NL9700008A - Abonnee-eenheid voor een draadloos digitaal communicatiesysteem. - Google Patents

Description

Abonnee-eenheid voor een draadloos digitaal communicatiesysteem

De uitvinding heeft betrekking op een abonnee-eenheid voor een draadloos digitaal communicatiesysteem, en is in het bijzonder gericht op een verbeterde abonnee-eenheid voor draadloze communicatie met een basisstation in een draadloos digitaal abonnee-communicatiesysteem.

Een dergelijke abonnee-eenheid is bekend uit het Amerikaanse octrooi schrift 4.825.448. Een basisstation dat wordt gebruikt bij een dergelijke abonnee-eenheid in een draadloos digitaal abonnee-communicatiesysteem wordt beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.777.633. De abonnee-eenheid die wordt beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.825.448 omvat middelen voor het hercoderen van een digitaal spraak-ingangssignaal teneinde digitale ingangssymbolen te verschaffen; middelen voor FIR-filtering van de digitale ingangssymbolen; middelen voor het afleiden van een analoog middenfrequent ingangssignaal uit de gefilterde ingangssymbolen; middelen voor het combineren van het middenfrequent ingangssignaal met een HF-draaggolf voor radio-overdracht naar het basisstation; middelen voor het demoduleren van een uitgangssignaal dat is ontvangen van het basisstation teneinde digitale uitgangssymbolen te verschaffen; en middelen voor het door middel van synthese opwekken van een digitaal spraakuitgangssignaal uit de digitale uitgangssymbolen. De abonnee-eenheid omvat een basisband-processorchip en een modem-pro-cessorchip. Beide zijn TMS32020 digitale signaalprocessors. De basisband processorchips verrichten het hercoderen van het digitale spraak-ingangssignaal, de synthese van de digitale uitgangssymbolen, en diverse basisband-sturingsfuncties. De modem-processorchip verricht voorts filtering van de digitale ingangssymbolen op basis van eindige impulsresponsie (FIR-filtering) en demodulatie van het signaal dat wordt ontvangen van een tweede eenheid binnen het systeem. De modem-processorchip werkt in het algemeen als het hoofdbesturingsorgaan van het systeem.

De onderhavige uitvinding verschaft een minder kostbare abonnee-eenheid. De abonnee-eenheid volgens de onderhavige uitvinding omvat middelen voor het hercoderen van een digitaal spraakingangssignaal teneinde te voorzien in digitale ingangssymbolen; middelen voor FIR-filtering van de digitale ingangssymbolen; middelen voor het moduleren van een digitaal middenfrequent signaal met de gefilterde ingangssymbolen teneinde te voorzien in een gemoduleerd middenfrequent ingangssignaal; middelen voor het verwerken van het gemoduleerde ingangssignaal ten behoeve van de overdracht naar het basisstation; middelen voor het demoduleren van een uitgangssignaal dat is ontvangen van het basisstation teneinde te voorzien in digitale uitgangssymbolen; en middelen voor het door middel van synthese opwekken van een digitaal spraak-uitgangs-signaal uit de digitale uitgangssymbolen; waarbij de abonnee-eenheid een FIR-chip omvat voor het verrichten van de FIR-filtering van de digitale ingangssymbolen; een DIF-chip voor het door middel van een digitale synthese opwekken van het digitale middenfrequent signaal en voor het verrichten van de modulatie van het digitale middenfrequent signaal; alsmede een enkele processorchip voor het verrichten van de hercodering van het digitale spraak-ingangssignaal, voor het verrichten van de demodulatie van het uitgangssignaal dat is ontvangen van het basisstation, en voor het verrichten van de synthese van de digitale uitgangssymbolen.

De FIR-chip verricht de FIR-filterfunctie welke werd geïmplementeerd door middel van programmatuur in de modemprocessor van de abonnee-eenheid volgens de stand der techniek die in het voorgaande werd beschreven. Door het verwijderen van de tijdrovende FIR-filteroverdracht-functie uit de modemprocessor en door het verrichten van de demodulatie-functie met dezelfde processor die de basisband-verwerkingsfunctie verricht, is slechts een processorchip vereist.

De middelen voor het door middel van digitale synthese opwekken van het digitale middenfrequent signaal zijn een directe digitale synthesizer (DDS) die middelen omvat die zijn gekoppeld aan de processorchip voor het accumuleren van fasedata die worden verschaft door de processorchip teneinde een van tevoren vastgestelde middenfrequentie aan te duiden; en middelen voor het verwerken van de geaccumuleerde fasedata voor het opwekken van het digitale middenfrequent signaal bij de van tevoren vastgestelde middenfrequentie. De onderhavige uitvinding voegt derhalve nieuwe functionaliteit toe aan de abonnee-eenheid welke niet aanwezig was bij de abonnee-eenheid volgens de stand der techniek die in het voorgaande werd beschreven in zoverre dat directe digitale synthese uiterst flexibele afstemming van de abonnee-eenheid mogelijk maakt. In de abonnee-eenheid volgens de stand der techniek die in het voorgaande werd beschreven was de afstemming beperkt tot een eindig stel kanalen met een onderlinge afstand van 25 kHz. Eveneens was het verschil tussen de zendfrequentie en de ontvangfrequentie vastgelegd op 5 MHz. De DDS-functie van de DIF-chip heft deze beperkingen op, waardoor wordt toegestaan dat andere afstanden tussen de kanalen of tussen de zend- en ont- vangfrequentie worden ondersteund met minimale of zelfs geen enkele modificatie van de abonnee-eenheidsapparatuur.

Dienovereenkomstig verschaft de digitale samensteleenheid een volledig gemoduleerd digitaal middenfrequent signaal dat door middel van digitale synthese kan worden opgewekt bij elk van een aantal verschillende van tevoren vastgestelde middenfrequenties; en frequentiebijstel-ling met hoog oplossend vermogen kan worden verschaft in de digitale samensteleenheid, teneinde het volgen van de frequentie van het uitgangssignaal dat wordt ontvangen van een tweede eenheid mogelijk te maken. Deze twee eigenschappen staan toe dat de radio van de abonnee-eenheid slechts een LO-referentie met vaste frequentie omvat en elimineert de noodzakelijkheid van een HF-synthesizer. Deze twee eigenschappen staan eveneens toe dat de primaire frequentiereferentie in de abon-nee-eenheid vast is, waarbij alle afstemoperaties worden verricht door de digitale samensteleenheid.

Een directe digitale synthesizer is stabiel en eenvoudig te produceren. Aan faseruisspecificaties kan worden voldaan zonder noodzaak voor een kostbare en complexe PLL HF-synthesizer. De directe digitale samenstelling voorziet in flexibele frequentie-instelling binnen de midden-frequent/band en voorziet in meer gemakkelijke frequentiemodificaties voor bedrijf in andere banden.

Een andere eigenschap van de onderhavige uitvinding is dat de FIR-chip mede middelen omvat voor het opwekken van tijdsturingssignalen ten behoeve van de tijdsturing van de hercoderingsoperatie en de operatie van het door middel van synthese opwekken van het digitale spraak-uit-gangssignaal door de processorchip.

Echter, de processorchip verricht de demodulatie van het uitgangssignaal dat wordt ontvangen van het basisstation onafhankelijk van de tijdsturingssignalen die worden opgewekt door de FIR-chip. De processorchip ontvangt het uitgangssignaal overeenkomstig de tijdsturingssignalen die worden opgewekt door de FIR-chip en buffert het ontvangen uitgëngs-signaal ten behoeve van de demodulatie, zodat de processorchip de demodulatie kan uitvoeren wanneer deze niet de operaties van hercoderen en synthese verricht.

De onderhavige uitvinding kan eveneens de fabricagekosten verminderen door gebruik te maken van een combinatie van een langzaam geheugen dat is gekoppeld aan de processorchip voor het opslaan van verwerkings-codes die door de processorchip worden gebruikt wanneer de codes niet behoeven te worden ingezet met nul-wachttoestanden en een snel geheugen dat is gekoppeld aan de processorchip voor het tijdelijk opslaan van verwerkingscodes die worden gebruikt door de processorchip wanneer de codes worden gebruikt net nul-wachttoestanden. Snelle RAM's (net nul-wachttoestanden) en snelle EPROM's net dezelfde chipdichtheid zijn zeer kostbaar. Teneinde de kosten te verninderen kunnen de processorcodes worden opgeslagen in een langzane EPROM (net een of neer wachtcycli), en wanneer de procedures dienen te worden doorlopen net nul wachtcycli, kan de code worden overgeladen van het langzame geheugen naar het snelle geheugen teneinde ze aldaar te doen bedrijven.

Additionele eigenschappen volgens de onderhavige uitvinding worden beschreven net betrekking tot de beschrijving van de voorkeursuitvoeringsvorm.

De uitvinding zal nader worden toegelicht aan de hand van de tekening, waarin: figuur 1 een blokschema is van een voorkeursuitvoering van de abonnee-eenheid volgens de onderhavige uitvinding, figuur 2 een blokschema is van de FIR-chip welke onderdeel is van de uitvoeringsvorm die wordt getoond in figuur 1; figuur 3 een blokschema is van de DIF-chip welke onderdeel is van de uitvoeringsvorm die wordt getoond in figuur 1; figuur 4 de verwerkingstaken illustreert, welke worden verricht door de processorchip die v/ordt getoond in de uitvoeringsvorm volgens figuur 1; figuur 5 de verwerkingsroutines illustreert, die onderdeel zijn van de modem-verwerkingstaak die in figuur 4 wordt getoond.

Hieronder volgt een definitie van afkortingen en acronymen die in deze tekst worden gebruikt: A/D analoog naar digitaal AGC automatische versterkingsregeling AS1C toepassings-specifieke geïntegreerde schakeling BPSK binaire faseverschuivingsmodulatie CCT kanaalbesturingstaak CCU kanaalbesturingseenheid CRC cyclische redundantiecontrole DAC digitaal-naar-analoogomzetter DDS directe digitale synthesizer DIF digitale middenfrequentie DIP dual in-line behuizing DOR data-uitgang gereed DPSK differentiële faseverschuivingsmodulatie DSP digitale signaalverwerking EPROM wisbaar uitleesgeheugen

Flr eindige impulsresponsie 1/0 input/output LSB minst significante bit MPT modem-verwerkingstaak MSB meest significante bit MUX multiplexer PCM pulscodemodulatie PLL fasevergrendelingslus PWM pulsbreedtemodulatie QPSK kwadratuur-faseverschuivingsmodulatie RAM willekeurig toegankelijk geheugen RCC radio besturingskanaal RELP residueel geëxciteerd lineair predictief RF hoogfrequent ROM uitleesgeheugen RX ontvangen RXCLK ontvangkloksignaal RXSOS ontvang-start of -sleuf SCT abonnee-besturingstaak SLIC abonnee-lijninterfaceschakeling SPC signaalverwerkingsbesturing SPT signaalverwerkingstaak SPTCTL signaalverwerkingstaak-besturings-orgaan SSB zendschakelaar-monsterbuffer TDM tijdverdelingsmultiplexering TX zenden TXCLK zendkloksignaal UART universele asynchrone zendontvanger VLSI zeer grootschalige integratie XOR exclusieve OF-schakeling

Onder verwijzing naar figuur 1 omvat een voorkeursuitvoeringsvorm van de abonnee-eenheid volgens de onderhavige uitvinding een telefoon- interfaceschakeling 10, een SLIC alsmede codecschakeling 11, een proces-sorchip 12, een snel geheugen 13, een langzaam geheugen 14, een adresdecoder 15, een FIR-chip 16, een DIF-chip 17, een DAC 18, een A/D-omzetter 19, een radio 20, een belschakeling 21, en een oscillator 22.

De FIR-chip 16, welke een ASIC-chip is, is gekoppeld aan de dif-chip 17 door middel van lijnen 23 en 24, aan de processorchip 12 door middel van processorbus 25 en lijn 26, aan de A/D-omzetter 19 door middel van lijn 27, aan de LSIC en de codecschakeling 11 door middel van lijn 29, aan de radio 20 door middel van lijn 30, en aan de belschakeling 21 door middel van lijn 31.

De telefoon-interfaceschakeling 10 is gekoppeld aan een telefoon 32, welke geluidsgolven omzet in een spraak-ingangssignaal, en een spraak-uitgangssignaal omzet in geluidsgolven.

De SLIC en de codecschakeling 11 zijn gekoppeld aan de telefoon-interfaceschakeling 1ü voor het omzetten van het spraak-ingangssignaal in een digitaal basisband-ingangssignaal, dat wordt toegevoerd aan de processorchip 12.

Bij een andere uitvoeringsvorm (niet getoond), wordt de processorchip eveneens rechtstreeks gekoppeld aan een UART voor het op andere wijze ontvangen van digitale ingangssignalen rechtstreeks van, en voor het uitzenden van digitale uitgangssignalen rechtstreeks naar, een digitale i/O-signaalinrichting.

De processorchip 12 omvat een digitale signaalprocessor van het type NMS320C25, welke het digitale basisband-ingangssignaal hercodeert overeenkomstig een RELP-algoritme, teneinde te voorzien in uit te zenden data, in de vorm van digitale ingangssymbolen op de processorbus 25. Het gebruik van een digitale signaalprocessor voor het uitvoeren van een RELP-algoritme wordt beschreven in de internationale octrooiaanvrage Nr, PCT/US 85/02168, internationaal publicatienummer W086/02726, gepubliceerd 9 mei 1986.

De FIR-chip 16 onderwerpt de digitale ingangssymbolen aan FIR-fil-tering en verschaft I,Q-data aan de DIF-chip 17 via lijnen 24.

De DIF-chip 17 interpoleert de gefilterde digitale ingangssymbolen en moduleert een digitaal middenfrequentie signaal met de geïnterpoleerde ingangssymbolen teneinde te voorzien in een gemoduleerd digitaal ingangssignaal .

De DAC 18 zet het gemoduleerde digitale ingangssignaal om in een gemoduleerd analoog ingangssignaal.

De radio 20 zendt het gemoduleerde analoge ingangssignaal naar het basisstation; en ontvangt en demoduleert een gemoduleerd analoog uitgangssignaal van het basisstation.

De oscillator 22 is een vrijlopende oscillator, welke kloksignalen verschaft aan de processorchip 12.

Een beschrijving van de relatie tussen de abonnee-eenheid en het basisstation wordt beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.777.633.

De A/D-omzetter 19 zet het gedemoduleerde ontvangen analoge uitgangssignaal om in een digitaal uitgangssignaal dat digitale uitgangs-symbolen bevat.

De processorchip 12 wekt door middel van synthese een digitaal basisband-uitgangssignaal op uit de digitale uitgangssymbolen. Synthese van RELP-gehercodeerde symbolen door middel van een digitale signaalprocessor wordt eveneens beschreven in internationaal publicatienummer W066/02726. De processorchip 12 verricht verder echo opheffing zoals beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.697.216.

De SLIC en de codecschakeling 11 zetten het digitale basisband-uitgangssignaal om in het spraak-uitgangssignaal dat wordt verschaft door de telefooninterfaceschakeling aan de telefoon 32.

De FIR-chip 16 consolideert de functionaliteit van een schakeling in een VLSI-inrichting teneinde de productiekosten van de abonnee-eenheid te verminderen door het elimineren van vele afzonderlijke op gemiddelde schaal geïntegreerde onderdelen.

Onder verwijzing naar figuur 2 omvat de FIR-chip 16 een meervoudig belastbare buffer 33, een interne decodeermodule 34, een ontvangmonster-buffer 35, besturings- en statusregisters 36, een externe adresdecodeer-module 37, een bewakende tijdsturingsmodule 38, een ontvang-tijdstu-ringsmodule 39, een zend-tijdsturingsmodule 40, een FIR-zendfilter 42, een codec-tijdsturingsmodule 44 en een belbesturingsmodule 45.

De FIR-chip 16 verschaft opwekking van een frame-markeersignaal van 45 milliseconden, opwekking van een sleuf-markeersignaal van 11,25 milliseconden, opwekking van een symboolkloksignaal van 16 kHz, tijdcor-rectieschakelingen, ontvangmonsterbuffering, opwekking van een 8 kHz codec-tijdsturingssignaal, processor-interfacedecodering, opwekking van bel-tijdsturing, externe adresdecodering en opwekking van een terugstel-signaal voor het bewakend tijdsturingsorgaan. De FIR-chip 16 buffert twee 5-bit zendsymbolen met een snelheid van 8 kHz. De FIR-chip 16 ver schaft omzetting en filtering van de zendsymbolen in I en Q datasymbo-len, waarbij elk van deze symbolen een breedte van 10 bit heeft en de snelheid 160 kHz bedraagt. De I en Q-data worden verweven en uitgevoerd naar de DIF chip 17 met een snelheid van 320 kHz. De FIR-chip 16 buffert eveneens ontvangdatamonsters met een snelheid van 64 kHz; en vier ont-vangdatamonsters worden gelezen door de processorchip 12 bij een snelheid van 16 kHz. Tijdsturing-kloksignalen alsmede tijdsturingssignalen worden opgewekt door de FIR-chip 16 uit een binnenkomend master-kloksig-naal van 3,2 MHz. De processorchip 12 wordt gesynchroniseerd op deze datasnelheden door middel van sleuf- en symbool-interrupts die worden opgewekt door de FIR-chip 16. De 8 kHz tijdsturing-strobe van de codec en de processor 8 alsmede het codec-kloksignaal worden opgewekt door de FIR-chip 16 en gesynchroniseerd met de tijd van de binnenkomende ont-vangmonsters. De FIR-chip 16 wekt eveneens besturings- en tijdsturingssignalen op voor het besturen van de vorm en de tijdsturing van de bel-spanning die wordt verschaft door de belschakeling 21. De bewakende tijdsturingsmodule 38 verschaft een terugstelsignaal in het geval dat de processorchip 12 de instructies niet op geëigende wijze uitvoert.

De meervoudig belastbare buffer 33 buffert een master-kloksignaal van 3,2 MHz dat wordt ontvangen op lijn 23a van de DIF chip 17, een vooruitgeschoven kloksignaal van 3,2 MHz dat wordt ontvangen op lijn 23b van de DIF chip 17, en een terugstelsignaal dat wordt ontvangen op lijn 51 van het bewakend tijdsturingsorgaan 38. Tenzij iets anders is aangeduid, wordt alle tijdsturing binnen de FIR-chip 16 afgeleid van het kloksignaal van 3,2 MHz op lijn 23a. Het vooruitgeschoven kloksignaal van 3,2 MHz op lijn 23b loopt voor op het kloksignaal van 3,2 MHz op lijn 23a met een cyclus van een referentiesignaal van 21,76 MHz dat aanwezig is binnen de DIF chip 17. Het kloksignaal van 3,2 MHz wordt afgeleid van de referentie van 21,76 MHz in de DIF chip 17 en de minimale pulsbreedte bedraagt derhalve 276 nanoseconden. Het vooruitgeschoven kloksignaal van 3,2 MHz van lijn 23b wordt verschaft vanuit de buffer 33 via interne lijn 47 naar het FIR-zendfilter 42, en de codectijdsturingsmodule 44. Het FIR-zendfilter 42 wordt geïmplementeerd, althans gedeeltelijk, door middel van een ROM, dat pseudo-statisch is en vereist dat zijn activeringsingang wordt gedeactiveerd door het vooruitgeschoven kloksignaal van 3,2 MHz op lijn 47 tussen successieve toegangen.

Het HW-terugstelsignaal op lijn 51 stelt alle interne schakelingen van de FIR-chip 16 terug en verschaft een hardware-terugstelling aan de modules volgens figuur 1.

De interne kloksignalen zijn ofwel gebufferde versies van het mas-ter-kloksignaal van 3,2 MHz ontvangen op lijn 23a of delingen van dit kloksignaal.

De interne adresdecodeermodule 34 staat de processorchip 12 toe toegang te nemen tot de interne functies van de FiR-chip 16 voor het besturen van deze functies en vaststellen van hun status. De interne adresdecodeermodule 34 ontvangt processoradressen en processor-strobe-signalen op bus 25. De interne adresdecodeermodule 34 verschaft uitgangssignalen op interne bus 48.

De uitgangssignalen op bus 48 van de interne adresdecodeermodule 34 omvatten een leesactiveersignaal aan de ontvangmonsterbuffer 35, een besturend schrijfsignaal alsmede statusleesignalen aan de besturings- en statusregisters 36, een schrijfsignaal aan het FIR-zendfilter 42, sleuf-en klokschrijfsignalen aan de ontvang-tijdsturingsmodule 39, een schrijfsignaal aan de zend-tijdsturingsmodule 40 en besturingssignaal aan de FIR-zendfiltermodule 42 en de ontvangmonsterbuffer 35, alsmede een AM-strobesignaal, dat de ontvang-tijdsturingsmodule 39 de sleuf-tijdsturing doet terugstellen. Slechts een van de respectieve lees- of schrijfsignalen op bus 48 van de interne adresdecodeermodule 34 is actief op een gegeven tijdstip.

De ontvangmonsterbuffer 35 ontvangt vier monsters voor iedere ont-vangsymbooltijd van de A/D-omzetter 19 via lijn 27a met een snelheid van 64 kHz; buffert maximaal twee datasymbolen, hetgeen in totaal acht monsters is; en zend vervolgens deze datamonsters naar de processorchip 12 via de processorbus 25. De ontvangmonsterbuffer 35 wordt geïmplementeerd door middel van een dual-page RAM. De ontvangmonsterbuffer 25 ontvangt een leesactiveersignaal op interne bus 48 van de interne adresdecodeermodule 34 en een schrijf-strobesignaal op interne lijn 49 van de ont-vang-tijdsturingsmodule 39.

De besturings- en statusregisters 36 staan de processorchip 12 toe de interne functie van de FIR-chip 16 te besturen, en staan de processorchip 12 toe de status te lezen van het FIR-zendfilter 42 en de ontvangmonsterbuffer 35, alsmede andere interne signalen. De besturingssig-nalen worden verschaft door de processorchip 12 via de processorbus 25 en de statusindicaties worden afgeleid uit diverse interne modules van de FIR-chip 16. De statusindicaties worden verschaft aan de processorchip 12 via de processorbus 25. De statusindicaties zijn ontvangen onderbelast, ontvangen overbelast, zenden onderbelast, zenden overbelast, start-van-frarae, ontvangst van start van sleuf, zendsymbool-klok-signaal, ontvangsymbool-kloksignaal, en capaciteitsoverschrijding van FIR-zendfilter.

De besturingssignalen, welke worden verschaft door de besturingsre-gisters 36 aan de interne schakelingen via de interne bus 48, omvatten de volgende: zendactiveersignaal, modulatieniveau, belactiveersignaal, programmatuur-terugstelsignaal, drie-toestandensignaal, en bewakend strobesignaal.

Het zendactiveersignaal geeft het begin van een zendsleuf, gebaseerd op de zendvertraging die is bepaald in de zend-tijdsturingsmodule 40.

Het modulatieniveausignaal wordt verschaft aan de ontvang-tijdsturingsmodule 39 en bepaalt of een sleuf lengte 180 of 360 symbolen bedraagt .

Het programmatuur-terugstelsignaal staat de processorchip 12 toe interne functies binnen de FlR-chip 16 terug te stellen.

Het drie-toestandensignaal staat de processorchip 12 toe de uitgangen van de FIR-chip 16 te deactiveren.

Het belactiveersignaal staat de processorchip 12 toe de belschake-ling 21 aan en uit te schakelen. Dit signaal verschaft een cadans van twee seconden en vier seconden aan het belsignaal.

Het bewakend strobesignaal staat de processorchip 12 toe de bewakende tijdsturingsmodule terug te stellen teneinde het optreden van een hardware-terugstelling te verhinderen.

De processorchip 12 ontvangt een ontvangklok-interrupt (RXCLKINT) signaal van de ontvang-tijdsturingsmodule 39 via lijn 26c wanneer data zijn geschreven in de eerste vier locaties van de dual-page RAM van de ontvangmonsterbuffer 35. De processorchip 12 leest vervolgens de ont-vangmonsters van de eerste vier locaties van de dual-page RAM via pro-cessorbus 25. Op dit tijdstip worden monsters geschreven in de volgende vier locaties van de dual-page RAM bij een snelheid van 64 kHz. De 16 kHz-gebeurtenis is een afgeleide van de 64 kHz-gebeurtenis, hetgeen de lees- en schrijfgebeurtenissen in synchronisatie houdt. Dit waarborgt dat lees- en schrijfoperaties niet tegelijkertijd optreden op enige ge-heugenlocatie en waarborgt eveneens adequate responsietijd van de processorchip 12.

Een zendsymboolbuffer in het FIR-zendfilter 42 ontvangt zendsymbo- len van de processorchip 12 via de processorbus 25 en buffert tot maximaal twee zendsymbolen. De processorchip 12 ontvangt om de andere zend-symbooltijd een interrupt voor het schrijven van nog twee symbolen in de zendsymboolbuffer.

De zendsymboolbuffer in het FlR-zendfilter 42 ontvangt een schrijf-signaal via de interne bus 48 van de interne adresdecodeermodule 34.

Na iedere zendkloksignaal-interrupt (TXCLKINT) bij 8 kHz op lijn 26a, schrijft processorchip 12 twee 5-bit zendsymbolen uit. De data hebben een DPSK grijscodeformaat. De zendsymboolbuffer produceert iedere 16 kHz een symbool voor verwerking door het FlR-zendfilter 42. Deze data worden dubbel gebufferd als gevolg van een asynchroniteit tussen de FIR-chip 16 en de processorchip 12. De laatste datawaarde wordt herhaald tot nieuwe data worden geschreven. Nul-data kunnen op deze wijze worden herhaald. De zendsymboolbuffer wordt leeg gemaakt gedurende een terugstelling.

Gedurende een training wordt een vaste reeks van symbolen naar de FIR-chip 16 gezonden door de processorchip 12. De FIR-chip 16 verricht FlR-filtering op deze symbolen en zendt l,Q-paren naar de DIF chip 17.

De radio 20 voert via een lus de data terug naar de A/D-omzetter 19. De monsters worden gelezen door de processorchip 12 zoals tijdens de on-line modus en de coëfficiënten van het processor-ontvangfilter welke in de processorchip 12 zijn geïmplementeerd, worden bijgesteld. De enige tijdsturing die kritisch is bij de training wordt opgewekt door de ontvang- en zend-tijdsturingsmodules 39, 40.

De ontvang-tijdsturingsmodule 39 wekt alle referentie-kloksignalen en strobesignalen op voor het verwerken van de ontvangsymbolen. De tijdsturing wordt bijgesteld door de processorchip 12 op zodanig wijze dat de verwerking gesynchroniseerd kan worden met de ontvangmonsters die worden ontvangen via lijn 27a van het basisstation. De ontvang-tijdsturingsmodule 39 omvat een fractionele ontvangkloksignaal-tijdsturings-schakeling en een ontvangsleuf-tijdsturingsschakeling. Het doel van-deze twee schakelingen is de ontvang-tijdsturing van het modem te synchroniseren binnen de processorchip 12 met de ontvangmonsters die worden ontvangen op lijn 27a van het basisstation, en via de A/D-omzetter 19, en eveneens het reguleren van de zend-tijdsturingsmodule 40 en de codec-tijdsturingsmodule 44.

De ontvang-tijdsturingsmodule 39 ontvangt kloksturing met een snelheid van 3,2 MHz en ontvangt de volgende besturingssignalen van de processorchip 12 via de processorbus 25: een AM-strobesignaal, een ont-vangsleufklok-schrijfsignaal, en een ontvangbit-volgsignaal.

Verscheidene uitgangssignalen worden opgewekt door de ontvangtijd-sturingsmodule 39. Een schrijfstrobe van 64 kHz wordt verschaft op lijn 49 teneinde schrijven naar de ontvangmonsterbuffer te besturen. Een A/DSYNC strobesignaal van 64 kHz wordt verschaft op lijn 27b aan de a/d-omzetter 19 teneinde de werking daarvan te synchroniseren. Eveneens wordt een strobesignaal van 8 kHz verschaft aan de codec-tijdsturingsmo-dule 44 via lijn 52. Een ontvangklok-interruptsignaal van 16 kHz (RXCLKINT) op lijn 26c en een begin van ontvangklok-interruptsignaal (RXSOSINT) op lijn 26b worden toegevoerd aan de processorchip 12. Een ontvangsleufvoorloop-tijdsturingsstrobe wordt verschaft op lijn 54 ter besturing van de zendtijdsturingsroodule 40.

De fractionele tijdsturingsschakeling in de ontvangtijdsturingsmo-dule 39 wordt ingesteld door de processorchip 12 ter opwekking van het begin ontvangsleuf-interruptsignaal op lijn 26b. De processorchip 12 bepaalt de locatie van een AM-gat (strobesignaal) dat wordt uitgezonden door het basisstation gedurende de verwerving. Wanneer de processorchip 12 het AM-strobesignaal detecteert, wordt de sleuf-tijdbesturingsschake-ling in de ontvangtijdsturingsmodule 39 teruggesteld door een terugstel-signaal van de processorchip 12. Dit synchroniseert het frame en de sleufmarkeersignalen met het AM-strobesignaal. Het frame-markeersignaal is een puls van 62,5 με die iedere 45 milliseconden optreedt.

De binnenkomende ontvangsymbolen worden gedemoduleerd door de processorchip 12 en de tijdsturing wordt verder bijgesteld indien noodzakelijk. Voor het bijsturen van de 16 kHz ontvangsymboolklok dwingt de processorchip de fractionele tijdsturing (bit-volg) schakeling tot verkorten of verlengen van het strobesignaal van 64 kHz met tot maximaal vijftig perioden van 3,2 MHz.

De processorchip 12 bewaakt de relatie van de ontvangsymbolen met de frame-tijdsturing en verricht overeenkomstig bijstellingen van het 16 kHz ontvangkloksignaal. Wanneer de ontvangklok is bijgesteld worden de sleuf- en frame-markeersignalen eveneens veranderd omdat zij een afgeleide van het ontvangkloksignaal zijn. Teneinde het aantal pulscodegemo-duleerde (PCM) monsters dat naar en van de SLIC en de codecschakeling 11 gaat gesynchroniseerd te houden met de frametijdsturing, bestuurt de ontvangtijdsturingsmodule 39 de codectijdsturingsmodule 44.

De zendtijdsturingsmodule 40 omvat een zendvertragingsschakeling en een zendbesturing-tijdsturingsschakeling. Deze schakelingen wekken een zendklok-interruptsignaal (TXCLKINT) op dat wordt verschaft aan de pro-cessorchip 12 via lijn 26a. De zendtijdsturingsmodule 40 wordt gesynchroniseerd met de ontvangtijdsturingsmodule 39 door de ontvangsleuf voorloop-tijdsturingsstrobe, welke wordt verschaft aan de zendtijdsturingsmodule door de ontvangtijdsturingsmodule 39 op lijn 54 en wordt gebruikt voor het terugstellen van de zendvertragingschakeling, welke op zijn beurt het zendsleufmarkeersignaal opwekt. De tijdsturing van het zendkloksignaal is gebaseerd op het interne kloksignaal van 3,2 MHz.

De processorchip 12 bestuurt eveneens de zendvertraging alsmede de zendtijdsturingsschakelingen door het verschaffen van een zenddata-schrijfbesturingssignaal via de processorbus 25.

De zendtijdsturingsmodule 40 verschaft een zend/ontvang-besturings-signaal op lijn 30 aan de radio 20. Dit signaal bepaalt of de radio data uitzendt of ontvangt.

De zendtijdsturingsmodule 40 bestuurt eveneens de zendsymboolver-schuiving, ROM-adressering, accumulatietijdsturing, en I, Q productop-slag voor toevoer aan de DIF-chip 17.

De zendtijdsturingsmodule 40 verschaft besturingssignalen op lijn 56 teneinde het FIR-zendfilter 42 gesynchroniseerd te houden met de zendsymbool- en -sleuf-tijdsturings. Deze synchronisatie wordt bereikt in overeenstemming met het zendsleuf-tijdsturingsmarkeersignaal. Na een terugstelling produceert de zendtijdsturingsmodule 40 actief besturingssignalen op lijn 56 zodra een zendsleuf begint.

De FIR-zendfiltermodule 42 omvat een ROM, dat een FIR-filter implementeert door het verschaffen van I- en Q-dataproducten in responsie op het adresseren van het ROM ten behoeve van opzoeken, door een combinatie van zendsymbolen die zijn ontvangen van de processorchip 12 via de processorbus 25 alsmede SINUS- en COSINUS-coëfficiënttellingen welke zijn verschaft door een teller binnen de FIR-zendfiltermodule 42. Het FIR-zendf ilter 42 accumuleert zes sequentiële I- en Q-dataproducten en slaat resultaten op voor uitvoer naar de DIF chip 17 via lijn 24a.

De minimum frequentie welke vereist is voor het bedrijf van het FIR-zendfilter 42 wordt bepaald door de symboolsnelheid (26 kHz) vermenigvuldigd met het aantal I- en Q-monsters (2) vermenigvuldigd met het aantal coëfficiënten (10) vermenigvuldigd met het aantal taps (6) = 1,92 MHz. Het hoofdkloksignaal van 3,2 MHz voldoet aan deze minimale frequen-tievereiste. Hachtperioden worden toegevoegd teneinde compensatie te verschaffen voor de snellere uitvoeringstijd.

De zendtijdstuurmodule 40 wordt gestuurd met een kloksnelheid van 3,2 MHz, welke een cyclusperiode definieert. Omdat deze kloksnelheid groter is dan het vereiste minimum van 1,92 MHz wekt het FlR-zendfilter 42 signalen op voor de eerste zes van de tien cyclusperioden.

Ieder nieuw zendsymbool dient geladen te worden in een rondgaande buffer in het FlR-zendfilter 42 met de snelheid van 16 kHz. Het nieuwe zendsymbool en de voorgaande vijf zendsymbolen worden opgeslagen in de rondgaande buffer. Het oudste zendsymbool wordt verwijderd wanneer een nieuw zendsymbool wordt aangevoerd. Het FIR-zendfilter 42 heeft een uit-voersnelheid van 320 kHz. Van elk zendsymbool worden tien I-datawaarden opgewekt en tien Q-datawaarden. Tabel 1 (zie onder) toont hoe I- en Q-alsmede nul-informatie kan worden afgeleid uit iedere 5-bit waarde.

De data in de rondgaande buffer worden bij 6 van iedere 10 cycli geroteerd. Een nieuw zendsymbool en de vijf voorgaande zendsymbolen verblijven in de rondgaande buffer gedurende twintig van deze perioden van tien cycli. Het coëfficiëntgedeelte van het ROM adres wordt eveneens verhoogd bij zes van de tien cyclusperioden. Een accumulator in het FIR-zendfilter 42 telt de resultaten op van elk I-dataproduct dat wordt verschaft door het ROM voor elk van de zes cyclusperioden. Derhalve wordt het accumulatorregister vrijgemaakt voor de eerste toevoeging, en wordt iedere successieve toevoeging onder kloksturing in een terugkoppelregis-ter van de accumulator geplaatst, zodat deze kan worden toegevoegd aan het recentelijk opgevraagde product. Zodra zes toevoegingen hebben plaatsgevonden wordt het resultaat onder kloksturing naar een uitvoer-schuifregister gevoerd. Hetzelfde proces treedt op voor dezelfde coëfficiënten en de Q-dataproducten die worden verschaft vanuit het ROM voor ieder zendsymbool.

De ROM adreslijnen staan het toe zestig COS-coëfficiënten en zestig SIN-coëfficiënten op te zoeken voor vier mogelijke I-, Q-data-indexen. Dit vereist zeven adreslijnen voor coëfficiënten en twee adreslijnen voor I-, Q-data. Het uitgangssignaal van het FIR-filter vereist 10 bits.

Twee extra bits zijn vereist ter handhaving van de nauwkeurigheid van het fractionele gedeelte van de opgezochte waarde. Dit resulteert in een ROM afmetingen van 512 x 12. Het MSB van de I-, Q-data-index wordt om het ROM heen geleid naar een 1-complementschakeling welke het uitgangssignaal van het ROM ertoe dwingt te worden geïnverteerd of niet te worden geïnverteerd.

Indien het symbool dat het ROM adresseert een nul-symbool is, bestuurt de nul-bit vier van de zeven coëfficiëntadreslijnen. Omdat zeven adreslijnen worden gebruikt voor het opzoeken van de coëfficiënt verschaft dit 12Θ locaties. Slechts 120 coëfficiënten zijn nodig. Derhalve zijn acht ongebruikte locaties over. Nul-waarden worden opgeslagen in deze locaties zodat nul-informatie gemakkelijk vanuit het ROM kan worden uitgevoerd.

Een 2-complementfunctie wordt geïmplementeerd door gebruik te maken van een 1-complement en het doorgeven van een logische 1 aan de volgende opteller. Het uitgangssignaal van de opteller wordt teruggevoerd naar de ingang van de opteller voor successieve optellingen of uitgevoerd via een multiplexer naar een uitvoerschuifregister. De uitvoer wordt afgerond door uitsluitend de tien hogere bits te gebruiken.

De uitgangen van de rondgaande buffer van het FIR-zendfilter zijn op nul gesteld na een terugstelling. Dit maakt het mogelijk dat nul-informatie wordt verwerkt tot nieuwe zendsymboolwaarden worden geladen. Ι-data wordt eerst verwerkt gevolgd door Q-data.

Het zendklokinterruptsignaal treedt slechts op gedurende een zend-sleuf. De processor weet niet wanneer een zendsleuf begint of eindigt behalve door te reageren op deze interrupt. Het signaal heeft een actieve duur op logisch nul van een klokperiode van 3,2 MHz teneinde te waarborgen dat de interrupt niet actief is zodra deze in behandeling is genomen. De zendklokinterrupt treedt op om de andere symbooltijd (16 kHz/2).

De ontvangklok treedt op gedurende een volledig frame. De pro.ces-sorchip 12 maskeert deze interrupt door het ontvangsleuf-markeersignaal als masker te gebruiken. De ontvangklokinterrupt heeft een actieve duur op logisch nul van een kloksignaal van 3,2 MHz.

De zendsleufbegin-interrupt treedt iedere 11,25 milliseconden op, en heeft een actieve duur op logisch nul van een periode van het kloksignaal van 3,2 MHz.

Ieder interruptsignaal wordt gedwongen een niet-actieve toestand van logisch "1" in te nemen bij het terugstellen.

De codectijdsturingsmodule 44 wekt tijdsturingsstrobes op en zendt het noodzakelijke kloksignaal via lijnen 29 naar de SLIC en de codec-schakeling 11 teneinde acht databits overgedragen te doen worden tussen de codec en de processor bij een snelheid van 8 kHz. De codex 11 ont-vahgt en zendt iedere 8 kHz 8 databits. De codectijdsturingsmodule 44 zendt een codeckloksignaal via lijn 29a en een codec sync signaal via lijn 29b. Het codeckloksignaal op lijn 29a wordt opgewekt met een snelheid van 1,6 MHz door het delen van het vooruit geschoven kloksignaal van 3,2 MHz door twee. Een 6 kHz puls van een 3,2 MHz periode wordt ontvangen van de ontvangtijdsturingsschakeling 39 en wordt opnieuw geklokt, zodat het optreedt gedurende een periode van 1,6 MHz, zodat gewaarborgd is dat het optreedt ten opzichte van de stijgende flanken van het kloksignaal van 1,6 MHz. Met deze twee signalen wordt overdracht van de PCM-data tussen codec 11 en de processorchip 12 gerealiseerd. Dit staat toe dat de abonnee-PCM-data worden gesynchroniseerd met de PCM-data van het basisstation.

De bel-besturingsmodule 45 reageert op een belactiveer-besturings-signaal dat afkomstig is uit de processorchip 12 en verschaft wordt vanuit het besturings- en statusregister 36 op interne bus 48 door het opwekken van een vierkantgolfsignaal van 20 Hz op lijn 31 alsmede twee fasebesturingssignalen van 80 kHz, PHASEA op lijn 31b en PHASEB op lijn 31c en het zenden van deze signalen naar de belschakeling 21. Het vier-kantsgolfsignaal van 20 Hz op lijn 31a bestuurt de polariteit van de belspanning die wordt verschaft door de belschakeling 21 aan de tele-fooninterfaceschakeling 10. De 80 kHz fasesignalen op lijnen 31b en 31c besturen de pulsbreedte-gemoduleerde vermogensbron in de belschakeling 21. Een terugstel- of een SLIC bel-opdrachtssignaal op lijn 29c van het SLIC-gedeelte van de SLIC en codecschakeling 11 doet deze signalen uitschakelen of genegeerd worden op lijnen 31a, 31b en 31c nadat het bel-activeersignaal, afkomstig van de processorchip 12, deze heeft inges'cha-keld. Dit waarborgt dat het belorgaan uitgeschakeld is indien een terugstelling optreedt of de hoorn van de telefoon van de haak wordt genomen.

Omdat de belschakeling 21 een hoge spanning opwekt en veel vermogen dissipeert wordt deze spanning niet opgewekt behalve wanneer de processorchip 12 hierom verzoekt.

De externe adresdecodeermodule 37 wekt chipselecteersignalen op op de processorbus 25 welke worden gebruikt door de processorchip 12 voor het verkrijgen van toegang tot de DIF-chip 17. De UART-hardware, en de langzame geheugen-EPROM's 14 in separate onderscheiden adressegmenten. De processorchip 12 verschaft acht MSB-adreslijnen, dataruimte- en pro-grammaruimtesignalen. Deze worden gedecodeerd voor het opwekken van de geëigende chip-selecteersignalen.

Het bewakend tijdsturingsorgaan 3Θ wekt een 50 milliseconden durende hardware-terugstelpuls op lijn 51 op, welke alle modules op FIR-chip 16 terugstelt en alle abonnee-eenheidmodules in figuur 1. Het bewakend tijdsturingsorgaan 38 wekt een puls op indien het niet wordt teruggesteld binnen een periode van 512 milliseconden door het bewakend strobe-signaal dat wordt verschaft op bus 48 door de besturings- en statusre-gisters 36.

De DIF-chip 17 wordt gekoppeld aan de processorchip 12 door de pro-cessorbus 25, aan de FIR-chip 16 door lijnen 23 en 24, aan de DAC 18 door lijn 71 en aan een oscillator in de radio 20 door lijn 72.

De oscillator in de radio 20 verschaft een hoofdkloksignaal van 21,76 MHz op lijn 71 aan de DIF-chip 17.

Onder verwijzing naar figuur 3 omvat de DIF-chip 17 een klokgenera-tor 60, een processor-decodeermodule 61, een FIR-chipinterfacemodule 62, een interpolatie-orgaan 63, een besturingsregister 64, afstemregisters 65, een DDS-fase-accumulator 66, een DDS SIN- en COS-opwekkingsmodule 67, en een ruisvormer 69. In combinatie vormen de DDS-fase-accumulator 66 en de DDS SIN-, COS-generator f7 een directe digitale synthesizer (DDS) voor het digitaal door middel van synthese opwekken van een digitaal middenfrequent signaal.

De DIF-chip 17 is een ASIC-chip, welke is ingericht als processor-datageheugen.

De DIF-chip 17 werkt volgens een van twee bedrijfsmodi, een modus waarbij een gemoduleerde draaggolf wordt opgewekt, en een zuivere draag-golfmodus. In de modus waarbij een gemoduleerde draaggolf wordt opgewekt worden basisbanddata ingevoerd in het I, Q domein en worden deze 'data gebruikt voor het moduleren van de zuivere draaggolf die wordt opgewekt door de DDS functie van de DIF-chip 17. in de modus waarbij de zuivere draaggolf wordt opgewekt worden de basisband-data-invoeren genegeerd en wordt een niet-gemoduleerde draaggolf van de DDS verschaft aan de DAC 18.

De klokgenerator 60 wekt alle tijdsturingssignalen en kloksignalen op binnen de DIF-chip 17 en wekt eveneens het kloksignaal van 3,2 MHz op alsmede het vooruit geschoven kloksignaal van 3,2 MHz welke signalen worden toegevoerd aan de FIR-chip 16 op lijnen 23a en 23b. De twee primaire tijdsturingssignalen die worden gebruikt binnen de DlF-chip 17 zijn een kloksignaal van 21,76 MHz en een interpolatie-poortsignaal van 2,56 MHz. Het kloksignaal van 3,2 MHz wordt intern gebruikt voor het verschuiven van I- en Q-data op lijn 24a van de FIR-chip 16 naar de FIR-interfacemodule 62.

De klokgenerator 60 buffert het kloksignaal van 21,76 MHz dat worden ontvangen op lijn 72 van de oscillator in radio 20 en verschaft een gebufferd kloksignaal van 21,76 Mhz op lijn 71a. Deze buffering wordt verricht teneinde voldoende aanstuurcapaciteit te verschaffen voor interne functies en teneinde vervorming van het kloksignaal tot een minimum te beperken. Het gebufferde kloksignaal van 21,76 Mhz verschaft eveneens een kloksignaal voor de DAC 18 en andere externe schakelingen.

De klokgenerator 60 verschaft het kloksignaal van 3,2 Mhz door het kloksignaal van 21,76 MHz te delen door 6 en door 8 overeenkomstig de volgende reeks:6-8-6-8-6, hetgeen derhalve resulteert in een gemiddelde deelfactor van 6,8 (21,6 : 6,8 = 3,2). Het effect van deze variatie per periode is een minimale periode van 276 nanoseconden en een maximale periode van 368 nanoseconden. Een vooruit geschoven versie van het kloksignaal van 3,2 MHz wordt eveneens opgewekt als het vooruit geschoven kloksignaal van 3,2 MHz op lijn 23b. Beide kloksignalen zijn identiek, met het verschil dat het ROM-deselecteersignaal op lijn 23b voorloopt op het kloksignaal van 3,2 MHz op lijn 23a met een klokcyclus van 21,76 MHz.

De klokgenerator 60 verschaft het poortsignaal van 2,56 MHz op interne lijn 74 door het kloksignaal van 21,76 Mhz te delen door 8 en door 9 in een gelijke reeks (8-9-8-9-...), hetgeen derhalve resulteert in een gemiddelde deelfactor van 8,5 (21,76 : 8,5 * 2,56 MHz). Dit signaal wordt gebruikt door de interpolator 63 en de modulator 68.

De processor-decodeermodule 61 staat de processor toe alle interne functies van de DlF-chip 17 te besturen. De processor-decodeermodule 61 decodeert processoradressen en processorstrobesignalen die worden ontvangen uit dataruimte op de processorbus 25 teneinde te voorzien in interne schrijfstrobesignalen, welke worden verschaft op interne bus 76 aan het besturingsregister 64 en de afstemregisters 65 teneinde de pro-cessorchip 12 in staat te stellen besturings- en configuratiedata te schrijven. Slechts een uitgangssignaal van de processor-decodeermodule 61 is actief op een gegeven tijdstip. De processoradressen bepalen welk uitgangssignaal wordt opgewekt. Indien een functie binnen de adresruimte van de DIF-chip 17 wordt gekozen, wordt een chip-selecteersignaal op lijn 24c van de FIR-chip 16 actief.

De FIR-interfacemodule 62 ontvangt de I- en Q-monsters van de FIR-chip 16 op lijn 24a in een serieel formaat en zet deze om in een 10-bit parallelformaat waarin zij worden verschaft aan de interpolatormodule op lijn 77. Het I-, Q-poortsignaal op lijn 24b van de FIR-chip 16 wordt gebruikt voor het onderscheiden van de I-data van de β-data. De FiR-inter-facemodule 62 trekt eveneens voorgaande I- en Q-monsters af van actuele monsters teneinde ΔΙ- en AQ-monsters te vormen welke vervolgens vier plaatsen naar rechts worden verschoven {: 16) teneinde de correcte in-crementering te vormen voor de interpolatormodule op lijn 78. Omdat de FIR-interfacemodule 62 data verschaft aan de interpolator 63, wordt een synchronisatiesignaal door de FIR-interfacemodule 62 gezonden naar de klokgenerator 60 teneinde de poortpuls van 2,56 MHz die wordt verschaft op lijn 74 te synchroniseren.

De interpolator 63 accumuleert de AI, AQ met een snelheid van 160 kHz x 16 = 2,56 MHz en verschaft geïnterpoleerde I- en Q-monsters aan de modulator 68 op lijnen 80 respectievelijk 81. De interpolator 63 verricht een x16 lineaire interpolatie ter vermindering van de rechten van de bemonstering met 160 kHz welke aanwezig zijn in de basisbanddata die ontvangen worden van de FIR-chip 16.

De interpolator 63 accumuleert successievelijk de Al- en AQ-monsters teneinde een uitgangssignaal op te wekken met een snelheid van 2,56 MHz. Aan het einde van een accumulatiecyclus (16 herhalingen), dient het uitgangssignaal van de interpolator gelijk te zijn aan de stroom I- en Q-monsters. Dit is van kritisch belang omdat de volgende accumulatiecyclus zijn cyclus begint met de actuele data. Teneinde te waarborgen dat de data correct zijn, worden gedurende de laatste accumulatiecyclus de actuele I- en Q-data rechtstreeks ingevoerd in het -uit-gangsregisters van de interpolator in plaats van het uitgangssignaal van de optelIer (dat dezelfde data dient te bevatten).

De besturingsregisters 64 worden gebruikt voor het besturen en configureren van de DIF-chip 17 en voor het selecteren van de bedrijfsmodi. Alle besturingsregisters 64 worden geladen door de processorchip via de processorbus 25.

Er zijn drie besturingsregisters 64. Het eerste besturingsregister registreert een CW MODE signaal, een AUTO TUNE H-L signaal en een AUTO TUNE L-H signaal. Het tweede besturingsregister registreert een SIGN SELECT signaal, een OUTPUT CLOCK PHASE SELECT signaal, een INTERPOLATOR ENABLE signaal, een SERIAL PORT CLOCK SELECT signaal, een SERIAL/PARAL-LEL MODE SELECT signaal en een QUADRATURE ENABLE signaal. De besturingsfuncties die behoren bij deze signalen worden later beschreven bij de conclusie van de beschrijving van de andere modules van de DlF-chip 17.

Het derde besturingsregister activeert en specificeert de coëfficiënten voor de ruisvormer 69.

Er zijn drie 8-bit afstemregisters 65 voor het opslaan van 24 bits van fase-incrementeringsdata voor het specificeren van de frequentie van de DOS. Dit verschaft een 24-bit afstemwoord dat een frequentieresolutie mogelijk maakt van (bemonsteringsfrequentie)/224 = 21,76 MHz/224 » 1,297 Hz. De uitgangsfrequentie van de DDS is gelijk aan de resolutie vermenigvuldigd met het 24-bit afstemwoord.

De afstemregisters 65 worden geladen door de processorchip 12 via de processorbus 25. Het afstemwoord wordt dubbel gebufferd door de af-stemregisters 65 zodat de processorchip 12 vrijelijk data naar deze registers kan schrijven zonder dat de actuele DDS operatie wordt beïnvloed.

Het afstemwoord wordt geladen uit buffer-afstemregisters naar uitgang-afstemregisters telkens wanneer een TUNE-opdracht wordt verstrekt. De TUNE-opdracht wordt gesynchroniseerd met het kloksignaal van 21,76 MHz teneinde een synchrone overgang te verschaffen.

De DDS-fase-accumulator 66 verricht een modulo 224 accumulator van de fase-incrementering die wordt verschaft op lijn 82 door de afstemre-gisters 65. Het uitgangssignaal van de fase-accumulator 66 vertegenwoordigt een digitale fasewaarde welke wordt verschaft op lijn 83 aan de DDS SIN en COS generator 67. De DDS SIN en COS generator 67 wekt een sinusvormige functie op. Een DDS werkt volgens het principe dat een gedigitaliseerde golfvorm kan worden opgewekt door het accumuleren van fasever-anderingen met een hogere snelheid.

Het afstemwoord, dat verschillend zal zijn bij verschillende abon-nee-eenheden, vertegenwoordigt een faseverandering voor de fase-accumulator 66. Het uitgangssignaal van de accumulator 66 kan zich bevinden in een gebied van 0 tot 224-1. Dit interval vertegenwoordigt een faseverandering van 360°. Hoewel de accumulator 66 werkt volgens de binaire standaardwijze kan deze gedigitaliseerde faseweergave worden ingevoerd in een golfvormgenerator teneinde een willekeurige golfvorm op te wekken. In de DIF-chip 17 produceren de DDS SIN en COS generatoren 67 SIN en COS functies op lijnen 84 respectievelijk 65.

De periode van de golfvormfunctie wordt gebaseerd op de tijd die vereist is voor het verrichten van een sommering tot de hoger gelegen grens van de accumulator (224-1 ). Dit houdt in dat indien een grote fase incrementering wordt verschaft, deze limiet spoediger zal worden bereikt. Omgekeerd, indien een geringe incrementering wordt gegeven zal een langere tijd vereist zijn. De fase-accumulator 66 verricht een simpele sommering van de ingangsfase-incrementering en kan worden weergegeven door de volgende vergelijking:

waarin m het aantal herhalingen is, en φ1η(. eenvoudig de data weergeeft die worden toegevoerd op lijn 82 uit de afstemregisters 65.

In de uitvoeringsvorm van de DIF-chip 17 die wordt beschreven, wordt de waarde van φτ beperkt door de lengte van de accumulator tot een maximum van 254. Derhalve kan de stroomfase worden beschreven als:

Omdat de accumulatorklok is aangewezen als het ingangs-hoofdklok-signaal van 21,76 MHz, bevat bijgevolg een complete cyclus 224/φ1η<; bij een periode per herhaling van 1/21,76 MHz. Derhalve neemt de volledige cyclus de volgende hoeveelheid tijd in beslag:

Omdat deze periode een cyclus van 360® vertegenwoordigt, vertegenwoordigt de reciproke van deze formule een frequentie. De DDS-frequentie is derhalve:

In de DDS SIN, COS opwekkingsmodule 67 worden de SIN en COS golf-vormen opgewekt zodat een complexe menging kan worden verricht in de modulator. Elk van beide wordt opgewekt door twee opzoektabellen, welke een grove en een fijne schatting van de golfvormen vertegenwoordigen. De twee waarden worden opgeteld teneinde samengestelde 12-bit 2-complement SIN en COS data-uitgangssignalen met tekenwaarde te vormen op lijnen Θ4 en Θ5. De opzoektabellen worden geïmplementeerd in ROM’s welke worden geadresseerd door de veertien meest significante bits van het signaal op lijn 63 van de DDS-fase-accumulator 66.

Het is gewenst zoveel fase- en amplituderesolutie te hebben als praktisch haalbaar is. Bij het ontwerp van de DIF-chip 17 worden een fase-ingangssignaal van 14 bits en een amplitudedata-uitgangssignaal van 12 bits verschaft in de golfvorm-opwekkingssectie. Indien een benadering op basis van pure verwerkingskracht zou worden gekozen voor het opwekken van deze data, zouden zeer grote tabellen nodig zijn voor het opwekken van alle mogelijke fase- en amplitudewaarden (bijvoorbeeld 16 K woorden x 12 bits ieder). Teneinde de afmeting van de tabel tot een minimum te verminderen maakt de DIF-chip 17 gebruik van kwadrantsymmetrie en trigonometrische ontbinding van de uitgangsdata.

Omdat SIN en COS golfvormen kwadrantsymmetrie hebben, worden de twee meest significante bits van de fasedata gebruikt voor het spiegelen van de enkelvoudige kwadrantdata rond de X- en Y-as. Voor de SIN functie heeft de amplitude van de golf in het π tot 2it interval precies de negatieve waarde van de amplitude in het 0 tot π interval. Voor de COS functie is de amplitude van de golf in het %/2 tot 3π/2 interval precies de negatieve waarde van de amplitude in het 3it/2 tot n/2 interval. Twee MSB1 s van de fase-accumulator specificeren het kwadrant (00-1, 01-2, 10-3, 11-4). Voor de SIN functie wordt de MSB van de fasedata gebruikt voor het ontkennen van de positieve data die worden opgewekt voor de eerste twee kwadranten. Voor de COS functie wordt een XOR van de twee fasedata-MSB's gebruikt voor het ontkennen van de positieve data die worden opgewekt voor kwadranten 1 en 4.

De bovengenoemde techniek vermindert de geheugenvereisten met een factor 4. Dit resulteert reeds in een geheugenvereiste van 4K woorden x 12 bits. Teneinde de tabelafmetingen verder te verminderen wordt een trigonometrische ontbinding verricht op de hoeken. De volgende trigonometrische identiteit wordt gebruikt:

Door te stellen φ2<<φΊ wordt de volledige benadering als volgt:

Het is niet noodzakelijk alle bits van φ1 te gebruiken bij het be- rekenen van de tweede term van de vergelijking zodat een onderver-zameling is van φΊ.

Voor het opwekken van de COS functie kan dezelfde benadering worden gebruikt omdat:

Dit resulteert in een modificatie van de en $j variabelen bij het berekenen van de COS functie. De data die zijn opgeslagen in de COS RON's zullen mede deze hoekmodificatie omvatten zodat geen veranderingen van de fasedata zijn vereist.

De modulator 68 mengt de geïnterpoleerde I- en Q-monsters op lijnen 80 en 81 met het digitale middenfrequentsignaal dat wordt vertegenwoordigd door de complexe SIN en COS functiedata op lijnen 84 en 85 teneinde te voorzien in een gemoduleerd digitaal middenfrequentsignaal op lijn 87.

De geïnterpoleerde I-, Q-monsters alsmede het DDS uitgangssignaal worden digitaal gemengd door twee 10 x 12 vermenigvuldigers. De uitgangssignalen van het mengproces worden vervolgens gesommeerd door een 12 bit opteller teneinde een gemoduleerde draaggolf te vormen. Het is mogelijk het bedrijf van de modulator 68 te wijzigen door alle bits van het I-ingangssignaal nul te maken en alle bits van het Q-ingangssignaal één te maken. Het resultaat hiervan is dat de ene vermenigvuldiger uitsluitend nullen zal produceren en de andere uitsluitend het signaal zal produceren van de DDS SIN, COS generator 67. De som van deze twee signalen produceert een niet-gemoduleerd digitaal middenfrequent signaal.

De modulator 68 verwekt een gemoduleerd digitaal middenfrequent signaal op lijn 87 overeenkomstig de volgende vergelijking:

Het 12-bits uitgangssignaal van de DDS SIN en COS generator 67 wordt vermenigvuldigd met de 10-bits geïnterpoleerde I- en Q-monsters van de interpolator 63 voor het opwekken van twee 12-bits producten. De twee producten worden vervolgens opgeteld (gecombineerd) teneinde een 12-bits gemoduleerd uitgangssignaal op te wekken op lijn 87.

Omdat zowel de I-vermenigvuldiger als de Q-vermenigvuldiger 12-bits producten opwekt, is het mogelijk dat een capaciteitsoverschrijding zou kunnen optreden wanneer hun uitgangssignalen worden gecombineerd. Het is derhalve noodzakelijk te waarborgen dat de grootte van de vector die wordt opgewekt door I en Q nimmer de waarde één overschrijdt (veronderstellend dat 111, | Q | breukgetallen zijn <. 1). Indien dit niet wordt gewaarborgd is een capaciteitsoverschrijding van de opteller van de modulator mogelijk.

De ruisvormer 69 verschaft een gefilterd gemoduleerd of niet-gemo-duleerd digitaal middenfrequentsignaal op lijn 71b aan de DAC 18. De ruisvormer 69 is ontworpen om een vermindering te bereiken van de hoeveelheid ruisvermogen in het uitgangsspectrum dat wordt veroorzaakt door de amplitude-kwantiseringsfout.

Het bedrijf van het ruisfilter 69 berust op het feit dat de kwanti-seringsruis een normaal willekeurig proces is, en dat de spectrale dichtheid van het vermogen van het proces een vlak verloop heeft over de frequentieband. Het gewenste uitgangssignaal wordt gesuperponeerd op deze kwantiseringsruisvloer. De ruisvormingsinrichting is een eenvoudig van meerdere aftakkingen voorzien filter met eindige impulsresponsie (FIR). Het filter creëert een nul welke het vermogen van de kwantise-ringsruis vermindert in een zeker gedeelte van de frequentieband. Wanneer het gewenste signaal gesuperponeerd wordt op het gefilterde ruisspectrum neemt de effectieve SQNR toe.

De overdrachtsfunctie van het FIR-filter wordt gegeven door

£.eu trdp wej.Ke u^btdai uu twee optexxexs ue^u een iweeue extern- kingswaarde van b in het gebied van +1,75 tot -1,75 (in binaire gewichten van 0, 0,25, 0,50, 1,0) welke de nul van het filter zal verplaatsen over de uitgangsfrequentieband zodat deze zo dicht mogelijk bij de gewenste uitgangsfrequentie kan worden geplaatst teneinde maximale SQNR-prestaties te verkrijgen.

De nulfrequentie kan worden berekend door oplossen voor de wortels van de bovengenoemde vergelijking in het z-vlak. De wortels zijn een complex geconjugeerd paar dat ligt op de eenheidscirkel. De nulfrequen-tie volgt uit de relatie: waarin Θ de hoek is van de wortel in het bovenste halfvlak. De geconjugeerde wortel zal een nul verschaffen die gespiegeld is rond de Nyquist-frequentie.

Tabel 2 verschaft een lijst van nulfrequenties die worden opgewekt door de binair gewogen tweede aftakking. Veronderstel dat b3, b2 en b1 overeenkomen met de gewichten 1,0, 0,5, 0,25, dat een 'V'-symbool betekent dat de aftakking gelijk is aan zijn gewicht, dat een "-"-symbool betekent dat de aftakking gelijk is aan de negatieve waarde van zijn gewicht, en dat ”0" betekent dat de aftakking geen gewicht heeft. Sommige van de nulfrequenties zijn gelijk aan die van andere combinaties, eenvoudigweg omdat de mogelijke combinaties elkaar soms overlappen (bijvoorbeeld 1,0 + 0,5 - 0,25 = 1,0 + 0,0 + 0,25) . is 1,00.

Alle tijdsturing wordt afgeleid van het klopsignaal van 21,76 MHz op lijn 71a.

De functies die behoren bij de signalen in de besturingsregisters 64 worden thans beschreven.

Wanneer het CW MODE signaal is ingesteld, worden van het I-ingangs-signaal dat wordt toegevoerd aan de respectieve vermenigvuldiger in de modulator 68 alle bits nul gemaakt, en worden van het overeenkomstige Q-ingangssignaal alle bits één gemaakt. Het resultaat is dat een niet-ge-moduleerde draaggolf zal worden opgewekt. Deze functie wordt dubbel gebufferd en de geladen data zullen niet actief worden tot een TUNE-dracht wordt verstrekt.

Het INTERPOLATOR ENABLE signaal activeert de x16 interpolator op de I-, Q-monsters. Indien het INTERPOLATOR ENABLE signaal niet is ingesteld, worden de I-, Q-data rechtstreeks toegevoerd aan de vermenigvuldiger.

Extern geheugen dat is vereist voor het bedrijf van de processor-chip 12 wordt verschaft door een snel geheugen 13 en een langzaam geheugen 14. Toegang tot het snelle geheugen 13 wordt verkregen door middel van een adresdecoder 15. Het snelle geheugen 13 is een cache-geheugen dat is geïmplementeerd in een RAM welke nul wachtcycli heeft. Het langzame geheugen 14 is een bulkgeheugen dat is geïmplementeerd in een EPROM, welke twee wachtcycli heeft. Het langzame geheugen 14 is gekoppeld aan de processorchip 12 voor het opslaan van verwerkingscodes die worden gebruikt door de processorchip 12 wanneer de codes niet behoeven te worden bedreven met nul wachtcycli; en het snelle geheugen is gekoppeld aan de processorchip 12 voor het tijdelijk opslaan van verwerkingscodes die worden gebruikt door de processorchip 12 wanneer de codes worden bedreven met nul wachtcycli. Wanneer procedures dienen te worden doorlopen met nul wachtcycli kan de code worden overgeladen van het langzame geheugen 14 naar het snelle geheugen 15 en aldaar geactiveerd. Dergelijke procedures omvatten mede de interrupt-serviceroutines, sym-booldemodulatie, RCC-acquisitie, BPSK-demodulatie alsmede de verwerking van spraak en data.

De processorchip 12 omvat een enkele digitale signaalprocessor van het model TMS320C25, welke vier hoofdtaken vervult, een abonneebestu-ringstaak (SCT) 91, een kanaalbesturingstaak (CCT) 92, een signaalver-werkingstaak (SPT) 93, en een modusverwerkingstaak (MPT) 94, zoals getoond in figuur 4. Deze vier taken worden bestuurd door een superviserende module 95. De SCT dient voor de telefooninterface- en hoog-niveau-oproepverwerking. De CCT bestuurt het model en het RELP-bedrijf alsmede tijdsturing, en verricht vermogensniveau- en zend-tijdsturingsbijstel-lingen overeenkomstig verzoek van het basisstation. De SPT verricht de RELP, de echo-opheffing alsmede toonopwekkingsfuncties. Het supervisie-orgaan roept deze vier taken sequentieel op en communiceert met hen door middel van besturingswoorden.

De SCT 91 verschaft de besturingsfunctie op hoog niveau binnen de abonnee-eenheid en heeft drie fundamentele bedrijfsmodi: rusttoestand, spraakbedrijf en beëindigen.

De SCT komt na het inschakelen van de voedingsspanning in de rust-modus en verblijft in die toestand tot een feitelijke spraakverbinding wordt gemaakt. Terwijl de SCT in de rustmodus verkeert, bewaakt zij de abonnee-telefooninterface op activiteit en reageert op verzoeken van het basisstation die worden ontvangen via het radio-besturingskanaal (RCC).

De primaire functie van de SCT is de abonnee-eenheid te geleiden door het opbouwen en weer afbreken van spraakverbindingen op radiokanaal. Alvorens echter de eenheid een oproep van enige aard kan opbouwen, dient ze het correcte basisstation te vinden. De SCT bepaalt welke RCC-frequentie gebruikt dient te worden, en zendt de frequentie-informatie naar de CCT. Een beschrijving van de initialisering van een communicatiekanaal tussen de abonnee-eenheid en het basisstation wordt gegeven in de Amerikaanse octrooiaanvrage Nr. 07/070.970, ingediend op 8 juli 1987.

Zodra de abonnee-eenheid RCC-synchronisatie heeft verkregen, kan ze een oproep opbouwen door het uitwisselen van berichten via het RCC met het basisstation, en door het bewaken en instellen van hardware-signalen op de telefooninterface. Het volgende overzicht beschrijft in het kort de gebeurtenissen die plaatsvinden gedurende het opbouwen van een oproep.

Het normale opbouwen van een oproep teneinde een oproep te initiëren begint met het van de haak nemen van de hoorn door de abonnee teneinde een dienstverzoek te initiëren. De SCT zendt een CALL REQUEST be richt naar het basisstation. De SCT ontvangt een CALL CONNECT bericht. De SET geeft de CCT een signaal teneinde te trachten synchronisatie tot stand te brengen op het toegewezen spraakkanaal via het CALL CONNECT bericht. De CCT brengt synchronisatie op het spraakkanaal tot stand. De abonnee ontvangt een kiestoon van de centrale. Het opbouwen van de verbinding is voltooid. De centrale verschaft de voorts benodigde ondersteuning voor het beëindigen van de oproep.

Normale opbouw van een oproep ten behoeve van beëindiging van een oproep vindt als volgt plaats: de SCT ontvangt een PAGE bericht van het basisstation. De SCT antwoordt met een CALL ACCEPT. De SCT ontvangt een CALL CONNECT bericht. De SCT geeft een signaal aan de CCT teneinde te trachten synchronisatie tot stand te brengen op het toegewezen spraakkanaal via het CALL CONNECT bericht. De CCT brengt synchronisatie op het spraakkanaal tot stand. De SCT start de belgenerator teneinde een bel-signaal aan te leggen op de lokale lus. De abonnee neemt de hoorn van de haak, het bellen wordt gestaakt. De spraakverbinding is voltooid.

De SCT implementeert de operaties ten behoeve van het opbouwen en het beëindigen van de oproep als een eindige-toestandmachine.

Indien een bezetting van een spraakkanaal met succes is voltooid, schakelt de SCT om naar de spraakmodus en verricht een zeer beperkte reeks van ondersteuningsfuncties. Het laden van de SCT=-processor wordt op dit tijdstip tot een minimum beperkt teneinde maximale beschikbaarheid van processorcapaciteit te waarborgen voor de algoritmen van de RELP-spraakcompressie, echo-opheffing en modemverwerking.

De SCT gaat naar de afbreekmodus als resultaat van een niet-succes-volle poging tot opbouw van een oproep of een niet-verwachte stappen-reeks ter beëindiging van een oproep. Gedurende de afbreekmodus wordt een herhalingsoproep gezonden naar de telefoonhoorn. De SCT bewaakt de abonnee-telefooninterface voor een afbreeksignaal (hoorn op de haak gedurende langere tijd) op welk tijdstip de abonnee-eenheid naar de rust-modus gaat. Verzoeken van het basisstation welke ontvangen worden via het radiobesturingskanaal (RCC) worden verworpen tot het ophangen wordt gedetecteerd.

De CCT 92 werkt als een link-niveau-kanaalbesturingsorgaan in de basisband-programmatuur. De CCT kent drie fundamentele toestanden: RCC-bedrijf, verfijning en spraakbedrijf.

Bij het inschakelen gaat de CCT naar de RCC-bedrijfstoestand teneinde te zoeken naar het RCC-kanaal en dit vervolgens te ondersteunen.

Het RCC-bedrijf omvat de volgende functies: AM gatenbesturing; het bewaken van de synchronisatie en de status van de modemtaak; tijdsturings-correctie van het radiokanaal; RCC-berichtfiltering bij ontvangst; RCC-berichtformattering bij zenden; I/O-bewaking van de PCM-buffer; alsmede link-informatieverwerking.

Nadat een spraakverbinding tot stand is gebracht gaat de CCT naar de verfijningstoestand ten behoeve van de fijnafstemming van de fractio-nele tijdsturing van het modem. Verfijning omvat mede de volgende functies: het interpreteren en reageren op verfijningssalvo's; het creëren en formatteren van verfijningssalvo's bij zenden; het zenden van berichten naar de SCT zoals geëigend; het bewaken van de modemstatus; en X/0-bewaking van de PCM-buffer.

Nadat de verfijning heeft plaatsgevonden begint de CCT het spraak-bedrijf, hetgeen de volgende functies omvat: ondersteuning van code-woordsignalering; het herstellen van drop outs; het bewaken van synchronisatie en de modemstatus; en l/0-bewaking van de PCM-buffer.

De CCT 92 kent drie fundamentele bedrijfstoestand: rusten, verfijning en spraakbedrijf. Het volgende is een overzicht van de toestand-overgangen die optreden bij CCT-bedrijf.

Na een terugstelling gaat de CCT naar de rusttoestand en blijft inactief tot hij kanaaltoewijzingsinstructies ontvangt van de SCT. De SCT verschaft de CCT een frequentie op welke gezocht dient te worden naar het radiobesturingskanaal (RCC). De CCT instrueert vervolgens de MPT de ontvanger te synchroniseren op de betreffende frequentie en te zoeken naar een AM-gat. Indien niet een AM-gat wordt gedetecteerd binnen een van tevoren vastgestelde tijdsduur heeft dit tot gevolg dat de CCT bij de SCT een andere frequentie aanvraagt op welke gezocht kan worden. Dit gaat oneindig door tot de AM-gatdetectie succes heeft.

Nadat met succes een AM-gat is gedetecteerd, begint de CCT te controleren of in de ontvangen data het unieke woord aanwezig is. Een klein venster rond de nominale positie van het unieke woord wordt gescand omdat het AM-gatdetectieproces een afwijking kan hebben ter grootte van enkele symbooltijdsduren. Zodra het unieke woord wordt gelokaliseerd en het CRC-foutdetectiewoord is geverifieerd als zijnde correct, kan de exacte ontvangsymbool-tijdsturing worden vastgesteld. De TDM-framemarke-ringen worden vervolgens gecorrigeerd zodat ze de juiste instelling hebben en vervolgens begint de normale RCC-ondersteuning. Indien het unieke woord niet kan worden gelokaliseerd wordt de AM-gatdetectie als vals be- schouwd en verzoekt de CCT de SCT om een nieuwe frequentietoewijzing.

Gedurende het RCC-bedrijf filtert de CCT ontvangen RCC-berichten. De meerderheid van de RCC-berichten van het basisstation zijn nulpatro-nen en deze worden genegeerd nadat link-informatie is gelezen uit de linkbyte. RCC-berichten die werkelijke informatie bevatten worden voor verwerking doorgezonden naar de SCT. Indien de RCC-synchronisatie verloren gaat, verzoek de CCT de SCT om een nieuwe frequentie. De SCT zal reageren met de correcte frequentie overeenkomstig het RCC-frequentie-zoekalgoritme.

Wanneer de SCT een spraakoproep initieert, wordt aan de CCT een spraakkanaal toegewezen alsmede een tijdsleuf. De CCT maakt de abonnee-eenheid actief overeenkomstig deze toewijzing en begint het verfijnings-proces. Gedurende de verfijning zenden het basisstation en de abonnee-eenheden een BPSK-signaal uit dat specifiek is ontworpen om het modem te assisteren bij du fractionele bit-tijdacquisitie. Het basisstation CCU zendt de bit-tijdsturingsoffset terug naar de abonnee-eenheid als een twee-complement-correctiewaarde. De CCT handhaaft een tijdgemiddelde van deze teruggekoppelde offset. Zodra de CCT bepaalt dat de fractionele tijdsturingswaarde zich bevindt binnen een vereiste tolerantie, corrigeert zij de zend-tijdsturing van de abonnee-eenheid overeenkomstig. De lengte van het tijdgemiddelde wordt dynamisch bepaald, afhankelijk van de variatie van de fractionele tijdmonsters. Na een tijdsturingscorrec-tie wordt het tijdgemiddelde teruggesteld en wordt de procedure herhaald.

Zodra het basisstation detecteert dat de abonnee-eenheid zich binnen een aanvaardbare tijdsturingstolerantie bevindt, beëindigt zij het verfijningsproces en begint het spraakbedrijf. De lengte van het verfijningsproces wordt dynamisch bepaald, afhankelijk van het succes van de tijdsturingscorrecties van de abonnee-eenheid. Macht- en gehele getal-symbooltijdsturing worden eveneens bewaakt en gecorrigeerd al naar gelang noodzakelijk gedurende het verfijningsproces. Indien de abonnee na verloop van tijd de verfijningssalvo's van het basisstation niet heeft gevonden, of indien het verfijningsproces niet een aanvaardbare tijdsturing tot stand kan brengen, wordt de verbinding verbroken en keert de CCT terug naar RCC-bedrijf.

Nadat de verfijning met succes is voltooid gaat de CCT naar spraakbedrijf op het toegewezen modulatieniveau. De taken van het spraakbedrijf omvatten het besturen van RELP- en MPT-operaties, het tot stand brengen van spraaksynchronisatie en het continu bewaken van de spraak-codewoorden die worden uitgezonden vanuit het basisstation. Lokale veranderingen van de lusbesturing, gesignaleerd via de codewoorden, worden gerapporteerd aan de SCT zodra deze optreden. Xncrementele veranderingen van het vermogen alsmede de fractionele tijdsturing worden eveneens afgeleid uit de codewoorden. Uitgezonden spraakcodewoorden worden geformuleerd door de CCT op basis van de plaatselijke lusbesturing welke wordt verschaft door de SCT en de kwaliteit van de kanaallink zoals gerapporteerd door het modem. De CCT keert terug naar de RCC wanneer de SCT een stappenreeks uitvoert ter beëindiging van een oproep.

Indien de spraaksynchronisatie verloren gaat, initieert de CCT een fading-hersteloperatie. Nadat het opnieuw tot stand brengen van een goede spraakverbinding na tien seconden nog niet is gelukt, stelt de CCT de SCT van deze conditie op de hoogte, waarbij een beëindiging van de oproep wordt geïnitieerd. r;it doet de CCT terugkeren naar de rusttoestand .

Gedurende een kanaaltestoperatie wordt een spraaksalvo vervangen door kanaaltestdata. Zodra een salvo is ontvangen wordt het geanalyseerd op bitfouten. De bitfoutentelwaarde wordt doorgegeven aan het basisstation via salvo's op het retourkanaal.

De SPT 93 verricht alle digitale signaalverwerkingstaken (DSP) binnen de abonnee-eenheid. De diverse DSP-functies worden aangeroepen al naar vereist, onder de besturing van de superviserende module 95.

De SPT omvat een RELP-module welke wordt geleid vanuit een zeer snel RAM-geheugen. De RELP-module verricht RELP-spraakcompressie en -expansie met echo-opheffing. De RELP-module transformeert 180 bytes blokken van 64 kbps PCM-spraakdata naar en van 42 bytes gecomprimeerde spraakdata onder gebruikmaking van het RELP-algoritme.

De SPT omvat eveneens een signaalverwerking-besturingsmodule (SPC) welke bepaalt of toonopwekking of RELP dient te worden aangeroepen. Indien RELP, bepaalt de SPC of de synthese- danwel de analyseroutine dient te worden opgeroepen. De syntheseroutine stuurt een pariteitsfout-tel-waarde terug, welke wordt verwerkt door de SPTCTL-routine. Indien toonopwekking is vereist bepaalt deze of het uitgangssignaal stilte of een herhalingsoproep moet zijn.

De SPT wordt bestuurd via de opdrachten van de SCT en de CCT. Deze opdrachten verschaffen aanroeping en besturing van het bedrijf van de diverse functies binnen de SPT al naar gelang deze worden vereist door de abonnee-eenheid. De RELP- alsmede echo-opheffingsprogrammatuur worden bijvoorbeeld uitsluitend uitgevoerd wanneer de abonnee-eenheid actief is in een spraakoproep. Oproep-voortgangtonen worden opgewekt op een tijdstip wanneer de hoorn van de abonnee-eenheid van de haak is en RELP niet actief is. De tonen omvatten stilte en een herhalingsoproep. Met uitzondering van de IDLE-modus werkt de interrupt-dienstroutine die de PCM-codec bestuurt continu als een voorgrondproces, waarbij de rondgaande PCM-buffer wordt gevuld.

De besturing- en modemfuncties worden verricht tussen de verwerking van de analyse en de synthese.

De MPT 94 demodulatieprocedure is verdeeld in twee procedures: DEMODA en DEMODB, door middel van hetgeen wordt toegestaan dat de RELP-synthese wordt uitgevoerd op de ontvangdata in buffer A direct nadat de DEMODA-procedure is voltooid. Na DEMODA zouden alle interne RAM-variabe-len dienen te worden opgeslagen in extern RAM-geheugen, vervolgens opnieuw geladen in het interne RAM alvorens DEMODB wordt uitgevoerd. De reden hiervan is dat RELP het interne RAM gebruikt.

Wanneer de RXCLK-interrupt op lijn 26e wordt ontvangen door de pro-cessorchip 12, doet de MPT vier ontvangen ontvangdatamonsters gelezen worden en vervolgens geplaatst worden in een rondgaande buffer, voor verwerking door de demodulatieprocedure. Duit staat toe dat andere taken worden verricht terwijl ontvangmonsters worden ontvangen.

De MPT ontvangt het RXCLK-interruptsignaal op lijn 26e van de FIR-chip 16 iedere 62,5 ps gedurende de ontvangsleuf. Het RXCLK-interruptsignaal wordt gemaskeerd door de apparatuur van de processorchip gedurende rust- of zendsleuven.

De MPT ontvangt het TXCLK-interruptsignaal op lijn 26 van de FIR-chip 16 uitsluitend gedurende de zendsleuf. Het TXCLK-interruptsignaal deelt de processorchip 12 mede wanneer een nieuw ontvangsymbool naar de FIR-chip dient te worden gezonden.

De MPT leest vier monsters uit de ontvangmonsterbuffer 35 in de FIR-chip 16 gedurende iedere RXCLK-interrupt op lijn 26e. De MPT stelt de invoer- en uitvoer-adrestellers voor de buffer terug bij het begin van de ontvangsleuf.

De MPT zendt zendsymbolen naar de zendsymboolbuffer 36 in de FIR-chip 16.

De MPT verschaft de data aan de fractionele tijdsturingsschakeling in de ontvang-tijdsturingsmodule 39 in de FIR-chip 16 welke wordt ge- brui kt om het RXCLK-interruptsignaal op lijn 26e gelijk te doen lopen met de basisstationtransmissie.

De MPT synchroniseert eveneens de DDS-frequentie met de zendfrequentie van het basisstation.

Onder verwijzing naar figuur 5 omvat de MPT de volgende modules: een superviserende module 101, een trainingsmodule 102, een frequentie-acquisitiemodule 102, een bitsynchronisatiemodule 104, een spraakdemodu-latiemodule 105, een symboolontvangmodule 106 en een zendmodule 107.

De superviserende module 101 is het supervisie-orgaan van de MPT-taak. Het leest het MPT-besturingswoord (CTRL0) uit de RAM, en roept andere routines overeenkomstig het besturingswoord.

De trainingsmodule 102 berekent een vector van 28 complexe FIR-filtercoëfficiënten en wordt geactiveerd in de rustmodus na het inschakelen van de voedingsspanning en ongeveer om de drie uur. Een door de MPT geïmplementeerde trainingszender wordt geactiveerd in een lusterug-keermodus teneinde een zekere reeks van symbolen uit te zenden. Deze reeks wordt via een lus teruggezonden naar een door de MPT geïmplementeerde trainingsontvanger, in een normale modus, in vooruitgeschoven en vertraagde tijdsturingsmodi, en op hoger gelegen en lager gelegen aangrenzende kanalen.

De trainingsontvanger gebruikt de monsters van de ingevoerde golf-vorm voor het opwekken van een positieve volkomen symmetrische matrix A van de orde 28. Eveneens wordt een uit 28 woorden bestaande vector V opgewekt uit de ingangsmonsters. De coëfficiëntenvector C volgt uit:

De B-coëfficiënt wordt vervolgens berekend overeenkomstig de algoritme: b = λ-1 indien λ is gegeven.

De trainingszender wordt geactiveerd in de teruglusmodus voor het uitzenden van vijf soortgelijke paren van signaalreeksen. Ieder paar. bestaat uit de volgende twee signaalreeksen: X-reeks: 9 nulsymbolen, "i", 22 nulsymbolen Q-reeks: 9 nulsymbolen, "j", 22 nulsymbolen

De "i" kan ieder symbool zijn. De "j" is een symbool dat verschilt van "i" met 90®.

De verwerkingstaken van de ontvanger zijn: het zodanig instellen van de AGC dat de signaalpiek in de normale modus 50 tot 70% van het maximum bedraagt. De AGC wordt verhoogd met 23 db voor de vierde en vijfde modi.

Lezen en opslaan van de ingangsmonsters. De eerste 32 monsters worden verworpen en de volgende 64 monsters worden opgeslagen, in iedere reeks.

Opbouwen van de matrix A (28, 28). Het volgende proces wordt in de normale modus verricht:

De optelling geldt voor iedere N die voldoet aan:

Voor de vooruitgeschoven en vertraagde reeksen wordt hetzelfde proces uitgevoerd met dit verschil, dat de term die resulteert uit N=8 niet wordt opgeteld. In de kanaalreeksen van de hoger gelegen en de lager gelegen aangrenzende kanalen wordt het volgende proces uitgevoerd:

De optelling geldt voor iedere N die voldoet aan:

Het creëren van de vector V(1:28) uit de monsters van het eerste paar reeksen:

Re{V(I)} = X(32-I); waarin X monsters zijn van de eerste (I)-reeks.

lm{V(I)} = X(32I); waarin X monsters zijn van de tweede Q-reeks.

Het vinden van de coëfficiëntenvector C door het oplossen van de vergelijking:

Deze verwerkingsstappen worden meer volledig beschreven in het Amerikaanse octrooischrift 4.644.561.

De frequentie-acquisitiemodule 103 wordt gebruikt wanneer het be-sturingskanaal wordt ontvangen teneinde de ontvangfrequentie van de abonnee-eenheid te synchroniseren met de zendfrequentie van het basisstation. Dit geschiedt door het corrigeren van het DDS CW-uitgangssig-naal tot de energie in elk van de twee zijbanden van het ontvangen sig- naai gelijk is. Nadien worden de DDS-zendfrequenties gecorrigeerd overeenkomstig de berekende frequentiedeviatie.

Indien de procedure er niet in slaagt frequentiesynchronisatie tot stand te brengen wordt een geëigende foutcode geplaatst in het status-woord.

De bitsynchronisatiemodule 104 wordt gebruikt wanneer de RCC wordt ontvangen en na het voltooien van de frequentieacquisitie. Een zeker patroon wordt uitgezonden in de eerste 44 symbolen in de RCC-uitzending vanuit het basisstation en deze wordt gebruikt door de module voor het berekenen van de RXCLK-deviatie ten opzichte van de correcte bemonste-ringstijd. Deze deviatie wordt gebruikt voor het corrigeren van de RXCLK-tijdsturing.

De spraakdemodulatiemodule 105 wordt gebruikt teneinde een spraak-sleuf te demoduleren. Deze is aanwezig in de langzame EPROM en zijn functies zijn verdeeld tussen twee procedures DEMODA en DEMODB.

De DEMODA-functies omvatten het initialiseren van parameters voor de symboolontvangmodule 106; het oproepen van de symboolontvangmodule voor het verwerken van de ontvangen symbolen voor buffer A; en het opslaan van de variabelen in het externe RAM-geheugen alvorens te exciteren .

De DEMODB-functies omvatten het laden van de variabelen van het externe RAM naar het interne RAM; het oproepen van de symboolontvangmo-dule voor het verwerken van de ontvangen symbolen voor buffer B; en het bepalen van de link-kwaliteit en andere informatie na het ontvangen van alle symbolen in de sleuf.

De symboolontvangmodule 106 wordt overgeladen naar het RAM wanneer de CCT in de spraakmodus gaat. Deze wordt aangeroepen door DEMODA of DEMODB voor het verrichten van de volgende taken: (1) het lezen van I-en Q-monsters uit de rondgaande buffer; (2) FlR-filtering van de I- en Q-monsters; (3) het bepalen van de uitgezonden symbolen en het plaatsen daarvan in een buffer; (4) het tot stand brengen van een fasevergrénde-lingslus teneinde de DDS te synchroniseren met het inkomende signaal; (5) het uitvoeren van de bit-volgalgoritme; (6) AGC-berekening; en (7) het accumuleren van data ten behoeve van de link-kwaliteitsberekening.

De zendmodule 107 omvat de interrupt-dienstroutine voor het TXCLK-interruptsignaal dat wordt ontvangen op lijn 26e van de FIR-chip 16, welke eenmaal per twee symbolen optreedt gedurende een zendsleuf. De functies van de zendmodule 107 omvatten: (1) het uitpakken van het zend- symbool uit de RELP-buffer; (2) het hierop verrichten van een inverse GRAY-codering; (3) het optellen daarvan bij de vorige uitgezonden fase (vanwege de EPSK-transmissie); en (4) het zenden daarvan naar de zend-buffer in de FlR-chip 16.

De interface van de MPT met de basisbandtaken wordt tot stand gebracht via besturings- en statuswoorden alsmede databuffers in het gedeelde geheugen. Procedures die snelle uitvoering vereisen worden overgeladen naar het cache-geheugen wanneer benodigd. Deze omvatten de interrupt-dienstroutines, symbooldemodulatie, RCC-acquisitie en BPSK-demodulatie.

Het MPT-supervisie-orgaan zal voor het lezen en decoderen van het besturingswoord niet wachten op RXSOS, maar zal dit onmiddellijk doen wanner het wordt opgeroepen.

De TMS320C25 gaat naar een modus met verlaagd vermogen wanneer de IDLE-instructie wordt uitgevoerd. Teneinde elektrisch vermogen te besparen zal de apparatuur zich het grootste gedeelte van de tijd in de rust-modus bevinden wanneer er geen telefoongesprek gaande is. Derhalve zal na een terugstelling het supervisie-orgaan RCC synchronisatie verwerven en vervolgens naar de rustmodus gaan tot een van tevoren vastgestelde interrupt een overeenkomstige dienstroutine uitgevoerd doet worden. Wanneer de TMS320C25 wordt bedreven in de modus met verlaagd vermogen, gaat hij naar een slaaptoestand en vereist slechts een fractie van het vermogen dat normaal nodig is om de inrichting te voeden. Tijdens de modus met verlaagd vermogen wordt de gehele interne inhoud van de processor gehandhaafd teneinde mogelijk te maken dat het bedrijf ongewijzigd wordt voortgezet wanneer de modus met verlaagd vermogen wordt beëindigd. Zodra een interrupt wordt ontvangen beëindigt de processorchip 12 tijdelijk de modus met verlaagd vermogen en hervat het normale bedrijf gedurende een minimale tijdsduur van een hoofdluscyclus. De vereisten van de modus met verlaagd vermogen worden iedere keer aan het einde van de hoofdlus gecontroleerd teneinde vast te stellen of al dan niet de abonnee-eenheid terug dient te keren naar de modus met verlaagd vermogen. Het sleufklok-signaal is gebaseerd op de door de hardware opgewekte sleuftijdsturing. Wanneer een sleufmarkeersignaal een interrupt trekkert, incrementeert de routine het kloksignaal met een tik. Iedere tik van de klok vertegenwoordigt een tijdsduur van 11,25 milliseconden.

De ontvang- en zendfuncties van de UART zijn niet interrupt gestuurd, maar worden bestuurd door de achtergrondprogrammatuur (deze bestuurt het laden van de processor en verhindert ongecontroleerde interruptcondities). De verwerkingscode ondersteunt het XON/XOFF-protθεοί voor het rechtstreeks onderscheppen van deze tekens en het onmiddellijk activeren of deactiveren van de UART-transmissie al naar geëigend. De snelheid van de ontvang- en zendoperatie is ontworpen teneinde selec-teerbaar te zijn door middel van een externe DlP-schakelaarinrichting. De kenmerkende data-ontvangsnelheid is 9600 baud. Een circulatiebuffer wordt gebruikt voor het besturen van de transmissie van de UART. De achtergrondprogrammatuur controleert periodiek de wachtrij en initieert de transmissie indien deze niet leeg is. Zij doet dit door het zenden van bytes naar de UART met 1 byte per keer tot de wachtrij leeg is.

De haakschakelaar wordt bemonsterd met de interne tijdsturings-interruptroutine van de TMS320C25. Teneinde DC-signalisering te simuleren wordt een bemonsteringsperiode van 1,5 milliseconden bereikt. Deze interrupt wordt gesynchroniseerd met de frame-tijdsturing aan het begin van ieder frame; derhalve is zijn frequentie fase-vergrendeld met het basisstation teneinde onderschrijding of overschrijding van de capaciteit van de haakbuffer te verhinderen. Voor iedere interrupt wordt een bit dat het haak-detectiesignaal weergeeft (uit de SLIC) ingevoerd in de 60-bit haak-monsterbuffer (SSB). De SSB wordt onderzocht door de SCT, bij normaal bedrijf eenmaal per 45 ms. Deze interrupt wordt altijd geactiveerd door de programmatuur.

Claims (5)

1. Abonnee-eenheid voor het verwerken van communicatiesignalen in een draadloos telecommunicatiesysteem, waarbij de abonnee-eenheid middelen omvat voor het uitzenden van het eerste communicatiesignaal, dat de in een eerste informatiesignaal aanwezige informatie overdraagt naar een tweede eenheid binnen het systeem, en middelen voor het ontvangen van een tweede communicatiesignaal uit de tweede eenheid, die door de abonnee-eenheid wordt verwerkt teneinde een tweede informatiesignaal uit te voeren, waarbij de abonnee-eenheid in staat is tot het communiceren met de tweede eenheid over diverse hoogfrequente kanalen binnen een geselecteerde band van radiofrequenties en waarbij één van de kanalen gedurende de communicatie tussen de abonnee-eenheid en de tweede eenheid wordt geselecteerd, en waarbij de abonnee-eenheid omvat: middelen voor het genereren van een hoogfrequent basissignaal; middelen voor het genereren van een digitaal middenfrequent signaal zodanig dat de combinatie van het digitale middenfrequent signaal met het hoogfrequente basissignaal een draaggolfsignaal produceert met een frequentie binnen het hoogfrequente kanaal, dat is geselecteerd voor communicatie, waarbij het eerste communicatiesignaal wordt geproduceerd op basis van zowel de hoogfrequente basissignalen als het digitale middenfrequent signaal voor verzending op het geselecteerde hoogfrequente kanaal.

2. Abonnee-eenheid volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat deze middelen (66) omvat voor het opslaan van faseverhogingsgegevens teneinde gedigitaliseerde fasewaarden te produceren en middelen (67) voor het genereren van het digitale middenfrequent signaal op basis van de gedigitaliseerde fasewaarden.

3. Abonnee-eenheid volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat de middelen (67) voor het genereren van het digitale middenfrequent signaal op basis van de gedigitaliseerde fasewaarden functioneren onder gebruikmaking van vooraf bepaalde, in een geheugeneenheid opgeslagen waarden.

4. Abonnee-eenheid volgens een van de conclusies 1 t/m 3, met het kenmerk, dat deze middelen (12) omvat voor het hercoderen van het eerste informatiesignaal in digitale ingangssymbolen; middelen (68) voor het moduleren van het digitale middenfrequent signaal met de digitale ingangssymbolen teneinde een gemoduleerd digitaal middenfrequent signaal te produceren; middelen (68) voor het combineren van het gemoduleerde digitale middenfrequent signaal met het hoogfrequente basissignaal teneinde het eerste communicatiesignaal te verschaffen; en middelen (67) om, onder gebruikmaking van het digitale middenfrequent signaal het tweede, uit de tweede eenheid ontvangen communicatiesignaal te demoduleren.

5. Abonnee-eenheid volgens conclusie 4, met het kenmerk, dat deze verder middelen omvat om het digitale middenfrequent signaal te filteren via een ruis-vormingsschakeling (69) voorafgaand aan het demoduleren van het tweede communicatiesignaal, dat uit de tweede eenheid wordt ontvangen.