NO121618B - - Google Patents

Description

Demodulator for frekvensmodulerte signaler,

særlig til bruk ved faksimileapparater.

Oppfinnelsen angår en demodulator for frekvensmodulerte signaler.

Oppfinnelsen har sin hovedanvendelse ved apparater som benyttes til faksimilesending og -mottagning ved fjernoverfSring av dokumenter under anvendelse av normale telefonoverfSringsanlegg. Sli-

ke anlegg til faksimilesending og -mottagning er allerede kjent og virker i det vesentlige på den måte at dokumentene avsokes på sender-siden og der her frembringes et tilsvarende elektrisk signal. Dette elektriske signal blir så modulert til en form som egner seg for overforing over normale telefonoverfOringslinjer. Den foretrukne form for modulasjon for slike 'grunnbånd"-signaler består i at disse moduleres på en lavfrekvent bærebSlge i det hOrbare område som kan overfores

med vanlig telefonutstyr, fortrinnsvis i området 1500 - 25OO Hz.

Det frekvensmodulerte signal blir så koblet inn på normale telefonoverføringslinjer og igjen uttatt fra disse på mottager-stasjonen ved hjelp av de samme telefonrør (mikrotelefoner) som benyttes for vanlig overforing av tale, så der ikke kreves særskilte jakker eller andre elektriske tilslutninger. På mottagningssiden blir det ovennevnte frekvensmodulerte faksimilesignal demodulert for å skaffe et elektrisk signal som påvirker en trykkeinnretning. Tryk-keinnretningen gjengir så innholdet av det dokument som opprinnelig ble avsøkt på sendestasjonen.

Overføringen av frekvensmodulerte signaler i det omtalte faksimileoverforingsanlegg har to store ulemper.

For det forste betyr det lave frekvensbånd for det frekvensmodulerte signal sammenlignet med den høyeste modulasjonsfrekvens (nødvendiggjort ved overforingen over et hørefrekvensanlegg, f.eks. en telefonlinje) at grunnfrekvensen for de frekvensmodulerte signaler som demoduleres av et sender- og mottagerapparat i mottagningstilstanden, blir meget lav. Slike lave grunnbølgefrekvenser av frekvensmodulerte signaler krever store kostbare filtre for å omdannes til tilstrekkelig jevn likestrøm. En hensikt med den foreliggende oppfinnelse er derfor å unngå nødvendigheten av kostbare og kompliserte filtreringsanordninger.

For det annet representerer den ene ende av frekvensbån- i det i det FM-system som benyttes til faksimileoverffiring, nødvendigvis hvitt papir, mens den annen ende av båndet representerer sort papir. Ved den "hvite" ende vil selv en ubetydelig avvikelse i frekvensmodu-latorens utgangslikespenning skifte det hvite til grått og gi en stygg, grumset kopi i det mottagende apparat. En annen hensikt med den foreliggende oppfinnelse er derfor å skaffe en frekvensmodulasjons-anordning med større nøyaktighet av demodulasjonen, særlig ved den nedre ende av frekvensbåndet (svarende til'hvitt papir").

I henhold til oppfinnelsen oppnås de nevnte hensikter ved hjelp av en demodulator med elementer som spesifisert i patentkrav 1.

Med andre ord inneholder demodulatoren ifølge oppfinnelsen to monostabile multivibratorer som drives parallelt, idet begge ut-løses av de samme frekvensmodulerte inngangssignaler. Motstandene og kapasitetene i de tidskonstantbestemmende koblingsanordninger hos de to monostabile multivibratorer blir valgt slik at den ene multivibrator har meget kort restitusjonstid, mens den annen akkurat har tid nok til å restitueres ved den laveste frekvens i detektorens frekvensområde. Ved frekvenser høyere enn denne laveste frekvens blir den annen monostabile multivibrator ikke istand til fullt ut å restitueres. Ved dannelse av et utgangssignal betinget ved forskjellen mellom de to vibratorers tidsinnstilte tilstander kan der således frembringes et utgangssignal som har null effekt ved nivå "hvitt" og økende effekt over dette nivå.

Når frekvensen av det frekvensmodulerte inngangssignal stiger, avtar restitusjonstiden for den første og for den annen monostabile multivibrator med det sluttresultat at der blir frembragt et sterkere utgangssignal ved hjelp av detektoren efterhvert som frekvensen av det frekvensmodulerte inngangssignal går opp. Dette utgangssignal består av et tog av pulser med en frekvens svarende til frekvensene av inngangssignalet til detektoren, men med en pulsbred-de som er tilnærmelsesvis proporsjonal med tilveksten i inngangs-frekvensene over den nedre ende av frekvensmodulasjonsbåndet. Da utgangspulsene har samme amplitude, blir den effekt som slippes igjen-nom innenfor deres omhyllingskurver, proporsjonal med deres puls-forhold eller m.a.o. med deres varighet og stiger dermed tilnærmelsesvis lineært fra "null-effekt-frekvens" ved den nedre ende av frekvensmodulasjonsbåndet. Pulsene fra detektoren blir siden filtrert for å gi et variabelt likestrøm-utgangssignal. Da detektoren ved den nedre ende av båndet nesten ikke slipper noen effekt frem til filteret, unngår man det hittil vanskelige problem med bærefrekvent utgangs-vekselspenning med høyt null-nivå.

Andre hensikter med oppfinnelsen og trekk ved denne såvel som en mer fullstendig forståelse av den vil kunne utledes fra den følgende beskrivelse med patentkrav i forbindelse med tegningen. Fig. 1 er et blokkskjema for et faksimilesender- og mottagerapparat hvor demodulasjonsanordningen ifølge oppfinnelsen er realisert. Fig. 2 er et oversiktsskjerna for en koblingsanordning som utgjør en foretrukken utførelsesform for oppfinnelsens prinsip-per, og

fig. 3 er et diagram over bølgeformer som opptrer på forskjellige steder i koblingen på fig. 2.

Anlegget på fig. 1 representerer et faksimile-overførings-anlegg som er fremstillet i detalj i det belgiske patentskrift nr. 678.374 og det amerikanske patentskrift nr. I.083.605.

Der henvises til fig. 1. Det faksimileoverføringsanlegg som forbedres ifølge den foreliggende oppfinnelse, har til oppgave å avsøke en original 10 og gjengi dennes innhold på et kopipair 12 på et fjerntliggende sted under anvendelse av normalt telefon-over-føringsutstyr (representert ved ledningene 14) for overforing av

faksimilesignaler. Anlegget på fig. 1 er representativt for den mest avanserte praksis innen faksimileoverføringsteknikken, hvor faksimilesignaler kan sendes og mottas via normale telefonrør 16 når

disse er anbragt i riktig stilling på akustiske koblere l8. I et faksimile-sende- og mottagerapparats sendetilstand Ivist ovenfor ledningene 14 i skjemaet på fig. 1) mottar de akustiske koblere l8 elektriske signaler fra ående- og mottagerapparatet og omdanner dem til akustiske signaler, som så blir koblet inn på telefonrøret 16. I mottagningstilstanden av et faksimilesender- og mottagerapparat (vist nedenfor ledningene 14 på fig. 1) mottar apparatets akustiske kobler l8 akustiske signaler fra sitt telefonror 16 og omdanner dem til elektriske signaler for behandling i dette apparat.

Avsøkningen av originalen 10 utføres av en pick-up-transduktor 21 som er montert for å dreies av en elektromotor 23, fortrinnsvis av synkron hysteresetype, styrt av signaler fra en ener-gikilde eller motor-drivforsterker 25 (i det følgende kalt "kraft-forsterker 24" for korthets skyld) som avleder sine styresignaler fra en standardfrekvens som den der skaffes ved hjelp av en stemme-gaffel 27 (eller også en krystallstyrt oscillator eller annen fre-kvenskilde med stor nøyaktighet). De elektriske signaler som frembringes av pick-up-transduktoren 21 i avhengighet av det skrevne stoff på originalen 10, virker frekvensmodulerende ved 28, Det er vanlig å la "hvite" eller ubeskrevne partier av originalen fremtre somumodulert FM-bærebølge (eksempelvis med bærefrekvens 1500 Hz)

ved utgangen fra modulatoren 28.

De frekvensmodulerte signaler fra modulatoren 28 blir

så tilført den akustiske kobler 18, som dirigerer signalet via tele-fonrøret 16 inn på telefonnettet 14 og derfra til et annet, mottagende telefonrør 16. Da der i anlegget på fig. 1 benyttes normale tele-fonapparater ved begge ender, kan enten den sendende eller den mottagende stasjon innlede overføringen ved å slå den annens nummer på vanlig måte.

De overførte signaler som mottas av røret 16, blir ved hjelp av den akustiske kobler 18 hos det mottagende eller gjengi-vende apparat omformet til elektriske signaler som tilføres en ut-jevnerkrets 32 som kompenserer virkningene a<y>forvrengning på linjen. Det forvrengningskompenserte signal fra utjevneren 32 blir tilført et begrenser- og filternettverk 34 som tjener til å redusere støy og andre signaler enn den frekvensmodulerte hoved-bærebølge som ble utsendt opprinnelig. Derefter blir signalet demodulert ved hjelp av en detektoranordning 35 a<y>den art som den foreliggende oppfinnelse befatter seg med. Utgangspulsene fra detektoren 35 blir tilfort et lavpassfilter 36 for å glattes til et lavfrekvenssignal eller variabelt likestrømsignal som styrer en trykketransduktor 38 som skriver på kopipapiret 12. Trykktransduktoren 38 avsøker og trykker i fase med pick-up-transduktoren 21 som følge av rotasjonen av en annen synkronmotor 23 av hysteresetypen, som mates av en kraftfor-sterker 25 som får signaler med bestemt frekvens fra en standard-frekvenskilde 27 maken til den som benyttes ved det sendende apparat.

Som nevnt ovenfor må de frekvensmodulerte signaler som

sendes av faksimilesender- og mottageranlegget på fig. 1, ligge i i et frekvensområde hvori telefonledningene 14 med alle tilhørende i forsterkere m.v. kan virke. Ved faksimileoverforing hai'det vært vanlig å benytte et frekvensbånd som strekker seg fra 1500 - 25OO Hz, hvor 1500 Hz representerer umodulert bærebølge eller de lyseste nyanser i dokumentet (m.a.o. "hvitt"), mens båndets ovre grense på 2500 Hz representerer de mørkeste nyanser i dokumentet (m.a.o. "sort"). Tidligere har dette frekvensområde 1500 - 2500 Hz for modulasjons-frekvensbåndet krevet store og kostbare filtre for utførelse av demodulasjonen på grunn av den lave grunnfrekvens av det oppfangede signal som skal filtreres. Forholdet ble forverret ved at filtreringen var minst effektiv ved den nedre ende av modulasjonsfrekvens-båndet så det meget kritiske spenningsnivå som representerer "hvitt papir", fik den minst effektive behandling, med den følge at de tidligere anvendte FM-demodulatorer ved faksimileoverføring måtte være meget kompliserte og være meget nøye justert for at der ikke skulle inntre en liten gråfarvning av kopipapiret i de faksimiler som ble frembragt av det mottagende sende- og mottagerapparat. Prin-sippene for den foreliggende oppfinnelse slik de er realisert i koblingsanordningen på fig. 2, fører til at der fås et detektor-utgangssignal hvor utgangsenergién hovedsakelig ligger i de harmoniske av grunnfrekvensen ved<n>hvitt"-nivået eller den nedre ende av modula-sjonsfrekvensområdet, så filtreringen blir mest effektiv på dette punkt. For ytterligere å redusere muligheten for dannelsen av en grålig kopi er ennvidere den effekt i som slippes frem av FM-detektoren,. også minimal, nesten null, ved den nedre ende av frekvensmodulasjonsbåndet.

Den stromkretsanordning som er vist skjematisk på fig.2, har en positiv mateklemme 10', en negativ mateklemme 12<»>, en jord-klerame 14<*>avmerket to steder, en inngangskiemme 16', en detektor-utgangssignalklemme l8<»>og en klemme 19 til melding av bærebolge-mottagning. I en modell bygget efter skjemaet på fig. 2 var den tilforte positive spenning ved 10' en likespenning på + l8 volt, mens den tilførte negative matespenning ved 12' var en likespenning på

- 18 volt.

Det inngangssignal som tilfores ved klemmen 16', antar en form som vist ved A på fig. 3 og avledes fra den frekvensmodulerte bæresvingning som ankommer til det mottagende sender- og mottagerapparat, ved begrensning og formning av det overforte frekvensmodulerte signal til rektangelform, fasespaltning av det rek-tangulære signal, differensiering av hver forreste og bakre flanke av rektangelsignal-fåsene og helbølgelikeretting av de negativtgå-ende differensialer av hver fase for tilveiebringelse av utlos-ningpulser,med dobbelt frekvens i forhold til inngangssignalet. Denne frekvensfordobling har selvsagt fordelen av å gi en detektorutgangs-frekvens som er høyere og derfor lettere filtrerbar. Videre drar det samlede detektor- eller demodulatorsystem 35 fordel av den omtalte behandling ved at detektorens utgangsfrekvens derved blir fjernet mer fra den høyeste frekvens av informasjonssignalet som påtrykkes bærefrekvenssignalet.

De funksjoner av en dobbelt monostabil multivibratoranordning som behøves i denne forbindelse, besørges av tre transistorer 20, 30°g 40- Den generelle anordning av strømkretsen er slik at transistoren 20 er den normalt uvirksomme transistor i den monostabile multivibratoranordning, mens transistorene 30 og 40 normalt er virksomme. Transistoren 40 samvirker med transistoren 20 for å danne den ene monostabile multivibratorkrets, som har tilstrekkelig lang restitusjonstid til å kunne virke eller tidsstyre over hele båndbredden av inngangsfrekvenser i det frekvensmodulerte signal. Transistoren 30 msd tilhørende komponenter samvirker på den annen side med transistoren 20 for å danne en partiell monostabil multivibratorkrets som bare ved den laveste frekvens i båndet er istand til å restitueres.

22 betegner emitteren, 24 basisen og 26 kollektoren

hos transistoren 20. Emitteren 22 er direkte forbundet med den positive matekilde 10<»>og er over en forspenningsmotstand 33 forbundet med basisen 24. Basisen 24 er over en motstand 29 forbundet med

inngangskiemmen 16', hvor utløsningspulsene på fig. 34 ankommer i koblingen på fig. 2. Således blir utlosningspulsene 3& via motstanden 29 tilfort basis 24 i transistoren 20. Da disse pulser er negativt-gående, kobler de transistoren 20 pulsvis inn.

42 betegner emitteren, 44 basisen og 46 kollektoren hos transistoren 40. Emitteren 42' er direkte forbundet med den positive spenningskilde 10' og er over en forspenningsmotstand /\ S forbundet med basisen 44*Basisen 44 er forbundet med jordklemmen 14' over en diode 50 og en motstand 52 i serie. Da emitteren 42' holdes på spenningen for den positive matekilde 10, mens spenningen ved basisen 44 er tilbøyelig til å synke til potensialet for jordklemmen 14', er transistoren 40 normalt i sin mettede tilstand under driften av koblingsanordningen på fig. 2. Imidlertid er kollektoren 26 hos transistoren 20 forbundet med basis 44 hos transistoren 40 over en

diode 54°g en tidskonstant-kapasitet 56 i serie. Når en utløsnings-puls ved 16<*>kobler transistoren 20 på, så potensialet av kollektoren 26 plutselig springer fra en verdi med jordpotensialet ved 14' til en verdi nær spenningen på mateklemmen 10, overforer kapasiteten 56

således denne endring, slik at spenningen ved basis 44 brått høynes for å koble transistoren 4° ut«

Den ene plate 57 Pa kondensatoren 56 er forbundet med den negative mateklemme 12' over en motstand 58 og med jord 14' over en diode 60. Når transistoren 40 er på og transistoren 20 er av, blir denne kondensatorplate 57 holdt meget nær potensialet ved jordklemmen 14<*>takket være sin tilkobling til denne over dioden 60. Den annen plate 62 på kondensatoren 56 er forbundet med jordklemmen 14' over en motstand 52, men holdes på et potensial som skaffes av basis-emitter-forbindelsen 42, 44 i transistoren 40 og dioden 50 og ligger nær potensialet på den positive mateklemme 10'.

Når transistoren 20 kobles på ved hjelp av en puls tilfort ved inngangskiemmen 16', vil spenningen på platen 57 hos kondensatoren 56 plutselig stige til meget nær spenningen på den positive mateklemme 10<»>. Da spenningen over kondensatoren ikke kan for-andre seg momentant, bringer denne spenningsstigning på platen 57 spenningen på platen 62 til å stige med en lignende verdi, så denne plate får høyere spenning enn den positive mateklemme 10'. Da dioden 50 sperrer mot strømgjennomgang i motsatt retning, blir ikke hele spenningen på platen 62 overfort til basisen 44 hos transistoren 40, men spenningen på basisen 44 blir høynet til et punkt hvor transistoren 40 blir uvirksom.

Virkningen av de differensierte inngang sp ul ser som er vist på fig. 3&>på transistorene 20 og 4-0' er vist ved bolgeform-kurvene på. fig. 3B og 3C. Fig. 3B viser spenningen på kollektoren 26 hos transistoren 20, mens fig. 3^ viser spenningen på kollektoren

46 hos transistoren 40. Det kan ses at en utkobling av transistoren 40 på den beskrevne måte forer til at spenningen på dens kollektor 46 faller fra verdien av den positive matespenning ved IO<1>til en verdi meget nær potensialet på jordklemmen 14' på gruntiav forbindelsen mellom kollektoren 46 og jordklemmen 14' gjennom dioden 64. Da kollektoren åfi over en motstand 66 er forbundet med basis 24 hos transistoren 20, vil dens potensial, som nesten er jordpotensial, bli overfort til basisen 24 for å holde transistoren 20 innkoblet, for motstanden 33°g 66 vil da samvirke med en annen transistor 68 innkoblet mellom kollektoren 46 og den negative mateklemme 12, for å gi en spenningsdeling som sikrer at kollektoren 46 er på jordpotensial og faktisk ville være på lavere potensial om det ikke var for dioden 64.

Umiddelbart efter at potensialet på platen 57 er bragt opp på en h6y positiv verdi på grunn av innkoblingen av transistoren 20, begynner kapasiteten 56 å lade seg ut gjennom motstanden 52 til jord ved 14'. Kapasiteten av kondensatoren 56 og verdien av motstanden 52 er valgt slik at denne utladning har rikelig tid til å finne sted f6r neste utlosningspuls ankommer til klemmen 16<*>. Utladningen av kondensatoren 56 har til virkning å senke spenningen mellom den nevnte plate 57°g kondensatorens annen plate 62, så potensialet på basisen 44 hos transistoren 40 begynner å synke. Når dette potensial sluttelig kommer langt nok ned til å koble transistoren 40 til ledende tilstand, blir transistorens kollektor 46 plutselig bragt opp på spenningsnivået for den positive mateklemme 10', og transistoren 20 utkobles ved hjelp av forbindelsen mellom kollektoren 26 hos transistoren 40 og basisen 24 hos transistoren 20. Transistoren 40 holder seg da i sin mettede tilstand og transistoren 20

i sin utkoblede tilstand inntil nok en puls ankommer ved l6\

I det foregående er beskrivelsen av den monostabile multivibrators virkemåte konsentrert om transistorene 20 og 40 ved an-komst av inngangspulser ved 16'. I henhold til oppfinnelsens prin-sipper dannes en annen partiell monostabil multivibratorkrets med transistorene 30 og 20, for kollektoren 26 hos transistoren 20 er forblindet med basis 34 hos transistoren 30 over en seriekobling av av en diode 70, en kondensator 72 og en diode 74. Da basisen 34 er styre-elektroden for transistoren 30, får spenningene på kollektoren 26 hos transistoren 20 en lignende virkning på transistoren 30 som den der ble beskrevet for transistoren 4°-Akkurat som kondensatoren 56 lader seg ut til jord 14-' over motstanden 52, lader kondensatoren 72 seg ut til jord 14<»>over en motstand 82. Kondensatorene 72 og 56 har omtrent samme kapasitet, og motstandene 52 og 82 har omtrent samme verdier, et forhold som gir like lange utladning st ider, forutsatt at inngangsspenningene på kondensatorene 72 og

56 er like hoye.

I likhet med de elektriske forbindelser til transistoren

40 har transistoren 30 en forspenningsmotstand 80 innkoblet mellom basis 34 og emitter 32. Likeledes er dens basis 34 forbundet med jord 14' over dioden 74 og motstanden 82, og en diode 84 maken til dioden 60 sikrer at en forste plate 86 hos kondensatoren 72 aldri kan komme under jordpotensial. Spenningen på kollektoren 36 hos transistoren 30 er vist ved kurve D på fig. 3«

Den likerettede utgangsspenning fra koblingen på fig.2 tilfores klemmen l8<»>over en transistor 100 med emitter 102, basis 104 og kollektor 106. Emitteren 102 er koblet direkte til jord 14', mens kollektoren 106 er forbundet med den negative klemme 12' over en motstand 108. Transistorens basis 104 er koblet til jord 14' over en diode 110 og -til den negative klemme 12<*>over en motstand 112.

Da basisen 104 er styre-elektroden for transistoren 100, blir signalet fra kollektoren 36 hos transistoren 30 koblet til den over en motstand 114»mens signalet fra kollektoren 26 hos transistoren 20 kobles til den over en motstand 116. I koblinger som har vært bygget efter skjemaet på fig. 2, ble motstandene 114 og 116 valgt med like verdier. Motstanden 112 ble så valgt slik at den var mindre enn hver av motstandene 114 og 116 enkeltvis, men storre enn den resul-terende verdi av motstandene 114 og 116 i parallellkobling. Folgen av denne anordning er at den spenningsdeling som fås mellom den positive mateklemme 10* og den negative mateklemme 12* via en av transistorene 20, 30>en av motstandene 114, ll6 og sluttelig gjennom motstanden 112, når en av transistorene 20, 30 er innkoblet og den annen utkoblet, vil bringe potensialet ved basis 104 hos transistoren 100 til å synke under jordpotensialet på emitteren 102 og dermed gjore transistoren 100 ledende, Alv lignende grunner vil basis hos transistoren 100 få negativt potensial og gjøre denne ledende når begge transistorene 20 og 30 er ikke-ledende. Når transistoren 100 er ledende, ligger kollektoren hos transistoren 100 og dermed utgangskiemmen l8<f>omtrent på jordpotenslal. Når derimot begge transistorene 20 og 30 er "på" (ledende), vil potensialet ved basisen 104 ligge over jordpotensial, så transistoren 100 blir koblet til ikke-ledende tilstand og derved bringer kollektoren hos transistoren 100 på en negativ verdi nær -l8 volt. På denne måte blir utgangssignal ene B og D fra transistorene 20 og 30 hovedsakelige OG-portstyrt for å levere spenninger som vist ved E ved klemmen l8* til detektorens utgangsside.

Ved betraktning av fig. 3E vil man se at den der viste bølgeform har akkurat de egenskaper som ønskes for faksimileoverforing eller faktisk for enhver frekvensmodulert overforing på lave frekvenser. Det skal i den forbindelse forst påpekes at de kortvarige spisser 121 som er vist på fig. 3E>ikke er frembragt der med hensikt eller i det hele tatt er til nytte ved den demodulasjons-prosess oppfinnelsen tar sikte på. De opptrer på grunn av forskjellen i inn- og utkoblingstid hos de fleste transistorer. Da de både fører liten energi og er steile såvel ved stigning som ved fall, blir de lett filtrert ut og er uten betydning for det sluttelige demodu-lerte utgangssignal fra anlegget med detektoren på fig. 2. De pulser som er av betydning på fig. 3, er dem som er vist ved 122.

Forsåvidt som koblingen på fig. 2 ikke frembringer noe proporsjonalt spenningssignal ved utgangsklemmen 18<»>når inngangsfrekvensen ligger under detektorens gjennomslipningsbånd, er det nødvendig å demodulere det mottatte signal på mer konvensjonell måte hvis det ønskes å få en indikasjon med hensyn til om der mottas FM-bærebølge i kretsen, hvorved der ville foreligge en spenningsindika-sjon selv når der mottas et signal med lavere frekvens enn normalt eller ikke mottas noe signal. Til å utføre denne funksjon er der anordnet en transistor 120 med emitter 123, basis 124 og kollektor 126. Kollektoren 126 ljos transistoren 120 er dennes utgangselektrode og er koblet direkte til klemmen 19, samtidig som den også over en motstand 128 er koblet til den positive mateklemmen 10. Emitteren 123 hos transistoren 120 er koblet direkte til jord 14'.

Basisen 124 hos transistoren 120 er dennes styreelektrode og er over to motstander 130 og 132 koblet til kollektoren 46 hos transistoren 4°»En kondensator 134 er innkoblet mellom jord 14'

og et punkt mellom motstandene 130 og 132, mens to motstander 136

og 138 er innkoblet mellom den negative mateklemme 112 og det samme punkt mellom motstandene 130 og 132.

Kretsen i tilknytning til transistoren 120 har den funk sjon i faksimileanlegget å skaffe en indikasjon om at der mottas FM-bærebolge ved sender- og mottagerapparatet i mottagningstilstanden. Virkningen av denne indikasjon av bærebølgemottagning er beskrevet mer detaljert i fremstillingai til patentsøknad nr. 164.684. Sagt i korthet blir meldingen om at der mottas bærebølge, benyttet til å skaffe et signal som tilføres klemmen 156 på fig. 4 i patentsøknad nr. 164.684. Tilstedeværelsen av et bærebølge-meldingssignal ved 156 er nødvendig for å sette igang motoren 22 for det mottagende sender- og mottagerapparat.

Kretsen med transistoren 120 er således innrettet til å skaffe et signal som melder om de frekvenser som mottas ved 16', ligger eller ikke ligger over eller under frekvensbåndet for den FM-bæreteølge som skal mottas fra det sendende apparat. Den nøyaktige kritiske frekvens for kretsen kan stilles inn ved endring av verdien av motstanden 138. Signalet på kollektoren 46 for den monostabile multivibrators transistor 40 blir i virkeligheten behandlet i den konvensjonelle form som hittil har vært benyttet for å skaffe indikasjon ved klemmen 19. Således blir kondensatoren 134 valgt med slik kapasitet at den gir lavpassfiltrering av bølgeformen 30,

og resultatet blir et jevnt variabelt likespenningssignal som an-tydet ved kurve G på fig. 3«Størrelsen av spenningen for kurve G er tilnærmelsesvis proporsjonal med frekvensen av pulser mottatt ved l&jhelt ned til frekvens null.

Virkemåten av den ovenfor beskrevne video-detektor-krets er som følger. Inngangspulser avledet fra den mottatte frekvensmodulerte bærebølge ved begrensning og differensiering som vist på fig. 3 opptrer ved inngangskiemmen 16<»>på fig. 2. Disse pulser har negativt fortegn og bringer således potensialet ved basis 24 hos den normalt uvirksomme transistor 20 til å bli negativt i forhold til potensialet ved emitteren 22, hvorved transistoren 20 kobles på. Fig. 3B viser resultatet av denne påkobling av kollektoren 26 hos transistoren 20. Når transistoren 20 er utkoblet, synker potensialet ved kollektoren 26 til et nivå nær jordpotensialet ved 14'. Imidlertid blir kollektoren 26 hos transistoren 20 såsnart denne kobles på, nesten direkte koblet til den positive mateklemme 10<»>og bevirker dermed en bratt stigning 200 ved den forreste flanke av hver puls som er vist på fig. 3B. De bakre flanker 202 av pulsene på fig. 3B opptrer når transistoren 40 igjen kobles på efter å være holdt utkoblet mens transistoren 20 var innkoblet.

Transistoren 40 holdes normalt i sin mettede tilstand, for skjønt dens direkte koblede emitter 42 alltid ligger på potensialet for den positive mateklemme 10*, ligger dens basis 44 under dette potensial på grunn av spenningsdelingen mellom mateklemmen 10' og jord 14' over motstandene 48 og 52. Når transistoren 20 kobles på, blir de høye spenningsnivåer 204 av pulsene på fig. 3B via kondensatoren 56 og dioden 50 tilfort basisen 44 og bevirker at inngangs-strommen til denne fjernes. Således blir transistoren 4° koblet ut når transistoren 20 kobler seg på. Virkningen på dens kollektor 46 er vist ved den forreste flanke 210 av bølgeformen på fig. 30. Varigheten av pulsene på fig. 3C er nesten den samme som varigheten av pulsene på fig. 3B fordi begge transistorene 20 og 40 kobles nesten på samme tidspunkt når utladningen av kondensatoren 46 tillater basisen 44 å synke under spenningen ved emitteren 42 påny. Derpå vender spenningen ved kollektoren åfi tilbake til spenningen ved den positive mateklemme 10f, som vist ved 212. Da kollektoren 46 er koblet til basis 24 hos transistoren 20, blir transistoren 20 koblet nesten samtidig fordi dens basis 24 får samme spenning som dens emitter 22.

Pulsene på fig. 3B blir også tilført basisen 34 for"å ut-koble transistoren ^ Q. Transistoren 30 er normalt<n>på<w>likedan som transistoren 40 og stort sett av samme grunn, for skjønt dens emitter 32 er direkte koblet til den positive mateklemme, er dens basis 34 holdt på et potensial under den positive mateklemme på grunn av spenningsdelingen mellom den positive mateklemme 10<*>og jordklemmen 14' over motstandene 80 og 82. Den bratte stigning i de forreste flanker 200 på fig. 3B bringer imidlertid kollektorspenningen for transistoren 30 (vist på fig. 3D) til å synke fordi transistoren 30 ikke lenger er tilkoblet den positive mateklemme 10'. Fallet i den bakre flanke 2l6 går til et negativt spenningsnivå 2l8 meget nær potensialet ved jord 14'. Da spenningene på fig. 3b og fig. 3B effektivt superponeres på logisk måte for å gi kurve E på fig.3, levner den langsomme stigning av den forreste flanke 216 i motsetning til den raske stigning

i den forreste flanke 200 en kortvarig differanse, som resulterer i den ovenfor omtalte kortvarige spiss 121.

Når pulsene på fig. 3A har relativt lav frekvens, er kondensatoren 72 istand til å utlade seg igjen gjennom en krets som innbefatter motstanden 76 og reostaten 78, efter fallet ved 202 og før den neste utløsningspuls A ankommer. Derved vil virkemåten av transistoren 30 stort sett svare til virkemåten av transistorene 20 og 40, så transistoren 100 aldri blir ikke-ledende og der ikke blir frembragt noen puls 222 undtagen forsåvidt angår den puls som blir frembragt som folge av den langsomme stigning i den forreste flanke 2l6. Når imidlertid frekvensen av pulsene på fig. 3A overstiger en kritisk verdi avhengig av innstillingen av reostaten 78, kan kondensatoren 72 ikke bli fullt utladet igjen for den neste puls A ankommer. Dette vil bringe venstre plate på kondensatoren 42 til å bli mindre positiv efter at transistoren 20 er koblet på, og vil så tillate transistoren 30 å koble seg på igjen tidligere enn om kondensatoren 72 hadde vært fullt utladet. Tidsrummet da transistoren 30 ikke er ledende, avtar med okende frekvens av pulsene A, da den store tidskonstant av kondensatoren 72 og motstandene76 og 78 blir stadig mindre effektiv når det gjelder å forsyne kondensatoren 72 med tilstrekkelig hoy spenningsladning til å gjore transistoren 30 ikke-ledende under hele den tid da transistoren 20 er ledende.

I henhold til hovedprinsippet feir den foreliggende oppfinnelse vil de bakre flanker 219 av pulsene på fig. 3D, når restitu-sjonen av kondensatoren 72 ikke er fullstendig, opptre et kort tids-intervall før de bakre flanker 202, for intervallet mellom hver bakre flanke 219°6hver bakre flanke 202 utgjør en fase da spenningen på basis 104 hos transistoren 100 er bestemt ved spenningsdeling ved hjelp av motstandene 114 og 116 og motstanden 112. Da resultanten av motstandene 114 og 116 i parallellkobling er mindre enn motstanden 112, stiger potensialet ved basisen 104 over nivået ved emitteren 102, som er koblet direkte til jord 14'. Som folge herav blir transistoren 100 utkoblet i dette tidsrom, så spenningen på dens kollektor 106 synker under spenningen ved den negative mateklemme 12'. Dette resulterer i pulsen 122, som er det vesentlige og viktigste utgangssignal fra kretsen på f?». 2.

På denne måte blir varigheten av pulsen 122 avhengig av frekvensen av pulsene A på fig. 3 ovenfor en kritisk verdi av f.eks. 3000 Hz. Da en pulsfrekvens av 3000 Hz svarer til et "hvitt" billede, blir der med et hvitt billede ikke frembragt pulser 122 av noen bredde, så der fås jordpotensial ved klemmen l8<»>. Forekomsten av jordpotensial som referanse er viktig når det gjelder å stabilisere anleggets virkemåte og å skaffe en referanse for riktig reproduksjon, prinsi-pielt av hvitt, men også av forskjellige grader av sort. Når billedet varierer i forskjellige nyanser mot helt sort, oker frekvensen av pulsene A, og varigheten av pulsene 122 avtar tilsvarende, så den gjennomsnittlige likespenning ved klemmen l8 blir mer og mer negativ. Dette gir et pålidelig utgangssignal ved klemmen 18<»>når det gjelder karakteren av billedet som skal gjengis,i hvert øyeblikk efter at det har passert et filter som avviser frekvenser på 300° ^z eller mer. Dette utgangssignalskaffes på en likefrem måte, så video-fil-trering faller enkelt. Ved å betrakte kurvene på fig. 3B og D vil man se at pulsene 122 bare opptrer på tidspunkter da begge kurvene B og D ligger på de høyere spenningsnivåer, nemlig 204 f°r kurve B og 226 for kurve D. I denne situasjon vil motstandene 114 og 116 dele spenningsdelerstrømmen, som også går gjennom motstanden 112. De tre motstander 112, 114 og 116 er valgt slik at spenningen ved basis 104, når motstandene 1.14 og 116 således er parallellkoblet, ligger over jordpotensial så transistoren 100 er utkoblet og der fås negativt potensial ved klemmen i8<*>. I alle andre tidsrum som er vist på fig. 3>ligger en av kurvene B eller D på et høyt nivå og den annen på et lavt, så spenningsdelingen bare skjer over den ene eller den annen av motstandene 114, ll6 i serie med motstanden 112. I denne situasjon vil transistoren 100 bli koblet på.

Foruten de omtalte funksjoner utfører dioden 54 også

en del ytterligere funksjoner av en viss betydning. F.eks. virker dioden 54 til å isolere motstanden 27 fra kondensatoren 56 for å hindre gjenoppladningstiden for kondensatoren 56 i å øke det tidsrom da transistoren 20 kobler fra ledende til ikke-ledende tilstand. Dette er viktig når det gjelder å sikre at transistoren 100 raskt kobles fra ikke-ledende til ledende tilstand i overensstemmelse med den momentane omkobling av transistoren 20 fra ledende til ikke-ledende tilstand. Dioden 70 utforer en lignende funksjon når det gjelder å isolere motstanden 76 og reostaten 78 fra kondensatoren 72 under omkoblingen av transistorene, men er også av betydning for å tillate kondensatoren 72 å opplades påny med en hastighet som er styrt ved hjelp av motstanden 76 og reostaten 78 og uavhengig av hvilke som helst andre styringer.

Kurven på fig. 3F representerer spenningen på platen 57 hos kondensatoren 56 under driften av koblingen på fig. 2. Så lenge kurve B ligger på det positive nivå 204, ligger kurve F på en lignende positiv spenningsverdi 230 fordi forbindelsen mellom punktene B og F på fig. 2 går over en diode 54-Når det høye spenningsnivå 204 opphører ved 202, synker imidlertid nivået i kurve F langs den skrånende flanke 232, som representerer utladningen av kondensatoren 56 gjennom motstanden 58. Denne utladningsfase 232 slutter når platen 57 hos kondensatoren 58 når nivået for jord 14' ved 234»

Dette spenningsnivå er selvsagt bestemt ved fallet under jordnivået 14' over forbindelsen gjennom dioden 60 og er derfor praktisk talt lik jordpotensial. Det bor bemerkes at skjont platen 57 ligger på nivået 234 meget nær jord, ligger platen 62 hos kondensatoren 56 på et hoyere spenningsnivå forårsaket av diodevirkningen av basis-emitter-forbindelsen hos transistoren 40 tilkoblet mateklemmen 10'. Når potensialet på platen 57 springer tilbake til det hoyere spenningsnivå 230 som vist ved den forreste flanke 236, blir spenningen over kondensatoren 56 således hoy nok til å bringe potensialet på platen 62 til å stige over potensialet for mateklemmen 10<»>inntil et tidspunkt da kondensatoren 56 er istand til å lade seg ut gjennom motstanden 52.

Som det ble nevnt ovenfor, har kondensatoren 72 stort sett samme virkemåte som kondensatoren 56 når unntas at kondensatoren 72 ikke har noen bratt gjennoppladningskurve 232 slik som kondensatoren 56. Dette skyldes at motstanden 76 og 78 har langt hoyere verdier enn motstanden 58. I en kobling bygget i overensstemmelse med oppfinnelsen var f.eks. motstanden 58 på 16 K ohm,mens verdien av motstanden 76 var 182 K ohm og verdien av motstanden 78 kunne stilles inn så hoyt som til 5° K ohm. Folgen er at skjont kondensatoren 56 er istand til å lade seg opp igjen til fullt nivå 234 efter at transistoren 20 har koblet fra, men lenge for neste utløsningspuls A. ankommer, kan kondensatoren 72 ikke lade seg fullt opp igjen mellom utladningspunkter med mindre disse ankommer ved den laveste frekvens som skal behandles av detektoren - ved det her diskuterte faksimileoverforingsanlegg 3000 Hz (FM-båndets lavere grense på 1500 Hz efter fordobling ved helbolgelikeretting).

Forsåvidt kapasiteten 72 ikke er istand til full gjen-oppladning, vil den ikke nå det spenningsnivå som den ville ha nådd om den ble fullt gjenoppladet. Da verdiene av motstandene 52 og 82 er de samme, vil dette bety at kondensatoren 72 vil være istand til å lade seg ut fra sitt hoye positive spenningsnivå ned til emitter-spenningen for transistorene 30 og 40 iraskere enn kapasiteten 56» Det er vesentlig denne forskjell i utladningstid som sluttelig resulterer .1 pulsen 122, idet forskjellen i utladningstid bevirker en forskjell i koblingstidsrom mellom transistoren 30 og transistoren 40 (og dermed transistoren 20) og derved en forskjell i tidsbeliggenhet mellom den bakre flanke 219°g den bakre flanke 202.

Er den variable motstand 78 riktig innstilt, vil pulsen 122 ikke forekomme eller bare forekomme hos en momentan spiss som lettvint vil bli ufiltrert, ved den nedre ende av FM-bærebåndet, altså ved den frekvensverdi der som nevnt ovenfor representerer "hvitt nivå" eller umodulert FM-bærefrekvens. I den glatte- eller lavpassfilter-kobling (36 fig. 1) som folger efter koblingen på fig. 2 og er tilsluttet klemmen l8<f>, vil den overgangsspiss som representerer umodulert bærebølge, lettvint bli filtrert ut fordi den nesten utelukkende er sammensatt av høyfrekvente komponenter og nesten ikke representerer noen energi innenfor sin omhyllingskurve.

Når på den annen side pulsene i kurve A. "ankommer med hoyere frekvens så intervallene mellom dem blir mindre, vil kondensatoren 72 ikke være istand til å lade seg opp påny til samme spenningsnivå som nivået 234 f°r kondensatoren 56. Følgen blir at transistoren 30 vil kunne koble seg på tidligere enn transistoren 40 efter ankomsten av hver inngangspuls. Dette vil bety at den bakre flanke 219 vil opptre stadig lenger foran den bakre flanke 202 efterhvert som utlosningspulsene på fig. JA ankommer ved hoyere frekvenser. Folgen av dette forhold vil ved klemmen l8<»>være at pulsene 122 vil få hoyere energi-innhold eller hoyere gjennomsnittlig negativ spenning og få

en større andel av lavfrekvente komponenter når inngangsfrekvensen av det frekvensmodulerte signal som skal demoduleres, stiger fra det lave nivå svarende til hvitt mot det høyere nivå svarende til sort. Efterhvert som energi- og lavfrekvenskomponent-innholdet av pulsene 222 og dermed deres gjennomsnittlige negative verdi stiger, vil likespenningen ved utgangen fra filtreringsnettverkene som er tilsluttet klemmen l8', stige og gi en meget tro gjengivelse av de opprinnelige elektriske signaler som ble frembragt av pick-up-transduktoren 21 i det sendende apparat, som omtalt i forbindelse med fig. 1.

Således fås der med koblingen på fig. 2 et detektorsignal på kollektoren 106 hos transistoren 100 med en frekvens svarende til de innkommende utløsningspulsers og ned en bredde som meget nær er proporsjonal med frekvenstilveksten over den laveste bærefrekvens i FM-båndet. Dette er et betydningsfullt resultat, da tidligere FM-detektorer normalt har en stor komponent selv ved den minimale bærefrekvens. Og selv om denne ugunstige komponent ble fjernet, var den utgående andel ikke knyttet til den minimale bærefrekvens, men til frekvensen null. Begge disse forhold er ugunstige når det gjelder nøyaktig bestemmelse av "hvitt" likespenningsnivå (i et FM-faksimile-anlegg hvor minimumsfrekvens representerer hvitt), noe som blir så meget mer merkbart som FM-bæregrekvensen ligger i audiofrekvensområdet istedenfor i de hoyere områder som normalt anvendes.

• A.v fi£. 3E fremgår at man ved oppfinnelsen har omgått de

meget betydelige filtreringsproblemer som melder seg ved tidligere FN-demodulatorer for audiofrekvensområdet, hvor de laveste frekvens-komponenter og stort energi-innhold var tilstede i detektorutgangen ved den nedre ende av FM-båndet. Ved den ombytning av roller som i det vesentlige tilveiebringes ved subtraksjon av kurve B fra kurve D, har søkerne realisert den mer ønskelige situasjon at det mindre energi-innhold og den minste andel av lavfrekvenskomponenter i utgangspulsene 122 foreligger ved den nedre ende av FM-båndet. Det inventive prinsipp som er realisert i koblingen på fig. 2, kan således stort sett uttrykkes derhen at der fra en normal puls fra én detektor med monostabil multivibrator subtraheres en annen puls, som endres i lengde som funksjon av frekvensen av FM-signalet som skal demoduleres.

For en kobling som ble bygget og drevet i henhold til skjemaet på fig. 2, ble de følgende komponenter og verdier benyttet: Sp enninger:

10': + l8 volt likestrøm

12': - l8 volt likestrøm

De pulser som ble tilfort ved l6<T>, hadde en pulsfrekvens av

36OO Hz og en amplitude av 4 volt, mens utgangspulsene 122 hadde en amplitude av ca. -l8 volt.

For FM-demodulasjonsanlegget har søkerne således realisert en forbedret detektor som arbeider ved lave FM-frekvenser, og hvor en første monostabil vibratorkrets og en annen partiell monostabil vibratorkrets funksjonsmessig drives parallelt idet begge utløses av de-innkommende FM-signaler. Imidlertid blir ifølge oppfinnelsen tidskonstantkoblingene, bestående av motstander og kapasiteter, for de to parallelle monostabile multivibratorer valgt forskjellig, slik at den forste monostabile multivibrator får meget kort restitisjons-tid, mens den annen monostabile multivibrator akkurat har tid nok til å restitueres ved den laveste frekvens innen detektorens arbeidsfrekvensområde. Ved frekvenser hoyere enn den laveste frekvens i detektorens arbeidsfrekvensområde blir så den annen monostabile multivibrator ute av stand til å restitueres fullstendig og gir et kortere monostabilt tidsrom.

Resultatet av den ovenfor omtalte koblingsanordning blir at

det ved summering, sammenligning eller lignende avfoling og behandling av utgangssignalene fra den forste og den annen monostabile multivibrator blir mulig å utvikle et detektor-utgangssignal betinget ved samtidig og sammenfallende "på"-tilstand av både den forste og den annen monostabile multivibrator. Et slikt utgangssignal vil ha sitt laveste energi-innhold og sitt største innhold av høye frekvens-komponenter ved den nedre ende av FM-båndet som demoduleres, mens lengden av det tidsrom da den forste og den annen monostabile multivibrator begge er virksomme, avtar med stigende frekvens av det innkommende FM-signal, med det sluttresultat at detektoren frembringer et sterkere utgangssignal jo mer frekvensen av FM-signalet stiger. Da der ved den nedre ende av FM-båndet nesten ikke blir sluppet frem

noen energi og utgangspulsene 121 samtidig for det meste utgjøres av høyfrekvente komponenter og ligger meget nær jordpotensial som referanse, har sokerne med sin nye lavfrekvensdetektor overvunnet de van-skeligheter som det var oppfinnelsens oppgave å lose, nemlig det vanskelige filtreringsproblem og problemet med nøyaktig nivå for utgangs-likespenningen fra det samlede FM-demodulatorsystem som er betegnet med 35 på fig. !•

Claims (6)

1. <1> « Demodulator for frekvensmodulerte signaler med et frekvensmodulert signal påtrykt dens inngangskiemme, karakterisert ved et første aktivt element (20),som har forspenning i en første tilstand og ved hjelp av det frekvensmodulerte signal (fig. 3A) kan kobles til en annen tilstand, et annet aktivt element (40) som holdes i en første tilstand og er koblet med det første element (20) slik at det første og det annet element (henholdsvis 20 og 40) ved omkoblingen ved hjelp av de frekvensmodulerte, pulsformede inngangssignaler kan kobles til sine respektive andre tilstander for et tidsrom bestemt ved raomen. nfrekvensen av de signaler (fig. 3A)som påtrykkes inngangskiemmen (lo), et tredje element (30),som holdes i en første tilstand og er koblet med det første element (20) slik at dette tredje element (30) ved omkoblingen av det første element (20) til dets annen tilstand kan kobles til sin annen tilstand for et tidsrom med nøyaktig varighet, og at det første element (20) ved omkoblingen av det tredje element (30) til dets første tilstand kan kobles om til sin første tilstand, samt et fjerde element (100),som har forspenning i en første tilstand, og som kan kobles om til en annen tilstand bare når såvel det annet element (40) og ett av de to øvrige elementer (20, 30) befinner seg i en bestemt tilstand.
2. 2. Demodulator som angitt i krav 1, karakterisert ved at det fjerde element (100) frembringer pulser som har samme høyde, men hvis lengde tiltar med frekvensen av det frekvensmodulerte inngangssignal.
3. 3. Demodulator som angitt i krav 1, karakterisert ved at dens detektor frembringer pulser med minimal effekt og maksimal andel av harmoniske ved den laveste frekvens av det frekvensmodulerte inngang s s ignal.
4. 4. Demodulator som angitt i krav 1, karakterisert ved at det første element (20) er forbundet med det annet element (40) over en første tidskonstant-kondensator (56) og med det tredje element (30) over en annen tidskonstant-kondensator (72), og at disse tidskonstant-kondensatorer (56, 72) fastlegger varigheten av det tidsrom da det annet og det tredje element (40, 30) forblir i sin annen tilstand etter omkoblingen ved hjelp av det første element (20).
5. 5. Demodulator som angitt i krav 4, karakterisert ved at den første og den annen tidskonstant-kondensator (56, 72) er forbundet med tilsvarende, henholdsvis første og andre avlednings-motstander (52, 82), og at den første avledningsmotstand (52) har slik størrelse at den første tidskonstant-kondensator (56) bare mellom de frekvensmodulerte, pulsformede inngangssignaler med laveste modulasjons» frekvens kan utlades fullt,slik at det annet element (40) forblir i sin annen tilstand i et forskjellig langt tidsrom bestemt ved momentan-frekvensen av det frekvensmodulerte inngangssignal, og at den annen avledningsmotstand (82) har tilstrekkelig lav verdi til at den annen tidskonstant-kondensator (72) er istand til å gjenopplades fullstendig mellom to frekvensmodulerte, pulsformede inngangssignaler selv ved høyeste modulasjonsfrekvens, så den tid hvorunder det tredje element (30) forblir i sin annen tilstand,er jevn og invariabel.
6. 6. Demodulator som angitt i krav 1, karakterisert ved at der foreligger et femte aktivt element (120) som kan kobles om svarende til tilstanden av ett av de øvrige aktive elementer for derved å levere en indikasjon for mottagning av et frekvensmodulert, pulsformet inngang s s ignal.