100 microseconds. However, since the noise produced by the probe rubbing against the walls of the borehole can have a relatively low frequency spectrum (in the order of a few kilohertz), the measurement of the noise amplitude resulting from a single sampling which is short compared to the mean the period of the noise, do not produce reliable information.

Et vesentlig formål med den foreliggende oppfinnelse er An essential purpose of the present invention is

følgelig å frembringe en fremgangsmåte og et apparat for kontinuer-lig å justere deteksjonsterskelen for det mottatte signalet til den optimale verdi, som en funksjon av de øyeblikkelige støyforhold som mottakeren utsettes for. consequently to provide a method and apparatus for continuously adjusting the detection threshold for the received signal to the optimum value, as a function of the instantaneous noise conditions to which the receiver is exposed.

Nærmere bestemt tar således denne oppfinnelse utgangs-punkt i en fremgangsmåte ved akustisk borehullslogging for under-søkelse av grunnformasjoner som gjennomløpes av et borehull, omfattende følgende trinn: sekvensmessig utsendelse av akustiske målebølger i grunnformas jonene, More specifically, this invention thus takes as its starting point a method of acoustic borehole logging for the investigation of bedrock formations that are traversed by a borehole, comprising the following steps: sequential sending of acoustic measuring waves in the bedrock formations,

mottagning av de akustiske målebølger efter deres forplantning i grunnformasjonene, og frembringelse av mottakersignaler som representerer alle de akustiske bølger som blir mottatt, reception of the acoustic measurement waves after their propagation in the basic formations, and generation of receiver signals that represent all the acoustic waves that are received,

måling av løpetiden for målebølgene mellom to punkter i grunnformasjonene, measurement of the duration of the measuring waves between two points in the basic formations,

måling og lagring av amplituden av støysignaler inkludert i mottakersignalene, measuring and storing the amplitude of noise signals included in the receiver signals,

modifisering i henhold til den lagrede støyamplitude, av de relative amplituder av mottakersignalene og av et referansesignal som brukes som deteksjonsterskel for mottakersignalene når løpetiden måles. modification according to the stored noise amplitude, of the relative amplitudes of the receiver signals and of a reference signal which is used as a detection threshold for the receiver signals when the duration is measured.

Det nye og særegne ved fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen består i første rekke i at den sekvensmessige utsendelse av akustiske målebølger styres av en sendestyrepuls som genereres sekvensmessig, at målingen av støyamplituden omfatter sekvensmessig generering av en støy-lyttestyrepuls noe forut for hver sendestyrepuls, og at varigheten av støy-lyttestyrepulsen er flere ganger The new and distinctive feature of the method according to the invention is primarily that the sequential transmission of acoustic measurement waves is controlled by a transmission control pulse which is generated sequentially, that the measurement of the noise amplitude includes the sequential generation of a noise-listening control pulse somewhat before each transmission control pulse, and that the duration of the noise listening control pulse is several times

lengre enn den minste verdi av den nevnte løpetid. longer than the smallest value of the mentioned term.

På grunn av denne fremgangsmåten blir deteksjonsterskelen til det brukte signalet stadig modifisert i samsvar med de øyeblikkelige støyforhold i borehullet. Disse forhold avhenger av ruheten i borehullveggen eller av kornstrukturen til de forskjellige forma-sjonstyper, som vanligvis har betydelig tykkelse og som for et gitt støyforhold tatt i betraktning den vanlige løftehastigheten til borehullsonder (50 cm/sek.), vanligvis varer minst et tiendels sekund, dvs. en tid som er meget lenger enn tiden mellom en sampling av støyen og deteksjon av et mottakersignal. Når man under disse forhold plasserer deteksjonsterskelen litt over den maksimale amplituden til den støy som blir detektert før utsendelsen, er sann-synligheten meget liten for at støyamplituden i løpet av det relativt korte tidsrommet mellom utsendelsen og mottakelsen av de akustiske målebølgene vil være høyere enn den amplituden som tidligere er målt i løpet av det forholdsvis lange lytteintervallet som går forut for utsendelsen. Resultatet er at en minste deteksjonsterskel alltid blir brukt, noe som tillater den mest nøyaktige måling av løpetiden. Due to this method, the detection threshold of the used signal is constantly modified in accordance with the instantaneous noise conditions in the borehole. These conditions depend on the roughness of the borehole wall or on the grain structure of the different formation types, which usually have considerable thickness and which, for a given noise ratio, taking into account the usual lifting speed of borehole probes (50 cm/sec.), usually lasts at least a tenth of a second , i.e. a time that is much longer than the time between a sampling of the noise and detection of a receiver signal. When, under these conditions, the detection threshold is placed slightly above the maximum amplitude of the noise that is detected before the transmission, the probability is very small that the noise amplitude during the relatively short period of time between the transmission and reception of the acoustic measurement waves will be higher than the the amplitude previously measured during the relatively long listening interval that precedes the broadcast. The result is that a minimum detection threshold is always used, allowing the most accurate measurement of run time.

Denne oppfinnelse omfatter også et apparat for utførelse av den angitte fremgangsmåte. Nærmere angivelser av apparatet ifølge oppfinnelsen er å finne i patentkravene. This invention also includes an apparatus for carrying out the specified method. Further details of the device according to the invention can be found in the patent claims.

Uansett hvilke midler som anvendes til å tilpasse deteksjonsterskelen til den støyamplituden som hersker i samme øyeblikk, er det imidlertid klart at disse midlene fra tid til annen vil være inadekvate. Dette er tilfelle når en deteksjonsterskel er for lav og fører til at løpetidstelleren stoppes av et støysignal som opptrer i sende-mottakertidsrommet. Dette kan f.eks. inntreffe i en gitt sekvens når støyen er forholdsvis lav og sonden slår mot bore-hullets vegg mellom det øyeblikk da målebølgen utsendes, og det øyeblikk da den mottas. Disse tilfeller vil være sjeldne rent statistisk. På den annen side er det relativt ofte at signal/støyforholdet på mottakerens nivå blir mindre enn én. Dette kan være tilfelle når den formasjon som borehullet trenger gjennom, har høy dempning for akustiske signaler og veggen i tillegg er ru eller har større eller mindre hulrom. I dette tilfelle genererer faktisk den direkte eller indirekte (holdearmene) skuringen av sonden mot borehullveggen for flere etterfølgende målesignaler, støy med amplituder som er betydelig større enn amplituden til den spesielle halv-bølgen i mottakersignalet som brukes til å måle løpetiden. Da de-teks jonsterskelen er innstilt som en funksjon av den støy som eksis-terer i samme øyeblikk, er det lett å forstå at deteksjonen av mottakersignalet da vil finne sted på den halvbølge av samme polaritet som følger - og som har en amplitude to eller tre ganger større - slik at den målte løpetiden blir øket med varigheten av den midlere perioden til de utsendte akustiske bølgene. Dette velkjente fenomenet kalles periodesprang (cycle skipping) og opptrer fra tid til annen uavhengig av hastigheten og nøyaktigheten som deteksjonsterskelen justeres med. Denne periodesprangfeilen påvirker kvaliteten til den måling som utføres. Det er selvsagt mulig for en dyktig analytiker å merke en slik feil ved å stu- However, whatever means are used to adapt the detection threshold to the noise amplitude prevailing at the same moment, it is clear that these means will from time to time be inadequate. This is the case when a detection threshold is too low and causes the running time counter to be stopped by a noise signal that occurs in the transmit-receive time slot. This can e.g. occur in a given sequence when the noise is relatively low and the probe hits the wall of the borehole between the moment when the measuring wave is sent out and the moment when it is received. These cases will be statistically rare. On the other hand, it is relatively common for the signal/noise ratio at the receiver's level to be less than one. This can be the case when the formation through which the borehole penetrates has high attenuation for acoustic signals and the wall is also rough or has larger or smaller cavities. In this case, the direct or indirect (holding arms) scrubbing of the probe against the borehole wall for several successive measurement signals actually generates noise with amplitudes significantly greater than the amplitude of the particular half-wave in the receiver signal used to measure the travel time. Since the detection threshold is set as a function of the noise that exists at the same moment, it is easy to understand that the detection of the receiver signal will then take place on the half-wave of the same polarity that follows - and which has an amplitude two or three times greater - so that the measured duration is increased by the duration of the average period of the emitted acoustic waves. This well-known phenomenon is called cycle skipping and occurs from time to time regardless of the speed and accuracy with which the detection threshold is adjusted. This period leap error affects the quality of the measurement performed. It is of course possible for a skilled analyst to notice such an error by studying

dere registreringene, siden disse da vil oppvise plutselige varia-sjoner i løpetiden med kort varighet. I det tilfelle at det foretas en differensialmåling av løpetiden, vil man forstå at denne periodesprangfeilen vil kunne lede til enten en økning eller en minsking i den målte løpetiden, avhengig av om feilen påvirker den fjerntliggende mottakeren eller den nærmeste senderen. you the registrations, since these will then show sudden variations in the duration of a short duration. In the event that a differential measurement of the duration is made, it will be understood that this period jump error will lead to either an increase or a decrease in the measured duration, depending on whether the error affects the remote receiver or the nearest transmitter.

I det tilfelle hvor det brukes automatisk regulering av den midlere amplituden til den brukte halvbølgen, ved påvirkning av forsterkningen til forsterkeren nede i hullet, kan dette periode-sprangf enomenet lede til at hele målesystemet låses på en uriktig halvbølge i mottakersignalet. I dette tilfelle blir forsterkningen til forsterkeren nede i hullet minsket i samsvar med for-holdet mellom amplituden til den andre og den første halvbølgen av den valgte polaritet (vanligvis negativ) i mottakersignalet. Resultatet er da en rekke feilaktige målinger som det er praktisk talt umulig å oppdage. In the case where automatic regulation of the mean amplitude of the used half-wave is used, by influencing the gain of the amplifier down the hole, this period-jump phenomenon can lead to the entire measurement system locking onto an incorrect half-wave in the receiver signal. In this case, the gain of the down-hole amplifier is reduced in accordance with the ratio between the amplitude of the second and the first half-wave of the chosen polarity (usually negative) in the receiver signal. The result is a series of erroneous measurements that are practically impossible to detect.

På denne bakgrunn er det også i den følgende beskrivelse omtalt en metode som tillater automatisk korreksjon av tilfeldige feil i målingen av løpetidene til akustiske bølger i jordformasjoner som gjennomløpes av et borehull, hvilke feil skyldes tilstedeværelsen av periodisk støy som er overlagret på mottakersignalet. Against this background, the following description also discusses a method that allows automatic correction of random errors in the measurement of the travel times of acoustic waves in soil formations traversed by a borehole, which errors are due to the presence of periodic noise superimposed on the receiver signal.

Den følgende beskrivelse av en utførelse av oppfinnelsen er for enkelhets skyld begrenset til sonder som omfatter enten The following description of an embodiment of the invention is, for the sake of simplicity, limited to probes comprising either

en enkelt sender og to mottakere, eller en enkelt sender og en enkelt mottaker, men selvsagt kan, som det fremgår nedenfor, de forskjellige sider ved oppfinnelsen uten vanskelighet tilpasses apparater for akustisk borehullslogging som omfatter en målesonde utstyrt med enten en enkelt sender og en enkel mottaker eller med flere sendere og mottakere. a single transmitter and two receivers, or a single transmitter and a single receiver, but of course, as will be seen below, the various aspects of the invention can without difficulty be adapted to apparatus for acoustic borehole logging comprising a measuring probe equipped with either a single transmitter and a single receiver or with several transmitters and receivers.

For å få en bedre forståelse av oppfinnelsen og ytterligere formål og fordeler ved denne, vises det til den etterfølgende be- In order to gain a better understanding of the invention and further purposes and advantages thereof, reference is made to the following

skrivelse og de vedføyde tegninger, der: letter and the attached drawings, where:

Fig. 1 viser en sonde for borehullslogging med en sender og Fig. 1 shows a probe for borehole logging with a transmitter and

to mottakere nedsenket i et borehull, two receivers submerged in a borehole,

Fig. 2 viser de elektroniske overflatekretser for optimal deteksjon av mottakersignalene, Fig. 2 shows the electronic surface circuits for optimal detection of the receiver signals,

Fig. Z> viser skjemaet for de elektroniske kretser nede i Fig. Z> shows the diagram for the electronic circuits below i

hullet i tilknytning til de på fig. 2, the hole in connection with those in fig. 2,

Fig. 4 viser i diagramform de signaler som tilføres av programmeringskretsen på fig. 2, Fig. 5 representerer de forskjellige signaler som opptrer i løpet av en arbeidssyklus i apparatet i henhold til fig. 2 og J, Fig. 4 shows in diagram form the signals supplied by the programming circuit in fig. 2, Fig. 5 represent the various signals that occur during a work cycle in the apparatus according to fig. 2 and J,

Fig. 6 viser en sonde med en sender og en mottaker nedsenket Fig. 6 shows a probe with a transmitter and a receiver submerged

i et borehull, in a borehole,

Fig. 7 viser korreksjonskretser for periodesprangfeil som opptrer etter behandling av signalene i sonden på fig. 6, Fig. 7 shows correction circuits for period jump errors that occur after processing the signals in the probe in fig. 6,

Fig. 8 vi3er forskjellige signaler fra kretsen på fig. 7, Fig. 8 shows different signals from the circuit in fig. 7,

og Fig. 9 viser et målesignal levert til overflaten og tilført kretsene på fig. 7. and Fig. 9 shows a measurement signal delivered to the surface and supplied to the circuits in Fig. 7.

Det vises nå til fig. 1 hvor en akustisk sonde 10 er senket Reference is now made to fig. 1 where an acoustic probe 10 is lowered

ned i et borehull 12 ved hjelp av en kabel 14 som løper over en måleskive 16 og er forbundet med et overflateapparat 18, som er konstruert for å forsyne sonden med nødvendig elektrisk drivstrøm og også for å behandle de signalene som overføres tilbake til over- down into a borehole 12 by means of a cable 14 which runs over a measuring disc 16 and is connected to a surface device 18, which is designed to supply the probe with the necessary electrical drive current and also to process the signals which are transmitted back to the

flaten. Et mekanisk ledd 20 forbinder akselen til skiven 16 med overflateapparatet 18, slik at det kan foretas målinger med hensyn til sondens dybde D. Sonden 10 omfatter en akustisk bølgesender (T) og to mottakere anbrakt henholdsvis i lang og kort avstand (R2) og (R ) the surface. A mechanical link 20 connects the shaft of the disk 16 with the surface apparatus 18, so that measurements can be made with regard to the probe's depth D. The probe 10 comprises an acoustic wave transmitter (T) and two receivers placed respectively at long and short distances (R2) and ( R )

fra senderen. En elektronisk "pakke" 28 sikrer den interne drift av sonden 10. from the transmitter. An electronic "package" 28 ensures the internal operation of the probe 10.

I henhold til fig. 2 omfatter det elektroniske overflateapparatet en programmeririgskrets 30 konstruert til å levere fem synkroniseringssignaler betegnet henholdsvis A, B, B, C og D, som er vist på fig. 4. Signalet A er det generelle tidsinnstillingssignal. Det er sammensatt av forholdsvis korte pulser med samme frekvens According to fig. 2, the electronic surface apparatus comprises a programming circuit 30 designed to provide five synchronization signals designated A, B, B, C and D, respectively, which are shown in fig. 4. The signal A is the general timing signal. It is composed of relatively short pulses with the same frequency

som det elektriske nettet (50 eller 60 Hz). Signalene B og B er raottakerstyresignalene. De er komplementære firkantbølgesignaler med en frekvens som er halvparten av frekvensen til pulsene A, med kan- like the electrical grid (50 or 60 Hz). The signals B and B are the radio receiver control signals. They are complementary square wave signals with a frequency that is half the frequency of the pulses A, with can-

tene en halvperiode ute av fase med hensyn til pulsene A. be half a period out of phase with respect to the pulses A.

Signalene C er styresignaler for støylytting. Deres varig- The signals C are control signals for noise listening. Their permanent

het er 5 millisekunder,og deres forkanter ligger om lag 1 milli- is 5 milliseconds, and their leading edges are about 1 millisecond

sekund foran forkantene til pulsene A. second before the leading edges of the pulses A.

Signalene D er slettestyrepulser for støyen som er lagret i lageret. Deres forkanter er synkronisert med kantene til B og B. De har en varighet på fra 1 til 2 millisekunder. The signals D are erasing control pulses for the noise stored in the storage. Their leading edges are synchronized with the edges of B and B. They have a duration of from 1 to 2 milliseconds.

Det sammensatte signalet S^ (støy, overføring, mottagelse) The composite signal S^ (noise, transmission, reception)

som sendes til overflaten av pakken 28 i sonden 10, blir tilført en forsterker 32 hvis forsterkning kan justeres manuelt av en operatør som en funksjon av dempningen i den spesielle kabelen som brukes, which is sent to the surface of the packet 28 in the probe 10 is fed to an amplifier 32 whose gain can be manually adjusted by an operator as a function of the attenuation of the particular cable being used,

ved hjelp av en innretning 34. Ved utgangen fra forsterkeren 32 by means of a device 34. At the output of the amplifier 32

blir det forsterkede sammensatte signalet Sg (se fig. 5) ført til en støyport 36 omfattende en styreinngang 37 til hvilken støylytte-signalet C er tilkoblet. Støyporten 36 etterfølges av en toppverdi-detektor og lagerkrets 38 omfattende en tilbakestillingsinngang 39 the amplified composite signal Sg (see Fig. 5) is fed to a noise gate 36 comprising a control input 37 to which the noise listening signal C is connected. The noise gate 36 is followed by a peak value detector and storage circuit 38 comprising a reset input 39

til hvilken slettestyresignalet D føres. Det sammensatte signalet Sg føres også til en port 40 konstruert for å slippe gjennom en stan-dard synkroniserende overføringspuls TQ. For dette formål omfat- to which the delete control signal D is fed. The composite signal Sg is also fed to a gate 40 designed to pass through a standard synchronizing transmission pulse TQ. For this purpose, the

ter porten 40 en åpningsstyreinngang 42 til hvilken det generelle tidsinnstillingssignalet 42 fra programmeringskretsen 30 tilføres etter en forsinkelse £^ på omkring 10 mikrosekunder frembrakt av en krets 44. Utgangen på porten 40 er forbundet til en terskeldetektor 46 konstruert for å frembringe en utgangspuls når den negative halv-bølgen til standardpulsen TQ passerer en innstilt terskelverdi SDF. Denne utgangspulsen tilføres sette- (aktiv tilstand)-inngangen 47 gate 40 has an opening control input 42 to which the general timing signal 42 from the programming circuit 30 is applied after a delay £^ of about 10 microseconds provided by a circuit 44. The output of the gate 40 is connected to a threshold detector 46 designed to produce an output pulse when the negative the half-wave of the standard pulse TQ passes a set threshold value SDF. This output pulse is applied to the set (active state) input 47

i en flip-flop 48, til tilbakestillings-(passiv tilstand)-inngangen 50 på porten 40, og gjennom en forsinkelseskrets 52 som frembringer en forsinkelse <-2med en verdi på omkring ett hundre mikrosekunder (fig. 5) til åpningsstyreinngangen 53 på mottakerporten 54. Så in a flip-flop 48, to the reset (passive state) input 50 of the gate 40, and through a delay circuit 52 which produces a delay <-2 with a value of about one hundred microseconds (Fig. 5) to the opening control input 53 of the receiver gate 54. So

snart den mottar et slikt styresignal, er mottakerporten konstruert for å være åpen' i en periode på omkring 1 millisekund. Utgangssignalet som tilveiebringes av mottakerporten 54, blir tilført en mottakerdetektor 56. Denne mottakerdetektoren omfatter en terskel-fastsettelsesterminal 58 som tilføres det støysignalet som er målt av toppverdidetektoren og lagerkretsen 38. Utgangssignalet fra mottakerdetektoren 56 blir tilført tilbakestillingsinngangen 49 as soon as it receives such a control signal, the receiver gate is designed to be open' for a period of about 1 millisecond. The output signal provided by the receiver port 54 is applied to a receiver detector 56. This receiver detector comprises a threshold determination terminal 58 which is applied to the noise signal measured by the peak value detector and the storage circuit 38. The output signal from the receiver detector 56 is applied to the reset input 49

(passiv tilstand) på flip-flopen 48. Utgangssignalet fra flip-flopen 48 føres til en port 60 anbrakt mellom en klokke 62 og en pulsteller (passive state) on the flip-flop 48. The output signal from the flip-flop 48 is fed to a gate 60 placed between a clock 62 and a pulse counter

64 omfattende en adderingsstyreinngang 66 og en subtraksjonsstyre-inngang 68. Til adderingsstyreinngangen 66 tilføres signalet B 64 comprising an addition control input 66 and a subtraction control input 68. The signal B is supplied to the addition control input 66

fra programmeringskretsen,og til inngangen 68 føres signalet B. from the programming circuit, and to the input 68, the signal B is fed.

Dessuten blir det samme signalet B tilført en monostabil krets 70 Also, the same signal B is applied to a monostable circuit 70

som er konstruert for å bli trigget av en fallende flanke. Utgangspulsen fra den monostabile kretsen 70 føres til en overføringskrets 72 som er innskutt mellom telleren 64 og et målelager 73. Informasjonen i lageret 73 blir tilført et digital registreringsapparat 74 som dessuten ved 76 mottar et dybdestyresignal P fra måleskiven 16. Informasjonen i lageret 73 blir videre tilført en digital/analogom-former 78 fulgt av et galvanometer 80 omfattende en mekanisk inngang 82 som tilføres dybdestyresignalet P. which is designed to be triggered by a falling edge. The output pulse from the monostable circuit 70 is fed to a transmission circuit 72 which is inserted between the counter 64 and a measuring storage 73. The information in the storage 73 is supplied to a digital recording device 74 which also at 76 receives a depth control signal P from the measuring disc 16. The information in the storage 73 is further fed to a digital/analogue former 78 followed by a galvanometer 80 comprising a mechanical input 82 which is fed to the depth control signal P.

Utgangssignalet fra mottakerdetektoren 56 blir også tilført en monostabil krets 84 hvis utgangssignal L (se fig. 5, siste linje) blir tilført styreinngangene på to leseporter 86 og 87 som mottar signaler fra henholdsvis mottakerporten 54 og et referansesignal VR. Leseporten 86, som er styrt av den monostabile kretsen 84, er konstruert for å slippe gjennom den andre halvbølgen Eg til det brukte mottakersignalet (signal Sg på fig. 5). Signalene fra portene 86 og 87 blir ført til en differensialforsterker 88 belastet av en kondensator 89a ved hvis terminaler er anbrakt en utladningsbryter 89b som ope-reres et kort øyeblikk under virkningen av en slettepuls D (fig. 4). Signalene ved kondensatorens terminaler blir dirigert, via to porter 90 og 92 styrt av henholdsvis mottakerstyresignalene B og B, til to lagerkretser 91 og 93- To andre porter 94 og 95 henholdsvis styrt av B og B, tilfører alternativt forsterkningsstyresignaler, svarende The output signal from the receiver detector 56 is also supplied to a monostable circuit 84 whose output signal L (see fig. 5, last line) is supplied to the control inputs of two read ports 86 and 87 which receive signals from the receiver port 54 and a reference signal VR respectively. The read gate 86, which is controlled by the monostable circuit 84, is designed to pass through the second half-wave Eg of the used receiver signal (signal Sg in Fig. 5). The signals from ports 86 and 87 are fed to a differential amplifier 88 charged by a capacitor 89a at the terminals of which is placed a discharge switch 89b which is operated for a short moment under the action of a deletion pulse D (fig. 4). The signals at the capacitor's terminals are routed, via two ports 90 and 92 controlled by the receiver control signals B and B respectively, to two storage circuits 91 and 93 - Two other ports 94 and 95 respectively controlled by B and B, alternatively supply gain control signals, corresponding

til den ene eller den andre mottakeren, tfl. en endeterminal 96. to one or the other recipient, tfl. an end terminal 96.

Det vises nå til fig. 3, hvor de generelle tidsinnstillings-pulsene A, 3om leveres av programmeringskretsen 30 og er adressert til den elektroniske pakken 28 over kabelen 14, underkastes først en sikkerhetsforsinkelse i en krets 97 før de tilføres en pulsgene-rator 98 for elektrisk kraftforsyning hvis utgang er forbundet til den akustiske pulssenderen T. Synkroniseringssignalet B frembrakt av programmeringskretsen 30, blir først invertert i en inverterlngs-krets 99, og de således tilgjengelige signalene B og B blir tilført henholdsvis to kobleporter 104 og 105. Disse to portene er henholdsvis plassert etter to forsterkere 102 og 103 forbundet til utgangen av mottakerne og Rg. Utgangene fra portene 104 og 105 blir ført til inngangen i den samme forsterker 106 med variabel forsterkning som har en forsterkningsstyreinngang 107 som tilføres forsterkningsstyresignalet AGC ved to alternative nivåer som opptrer på utgangen 96 på fig. 2. Utgangssignalet fra forsterkeren 106 blir tilført effekt-forsterkeren 108 som over en passende kondensator 109 er forbundet med passende tråder i forbindelseskabelen 14. Kraftforsyningspuls-generatoren 92 er også forbundet til en formingskrets 112 hvis utgang tilkobles inngangen på forsterkeren 108 som, under disse forhold, leverer det sammensatte signalet S^ ved sin utgang. Reference is now made to fig. 3, where the general timing pulses A, 3om are provided by the programming circuit 30 and are addressed to the electronic package 28 over the cable 14, are first subjected to a safety delay in a circuit 97 before being applied to a pulse generator 98 for electrical power supply whose output is connected to the acoustic pulse transmitter T. The synchronization signal B produced by the programming circuit 30 is first inverted in an inverter circuit 99, and the thus available signals B and B are respectively supplied to two coupling ports 104 and 105. These two ports are respectively placed after two amplifiers 102 and 103 connected to the output of the receivers and Rg. The outputs from gates 104 and 105 are fed to the input of the same variable gain amplifier 106 which has a gain control input 107 which is applied to the gain control signal AGC at two alternative levels appearing at output 96 in fig. 2. The output signal from the amplifier 106 is supplied to the power amplifier 108 which is connected via a suitable capacitor 109 with suitable wires in the connecting cable 14. The power supply pulse generator 92 is also connected to a shaping circuit 112 whose output is connected to the input of the amplifier 108 which, under these conditions , delivers the composite signal S^ at its output.

Ifølge fig. 5 (der tidsskalaen er svært tilnærmet) ser vi According to fig. 5 (where the time scale is very approximate) we see

i første linje en generell tidspuls A som leveres i løpet av en måleperiode, og på den andre linjen det forsterkede,sammensatte signalet Sg levert fra forsterkeren 32 fra det sammensatte signalet S1 soma/ forsterkeren 108 er overført til overflaten. Fra venstre til høyre omfatter det sammensatte signalet Sg (hvis tidsskala i den venstre delen er avbrutt) først et 3tøysignal SN og så en standardpuls TQ (med to symmetriske halvbølger), synkronisert med utsendelsen og generert i den elektroniske pakken 28 av formingskretsen 112 (legg merke til forsinkelsen som opptrer mellom A og T på grunn av kabelen - senking av puls A og hevning av puls Tq - og kretsen 97)• Mellom sendepulsen TQ og den riktige målepulsen SM opptrer igjen et støysignal S^. På den tredje linjen er vist den forsinkede styrepulsen AD til leseporten 40 for sendepulsen T . Denne pulsen AD in the first line a general time pulse A which is delivered during a measurement period, and in the second line the amplified, composite signal Sg delivered from the amplifier 32 from the composite signal S1 soma/amplifier 108 is transmitted to the surface. From left to right, the composite signal Sg (whose time scale in the left part is interrupted) comprises first a three-way signal SN and then a standard pulse TQ (with two symmetrical half-waves), synchronized with the broadcast and generated in the electronic package 28 by the shaping circuit 112 (lay notice the delay that occurs between A and T due to the cable - lowering of pulse A and raising of pulse Tq - and the circuit 97)• Between the transmitting pulse TQ and the correct measuring pulse SM again appears a noise signal S^. The third line shows the delayed control pulse AD to the read port 40 for the transmit pulse T. This pulse AD

rt o a blir frembrakt av pulsen A etter at en forsinkelsestid på omkring ^=100 mikrosekunder er gått (krets 44). På den fjerde linjen på fig. 5 ser man støylyttestyresignalet C hvis varighet er omkring 5 millisekunder (tidsskalaen som denne pulsen er angitt på, har en avbrytelse). Som man ser, stopper styrepulsen C til støyporten 36 omkring ett millisekund før pulsen A kommer til syne. På den femte linjen i fig. 5 er vist styresignalet R for mottakerporten 54. Varigheten av dette signalet R er omkring ett millisekund. På den siste linjen i fig. 5 opptrer styresignalet L for leseportene 86 og 87 levert av den monostabile kretsen 84. Dets varighet er omkring 20 mikrosekunder. rt o a is produced by the pulse A after a delay time of about ^=100 microseconds has elapsed (circuit 44). On the fourth line in fig. 5 the noise listening control signal C whose duration is around 5 milliseconds is seen (the time scale on which this pulse is indicated has an interruption). As can be seen, the control pulse C to the noise gate 36 stops about one millisecond before the pulse A appears. On the fifth line in fig. 5 shows the control signal R for the receiver port 54. The duration of this signal R is about one millisecond. On the last line in fig. 5, the control signal L appears for the read gates 86 and 87 provided by the monostable circuit 84. Its duration is about 20 microseconds.

Vi skal nå beskrive den nøyaktige virkningen til hele apparatet. Når programmeringskretsen 30 leverer en generell tidspuls A, overføres denne pulsen gjennom kabelen 14, og etter en første tids-forsinkelse frembrakt av kabelen selv og en andre sikkerhetsforsinkelse innført av kretsen 97, blir en puls frembrakt av pulsgeneratoren 98 og ført til sendetransduseren T. Denne samme pulsen som leveres av pulsgeneratoren 98, blir formet ved 112, og etter å ha blitt til-ført kabelen 14 av kraftforsterkeren 108, opptrer den ved overflaten i form av en puls TQ sammensatt av to halvbølger med en standard-amplitude (annen linje, fig. 5)» En raålesekvens omfatter to perioder og følgelig to pulser TQ. We shall now describe the exact action of the whole apparatus. When the programming circuit 30 supplies a general time pulse A, this pulse is transmitted through the cable 14, and after a first time delay produced by the cable itself and a second safety delay introduced by the circuit 97, a pulse is produced by the pulse generator 98 and taken to the transmitting transducer T. This the same pulse supplied by the pulse generator 98 is shaped at 112, and after being supplied to the cable 14 by the power amplifier 108, appears at the surface in the form of a pulse TQ composed of two half-waves of a standard amplitude (second line, fig. 5)» A raw sequence comprises two periods and consequently two pulses TQ.

Synkroniseringssignalene B og B, som suksessivt er frembrakt The synchronization signals B and B, which are successively generated

av programmeringskretsen 30 i løpet av de to periodene i en sekvens, blir tilført henholdsvis kobleportene 104 og 105 (fig. 3) og tilla- of the programming circuit 30 during the two periods in a sequence, are supplied respectively to the coupling ports 104 and 105 (Fig. 3) and allow

ter følgelig etter tur de signaler som genereres av mottakerne R^ og R2 og forforsterket ved 102 og 103, å bli tilført forsterkeren 106 consequently, the signals generated by the receivers R1 and R2 and preamplified at 102 and 103 are in turn fed to the amplifier 106

som har variabel forsterkning. Samtidig med utvelgelsen av motta- which has variable gain. Simultaneously with the selection of the recipient

kerne R^ og Rg blir telleren 64 ved hjelp av synkroniseringssigna- cores R^ and Rg becomes the counter 64 by means of synchronization signals

lene B og B anbrakt i adderings- eller subtraheringstilstand avhengig av om den fjerne mottakeren R^ eller den nsermereliggende mottakeren Rg er utvalgt. Differensialmålingen av løpetiden mellom R^ og Rg lines B and B placed in addition or subtraction mode depending on whether the far receiver R^ or the nearer receiver Rg is selected. The differential measurement of the duration between R^ and Rg

blir overført til målelageret 73 ved slutten av hver målesekvens. is transferred to the measurement storage 73 at the end of each measurement sequence.

Den blir registrert som en funksjon av dybden D i digital form ved It is recorded as a function of the depth D in digital form at

74 og/eller i analog form ved 80. 74 and/or in analogous form at 80.

Som man kan se av fig. 4, er mottakerne K± og Rg respektive forbundet til forbindelseskabelen 14 lenge før tilsynekomsten av den periodiske generelle tidspulsen A. Resultatet er at når en av disse mottakerne er forbundet til forsterkeren 106 via den ene eller andre av portene 104 og 105, blir støysignalet SN, som stadig genereres av mottakerne,sendt til overflaten. Som man ser av fig. 5, har det representerte støysignalet SN en periode som er betydelig lengre enn perioden til målesignalet SM generert av mottakerne når disse mottar den akustiske målebølgen som utsendes av senderen 22. Ved å åpne støyporten 36 med et styresignal C hvis varighet kan sammen-liknes med - og fortrinnsvis er meget høyere enn - den midlere perioden til støysignalene, ser man at toppverdidetektoren og lagerkretsen 38 har muligheter for i løpet av støylyttestyrepulsens C varighet å detektere toppverdien av støyen i øyeblikket like før utsendelse av en akustisk målepuls. Under disse forhold mottar mottakerdetek-sjonskretsen 56 på sin terskelfastsetter 58 et signal SDV hvis amplitude stadig bestemmes av den maksimale amplitude i støyen som er til stede kort før utsendelsen av en akustisk puls fra senderen T. Deteksjonskretsen 46, som mottar en standardpuls TQ synkronisert med utsendelsen, har en deteksjonsterskel SDP med fast verdi. I det øyeblikk signalet TQ passerer denne terskelen (negativ i foreliggende tilfelle), blir en puls frembrakt av kretsen 46 og tilført sette-styreinngangen 47 (aktiv tilstand) på flip-flopen 48, idet denne samme pulsen tilføres tilbakestillingsinngangen 50 (passiv tilstand) As can be seen from fig. 4, the receivers K± and Rg are respectively connected to the connecting cable 14 long before the appearance of the periodic general time pulse A. The result is that when one of these receivers is connected to the amplifier 106 via one or the other of the ports 104 and 105, the noise signal SN , which is constantly generated by the receivers, sent to the surface. As can be seen from fig. 5, the represented noise signal SN has a period that is significantly longer than the period of the measurement signal SM generated by the receivers when they receive the acoustic measurement wave emitted by the transmitter 22. By opening the noise gate 36 with a control signal C whose duration can be compared to - and is preferably much higher than - the average period of the noise signals, it can be seen that the peak value detector and the storage circuit 38 have the ability to detect the peak value of the noise at the moment just before sending out an acoustic measurement pulse during the duration of the noise listening control pulse C. Under these conditions, the receiver detection circuit 56 receives on its thresholder 58 a signal SDV whose amplitude is constantly determined by the maximum amplitude in the noise present shortly before the emission of an acoustic pulse from the transmitter T. The detection circuit 46, which receives a standard pulse TQ synchronized with the broadcast, has a detection threshold SDP with a fixed value. At the moment the signal TQ passes this threshold (negative in the present case), a pulse is produced by the circuit 46 and supplied to the set control input 47 (active state) of the flip-flop 48, this same pulse being supplied to the reset input 50 (passive state)

på leseporten 40 for pulsen TQ. on the read port 40 for the pulse TQ.

Dessuten blir deteksjonspulsen frembrakt av detektoren 46 Also, the detection pulse is produced by the detector 46

via en forsinkélseskrets 52 tilført mottakerleseporten 54. Som man ser på fig. 5 (nest siste linje), er forsinkelsen Tg, som innføres via a delay circuit 52 supplied to the receiver read port 54. As seen in fig. 5 (penultimate line), is the delay Tg, which is introduced

av kretsen 52, omkring 120yu,s og følgelig er•leseporten 54 blokkert inntil det nærmest sannsynlige øyeblikk for tilsynekomst av et målesignal S^. Når mottakerleseporten 54 er åpen, tilfører den målesignalet S^ til mottakerdetektoren 56. Deteksjonsterkselen SDV som er tilført inngangen 58, er litt høyere (et par tidels millivolt hvis Eg er et par volt) enn støysignalet SN målt før den betraktede utsendelse. Det nøyaktige øyeblikk i hvilket målesignalet under disse forhold for første gang krysser den fast-satte terskelen, blir praktisk talt ikke påvirket av tilstedeværelsen av støy. Man vil forstå at på grunn av den tilnærmede sinus-form av den andre halvbølgen Eg (negativ) i målesignalet SM, er det faktisk viktig å innstille en terskel så lavt som mulig slik at deteksjonsøyeblikket er nærmest mulig det øyeblikk målesignalet krysser nullamplituden for første gang. of the circuit 52, about 120yu,s and consequently the reading port 54 is blocked until the most likely moment for the appearance of a measurement signal S^. When the receiver read port 54 is open, it supplies the measurement signal S^ to the receiver detector 56. The detection threshold SDV applied to the input 58 is slightly higher (a few tenths of a millivolt if Eg is a few volts) than the noise signal SN measured before the considered transmission. The exact moment at which the measurement signal under these conditions first crosses the fixed threshold is practically not affected by the presence of noise. It will be understood that due to the approximate sine-shape of the second half-wave Eg (negative) in the measurement signal SM, it is actually important to set a threshold as low as possible so that the moment of detection is as close as possible to the moment the measurement signal crosses zero amplitude for the first time .

Man legger merke til at i det øyeblikk støysignalet blir detektert av porten 36, er forsterkningen til forsterkeren 106 nede i hullet allerede blitt bestemt av forsterkningsstyresignalet AGC (ut fra den stigende flanken til B eller B) som en funksjon av den gjennomsnittlige amplituden til den andre halvbølgen Eg til målesignalet som tilføres via porten 86 til differensialforsterkeren 88 i løpet av den forangående sekvensen, slik at verdien på signal/støy-forholdet S^/ S^ ved mottakerens nivå under hele forløpet til det sammensatte signalet Sg forblir tilkoblet til behandlings-kretsene som er anbrakt på overflaten. Note that at the moment the noise signal is detected by the gate 36, the gain of the down-hole amplifier 106 has already been determined by the gain control signal AGC (from the rising edge of B or B) as a function of the average amplitude of the other the half-wave Eg of the measurement signal supplied via the gate 86 to the differential amplifier 88 during the preceding sequence, so that the value of the signal-to-noise ratio S^/S^ at the receiver's level during the entire course of the composite signal Sg remains connected to the processing circuits which is placed on the surface.

Som antydet tidligere, har forterkningsstyresignalet AGC, som opptrer ved terminalen 96, to nivåer, som er tilknyttet de målesignaler som frembringes av henholdsvis mottaker og R^ og Rg og som skal forsterkes. Disse to nivåer er de to feilsignaler som suksessivt oppnås ved integrasjon av utgangssignalet fra differensialforsterkeren 88 i løpet av halvbølgen Eg. De blir kontrollert i henholdsvis lager 91 og 92 for å brukes i den følgende sekvensen. Ved slutten av de to periodene i en målesekvens blir kondensatoren 89a tilbakestilt ved å lukke bryteren 89b under virkningen av slet-tepulsen D. På grunn av den tid som trenges til å modifisere forsterkningen til forsterkeren 106 nede i hullet ved påvirkning av signalet AGC frembrakt ved overflaten, påvirker ikke ajourføringen av lagrene 91 og 92 under tilstede\eecrelsen av halvbølgen i dette øyeblikk den forsterkning som påføres målesignalet SM frembrakt av den brukte mottaker. Siden målesonden 10 under disse forhold blir be-veget en meget kort distanse mellom de to påfølgende operasjonene av den samme mottakeren, kan man anta at den dempningen de akustiske målebølgene underkastes mellom senderen og denne spesielle mottake- As indicated earlier, the gain control signal AGC, which appears at terminal 96, has two levels, which are associated with the measurement signals produced by the receiver and R^ and Rg, respectively, and which are to be amplified. These two levels are the two error signals which are successively obtained by integration of the output signal from the differential amplifier 88 during the half-wave Eg. They are checked into warehouses 91 and 92 respectively to be used in the following sequence. At the end of the two periods of a measurement sequence, the capacitor 89a is reset by closing the switch 89b under the action of the erase pulse D. Because of the time required to modify the gain of the down-hole amplifier 106 by the action of the signal AGC produced by surface, the updating of the bearings 91 and 92 during the presence of the half-wave at this moment does not affect the gain applied to the measurement signal SM produced by the used receiver. Since the measuring probe 10 under these conditions is moved a very short distance between the two successive operations by the same receiver, it can be assumed that the attenuation the acoustic measuring waves are subjected to between the transmitter and this particular receiver

ren (R^ eller R2) i løpet av de to påfølgende målesekvensene, i prak-sis er den samme, slik at forsterkningsstyringen AGC som tilføres forsterkningsstyreinngangen 107 på forsterkeren 106 med variabel forsterkning, i virkeligheten er justert slik at den gjennomsnitt- pure (R^ or R2) during the two successive measurement sequences, is in practice the same, so that the gain control AGC supplied to the gain control input 107 of the variable gain amplifier 106 is in reality adjusted so that the average

lige amplituden til den andre halvbølgen E2 av målesignalet SM har en konstant verdi bestemt ved VR. Man vil legge merke til at det automatiske forsterkningsstyresignalet AGC kan være enten analogt eller digitalt. I det første tilfelle kan det variere på kontinu-. erlig måte eller i skritt. I det andre tilfelle må det tilveiebringes en analog/digitalomformer etter integreringskondensatoren 89a. even the amplitude of the second half-wave E2 of the measurement signal SM has a constant value determined by VR. It will be noted that the automatic gain control signal AGC can be either analog or digital. In the first case, it can vary continuously. honest way or in steps. In the second case, an analog/digital converter must be provided after the integration capacitor 89a.

Takket være disse arrangementene blir alltid målingen av løpetiden til en akustisk bølge mellom senderen og en av mottakerne utført under de gunstigste forhold. Man vil legge merke til at justeringen av deteksjonsterskelen for mottakerpulsen nå foretas uten inngripen fra operatøren, slik at hans arbeid blir lettet og systemets effektivitet ikke lenger er avhengig av hans påpasselig- Thanks to these arrangements, the measurement of the duration of an acoustic wave between the transmitter and one of the receivers is always carried out under the most favorable conditions. It will be noticed that the adjustment of the detection threshold for the receiver pulse is now carried out without the intervention of the operator, so that his work is lightened and the efficiency of the system is no longer dependent on his vigilance.

het. hot.

Kombinasjonen av en automatisk innretning for bestemmelse The combination of an automatic device for determination

av deteksjonsterskelen til mottakersignalet og en automatisk for-sterkningsstyring er spesielt fordelaktig. På grunn av den automatiske forsterkningsstyringen er faktisk amplituden til den brukte halvbølgen av målesignalet stadig standardisert, mens støyen ved mottakerens nivå som blir målt før den følgende overføringen, selv påvirkes av forsterkningen som påføres forsterkeren 106 under hele v arigheten av måleperioden som innbefatter denne overføringen. Resultatet er at terskelen SDV som er innstilt for deteksjon av mottakersignalet, hele tiden er bestemt av signal/støy-forholdet Srø/Sjj ved nivået til den brukte mottakeren. Man vil legge merke of the detection threshold of the receiver signal and an automatic gain control is particularly advantageous. Because of the automatic gain control, the amplitude of the used half-wave of the measurement signal is in fact constantly standardized, while the noise at the receiver level that is measured before the following transmission is itself affected by the gain applied to the amplifier 106 during the entire duration of the measurement period that includes this transmission. The result is that the threshold SDV set for detection of the receiver signal is constantly determined by the signal-to-noise ratio Srø/Sjj at the level of the used receiver. One will notice

til at støyen som tas opp av kabelen 14, blir forsterket meget mindre enn det egentlige målesignalet. Virkningen er at ved må- so that the noise picked up by the cable 14 is amplified much less than the actual measurement signal. The effect is that by

lingen av støysignalet.SN, som utføres ved overflaten ved hjelp av støylytteporten 36 og støydeteksjonskretsen 38, blir den støy som tas opp i kabelen, betydelig redusert i forhold til de støy-signaler som tas opp ved mottakerne R^ og Rg. ling of the noise signal.SN, which is carried out at the surface by means of the noise listening port 36 and the noise detection circuit 38, the noise that is picked up in the cable is significantly reduced in relation to the noise signals that are picked up at the receivers R^ and Rg.

I det øyeblikk et av signalene B eller B blir trigget, blir The moment one of the signals B or B is triggered, becomes

en puls D frembrakt av programmeringskretsen 30 som har til virk- a pulse D produced by the programming circuit 30 which has the effect of

ning at lageret til detektorkretsen 38 tilbakestilles. Støysignal, detektoren og samplingsinnretningan 38 er under disse forhold på null når en ny periode begynner. Følgelig blir mottakerdetektoren 56 konstant justert i samsvar med de øyeblikkeligestøyforhold som er til stede ved nivået til den tilkoblede mottakeren. ning that the storage of the detector circuit 38 is reset. Noise signal, the detector and the sampling device 38 are under these conditions at zero when a new period begins. Accordingly, the receiver detector 56 is constantly adjusted according to the instantaneous noise conditions present at the level of the connected receiver.

Et slikt system virker skikkelig så lenge signal/støy-for-holdet SM/SN ved den tilkoblede mottakers nivå er større enn omkring 1,3. I motsatt fall - men så lenge signal/støyforholdet er større enn en - resulterer enhver variasjon i den maksimale støy-amplituden i en svak variasjon i den målte løpetiden. I dette tilfelle krysser da målesignalet SM den innstilte terskelen ved et punkt på halvbølgen Eg hvor helningen av signalet er forholdsvis liten. Resultatet er, i det tilfelle hvor 1<S m /S n<1,3, at. en svak variasjon i amplituden til -terskelen SDV blir fulgt av en betydelig økning av den målte løpetid. Such a system works properly as long as the signal/noise ratio SM/SN at the level of the connected receiver is greater than about 1.3. In the opposite case - but as long as the signal/noise ratio is greater than one - any variation in the maximum noise amplitude results in a slight variation in the measured duration. In this case, the measurement signal SM then crosses the set threshold at a point on the half-wave Eg where the slope of the signal is relatively small. The result is, in the case where 1<S m /S n<1.3, that. a slight variation in the amplitude of the -threshold SDV is followed by a significant increase of the measured duration.

I det tilfelle hvor signal/støyforholdet er mindre enn en, er deteksjonsanordningen ifølge oppfinnelsen tydelig ugunstig. In the case where the signal/noise ratio is less than one, the detection device according to the invention is clearly disadvantageous.

En slik situasjon er imidlertid sjelden rent statistisk forutsatt at det er blitt tatt tilstrekkelige forholdsregler med hensyn til frembringelses-, forplantnings- og filtreringsforhold for støyen However, such a situation is rarely purely statistically provided that sufficient precautions have been taken with regard to the generation, propagation and filtering conditions for the noise

i sonden. Bruken av en automatisk deteksjonsinnretning ifølge oppfinnelsen tillater således en betydelig reduksjon av antall løpe-tidsfeil på grunn av halvbølgesprang (deteksjon på E^ i stedet for på E2 - se fig. 5) som vanligvis inntreffer når oppgaven med å justere deteksjonsterskelen for mottakersignalet,overlates til en operatør. in the probe. The use of an automatic detection device according to the invention thus allows a significant reduction of the number of running-time errors due to half-wave jumps (detection on E^ instead of on E2 - see fig. 5) which usually occurs when the task of adjusting the detection threshold for the receiving signal is left to to an operator.

Man vil legge merke til at hvis det anvendte utstyret for borehullslogging, som i det franske patent 1 3^9 989, omfatter to sendere og to mottakere og en målesekvens sammensatt av fire suksessive perioder, vil ikke anvendelsen av fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen medføre noen spesielle vanskeligheter i lys av det nevnte patent og den forenklede beskrivelsen ovenfor. It will be noted that if the borehole logging equipment used, as in the French patent 1 3^9 989, comprises two transmitters and two receivers and a measurement sequence composed of four successive periods, the application of the method according to the invention will not entail any particular difficulties in light of the said patent and the simplified description above.

Vi vil nå beskrive et velegnet apparat for kor- We will now describe a suitable device for cor-

reksjon av målefeil som skyldes periodesprang, og så forklare hvor-dan det virker. correction of measurement errors due to period leaps, and then explain how it works.

I henhold til fig. 6 er en sonde 110 senket ned i et borehull 112 ved hjelp av en kabel 114 som løper over en måleskive 116 og er tilkoblet et overflateapparat 118. En mekanisk kobling 120 mellom måleskiven 116 og overflateapparatet ll8 gjør det mulig å registrere målingene som gjøres av sonden 110 som en funksjon av dybden D. Sonden 110 omfatter en akustisk sendetransduser T og en akustisk mottakertransduser R. I en "pakke" 122 er alle triggekret-sene for transduseren T anbrakt. I tillegg omfatter patronen 122 en forsterker 124 med variabel forsterkning som tilføres de signaler som frembringes av mottakertransduseren R. Forsterkeren 124 til- According to fig. 6, a probe 110 is lowered into a borehole 112 by means of a cable 114 which runs over a measuring disk 116 and is connected to a surface apparatus 118. A mechanical connection 120 between the measuring disk 116 and the surface apparatus 118 makes it possible to record the measurements made by the probe 110 as a function of the depth D. The probe 110 comprises an acoustic transmitting transducer T and an acoustic receiving transducer R. In a "package" 122, all the trigger circuits for the transducer T are placed. In addition, the cartridge 122 comprises an amplifier 124 with variable gain which is fed to the signals produced by the receiver transducer R. The amplifier 124 to-

fører kabelen 114 et sammensatt signal SC vist på fig. 9, som omfatter for det første en normalisert puls TQ frembrakt av en spe- the cable 114 carries a composite signal SC shown in fig. 9, which comprises firstly a normalized pulse TQ produced by a spe-

siell krets i pakken 122 i synkronisme med utsendelsen fra transduseren T, og for det andre, mottakersignalet SR frembrakt av transduseren R og forsterket i 124. cial circuit in package 122 in synchronism with the output from transducer T, and secondly, the receiver signal SR produced by transducer R and amplified in 124.

Det sammensatte signalet SC tilføres en forsterker 126 i overflateapparatet. Signalet som opptrer på utgangen 127 av forsterkeren 126, blir ført til en deteksjonskrets 128 hvis formål er å frembringe en utgangspuls på utgangen 132 når pulsen TQ i synkronisme med utsendelsen krysser en gitt terskelverdi SDQ (se fig. 9). The composite signal SC is supplied to an amplifier 126 in the surface apparatus. The signal appearing at the output 127 of the amplifier 126 is led to a detection circuit 128 whose purpose is to produce an output pulse at the output 132 when the pulse TQ in synchronism with the transmission crosses a given threshold value SDQ (see fig. 9).

Detektoren 128 har en setteinngang 130 til hvilken er koblet triggepulsen Aq (frekvens pa 10 til 15 Hz) frembrakt av en program-meringskrets 131, for å trigge operasjonen av sendetransduseren T The detector 128 has a set input 130 to which is connected the trigger pulse Aq (frequency of 10 to 15 Hz) produced by a programming circuit 131, to trigger the operation of the transmitting transducer T

som omfatter sonden 110. Detektoren 128 omfatter en tømmeinngang 134 som er koblet til dens utgang 132. Utgangen 132 fra detektoren 128 which comprises the probe 110. The detector 128 comprises a discharge input 134 which is connected to its output 132. The output 132 from the detector 128

er for det første tilkoblet setteinngangen i en mottakerdetektor 142. Denne detektoren er tilpasset til å frembringe en puls på sin utgang 144 når det sammensatte signalet SC som er forsterket i 126 og tilkoblet detektoren, passerer en deteksjonsterskel SD. Denne deteksjonsterskelen er en likespenning tilkoblet terskeXastsettelsesinngangen 146 på detektoren 142 ved hjelp av en terskeljusteringsinnretning 148. Denne terskeljusteringsinnretningen .er ifølge oppfinnelsen fortrinnsvis automatisk som beskrevet ovenfor under henvisning til fig. 1-5. Utgangen 144 fra detektoren 142 er forbundet med setteinngan- is firstly connected to the set input of a receiver detector 142. This detector is adapted to produce a pulse at its output 144 when the composite signal SC which is amplified in 126 and connected to the detector, passes a detection threshold SD. This detection threshold is a DC voltage connected to the threshold estimation input 146 on the detector 142 by means of a threshold adjustment device 148. According to the invention, this threshold adjustment device is preferably automatic as described above with reference to fig. 1-5. The output 144 from the detector 142 is connected to the set input

gen 150 på flip-flopen 138. Utgangen 152 på flip-flop 138 er forbundet med styreinngangen på en port 154 anordnet mellom en klokke I56 som frembringer tidspulser, og en pulsteller 158. gene 150 on the flip-flop 138. The output 152 of the flip-flop 138 is connected to the control input of a gate 154 arranged between a clock I56 which produces time pulses, and a pulse counter 158.

Utgangen 144 på detektoren 142 er også forbundet med trigge-inngangen på en amplituderegulerende krets 162 som på sin inngang mottar det sammensatte signalet SC. Den amplituderegulerende kretsen l62 er maken til den som er beskrevet i detalj i ovennevnte fig.2, The output 144 of the detector 142 is also connected to the trigger input of an amplitude regulating circuit 162 which receives the composite signal SC at its input. The amplitude regulating circuit l62 is similar to that described in detail in the above-mentioned Fig.2,

og er konstruert for på sin utgang 164 å frembringe et feilsignal and is designed to produce an error signal at its output 164

s om er representativt for forskjellen mellom en referansespenning s if is representative of the difference between a reference voltage

og den gjennsomnittlige verdien til den halvbølge av mottagersignalet SR som ble detektert av detektoren 142. Vi skal se nedenunder hvor- and the average value of the half-wave of the receiver signal SR which was detected by the detector 142. We shall see below where-

dan dette feilsignalet blir brukt. then this error signal is used.

Ved hjelp av en samling forbindelser 159 blir de forskjellige trinn av telleren 158 forbundet med overføringskretsene 170. Disse kretsene 170 omfatter en felles styreinngang 172 til hvilken til-føres en puls B? (varighet på 1 til 2 ms) frembrakt med en forsin-keise t2 på tilnærmet 10 ms ved hjelp av en forsinkelseskrets 174 By means of a collection of connections 159, the various stages of the counter 158 are connected to the transmission circuits 170. These circuits 170 comprise a common control input 172 to which a pulse B? (duration of 1 to 2 ms) produced with a delay time t2 of approximately 10 ms by means of a delay circuit 174

som mottar en puls BQ (se fig. 8) levert av programmeringskretsen 131. Gjennom en samling forbindelser 168 overfører overføringskret-sene 170 tilstandene til de forskjellige trinn i telleren 158 til et hjelpelager 176. Pulsen BQ levert av programmeringskretsen 131 blir dessuten tilført en annen forsinkelseskrets 178 som frembringer which receives a pulse BQ (see fig. 8) delivered by the programming circuit 131. Through a collection of connections 168, the transfer circuits 170 transfer the states of the various steps in the counter 158 to an auxiliary storage 176. The pulse BQ delivered by the programming circuit 131 is also supplied to another delay circuit 178 which produces

,—* ,—*

en forsinkelse på tilnærmet 6^ = 15 ms og gir en triggepuls B (varighet på 1 til 2 ms) som tilføres tilbakestillingsinngangen l8o på telleren 158. a delay of approximately 6^ = 15 ms and produces a trigger pulse B (duration of 1 to 2 ms) which is applied to the reset input l8o of the counter 158.

Denne samme.pulsen BQ blir også tilført en monostabil krets l82 som frembringer en styrepuls CQ med en varighet på omkring 15 This same pulse BQ is also supplied to a monostable circuit l82 which produces a control pulse CQ with a duration of about 15

ms (se fig. 8) som tilføres setteinngangen 184 på en digital komparator 186. Komparatoren 186 mottar på sin første rekke med innganger via en samling med forbindelser 166 tilstandene til de forskjellige trinn i hjelpelageret 176 og på sin annen rekke med innganger via en samling med forbindelser 159b, tilstandene til de forskjellige trinn i telleren 158. Når denssetteinngang 184 ikke tilføres noen styrepuls CQ, er den digitale komparatoren 186 i hviletilstand,og et logisk signal 0 opptrer på dens utgang Q. Når en puls C til-føres dens setteinngang 184, er komparatoren tilpasset til å frembringe på sin utgang Q et logisk signal 1 når de to tellinger den er tilført via forbindelsene 166 og 159b,skiller seg fra hverandre med en størrelse som er mindre enn en gitt numerisk terskel. I motsatt fall, når denne forskjellen i absolutt verdi er høyere enn denne terskelen, opptrer det en logisk 0 på utgangen Q. Utgangen Q på komparatoren 186 ér forbundet med setteinngangen 188 på en koble-port 190 som mottar fra en forsinkelseskrets 192 (forsinkelse Zj= 5 ms, tilnærmet), en puls B-j^ (varighet på 1 eller 2 ms) utledet fra BQ (se fig. 8). ms (see fig. 8) which is supplied to the set input 184 of a digital comparator 186. The comparator 186 receives on its first row of inputs via a collection of connections 166 the states of the various steps in the auxiliary storage 176 and on its second row of inputs via a collection with connections 159b, the states of the various stages of the counter 158. When no control pulse CQ is applied to its set input 184, the digital comparator 186 is in a rest state, and a logical 0 signal appears at its output Q. When a pulse C is applied to its set input 184, the comparator is adapted to produce at its output Q a logic signal 1 when the two counts supplied to it via connections 166 and 159b differ from each other by an amount smaller than a given numerical threshold. In the opposite case, when this difference in absolute value is higher than this threshold, a logic 0 appears at the output Q. The output Q of the comparator 186 is connected to the set input 188 of a coupling gate 190 which receives from a delay circuit 192 (delay Zj = 5 ms, approximately), a pulse B-j^ (duration of 1 or 2 ms) derived from BQ (see Fig. 8).

Utgangen fra kobleporten 190 er forbundet med styreinngangen 194 i en overføringskrets 196 som er anordnet mellom telleren 158 og et målelager 198. Målelageret 198 er koblet til en digital registre-ringsanordning 200 med en mekanisk inngang 202 til hvilken dybdesignalet ? frembrakt av måleskiven 116 (se fig. 6), er koblet. Videre er utgangen fra målelageret 198 koblet til en digital/analog-omformer 204 fulgt av en analog registreringsinnretning 206 som på sin mekaniske inngang 208 mottar det samme dybdesignalet D. -.->i-: ' -'Utgangen på kobleporten 190 er også koblet til styreinngangen 210 på en overføringskrets 212 innskutt mellom utgangen 164 på regu-latoren -162-3.-og 'et lager-214 (analogt eller digitalt avhengig av tilfelle) ;.a-^Utgangen fra lageret 2*14 tilveiebringer et automatisk for-sterkriihgskontrollsignal som via kabelen 114 tilføres forsterknings-s tyre inngangen'; på forsterkeren 124 med variabel forsterkning som er anordnet 1-den elektroniske pakken 122 i sonden 110. The output from the coupling port 190 is connected to the control input 194 in a transmission circuit 196 which is arranged between the counter 158 and a measuring storage 198. The measuring storage 198 is connected to a digital recording device 200 with a mechanical input 202 to which depth signal ? produced by the measuring disk 116 (see fig. 6), is connected. Furthermore, the output from the measurement storage 198 is connected to a digital/analog converter 204 followed by an analog recording device 206 which on its mechanical input 208 receives the same depth signal D. -.->i-: ' -'The output on the coupling port 190 is also connected to the control input 210 of a transfer circuit 212 interposed between the output 164 of the regulator -162-3.-and a storage-214 (analog or digital depending on the case) ;.a-^The output from the storage 2*14 provides an automatic -reinforcement control signal which via the cable 114 is supplied to the gainer input'; on the amplifier 124 with variable gain which is arranged 1-the electronic package 122 in the probe 110.

Tidspulsene -A som leveres av taktgiveren 131, frembringer utsendelsen av-'i akustiske bølger fra sendetransduseren T som er anordnet i>~ sonden 110. Etter å ha gått gjennom formasjonene som gjennom-løpes' av - borehullet' 112, genererer disse bølgene et mottakersignal SR i mottakertransduseren R, idet dette signalet tilføres den vari-able forsterkeren 124. Pulsen TQ i synkronisme med den akustiske utsendelsen frå transduseren T og utgangssignalet fra forsterkeren 124 føres til "'kabelen 114 og kommer til syne ved overflaten i form av det-sammensatte signalet SC som er vist på fig. 9. Med detektoren 128 innstilt av pulsen AQ, opptrer i det øyeblikk da den negative halvbølgen til pulsen Tq krysser deteksjonsterskelen SDQ, en puls på utgangen 132 til detektoren 128 som trigger settingen av flip- The time pulses A provided by the clock generator 131 produce the emission of acoustic waves from the transmitting transducer T located in the probe 110. After passing through the formations traversed by the wellbore 112, these waves generate a receiver signal SR in the receiver transducer R, this signal being supplied to the variable amplifier 124. The pulse TQ in synchronism with the acoustic emission from the transducer T and the output signal from the amplifier 124 is fed to the cable 114 and appears at the surface in the form of composite signal SC shown in Fig. 9. With the detector 128 set by the pulse AQ, at the moment when the negative half-wave of the pulse Tq crosses the detection threshold SDQ, a pulse occurs at the output 132 of the detector 128 which triggers the setting of the flip-

flop 138. flop 138.

Ved tilsynekomsten av utgangspulsen fra detektoren 128 blir detektoren- 142 satt. Deteksjonsterskelen til detektoren 142 blir innstilt av,'terskelspenningen som påføres terminalen 146 gjennom terskelfastsettelsesinnretningen 148. En slik terskel er f.eks. SD^Upon the appearance of the output pulse from detector 128, detector 142 is set. The detection threshold of the detector 142 is set by the threshold voltage which is applied to the terminal 146 through the threshold setting device 148. Such a threshold is e.g. SD^

(sé figV- 9). I så fall vil så snart halvbølgen E2 i mottakersigna- (see figV-9). In that case, as soon as the half-wave E2 in the receiver signal

let SR krysser terskelen SD^ en utgangspuls opptre på utgangen 144 let SR cross the threshold SD^ an output pulse appears on the output 144

som er forbundet méd tilbakestillingsinngangen 150 på flip-flop 138. Under disse betingelser er porten 154, som er innskutt mellom klokken 156 og telleren 158, i ledende tilstand i løpet av tidsintervallet mellom det øyeblikk de akustiske målebølger blir utsendt av transduseren' T og det øyeblikk da de mottas av mottakeren R. Antall tidspulser tellet"av telleren 158 i dette tidsintervallet, er under disse forhold representative for løpetiden til de akustiske bølgene i formasjoirsområdet mellom transduserne T og R. which is connected to the reset input 150 of the flip-flop 138. Under these conditions, the gate 154, which is inserted between the clock 156 and the counter 158, is in the conducting state during the time interval between the moment the acoustic measurement waves are emitted by the transducer' T and the moment when they are received by the receiver R. The number of time pulses counted by the counter 158 in this time interval are, under these conditions, representative of the duration of the acoustic waves in the formator region between the transducers T and R.

Virkemåten for et apparat til akustisk borehullslogging som beskrevet ovenfor, er velkjent for spesialister. Det vil nå bli gitt en beskrivelse av virkemåten for apparatet med slik tilpasning som gjør det mulig automatisk å rette tilfeldige feil i målinger av løpetiden for de brukte akustiske bølger. Det antas at i løpet av de foregående sekvenser er det blitt overført til målelageret The operation of an acoustic borehole logging apparatus as described above is well known to those skilled in the art. A description will now be given of the operation of the device with such adaptation that makes it possible to automatically correct random errors in measurements of the duration of the acoustic waves used. It is assumed that during the preceding sequences it has been transferred to the measuring storage

198 i det minste en måling som er antatt å være god. Da kvaliteten av den måling som er blitt utført i en sekvens N-2 i en rekke, ikke er kjent, skal vi betrakte hva som finner sted ved opptredelsen av overføringsstyrepulsen Bg i en sekvens N-l i rekken. Når pulsen BQ i målesekvensen N-l blir frembrakt av programmeringskretsen lj51, blir den tilført forsinkelseskretsen 174 som etter en forsinkelse 7?2 = 1° ms* tilnærmet, leverer til styreinngangen 172 på overfø-ringskretsen 170 en puls Bg hvis varighet er på fra ett til to millisekunder. Med disse betingelser blir tellingen som er gjort' av telleren 158, etter utsendelsen N-l overført til hjelpelageret 176. Porsinkelseskretsen 178 som også mottar pulsen B , frembringer så etter en forsinkelse tilnærmet lik 15 ms, en puls B^ (varighet 198 at least a measurement that is assumed to be good. Since the quality of the measurement that has been carried out in a sequence N-2 in a row is not known, we shall consider what takes place when the transfer control pulse Bg occurs in a sequence N-1 in the row. When the pulse BQ in the measurement sequence N-1 is produced by the programming circuit lj51, it is supplied to the delay circuit 174 which, after a delay 7?2 = 1° ms* approximately, delivers to the control input 172 of the transfer circuit 170 a pulse Bg whose duration is from one to two milliseconds. With these conditions, the count made by the counter 158, after the transmission N-1, is transferred to the auxiliary storage 176. The porzincator circuit 178, which also receives the pulse B, then produces, after a delay approximately equal to 15 ms, a pulse B^ (duration

på 1 til 2 ms) som tilføres tilbakestillingsinngangen l8o på telleren 158. I dette øyeblikk kan målesekvensen N begynne, idet målesignalet for løpetiden som er oppnådd i sekvens N-l, er lagret i hjelpelageret 176. of 1 to 2 ms) which is supplied to the reset input l8o of the counter 158. At this moment the measurement sequence N can begin, the measurement signal for the running time obtained in sequence N-1 being stored in the auxiliary storage 176.

I løpet av målesekvensen N frembringer cfen monostabile kretsen 182 under virkning av pulsen BQ en puls CQ som tilføres setteinngangen 184 på komparatoren 186. Utgangen Q fra komparatoren 186 antar under varigheten til pulsen c0 en tilstand 1 eller 0 avhengig av om tellingen som er foretatt av telleren 158 i løpet av sekvensen N, med et forutbestemt tall skiller seg fra den telling som er lagret i hjelpelageret 176 i løpet av sekvens N-l eller ikke. Som man k an se av fig. 9, svarer det tall det er spørsmål om, til en telling litt lavere enn det fell som er representativt for gjennomsnitts-perioden til de akustiske bølger utsendt av sendetransduseren T (eller for en gjennomsnittlig sendefrekvens på 25 kHz og en klokke-frekvens på 10 MHz, et terskeltall på f.eks. 300). Man vil i virkeligheten forstå at hvis deteksjonsterskelen som er innstilt ved mottakerdetektoren 142 av terskelfastsettelsesinnretningen 148, During the measurement sequence N, the monostable circuit 182 under the action of the pulse BQ produces a pulse CQ which is supplied to the set input 184 of the comparator 186. The output Q of the comparator 186 assumes during the duration of the pulse c0 a state 1 or 0 depending on whether the count made by the counter 158 during the sequence N, by a predetermined number differs from the count stored in the auxiliary storage 176 during the sequence N-1 or not. As can be seen from fig. 9, the number in question corresponds to a count slightly lower than that which is representative of the average period of the acoustic waves emitted by the transmit transducer T (or for an average transmit frequency of 25 kHz and a clock frequency of 10 MHz , a threshold number of e.g. 300). In effect, it will be understood that if the detection threshold set at the receiver detector 142 by the thresholding device 148,

i løpet av to på hverandre følgende sekvenser først hadde antatt en verdi SD-^ og så en verdi SDg, eller hvis amplituden av halvbølgen Eg av en; eller annen grunn hadde falt under den innstilte deteksjonsterskel, ville halvbølgen E^ ha blitt detektert, slik at forskjellen mellom de to tellingene tilført til komparator 186, Således minst ville ha vært lik det tall som tilsvarer varigheten av during two consecutive sequences had first assumed a value SD-^ and then a value SDg, or if the amplitude of the half-wave Eg of one; or other reason had fallen below the set detection threshold, the half-wave E^ would have been detected, so that the difference between the two counts supplied to comparator 186, Thus would at least have been equal to the number corresponding to the duration of

den nevnte perioden (eller 400 som tilfellet er i eksemplet), noe the said period (or 400 as is the case in the example), something

som er typisk for periodesprang. Da perioden det er spørsmål om, faktisk er en pseudo-periode i mottakersignalet SR som varierer svakt som en funksjon av den akustiske impedansen til de gjennom-borede formasjoner, blir den forhåndsinnstilte terskelen til komparatoren 186 satt litt lavere (omkring 70#) enn den midlere sende-perioden for å passe for alle typer formasjoner man kan treffe på. which is typical for period leaps. Since the period in question is actually a pseudo-period in the receiver signal SR that varies slightly as a function of the acoustic impedance of the drilled formations, the preset threshold of the comparator 186 is set slightly lower (about 70#) than the medium send period to suit all types of formations that can be encountered.

Vi skal nå anta at i løpet av målesekvensen N er forskjellen mellom de to tellinger som er tilført komparatoren 186, mindre enn terskeltallet som således er innstilt. Under disse betingelser mottar kobleporten 190 på sin innstillingsinngang 188 et logisk signal 1, slik at pulsen B1 levert av forsinkelseskretsen 192 med en forsinkelse tilnærmet lik 5 ms i forhold til BQ via porten 190 blir tilført styreinngangen 194 på overføringskretsen 196. Under virkning av denne styrepulsen overfører overføringskretsen 196 tilstandene til. de forskjellige trinn i telleren 158 til målelageret 198. Resultatet er at registreringsinnretningene 200 og 206 som på sine respektive mekaniske styreinnganger 202 og 208 har mottatt styresignal for fremflytting i dybde D> registrerer den nye verdi på løpetiden som er målt i sekvensen N. We shall now assume that during the measurement sequence N, the difference between the two counts supplied to the comparator 186 is less than the threshold number which is thus set. Under these conditions, the coupling port 190 receives on its setting input 188 a logic signal 1, so that the pulse B1 delivered by the delay circuit 192 with a delay approximately equal to 5 ms in relation to BQ via the port 190 is supplied to the control input 194 of the transmission circuit 196. Under the influence of this control pulse transfer circuit 196 transfers the states to . the various steps in the counter 158 to the measuring storage 198. The result is that the recording devices 200 and 206 which have received the control signal for forward movement at depth D> on their respective mechanical control inputs 202 and 208, register the new value of the running time which is measured in the sequence N.

Hvis på den annen side terskelen SD.^ og halvbølgen E2 hadde trigget operasjonen av detektoren 142 i løpet av sekvensen N-l og terskelen SD2 og halvbølgen E^ trigget operasjonen av denne samme detektoren 142 i løpet av sekvensen N, ville komparatoren 186 på If, on the other hand, the threshold SD.^ and the half-wave E2 had triggered the operation of the detector 142 during the sequence N-1 and the threshold SD2 and the half-wave E^ had triggered the operation of this same detector 142 during the sequence N, the comparator 186 would on

sin utgang Q ha avgitt et logisk signal 0. Under disse forhold ville kobleporten 190 være blokkert i det øyeblikk pulsen B^ opptrer, og tellingen lagret i målelageret 198, ville ikke ha blitt modifisert. I så fall ville registreringsinnretningene 200 og 206 fortsatt å registrere som en funksjon av den nye verdi av dybden D en måling identisk med den siste gode som ble overført til lagsret I98. Man vil legge merke til at en feilkorreksjon maken til den its output Q has emitted a logical signal 0. Under these conditions, the coupling port 190 would be blocked at the moment the pulse B^ occurs, and the count stored in the measurement memory 198, would not have been modified. In that case, the recording devices 200 and 206 would continue to record as a function of the new value of the depth D a measurement identical to the last good transferred to the storage I98. One will notice that an error correction makes it

som følger av periodesprang i mottakerdetektorkretsen 142, også which results from period jumps in the receiver detector circuit 142, as well

ville bli oppnådd i det tilfelle hvor et støysignal (sondestøt) would be obtained in the case where a noise signal (probe shock)

større enn den deteksjonsterskel SD1 som ble innstilt ved mottakersignalet SR, ville opptre et øyeblikk foran den brukte halvbølgen av SR med en varighet lenger enn den terskel som er fastsatt i komparator 186. Hvis denne varigheten var lavere enn denne terskelen, ville korreksjonsinnretningen som her er beskrevet ikke virke, greater than the detection threshold SD1 set by the receiver signal SR would appear a moment before the used half-wave of SR with a duration longer than the threshold set in comparator 186. If this duration was lower than this threshold, the correction device here would described does not work,

men dette skjer statistisk sjelden. but this happens statistically rarely.

Kort etter tilsynekomsten av pulsen B1 svarende til målesekvensen N, opptrer en puls Bg som frembringer overføring til hjelpelageret 176 av den telling som er gjort av telleren 158 i løpet av sekvensen N. Så opptrer en puls B^ som tilbakestiller telleren 158. For sekvensen N+l kommer vi så igjen tilbake til de samme forhold som hersket ved begynnelsen av sekvensen N, dvs. med en nulltelling i teller 158 og i hjelpelageret den telling som ble gjort av denne telleren 158 under den foregående sekvens. Shortly after the appearance of the pulse B1 corresponding to the measurement sequence N, a pulse Bg occurs which causes the transfer to the auxiliary storage 176 of the count made by the counter 158 during the sequence N. Then a pulse B^ occurs which resets the counter 158. For the sequence N +l we then again return to the same conditions that prevailed at the beginning of sequence N, i.e. with a zero count in counter 158 and in the auxiliary storage the count made by this counter 158 during the preceding sequence.

Vi så tidligere at i det tilfelle hvor komparatoren 186 detekterer at de to tellingene som påføres hver av dens innganger, oppviser en forskjell høyere enn et gitt terskeltall, opptrer det en logisk 0 på dens utgang Q, idet kobleporten 190 er blokkert og overføringsstyrepulsen B^ som tilføres denne, ikke blir videreført til overføringskretsen 196. Da utgangsterminalen til kobleporten 190 i tillegg er koblet til styreinngangen på overføringskretsen 212, blir i dette tilfelle den nye forsterkningsstyreverdien frembrakt av reguleringskretsen 162, ikke sendt til lageret 214, som under disse forhold konsekvent bevarer den verdien som er blitt over-ført til den under den forangående måling som er blitt regnet som god. Det vises til fig. 9, der vi ser at i dette tilfelle er ikke halvbølgen E^, som ble detektert ved en feil av mottakerdetektoren 142, brukt til å bestemme den forsterkningen som forsterkeren 124 skulle foreta i den følgende målesekvensen. Resultatet er at da amplituden til halvbølgen E^ er betydelig høyere enn amplituden We saw earlier that in the case where the comparator 186 detects that the two counts applied to each of its inputs have a difference greater than a given threshold number, a logic 0 appears at its output Q, the coupling gate 190 being blocked and the transfer control pulse B^ supplied to it, is not passed on to the transmission circuit 196. As the output terminal of the coupling port 190 is additionally connected to the control input of the transmission circuit 212, in this case the new gain control value produced by the regulation circuit 162 is not sent to the storage 214, which under these conditions consistently preserves the value that has been transferred to the one during the preceding measurement that has been considered good. Reference is made to fig. 9, where we see that in this case the half-wave E^, which was detected in error by the receiver detector 142, is not used to determine the gain that the amplifier 124 should make in the following measurement sequence. The result is that the amplitude of the half-wave E^ is considerably higher than the amplitude

t il halvbølgen Eg som vanligvis detekteres av detektoren 142, blir den minskning av forsterkningen som vanligvis ville være resultatet av deteksjonen av E^, ikke frembrakt. I løpet av den neste sekvensen blir således ikke halvbølgen Eg forsterket tilstrekkelig til å frembringe gode nok betingelser til at den kan detekteres på overflaten av detektoren 142. Med et slikt arrangement skulle det således vanligvis ikke være mulig å låse hele målesystemet på halv-bølgen E^. Tvert imot, så snart en feilaktig måling blir detektert av komparatoren 186, blir det automatisk etablert forsterkningsfor-hold som sikrer tilbakevending til en korrekt måling. for the half-wave Eg which is normally detected by the detector 142, the reduction in gain which would normally result from the detection of E^ is not produced. During the next sequence, the half-wave Eg is thus not amplified sufficiently to produce good enough conditions for it to be detected on the surface of the detector 142. With such an arrangement, it should therefore not usually be possible to lock the entire measuring system on the half-wave E ^. On the contrary, as soon as an erroneous measurement is detected by the comparator 186, amplification conditions are automatically established which ensure a return to a correct measurement.

I det ovenfor beskrevne eksempel ble det brukt en enkelt sender og en enkelt mottaker. Utvidelse av en tilfeldig feilkorrek-sjonsinnretning også til bruk ved et apparat for akus- In the example described above, a single transmitter and a single receiver were used. Extension of a random error correction device also for use with a device for acoustic

tisk borehullslogging som omfatter flere sendere og flere mottakere, er lett for fagfolk på området, idet den differensielle løpetid tic borehole logging involving multiple transmitters and multiple receivers is easy for those skilled in the art, as the differential duration

mellom to mottakere tilknyttet en gitt sender i en gitt periode, da blir tatt i betraktning i stedet for løpetiden mellom en enkelt sender og en enkelt mottaker. between two receivers associated with a given transmitter in a given period is taken into account instead of the duration between a single transmitter and a single receiver.

Man vil videre legge merke til at fremgangsmåten i henhold til ovenstående utmerket godt, ved hjelp av en datamaskin som er tilpasset eller pitgrammert for dette, kan utføres ved anvendelse av målesignaler for løpetidene til en akustisk bølge som frembringes av båndleseren til den magnetiske skriveren 200, på hvilken er ned-tegnet målesignaler frembrakt av et apparat for akustisk borehullslogging som ikke omfatter en korreksjonsanordning for tilfeldige feil som ovenfor beskrevet. I dette tilfelle erstatter de lesehodene på skriveren det er tale om, de forskjellige trinn i telleren 158. Man vil imidlertid i dette tilfelle legge merke til at de feil som innføres ved låsing av målesystemet på halvbølgen Eh i mottakersignalet SR, ikke kan korrigeres. It will further be noted that the method according to the above can very well, with the help of a computer which is adapted or programmed for this, be carried out using measurement signals for the travel times of an acoustic wave produced by the tape reader of the magnetic printer 200, on which are recorded measurement signals produced by an apparatus for acoustic borehole logging which does not include a correction device for random errors as described above. In this case, the reading heads on the printer in question replace the various steps in the counter 158. However, one will notice in this case that the errors introduced by locking the measuring system on the half-wave Eh in the receiver signal SR cannot be corrected.

Det skal også bemerkes at i stedet for å generere et digitalt målesignal ved hjelp av en teller slik som 158, finnes det en kjent metode til å generere et analogt signal som representerer den søkte løpetiden. I dette tilfelle vil hjelpelageret 176, målelageret 198, overføringskretsene 170 og 196 og komparatoren 186 som utgjør deler av korreksjonsanordningen , ganske åpenbart være av den analoge typen, idet den digitale registreringsinnret-ningen 200 og digital/analog-omformeren 204 blir utelatt. It should also be noted that instead of generating a digital measurement signal using a counter such as 158, there is a known method of generating an analog signal representing the sought duration. In this case, the auxiliary storage 176, the measuring storage 198, the transfer circuits 170 and 196 and the comparator 186 which form parts of the correction device will quite obviously be of the analog type, the digital recording device 200 and the digital/analog converter 204 being omitted.

Det skal også bemerkes at i stedet for å ha en forsterker med variabel forforsterkning i sonden, ville det være mulig, slik det gjøres i mange apparater for akustisk borehullslogging og til tross for de ulemper dette medfører med hensyn til reduksjonen av krysstalevirkninger, å ha en forsterker med konstant forsterkning i sonden og en forsterker med variabel forsterkning i overflateapparatet. I så fall vil utgangen fra lageret 214 være forbundet direkte til forsterkningsstyreinngangen i en slik forsterker. It should also be noted that instead of having a variable gain amplifier in the probe, it would be possible, as is done in many acoustic borehole logging devices and despite the disadvantages this entails with regard to the reduction of crosstalk effects, to have a amplifier with constant gain in the probe and an amplifier with variable gain in the surface apparatus. In that case, the output from the storage 214 will be connected directly to the gain control input in such an amplifier.

Claims

1. Method of acoustic borehole logging for the investigation of foundation formations traversed by a borehole, comprising the following steps: sequential sending of acoustic measurement waves in the foundation formations, reception of the acoustic measurement waves after their propagation in the foundation formations, and generation of receiver signals which represents all the acoustic waves that are received, measurement of the travel time of the measurement waves between two points in the basic formations, measurement and storage of the amplitude of noise signals included in the receiver signals, - modification according to the stored noise amplitude, of the relative amplitudes of the receiver signals and of a reference signal which is used as a detection threshold for the receiver signals when the running time is measured, characterized in that the sequential transmission of acoustic measurement waves is controlled by a transmission control pulse (A) which is generated sequentially (30), that the measurement (36-38) of the noise amplitude comprises sequential generation of a noise-listening controller s (C) somewhat before each transmission control pulse, and that the duration of the noise-listening control pulse (c) is several times longer than the smallest value of the mentioned running time.

2. Method according to claim 1, characterized in that the duration of the noise-listening control pulse (C) is approximately equal to the average period of low-frequency acoustic noise waves superimposed on the acoustic measurement waves.

3. Method according to claim 1, characterized in that the measurement (38) of the noise amplitude consists in measuring the maximum amplitude of said noise during the duration of the noise-listening control pulse (C).

4. Method according to claim 1, characterized in that the modification of the relative amplitudes of the receiver signals and of the detection threshold consists in setting the amplitude for the detection threshold somewhat higher than the noise amplitude which has been measured and stored.

5. Apparatus for carrying out the method according to claim 1, comprising: means for sequentially sending out acoustic measuring waves in the basic formations, means for receiving the measuring waves after propagation in the basic formations and for generating receiver waves that represent all the actually received acoustic waves, - means for measuring of the duration of the acoustic measurement waves between two points in the base formations, means for measuring and storing the amplitude of noise signals included in the receiver signals, means for modifying the relative amplitudes of the receiver signals according to the stored noise amplitudes and of a reference signal used as a detection threshold for the receiver signals while the duration is measured, characterized in that the means for sequentially sending out acoustic measuring waves comprise a programming device (30) which sequentially generates a transmission control pulse (A), that the means for measuring the noise amplitude comprise a noise-listening port (36) controlled (37) by a noise-listening control pulse (C) which is generated sequentially by the programming device (30) slightly before each transmission control pulse (A), and that the duration of the noise-listening control pulse (C) is several times longer than the smallest value of the running time.

6. Apparatus according to claim 5, characterized in that the programming device (30) generates the noise listening control pulse (C) with a duration that corresponds approximately to the average period of low-frequency acoustic noise waves superimposed on the acoustic measurement waves.

7. Apparatus according to claim 5, characterized in that the means for measuring and storing the noise amplitude comprise a peak value detection circuit (38) for measuring and storing the maximum amplitude of the noise during the duration of the noise listening control pulse (C).

8. Apparatus according to claim 5, characterized in that the means for modifying the relative amplitudes of the receiver signals and of the detection threshold comprise a device for setting the amplitude of the detection threshold (56) somewhat higher than the thus measured and stored noise amplitude.