NO120540B

NO120540B -

Info

Publication number: NO120540B
Application number: NO16129066A
Authority: NO
Inventors: W Schroeder; E Bauer; H Kretschmar
Original assignee: Int Standard Electric Corp
Priority date: 1965-01-20
Filing date: 1966-01-18
Publication date: 1970-11-02
Also published as: GB1128957A; NL6600486A; FR1464531A; DE1514735B2; BE675358A; DE1514735A1

Description

Anodespenning-stabilisatorkrets. Anode voltage stabilizer circuit.

Foreliggende oppfinnelse angår en anodespenning — stabilisatorkrets for katodestrålerør, særlig for farvefjernsynsmottagere, og hvor anodespenningen stabiliseres over en styrbar parallell belastning. The present invention relates to an anode voltage stabilizer circuit for cathode ray tubes, particularly for color television receivers, and where the anode voltage is stabilized over a controllable parallel load.

Der er kjent to prinsipielle metoder for å stabilisere anode-høyspenningen for katodestrålerør i fjernsynsmottagere. Et av disse prinsipp er basert på styring av det horisontale avbøyningstrinn, Two principal methods are known for stabilizing the anode high voltage for cathode ray tubes in television receivers. One of these principles is based on control of the horizontal deflection step,

hvor det ved styregitteret på utgangsrøret reguleres til mer negative verdier etterhvert som høyspenningen øker. I magnetiske avbøynings-systemer oppnås høyspenningen ved opptransformering og likeretting av de induktivt frembragte tilbakeførings-spenningstopper. Dette be-virker ved denne type regulering at høyspenningen ikke kan styres uten at avbøyningsstrømmen også påvirkes, og dersom koblingen mellom den sekundære høyspenningsvikling og den primære tilførselsvikling ikke er fast nok, vil det, dersom høyspenningskilden er belastet, være where at the control grid on the output tube it is regulated to more negative values as the high voltage increases. In magnetic deflection systems, the high voltage is achieved by up-transforming and rectifying the inductively generated feedback voltage peaks. With this type of regulation, this means that the high voltage cannot be controlled without the deflection current also being affected, and if the connection between the secondary high voltage winding and the primary supply winding is not firm enough, if the high voltage source is loaded, it will be

en feil igjen som ikke kan tas vare på av reguleringen, og denne feilen fremkommer som en avbøyningsamplitude som svinger med be-lastningen . an error again that cannot be taken care of by the regulation, and this error appears as a deflection amplitude that fluctuates with the load.

I farvefjernsynsrør og spesielt i "shadow mask"-rør, vil feilen samtidig bevirke konvergeringsfeil og ved høye strålestrømmer (opptil 1,5 mA), ikke bare amplitudesvingninger, men også linearitets-feil. Høyspenningen biir derfor holdt konstant ved hjelp av et dertil egnet styrt belastningsbalanserende rør i parallell med'anodespenningen for billedrøret. For å oppnå dette er det innkoblet en triode, In color television tubes and especially in "shadow mask" tubes, the error will simultaneously cause convergence errors and at high beam currents (up to 1.5 mA), not only amplitude fluctuations, but also linearity errors. The high voltage is therefore kept constant by means of a suitably controlled load-balancing tube in parallel with the anode voltage for the picture tube. To achieve this, a triode is connected,

som er spesielt konstruert for høye arbeidsspenninger (opptil 27 kV), med sin anode til høyspenningsutgangen fra høyspenningslikeretterkato-den, idet styregitteret er direkte regulert av høyspenningen over for eksempel et høyspenningspotensiometer, eller over et forsterkertrinn, slik at ved en avtagende strålestrøm i billedrøret, vil en passende ekvivalent belastning finne sted over anoden i den belastningsbalanserende triode. Ved denne metode forblir energitapet, høyspenning-en og avbøyningsenergien konstant, slik åt ved varierende lysstyrke, vil ingen avbøyningsvinkelfeil eller konvergeringsfeil inntreffe. which is specially designed for high working voltages (up to 27 kV), with its anode to the high-voltage output from the high-voltage rectifier cathode, the control grid being directly regulated by the high voltage over, for example, a high-voltage potentiometer, or over an amplifier stage, so that with a decreasing radiation current in the picture tube, a suitable equivalent load will take place across the anode of the load-balancing triode. With this method, the energy loss, the high voltage and the deflection energy remain constant, so that with varying brightness, no deflection angle error or convergence error will occur.

Når det benyttes et høyspenningsbelastningsbalanserende rør, oppstår det problemer med isolasjon, ikke bare av selve røret, men også av de tilhørende motstander og følgelig også av det rom som er nødvendig for høyspenningsburet. Den høye energi (2 0-30 watt) som omgjøres til varme i røret, bringer inn kjøleproblemer, og videre vil energirørets levetid ikke være særlig høy og en utskiftning av det vil være kostbar. When a high-voltage load-balancing tube is used, problems arise with insulation, not only of the tube itself, but also of the associated resistors and consequently also of the space required for the high-voltage cage. The high energy (20-30 watts) that is converted into heat in the tube brings in cooling problems, and furthermore the life of the energy tube will not be very long and its replacement will be expensive.

Formålet med den foreliggende oppfinnelse er å unngå ovennevnte mangler, og dette oppnås ved hjelp av en stabilisatorkrets i henhold til de nedenfor fremsatte krav. The purpose of the present invention is to avoid the above-mentioned shortcomings, and this is achieved by means of a stabilizer circuit in accordance with the requirements set out below.

Ved stabilisatorkretsen ifølge oppfinnelsen unngås de ovennevnte vanskeligheter ved å benytte en belastningstransistor eller belastnings-tyristor. Derved vil bare arbeidsspenninger som er konvensjonelle With the stabilizer circuit according to the invention, the above-mentioned difficulties are avoided by using a load transistor or load thyristor. Thereby only working voltages that are conventional will

for slike halvledere opptre. Arrangementet- kan foretas i en viss av-stand fra høyspenningsburet på et sted som er fordelaktig for varme-utstråling, og videre kan'kjølende metallplater benyttes som varme-avledning. Det nødvendige rom kan være vesentlig mindre og levetiden høyere. Omkostningene i forbindelse med denne strømkrets er mindre enn omkostningene ved en belastningsbalanserende rørkrets. for such semiconductors act. The arrangement can be made at a certain distance from the high-voltage cage in a place which is advantageous for heat radiation, and furthermore cooling metal plates can be used as heat dissipation. The required space can be significantly smaller and the service life longer. The costs in connection with this circuit are less than the costs of a load-balancing tube circuit.

Konstruksjonen og arbeidsmåten av stabilisatorkretsen ifølge oppfinnelsen vil klart fremgå av følgende detaljerte beskrivelse under henvisning til tegningene, hvor The construction and operation of the stabilizer circuit according to the invention will be clear from the following detailed description with reference to the drawings, where

fig. la viser et funksjonelt blokkskjema for utførelse av oppfinnelsen , fig. la shows a functional block diagram for carrying out the invention,

fig. lb viser et ekvivalent skjema, fig. lb shows an equivalent scheme,

fig. 2 viser en strømkrets hvor en transistor benyttes som innstillbar belastningsmotstand, fig. 2 shows a circuit where a transistor is used as adjustable load resistance,

fig. 3 viser en strømkrets hvor en tyristor benyttes som innstillbar belastningsmotstand, fig. 3 shows a circuit where a thyristor is used as adjustable load resistance,

fig. 4 viser en strømkrets som benyttes i forbindelse med "klippe"-forsterkeren 21 i fig. 3 for pulslengdestyring, fig. 4 shows a circuit which is used in connection with the "clip" amplifier 21 in fig. 3 for pulse length control,

fig. 5 viser hvordan pulsspenningen som utledes fra høyspennings-generatoren, omformes,og fig. 5 shows how the pulse voltage derived from the high-voltage generator is transformed, and

fig. 6 viser en strømkrets for pulsamplitudestyring. fig. 6 shows a circuit for pulse amplitude control.

I fig. la viser 1 den primære tilførselsvikling på en høyspen-ningstransformator, og den tilføres sinusspenning eller pulser. Rent generelt viser 1 hovedviklingen for en linjetransformator med uttak for det horisontale utgangstrinn (transistor, rør eller styrbar likeretter), koblingsdioden (f.eks. en "booster-diode") og en avbøynings-spole. 2 viser sekundærviklingen for generering av høyspenning med en høyspenningslikeretter 3 som, i likhet med et vakumrør, ofte oppvarmes ved hjelp av strøm fra en liten ytterligere vikling på transformatoren, (ikke vist) eller som også kan bestå av en selenlikeretter eller annen halvleder. Selvfølgelig kan det her også benyttes en spennings-multiplikatorkrets. Kondensator 4 er ladnings- og filterkondensator for den likerettede høyspenning og denne utgjøres vanligvis av det innvendige og utvendige belegg på billedrøret. Endelig viser 5 høy-spenningsforbrukeren, d.v.s. strålen for billedrøret. I konvensjonelle farvefjernsynsmottagere er en belastningstriode innkoblet for å stabilisere høyspenningen, men denne triode kan sløyfes i den foreliggende oppfinnelse. Det benyttes en hjelpevikling 6 ved hjelp av hvilken en transistor- og/eller tyristorkrets 7 er i stand til å frembringe en styrbar kompenserende belastning. Stabiliseringspro-sessen fremgår klart ved hjelp av det ekvivalente skjema i fig. lb, hvor transformatoren er modifisert til sin gjensidige induktans 8 og de to lekkasjeinduktanser for primærviklingen er modifisert til den sekundære vikling 9 og til den tertiære vikling 10. Dersom 11 representerer høyspenningsforbrukeren med dennes varierende belastning, vil 12 være den styrbare belastningskrets som stabiliserer høyspenn-ingen over spenningsfallet ved lekkasjeinduktans 9 ved klemmene til forbrukeren 11. En mer fordelaktig styrende virkning oppnås dersom enten lekkasjeinduktans 10 er null eller høyspenningsforbrukeren an-bringes ved punkt 12 og den styrbare belastningskrets ved punkt 11. Dette kan i praksis oppnås ved å anbringe hjelpeviklingen i koblings-veien mellom primærviklingen og sekundærviklingen. Fig. 2 viser et eksempel på en krets hvor det fra hjelpeviklingen, som f.eks. bare består av en vikling på linjetransformatoren nær høyspenningsvikling-en, direkte utledes en pulsspenning 13 som en kollektorspenning for belastningstransistor 14 med kollektorbelastningsmotstanden 15. In fig. 1a shows the primary supply winding of a high-voltage transformer, and it is supplied with sinusoidal voltage or pulses. In general terms, 1 shows the main winding for a line transformer with taps for the horizontal output stage (transistor, tube or controllable rectifier), the switching diode (e.g. a "booster diode") and a deflection coil. 2 shows the secondary winding for generating high voltage with a high voltage rectifier 3 which, like a vacuum tube, is often heated by means of current from a small further winding on the transformer, (not shown) or which may also consist of a selenium rectifier or other semiconductor. Of course, a voltage multiplier circuit can also be used here. Capacitor 4 is a charge and filter capacitor for the rectified high voltage and this is usually made up of the internal and external coating on the picture tube. Finally, 5 shows the high-voltage consumer, i.e. the beam for the picture tube. In conventional color television receivers, a load triode is connected to stabilize the high voltage, but this triode can be omitted in the present invention. An auxiliary winding 6 is used by means of which a transistor and/or thyristor circuit 7 is able to produce a controllable compensating load. The stabilization process is clearly shown with the help of the equivalent diagram in fig. lb, where the transformer is modified to its mutual inductance 8 and the two leakage inductances for the primary winding are modified to the secondary winding 9 and to the tertiary winding 10. If 11 represents the high-voltage consumer with its varying load, 12 will be the controllable load circuit that stabilizes the high-voltage none above the voltage drop at the leakage inductance 9 at the terminals of the consumer 11. A more advantageous controlling effect is achieved if either the leakage inductance 10 is zero or the high-voltage consumer is placed at point 12 and the controllable load circuit at point 11. This can be achieved in practice by placing the auxiliary winding in the connection path between the primary winding and the secondary winding. Fig. 2 shows an example of a circuit where from the auxiliary winding, such as only consists of a winding on the line transformer close to the high-voltage winding, a pulse voltage 13 is directly derived as a collector voltage for load transistor 14 with the collector load resistor 15.

Over koblingskondensator 16 mottar basis på transistoren negative pulser som, avhengig av kravene, skal forsterkes av en "klippe"-forsterker og/eller en forforsterker for å øke den styrende faktor. Det riktige arbeidspunkt for belastningstransistor IM- innstilles ved hjelp av spenningsdeler eller potensiometer 18/19. Strømkretsen for den "klippende" forsterker og/eller forforsterkeren 17 vil bli beskrevet nedenfor. Above coupling capacitor 16, the base of the transistor receives negative pulses which, depending on the requirements, are to be amplified by a "clip" amplifier and/or a preamplifier to increase the control factor. The correct operating point for load transistor IM- is set using voltage dividers or potentiometer 18/19. The circuit for the "clipping" amplifier and/or preamplifier 17 will be described below.

Det er klart at det i stedet for en pnp transistor kan benyttes en npn transistor, idet polariteten av pulsene da må reverseres. It is clear that instead of a pnp transistor an npn transistor can be used, since the polarity of the pulses must then be reversed.

Dersom en tyristor 2 0 kobles, som vist i fig. 3, til hjelpeviklingen 6 med pulsene 22 og belastningsmotstand 15, frembringes en pulslengdemodulasjon i en spesiell krets 21, idet pulsmodulasjonen avhenger av høyspenningsamplituden. Da det benyttes en tilførselspuls som periodisk følger avbøyningen av katodestrålen i billedrøret under tilbakeføringen, og derved muliggjør at en strøm flyter gjennom tyristoren, idet tyristoren blir koblet " av" automatisk ved slutten av pulsen, vil strømvarigheten og følgelig også energiforbruket bare bli påvirket ved å styre begynnelsen av strømmen gjennom tyristoren. Den strømkrets som er betegnet 21 i fig. 3, kan være en "klippende" forsterker som vist i fig. 4. If a thyristor 20 is connected, as shown in fig. 3, to the auxiliary winding 6 with the pulses 22 and load resistance 15, a pulse length modulation is produced in a special circuit 21, the pulse modulation depending on the high voltage amplitude. As a supply pulse is used which periodically follows the deflection of the cathode ray in the picture tube during the return, thereby enabling a current to flow through the thyristor, the thyristor being switched "off" automatically at the end of the pulse, the current duration and consequently also the energy consumption will only be affected by control the onset of current through the thyristor. The circuit designated 21 in fig. 3, may be a "clipping" amplifier as shown in fig. 4.

Pulsen 2 5 som varierer med høyspenningsbelastningen, tilføres klemmene 2 3 og 24. Denne puls kan for eksempel utledes fra hjelpeviklingen. Den differensierende krets som omfatter en kondensator 2 6 og en motstand 27, former pulsen 28. Denne puls 28 når en. diode 30 over en kondensator 29, idet dioden undertrykker den negativt rettede pulsdel, slik at pulsen 31 blir tilgjengelig. En transistor 32 mottar en sperrende forspenning over en basisspenningsdeler 33 og 34 og over en emitterspenningsdeler 35 og 36, som er parallellkoblet med en kondensator 37, og som er lavohmig for vekselspenninger, slik at transistoren arbeider som et amplitudefilter med en fast grenseverdi. Denne grenseverdi er vist som en streket linje ved pulsen 31. Ved kollektorimpedansen 38 på den "klippende" forsterker oppnås en nesten rektangulær utgangspuls, hvis første flanke forskyver seg med ampli-tudemodifikasjonen av pulsen 31 til denstrekete tilstand som er vist ved 39, for eksempel, dersom amplituden øker. Den avsluttende flanke av pulsen faller sammen med avslutningen av tilbakeløpspulsen for av-bøyningen, og kravene for styring av tyristoren ifølge fig. 3 er derved imøtekommet. En transistor ifølge fig. 2 kan selvfølgelig også The pulse 2 5, which varies with the high-voltage load, is supplied to terminals 2 3 and 24. This pulse can, for example, be derived from the auxiliary winding. The differentiating circuit comprising a capacitor 26 and a resistor 27 forms the pulse 28. This pulse 28 reaches a. diode 30 over a capacitor 29, the diode suppressing the negatively directed pulse part, so that the pulse 31 becomes available. A transistor 32 receives a blocking bias across a base voltage divider 33 and 34 and across an emitter voltage divider 35 and 36, which is connected in parallel with a capacitor 37, and which is low-resistive for alternating voltages, so that the transistor works as an amplitude filter with a fixed limit value. This limit value is shown as a dashed line at the pulse 31. At the collector impedance 38 of the "clipping" amplifier, an almost rectangular output pulse is obtained, the first edge of which shifts with the amplitude modification of the pulse 31 to the dashed state shown at 39, for example , if the amplitude increases. The closing edge of the pulse coincides with the end of the return pulse for the deflection, and the requirements for controlling the thyristor according to fig. 3 is thereby met. A transistor according to fig. 2 can of course also

x x

styres ved hjelp av denne krets, idet polariteten i dette tilfelle må korrigeres ved å reversere pulsene eller ved å benytte npn transi-storer. Disse kretser som er styrt av pulslengden har store fordeler, da hovedtapene opptrer i belastningsmotstanden slik at halvlederen forblir forholdsvis kald. is controlled by means of this circuit, the polarity in this case having to be corrected by reversing the pulses or by using npn transistors. These circuits which are controlled by the pulse length have great advantages, as the main losses occur in the load resistance so that the semiconductor remains relatively cold.

Det er klart at styrekretsen ifølge fig. 4 kan forenkles ytterligere, for eksempel ved å eliminere delen 26/27, dersom kondensator 29 og motstand 34 er dimensjonert tilsvarende. Ved en tilstrekkelig di-elektrisk styrke i basisemitterveien for den ikke-ledende retning, kan også dioden 30 utelates og sperrespenningen trenger ikke nødvendigvis å bli frembragt av spenningsdeleren 35/36. Dersom kretsen før basis er tilstrekkelig lavohmig og dersom pulspolariteten er reversert, It is clear that the control circuit according to fig. 4 can be further simplified, for example by eliminating part 26/27, if capacitor 29 and resistor 34 are dimensioned accordingly. With a sufficient dielectric strength in the base-emitter path for the non-conductive direction, the diode 30 can also be omitted and the blocking voltage does not necessarily need to be produced by the voltage divider 35/36. If the circuit before the base is sufficiently low-impedance and if the pulse polarity is reversed,

kan tyristoren også påvirkes direkte uten dette foregående trinn, eller det kan benyttes en liten tyristor for å styre utgangstyristor-en eller transistoren. I stedet for den viste krets kan det også benyttes en monostabil multivibratorkrets av kjent type for pulslengdemodulasjon. the thyristor can also be directly affected without this previous step, or a small thyristor can be used to control the output thyristor or transistor. Instead of the circuit shown, a monostable multivibrator circuit of a known type can also be used for pulse length modulation.

Dersom det er en transistor som skal styres, kan det benyttes pulsamplitudemodulasjon som vist i fig. 6, i stedet for pulslengdemodulasjon som beskrevet ovenfor, og i stedet for den mer enkle like-spenningsmodulasjon som ikke er vist spesielt på tegningen, ved hvilken modulasjon styrespenningen fra pulsene likerettes og derved varieres på samme måte som høyspenningsbelastningen. If a transistor is to be controlled, pulse amplitude modulation can be used as shown in fig. 6, instead of pulse length modulation as described above, and instead of the simpler direct voltage modulation which is not shown specifically in the drawing, by which modulation the control voltage from the pulses is rectified and thereby varied in the same way as the high voltage load.

I tillegg til den hittil benyttede belastning av høyspennings-kilden ved direkte bruk av pulser fra hjelpeviklingen for transistoren eller avkoblingstyristoren, er det fremdeles en mulighet til stede for å likerette den pulsformede spenning ved hjelp av en diode og belaste likespenningen eller den pulserende likespenning. En viktig fordel ved denne fremgangsmåte er at nøyaktig overensstemmelse mellom pulsene ikke er særlig viktig og at mindre hurtige koblingstransistor-er eller tyristorer kan benyttes. Fig. 5 viser et enkelt eksempel på prinsippet, hvor 6 viser hjelpeviklingen, hvis pulsspenning eller vekselspenning lader en kondensator 41 over en diode 40. Fra kondensatoren utledes den kompenserende energi ved hjelp av en transistor og/eller avkoblings-tyristorkrets 42. Kretsen 42 kan i sin tur styres enten av en likespenning som tjener som styrespenning, eller ved hjelp av amplitudemodulerte eller tidsmodulerte pulser. Fig. 6 viser en praktisk prøvet krets med amplitudemodulerte styrepulser. En vikling 61 representerer en ytterligere hjelpevikling for tilveiebringelse av styrepulser 63, som amplitudemoduleres over høyspenningsbelastningen. For eliminering av delvise oscillasjoner mellom tilbakeføringspulsene er det tilveiebragt en "klippekrets" med diode 43, motstand 44 og kondensator 45. Dermed oppnås pulsen 64. In addition to the hitherto used loading of the high-voltage source by direct use of pulses from the auxiliary winding for the transistor or decoupling thyristor, there is still a possibility to rectify the pulse-shaped voltage by means of a diode and load the DC voltage or the pulsating DC voltage. An important advantage of this method is that exact correspondence between the pulses is not particularly important and that less fast switching transistors or thyristors can be used. Fig. 5 shows a simple example of the principle, where 6 shows the auxiliary winding, whose pulse voltage or alternating voltage charges a capacitor 41 across a diode 40. The compensating energy is derived from the capacitor by means of a transistor and/or decoupling thyristor circuit 42. The circuit 42 can in turn controlled either by a direct voltage which serves as control voltage, or by means of amplitude-modulated or time-modulated pulses. Fig. 6 shows a practically tested circuit with amplitude-modulated control pulses. A winding 61 represents a further auxiliary winding for providing control pulses 63, which are amplitude modulated over the high voltage load. To eliminate partial oscillations between the feedback pulses, a "clipping circuit" is provided with diode 43, resistor 44 and capacitor 45. Thus, the pulse 64 is obtained.

Ved hjelp av dioden 46 holdes pulstoppen som referansepotensial, slik By means of the diode 46, the pulse peak is held as the reference potential, like this

at ved amplitudesvingninger, vil den negative delen av pulsen 65 for- that in case of amplitude fluctuations, the negative part of the pulse 65 will

andre seg i forhold til referansepotensialet. Dioden 47 med spennings- differ in relation to the reference potential. The diode 47 with voltage

deler 48/49 klipper den positive pulstopp på en slik måte at den ønskede pulsbredde oppnås. Da klippingen foretas på den ene side av referansepotensialet forblir amplitudemodulasjonen nesten uforandret. parts 48/49 clip the positive pulse peak in such a way that the desired pulse width is achieved. When the clipping is done on one side of the reference potential, the amplitude modulation remains almost unchanged.

Ved hjelp av en kondensator 50, en diode 51 og en motstand 52 blir By means of a capacitor 50, a diode 51 and a resistor 52 becomes

pulsen 66 holdt på et fast potensial på den negative side. Den positive topp av pulsen, som svinger med høyspenningsbelastningen, tjener til styring av en npn transistor 53 sammen med tilbakekoblingsmotstand 55 pulse 66 held at a fixed potential on the negative side. The positive peak of the pulse, which oscillates with the high voltage load, serves to drive an npn transistor 53 together with feedback resistor 55

for å stabilisere arbeidspunktet, og kollektormotstanden 54 som igjen styrer transistoren 56 som med sin basis sørger for galvanisk til- to stabilize the operating point, and the collector resistor 54 which in turn controls the transistor 56 which with its base provides galvanic

pasning til utgangstrinnet. Transistor 57 belaster energien som er lag- fit to the output step. Transistor 57 charges the energy which is

ret i kondensator 60, hvilken energi utledes fra hjelpeviklingen 6 ved hjelp av likeretter 40 og motstand 59. rectifier in capacitor 60, which energy is derived from the auxiliary winding 6 by means of rectifier 40 and resistance 59.

Claims

1. Anode voltage stabilizer circuit for cathode ray tubes, in particular for color television receivers, comprising a high-voltage transformer to which a pulse or alternating voltage is supplied on the primary side and is provided with primary (1) and secondary windings (2). and where the anode voltage stabilizes

is lysed across a controllable parallel load, characterized by the fact that the high-voltage transformer comprises an auxiliary winding and that this and the secondary winding at least partially share a magnetic connection path with the primary winding, so that from the auxiliary winding and via a transistor and/or thyristor circuit (7) ", an energy is derived that varies opposite to the receiver's high-voltage load (5).

2. Stabilizer circuit according to claim 1, characterized in that in order to control the transistor or thyristor circuit and to produce a periodic switching of the transistor or thyristor to a conductive state, a pulse is used which is synchronous with the horizontal deflection of the cathode ray tube, the beginning of the pulse being delayed by decreasing high voltage and is accelerated by increasing high voltage and as the end of the pulse precedes the periodic disconnection of the primary voltage.

3. Stabilizer circuit according to claim 1 or 2, characterized in that the thyristor is switched to its non-conducting state by means of a periodic interruption or polarity change of the primary voltage.

4. Stabilizer circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the duration of the pulse which controls the transistor or thyristor circuit is dependent on the high voltage amplitude.

5. Stabilizer circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the transistor and/or thyristor circuit is controlled from the secondary high-voltage winding and/or the auxiliary winding.

6. Stabilizer circuit according to claim 5, characterized in that the transistor arranged in the load circuit is controlled by the amplitude fluctuations of a pulse and/or alternating voltage or by a rectified voltage.

7. Stabilizer circuit according to claim 1, characterized in that the controlling pulse is transmitted over an amplitude filter, so that the part of the pulse that is changed most by the high-voltage load is used for effective control.

8. Stabilizer circuit according to one of claims 1-7, characterized in that the energy which varies opposite to the high-voltage load of the receiver is formed during the return period for the cathode ray deflection.