NO138233B

NO138233B - PROCEDURE FOR CONNECTION BUILDING IN A REMOTE REPORT NETWORK

Info

Publication number: NO138233B
Application number: NO751071A
Authority: NO
Inventors: Dieter Finkhaeuser; Josef Liegsalz; Walter Meyer
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1974-03-28
Filing date: 1975-03-26
Publication date: 1978-04-17
Also published as: NO138233C; NO751071L; FR2266407A1; DE2415134B1; GB1494784A; FR2266407B1; IT1034555B; NL7503628A; DE2415134A1; DK143729C; BE827362A; DK116375A; DK143729B

Abstract

Fremgangsmåte til forbindelsesoppbygging i et fjernmeldenett.Procedure for connection construction in a remote message network.

Description

Koplingsanordning for økning av koplingshastigheten i en transistorkoplingskrets. Switching device for increasing the switching speed in a transistor switching circuit.

Oppfinnelsen angår en koplingsanordning for økning av koplingshastigheten i The invention relates to a coupling device for increasing the coupling speed i

en transistorkoplingskrets med en med a transistor switching circuit with a med

transistorens basis koplet kilde for styre-spenningspulsen, hvis spenning endrer seg the transistor's base coupled source for the control voltage pulse, whose voltage changes

mellom en første og en andre verdi, en between a first and a second value, a

med transistorens emitterkollektorkrets with the emitter-collector circuit of the transistor

forbundet matespenningskilde, et i forhold connected supply voltage source, a in ratio

til transistorens emitterstrøm motsatt rettet halvlederelement (f. eks. diode eller to the transistor's emitter current oppositely directed semiconductor element (e.g. diode or

transistor) med en terskelspenning som er transistor) with a threshold voltage which is

mindre enn for en i transistorens emitter-basisvei liggende parallellkrets, en foroverrettet strømkilde som er tilsluttet forbin-delsepunktet mellom halvlederelementet smaller than for a parallel circuit in the emitter-base path of the transistor, a forward-directed current source which is connected to the connection point between the semiconductor element

og transistoren for tilveiebringelse av en and the transistor for providing a

forspenning mellom transistorens basis og bias voltage between the transistor's base and

emitter, idet kilden for styrepulsene, matekilden og transistorens emitter-kollektorkrets er utformet og dimensjonert slik at emitter, as the source for the control pulses, the feed source and the emitter-collector circuit of the transistor are designed and dimensioned so that

ved den første verdi av styrepulsen ved at the first value of the control pulse at

hvilken transistoren befinner seg i ledende in which the transistor is conducting

tilstand, flyter det gjennom emitter-kol-lektorkretsen en betraktelig strøm som al-likevel forblir mindre enn den, ved hvilken condition, there flows through the emitter-collector circuit a considerable current which nevertheless remains smaller than that at which

spenningen mellom transistorens kollektor the voltage between the collector of the transistor

og basis endrer fortegn. and base change sign.

Slike innretninger er kjent og særlig Such devices are known and particular

beskrevet i: «IRE Transactions on Circuit described in: “IRE Transactions on Circuit

Theory» CT — 4 Nr. 3, September 1957, s. Theory" CT — 4 No. 3, September 1957, p.

236—240 og «Proceedings of the IRE», Juni 236-240 and "Proceedings of the IRE", June

1958, s. 1240—1254. Den sist nevnte artikkel 1958, pp. 1240-1254. The last mentioned article

beskriver bl. a. transistorinnretninger med describes, among other things, a. transistor devices with

direkte kopling for logiske systemer (s. direct connection for logical systems (p.

1250, 1252 og s. 1252—1254) og den først- 1250, 1252 and pp. 1252—1254) and the first

nevnte artikkel beskriver videre transistorinnretninger for logiske strømsystemer. said article further describes transistor devices for logic power systems.

I innledningen til den førstnevnte artikkel nevner forfatteren Hannon S. Yourke fem hovedfaktorer som begrenser hastig-heten for transistorkoplingskretser: 1) forsinkelser opptrer på grunn av lad-ningsbæreransamlinger når transistorene arbeider i et område med metningstenden-ser. 2) begrensninger som betinges av kapa-sitetene i kretsene og transistorene, 3) grensefrekvensen av kollektor-basis-strømforsterkningsfaktoren, 4) forsinkelse på grunn av diffusjonstiden eller overgangstiden for ladningsbærerne i transistoren, 5) forsinkelse på grunn av ladningsbæ-reransamling, eventuelt i de dioder som danner en del av de nevnte innretninger. In the introduction to the first-mentioned article, the author Hannon S. Yourke mentions five main factors that limit the speed of transistor switching circuits: 1) delays occur due to charge carrier accumulations when the transistors operate in an area with saturation tendencies. 2) limitations caused by the capacities of the circuits and transistors, 3) the cut-off frequency of the collector-base current amplification factor, 4) delay due to the diffusion time or transition time of the charge carriers in the transistor, 5) delay due to charge carrier accumulation, possibly in the diodes that form part of the aforementioned devices.

Yourke anbefaler i første rekke å hind-re at transistorene mettes eller arbeider i tilnærmet mettet tilstand, idet etter hans mening vil allerede en forholdsvis svak foroverrettet spenning mellom kollektor og basis redusere båndbredden som transistoren er i stand til å overføre. Hvis transistorene arbeider utenfor sitt metningsområde og har tilstrekkelig høy grensefrekvens, f. eks. av størrelsesorden noen hundre MHz, ligger hovedbegrensningen i kapasi-tetene i kretsene og transistorene. Strøm-logikk som tillater bearbeidelse av signaler med svake amplituder kan påvirkes i ugunstig retning av disse kapasiteter i høy grad. Yourke primarily recommends preventing the transistors from saturating or working in an almost saturated state, since in his opinion a relatively weak forward voltage between collector and base will reduce the bandwidth that the transistor is able to transmit. If the transistors work outside their saturation range and have a sufficiently high cut-off frequency, e.g. of the order of a few hundred MHz, the main limitation lies in the capacities of the circuits and transistors. Current logic that allows the processing of signals with weak amplitudes can be adversely affected by these capacities to a high degree.

I den annen artikkel viser forfatterne Henie og Walsh på side 1242 til, at kurvene for konstant grensefrekvens som funksjon av kollektorstrømmen Ic og kollektor-ba-sisspenningen Vcll (fig. 5) har form av hyperbler, og at ved en bestemt spenning Vdl, øker den forholdsvis lave grensefrekvens ved en kollektorstrøm lik null eller tilnærmet lik null, først hurtig og når et maksimum og avtar så igjen når kollek-torstrømmen stiger videre. Disse kurver er likeledes gjengitt på side 1253 (fig. 47) med en rett belastningskurve. Forfatterne be-merker at langs denne rette linje og bort-sett fra området med svake kollektorstrøm-mer hvor grensefrekvensen er lav, vil transistorens arbeidspunkt ligge i et område hvor dens grensefrekvens er høy. In the second article, the authors Henie and Walsh show on page 1242 that the curves for constant cut-off frequency as a function of the collector current Ic and the collector-base voltage Vcll (fig. 5) have the form of hyperbolas, and that at a certain voltage Vdl, increases the relatively low cut-off frequency at a collector current equal to zero or nearly equal to zero, first fast and reaches a maximum and then decreases again when the collector current rises further. These curves are also reproduced on page 1253 (fig. 47) with a straight load curve. The authors note that along this straight line and apart from the area with weak collector currents where the cut-off frequency is low, the transistor's operating point will lie in an area where its cut-off frequency is high.

I de koplinger som er beskrevet av Henie og Walsh og også av Yourke er emit-terstrømmen for disse transistorer null i «av»-tilstand. Yourke sier (s. 240, spalte 1) at i samsvar med den anvendte transistor-type kan det være nødvendig å anvende en svak sperrende forspenning for å oppheve den nevnte emitterstrøm i «av»-tilstand, og at når denne forspenning er høyere må der tas hensyn til faren for et isolasjons-gjennomslag mellom basis og emitter med en dermed følgende emitter-tilbakestrøm. In the connections described by Henie and Walsh and also by Yourke, the emitter current of these transistors is zero in the "off" state. Yourke says (p. 240, column 1) that according to the type of transistor used it may be necessary to apply a weak blocking bias to cancel the aforementioned emitter current in the "off" state, and that when this bias is higher the danger of an insulation breakdown between the base and emitter is taken into account, with a consequent emitter return current.

Hensikten med foreliggende oppfin-nelse er å tilveiebringe en bedre utnyttelse av transistorens forholdsvis høye grense-frekvenser ved mellomliggende verdier av deres kollektorstrøm og samtidig overvin-ne de vanskeligheter som følger av anven-delsen av en eventuelt nødvendig bakover rettet begynnelsesforspenning mellom basis og emitter for å holde transistoren i «av»-tilstand. The purpose of the present invention is to provide a better utilization of the transistor's relatively high cut-off frequencies at intermediate values of their collector current and at the same time to overcome the difficulties resulting from the use of a potentially necessary backward-directed initial bias between base and emitter for to keep the transistor in the "off" state.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved at den foroverrettede strømkildes spenning og indre motstand og halvlederelementet velges slik at ved den fra den foroverrettede strømkilde leverte strøm overstiger spenningsfallet over den krets som inneholder halvlederelementet, terskelspennin-gen for den krets som inneholder transistorens emitter-basisvei og er koplet parallelt med denne, slik at ved den andre verdi av styrepulsene er emitter-kollektor-hvile-strømmen større enn den lekasjestrøm som i transistorens sperrede tilstand flyter gjennom kollektor-basis-kretsen. This is achieved according to the invention by the voltage and internal resistance of the forward-directed current source and the semiconductor element being selected so that the current delivered from the forward-directed current source exceeds the voltage drop across the circuit containing the semiconductor element, the threshold voltage for the circuit containing the emitter-base path of the transistor and is connected parallel to this, so that at the second value of the control pulses, the emitter-collector-quiet current is greater than the leakage current which in the transistor's blocked state flows through the collector-base circuit.

I den annen av de nevnte artikler an-fører Henie og Walsh, s. 1252, at en av ulempene ved transistorinnretninger med direkte kopling for logiske systemer består i at de anvendte transistorer må ha karakteristiske parametre med små toleranser. Ved innretninger for logiske strømsy-stemer som beskrevet av Yourke og av Henie og Walsh er denne ulempe delvis over-vunnet, idet der sørges for at transistoren arbeider i sitt metningsområde eller i nærheten av dette metningsområde og at inngangs- og utgangskretsen i hver innretning hver ligger i et punkt i nærheten av et hovedsakelig uforanderlig referansepo-tensial. In the second of the aforementioned articles, Henie and Walsh, p. 1252, state that one of the disadvantages of transistor devices with direct coupling for logic systems is that the transistors used must have characteristic parameters with small tolerances. In devices for logic current systems as described by Yourke and by Henie and Walsh, this disadvantage is partially overcome, as it is ensured that the transistor works in its saturation region or close to this saturation region and that the input and output circuit in each device each lies at a point in the vicinity of an essentially unchanging reference potential.

Oppfinnelsen tilveiebringer også hjelpemidler for å øke terskelverdispenningen for den krets som omfatter transistorens emitter-basisvei. Disse hjelpemidler består av en terskelverdidiode, fortrinnsvis av silicium for en germaniumtransistor frem-stillet ved diffusjonslegering, idet denne diode i passeringsretningen, er lagt inn i serie med nevnte emitter-basisvei og fortrinnsvis mellom den nevnte foroverrettede strømkilde og transistorens emitter. Foruten den ønskede økning av terskelverdispenningen for den krets som inneholder transistorens emitter-basisvei, har terskelverdidioden en dobbelt virkning: 1) den muliggjør anvendelse av transistorer med karakteristiske parametre med meget vide toleransegrenser, idet terskelverdispenningen for transistoren overho-det ikke er kritisk, fordi forskjellen mellom de forskjellige terskelverdispennin-ger for den krets som inneholder emitter-basis-veien og den krets som inneholder det nevnte halvlederelement, lett kan for-dobles, tredobles eller sågar firedobles, 2) terskelverdispenningsdioden beskytter emitter-basisveien og hindrer et eventuelt gjennomslag av denne vei på grunn av for sterke pulser av forholdsvis stor amplitude og bakoverrettet polaritet. I dette tilfelle skal bemerkes at denne terskelverdispenning særlig ved høyfrekvens-transistorer, kan være temmelig svak ved diffusjonslegert type. The invention also provides aids to increase the threshold voltage for the circuit comprising the emitter-base path of the transistor. These aids consist of a threshold diode, preferably of silicon for a germanium transistor produced by diffusion alloying, this diode being inserted in the direction of passage in series with said emitter-base path and preferably between said forward current source and the emitter of the transistor. Besides the desired increase of the threshold voltage for the circuit containing the emitter-base path of the transistor, the threshold diode has a double effect: 1) it enables the use of transistors with characteristic parameters with very wide tolerance limits, the threshold voltage for the transistor not being critical at all, because the difference between the different threshold voltages for the circuit containing the emitter-base path and the circuit containing the aforementioned semiconductor element, can easily be doubled, tripled or even quadrupled, 2) the threshold voltage diode protects the emitter-base path and prevents a possible breakdown of this way due to too strong pulses of relatively large amplitude and backward polarity. In this case, it should be noted that this threshold voltage, especially in the case of high-frequency transistors, can be rather weak in the case of diffusion-alloyed type.

Hvis det ovenfor nevnte halvlederelement ikke har annen oppgave å oppfylle enn å fastlegge potensialet for transistorens emitter når ransistoren befinner seg i «av»-tilstanden, kan dette element ifølge Henie og Walsh være en diode. Fortrinnsvis en germaniumdiode. If the above-mentioned semiconductor element has no other task than to determine the potential of the transistor's emitter when the transistor is in the "off" state, this element can be a diode according to Henie and Walsh. Preferably a germanium diode.

På den annen side som beskrevet på sidene 237 og 238 i artikkelen av Yourke, fig. 4, kan innretningen ifølge oppfinnelsen omfatte koplingshj elpemidler for å bringe de på transistorens kollektor frembrakte signaler på et nivå som praktisk talt er identisk med de signaler som påtrykkes dens basis. Disse koplingshj elpemidler omfatter fortrinnsvis en i sperreretningen koplet diode som er forbundet mellom et felles punkt for transistorens kollektor og en motstand, over hvilken motstand denne kollektor mates fra den nevnte kilde med bakoverrettet spenning, og en utgangsklemme som over en annen motstand er forbundet med et punkt med konstant potensial. Den bakover rettede gjennomslagsspenning (zenerspenning) for denne koplingsdiode kan være således valgt at den gjennomstrømmes av en bakover rettet utladningsstrøm og at den strøm som leveres av kilden med bakover rettet spenning, således overstiger transistorens kol-lektorstrøm. On the other hand, as described on pages 237 and 238 of the article by Yourke, fig. 4, the device according to the invention can include coupling aids to bring the signals produced on the transistor's collector to a level that is practically identical to the signals applied to its base. These coupling aids preferably comprise a diode connected in the blocking direction which is connected between a common point for the transistor's collector and a resistor, across which resistor this collector is fed from the aforementioned source with reverse voltage, and an output terminal which is connected via another resistor to a point of constant potential. The backward-directed breakdown voltage (zener voltage) for this switching diode can be chosen so that it is fed by a backward-directed discharge current and that the current supplied by the source with backward-directed voltage thus exceeds the transistor's collector current.

En foretrukket utførelsesform av innretningen ifølge oppfinnelsen omfatter altså en transistor, et halvlederelement for å fastlegge potensialet på transistorens emitter når denne befinner seg i «av»-tilstand, en terskelverdidiode og en koplingsdiode. Denne innretning danner en ytterst praktisk, så å si universal konstruksj ons-enhet for dannelse av logiske systemer, særlig logiske strømsystemer. På grunn av de svært vide tillatte toleranser for de karakteristiske parametre for transistorene, polarisasjonshalvlederelementene, terskel-verdidiodene og koplingsdiodene, er. den beskrevne innretning egnet for massefremstilling, f. eks. i form av en blokk med en felles beskyttelseskappe, f. eks. av kunststoff i hvilken transistoren, halvlederelementet og terskelverdi- og koplingsdioden er anbrakt. A preferred embodiment of the device according to the invention therefore comprises a transistor, a semiconductor element for determining the potential of the transistor's emitter when this is in the "off" state, a threshold value diode and a switching diode. This device forms an extremely practical, so to speak, universal construction unit for forming logical systems, especially logical current systems. Because of the very wide tolerances allowed for the characteristic parameters of the transistors, the polarization semiconductor elements, the threshold value diodes and the switching diodes, are. the described device suitable for mass production, e.g. in the form of a block with a common protective cover, e.g. of plastic in which the transistor, the semiconductor element and the threshold value and switching diode are placed.

Eksempler på oppfinnelsen skal for-klares nærmere under henvisning til teg-ningen. Fig. 1 viser et koplingsskjema for den første utførelsesform av en innretning ifølge oppfinnelsen. Fig. 2 viser et diagram til forklaring av virkemåten for innretninger ifølge fig. 1. Fig. 3 viser et koplingsskjema for en foretrukket utførelsesform med to innretninger i kaskadekopling. Fig. 4 viser et koplingsskjema for en tredje utførelsesform ifølge oppfinnelsen tilpasset anvendelse i et logisk system med dioder. Fig. 5 viser et koplingsskjema for en utførelsesform hvor signalet ikke snus. Fig. 6 viser et koplingsskjema for en utførelsesform med to komplementærut-ganger. Fig. 7 viser et koplingsskjema for et lystem med flere innretninger ifølge fig. I som danner en «eller»-portkrets. Fig. 8 viser et koplingsskjema for en cippkopling med to innretninger ifølge :ig. 3. Fig. 9 viser et prinsippskjema for et lo-jisk system med dioder forsynt med inn-fetninger ifølge fig. 4. Examples of the invention shall be explained in more detail with reference to the drawing. Fig. 1 shows a connection diagram for the first embodiment of a device according to the invention. Fig. 2 shows a diagram to explain the operation of devices according to fig. 1. Fig. 3 shows a connection diagram for a preferred embodiment with two devices in cascade connection. Fig. 4 shows a connection diagram for a third embodiment according to the invention adapted for use in a logic system with diodes. Fig. 5 shows a connection diagram for an embodiment where the signal is not reversed. Fig. 6 shows a connection diagram for an embodiment with two complementary outputs. Fig. 7 shows a connection diagram for a lighting system with several devices according to fig. I which forms an "or" gate circuit. Fig. 8 shows a connection diagram for a zip connection with two devices according to Fig. ig. 3. Fig. 9 shows a principle diagram for a logic system with diodes provided with greases according to fig. 4.

Den på fig. 1 viste utførelsesform omfatter en transistor 1 av PNP-typen for-;rinnsvis en høyfrekvens-diffusjons flate-;ransistor, f. eks. en germaniumtransis-;or. En germaniumdiode 2 er i sperreret-ling koplet inn i emitter-jord-kretsen for Ienne transistor. Ifølge oppfinnelsen har ienne diode en lavere terskelverdispen-ling enn transistorens 1 emitter-basisvei. Sn likestrømskilde som består av en egnet spenningskilde 3 i serie med en motstand 1 ligger mellom jord og det felles punkt mellom transistorens 1 emitter og dioden l og mater den parallellkrets som består iv dioden 2 og transistorens 1 emitterkrets. Transistorens 1 basis er forbundet med i ord over motstanden 5 og transistorens 1 kollektor mates likeledes fra en kilde med bakoverrettet strøm, som består av en i serie mellom denne kollektor og jord koplet spenningskilde 6 og en motstand 7. Transistorens 1 kollektor er dessuten forbundet med en koplingsdiode 8 hvis annen klemme over en belastningsmotstand 9 er forbundet med jord. The one in fig. The embodiment shown in 1 comprises a transistor 1 of the PNP type, preferably a high-frequency diffusion surface transistor, e.g. a germanium transistor. A germanium diode 2 is locked into the emitter-ground circuit of the transistor. According to the invention, one diode has a lower threshold voltage than the emitter-base path of the transistor 1. Sn direct current source consisting of a suitable voltage source 3 in series with a resistor 1 lies between ground and the common point between the emitter of the transistor 1 and the diode l and feeds the parallel circuit consisting of the diode 2 and the emitter circuit of the transistor 1. The base of the transistor 1 is connected in words across the resistor 5 and the collector of the transistor 1 is likewise fed from a source with reverse current, which consists of a voltage source 6 connected in series between this collector and ground and a resistor 7. The collector of the transistor 1 is also connected to a switching diode 8 whose other terminal across a load resistor 9 is connected to ground.

Den strøm som leveres fra kilden 3 bestemmes hovedsakelig av verdien av motstanden 4. Når f. eks. kilden 3 har en spenning på 6 volt og motstanden 4 har en verdi på 4 kohm er denne strøm ca. 6 mA. Hvis der antas at terskelverdispenningen for transistorens 1 emitter-basis-vei overskrider terskelverdispenningen for dioden 2, og at det potensial som påtrykkes transistorens basis er null så vil den strøm som leveres av kilden 3 hovedsakelig gjennomstrømme dioden 2. The current supplied from the source 3 is mainly determined by the value of the resistance 4. When, e.g. the source 3 has a voltage of 6 volts and the resistance 4 has a value of 4 kohm, this current is approx. 6 mA. If it is assumed that the threshold voltage for transistor 1's emitter-base path exceeds the threshold voltage for diode 2, and that the potential applied to the transistor's base is zero, then the current supplied by source 3 will mainly flow through diode 2.

Kilden 6 leverer likeledes en strøm som er hovedsakelig bestemt av motstanden 7. Hvis det f. eks. antas at denne kilde er på 40 volt og motstanden 7 har en verdi på 5,6 kohm, er denne strøm ca. 7 mA. The source 6 likewise supplies a current which is mainly determined by the resistance 7. If, for example, assuming that this source is 40 volts and the resistor 7 has a value of 5.6 kohm, this current is approx. 7mA.

Under de ovenfor nevnte betingelser er kollektorstrømmen i transistoren 1 lik dens lekkasj estrøm Ico mellom kollektor og basis eller er bare litt større. Dioden 8 har en gjennomslagsspenning eller zenerspenning som ligger langt under 40 volt, slik at den strøm på ca. 7 mA som leveres av kilden 6 strømmer gjennom denne diode i sperreretningen, hvorved bevirkes et spenningsfall over klemmene slik at klemmen Under the above-mentioned conditions, the collector current in the transistor 1 is equal to its leakage current Ico between collector and base or is only slightly greater. The diode 8 has a breakdown voltage or zener voltage that is well below 40 volts, so that it current of approx. 7 mA supplied by the source 6 flows through this diode in the blocking direction, causing a voltage drop across the terminals so that the terminal

10 bringes på et forholdsvis høyt negativt potensial f. eks. —1,4 volt. Når der på transistorens 1 basis påtrykkes et negativt potensial f. eks. på —1,2 volt, blir transistoren ledende. Forbindelsespunktet for transistorens emitter og dioden 2 blir på denne måte brakt på et noe mindre negativt potensial enn potensialet som påtrykkes basisen, hvilket er tilstrekkelig til å sperre dioden 2 slik at hele strømmen som leveres fra kilden, strømmer gjennom transistorens 1 krets. Kollektorstrømmen tilsvarer da praktisk talt 6 mA, og strømmen gjennom zener-dioden 8 er ikke mer enn ca. 1 mA, idet utgangsklemmen 10 bringes på et potensial på —0,2 volt. 10 is brought to a relatively high negative potential, e.g. -1.4 volts. When a negative potential is applied to the transistor's 1 base, e.g. of -1.2 volts, the transistor becomes conductive. The connection point for the emitter of the transistor and the diode 2 is thus brought to a slightly less negative potential than the potential applied to the base, which is sufficient to block the diode 2 so that the entire current supplied from the source flows through the circuit of the transistor 1. The collector current then practically corresponds to 6 mA, and the current through the zener diode 8 is no more than approx. 1 mA, the output terminal 10 being brought to a potential of -0.2 volts.

Denne logiske strøminnretning er i og for seg kjent. Den utnytter imidlertid fullt ut høyfrekvensegenskapene ved den nevnte transistor, idet det f. eks. er ønskelig ved regnemaskiner å arbeide med svært høye frekvenser. This logic current arrangement is known per se. However, it makes full use of the high-frequency properties of the aforementioned transistor, as it e.g. It is desirable for calculators to work with very high frequencies.

Fig. 2 viser kurver fra den nevnte artikkel av Henie og Walsh og som angir grensefrekvensen for kollektoremitter-strømforsterkningsfaktoren for en transistor som funksjon av basis-kollektorspen-ningen og kollektorstrømmen. Disse kurver viser likeledes en belastningslinje R som skjærer spenningsaksen i et punkt H (av) og som tilsvarer matespenningen til kollek-teren, samt skjærer en grensefrekvens-kurve for 135 MHz i et punkt E som f. eks. tilsvarer maksimalstrømmen på 6 mA for transistoren 1 på fig. 1. Transistorens 1 maksimale strøm er begrenset av strømmen fra kilden 3, og minimalverdien av kollektor-basisspenningen er likeledes begrenset ved at kilden 6 leverer mer strøm enn kilden 3, slik at kollektor-jord-spenningen blir høyere enn zenerspenningen for dioden 8, som i seg selv er høyere enn den maksimale negative spenning som påtrykkes mellom transistorens basis og jord. Punktet E kan altså velges gunstig f. eks. på den måte at transistoren 1 i største de-len av sin belastningslinje arbeider i et område hvor dens grensefrekvens er lik 135 MHz eller høyere. Fig. 2 shows curves from the aforementioned article by Henie and Walsh which indicate the cut-off frequency for the collector-emitter current amplification factor for a transistor as a function of the base-collector voltage and the collector current. These curves also show a load line R which intersects the voltage axis at a point H (off) and which corresponds to the supply voltage to the collector, as well as intersecting a limit frequency curve for 135 MHz at a point E which e.g. corresponds to the maximum current of 6 mA for transistor 1 in fig. 1. The maximum current of the transistor 1 is limited by the current from the source 3, and the minimum value of the collector-base voltage is likewise limited by the fact that the source 6 supplies more current than the source 3, so that the collector-ground voltage becomes higher than the zener voltage for the diode 8, which itself is higher than the maximum negative voltage applied between the transistor's base and ground. Point E can therefore be chosen favorably, e.g. in such a way that the transistor 1 in the largest part of its load line works in an area where its limit frequency is equal to 135 MHz or higher.

Når transistoren 1 ikke er ledende (punktet H på fig. 2) er dens grensefrekvens imidlertid meget mindre enn 135 MHz og sogar mindre enn 70 MHz. Denne virkning kan tilskrives den forholdsvis høye kapasitet i emitterens overgangs-sjikt, hvilken kapasitet hovedsakelig er virksom og skadelig når transistoren ikke er ledende eller bare er svakt ledende. When the transistor 1 is not conducting (point H in Fig. 2), its cut-off frequency is however much less than 135 MHz and even less than 70 MHz. This effect can be attributed to the relatively high capacity in the transition layer of the emitter, which capacity is mainly effective and harmful when the transistor is not conducting or is only weakly conducting.

Transistoren ville altså danne et hur- The transistor would thus form a how-

;igere og virksommere element i en innretning for et logisk system hvis den ved sn slik innretning arbeider i klasse A, dvs. mellom punktene H' og E på fig. 2. ;iger and more efficient element in a device for a logic system if it works in such a device in class A, i.e. between points H' and E in fig. 2.

Ved innretningen ifølge fig. 1 er ar-beidet i klasse A oppnådd ved at ved den verdi av strømmen som flyter gjennom dioden 2 når transistoren er minst ledende, overskrider spenningsfallet på diodens klemmer terskelverdispenningen for transistorens emitter-basisvei. Som følge derav gir dette spenningsfall, på f. eks. 0,8 volt, transistorens emitter-basisvei spenning i foroverretning, slik at transistorens emitter-kollektorkrets likeledes blir noe ledende. Den strøm som flyter gjennom ano-den vil bli f. eks. 5 mA og transistorens emitterstrøm blir stabilisert ved forskjellen mellom spenningsfallene over diodens klemmer og transistorens emitter-basisvei og av motstanden 5 i transistorens basis-krets ved ca. 1 mA. Derav fremgår at den strøm som flyter gjennom dioden 8 altså svinger mellom 6 og 1 mA slik at spenningen på utgangsklemmen 10 svinger mellom —1,2 og —0,2 volt og er tilstrekkelig til å styre en tilsvarende innretning som er koplet i kaskade med den viste innretning. In the device according to fig. 1, the work in class A is achieved by the fact that at the value of the current that flows through the diode 2 when the transistor is least conductive, the voltage drop on the diode's terminals exceeds the threshold value voltage for the transistor's emitter-base path. As a result, this causes a voltage drop, on e.g. 0.8 volts, the transistor's emitter-base path voltage in the forward direction, so that the transistor's emitter-collector circuit also becomes somewhat conductive. The current that flows through the anode will be e.g. 5 mA and the transistor's emitter current is stabilized by the difference between the voltage drops across the diode's terminals and the transistor's emitter-base path and by the resistor 5 in the transistor's base circuit at approx. 1mA. From this it appears that the current that flows through the diode 8 thus fluctuates between 6 and 1 mA so that the voltage on the output terminal 10 fluctuates between -1.2 and -0.2 volts and is sufficient to control a corresponding device which is connected in cascade with the device shown.

Praktisk massefremstilling av innretningen ifølge fig. 1 byr på vanskeligheter på grunn av toleranser og endringer av de forskjellige terskelspenningsverdier for transistoren og dioden med tiden. Som følge av disse vanskeligheter er det nød-vendig å velge ut transistorer og likeledes dioder for hvert parti utvalgte transistorer. Disse vanskeligheter er ennå stør-re når transistorene skal arbeide i klasse A, fordi i dette tilfelle må toleransene og endringene av den indre motstand i diodene ved en forholdsvis høy strømverdi tas i betraktning. Spenningsfallet over diodens klemmer, når denne er ledende, kan imidlertid lett økes ved hjelp av en motstand som er koplet i serie med dioden. Practical mass production of the device according to fig. 1 presents difficulties due to tolerances and changes of the different threshold voltage values of the transistor and the diode with time. As a result of these difficulties, it is necessary to select transistors and likewise diodes for each batch of selected transistors. These difficulties are even greater when the transistors are to work in class A, because in this case the tolerances and the changes of the internal resistance in the diodes at a relatively high current value must be taken into account. However, the voltage drop across the diode's terminals, when it is conducting, can easily be increased by means of a resistor connected in series with the diode.

For å unngå de ovenfor nevnte vanskeligheter med hensyn til toleranser og endringer, kopler man ifølge oppfinnelsen en terskelverdidiode i passeringsretning i serie med transistorens emitter-basisvei, f. eks. som vist på fig. 3. Denne diode er fortrinnsvis en silisiumdiode med en forholdsvis høy terskelverdispenning. Den har en dobbelt oppgave, for det første befrir den fabrikanten av transistorer, dioder og ferdige innretninger fra å ta hensyn til de anvendte transistorers og dioders terskel-verdispenninger. Det er nemlig mulig som terskelverdidiode å velge en type hvis terskelverdispenning alltid er høyere enn den som velges for dioden 2, slik at terskelverdispenningen for den krets som inneholder terskelverdidioden og transistorens emitter-basisvei, likeledes alltid er høyere enn terskelverdispenningen for dioden 2. In order to avoid the above-mentioned difficulties with respect to tolerances and changes, according to the invention, a threshold value diode is connected in the pass direction in series with the emitter-base path of the transistor, e.g. as shown in fig. 3. This diode is preferably a silicon diode with a relatively high threshold voltage. It has a double task, firstly it frees the manufacturer of transistors, diodes and finished devices from taking into account the threshold value voltages of the transistors and diodes used. Namely, it is possible as a threshold diode to select a type whose threshold voltage is always higher than that selected for diode 2, so that the threshold voltage for the circuit containing the threshold diode and the emitter-base path of the transistor is likewise always higher than the threshold voltage for diode 2.

For det annet beskytter terskelverdidioden 11 transistorens basis-emittervei meget virksomt mot eventuelt gjennomslag hvis en høy bakoverrettet spenning uønsket skulle opptre på basisen. Basis-emitterveiens bakoverrettede gjennomslagsspenning for en høyfrekvenstransis-tor og særlig en diffusjonsflatetransistor er nemlig lav og av størrelsesorden 1 eller noen få volt. I motsetning hertil er den bakoverrettede gj ennomslagsspenning eller zenerspenningen for terskelverdidioden, f. eks. en hurtigvirkende silisiumdiode, forholdsvis høy, f. eks. høyere enn 50 volt. Secondly, the threshold value diode 11 protects the transistor's base-emitter path very effectively against possible breakdown if a high reverse voltage should undesirably appear on the base. The backward breakdown voltage of the base-emitter path for a high-frequency transistor and in particular a diffusion surface transistor is low and of the order of 1 or a few volts. In contrast, the reverse reverse voltage or zener voltage of the threshold diode, e.g. a fast-acting silicon diode, relatively high, e.g. higher than 50 volts.

Ved utførelsen ifølge fig. 5 omfatter innretningen en terskelverdidiode 11 som er lagt inn i passeringsretningen i transistorens 1 emitterforbindelse mellom emitteren og knutepunktet for dioden 2 og motstanden 4. In the embodiment according to fig. 5, the device comprises a threshold value diode 11 which is inserted in the direction of passage in the emitter connection of the transistor 1 between the emitter and the node for the diode 2 and the resistor 4.

Ifølge oppfinnelsen omfatter innretningens halvlederelementer som på fig. 3 er innrammet med strekede linjer, transistoren 1, dioden 2, koplingsdioden 8 og terskelverdidioden 11 og de er alle anbrakt i en felles beskyttelseskappe f. eks. av kunststoff. Denne beskyttelseskappe kan eventuelt også inneholde innretningens motstander f. eks. motstandene 4, 5 og 7 eller 5, 7 og 9 på fig. 1, eller tilsvarende motstander for en innretning ifølge fig. 3. According to the invention, the device comprises semiconductor elements as shown in fig. 3 are framed with dashed lines, the transistor 1, the diode 2, the switching diode 8 and the threshold value diode 11 and they are all placed in a common protective cover, e.g. of plastic. This protective cover may possibly also contain the device's resistors, e.g. resistors 4, 5 and 7 or 5, 7 and 9 in fig. 1, or equivalent resistors for a device according to fig. 3.

Ved utførelsen ifølge fig. 4 ligger terskelverdidioden 11 mellom inngangsklem-men for hver innretning og basisen i den tilhørende transistor 1. Denne diode kan også samtidig tjene som element i et logisk system med dioder for å forbinde to eller flere enn to innretninger med hver-andre. I dette tilfellet er det nødvendig at forbindelsespunktet mellom dioden 11 og transistorens basis er forbundet med jord, eller over en motstand 12 eller 13 forbundet med forbindelsespunktet mellom dioden 2 og motstanden 4. Motstanden 12 eller 13 minsker naturligvis terskelverdidiodens In the embodiment according to fig. 4, the threshold value diode 11 is located between the input terminal for each device and the base of the associated transistor 1. This diode can also simultaneously serve as an element in a logic system with diodes to connect two or more than two devices to each other. In this case, it is necessary that the connection point between the diode 11 and the base of the transistor is connected to earth, or across a resistor 12 or 13 connected to the connection point between the diode 2 and the resistor 4. The resistor 12 or 13 naturally reduces the threshold value of the diode

11 virksomhet med hensyn til fastlegning av transistorens 1 arbeidspunkt i «av»-tilstand, og for å få den samme ufølsomhet overfor toleranser som ved utførelsen ifølge fig. 3, bør der anvendes en ytterligere terskelverdidiode 14 som er lagt inn mellom transistorens 1' emitter og forbindelsespunktet mellom dioden 2' og motstan- 11 operation with regard to determining the operating point of the transistor 1 in the "off" state, and to obtain the same insensitivity to tolerances as in the embodiment according to fig. 3, an additional threshold value diode 14 should be used, which is inserted between the emitter of the transistor 1' and the connection point between the diode 2' and the resistor

den 4', slik som antydet på den høyre del av fig. 4. the 4', as indicated on the right part of fig. 4.

Fig. 5 viser nok en utførelse av innretningen ifølge oppfinnelsen hvor transistorens 1 kollektor er direkte forbundet med kilden 6 for bakoverrettet spenning, og utgangsklemmen 10 er direkte forbundet med transistorens emitter. Fig. 5 shows yet another embodiment of the device according to the invention where the collector of the transistor 1 is directly connected to the source 6 for reverse voltage, and the output terminal 10 is directly connected to the emitter of the transistor.

Denne innretning snur altså ikke det mottatte signal og dens spenningsforsterkning er noe mindre enn 1, slik at antall slike innretninger som kan koples i kaskade uten mellom-spenningsforsterkning, er begrenset. Basis- og emitterkretsene tilsvarer forøvrig de som er vist på fig. 3. This device thus does not invert the received signal and its voltage amplification is somewhat less than 1, so that the number of such devices that can be connected in cascade without intermediate voltage amplification is limited. The base and emitter circuits otherwise correspond to those shown in fig. 3.

Kilden 3 har en spenning på 3 volt, motstanden 4 har en verdi på ca. 1000 ohm, kilden 6 har en spenning på ca. —2 volt og oppladningsmotstanden 9 har en verdi på 200 ohm. The source 3 has a voltage of 3 volts, the resistor 4 has a value of approx. 1000 ohms, the source 6 has a voltage of approx. —2 volts and the charging resistor 9 has a value of 200 ohms.

Når det på transistorens 1 basis påtrykte negative potensial er svakt f. eks. av størrelsesordenen —0,2 volt, vil største-delen av den strøm som leveres fra kilden 3 f. eks. 2,5 mA, flyte gjennom dioden 2, mens den strøm som flyter gjennom terskelverdidioden 11, er ca. 0,5 mA. Transistorens 1 emitterstrøm tilsvarer summen av den strøm som flyter gjennom terskelverdidioden 11 på ca. 0,5 mA og strømmen gjennom oppladningsmotstanden 9. Den sistnevnte strøm er på sin side avhengig av potensialet på transistorens 1 emitter. Det forutsettes at dette potensial er —0,1 volt og at transistorens emitterbasisspen-ning som tilsvarer en strøm i størrelses-orden av 1 mA, er 0,1 volt. Belastnings-strømmen er da 0,5 mA. Spenning på terskelverdidiodens klemmer er da 0,6 volt og spenningen over diodens 2 klemmer er 0,5 volt. Når den på transistorens 1 basis påtrykte negative spenning er stor, f. eks. av størrelsesorden —1,2 volt, synker spenningen på transistorens emitter noe til —1,05 volt, slik at den strøm som flyter gjennom belastningsmotstanden 9 er ca. 5 mA, og strømmen gjennom terskelverdidioden 11 er ca. 3 mA. Ved denne strøm er spenningsfallet over terskelverdidiodens klemmer 0,72 volt, slik at dioden 2 er sperret av en negativ spenning på When the negative potential impressed on the base of the transistor 1 is weak, e.g. of the order of -0.2 volts, the largest part of the current delivered from the source 3, e.g. 2.5 mA, flow through diode 2, while the current that flows through threshold value diode 11 is approx. 0.5mA. The emitter current of the transistor 1 corresponds to the sum of the current that flows through the threshold value diode 11 of approx. 0.5 mA and the current through the charging resistor 9. The latter current is in turn dependent on the potential of the emitter of the transistor 1. It is assumed that this potential is -0.1 volt and that the emitter base voltage of the transistor, which corresponds to a current of the order of magnitude of 1 mA, is 0.1 volt. The load current is then 0.5 mA. Voltage on the threshold diode's terminals is then 0.6 volts and the voltage across the diode's 2 terminals is 0.5 volts. When the negative voltage applied to the base of the transistor 1 is large, e.g. of the order of -1.2 volts, the voltage on the transistor's emitter drops somewhat to -1.05 volts, so that the current flowing through the load resistor 9 is approx. 5 mA, and the current through the threshold value diode 11 is approx. 3 mA. At this current, the voltage drop across the threshold diode's terminals is 0.72 volts, so that diode 2 is blocked by a negative voltage of

—0,33 volt. —0.33 volts.

Den på utgangsklemmen 10 opptre-dende spenning er altså —0,1 volt ved en inngangsspenning på —0,2 volt, idet transistoren 1 befinner seg i «av»-tilstand (punktet H' på fig. 2), og —1,05 volt ved en inngangsspenning på —1,2 volt når transistoren befinner seg i «på»-tilstand (punkt E på fig. 2). The voltage appearing on the output terminal 10 is thus -0.1 volts at an input voltage of -0.2 volts, the transistor 1 being in the "off" state (point H' in Fig. 2), and -1, 05 volts at an input voltage of -1.2 volts when the transistor is in the "on" state (point E in Fig. 2).

Ved den utførelsesform som er vist på fig. 6 er dioden 2 erstattet av en motstand 14 i serie med basis-emitterveien i en annen transistor 2" av samme ledningsevne-type som transistoren 1. Denne transistors basis er forbundet med en kilde 15 med konstant negativ polariseringsspenning, f. eks. —0,9 volt. Transistorens kollektor er over en motstand 7" matet fra en kilde 6 og er over en koplingsdiode 8" forbundet med en annen utgangsklemme 10", idet den nevnte utgangsklemme over en motstand 9" er forbundet med jord. In the embodiment shown in fig. 6, the diode 2 is replaced by a resistor 14 in series with the base-emitter path in another transistor 2" of the same conductivity type as the transistor 1. The base of this transistor is connected to a source 15 of constant negative bias voltage, e.g. -0 .9 volts. The collector of the transistor is connected via a resistor 7" fed from a source 6 and connected via a switching diode 8" to another output terminal 10", said output terminal via a resistor 9" being connected to ground.

Hvis den på transistorens 1 basis påtrykte negative spenning er liten f. eks. i størrelsesorden —0,2 volt, flyter største-delen av strømmen fra kilden 3 f. eks. 5 mA, gjennom motstanden 14 og transistorens 2" emitter-kollektorvei. Motstanden 14 er således valgt at en spenning på ca. +0,55 volt opptrer i forbindelsespunktet mellom terskelverdidioden 11 og dens motstand på f. eks. 260 ohm. Under disse betingelser flyter en svak strøm f. eks. av størrel-sesorden 10 |^A gjennom transistorens 1 basis-emittervei og emitterstrømmen i denne transistor gjennom terskelverdidioden 11 er ca. 1 mA. If the negative voltage applied to the base of the transistor 1 is small, e.g. in the order of -0.2 volts, the largest part of the current flows from the source 3 e.g. 5 mA, through the resistor 14 and the transistor's 2" emitter-collector path. The resistor 14 is chosen so that a voltage of approximately +0.55 volts occurs at the connection point between the threshold value diode 11 and its resistance of, for example, 260 ohms. Under these conditions flows a weak current, for example, of the order of magnitude 10 |^A through the base-emitter path of the transistor 1 and the emitter current in this transistor through the threshold value diode 11 is approximately 1 mA.

Spenningen på utgangsklemmen 10 er forholdsvis sterkt negativ og kan ved re-gulering av motstanden 7 eller spenningen over kilden 6, stilles inn på f. eks. —1,4 volt. Spenningen på den annen utgangsklemme 10" er imidlertid svakt negativ f. eks. —0,2 volt. The voltage on the output terminal 10 is relatively strongly negative and can, by regulating the resistance 7 or the voltage across the source 6, be set to e.g. -1.4 volts. However, the voltage on the other output terminal 10" is slightly negative, e.g. -0.2 volts.

Når den på transistorens 1 basis påtrykte negative spenning er stor f. eks. —1,4 volt, er forholdet omvendt: transistoren 1 leverer en strøm på ca. 5 mA, spenningen i forbindelsespunktet mellom dioden 11 og motstanden 14 er ca. —0,2 volt og en forholdsvis svak strøm, f. eks. 1 mA flyter gjennom motstanden 14 og transistorens 2" emitter-kollektorvei. When the negative voltage applied to the base of transistor 1 is large, e.g. -1.4 volts, the relationship is reversed: transistor 1 supplies a current of approx. 5 mA, the voltage at the connection point between diode 11 and resistor 14 is approx. —0.2 volts and a relatively weak current, e.g. 1 mA flows through resistor 14 and the transistor's 2" emitter-collector path.

Under disse betingelser er spenningen på utgangsklemmen 10 —0,2 volt og spenningen på den annen utgangsklemme 10" ca. —1,4 volt. Under these conditions, the voltage on the output terminal 10 is -0.2 volts and the voltage on the other output terminal 10" is about -1.4 volts.

Det skal bemerkes at transistorene 1 og 2" begge arbeider i klasse A. Det er inn-lysende at en foranderlig polariseringsspenning likeledes kan påtrykkes basisen i transistoren 2", slik at utgangsspennin-gen er avhengig av to samtidig opptre-dende betingelser. Man får f. eks. en svak spenning på klemmen 10 og en sterk spenning på klemmen 10" bare når den negative forspenning som påtrykkes transistorens 2" basis, er mindre enn den forholdsvis høye negative spenning som påtrykkes transistorens 1 basis. På denne måte kan der altså tilveiebringes en sammenlignings-innretning for svake spenninger eller en «og»-portkopling. Transistoren 2" kan også sperres av en på dens basis påtrykt positiv polariseringsspenning på noen tiendedels volt, idet transistoren 1 blir sterkt ledende. Dette muliggjør en «eller»-portkopling. It should be noted that transistors 1 and 2" both work in class A. It is obvious that a variable polarization voltage can also be applied to the base of transistor 2", so that the output voltage is dependent on two simultaneously occurring conditions. You get e.g. a weak voltage on terminal 10 and a strong voltage on terminal 10" only when the negative bias applied to the base of the transistor 2" is less than the relatively high negative voltage applied to the base of the transistor 1. In this way, a comparison device for weak voltages or an "and" gate connection can be provided. Transistor 2" can also be blocked by a positive bias voltage of a few tenths of a volt applied to its base, as transistor 1 becomes highly conductive. This enables an "or" gate connection.

Hvis man bare anvender en enkelt av utgangsklemmene 10 og 10", kan naturligvis koplingselementene for den annen klemme falle bort, enten koplingsdioden 8 og belastningsmotstanden 9 eller dioden If only one of the output terminals 10 and 10" is used, the connection elements for the other terminal can of course be omitted, either the connection diode 8 and the load resistor 9 or the diode

8" og motstanden 9". Den strøm som leveres av kilden 6, kan da imidlertid endre seg med samme verdi som kollektorstrøm-men gjennom transistoren 1 resp. 2", i ste-det for å holdes hovedsakelig konstant. 8" and the resistance 9". The current supplied by the source 6 can, however, change by the same value as the collector current - but through the transistor 1 or 2", instead of being kept essentially constant.

Figur 7 viser koplingsskjema for et system med innretninger av den type som er vist på fig. 3 og som danner en «eller»-portkopling med tre innganger. Dioden 2, likespenningskilden 3, motstanden 4, kilden 6 for den bakover rettede spenning, motstanden 7, koplingsdioden 8, belastningsmotstanden 9 og utgangsklemmen 10 er den samme for alle tre innretninger som inneholder transistorene 1, 1' og 1", inngangsmotstandene 5, 5' og 5", og ter-skelverdidiodene 11, 11', 11". Figure 7 shows a connection diagram for a system with devices of the type shown in fig. 3 and which forms an "or" gate connection with three inputs. The diode 2, the DC voltage source 3, the resistor 4, the source 6 of the reverse voltage, the resistor 7, the switching diode 8, the load resistor 9 and the output terminal 10 are the same for all three devices containing the transistors 1, 1' and 1", the input resistors 5, 5 ' and 5", and the threshold value diodes 11, 11', 11".

En negativ puls som påtrykkes basisen i en av transistorene 1, 1', 1", overføres til utgangsklemmen 10 med motsatt form. En negativ puls som påtrykkes basisen i en eller hver av de to andre transistorer, er uvirksomme fordi den relativt sterke strøm som leveres fra en enkelt transistor, er tilstrekkelig til å sperre dioden 2. A negative pulse that is applied to the base of one of the transistors 1, 1', 1", is transmitted to the output terminal 10 with the opposite form. A negative pulse that is applied to the base of one or each of the other two transistors is inactive because the relatively strong current that supplied from a single transistor, is sufficient to block diode 2.

«Eller»-portkoplingen ifølge fig. 7 er bare vist som et eksempel. Det er innly-sende at innretningen ifølge oppfinnelsen kan anvendes i en vilkårlig portkopling eller i en vilkårlig logisk innretning. The "Or" gate connection according to fig. 7 is shown as an example only. It is obvious that the device according to the invention can be used in an arbitrary gate connection or in an arbitrary logical device.

Fig. 8 viser et koplingsskjema for en kippkopling med to innretninger ifølge fig. 3 og et styretrinn som gjør denne kippkopling til et trinn i en binær telleanordning. Fig. 8 shows a connection diagram for a toggle connection with two devices according to fig. 3 and a control stage which turns this flip-flop into a stage in a binary counting device.

Kippkoplingen omfatter to innretninger 1, 2, 4, 7, 8, 9 og 1', 2', 4', 7', 8', 9', idet basisen i transistoren 1 er forbundet med forbindelsespunktet mellom koplingsdioden 8' og belastningsmotstanden 9' i innretningen med transistoren 1', og basisen i denne transistor er forbundet med forbindelsespunktet mellom dioden 8 og motstanden 9 i innretningen med transistoren 1. De to innretninger mates fra samme kil-der 3 og 6 med likespenning resp. bakoverrettet spenning. The toggle switch comprises two devices 1, 2, 4, 7, 8, 9 and 1', 2', 4', 7', 8', 9', the base of the transistor 1 being connected to the connection point between the switching diode 8' and the load resistor 9 ' in the device with the transistor 1', and the base of this transistor is connected to the connection point between the diode 8 and the resistor 9 in the device with the transistor 1. The two devices are fed from the same sources 3 and 6 with direct voltage resp. backward voltage.

Under disse betingelser er det innly-sende at når dioden 2 er ledende, er forbindelsespunktet mellom elementene 8 og 9 vesentlig negativt, slik at transistoren 1' er godt ledende og dioden 2' er sperret. Under these conditions, it is obvious that when the diode 2 is conductive, the connection point between the elements 8 and 9 is substantially negative, so that the transistor 1' is well conductive and the diode 2' is blocked.

(Tilstanden «av»). Hvis derimot dioden 2 er sperret, er forbindelsespunktet 8 og 9 svakt negativt, slik at transistoren r er svakt ledende og dioden 2' er ledende, (tilstand «på»), Kippkoplingen er altså bi-stabil. (The "off" state). If, on the other hand, diode 2 is blocked, the connection point 8 and 9 is weakly negative, so that the transistor r is weakly conductive and the diode 2' is conductive (state "on"), the flip-flop is thus bi-stable.

Styretrinnet omfatter en tredje transistor 15 hvis basis er forbundet med en inngangsklemme 17 og over en motstand 16 er forbundet med jord. Transistorens kollektor er forbundet direkte med kilden 6 for bakoverrettet spenning og transistorens emitter er over en belastningsmotstand 18 forbundet med jord. Forbindelsespunktet mellom emitteren i transistoren 15 og motstanden 18 er forbundet med forbindelsespunktet mellom diodene 2 og 11 og motstanden 4 over en kondensator 19 og med forbindelsespunktet mellom diodene 2' og 11' og motstanden 4 over en kondensator 19'. The control stage comprises a third transistor 15 whose base is connected to an input terminal 17 and across a resistor 16 is connected to earth. The collector of the transistor is connected directly to the source 6 for reverse voltage and the emitter of the transistor is connected to ground via a load resistor 18. The connection point between the emitter of the transistor 15 and the resistor 18 is connected to the connection point between the diodes 2 and 11 and the resistor 4 across a capacitor 19 and to the connection point between the diodes 2' and 11' and the resistor 4 across a capacitor 19'.

Transistoren 15 er normalt ikke ledende, da dens basis hovedsakelig har samme potensial som dens emitter. Når en negativ puls påtrykkes inngangsklem-men 17 vil en negativ puls med hovedsakelig samme amplitude frembringes over belastningsmotstandens 18 klemmer ved hjelp av den fra transistoren 15 leverte og gjennom motstanden flytende strøm. The transistor 15 is not normally conductive, as its base is substantially the same potential as its emitter. When a negative pulse is applied to the input terminal 17, a negative pulse of essentially the same amplitude will be produced across the terminals of the load resistor 18 by means of the current supplied from the transistor 15 and flowing through the resistor.

Hvis f. eks. dioden 2' var ledende før tilførselen av inngangspulsen (tilstand «på»), idet transistoren 1' er svakt ledende, transistoren 1 var sterkt ledende og dioden 2 ikke ledende, så ville den til for-bindelsespunktene mellom diodene 2, 11 og diodene 2', 11' tilførte negative puls sperre transistoren 1 momentant, uten å endre tilstand i dioden 2 og likeledes sperre transistoren 1' og dioden 2'. Da transistoren 1' imidlertid til å begynne med var svakt ledende, vil ved dens sperring den negative puls som frembringes på dens kollektor og som tilføres basisen i transistoren 1, ha mindre amplitude enn den puls som ved hjelp av den samme inn-gangspuls frembringes på kollektoren av den til å begynne med sterkt ledende transistor 1 og som tilføres basisen i transistoren 1'. På den annen side var dioden 2 til å begynne med sperret, mens dioden 2' til å begynne med var ledende. Som følge derav skjer en sperring av dioden 2' med en viss forsinkelse på grunn av dens dyna-miske kapasitet, det vil si på grunn av de i denne diode ansamlede fri ladningsbæ-rere, og som til å begynne med sogar tillater en gjennomgang av en kort tilbake-strømspuls over den nevnte diode 2'. Basisen i den til å begynne med sterkt ledende transistor 1 får dermed en svakt negativ, litt forsinket og avrundet puls mens basisen i den til å begynne med svakt ledende transistor 1' får en sterkt negativ uforsin-ket puls. Den sistnevnte transistor blir således sterkt ledende umiddelbart etter frembringelsen av pulsen på emitteren i transistoren 15, mens transistoren 1 blir svakt ledende slik at dioden 2 blir ledende. Denne virkemåte beror på forskjellen mellom ombytningsforholdene i ger-maniumdiodene 2 resp. 2' på den ene side og silisiumdiodene 11 resp. 11' og høyfre-kvenstransistorene 1 resp. 1' på den annen side. Tilstanden i dioden 2 byttes ikke om, mens tilstanden i didoden 2' byttes om. Da denne diode under de ovenfor nevnte begynnelsesforhold er kippkoplingens lang-somste element, ville dette element tilslutt igjen vende tilbake til sin utgangstilstand og forblir således i endret tilstand. If e.g. diode 2' was conducting before the supply of the input pulse (state "on"), since transistor 1' is weakly conducting, transistor 1 was strongly conducting and diode 2 not conducting, then it would to the connection points between diodes 2, 11 and diodes 2 ', 11' applied negative pulses block the transistor 1 momentarily, without changing the state of the diode 2 and likewise block the transistor 1' and the diode 2'. However, since the transistor 1' was weakly conductive to begin with, when it is turned off, the negative pulse which is produced on its collector and which is fed to the base of the transistor 1, will have a smaller amplitude than the pulse which, by means of the same input pulse, is produced on the collector of the initially strongly conducting transistor 1 and which is supplied to the base of the transistor 1'. On the other hand, diode 2 was initially blocked, while diode 2' was initially conductive. As a result, blocking of the diode 2' occurs with a certain delay due to its dynamic capacity, i.e. due to the free charge carriers accumulated in this diode, and which initially even allows a review of a short reverse current pulse across said diode 2'. The base of the initially strongly conducting transistor 1 thus receives a weakly negative, slightly delayed and rounded pulse, while the base of the initially weakly conducting transistor 1' receives a strongly negative undelayed pulse. The latter transistor thus becomes highly conductive immediately after the generation of the pulse on the emitter of transistor 15, while transistor 1 becomes weakly conductive so that diode 2 becomes conductive. This mode of operation is based on the difference between the switching conditions in the germanium diodes 2 or 2' on the one hand and the silicon diodes 11 resp. 11' and the high-frequency transistors 1 resp. 1' on the other hand. The state in diode 2 is not switched, while the state in diode 2' is switched. As this diode under the above-mentioned initial conditions is the longest element of the toggle switch, this element would eventually return to its initial state and thus remain in a changed state.

Det skal bemerkes at kippkoplingen er ufølsom overfor positive pulser som oppstår ved differensiering når transistoren 15 vender tilbake til sin ikke ledende begynnelsestilstand. Disse pulser blir i virkeligheten sterkt svekket ved at emitterkretsen for transistorene 1' eller 1 er sterkt ledende, resp. at emitterkretsen for transistoren 1 eller 1' er svakt ledende og kretsen for den tilhørende likeledes ledende diode 2 eller 2' har en svært liten impedans for slike pulser. It should be noted that the flip-flop is insensitive to positive pulses that occur during differentiation when the transistor 15 returns to its non-conducting initial state. These pulses are in reality greatly weakened by the fact that the emitter circuit for the transistors 1' or 1 is highly conductive, resp. that the emitter circuit for the transistor 1 or 1' is weakly conductive and the circuit for the corresponding similarly conductive diode 2 or 2' has a very low impedance for such pulses.

Fig. 9 viser et prinsippskjema for et logisk system med dioder som omfatter et antall innretninger ifølge fig. 4, f. eks. i den høyre del av figuren. Dette system omfatter tre i kaskade koplede trinn som inneholder tre innretninger 20, 20', 20" med inngangsmotstandene 25, 25' og 25" og utgangsmotstandene 29, 29' og 29", resp. en innretning 30 med inngangsmotstan-den 35 og utgangsmotstanden 39, og tre innretninger 40, 40', 40" med inngangsmotstandene 45, 45', 45" og utgangsmotstandene 49, 49', 49". Fig. 9 shows a principle diagram for a logic system with diodes comprising a number of devices according to fig. 4, e.g. in the right part of the figure. This system comprises three stages connected in cascade which contain three devices 20, 20', 20" with the input resistances 25, 25' and 25" and the output resistances 29, 29' and 29", respectively a device 30 with the input resistance 35 and the output resistance 39, and three devices 40, 40', 40" with input resistors 45, 45', 45" and output resistors 49, 49', 49".

Tre inngangskretser med utgangs-motstander 9, 9', 9" i de foregående innretninger er forbundet med inngangskret-sene i innretningene 20, 20', 20", over dioder 21, 21', 21", som også kan tjene som terskelverdidioder for disse innretninger. Three input circuits with output resistors 9, 9', 9" in the preceding devices are connected to the input circuits in the devices 20, 20', 20", via diodes 21, 21', 21", which can also serve as threshold value diodes for these devices.

Utgangskretsene i innretningene 20 og 20' er forbundet med inngangskretsen i innretningen 30 over diodene 31, 31' som kan tjene som terskelverdidioder for disse The output circuits in the devices 20 and 20' are connected to the input circuit in the device 30 via the diodes 31, 31' which can serve as threshold value diodes for these

innretninger. facilities.

Utgangskretsen for innretningen 30 er The output circuit for the device 30 is

forbundet med inngangskretsen i innretningene 40, 40' og 40" over diodene 41, 41' connected to the input circuit in devices 40, 40' and 40" via diodes 41, 41'

og 41" som kan tjene som terskelverdidioder for disse innretninger. and 41" which can serve as threshold value diodes for these devices.

Utgangskretsen for innretningen 20" The output circuit for the device 20"

er også forbundet med inngangskretsen i is also connected to the input circuit i

innretningene 40, 40' og 40" over en diode the devices 40, 40' and 40" over a diode

31" i serie med særskilte dioder 42, 42' og 31" in series with separate diodes 42, 42' and

42" som kan tjene som terskelverdidioder 42" which can serve as threshold value diodes

for innretningene 40, 40' og 40". for the devices 40, 40' and 40".

Sluttelig er utgangskretsene for innretningene 40, 40', 40" forbundet med utgangsklemmene 50, 50' resp. 50". Finally, the output circuits for the devices 40, 40', 40" are connected to the output terminals 50, 50' and 50".

Det skal bemerkes at i det viste system oppfyller hver innretning 30, 40, 40' It should be noted that in the system shown each device fulfills 30, 40, 40'

og 40" med sine inngangsdioder 31 og 31' and 40" with its input diodes 31 and 31'

resp. 41 og 42, 41' og 42' eller 41" og 42" respectively 41 and 42, 41' and 42' or 41" and 42"

en logisk «eller»-funksjon og hver av innretningene 20" og 30 styrer siste trinn i de a logical "or" function and each of the devices 20" and 30 controls the last step in the

tre innretninger 40, 40', og 40". three devices 40, 40' and 40".

Systemet ifølge fig. 9 er bare beskrevet for å gi et begrep om hvorledes innretningene ifølge oppfinnelsen kan komme til The system according to fig. 9 is only described to give an idea of how the devices according to the invention can come about

anvendelse ved et logisk system med dioder. application to a logic system with diodes.

Claims

1. Coupling device for increase of

the switching speed in a transistor switching circuit with a source connected to the base of the transistor for the control voltage coil, the voltage of which changes between a first and a second value, a source of supply voltage connected to the emitter-collector circuit of the transistor, a semiconductor element directed oppositely to the emitter current of the transistor (e.g. diode or transistor ) with a threshold voltage that is smaller than for a parallel circuit located in the emitter-base path of the transistor, a forward-directed current source (3) which is connected to the connection point between the semiconductor element (2) and the transistor for providing a bias voltage between the transistor's base and emitter, being the source of the control pulses, the supply source and the emitter-collector circuit of the transistor is designed and dimensioned so that at the first value of the control pulse at which the transistor is in the conducting state, a considerable current flows through the emitter-collector circuit which alli-kevel remains less than that at which the voltage between the transistor's collector and base changes sign, characterized by the forward-directed current source's (3) voltage and internal resistance and semiconductor element (2) is chosen so that when the current supplied from the forward-directed current source exceeds the voltage drop across the circuit containing the semiconductor element, the threshold voltage for the circuit containing the emitter-base path of the transistor and is connected in parallel with this, so that at the second value of control pulses, the emitter-collector quiescent current is greater than the leakage current that flows through the collector-base circuit in the transistor's blocked state.

2. Device according to claim 1, where a source for reverse voltage is connected to the collector of the transistor through a feed resistor, characterized in that it also has a connection path to bring the signals produced on the collector of the transistor to a level that is practically identical to the level for the signals that are impressed on its base.

3. Device according to claim 2, characterized in that the said connection paths comprise a diode connected in the blocking direction which is connected between a common point for the transistor's collector and said resistance and an output terminal, which is connected via another resistance to a point with constant potential.

4. Device according to claim 1, characterized in that the parallel circuit containing the emitter base path of the transistor also comprises a threshold value diode connected in the direction of passage in series with said emitter-base path which is calculated to increase said parallel circuit's threshold voltage value.

5. Device according to claim 4, characterized in that the mentioned threshold value diode is inserted between the current source and the emitter of the transistor.

6. Device according to claim 4, characterized in that the said threshold value diode is connected to the base of the transistor which supplies the said control pulses through this diode.

7. Device according to claim 3, characterized in that the diode has such a backward-directed discharge voltage (zener voltage) that a backward-directed discharge current flows through it both at the first mentioned value and at the second mentioned value of the control pulses, so that in both cases the from said source for reverse-biased voltage, the supplied current exceeds the transistor's collector current.