NL8902368A

NL8902368A - Digital word width reducing system for PCM video signal processing - feeds less significant bits to one-bit coder and then combined with more significant bits

Info

Publication number: NL8902368A
Application number: NL8902368A
Authority: NL
Original assignee: Univ Delft Tech
Priority date: 1989-09-21
Filing date: 1989-09-21
Publication date: 1991-04-16

Abstract

The system converts a PCM input signal. It has a series of digital words, each K bits long at a predetermined repetition frequency converted into a PCM output signal (16) comprising a series of digital words each L bits long, where L is less than K. The system includes a one-bit coder to provide a shaped noise profile and converte the K-L least significant bits into one bit words, for combining via an accumulator with the output. Attenuator is set to a level of 0.5 or less. Two accumulators are combined into a single adder. Shift registers are used for pixels.

Description

Inrichting voor het reduceren van de bit-rate van een PCM signaal ten behoeve van videotransmissie.Device for reducing the bit rate of a PCM signal for video transmission.

De uitvinding heeft betrekking op een inrichting voor het omvormen van een PCM ingangssignaal met een uniform ruisspectrum, bestaande uit een reeks digitale woorden van elk K-bits optredend met een voorafbepaalde herhalingsfreguentie, in een PCM uitgangssignaal met een niet-uniform ruisspectrum, bestaande uit een reeks digitale woorden van elk L-bits, waarbij L kleiner is dan K, welke inrichting voorzien is van tenminste een 1-bit codeereenheid, die zodanig is uitgevoerd dat een geprofileerd ruisvermogensdichtheidsverdeling wordt verkregen en waarmee de K-L laagstwaardige bits van elk woord uit het ingangssignaal worden omgevormd tot een reeks van 1-bit woorden en een sommator waarmee de genoemde 1-bit woorden gecombineerd worden met de L hoogstwaardige bits resulterend in het gewenste PCM uitgangssignaal.The invention relates to a device for converting a PCM input signal with a uniform noise spectrum, consisting of a series of digital words of each K-bit occurring with a predetermined repetition frequency, into a PCM output signal with a non-uniform noise spectrum, consisting of a series of digital words of each L bit, where L is less than K, which device is provided with at least a 1-bit encoder, which is designed in such a way that a profiled noise power density distribution is obtained and with which the KL lowest bits of each word from the input signal are transformed into a series of 1-bit words and a summator combining said 1-bit words with the L high-value bits resulting in the desired PCM output.

Een dergelijke inrichting is beschreven in het Amerikaanse octrooischrift US-A-4 006 475. Deze octrooipublikatie beschrijft in feite een verdere ontwikkeling van de inrichting als beschreven in US-A-4 467 316. In beide bekende inrichtingen wordt gebruik gemaakt van "oversampling" doordat de frequentie waarmee de K-L laagstwaardige bits van elk woord uit het ingangssignaal worden omgevormd vele malen hoger is dan de herhalingsfreguentie waarmee de woorden in het PCM ingangssignaal optreden.Such a device is described in US patent US-A-4 006 475. This patent publication actually describes a further development of the device as described in US-A-4 467 316. Both known devices use "oversampling". because the frequency with which the KL lowest bits of each word are converted from the input signal is many times higher than the repetition frequency with which the words occur in the PCM input signal.

In de inrichting, beschreven in US-A-4 467 316 wordt gebruik gemaakt van een eerste orde filter in de codeereenheid waarmee wordt bereikt dat er een niet-uniform ruisspectrum in het uitgangssignaal ontstaat. In het bijzonder wordt een verschuiving teweeg gebracht van het lagerfrequente deel naar het hogerfrequente deel van het spectrum met als resultaat dat per saldo, na het uitfilteren van de basisband (de band waarin zich de gewenste nuttige signaaldelen bevinden) aan de uitgang van de inrichting met behulp van een geschikt filter, de signaal-ruis-verhouding in de basisband is verbeterd. Gebleken is echter dat deze verbetering ten koste gaat van extra oscillaties in het uitgangssignaal.The device described in US-A-4 467 316 uses a first order filter in the encoder to achieve a non-uniform noise spectrum in the output signal. In particular, a shift is brought about from the lower-frequency part to the higher-frequency part of the spectrum, with the result that on balance, after filtering out the base band (the band in which the desired useful signal parts are located) at the output of the device with using a suitable filter, the signal-to-noise ratio in the baseband is improved. However, it has been found that this improvement is at the expense of additional oscillations in the output signal.

Een verdere ontwikkeling is beschreven in het Amerikaanse octrooischrift US-A-4 593 271. De daarin beschreven inrichting is naast de al genoemde 1-bit codeereenheid voorzien van een tweede 1-bit codeereenheid die gebruikt wordt voor het coderen van de restwaardewoorden die afgegeven worden door de eerste 1-bit codeereenheid. De resulterende reeks van 1-bit woorden wordt na differentiatie in een daartoe geschikte schakeling gecombineerd met de signaalreeks aan de uitgang van de eerste sommator en vervolgens door een filter gevoerd om de gewenste basisband uit te filteren. Evenals de eerste 1-bit codeereenheid werkt in deze configuratie ook de tweede 1-bit codeereenheid op een frequentie die een veelvoud is van de herhalingsfrequentie in het PCM ingangssignaal.A further development is described in US patent US-A-4 593 271. The device described therein comprises, in addition to the aforementioned 1-bit encoding unit, a second 1-bit encoding unit which is used for encoding the residual value words that are issued. by the first 1-bit encoder. The resulting sequence of 1-bit words, after differentiation in a suitable circuit, is combined with the signal sequence at the output of the first summator and then passed through a filter to filter out the desired baseband. Like the first 1-bit encoder, in this configuration the second 1-bit encoder operates at a frequency that is a multiple of the repetition frequency in the PCM input signal.

Uit metingen is gebleken dat met behulp van een dergelijke cascade-schakeling een beter resultaat kan worden bereikt dan met de uitvoering voorzien van een enkele 1-bit codeereenheid zoals beschreven is in het bovengenoemde Amerikaanse octrooischrift US-A-4 467 316 zonder al te veel bijkomende andere nadelen. De cascade-schakeling resulteert volgens metingen in een profilering van de kwantisatieruis met een spectrum dat een verloop vertoont van +12 dB/octaaf.Measurements have shown that a better result can be obtained with the aid of such a cascade circuit than with the embodiment comprising a single 1-bit encoder as described in the above-mentioned US patent US-A-4 467 316 without too much additional other disadvantages. According to measurements, the cascade circuit results in a profiling of the quantization noise with a spectrum that shows a gradient of +12 dB / octave.

Alle bekende inrichtingen zijn uiteindelijk bestemd om het inkomende PCM-signaal om te vormen tot een analoog uitgangssignaal, in het bijzonder een audiosignaal. Worden in het PCM-ingangssignaal woorden met een relatief groot aantal bits toegepast dan zou voor de omvorming van een dergelijk signaal een D/A-omvormer met een relatief groot aantal discrete niveaus nodig zijn. Dergelijke omvormers zijn moeilijk te realiseren. Door gebruik te maken van de bovenbeschreven inrichtingen ontstaan woorden met veel minder bits (weliswaar optredend met een veel hogere herhalingsfrequentie dan in het oorspronkelijke PCM-signaal) die met een relatief eenvoudige D/A-omvormer kunnen worden omgevormd tot een analoog uitgangssignaal.All known devices are ultimately intended to convert the incoming PCM signal into an analog output signal, in particular an audio signal. If words with a relatively large number of bits are used in the PCM input signal, the conversion of such a signal would require a D / A converter with a relatively large number of discrete levels. Such inverters are difficult to realize. Using the devices described above, words with much fewer bits (albeit occurring at a much higher repetition rate than in the original PCM signal) are created which can be converted into an analog output signal with a relatively simple D / A converter.

In al deze bekende inrichtingen wordt consequent gebruik gemaakt van oversampling, teneinde de informatie, die opgeslagen was in die binaire niveaus die in het uitgangssignaal niet meer voorkomen, toch, zij het op een andere wijze, aan de D/A-omvormer te kunnen aanbieden.All of these known devices consistently use oversampling to provide the information stored in those binary levels that no longer exist in the output signal, albeit in a different way, to the D / A converter .

Dat leidt er toe dat ook bij een relatief lage herhalingsfrequentie in het PCM ingangssignaal zeer hoge schakelfrequenties binnen de inrichting zelf kunnen optreden. In US-A-4 467 316 wordt in kolom 2 regels 45-49 gewezen op een PCM audiosysteem werkend met een 16 bit omvormer en een bemonsteringsfrequentie van 50 kHz. Vanwege de toegepaste oversampling zijn er in de accumulator frequenties in het GigaHertzgebied nodig. In het voorbeeld in kolom 7 regel 30 wordt voor een andere uitvoeringsvorm gewezen op een schakelfrequentie van 204,8 MHz. Al deze hogere frequenties, die boven de uiteindelijk gewenste basisband (waarin het gewenste audiosignaal zich bevindt) liggen, worden door een laag doorlatend filter aan de uitgang uitgefilterd.This means that very high switching frequencies can occur within the device itself even at a relatively low repetition frequency in the PCM input signal. In US-A-4 467 316 column 2 lines 45-49 refer to a PCM audio system operating with a 16 bit converter and a sampling frequency of 50 kHz. Due to the applied oversampling, frequencies in the GigaHertz area are needed in the accumulator. In the example in column 7, line 30, for another embodiment reference is made to a switching frequency of 204.8 MHz. All these higher frequencies, which lie above the ultimately desired base band (in which the desired audio signal is located), are filtered out by a low-pass filter at the output.

Deze relatief hoge schakelfrequenties hebben tot nu toe een duidelijke belemmering gevormd voor toepassing van dergelijke technieken bij videosignalen. Wordt voor een videosignaal uitgegaan van de internationaal gestandaardiseerde bemonsteringsfrequentie van 13,5 MHz en wordt uitgegaan van woorden van 8 bit dan zal vanwege de oversampling al gauw een schakelfrequentie van enige tientallen GHz nodig zijn om dit signaal met behulp van een van de bekende inrichtingen om te vormen.These relatively high switching frequencies have heretofore been a clear barrier to the application of such techniques to video signals. If a video signal is based on the internationally standardized sampling frequency of 13.5 MHz and words of 8 bit are assumed, then due to the oversampling a switching frequency of several tens of GHz will soon be required to convert this signal using one of the known devices. to shape.

De uitvinding heeft nu ten doel aan te geven op welke wijze in het bijzonder ten behoeve van videotransmissie met voordeel gebruik kan worden gemaakt van 1-bit codeereenheden voor het bewerken van een PGM videoingangssignaal op zodanige wijze dat een vermindering van de benodigde transmissiebandbreedte kan worden gerealiseerd met behoud van een aanvaardbare perceptiekwaliteit en zonder dat zeer hoge schakelfrequenties toegepast moeten worden.The object of the invention is now to indicate how, in particular for the purpose of video transmission, advantageous use can be made of 1-bit encoders for processing a PGM video input signal in such a way that a reduction of the required transmission bandwidth can be realized. while maintaining an acceptable quality of perception and without having to use very high switching frequencies.

Aan deze doelstelling wordt volgens de uitvinding voldaan door een inrichting voor het omvormen van een PCM ingangssignaal met een uniform ruisspectrum, bestaande uit een reeks digitale woorden van elk K-bits optredend met een voorafbepaalde herhalingsfrequentie, in een PCM uitgangssignaal met een niet-uniform ruisspectrum, bestaande uit een reeks digitale woorden van elk L-bits, waarbij L kleiner is dan K, welke inrichting voorzien is van tenminste een 1-bit codeereenheid, die zodanig is uitgevoerd dat een geprofileerd ruisprofiel wordt verkregen en waarmee de K-L laagstwaardige bits van elk woord uit het ingangssignaal worden omgevormd tot een reeks van 1-bit woorden en een sommator waarmee de genoemde 1-bit woorden gecombineerd worden met de L hoogstwaardige bits resulterend in het gewenste PCM uitgangssignaal, welke inrichting volgens de uitvinding het kenmerk heeft dat de frequentie waarmee de genoemde K-L laagstwaardige bits van de woorden uit het ingangssignaal door de genoemde 1-bit codeereenheid worden omgevormd gelijk is aan de eerder genoemde herhalingsfrequentie.This object is fulfilled according to the invention by an apparatus for converting a PCM input signal with a uniform noise spectrum, consisting of a series of digital words of each K bit occurring at a predetermined repetition frequency, into a PCM output signal with a non-uniform noise spectrum consisting of a series of digital words of each L bit, where L is less than K, which device is provided with at least one 1-bit encoder, which is designed in such a way that a profiled noise profile is obtained and with which the KL is the lowest value bits of each word from the input signal are converted into a series of 1-bit words and a summer with which the said 1-bit words are combined with the L high-quality bits resulting in the desired PCM output signal, which device according to the invention is characterized in that the frequency with which said KL lowest value bits of the words from the input signal by said 1-bit encoder is converted equal to the aforementioned repetition frequency.

De inrichting volgens de uitvinding maakt dus geen gebruik van oversampling. Aan de ontvangstzijde van de transmissieweg, waarop de uitvinding wordt toegepast, behoeft in de apparatuur geen enkele ingreep te worden uitgevoerd. Het aan de ontvangstzijde via de transmissieweg ontvangen signaal kan door de normale PCM decodeereenheid worden verwerkt. Aan de zendzijde kan volstaan worden met relatief lage schakelfrequenties in de codeereenheid omdat in principe deze schakelfrequentie gelijk is aan de herhalingsfrequentie in het PCM ingangssignaal.The device according to the invention therefore does not use oversampling. On the receiving side of the transmission path to which the invention is applied, no intervention is required in the equipment. The signal received on the reception side via the transmission path can be processed by the normal PCM decoder. On the transmission side, relatively low switching frequencies in the encoder can suffice, because in principle this switching frequency is equal to the repetition frequency in the PCM input signal.

Een belangrijk bijkomend voordeel is dat er bij toepassing van de uitvinding na bitverminking op de transmissieweg geen bitfoutpropagatie optreedt, in tegenstelling tot andere bekende systemen voor het beperken van de bithoeveelheid in een videosignaal. Bitfoutpropagatie leidt over het algemeen tot hinderlijke stoorlijnen in het weergegeven beeld. Dergelijke stoorlijnen komen bij toepassing van de uitvinding niet voor, omdat een eventuele bitfout op zijn hoogst invloed heeft op een enkel beeldpunt.An important additional advantage is that when applying the invention after bit mutilation on the transmission path, no bit error propagation occurs, in contrast to other known systems for limiting the bit amount in a video signal. Bit error propagation generally leads to bothersome disturbances in the displayed image. Such disturbances do not occur in the application of the invention, because a possible bit error affects at most a single pixel.

De uitvinding maakt gebruik van het feit dat er in het menselijk gezichtsvermogen als het ware een filter is ingebouwd voor hogere video-frequenties. Bij een videosignaal bevindt het merendeel van de relevante informatie die voor het menselijk oog waarneembaar is, zich in het lagerfrequente deel van de basisband. Stoorsignalen of ruis in het hogerfrequente deel van de basisband zijn bij weergave van de videoinformatie voor de kijker niet of nauwelijks zichtbaar. Omdat met behulp van de inrichting volgens de uitvinding een verschuiving van ruisvermogen van de lagerfrequente delen naar de hogerfrequente delen van het spectrum plaatsvindt (in de Engelstalige literatuur aangeduid met de term "noise-shaping"), resulteert ondanks het kleinere aantal bits per woord toch een een uitgangssignaal met een voor de menselijke waarnemer goede perceptiekwaliteit, hetgeen te danken is aan het in het menselijk gezichtsvermogen ingebouwde "filter".The invention takes advantage of the fact that a human filter has, as it were, a filter for higher video frequencies. In a video signal, most of the relevant information that is perceptible to the human eye is in the lower frequency portion of the baseband. Interference signals or noise in the higher-frequency part of the baseband are barely visible to the viewer when the video information is displayed. Because the device according to the invention shifts the noise power from the lower-frequency parts to the higher-frequency parts of the spectrum (referred to in the English literature as the term "noise-shaping"), despite the smaller number of bits per word an output signal of good perception quality for the human observer, due to the "filter" built into human vision.

Alhoewel de bovengenoemde algemene uitvoeringsvorm van de inrichting zonder al te veel hulpmiddelen zeer bruikbare resultaten oplevert, kan een verdere verbetering worden bereikt indien de helling in het ruisspectrum, die in de algemene uitvoeringsvorm een verloop van 6dB/octaaf heeft, steiler wordt gemaakt.Although the above-mentioned general embodiment of the device produces very useful results without too many aids, a further improvement can be achieved if the slope in the noise spectrum, which in the general embodiment has a gradient of 6dB / octave, is made steeper.

De uitvinding verschaft in dat verband een inrichting die verder voorzien is van een tweede 1-bit codeereenheid, die zodanig is uitgevoerd dat een geprofileerd ruisprofiel wordt verkregen en waarmee de restwaardewoorden, die naast de genoemde 1-bit woorden ontstaan in de eerste 1-bit codeereenheid, worden omgevormd tot een tweede reeks van 1-bit woorden, een differentietrap voor het differentiëren van de tweede reeks van 1-bit woorden en een tweede sommator waarin de gedifferentieerde 1-bit woorden gecombineerd worden met de woorden geproduceerd door de eerste sommator tot het gewenste PCM uitgangssignaal, welke inrichting volgens de uitvinding het kenmerk heeft dat ook de frequentie waarmee de restwaardewoorden door de tweede 1-bit codeereenheid worden omgevormd gelijk is aan de eerder genoemde herhalingsfrequentie.In this connection, the invention provides a device further comprising a second 1-bit encoder, which is designed in such a way that a profiled noise profile is obtained and with which the residual value words, which arise in addition to the said 1-bit words, in the first 1-bit encoder, are converted into a second series of 1-bit words, a differentiation stage for differentiating the second series of 1-bit words, and a second summator in which the differentiated 1-bit words are combined with the words produced by the first summator the desired PCM output signal, which device according to the invention is characterized in that the frequency with which the residual value words are converted by the second 1-bit encoding unit is also equal to the aforementioned repetition frequency.

Met deze uitvoeringsvorm wordt een "noise-shaping" met 12 dB/octaaf gerealiseerd.With this embodiment, a "noise-shaping" with 12 dB / octave is realized.

Verdere uitvoeringsvormen en de daarmee samenhangende voordelen zullen in detail worden besproken aan de hand van de bijgaande figuren.Further embodiments and the associated advantages will be discussed in detail with reference to the accompanying figures.

De uitvinding zal in het volgende nader worden toegelicht aan de hand van de bijgaande figuren.The invention will be explained in more detail below with reference to the accompanying figures.

Figuur 1 toont een eerste uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding met een 1-bit codeereenheid die een ruisprofiel met een helling van 6 dB/octaaf oplevert.Figure 1 shows a first embodiment of a device according to the invention with a 1-bit encoder that produces a noise profile with a slope of 6 dB / octave.

Figuren 2A en 2B tonen in twee diagrammen, die afgezien van de toegepaste schaalverdeling in wezen aan elkaar gelijk zijn, enkele ruisvermogensdichtheidsprof ielen.Figures 2A and 2B show, in two diagrams, which are essentially the same apart from the scaling used, some noise power density profiles.

Figuur 3 toont een uitvoeringsvorm van een 1-bit codeereenheid waarmee een profilering met 9 dB/octaaf kan worden gerealiseerd.Figure 3 shows an embodiment of a 1-bit encoder with which profiling with 9 dB / octave can be realized.

Figuur 4 toont een uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding waarin twee in cascade geschakelde 1-bit codeereenheden worden gebruikt, waarmee een profilering van 12 dB/octaaf kan worden gerealiseerd.Figure 4 shows an embodiment of a device according to the invention in which two cascaded 1-bit coding units are used, with which a profiling of 12 dB / octave can be realized.

Figuur 5 toont een verdere ontwikkeling van de inrichting uit figuur 4.Figure 5 shows a further development of the device of Figure 4.

Figuur 1 toont een eerste eenvoudige uitvoeringsvorm van een inrichting volgens de uitvinding. De inrichting is voorzien van een register 10 waarin de reeks van PCM-ingangswoorden, aangevoerd via de transmissieweg 11, tussentijds worden opgeslagen. Het register wordt geschakeld met een frequentie fa, hetgeen ook de herhalingsfrequentie is van de K-bit woorden in het inkomende PCM-ingangssignaal. In het register worden de K-bits van elk woord gescheiden in de L-hoogstwaardige bits en de K-L laagstwaardige bits. De K-L laagstwaardige bits worden onderworpen aan een codeerbewerking met behulp van de 1-bit codeereenheid 12. De codeereenheid 12 bevat daartoe een sommator 13 en een terugkoppelregister 14. Elk woord van K-L bits dat aan de schakeling 12 wordt toegevoerd, wordt in de sommator 13 opgeteld bij een woord dat afkomstig is uit het register 14. Van het resulterende somwoord worden de K-L laagstwaardige bits weer toegevoerd aan het register 14, teneinde daarin tijdelijk te worden opgeslagen, terwijl het hoogstwaardige bit (het carry-bit) als uitgangssignaal van de 1-bit codeereenheid 12 dienst doet en toegevoerd wordt aan een verdere sommator 15, waarin dit 1-bit carrysignaal wordt gecombineerd met de L hoogstwaardige bits uit het PCM-ingangssignaal. Het daaruit resulterende somsignaal vormt in feite het gewenste PCM-uitgangssignaal dat op de uitgangstransmissieweg 16 wordt afgegeven. Dit PCM-uitgangssignaal is opgebouwd uit woorden van L-bits. Het resultaat van de bewerking in de inrichting volgens figuur 1 is derhalve een reductie van K-bits per woord naar L-bits per woord (L<K). Omdat er in deze inrichting geen oversampling wordt toegepast, liggen zowel het inkomende PCM-signaal op de transmissieweg 11 als ook het uitgaande PCM-signaal op de transmissieweg 16 binnen de basisband, die zich uitstrekt tussen 0 H2 en 1/2 f» Hz.Figure 1 shows a first simple embodiment of a device according to the invention. The device is provided with a register 10 in which the series of PCM input words supplied via the transmission path 11 are stored in the meantime. The register is switched at a frequency fa, which is also the repetition frequency of the K-bit words in the incoming PCM input signal. In the register, the K bits of each word are separated into the L highest bits and the K-L lowest bits. The KL lowest-value bits are subjected to an encoding operation using the 1-bit encoder 12. The encoder 12 contains, for this purpose, a summator 13 and a feedback register 14. Each word of KL bits supplied to the circuit 12 is entered in the summator 13 added to a word from the register 14. From the resulting sum word, the KL lowest-value bits are fed back to the register 14, in order to be temporarily stored therein, while the highest-value bit (the carry bit) is output of the 1 bit encoder 12 serves and is supplied to a further summator 15, in which this 1-bit carry signal is combined with the L high-value bits from the PCM input signal. The resulting sum signal, in effect, forms the desired PCM output signal output on the output transmission path 16. This PCM output signal is composed of words of L bits. The result of the processing in the device of Figure 1 is therefore a reduction from K bits per word to L bits per word (L <K). Since no oversampling is used in this device, both the incoming PCM signal on transmission path 11 and the outgoing PCM signal on transmission path 16 are within the base band, ranging between 0 H2 and 1/2 f »Hz.

Het register 14, dat geschakeld wordt met dezelfde herhalings-frequentie fa als het register 10, doet samen met de sommator 13 in feite dienst als eerste orde terugkoppelfilter. Het gevolg van de filterbewerking, die door dit eerste orde filter wordt uitgevoerd, is dat het uniforme ruisspectrum in het K-bit PCM-ingangssignaal op de ingangstransmissieweg 11 wordt omgevormd tot een niet-uniform ruisspectrum in het uitgangssignaal op de uitgangsweg 16, welke spectrum een oplopend karakter heeft met een helling van 6 dB/octaaf.The register 14, which is switched with the same repetition frequency fa as the register 10, together with the summator 13 actually functions as a first order feedback filter. The consequence of the filtering operation performed by this first order filter is that the uniform noise spectrum in the K-bit PCM input signal on the input transmission path 11 is converted into a non-uniform noise spectrum in the output signal on the output path 16, which spectrum has an ascending character with a slope of 6 dB / octave.

De figuren 2A en 2B geven meer details omtrent de ruisvermogens-dichtheid S in het resulterende PCM-signaal op de uitgangstransmissieweg 16. Beide figuren verschaffen in wezen dezelfde informatie met alleen dit verschil dat in beide figuren verschillende schaalverdelingen zijn toegepast. In figuur 2A is zowel voor de horizontale als voor de verticale as een lineaire schaalverdeling gekozen. In figuur 2B zijn dezelfde curven als in figuur 2A getekend, nu echter met een logaritmische verdeling langs zowel de horizontale als de verticale as. In beide figuren is de vermogensdichtheid S uitgezet als functie van de frequentie voor een aantal verschillende situaties, die in het volgende nog ter sprake komen.Figures 2A and 2B give more details about the noise power density S in the resulting PCM signal on the output transmission path 16. Both figures provide essentially the same information with the only difference that different scales are used in both figures. In Figure 2A, a linear scale is chosen for both the horizontal and the vertical axis. In Figure 2B the same curves as in Figure 2A are drawn, but now with a logarithmic distribution along both the horizontal and the vertical axis. In both figures, the power density S is plotted as a function of the frequency for a number of different situations, which will be discussed below.

De rechte lijn I geldt voor het geval dat er geen enkele filter-actie in de 1-bit codeereenheid wordt gerealiseerd. In dat geval ontstaat een uniform ruisspectrum over het gehele frequentiegebied. In figuur 2A is er van uitgegaan dat de ruisvermogensdichtheid in dat geval een waarde P heeft. In figuur 2B valt de corresponderende curve I samen met de Ο-dB lijn.The straight line I applies in case no filter action is realized in the 1-bit encoder. In that case a uniform noise spectrum is created over the entire frequency range. In Figure 2A it is assumed that the noise power density has a value P in that case. In Figure 2B, the corresponding curve I coincides with the Ο-dB line.

Wordt echter een 1-bit codeereenheid toegepast, waarin een terugkoppelfilter van de eerste orde is gerealiseerd op de wijze als bijvoorbeeld geïllustreerd is in figuur 1 dan ontstaat een vermogensdichtheidsprofiel II, welk profiel een oplopend karakter heeft met een helling van 6 dB/octaaf. Uit de figuren 2A en 2B blijkt duidelijk dat een belangrijk deel van het ruisvermogen nu verschoven is naar de lagere frequenties. In het bijzonder figuur 2B laat zien dat de verbetering van de signaalruisverhouding in het bijzonder bij de lagere frequenties aanzienlijk is. Het vermogensdichtheidsniveau van de ruis in het lagerfrequente deel van de basisband is sterk gedaald.However, if a 1-bit encoder is used, in which a first-order feedback filter is realized in the manner illustrated, for example, in Figure 1, a power density profile II arises, which profile has an ascending character with a slope of 6 dB / octave. It is clear from Figures 2A and 2B that a significant part of the noise power has now shifted to the lower frequencies. In particular Figure 2B shows that the improvement of the signal-to-noise ratio is considerable, especially at the lower frequencies. The power density level of the noise in the lower-frequency part of the baseband has fallen sharply.

Aangezien het menselijk gezichtsvermogen (de ogen gecombineerd met de verwerkingscapaciteit van de menselijke hersenen) relatief ongevoelig is voor hoogfrequente videosignaalaandelen en dankzij de filteractie in de 1-bit codeereenheid het grootste deel van de ruis nu juist in het hoogfrequente deel van de videobasisband te vinden is, levert een omcodering van het PCM-ingangssignaal op deze wijze een uitgangssignaal op met een gelijkblijvende perceptiekwaliteit ondanks het feit dat het aantal bits per woord drastisch is verminderd.Since human eyesight (the eyes combined with the processing capacity of the human brain) is relatively insensitive to high-frequency video signal shares and thanks to the filtering action in the 1-bit encoder, most of the noise is precisely in the high-frequency part of the video baseband , encoding the PCM input signal in this way yields an output with constant perception quality despite the fact that the number of bits per word has been drastically reduced.

Met een in de praktijk geteste schakeling bleek het mogelijk te zijn om een 8-bit lineair gecodeerd PCM-videosignaal met een uniform ruisspectrum om te vormen naar een 5-bit PCM-signaal met een niet uniform ruisspectrum zonder merkbare verslechtering van de perceptiekwaliteit.With a circuit tested in practice, it turned out to be possible to convert an 8-bit linear coded PCM video signal with a uniform noise spectrum into a 5-bit PCM signal with a non-uniform noise spectrum without appreciable deterioration in perception quality.

Een nog verder gaande vermindering van de hoeveelheid bits werd bij een andere in de praktijk geteste schakeling gerealiseerd waarmee een 8-bit lineair gecodeerd PCM-videosignaal met een uniform ruisspectrum werd omgevormd tot een 3-bit PCM-signaal met een niet-uniform ruisspectrum. Weliswaar trad daarbij een zichtbare verslechtering op van de perceptiekwaliteit, maar het beeld was nog altijd voldoende gedetailleerd en voor velerlei toepassingen zeer acceptabel. Het gerealiseerde beeld was voor bewakingsdoeleinden zeker voldoende. In aanmerking nemend dat voor een 3-bit PCM-signaal uitgaande van een standaardbemonsteringsfrequentie van 13,5 MHz een bitrate van ongeveer 40 Mbit/sec al voldoende is, leidt toepassing van de uitvinding op deze wijze bij bewakingssystemen tot de mogelijkheid om relatief eenvoudige en daarmee goedkope kabels en verbindingslijnen om naar verhouding langzame logica te gebruiken. Toepassen van een 3-bit PCM-signaal leidt verder tot een beeld waarin de contouren sterk zijn afgezwakt. Deze contourverzwakking is het gevolg van het feit dat er in het beeld als het ware enige beweging zit, omdat niet elk beeldpunt door het 3-bit PCM-signaal telkens eenduidig wordt gedefinieerd. Daarmee wordt inherent bereikt, dat het inbranden van het beeldscherm wordt tegengegaan.An even further reduction in the amount of bits was achieved in another circuit tested in which an 8-bit linear coded PCM video signal with a uniform noise spectrum was converted into a 3-bit PCM signal with a non-uniform noise spectrum. Although there was a visible deterioration in the quality of perception, the picture was still sufficiently detailed and very acceptable for many applications. The realized image was certainly sufficient for surveillance purposes. Taking into account that for a 3-bit PCM signal starting from a standard sampling frequency of 13.5 MHz, a bitrate of approximately 40 Mbit / sec is already sufficient, the application of the invention in this way leads to the possibility of relatively simple and thus cheap cables and connecting lines to use relatively slow logic. Applying a 3-bit PCM signal further leads to an image in which the contours are strongly weakened. This contour weakening is due to the fact that there is some movement in the image, as it were, because not every pixel is unambiguously defined by the 3-bit PCM signal. This inherently achieves that the screen burn-in is prevented.

Een verbetering van de op zichzelf al zeer bruikbare inrichting volgens figuur 1 kan worden gerealiseerd door helling in het ruisprofiel sterker te maken, met andere woorden een nog sterkere verschuiving van het ruisvermogen naar de hogere frequenties teweeg te brengen. Een 1-bit codeereenheid met een sterkere filterwerking is getoond in figuur 3. De codeereenheid 22 uit figuur 3 is tussen de ingang 20 en de uitgang 21 voorzien van een sommeerpunt 19, een eerste sommator 23, een tweede sommator 24, een comparator 26 en een tijdvertragingselement 25. Het somsignaal van de eerste sommator 23 wordt via een tijdvertragingselement 27 teruggevoerd naar de tweede ingang van de sommator 23. Het somsignaal van de sommator 24 wordt via een tijdvertragingselement 28 en via een verzwakkingselement 29 toegevoerd aan de tweede ingang van de sommator 24. Het uitgangssignaal van het tijdvertragingselement 25 wordt teruggekoppeld naar het sommeerpunt 19.An improvement of the already very usable device according to figure 1 can be realized by making the slope in the noise profile stronger, in other words effecting an even greater shift of the noise power towards the higher frequencies. A 1-bit encoder with a stronger filtering action is shown in figure 3. The encoder 22 of figure 3 is provided between the input 20 and the output 21 with a summing point 19, a first summator 23, a second summator 24, a comparator 26 and a time-delay element 25. The sum signal from the first summator 23 is fed back via a time-delay element 27 to the second input of the summator 23. The sum signal from the summator 24 is applied via a time-delay element 28 and via an attenuation element 29 to the second input of the summator. 24. The output of the time delay element 25 is fed back to the summing point 19.

Zoals in figuur 3 boven het kader 22 is aangegeven, wordt met behulp van de eerste lus, die gevormd wordt door de sommator 23 met vertragingselement 27 een filterfunctie gerealiseerd die in Z-transformatie kan worden genoteerd als (1-Z-1)_1. De tweede lus, omvattende de sommator 24, het vertragingselement 28 en het verzwakkingselement 29, realiseert eveneens een filterfunctie die in Z-transformatie kan worden genoteerd als (1-aZ-)-1. Wordt voor a een waarde gekozen die ligt in het traject: 0 i a < 1/2 dan wordt bij toepassing van deze 1-bit codeereenheid een profilering van de ruis bereikt, waarbij een helling mogelijk is van 9 dB/octaaf. In de figuren 2A en 2B is het mogelijke ruisprofiel aangeduid met de curve III. De verbetering van het ruisprofiel komt vooral in figuur 2B duidelijk tot uiting.As indicated in Fig. 3 above the frame 22, a filter function which can be noted in Z transformation as (1-Z-1) _1 is realized using the first loop formed by the summator 23 with delay element 27. The second loop, including the summator 24, the delay element 28 and the attenuation element 29, also performs a filter function which can be noted in Z transformation as (1-aZ -) - 1. When a value is chosen for a which lies in the range: 0 i a <1/2, a profiling of the noise is achieved when this 1-bit encoder is used, whereby a slope of 9 dB / octave is possible. In Figures 2A and 2B, the possible noise profile is indicated by curve III. The improvement of the noise profile is particularly evident in Figure 2B.

Uit de stand der techniek (US 4,593,271) is een cascadeschakeling bekend van twee in serie geschakelde 1-bit codeereenheden. Een soortgelijke cascaseschakeling kan ook binnen het kader van de uitvinding worden toegepast. Figuur 4 toont een dergelijke uitvoeringsvorm die in het volgende nader zal worden besproken.The prior art (US 4,593,271) discloses a cascade circuit of two series-connected 1-bit encoders. A similar cascade circuit can also be used within the scope of the invention. Figure 4 shows such an embodiment which will be discussed in more detail below.

In figuur 4 is een cascadeschakeling getoond van twee 1-bit codeereenheden 32 en 42 beide voorzien van een register 34 respectievelijk 44 en beide voorzien van een sommator 33 respectievelijk 43. Verder is de inrichting voorzien van een ingangsregister 30 bestemd om de K-bits ingangswoorden die via de ingangstransmissieweg 31 worden aangevoerd, tijdelijk op te slaan. Zowel het register 30 als de registers 34 en 44 worden geschakeld met dezelfde klokpulsfrequentie fa, welke klokpulsfrequentie gelijk is aan de herhalingsfrequentie die in het PCM-ingangssignaal wordt gebruikt.Figure 4 shows a cascade circuit of two 1-bit encoders 32 and 42, both provided with a register 34 and 44, respectively, and both provided with a summator 33 and 43, respectively. Furthermore, the device is provided with an input register 30 intended for the K-bit input words. temporarily supplied via input transmission path 31. Both register 30 and registers 34 and 44 are switched with the same clock pulse frequency fa, which clock pulse frequency is equal to the repetition frequency used in the PCM input signal.

Het register 30 heeft, evenals het register 10 in figuur 1, verder als functie het scheiden van de K-L laagstwaardige bits van de L hoogstwaardige bits. De K-L laagstwaardige bits worden toegevoerd aan de 1-bit codeereenheid 32 en de werking van dit deel van de schakeling uit figuur 4 is geheel identiek aan de werking van de codeereenheid 12 in figuur 1. Het carry-bit aan de uitgang van de sommator 33 wordt, op soortgelijke wijze als in figuur 1, toegevoerd aan een sonunator 35 en gecombineerd met de L hoogstwaardige bits tot een nieuw L-bit uitgangssignaal dat, zoals getoond is in figuur 4 wordt toegevoerd aan een sommator 36. Het uitgangssignaal van de sommator 33 wordt, met uitzondering van het carry-bit toegevoerd aan een tweede 1-bit codeereenheid 42. In deze 1-bit codeereenheid 42 wordt dit signaal nogmaals onderworpen aan een 1-bit codering en het daaruit resulterende carry-bit wordt toegevoerd aan een filterschakeling 37 die gevormd wordt door een register 38 en een verschilpunt 39. Uitgedrukt in een Z-transformatie voert de deelschakeling 37 de filterfunctie (1—2“1) uit.The register 30, like the register 10 in Figure 1, further has the function of separating the K-L lowest bits from the L high bits. The KL lowest value bits are applied to the 1-bit encoder 32 and the operation of this part of the circuit of Figure 4 is completely identical to the operation of the encoder 12 in Figure 1. The carry bit at the output of the summator 33 similarly to Figure 1, it is applied to a sonunator 35 and combined with the L high-value bits to form a new L-bit output signal which, as shown in Figure 4, is applied to a summator 36. The output of the summator 33 with the exception of the carry bit, it is applied to a second 1-bit encoder 42. In this 1-bit encoder 42, this signal is again subjected to 1-bit encoding and the resulting carry bit is applied to a filter circuit 37 which is formed by a register 38 and a difference point 39. Expressed in a Z transformation, the dividing circuit 37 performs the filter function (1-2-2).

De twee daaruit resulterende bits worden in de sommeereenheid 36 gecombineerd met het uitgangssignaal van de sommeereenheid 35 met als resultaat het gewenste PCM-uitgangssignaal van L-bits, dat afgegeven wordt op de uitgangstransmissieweg 40. Opgemerkt wordt, dat ook het register 38 wordt geschakeld met dezelfde herhalingsfrequentie fa waarmee ook de woorden in het ingangssignaal op de ingangstransmissieweg 31 worden aangeboden.The two resulting bits are combined in the summing unit 36 with the output of the summing unit 35, resulting in the desired PCM output of L bits output on the output transmission path 40. Note that the register 38 is also switched with the same repetition frequency fa with which the words in the input signal on the input transmission path 31 are also presented.

Door toepassing van de cascadeschakeling van twee 1-bit codeer-eenheden 32 en 42 wordt een profilering van de ruisvermogensdichtheid S bereikt met een helling van +12 dB/octaaf. In de figuren 2A en 2B is het bereikte ruisprofiel aangeduid met de curve IV. Dankzij de nog sterkere verschuiving van het ruisvermogen naar het hoger frequente deel van het spectrum en dankzij de relatieve ongevoeligheid van het menselijk waarnemingsvermogen voor dit hoger frequente deel kan met de schakeling uit figuur 4 een PCM-videosignaal met een relatief laag aantal bits worden geproduceerd, terwijl toch de perceptiekwaliteit van dit signaal, in vergelijking met het oorspronkelijke PCM-signaal niet of nauwelijks is beïnvloedt. Door toepassing van twee 1-bit codeereenheden in cascade wordt tevens bereikt dat de quantisatieruis nagenoeg geheel ongecorreleerd met het ingangssignaal is geworden.By using the cascade circuit of two 1-bit encoders 32 and 42, a profiling of the noise power density S is achieved with a slope of +12 dB / octave. In Figures 2A and 2B, the noise profile achieved is indicated by curve IV. Thanks to the even greater shift of the noise power to the higher-frequency part of the spectrum and the relative insensitivity of human perception to this higher-frequency part, the circuit shown in Figure 4 can produce a PCM video signal with a relatively low number of bits, while, nevertheless, the perception quality of this signal is hardly influenced, if at all, compared to the original PCM signal. By using two 1-bit encoders in cascade, it is also achieved that the quantization noise has become almost completely uncorrelated with the input signal.

In een variant van figuur 4 kan de 1-bit codeereenheid 42 worden vervangen door een uitvoeringsvorm van een codeereenheid als geïllustreerd is in figuur 3. Daarmee wordt een nog steiler verloop van het ruisprofiel gerealiseerd en kan een helling van +15 dB/octaaf worden bereikt. Het in dat geval verkregen ruisprofiel is in de figuren 2A en 2B geïllustreerd met de curve V. De figuren 3 en 4 bieden voor de vakman voldoende aanknopingspunten om een dergelijke schakeling te kunnen realiseren en derhalve is een dergelijke uitvoeringsvorm niet in een afzonderlijke figuur geïllustreerd.In a variant of figure 4, the 1-bit encoder 42 can be replaced by an embodiment of an encoder as illustrated in figure 3. This achieves an even steeper variation of the noise profile and a slope of +15 dB / octave can be achieved . The noise profile obtained in that case is illustrated with curves V in Figures 2A and 2B. Figures 3 and 4 offer sufficient connection points for the skilled person to realize such a circuit and therefore such an embodiment is not illustrated in a separate figure.

In het bovenstaande is er vanuit gegaan dat de woorden, die vanaf de uitgang van de optelIer 33 worden toegevoerd aan de ene ingang van de opteller 43 een gemiddelde waarde 0 hebben. Bevatten deze woorden een groot aantal bits en wordt een sterke mate vein oversampling toegepast, zoals het geval is in de bovengeciteerde stand der techniek, dan is deze veronderstelling tot op een zeer kleine tolerantie juist. Wordt echter een digitale getallenrepresentatie gebruikt met een relatief klein aantal bits en wordt geen oversampling toegepast, zoals het geval is in de inrichting volgens de uitvinding, dan is deze veronderstelling niet juist. Wordt gebruik gemaakt van het 2-complement dan zullen de woorden, die vanaf de opteller 33 worden toegevoerd aan de opteller 41 een gemiddelde waarde krijgen van minus een half LSB (Least Significant Bit). Het gevolg daarvan is dat er toch nog meer ruis in het lager-frequente deel van de basisband achterblijft dan verwacht mocht worden. Om dit nu te corrigeren verdient het derhalve de voorkeur om bij de woorden die vanaf de opteller 33 worden toegevoerd aan de opteller 43 telkens permanent de waarde van een half LSB op te tellen. Een uitvoeringsvorm van de inrichting waarin deze optelling is gerealiseerd is geïllustreerd in figuur 5.In the above it has been assumed that the words applied from the output of the adder 33 to one input of the adder 43 have an average value of 0. If these words contain a large number of bits and if a high degree of oversampling is applied, as is the case in the above-cited prior art, this assumption is correct up to a very small tolerance. However, if a digital number representation is used with a relatively small number of bits and no oversampling is used, as is the case in the device according to the invention, this assumption is not correct. If use is made of the 2's complement, the words which are fed from the adder 33 to the adder 41 will have an average value minus half a LSB (Least Significant Bit). As a result, there is still more noise left in the lower-frequency part of the baseband than might be expected. To correct this now, it is therefore preferable to permanently add the value of half a LSB to the words which are supplied from the adder 33 to the adder 43 in each case. An embodiment of the device in which this addition has been realized is illustrated in Figure 5.

De uitvoeringsvorm van figuur 5 is voor het grootste deel gelijk aan de uitvoeringsvorm van figuur 4. Een eerste verschil is te vinden in de signaalweg waarover de restwaardewoorden vanuit de 1-bit codeereenheid 32 worden getransporteerd naar de 1-bit codeereenheid 42. In figuur 5 is in deze signaalweg een verdere opteller 41 opgenomen, die ten doel heeft een constante waarde van een half bit op te tellen bij de digitale waarden die vanaf de codeereenheid 32 naar de codeereenheid 42 toegevoerd worden. Het optellen van half bit gebeurt door afwisselend niets dan wel een laagstwaardig bit bij de woorden in de signaalstroom op te tellen. Een verder verschil tussen de figuren 4 en 5 wordt gevormd door het toepassen van slechts één enkele sommator 35/36 in plaats van beide optellers 35 en 36 in figuur 4. Het zal duidelijk zijn dat het combineren van de beide optellers kan leiden tot een hardware-matige besparing. Verder wordt opgemerkt dat er bij toepassing van de schakeling volgens figuur 5 geen ekele correlatie meer bestaat tussen de quantisatieruis en het ingangssignaal.The embodiment of figure 5 is largely the same as the embodiment of figure 4. A first difference can be found in the signal path over which the residual value words are transported from the 1-bit encoder 32 to the 1-bit encoder 42. In figure 5 a further adder 41 is included in this signal path, the object of which is to add a constant value of half a bit to the digital values supplied from the encoder 32 to the encoder 42. The addition of half bit is done by alternately adding nothing or a lowest bit to the words in the signal flow. A further difference between Figures 4 and 5 is the use of only a single summator 35/36 instead of both adders 35 and 36 in Figure 4. It will be clear that combining the two adders can lead to a hardware - moderate savings. It is further noted that when using the circuit shown in Figure 5, there is no longer any correlation between the quantization noise and the input signal.

In het bovenstaande is er verder vanuit gegaan dat de optelling van 1-bit bij de L hoogstwaardige bits in de opteller 15 (figuur 1) dan wel in de optellers 35 en 36 (figuren 4 en 5) leidt tot een resultaat dat eveneens L-bit groot is. De optelling in de opteller 15 (figuur 1) of de opteller 35 (figuur 4) kan echter leiden tot een maximale waarde aan de uitgang van de betreffende opteller gelijk aan 2=, met andere woorden 1 bit meer dan gewenst is. Omdat het verschilpunt 39 een waarde kan afgeven die absoluut gezien varieert tussen -1 en +2 kan de optelling in de opteller 36 leiden tot een hoogste waarde 2=+1 dan wel een laagste waarde -1. Om een eindresultaat te verkrijgen dat maximaal L-bit groot is, verdient het in de uitvoeringsvorm van figuur 1 de voorkeur dat de L-bits, die in het register 10 van de inkomende K-bits worden afgescheiden, een getallenbereik bestrijken, dat gevormd wordt door de binaire waarden: (0, 1, 2, ....., (2=--2)).In the above it has further been assumed that the addition of 1-bit to the L high-value bits in the adder 15 (figure 1) or in the adders 35 and 36 (figures 4 and 5) leads to a result that also L- bit is large. However, the addition in the adder 15 (figure 1) or the adder 35 (figure 4) can lead to a maximum value at the output of the adder in question equal to 2 =, in other words 1 bit more than desired. Because the difference point 39 can output a value that absolutely varies between -1 and +2, the addition in the adder 36 can lead to a highest value 2 = + 1 or a lowest value -1. In order to obtain an end result that is a maximum of the L bit, it is preferred in the embodiment of figure 1 that the L bits separated in the register 10 from the incoming K bits cover a number range, which is formed by the binary values: (0, 1, 2, ....., (2 = - 2)).

Na de opteller 15 resulteert dan het gewenste getallenbereik: {0, 1, 2, ..... (2=--1)}After the adder 15 the desired number range then results: {0, 1, 2, ..... (2 = - 1)}

In de uitvoeringsvorm van de figuren 4 en 5 verdient het in dat verband de voorkeur om het bereik van waarden dat bestreken wordt door de L-bits, die in dit register 30 van de inkomenden K-bits worden afgescheiden, te beperken tot: (1, 2, ..... (2=-3)}.In that regard, in the embodiment of Figures 4 and 5, it is preferable to limit the range of values covered by the L bits separated in this register 30 from the incoming K bits to: (1 , 2, ..... (2 = -3)}.

Ook in dat geval resulteert na de opteller 36 (dan wel 35/36 in figuur 5) het gewenste getallenbereik: (0, 1, 2, ..... (2=-1)}In that case too, after the adder 36 (or 35/36 in figure 5) the desired number range results: (0, 1, 2, ..... (2 = -1)}

Alhoewel de uitvinding in het bovenstaande in detail is beschreven aan de hand van een aantal bijzondere uitvoeringsvormen zal het duidelijk zijn dat de uitvinding hier niet toe beperkt is en dat diverse modificaties en wijzigingen binnen het kader van de uitvinding mogelijk zijn.Although the invention has been described in detail above with reference to a number of special embodiments, it will be apparent that the invention is not limited to this and that various modifications and changes are possible within the scope of the invention.

Claims

Device for converting a PCM input signal with a uniform noise spectrum, consisting of a series of digital words of each K-bit occurring at a predetermined repetition frequency, into a PCM output signal with a non-uniform noise spectrum, consisting of a series of digital words of any L bits, where L is less than K, which device is provided with at least one 1-bit encoder, which is designed in such a way that a profiled noise profile is obtained and with which the KL lowest bits of each word from the input signal are converted into a series of 1-bit words and an accumulator with which said 1-bit words are combined with the L high-value bits resulting in the desired PCM output signal, characterized in that the frequency with which said KL low-value bits of the words from the input signal is said 1-bit encoder is converted equal to the aforementioned repetition frequency.

The device according to claim 1, further comprising a second 1-bit encoding unit, which is designed in such a way that a profiled noise profile is obtained and with which the residual value words, which arise in addition to the said 1-bit words, are converted into the first 1-bit encoding unit. to a second series of 1-bit words, a differentiation stage for differentiating the second series of 1-bit words and a second summator in which the differentiated 1-bit words are combined with the words produced by the first to the desired PCM output signal, which device according to the invention is characterized in that the frequency with which the residual value words are converted by the second 1-bit encoding unit is also equal to the aforementioned repetition frequency.

Device according to claim 1 or 2, characterized in that the 1-bit coding unit according to claim 1, or the second 1-bit coding unit according to claim 2, is series-connected between its input and output, two cascade-switched adders, each fed back via a register, the feedback path of the second adder next to the relevant register also including an attenuation element, a comparator and a time-delay element, the output of the comparator being fed back to said summing point.

Device according to claim 3, characterized in that the weakening element is set to a weakening between 0 and 1/2 during operation.

Device according to claim 2, characterized in that the first and second summers are combined in a single adder.

6. Device as claimed in claim 2, characterized in that a further adder is arranged between the first and the second 1-bit encoding unit, with which the value of a half least significant bit is added to each residual value word which is output from the output of the first 1 bit encoder is supplied to the input of the second 1-bit encoder.