NO121559B

NO121559B -

Info

Publication number: NO121559B
Application number: NO16916167A
Authority: NO
Inventors: C Pesce; E Gore; J Thatham
Original assignee: Continental Can Co
Priority date: 1966-07-26
Filing date: 1967-07-25
Publication date: 1971-03-15
Also published as: GB1158682A; CH462980A; NL6708535A; ES343438A1; DE1613730A1; BE701829A

Description

Kraftforsyning for firkant-strøm- Power supply for square-current

pulser med stor strømstyrke. pulses with high current strength.

Oppfinnelsen angår kraftkilder for firkant-bolger The invention relates to power sources for square waves

og har til hensikt å tilveiebringe en kraftkilde som kan frembringe flattoppede pulser med strømstyrker i nærheten av 10.000 ampere og med impulsfrekvenser på ca. 500 perioder pr. sekund. and intends to provide a power source which can produce flat-topped pulses with currents in the vicinity of 10,000 amperes and with impulse frequencies of approx. 500 periods per second.

Selv om oppfinnelsen kan anvendes på mange områder, Although the invention can be used in many areas,

er den særlig anvendelig ved trykk-som-sveising og skal i det folgende beskrives i denne forbindelse. it is particularly applicable in pressure-as-welding and shall be described in this connection in the following.

Ved trykksBmsveising fores to metallstykker som skal sveises sammen, mellom trykkvalse-elektroder som varmer opp metallstykkene ved at det går en elektrisk strSm gjennom dem, samtidig som metallstykkene presses sammen for å danne en trykksveis. Ved denne eveisemetbde er det nodvendig å bruke vekselstrøm for å varme opp metallet, for å unngå skade på grunn av lysbuer. Idet metallet passerer mellom trykkvalseelektrodene, oppstår det lysbuer på grunn av uregelmessigheter i metallet, og lysbuer fra likestrom kan ikke slukkes uten at elektrodene frakoples eller at strommen slås av. In pressure welding, two pieces of metal to be welded together are placed between pressure roller electrodes which heat up the metal pieces by passing an electric current through them, at the same time as the metal pieces are pressed together to form a pressure weld. In this method, it is necessary to use alternating current to heat the metal, to avoid damage due to arcing. As the metal passes between the pressure roller electrodes, arcs occur due to irregularities in the metal, and arcs from direct current cannot be extinguished without disconnecting the electrodes or turning off the current.

Av den grunn er det nodvendig å oppvarme metallet med pulser av vekselstrøm slik at enhver dannelse av lysbuer vil bli slukket av stromvekslingen for det oppstår noen skade på den trykksveisede som. For that reason, it is necessary to heat the metal with pulses of alternating current so that any formation of arcs will be extinguished by the alternating current because some damage occurs to the pressure welded which.

Videre er det ved trykksomsveising nodvendig å tilfare i det vesentlige kvadratiske strompulser til metallet som skal sveises, for å holde dets temperatur innenfor en forholdsvis snever sone mellom metallets smeltepunkt og den temperatur under smelte-punktet som ikke gir tilfredsstillende sveising. Hvis metallet smelter, odelegges sommen på grunn av at metallet forsvinner, og hvis metallet ikke blir varmt nok, vil sommen bli dårlig på grunn av usveisede åpninger som gir lekkasje under trykk. Da differansen mellom disse to temperaturgrenser bare er omkring 10 % for de fleste ståltyper, vil dette i praksis si at metallets temperatur må holdes innenfor en toleranse på + 5 % når metallet passerer gjennom de roterende sveiseelektroder. Det er derfor nodvendig med en i hovedsaken flattoppet strompuls med en stigetid som er hurtig nok til å forebygge avkjoling mellom pulsene og opprettholde metallets aveisetemp eratur. Furthermore, with pressure welding, it is necessary to apply essentially square current pulses to the metal to be welded, in order to keep its temperature within a relatively narrow zone between the metal's melting point and the temperature below the melting point that does not produce satisfactory welding. If the metal melts, the seam will fail due to the metal disappearing, and if the metal does not get hot enough, the seam will be bad due to unwelded openings that leak under pressure. As the difference between these two temperature limits is only around 10% for most types of steel, this means in practice that the metal's temperature must be kept within a tolerance of + 5% when the metal passes through the rotating welding electrodes. It is therefore necessary to have a mainly flat-topped current pulse with a rise time that is fast enough to prevent cooling between the pulses and maintain the metal's departure temperature.

I mange tilfeller ved trykksveising kan de nodvendige strompulser skaffes av konvensjonelle kraftkilder, men når det gjelder trykksomsveising av boks-sarger, oppstår det mange kompliserende faktorer som gjbr det umulig å skaffe de nodvendige strompulser ved hjelp av kjente kraftkilder. For å få en korrekt trykksomsveising av bokssarger er det nødvendig å varme opp sBmmen med i det vesentlige flattoppede strompulser på ca. 10.000 ampere og med en pulsfrekvens på ca. 500 perioder pr. sekund. Da bokssarger sveises med lineære hastigheter på ca. 30 meter pr. minutt, er det videre nodvendig at pulsene har en forholdsvis rask stigetid, for å hindre avkjoling av metallet mellom pulsene. Det vil derfor være klart for fagfolk at strompulser av denne type ligger utenfor mulighetene for nåværende kjente kraftkilder. In many cases with pressure welding, the necessary current pulses can be obtained from conventional power sources, but when it comes to pressure welding of box-joints, many complicating factors arise which make it impossible to obtain the necessary current pulses using known power sources. In order to obtain a correct pressure welding of box edges, it is necessary to heat the seam with essentially flat-topped current pulses of approx. 10,000 amperes and with a pulse frequency of approx. 500 periods per second. As box edges are welded at linear speeds of approx. 30 meters per minute, it is also necessary that the pulses have a relatively fast rise time, to prevent cooling of the metal between the pulses. It will therefore be clear to professionals that current pulses of this type are beyond the possibilities of currently known power sources.

Den stprste hindring for å fremstille kvadratieke strompulser på 10,000 ampere, er at den induktive motstand som mot-setter sag enhver stromendring, er direkte proposjonal med hastig-heten av stromendringen som på sin side er direkte proposjonal med stSrrelsen av strbmendringen. Anta f.eks. at en konvensjonell strømkilde kan produsere kvadratiske strompulser på 10 ampere med 500 perioder pr. sekund og med en stigetid på N microsekund. I The biggest obstacle to producing square current pulses of 10,000 amperes is that the inductive resistance which opposes any current change is directly proportional to the speed of the current change which in turn is directly proportional to the magnitude of the voltage change. Suppose e.g. that a conventional current source can produce square current pulses of 10 amperes with 500 periods per second and with a rise time of N microsecond. IN

denne kretsen vil den gjennomsnittlige hastighet av stromendringen være 10/N ampere pr. microsekund ved forflanken av hver firkantpuls. For å produsere en firkant-strompuls på 10.000 ampere med den samme stigetid, kreves imidlertid en gjennomsnittlig hastighet av stromendringen på 10.000/N A pr. microsekund ved forflanken av hver firkantpuls. Dette vil oke den induktive motstand ved tidligere kjente kretser med en fBktor på 1.000, hvilket vil resultere i at stige-tiden okes tilnærmet med samme belop. Folgelig er det klart at problemet med induktiv motstand alene utelukker frembringelsen av strompulser i nærheten av 10.000 A med utstyr som er tilpasset til å produsere firkant-strompulser på 10 A, 100 A eller endog 1.000 A. this circuit, the average rate of current change will be 10/N amperes per microsecond at the leading edge of each square pulse. However, to produce a square current pulse of 10,000 amperes with the same rise time, an average rate of current change of 10,000/N A per second is required. microsecond at the leading edge of each square pulse. This will increase the inductive resistance of previously known circuits by a factor of 1,000, which will result in the rise time increasing by approximately the same amount. Consequently, it is clear that the problem of inductive resistance alone precludes the production of current pulses in the vicinity of 10,000 A with equipment adapted to produce square current pulses of 10 A, 100 A or even 1,000 A.

Ved sveiseanvendelser vil det videre oppstå en like alvorlig hindring som fBlge av at strBmimpulsene må koples til sveiseelektrodene over en sveisetransformator med jernkjerne som i vesent-lig grad vil oke kretsens induktans og gi en kilde til ytterligere pulsforvrengning. Transformatorer med jernkjerne forvrenger fir-kantpulsene ved ethvert stromnivå og forvrengningen aker direkte proporsjonalt med graden av stromendring. Ved somsveising av boks-sarger påtreffes videre ekstra induktans i selve sveiseapparatet som nødvendigvis inneholder store legemer av ferromagnetisk materi-ale i umiddelbar nærhet av sveiseelektrodene og de strømførende ledninger. Disse ekstra induktanser innebærer en alvorlig forverring av problemene med å fremstille en flattoppet strømpuls med en rask stigetid ved slike hBye strømstyrker. In welding applications, an equally serious obstacle will arise as a result of the fact that the current pulses must be connected to the welding electrodes via a welding transformer with an iron core, which will significantly increase the inductance of the circuit and provide a source of further pulse distortion. Iron-core transformers distort the square pulses at any current level and the distortion is directly proportional to the degree of current change. When welding box edges, additional inductance is also encountered in the welding apparatus itself, which necessarily contains large bodies of ferromagnetic material in the immediate vicinity of the welding electrodes and the current-carrying wires. These additional inductances entail a serious aggravation of the problems of producing a flat-topped current pulse with a fast rise time at such high currents.

Ifolge oppfinnelsen overvinnes imidlertid disse hindringer og det skaffes en kraftforsyning som kan levere i det vesentlige flattoppede utgangsstrompulser i nærheten av 10.000 A According to the invention, however, these obstacles are overcome and a power supply is provided which can deliver essentially flat-topped output current pulses in the vicinity of 10,000 A

og med en pulsfrekvens av størrelsesorden 500 perioder pr. sekund. and with a pulse frequency of the order of 500 periods per second.

En sådan kraftforsyning for firkantstrBmpulser med stor strømstyrke omfatter en transformator med en primærvikling og en aekundærvikling som skaffer strompulser til en sveisebelastning fra en kondensator som er koplet parallelt med en likestrSmkilde, Such a power supply for high-current square current pulses comprises a transformer with a primary winding and a secondary winding which supplies current pulses to a welding load from a capacitor connected in parallel with a direct current source,

og bryteranordninger som periodisk lader ut kondensatoren gjennom primærviklingen. and switching devices that periodically discharge the capacitor through the primary winding.

Det særegne ved oppfinnelsen er at det er sBrget for bBlgeformende kretser som omfatter en kvelespole som er koplet mellom en klemme på kondensatoren og en klemme på likeetromkilden, og en motstand for effektiv demping av de forvrengende virkninger og som er koplet mellom transformatorens sekundærvikling og utgangsklemmene for sveisebelastningen. The peculiarity of the invention is that it is intended for wave shaping circuits which comprise a choke coil which is connected between a terminal on the capacitor and a terminal on the direct current source, and a resistor for effective damping of the distorting effects and which is connected between the secondary winding of the transformer and the output terminals of the welding load.

Andre formål med oppfinnelsen er å skaffe en ny transformator-fofspenningskrets for å redusere forvrengningen av firkantstrompulser i transformatorer med jernkjerne, og å skaffe en ny kombinasjon av bølgeformende kretselementer for å redusere forvrengningen av firkantstrompulser i pulskretser som inneholder transformatorer med jernkjerne. Other objects of the invention are to provide a new transformer-phase voltage circuit to reduce the distortion of square current pulses in iron core transformers, and to provide a new combination of wave shaping circuit elements to reduce the distortion of square current pulses in pulse circuits containing iron core transformers.

Andre formål og fordeler ved oppfinnelsen vil fremgå av den folgende beskrivelse av et utfIjrelseseksempel under henvisning til tegningene, der fig. 1 er ét blokkskjema og skjematisk kretsdia- ' gram av en utforelse av oppfinnelsen, fig. 2 er ét skjematisk kréts-diagram av en tidsinnstillingskrets som kan benyttes for tidsinn-koplings- og tidsutkoplingskretserie på fig. 1, fig. 3 er et skjematisk kretsdiagram av en utforelse av en tidsoverbelastningskrets som benyttes ved oppfinnelsen, fig. 4 er et skjematisk kretsdiagram av en utforelse av 5CR-slukkekretsen og transformatorforspennings-kretsen ifblge oppfinnelsen, og fig. 5 er et blokkskjema av en bryter-styrekfets for utforelsen på fig. 4. Other objects and advantages of the invention will be apparent from the following description of an embodiment with reference to the drawings, where fig. 1 is a block diagram and schematic circuit diagram of an embodiment of the invention, fig. 2 is a schematic circuit diagram of a timing circuit that can be used for the timing on and off timing circuit of fig. 1, fig. 3 is a schematic circuit diagram of an embodiment of a time overload circuit used in the invention, fig. 4 is a schematic circuit diagram of an embodiment of the 5CR shutdown circuit and the transformer bias circuit according to the invention, and fig. 5 is a block diagram of a switch control unit for the embodiment of FIG. 4.

Fig. 1 viser en utforelse av oppfinnelsen som særlig er tilpasset til bruk ved trykksBmsveising av bokssarger. Ved denne utforelse tilfores spenningspulser med forutbestemt bredde og frek-vens til primærviklingen 10 i en sveisetransformator T1 gjennom en siliciumstyrt likeretter (SCR) Q1 som er koplet i serie med primærviklingen 10. Energi tilfHres kretsen fra en likestromskilde som omfatter en dobbeltsidig likeretter- og fiiterkrets 11 som drives fra en tre-faset inngangs-vekselspenning gjennom en variabel transformator og bfyterkrets 12. Kretsene 11 og 12 kan omfatte passende Fig. 1 shows an embodiment of the invention which is particularly adapted for use in pressure welding of box edges. In this embodiment, voltage pulses of predetermined width and frequency are supplied to the primary winding 10 in a welding transformer T1 through a silicon-controlled rectifier (SCR) Q1 which is connected in series with the primary winding 10. Energy is supplied to the circuit from a direct current source comprising a double-sided rectifier and filter circuit 11 which is operated from a three-phase AC input voltage through a variable transformer and bfyter circuit 12. The circuits 11 and 12 may include suitable

kretser av hvilken som helst kjent type for å frembringe likestroms-energi. En bølgeformende kveléspole L1 og en bolgeformende kondensator C1 er forbundet tvers over utgangen av likeretter- og filterkretsen 11, og disse kretselementer i forbindelse med andre kretselementer tjener til å frembringe en i det vesentlige flattoppet utgangsbblgeform méd hurtig stigetid, slik som nærmere beskrevet nedenfor. circuits of any known type to produce direct current energy. A wave-forming choke coil L1 and a wave-forming capacitor C1 are connected across the output of the rectifier and filter circuit 11, and these circuit elements in connection with other circuit elements serve to produce an essentially flat-topped output waveform with a fast rise time, as described in more detail below.

Den siliciumstyrte likeretter Q1 koples av og på for å tilfare firkantspenningspulser til primærviklingen 10 ved hjelp" av en tidsutkoplingskrets 13 som tenner den siliciumstyrte likeretter Q1 etter at den har vært slukket en forutbestemt tidsperiode, og ved hjelp av en tidsinnkoplingskrets 14 som kopler ut den siliciumstyrte likeretter Q1 gjennom en SCR-slukkekrets 15, etter at den har vært innkoplet en forutbestemt tidsperiode. På denne måte tilfores en tidsrekkefølge av i hovedeaken kvadratiske likespenningspulser med forutbestemt bredde til primærviklingen 10 og med en forutbestemt avstand mellom spenningspulsene. En bryterkrets 16 for transfbr-matorforspenning tjener til å etablere den innledende magnetiske forspenning for kjernen i transformatoren T1 og forhindre den store transientpuls som ellers vil genereres ved bortfall av magnetfeltene i transformatoren når kretsen slås av. The silicon-controlled rectifier Q1 is switched on and off to apply square-wave voltage pulses to the primary winding 10 by means of a timing cut-off circuit 13 which turns on the silicon-controlled rectifier Q1 after it has been off for a predetermined period of time, and by means of a timing cut-off circuit 14 which turns off the silicon-controlled rectifier Q1 rectifier Q1 through an SCR turn-off circuit 15, after it has been switched on for a predetermined period of time. In this way, a time sequence of essentially square DC voltage pulses of predetermined width is applied to the primary winding 10 and with a predetermined distance between the voltage pulses. A switching circuit 16 for transfbr- mator bias serves to establish the initial magnetic bias for the core of the transformer T1 and prevent the large transient pulse that would otherwise be generated by the loss of the magnetic fields in the transformer when the circuit is switched off.

En tidsoverbelastningskrets 17 kopler automatisk A time overload circuit 17 switches automatically

bort energitilførselen til likeretteren og filterkretsen 11, hver gang de spenningspulser som tilfores primærviklingen 10, overstiger en forutbestemt pulsbredde. Dette forhindrer den ødeleggelse av kretsen som ville inntreffe hvis tidsinnkoplingskretsen 14 sviktet og således tillot den siliciumstyrte likeretter Q1 å lede kontinuerlig. away the energy supply to the rectifier and filter circuit 11, every time the voltage pulses supplied to the primary winding 10 exceed a predetermined pulse width. This prevents the destruction of the circuit which would occur if the timing circuit 14 failed and thus allowed the silicon-controlled rectifier Q1 to conduct continuously.

Ved denne spesielle utforelse av oppfinnelsen reagerer tidsutkoplingskrBtsen 13, tidsinnkoplingskretsen 14 og tidsoverbelastningskretsen 17 på de spenningsfall som normalt fremkommer over den siliciumstyrte likeretter Q1 og primærviklingen 10 når Q1 koples av og på. Dette kan bedre forstås ved betraktning av spenningsfallet rundt kretssloyfen A,B,C,D,E når den siliciumstyrte likeretter Q1 koples av og på. I utgangstilstanden er Q1 utkoplet og hele utgangs-spenningen fra likeretteren 11 ligger over Q1 slik at det ikke er noe spenningsfall over primærviklingen 10. Dette betyr at til-forselspenningen tilfores mellom punktene B og C i kretsen, og at det ikke er noe spenningsfall mellom punktene C og D. Følgelig tilfores spenningen over tidsutkoplingskretsen 13, men ikke over tidsinnkoplingskretsen 14 eller tidsoverbelastningskretsen 17. Tidsutkoplingskretsen 13 frembringer en utgangspuls en viss tid etter at den er blitt strømførende på grunn av spenningsfallet over Q1. In this particular embodiment of the invention, the time cut-out circuit 13, the time cut-in circuit 14 and the time overload circuit 17 react to the voltage drops that normally occur across the silicon-controlled rectifier Q1 and the primary winding 10 when Q1 is switched on and off. This can be better understood by considering the voltage drop around the circuit loop A,B,C,D,E when the silicon-controlled rectifier Q1 is switched on and off. In the output state, Q1 is disconnected and the entire output voltage from the rectifier 11 lies above Q1 so that there is no voltage drop across the primary winding 10. This means that the supply voltage is supplied between points B and C in the circuit, and that there is no voltage drop between points C and D. Consequently, the voltage is supplied across the time trip circuit 13, but not across the time trip circuit 14 or the time overload circuit 17. The time trip circuit 13 produces an output pulse a certain time after it has become current due to the voltage drop across Q1.

I utgangstilstanden er tidsutkoplingskretsen 13 utkoplet av bryteren 51. Når bryteren S1 lukkes, vil spenningsfallet mellom punktene B In the output state, the time cut-out circuit 13 is cut off by the switch 51. When the switch S1 is closed, the voltage drop between the points B

og C bli tilfort tidsutkoplingskretsen 13 og den vil gi en utgangspuls en forutbestemt tid senere. Denne utgangspuls tilfores trigger-kontakten på den siliciumstyrte likeretter Q1 for å tenne likeretteren. Når Q1 tenner, opptrer stort sett hele tilforselsspenningen over primærviklingen 10 og spenningsfallet over Q1 synker til null. and C will be supplied to the timing cut-out circuit 13 and it will give an output pulse a predetermined time later. This output pulse is applied to the trigger contact of the silicon-controlled rectifier Q1 to turn on the rectifier. When Q1 switches on, almost the entire supply voltage appears across the primary winding 10 and the voltage drop across Q1 drops to zero.

Dette betyr at tilforselsspenningen opptrer mellom punktene C og D This means that the supply voltage occurs between points C and D

i kretsen, og at det i hovedsaken ikke vil være noe spenningsfall in the circuit, and that in the main there will be no voltage drop

mellom punktene B og C. Spenningsfallet mellom punktene C og D between points B and C. The voltage drop between points C and D

gjor tidsinnkoplingskretsen 14 og tidsoverbelastningskretsen 17 stromforende. Tidsinnkoplingskretsen 14 er tilpasset til å produ- make the time switch-on circuit 14 and the time overload circuit 17 current-carrying. The timing circuit 14 is adapted to produce

sere en utgangspuls en viss tid etter at den er blitt stromforende, see an output pulse a certain time after it has become current-carrying,

og denne utgangspuls tilfores til SCR-slukkekretsen 15 som tilforer en motspenning til SCR Q1 overensstemmende med de polariteter som er angitt i blokken 15 på fig. 1, for å slukke SCR Q1. Hvis tidsinnkoplingskretsen 14 unnlater å produsere en utgangspuls for en begrenset tid for en forutbestemt overbelastning er gått, vil tidsoverbelastningskretsen 17 automatisk frembringe et utgangssignal som tilfores den variable transformator og brytBrkretsen 12, for å and this output pulse is supplied to the SCR turn-off circuit 15 which supplies a counter voltage to SCR Q1 corresponding to the polarities indicated in block 15 in fig. 1, to turn off SCR Q1. If the timer circuit 14 fails to produce an output pulse for a limited time before a predetermined overload has elapsed, the timer overload circuit 17 will automatically produce an output signal which is applied to the variable transformer and switch circuit 12, to

kople fra energitilforselBn til likerettaren 11. Detta hindrer at transformatoren og andre kretser Bdelegges ved at SCR Q1 blir kontinuerlig ledende. Hvis tidsinnkoplingskretsen 14 arbeidar tilfreds-stillenda, slukkes imidlsrtid SCR Q1 på grunn av den motspenning som påtrykkes av slukkekretsen 15, og kretssn vil gå tilbaka til utgangstilstandsn i hvilken tilforselsspenningen påtrykkes mellom punktens B og C, slik at tidsutkoplingskretsen 13 igjen gjores stromforende og sn ny arbeidssyklus starter. Denne prosess gjentas kontinuerlig så lenge brytersn 51 sr åpen og energi tilfores kretssn. disconnect from the energy supplyBn to the rectifier 11. This prevents the transformer and other circuits from being damaged by SCR Q1 becoming continuously conductive. If the time switch-on circuit 14 works satisfactorily, meanwhile, SCR Q1 is turned off due to the counter voltage applied by the switch-off circuit 15, and the circuit will return to the initial state in which the supply voltage is applied between points B and C, so that the time switch-off circuit 13 is again made current-carrying and a new duty cycle starts. This process is repeated continuously as long as switch 51 is open and energy is supplied to the circuit.

Når krstsen på fig. 1 påvirkes til å begynne med, er transformatorens T1 kjerne umagnetisert og ds forste pulser som tilfores primærviklingen 10, vil derfor utvikle en ytelsB som vil være mange ganger storre enn den som vil oppnås etter at det midlere, stabile likestromsnivå i primærviklingen er etablert. Dette problem unngås ved hjelp av bryterkretsen 16 for transformatorforspenning. Denne krets gjores stromforende av bryteren S2 så snart energi tilfores kretsen, og for bryteren 51 er blitt lukket for å innleds den forste tidsinnstillingssyklus for tidsutkoplingskretsen 13. Forspenningskretsen 16 leder en forutbestemt strBmstyrke rundt SCR When the cross on fig. 1 is affected to begin with, the core of the transformer T1 is unmagnetized and the first pulses that are supplied to the primary winding 10 will therefore develop a performance B that will be many times greater than that which will be achieved after the average, stable direct current level in the primary winding has been established. This problem is avoided by means of the switch circuit 16 for transformer bias. This circuit is energized by switch S2 as soon as power is supplied to the circuit, and before switch 51 has been closed to initiate the first timing cycle of time tripping circuit 13. Bias circuit 16 conducts a predetermined amperage around the SCR

Q1 for å opprette det midlere, stabile likestromsnivå i primærviklingen 10, f6r den forste operasjonssyklus innledes. Bryteren 52 koples u- t, når brytersn S1 koples inn. Q1 to create the average, stable DC level in the primary winding 10, before the first cycle of operation is initiated. Switch 52 is switched off when switch S1 is switched on.

Utgangspulsene fra transformatoren T1 koples gjennom sekundærviklingen 18 til en belastningsmotstand RL som vsd dsnns spesielle utforelse av oppfinnelsen består av trykkvalseelektrodene i et sveiseapparat for bokssarger. Strømpulsene som utvikles i sekundærviklingen 18, tilfores bBlastningsmotstanden RL gjennom ledninger som inneholder en iboende motstand som symboliseres ved motetandskomponenten RC, og som også inneholder en iboende induktans som sammen med induktansen i s\/eiseelektrodene, symboliseres ved det induktive element LD. Siden den fordelte induktans i utstyr for bokssomsveising er stor i forhold til lednings- og belastningsmotstanden, er transformatorens Tl sekundærkrets hovedsakelig induk- The output pulses from the transformer T1 are coupled through the secondary winding 18 to a load resistance RL which, according to the particular embodiment of the invention, consists of the pressure roller electrodes in a welding apparatus for box edges. The current pulses developed in the secondary winding 18 are supplied to the blasting resistor RL through wires which contain an inherent resistance which is symbolized by the counter-tooth component RC, and which also contains an inherent inductance which, together with the inductance in the welding electrodes, is symbolized by the inductive element LD. Since the distributed inductance in equipment for box welding is large in relation to the line and load resistance, the transformer's Tl secondary circuit is mainly induc-

tiv. Denne induktans sammen med induktansen i transformatoren, har en tendens til å forvrenge strømpulsene som tilfores belastningsmotstanden RL, og for å oppnå den flathet på toppen av bblgeformen, tiv. This inductance, together with the inductance in the transformer, tends to distort the current pulses supplied to the load resistor RL, and to achieve that flatness on top of the bubble shape,

koples en motstand R2 i serie med belastingsmotstanden RL for å a resistor R2 is connected in series with the load resistor RL to

dempe induktansens LD forvrengningseffekt. Motstanden R2 er imid- dampen the inductance's LD distortion effect. The resistor R2 is imid-

lertid bare én av de bolgeformende komponenter som benyttes ved denne oppfinnelse. De andre vil bli beskrevet senere. or only one of the wave-forming components used in this invention. The others will be described later.

Når SCR Q1 slås av ved hjelp av tidsutkoplingskretsen When SCR Q1 is turned off by the time trip circuit

13, vil magnetfeltet rundt primærviklingen 10 bryte sammen og drive strom gjennom en motstand R1 og en diode D1 som er koplet parallelt med primærviklingen 10. Strombortfallet i primærviklingen 10 indu- 13, the magnetic field around the primary winding 10 will break down and drive current through a resistor R1 and a diode D1 which is connected in parallel with the primary winding 10. The loss of current in the primary winding 10 indu-

serer en spenning av motsatt polaritet i sekundærviklingen 18, og storrelsen av motstanden R1 er valgt slik at den begrenser denne tilbakelopende spenningspuls til tilnærmet samme nivå som den puls som forårsaket den, og slik at den flater ut tilbakelopspulsen ved å dempe primærviklingen 10. Dette forårsaker en vekslende rekke utgangspulser i sekundærviklingen 18, hvor den positive puls svarer til innkoplingstiden for SCR Q1 og den negative puls svarer til tilbakelopstiden. sees a voltage of opposite polarity in the secondary winding 18, and the size of the resistor R1 is chosen so as to limit this reverse voltage pulse to approximately the same level as the pulse that caused it, and so that it flattens the reverse pulse by damping the primary winding 10. This causes an alternating series of output pulses in the secondary winding 18, where the positive pulse corresponds to the switch-on time for SCR Q1 and the negative pulse corresponds to the return time.

I tillegg til motstanden R1 og R2 inneholder de bolgeformende kretselementer ifolge oppfinnelsen en kvelespole L1 In addition to the resistors R1 and R2, the wave-forming circuit elements according to the invention contain a choke coil L1

som er koplet i serie med utgangen fra den dobbeltsidige likeretter- which is connected in series with the output of the double-sided rectifier-

og filterkrets 11, og en kondensator C1 som er koplet i parallell med utgangen fra den dobbeltsidige likeretter- og filterkrets 11. Kvelespolen L1 er en isolerende sperre som isolerer kondensatoren and filter circuit 11, and a capacitor C1 which is connected in parallel with the output of the double-sided rectifier and filter circuit 11. The choke coil L1 is an insulating barrier that isolates the capacitor

C1 fra de andre filterkondensatorer i den dobbeltsidige likeretter- C1 from the other filter capacitors in the double-sided rectifier-

og filterkrets 11. Dette tillater kondeneatoren C1 å bli helt ut- and filter circuit 11. This allows the condenser C1 to be fully discharged

ladet når SCR Q1 slås på, og å bli helt oppladet av tilbakelops-spenningen som oppstår over primærviklingen 10 når SCR Q1 slås av. charged when SCR Q1 is turned on, and to be fully charged by the reverse voltage that occurs across the primary winding 10 when SCR Q1 is turned off.

Dette minsker stige- og falltiden for strømpulsen som utvikles This reduces the rise and fall time for the current pulse that develops

gjennom transformatoren T1. Fagfolk vil innse at hvilke som helst passende tidligere kjente kretser kan benyttes for utforelse av de ovenfor beskrevne kretsenheter 11, 12, 13, 14, 15, 16 og 17. Det er imidlertid onskelig å benytte de spesielle kretser som er vist i fig. 2 til 5 av grunner som vil bli fremlagt nedenfor. through the transformer T1. Those skilled in the art will recognize that any suitable prior art circuits can be used to implement the above described circuit units 11, 12, 13, 14, 15, 16 and 17. However, it is desirable to use the particular circuits shown in fig. 2 to 5 for reasons that will be presented below.

Fig. 2 viser den foretrukne tidsinnstillingskrets som kan brukes både for tidsutkoplingskretsen 13 og tidsinnkoplingskretsen 14. Når kretsen benyttes som tidsutkoplingskrets 13, koples effektinngangsklemmen merket +V til bryteren S1 på fig. 1 og inngangsklemmen merket -V koples til lederen FC på fig. 1. Kretsens virkemåte er imidlertid den samme i begge tilfeller, da begge kretser 13 og 14 har som funksjon å produsere en utgangspuls en forutbestemt tid etter at de er blitt stromforende ved en spenning som påtrykkes over kretsene. Når en spenning påtrykkes mellom klemmene +V og -V med den angitte polaritet på fig. 2, leder dioden D2 gjennom motstanden R3, og zenerdioden D3 forspennes i sperreretningen, slik at en nøyaktig, forutbestemt spenning tilfores den venstre side av den variable motstand R4. Ladestrom tilfores deretter til en RC-krets som omfatter motstanden R4, kondensatoren C2 og en av de tre parallelle kondensatorer C3, C4 eller C5, som velges ved hjelp ev brytervelgeren 53. Når kondensatorenes ladning når et forutbestemt spenningsnivå^ vil PNPN triggeranordningen Q2 bli stromforende og tilfore en trigger-inngangspuls til SCR Q3,som da blir stromforende gjennom transformatorens T2 primærvikling 19 og belastningsmotstanden R5, slik at det produseres en utgangspuls i transformatorens 12 sekundærvikling 20. Utgangspulsen som frembringes i sekundærviklingen 20, koples til trigger-inngangsklemmen for SCR Q1 når det gjelder tidsutkoplingskreteen 13 eller til SCR-slukkekretsen 15 når det gjelder tidsinnkoplingskretsen 14. Det vil innses at transformatoren 12 produserer en utgangspuls bare ved den innledende kopling av SCR Q3, og at utgangspulsen i sekundærviklingen 20 avsluttes etter at en stabil likestrom er etablert i primærviklingen 19. SCR Q3 fortsetter å lede etter at den er blitt trigget inntil spenningen fjernes fra klemmene +V og -V. Ved dette tidspunkt slukkes SCR Q3 ved at spenningen faller bort, og strommen i primærviklingen 19 avbrytes. Dette vil selvsagt forårsake at det produceres en negativ utgangspuls, men den negative puls har ingen innvirkning på de kretser som er forbundet med sekundærviklingen 20. Primærviklingens 19 induktans bidrar naturligvis til å holde strommen flytende gjennom SCR Q3 etter at spenningen er fjernet fra klemmene +V og -V, og motstanden R6 er koplet inn parallelt med SCR Q3 og primærviklingen 19 for å absorbere denne induktive bortf alls-stroni. Fig. 2 shows the preferred time setting circuit which can be used both for the time cut-out circuit 13 and the time cut-in circuit 14. When the circuit is used as the time cut-out circuit 13, the power input terminal marked +V is connected to the switch S1 in fig. 1 and the input terminal marked -V is connected to the conductor FC in fig. 1. The operation of the circuit is, however, the same in both cases, as both circuits 13 and 14 have the function of producing an output pulse a predetermined time after they have become current-carrying by a voltage applied across the circuits. When a voltage is applied between terminals +V and -V with the indicated polarity on fig. 2, the diode D2 conducts through the resistor R3, and the zener diode D3 is biased in the blocking direction, so that an accurate, predetermined voltage is applied to the left side of the variable resistor R4. Charging current is then supplied to an RC circuit comprising the resistor R4, the capacitor C2 and one of the three parallel capacitors C3, C4 or C5, which is selected using the ev switch selector 53. When the charge of the capacitors reaches a predetermined voltage level^, the PNPN trigger device Q2 will become current-carrying and supply a trigger input pulse to SCR Q3, which then becomes current-carrying through the primary winding 19 of the transformer T2 and the load resistor R5, so that an output pulse is produced in the secondary winding 20 of the transformer 12. The output pulse produced in the secondary winding 20 is connected to the trigger input terminal for SCR Q1 in the case of the time-off circuit 13 or to the SCR turn-off circuit 15 in the case of the time-on circuit 14. It will be appreciated that the transformer 12 produces an output pulse only on the initial switching of SCR Q3, and that the output pulse in the secondary winding 20 is terminated after a stable direct current is established in the primary winding 19. SCR Q3 continues to conduct after it has been triggered until the voltage is removed from the +V and -V terminals. At this point, SCR Q3 is switched off by the voltage dropping, and the current in the primary winding 19 is interrupted. This will of course cause a negative output pulse to be produced, but the negative pulse has no effect on the circuits connected to the secondary winding 20. The inductance of the primary winding 19 naturally helps to keep the current flowing through SCR Q3 after the voltage is removed from the terminals +V and -V, and resistor R6 is connected in parallel with SCR Q3 and primary winding 19 to absorb this inductive dissipation.

I kretsen fig. 2 innstilles RC-kretsens tidskonstant ved hjelp av brytervelgeren S3 som velger en kapasitetsverdi for kretsen, og ved hjelp av den justerbare motstand R4 som velger mot-standsverdien. Brytervelgeren S3 virker som grovinnstiller og den justerbare motstand R4 virker som fininnstiller. Fig. 3 viser den foretrukne tidsoverbelastningskrets 17. Denne krets er i det vesentlige lik den krets som er vist på fig. 2 og arbeider hovedsakelig på samme måte. Spenning som påtrykkes over klemmene +V og -V, etablerer en viss spenning på en RC-krets som består av den variable motstand R7 og kondensatoren C6, idet dioden D4 leder gjennom motstanden R8 og zenerdioden D5 forspennes i sperreretningen. Når ladningen på kondensatoren C6 når et forutbestemt nivå, trigges PNPN triggeranordningen Q4 for å tilfore en strompuls til transformatorens T3 primærvikling 21, slik at det frembringes en utgangspuls i transformatorens sekundærvikling 22. Utgangepulsen fra sekundærviklingen 22 koples til den variable transformator- og bryterkrets 12 som vist på fig. 1, for å fjerne effekten fra krafttilforsels-kretsen. Når effektilforselen tas bort, fjernes selvsagt også spenningen fra klemmene +V og -V, og stromforingen gjennom PNPN triggeranordningen Q4 vil opphore. Det magnetiske felt i primærviklingen 21 vil da bryte sammen, og den induktive bortfalls-strom som forårsakes av dette, vil utlades gjennom dioden D6, som er koplet parallelt med primærviklingen 21. Diodene D7, D8 og motstanden R9 utgjor en ledningsbane for den induktive tilbakeslagsspenning som oppstår over primærviklingen 10 under tilbakelopsperioden for den puls som påtrykkes denne. In the circuit fig. 2, the time constant of the RC circuit is set by means of the switch selector S3 which selects a capacity value for the circuit, and by means of the adjustable resistor R4 which selects the resistance value. The switch selector S3 acts as a coarse adjuster and the adjustable resistor R4 acts as a fine adjuster. Fig. 3 shows the preferred time overload circuit 17. This circuit is substantially similar to the circuit shown in Fig. 2 and works essentially the same way. Voltage that is applied across the +V and -V terminals establishes a certain voltage on an RC circuit consisting of the variable resistor R7 and the capacitor C6, with the diode D4 conducting through the resistor R8 and the zener diode D5 being biased in the blocking direction. When the charge on the capacitor C6 reaches a predetermined level, the PNPN trigger device Q4 is triggered to supply a current pulse to the primary winding 21 of the transformer T3, so that an output pulse is produced in the secondary winding 22 of the transformer. The output pulse from the secondary winding 22 is connected to the variable transformer and switch circuit 12 which shown in fig. 1, to remove the effect from the power supply circuit. When the power supply is removed, the voltage from the terminals +V and -V is of course also removed, and the current feed through the PNPN trigger device Q4 will energize. The magnetic field in the primary winding 21 will then break down, and the inductive leakage current caused by this will be discharged through the diode D6, which is connected in parallel with the primary winding 21. The diodes D7, D8 and the resistor R9 form a conduction path for the inductive reverse voltage which occurs across the primary winding 10 during the return period of the pulse applied to it.

Fig. 4 viser de foretrukne utforelser av 5CR slukkekretsen 15 og transformator forspenningsbryterkretsen 16. Tidsutkoplingskretsen 13 og tidsinnkoplingskretsen 14 på fig. 4 består begge av de kretser som er vist på fig. 2, og utgangstransformatorene for disse to kretser er vist inne i boksene og er merket med bokstavene A, B for å skille den ene fra den andre. Utgangstransformatoren Fig. 4 shows the preferred embodiments of the 5CR extinguishing circuit 15 and the transformer bias switch circuit 16. The time cut-off circuit 13 and the time cut-in circuit 14 in fig. 4 both consist of the circuits shown in fig. 2, and the output transformers for these two circuits are shown inside the boxes and are labeled with the letters A, B to distinguish one from the other. The output transformer

T2A for tidsutkoplingskretsen 13 har to sekundærviklinger som er merket med betegnelsene 20 A1 og 20 A2. Utgangstransformatoren T2B for tidsinnkoplingskretsen 14 har bare én sekundærvikling som er merket med betegnelsen 20B. Den spesielle krets som er vist på fig. 4, omfatter ikke tidsoverbelastningskretsen 17, selv om en fagmann vil forstå at tidsoverbelastningskretsen kan tilfoyes ved ganske enkelt å forbinde en krets av den type som er vist på fig. 3, mellom led-ningene CF og DE. Denne spesielle utforelse av oppfinnelsen er tilpasset til bruk ved somsveising av bokssarger, og dens funksjon styres av bryterenheter som reagerer på passasjen av en bokssarg under trykkvalseelektrodene i somsveiseapparatet. Ved drift av anordningen påvirkes bryteren S2 momentant så snart en bokssarg fores inn mellom trykkvalseelektrodene. Således tilfores spenning fra en forspennings-kilde 23 til en motstand R10 som er koplet til triggerelektroden på SCR Q5. SCR Q5 blir da ledende slik at den frembringer en forutbestemt strømstyrke gjennom primærviklingen 10 via den variable motstand R11. Således etableres det gjennomsnittlige likestromnivå i primærviklingen 10 slik at kjernen i transformatoren T1 tilpasses til sin stabile magnetiske tilstand for kretsens funksjon begynner. Dette eliminerer den unormale transientytelse som ellers ville inntreffe under de forste arbeidssykluser. Motstanden R11 er imidlertid mye storre enn motstanden i primærviklingen 10, og folgelig forblir spenningsfallet mellom punktene B og C i kretsen i det vesentlige lik tilforselsspenningen så lenge SCR Q5 er ledende. En kondensator C7 som er koplet mellom anoden i SCR Q5 og den negative tilforsels-ledning, hjelper til å opprettholde spenningen mellom punktene B T2A for the timing cut-out circuit 13 has two secondary windings which are marked with the designations 20 A1 and 20 A2. The output transformer T2B for the timing circuit 14 has only one secondary winding which is marked with the designation 20B. The particular circuit shown in fig. 4, does not include the time overload circuit 17, although one skilled in the art will appreciate that the time overload circuit can be added by simply connecting a circuit of the type shown in FIG. 3, between the lines CF and DE. This particular embodiment of the invention is adapted for use in butt welding of box edges, and its function is controlled by switch units which respond to the passage of a box edge under the pressure roller electrodes in the butt welding apparatus. During operation of the device, the switch S2 is momentarily affected as soon as a box edge is inserted between the pressure roller electrodes. Thus voltage is supplied from a bias source 23 to a resistor R10 which is connected to the trigger electrode of SCR Q5. SCR Q5 then becomes conductive so that it produces a predetermined current strength through the primary winding 10 via the variable resistor R11. Thus, the average direct current level in the primary winding 10 is established so that the core of the transformer T1 is adapted to its stable magnetic state before the circuit's function begins. This eliminates the abnormal transient performance that would otherwise occur during the first duty cycles. However, the resistance R11 is much greater than the resistance in the primary winding 10, and consequently the voltage drop between points B and C in the circuit remains substantially equal to the supply voltage as long as SCR Q5 is conducting. A capacitor C7 connected between the anode of SCR Q5 and the negative supply lead helps to maintain the voltage between points B

og C ved at den utlades gjennom SCR Q5 og tilforer en del av den opprinnelige strom gjennom primærviklingen 10. De ovenfor beskrevne kretselementer utgjBr en del ev transformator forspenningsbryterkretsen 16 som er vist på fig. 1. De gjenværende deler vil bli beskrevet i senre avsnitt. and C in that it is discharged through SCR Q5 and supplies part of the original current through the primary winding 10. The circuit elements described above form part of the transformer bias switch circuit 16 shown in fig. 1. The remaining parts will be described in later sections.

Etter at bryteren S2 er blitt momentant lukket for å tenne SCR Q5 og etablere den gjennomsnittlige strømstyrke i primærviklingen 10, lukkes bryteren S1 ved hjelp av bokssargen, slik at somsveiseapparatets operasjon påbegynnes. Lukningen av bryteren S1 innleder tidssyklusen for tidsutkoplingskretsen 13 slik som beskrevet tidligere, og etter et forutbestemt tidsintervall vil en utgangspuls frembringes i utgangstransformatorens T2A primærvikling 19A. Denne utgangspuls koples til sekunærviklingen 20A1 for å tenne SCR Q1, After the switch S2 has been momentarily closed to turn on the SCR Q5 and establish the average current in the primary winding 10, the switch S1 is closed by means of the box edge, so that the operation of the welder begins. The closing of the switch S1 initiates the time cycle for the time cut-out circuit 13 as described earlier, and after a predetermined time interval an output pulse will be produced in the primary winding 19A of the output transformer T2A. This output pulse is coupled to the secondary winding 20A1 to turn on SCR Q1,

og den koples også til sekundærviklingen 20A2 for å forberede SCR-slukkekretsen for operasjon, slik det vil bli beskrevet senere. Triggingen av SCR Q1 medforer at en spenningspuls påtrykkes primærviklingen 10 slik som beskrevet tidligere, og spenningsfallet mellom punktene B og C reduseres til et meget lavt nivå, slik at SCR Q5 slukkes. Dette vil automatisk fBre til avbrytelse av den strom som ble tilfort primærviklingen 10 for å etablere den gjennomsnittlige, stabile likestrombane. Påtrykkingen av spenning over primærviklingen 10 starter også opp tidsinnstillingssyklusen for tidsinnkoplingskretsen 14, slik som forklart tidligere. FHr virkemåten for innkop-lingskretsen 14 kan beskrives, er det imidlertid nBdvendig å beskrive virkemåten for SCR-slukkekretsen, som trigges av tidsinnkoplingskretsen 14 slik at SCR Q1 slukkes. SCR-slukkekretsen består av en and it is also connected to the secondary winding 20A2 to prepare the SCR turn-off circuit for operation, as will be described later. The triggering of SCR Q1 means that a voltage pulse is applied to the primary winding 10 as described earlier, and the voltage drop between points B and C is reduced to a very low level, so that SCR Q5 is switched off. This will automatically lead to interruption of the current that was supplied to the primary winding 10 to establish the average, stable direct current path. The application of voltage across the primary winding 10 also starts the timing cycle for the timing circuit 14, as explained earlier. Before the operation of the switch-on circuit 14 can be described, however, it is necessary to describe the operation of the SCR switch-off circuit, which is triggered by the time switch-on circuit 14 so that SCR Q1 is switched off. The SCR extinguishing circuit consists of a

kondensator C8 som er innkoplet i en resonansladekrets som inneholder kvelespolene L2, L3, samt 5CR Q6. Når spenning i begynnelsen påtrykkes kretsen, lades kondensatoren C8 opp hele tilf orselsspenningen pluss spenningen fra en hjelpespenningskilde 24 som er koplet i serie med krafttilforselen. Når SCR Q1 i begynnelsen trigges av tidsutkoplingskretsen 13, trigges samtidig SCR Q6 ved hjelp av sekundærviklingen 20A2. Kondensatoren C8 utlades da gjennom resonans-krets-sloyfen og lades opp med motsatt polaritet til en spenning som er lik krafttilforselsspenningen pluss hjelpekraftkildens 24 spenning. Denne motsatte oppladning skjer i lopet av en kortere tidsperiode capacitor C8 which is connected to a resonant charging circuit containing the choke coils L2, L3 and 5CR Q6. When voltage is initially applied to the circuit, capacitor C8 charges up the entire supply voltage plus the voltage from an auxiliary voltage source 24 which is connected in series with the power supply. When SCR Q1 is initially triggered by the time cut-off circuit 13, SCR Q6 is simultaneously triggered by means of the secondary winding 20A2. The capacitor C8 is then discharged through the resonant circuit loop and charged with opposite polarity to a voltage equal to the power supply voltage plus the voltage of the auxiliary power source 24. This opposite charging takes place over a shorter period of time

enn den tid SCR Q1 er innkoplet, og av den grunn lades kondensatoren C8 opp i motsatt retning for tidsinnkoplingskretsen 14 starter. than the time SCR Q1 is switched on, and for that reason the capacitor C8 is charged in the opposite direction before the time switch-on circuit 14 starts.

SCR Q6 slukkes naturligvis automatisk så snart kondensatoren C8 SCR Q6 naturally turns off automatically as soon as capacitor C8

er fult ladet i den motsatte retning. Motstanden R12 hindrer at kondensatoren CB utlades i den motsatte retning gjennom hjelpekraft-kilden 24. Mens tidsinnkoplingskretsen 14 fullforer sin tidsinnstillingssyklus, oppstår det folgelig på grunn av den nevnte resonans-ladevirkning en stor motsatt ladning på kondensatoren C8, og ved slutten av tidsinnkoplingsperioden tilfores en utgangspuls til transformatorens T2B primærvikling 19B. Denne utgangspuls tilfores sekundærviklingen 20B slik at SCR Q7 tennes og ladningen på kondensatoren C8 påtrykkes over SCR Q1. Da ladningen på kondensatoren C8 er storre enn tilforselsspenningen og er motsatt rettet i forhold til denne, is fully charged in the opposite direction. The resistor R12 prevents the capacitor CB from being discharged in the opposite direction through the auxiliary power source 24. While the timing circuit 14 completes its timing cycle, consequently, due to the aforementioned resonant charging effect, a large reverse charge occurs on the capacitor C8, and at the end of the timing period a output pulse to transformer T2B primary winding 19B. This output pulse is supplied to the secondary winding 20B so that SCR Q7 is switched on and the charge on capacitor C8 is applied over SCR Q1. As the charge on capacitor C8 is greater than the supply voltage and is oppositely directed in relation to this,

vil tenningen av SCR Q7 fore til at SCR Q1 slukkes. Da storrelsen av spenningen på kondensatoren C8 er forholdsvis hoy, slukkes SCR Q1 the ignition of SCR Q7 will cause SCR Q1 to turn off. As the magnitude of the voltage on capacitor C8 is relatively high, SCR Q1 is switched off

i lopet av kortere tid enn hva som ellers ville være mulig ved bare å fjerne krefttilforselsspenningen fra denne. in the course of a shorter time than would otherwise be possible by simply removing the cancer supply voltage from it.

Når 5CR Q1 slås av, vil hele tilforselsspenningen When 5CR Q1 turns off, the entire supply voltage will

igjen fremkomme mellom punktene B og C, og spenningen mellom punktene C og D faller nesten til null med unntakelse av den induktive tilbakeslagsspenning som forårsakes av den hendoende strom i transformatorens T1 sekundærvikling. Den induktive tilbakeslagsspenning gjenopplader kondensatoren C8 til en verdi som er lik tilforselsspenningen pluss tilbakeslagsspenningen, gjennom den strombane som består av lederen CF, SCR Q7, kondensatoren .CB, kvelespolen L2, lederen AB, kondensatoren C1 og lederen ED, SCR Q7 som ble trigget for å utlade kondensatoren CB for å slukke SCR Q1, fortsetter å være stromforende under tilbakelopsspenningsperioden inntil kondensatoren C8 er helt gjenopp-ladet. Ved dette tidspunkt faller spenningen over SCR Q7 til null og Q7 slutter å lede. Det vil derfor være klart at hjelpespennings- again appear between points B and C, and the voltage between points C and D drops almost to zero with the exception of the inductive reverse voltage caused by the dying current in the transformer T1 secondary winding. The inductive reverse voltage recharges capacitor C8 to a value equal to the supply voltage plus the reverse voltage through the current path consisting of conductor CF, SCR Q7, capacitor .CB, choke coil L2, conductor AB, capacitor C1 and conductor ED, SCR Q7 which was triggered for discharging capacitor CB to turn off SCR Q1, continues to conduct during the flyback voltage period until capacitor C8 is fully recharged. At this point, the voltage across SCR Q7 drops to zero and Q7 stops conducting. It will therefore be clear that the auxiliary voltage

kilden 24 bare brukes for den innledende oppladning av kondensatoren CB»I hver syklus etter den forste syklus gjenopplades kondensatoren CB av tilforselsspenningen og den induktive tilbakeslagsspenning. the source 24 is only used for the initial charging of the capacitor CB» In each cycle after the first cycle, the capacitor CB is recharged by the supply voltage and the inductive reverse voltage.

Den ovenfor beskrevne operasjonsrekkefBlge bringer kretsen tilbake til utgangstilstanden, og påbegynner den neste tidsperiode for tidsutkoplingskretsen 13. Tidsutkoplings- og tidsinn-koplingskretsene arbeider deretter vekselvis mens bokssargen passerer under trykksveiseelektrodene, og frembringer de flattoppede strom-puleer som er nodvendige for sBmsveising. Når enden av boksen nærmer seg trykkvalseelektrodene, gjSres bryteren 54 atrBmfBrende for et oyeblikk for å etablere det gjennomsnittlige likestromsnivå for den siste operasjonsperiode, for å forhindre induktivt tilbakeslag når stromkretsen blir slått av. Ved lukning av bryteren S4 tennes SCR Q5 som da leder likeetrBm gjennom primærviklingen 10 som forklart tidligere. Når bryteren S4 lukkes et oyeblikk, åpnes samtidig bryteren 55 for å avslutte sveiseoperaejonen. ManBvreringen av bryterne er synkronisert ved hjelp av bryterdrivanordninger som skal beskrives senere. The above-described sequence of operation returns the circuit to the initial state, and begins the next time period for the time-off circuit 13. The time-off and time-on circuits then operate alternately as the box edge passes under the pressure welding electrodes, producing the flat-topped current pulses necessary for smb welding. As the end of the box approaches the pressure roller electrodes, switch 54 is made momentarily closed to establish the average DC current level for the last period of operation, to prevent inductive kickback when the circuit is turned off. When the switch S4 is closed, SCR Q5 is switched on, which then conducts the current Bm through the primary winding 10 as explained earlier. When switch S4 is momentarily closed, switch 55 is simultaneously opened to terminate the welding operation. The operation of the switches is synchronized by means of switch drive devices which will be described later.

Etter at SCR Q5 er blitt trigget for å forhindre en induktiv tilbakeslagsspenning i den siste periode av sveiseopera-sjonen, er det nodvendig å frembringe hjelpemidler for å slukke SCR Q5, da den normalt slukkes av den neste periode i vekselretter-operasjonen. Slukkingen av SCR Q5 ekjer ved hjelp av forbigående innkopling av bryteren 55 som kopler en spenningskilde 25 til trigger-terminalen på SCR Q8 gjennom motstanden R13, og derved trigger SCR Q8. Når SCR Q8 blir ledende, slukke» SCR Q5 idet den spenning som ligger over kondensatoren C9, påtrykkes i omvendt retning over SCR Q5 After SCR Q5 has been triggered to prevent an inductive reverse voltage in the last period of the welding operation, it is necessary to provide means to turn off SCR Q5, as it is normally turned off by the next period of the inverter operation. The switching off of SCR Q5 takes place by means of the transient switching on of the switch 55 which connects a voltage source 25 to the trigger terminal of SCR Q8 through the resistor R13, thereby triggering SCR Q8. When SCR Q8 becomes conductive, turn off SCR Q5 as the voltage across capacitor C9 is applied in the reverse direction across SCR Q5

gjennom SCR Q8. Verdien av motstanden R14 er valgt slik at den begrenser strommen gjennom SCR Q8 til et nivå som ligger under det som er nSdvendig for å opprettholde strBmgjennomgengen, og fBlgelig slukkes SCR QB automatisk etter at ladningen på kondensatoren C9 through SCR Q8. The value of resistor R14 is chosen to limit the current through SCR Q8 to a level below that required to maintain current flow, and consequently SCR QB is automatically turned off after the charge on capacitor C9

er uttomt. Kretsen er da brakt tilbake til sin utgangsstilling, og er klar til å starte på nytt når neste bokslegeme passerer mellom trykkvalseelektrodene. is empty. The circuit is then brought back to its starting position, and is ready to start again when the next box body passes between the pressure roller electrodes.

Fig. 5 viser bryterdrivanordningene for påvirkning av bryternBS1, S2, S4 og S5 i den rekkefBlge som er beskrevet ovenfor. Bryterne utloses ved hjelp av fotoelektriske celler som avfBler tilstedeværelsen og stillingen av bokslegemer som passerer mellom trykkvalseelektrodene 26 og 27. Tre bokslegemer 28, 29 og 30 er vist anbrakt i trykkvalsenes 26 og 27 plan, og det er underforstått at bokssargene fores mellom trykkvalseelektrodene 26 og 27 ved hjelp av anordninger som ikke er vist på tegningene, men som vil være kjent for fagfolk. To fotoelektriske celler 31 og 32 og to tilsvarende spaltede skjermer 33 og 34 er anbrakt over bokssargen i visse stillinger for å indikere når et bokslegeme kommer inn i og går ut av trykkvalseelektrodene. Fig. 5 shows the switch drive devices for influencing the switches BS1, S2, S4 and S5 in the sequence described above. The switches are triggered by means of photoelectric cells which detect the presence and position of box bodies passing between the pressure roller electrodes 26 and 27. Three box bodies 28, 29 and 30 are shown placed in the plane of the pressure rollers 26 and 27, and it is understood that the box edges are lined between the pressure roller electrodes 26 and 27 by means of devices not shown in the drawings, but which will be known to those skilled in the art. Two photoelectric cells 31 and 32 and two corresponding slotted screens 33 and 34 are placed above the can frame in certain positions to indicate when a can body enters and exits the pressure roller electrodes.

Fotocellene 31 og 32 påvirkes av tilsvarende lamper Photocells 31 and 32 are affected by corresponding lamps

35 og 36 som belyser de respektive fotoceller ved refleksjon fra bokslegemenes overflater som ved denne spesielle utforelse av oppfinnelsen er godt reflekterende. Fotocellen 31, den spaltede skjerm 33 og lampen 35 er anbrakt i en slik stilling at det reflekterte lys fra bokssargen opphorer akkurat idet de overlappende kanter av bokssargen kommer i kontakt med trykkvalseelektrodene. Denne stilling er viet på fig. 5 som stillingen av legemet 29. Det fremgår at når legemet 29 forsetter utover den stilling som er vist på fig. 5, 35 and 36 which illuminate the respective photocells by reflection from the surfaces of the box bodies, which in this particular embodiment of the invention are highly reflective. The photocell 31, the split screen 33 and the lamp 35 are placed in such a position that the reflected light from the box edge ceases just as the overlapping edges of the box edge come into contact with the pressure roller electrodes. This position is shown in fig. 5 as the position of the body 29. It appears that when the body 29 continues beyond the position shown in fig. 5,

vil den reflekterte belysning av fotocellen 31 opphore. Utgangs-strommen fra fotocellen 31 tilfores en Schmidt-triggerkrets 37 som frembringer en rektangulær strompuls som svarer til passasjen av bokssargen under fotocellen 31. Utgangssignalet fra 5chmidttriggeren 37 er vist umiddelbart under denne på fig. 5. Strompulsens bakre kant som er betegnet T1 på tegningene, svarer til det tidspunkt da bokssargen kommer i kontakt med trykkvalseelektrodene. Pulsens bakre kant koples gjennom en diode D9 til bryteren S2 for å tenne SCR Q5 the reflected illumination of the photocell 31 will opphore. The output current from the photocell 31 is fed to a Schmidt trigger circuit 37 which produces a rectangular current pulse corresponding to the passage of the box edge under the photocell 31. The output signal from the 5chmidttrigger 37 is shown immediately below this in fig. 5. The rear edge of the current pulse, designated T1 in the drawings, corresponds to the moment when the box edge comes into contact with the pressure roller electrodes. The trailing edge of the pulse is coupled through a diode D9 to switch S2 to turn on SCR Q5

og eteblere det gjennomsnittlige fluksnivå i sveisetransformatorens Tl kjerne. Det skal bemerkes at signalet til bryteren 52 tas fra Schmidttriggerens 37 null-utgangsklemme og at denne klemmes bolge- and establish the average flux level in the welding transformer's Tl core. It should be noted that the signal to the switch 52 is taken from the Schmidt trigger's 37 zero output terminal and that this terminal is

form inverteres i forhold til den på figuren viste bolgeform, hvor- shape is inverted in relation to the wave shape shown in the figure, where

ved den positivt gående overgang av bolgeformen utgjor dennes bakre kant. Utgangsklemmen merket 1 på Schmidttriggeren 37 er forbundet med en forsinkelseslinje 38 som forsinker utgangssignalet en viss tid for å tillate bokssargen å komme i fullstendig inngrep mellom trykkvalsene for somsveisingen begynner. Etter denne forutbestemte forsinkelse koples den bakre kant av utgangspulsen fra Schmidttriggeren 37 over en diode D1D til innstillingsklemmen på en flipp-flopp 39 hvis klemme merket 1 tilforer en puls til bryteren 51 for å lukke bryteren og holde denne lukket inntil flipp-floppen 39 er nullstillet. Dette innleder somsveisingen av de overlappede kanter mellom trykkvalsene 26 og 27. Når bokssargen passerer mellom valsene tilfores i det vesentlige flattoppede strompulser periodisk mellom trykkvalsene at the positively moving transition of the waveform forms its rear edge. The output terminal marked 1 on the Schmidt trigger 37 is connected to a delay line 38 which delays the output signal for a certain amount of time to allow the box edge to fully engage between the pressure rollers before welding begins. After this predetermined delay, the trailing edge of the output pulse from the Schmidt trigger 37 is coupled via a diode D1D to the setting terminal of a flip-flop 39 whose terminal marked 1 supplies a pulse to the switch 51 to close the switch and keep it closed until the flip-flop 39 is reset. . This initiates the seam welding of the overlapped edges between the pressure rollers 26 and 27. When the box edge passes between the rollers, essentially flat-topped current pulses are supplied periodically between the pressure rollers

for å frembringe en somsveis slik som beskrevet ovenfor. Like for bokssargen forlater trykkvalseelektrodene kommer den fremre kant av bokssargen til den stilling som er merket X, og lys vil da bli reflektert fra dette punkt til fotocellen 32. Fotocellen 32 er koplet til en annen Schmidttrigger 40 som frembringer en rektangulær utgangspuls som reaksjon på passasjen av en boks under fotocellens 32 område. Formen på utgangssignalet fra Schmidttriggeren 40 er vist umiddelbart under denne på fig. 5. Forkanten av denne bolgeform som er betegnet med T2 på figur 5, svarer til det tidspunkt da bokslegemet akkurat er i ferd med å forlate trykkvalseelektrodene 26 og 27. Forkanten av denne bolgeform koples gjennom en diode D11 for samtidig nullstilling av flipp-floppen 39 og trigging av bryteren 54. Ved nullstilling av flipp-floppen 39 åpnes bryteren S1 og triggersignalet til bryteren 54 forer til at SCR 0.5 tenner for annen gang. Utgangssignalet som koples gjennom dioden D11, koples også til en forsinkelseslinje 41 og fra denne forsinkelseslinjen 41 koples signalet til bryteren 55, for å trigge SCR Q8 og slukke SCR Q5 slik som beskrevet tidligere. Det ovenfor beskrevne hendelsesforlop gjentas for hvert bokslegeme når dette passerer mellom trykkvalseelektrodene, slik at arbeidsgangen for kretsen ifolge fig. 4 styres i overensstemmelse med det beskrevne hendelsesforlop. to produce a seam weld as described above. Just before the box rim leaves the pressure roller electrodes, the front edge of the box rim comes to the position marked X, and light will then be reflected from this point to the photocell 32. The photocell 32 is connected to another Schmidt trigger 40 which produces a rectangular output pulse in response to the passage of a box under the photocell's 32 area. The form of the output signal from the Schmidt trigger 40 is shown immediately below this in fig. 5. The leading edge of this waveform, denoted by T2 in figure 5, corresponds to the time when the box body is just about to leave the pressure roller electrodes 26 and 27. The leading edge of this waveform is connected through a diode D11 for simultaneous zeroing of the flip-flop 39 and triggering the switch 54. When the flip-flop 39 is reset to zero, the switch S1 is opened and the trigger signal to the switch 54 causes SCR 0.5 to turn on for the second time. The output signal which is connected through the diode D11 is also connected to a delay line 41 and from this delay line 41 the signal is connected to the switch 55, to trigger SCR Q8 and turn off SCR Q5 as described earlier. The sequence of events described above is repeated for each box body when it passes between the pressure roller electrodes, so that the workflow for the circuit according to fig. 4 is managed in accordance with the described course of events.

Av den foregående beskrivelse fremgår at oppfinnelsen tilveiebringer en kraftkilde for stor stromstyrke som er i stand til å frembringe i det vesentlige flattoppede utgangspulser av stør-relsesorden 10.000 A ved 500 perioder pr. sekund. Det vil også innses at oppfinnelsen skaffer forbedrede kretser for forming av flattoppede sterkstrnmspulser og forbedrede kretser for slukking av siliciumstyrte likerettere og for innledende forspenning av transformatorer slik at disse kan motta store strømstyrker. It appears from the preceding description that the invention provides a power source for large amperage which is capable of producing essentially flat-topped output pulses of the order of 10,000 A at 500 periods per second. It will also be realized that the invention provides improved circuits for forming flat-topped high-current pulses and improved circuits for switching off silicon-controlled rectifiers and for initial biasing of transformers so that these can receive large currents.

Claims

1. Power supply for square current pulses with high current strength comprising a transformer (T1) with a primary winding and a secondary winding which provides current pulses to a welding load (RL) from a capacitor (C1) which is connected in parallel with a direct current source (11,12), and switch devices (S1,S2) which periodically discharge the capacitor (C1) through the primary winding, characterized in that it is responsible for wave shaping circuits comprising a choke coil (L1) which is connected between a terminal on the capacitor (C1) and a terminal on the direct current source ( 11,12), and a resistor (R2 and RC together or RC alone) for effective damping of the distorting effects and which is connected between the secondary winding (18) of the transformer (T1) and the output terminals for the welding load (RL).

2. Power supply according to claim 1, characterized in that the wave-forming circuits comprise a transformer-coupled bias circuit (R11, Q5 in Fig. 4) which is connected in series with the primary winding (10) of the transformer (T1) across the direct current source (11,12).

3. Power supply according to claim 2, characterized in that the bias circuit (R11, Q5 in Fig. 4) contains a controlled rectifier (Q5) to whose ignition electrode are connected switch devices (52,54) which are operatively arranged to ignite the rectifier device (Q5 ) and establish a moderately stable current in the primary winding (10) before the switch devices come into operation and supply current pulses to the primary winding (10).

4. Power supply according to one of the preceding claims, characterized in that the wave-forming circuits comprise a second capacitor (C8 in fig. 4) which from one side of the direct current source (11,12) is connected in series with a second controlled rectifier (Q7 in fig. .4) and the primary winding (10), so that it is charged by inductive reverse voltage from the secondary winding (18).

5. Power supply according to claim 4, characterized in that the second capacitor (C8) is connected in series with an auxiliary voltage source (24) across a resistor (R12), and that it is initially charged to a voltage that is higher than the voltage from the direct current source (11 ,12).

6. Power supply according to claim 5, characterized in that the second capacitor (C8) is part of a resonant circuit loop (L2, L3) where an inductance (L3) is connected in series with a third controlled rectifier (Q6), the resistance (R12) and the auxiliary voltage source (24) above the terminals on the direct current source (11,12).

7. Power supply according to claim 1, characterized in that the wave-forming circuits comprise a transformer biasing circuit (52, 16 in Fig. 1) which is connected in series with the primary winding (10) of the transformer (T1).

8. Power supply according to claim 1, characterized in that the bias circuit (S2, 16 in Fig. 1) contains a switch device (S2) which is operatively arranged to establish a moderately stable current in the primary winding (10) before the switch devices come into operation and supply current pulses to the primary winding (10).