NL8500542A

NL8500542A - Phase-controlled reflector element.

Info

Publication number: NL8500542A
Application number: NL8500542A
Authority: NL
Original assignee: Secr Defence Brit
Priority date: 1984-02-27
Filing date: 1985-02-26
Publication date: 2003-02-03
Also published as: FR2685550B1; IT1227287B; DE3506933A1; DE3506933C2; NL194934C; CA1295417C; GB2237936B; FR2685550A1; NL194934B; GB2237936A; IT8547728A0

Description

ïasebestuurd reflektorelement.ase-controlled reflector element.

Gebied van de techniekField of technology

De uitvinding heeft betrekking op een fasebestuurd reflektorelement, dat kan werken bij mikrogolffrequenties.The invention relates to a phase-controlled reflector element that can operate at microwave frequencies.

Met faseverschuiving werkende reflektorstelsels zijn nuttig voor een breed gebied van toepassingen. Zij vinden toepassing bij bundelvor-ming en bundelsturing - dat wil zeggen gebruikt in kombinatie met een zender, zij kunnen nuttig worden toegepast voor het variëren van ofwel de vorm van de hoofdbundel en de zijlobben of de richting van de hoofdbundel. Dit wordt bereikt door het kiezen en het variëren van de fase ingevoerd door elk stelselelement. Zij kunnen ook worden gebruikt bij bundelselektie - dat wil zeggen zij kunnen worden gebruikt voor direkte stralingsinval vanuit een of meerdere gekozen richtingen op een ontvanger. Zij vinden verder toepassing bij signaalmodulatie. De fase ingevoerd door elk reflektorelement kan koherent worden gevarieerd in een van de tijd afhankelijke wijze voor het verkrijgen van frequentiemodula-tie. Ook kunnen reflektorelementen die in staat zijn tot onafhankelijke polarisatiebesturing worden gebruikt in kombinatie met een analyseer-inrichting voor het tot stand brengen van amplitudemodulatie of signaal-selektie door poortwerking.Phase shifting reflector systems are useful for a wide range of applications. They find application in beam shaping and beam control - that is, used in combination with a transmitter, they can be useful for varying either the shape of the main beam and the side lobes or the direction of the main beam. This is achieved by selecting and varying the phase input by each system element. They can also be used in beam selection - that is, they can be used for direct radiation incident from one or more selected directions on a receiver. They also find application with signal modulation. The phase introduced by each reflector element can be varied coherently in a time-dependent manner for obtaining frequency modulation. Reflector elements capable of independent polarization control can also be used in combination with an analyzer for effecting amplitude modulation or signal selection through gate action.

Achtergrond van de stand van de techniekBackground of the prior art

Een bekende, met faseverschuiving werkend stelsel voor frequenties in het gebied van 3 tot 8 GHz omvat een stelsel van door hoorns gevoede ontvangantennes die ruggelings zijn opgesteld met eenzelfde stelsel van zendantennes, elk met een hoornuitgang. Overeenkomstige ontvang- en zendantennes zijn gekoppeld in paren via respektievelijke faseverschuif-netwerken. Dit typische zendstelsel is kostbaar, neemt veel plaatsruimte in beslag en is erg zwaar. Het zou een volume bezitten in het gebied van bijvoorbeeld 1 m·*.A known phase-shift system for frequencies in the range of 3 to 8 GHz comprises a system of horn-fed receiver antennas arranged back-to-back with the same system of transmitter antennas, each with a horn output. Corresponding receive and transmit antennas are coupled in pairs via respective phase shift networks. This typical transmission system is expensive, takes up a lot of space and is very heavy. It would have a volume in the range of, for example, 1 m · *.

Er is momenteel behoefte aan met faseverschuiving werkende stelsels die kunnen werken bij hoge frequenties, in het bijzonder bij mikrogolf-frequenties in het gebied van 3 tot 100 GHz. Een stelsel volgens de stand van de techniek vormt een zeer onaantrekkelijke optie vanwege zijn prijs en "volume.There is currently a need for phase shifting systems that can operate at high frequencies, in particular at microwave frequencies in the range of 3 to 100 GHz. A prior art system is a very unattractive option because of its price and volume.

Beschrijving van de uitvindingDescription of the invention

De uitvinding beoogt fasestuurelementen te verschaffen die robuust zijn, een laag gewicht bezitten, kompakt en relatief goedkoop te vervaardigen zijn. Deze elementen en stelsels zijn bedoeld voor mikrogolf-straling in het frequentiegebied van 3 tot 100 GHz.The invention has for its object to provide phase control elements which are robust, have a low weight, are compact and can be manufactured relatively inexpensively. These elements and systems are intended for microwave radiation in the frequency range of 3 to 100 GHz.

De uitvinding verschaft derhalve een fasestuurelement voorzien van: (1) een dipool, (2) een nagenoeg verliesloos diëlektrisch orgaan geplaatst nabij de dipool en zodanig uitgevoerd dat straling er sterk mee wordt gekoppeld, en (3) een variabele reaktantie uitgevoerd als een nagenoeg verliesloze belasting van de dipool, waardoor de straling die op de dipool valt opnieuw wordt uitgezonden met een fasevariabele overeenkomstig het teken en de sterkte van de belastingreaktan-tie.The invention therefore provides a phase control element comprising: (1) a dipole, (2) a substantially lossless dielectric member disposed near the dipole and designed such that radiation is strongly coupled thereto, and (3) a variable reactance designed as a substantially lossless load of the dipole, whereby the radiation falling on the dipole is retransmitted with a phase variable in accordance with the sign and the strength of the load reaction.

Het materiaal van het diëlektrische orgaan is zodanig gekozen, dat het lage diëlektrische verliezen bezit omdat het geabsorbeerde mikro-golfvermogen klein is vergeleken met het vermogen dat wordt gekoppeld naar of vanuit de dipool door het diëlektrische orgaan. De aanduiding "nagenoeg verliesloos diëlektrisch orgaan" zal nader worden verklaard.The material of the dielectric member is selected such that it has low dielectric losses because the absorbed micro wave power is small compared to the power coupled to or from the dipole by the dielectric member. The designation "substantially lossless dielectric member" will be further explained.

Een extra weerstandsbijdrage tot de belastingimpedantie vloeit voort uit de niet ideale eigenschappen van de belasting. Een zekere lage weerstandsbijdrage is niet te vermijden. Een vereiste is, dat zoveel mogelijke straling die op de dipool valt wordt gereflekteerd. Vermogen dat door de belasting wordt geabsorbeerd zal laag zijn en derhalve zal het reflektievermogen hoog zijn, vooropgesteld dat ofwel de impedantie van de belasting in sterkte vergelijkbaar is met de impedantie van de dipool en het weerstandsdeel van de belastingimpedantie klein is in vergelijking met het reaktieve deel, of dat de impedantie van de belasting is ofwel zeer hoog ofwel zeer laag in sterkte vergeleken met de dipool-impedantie. In verband hiermee wordt opgemerkt, dat in de mikrogolftheorie open ketens en kortsluitingen meestal worden behandeld als uitersten van reaktanties; de uitdrukking "reaktantie", "reaktief" en soortgelijke aanduidingen zullen dienovereenkomstig nader worden toegelicht om o.a. open ketens en kortsluitingen te omvatten.An additional resistance contribution to the load impedance results from the non-ideal properties of the load. A certain low resistance contribution is unavoidable. A requirement is that as much radiation as possible that falls on the dipole is reflected. Power absorbed by the load will be low and therefore the reflectivity will be high, provided that either the impedance of the load in strength is comparable to the impedance of the dipole and the resistance part of the load impedance is small compared to the reactive part or that the impedance of the load is either very high or very low in strength compared to the dipole impedance. In connection with this, it is noted that, in microwaves theory, open circuits and short circuits are usually treated as extremes of reactances; the expression "reactance", "reactive" and similar designations will be further elucidated accordingly to include, inter alia, open circuits and short circuits.

Het is van bijzonder voordeel dat de dipool en zijn belasting in planaire vorm kunnen worden gekonstrueerd. Het diëlektrische orgaan kan -3 ‘λ een volume" beslaan van de orde van 10 en de dipool en de belas- -7 o ting 10 m , een kombinatie drie orden van grootte kleiner dan de bekende inrichtingen. Ook is het van voordeel dat de dipool in de straling koppelt in hoofdzaak slechts aan een zijde als gevolg van het sterk koppelende diëlektrische orgaan. Dit vereenvoudigt een efficiënte aanpassing aan een mikrogolfveld.It is of particular advantage that the dipole and its load can be constructed in planar form. The dielectric member may cover a volume of the order of 10 and the dipole and the load of -7 ', a combination three orders of magnitude smaller than the known devices. It is also advantageous that the dipole in the radiation mainly couples only on one side due to the strongly coupling dielectric member, which simplifies efficient adaptation to a microwave field.

Het fasestuurelement kan van hybridische konstruktie zijn. De di-pool kan worden gevormd uit metaal aangebracht op het oppervlak van een substraat van isolerend diëlektrisch materiaal. De belasting zou in dit geval diskrete komponenten omvatten gehecht voor het vormen van een met de dipool parallel geschakeld netwerk.The phase control element can be of hybrid construction. The dipole can be formed from metal applied to the surface of a substrate of insulating dielectric material. The load would in this case comprise discrete components attached to form a network connected in parallel with the dipole.

Het fasegestuurde element kan van geïntegreerde konstruktie zijn, dat wil zeggen de dipool kan worden voorzien van een substraat van in hoofdzaak verliesvrij halfgeleidermateriaal. Het substraat kan ook een samengesteld lichaam zijn met een oppervlak van zodanig halfgeleidermateriaal. In geval van het laatste kunnen de impedantiekomponenten worden gevormd als komponenten geïntegreerd met het halfgeleidermateriaal. Ook kan het substraat bestaan uit isolerend diëlektrisch materiaal en kan het fasestuurelement in zijn konstruktie een dragende laag van halfgeleidermateriaal omvatten, waarbij de dipool is gelegen tussen het di-elektrische orgaan en deze laag. In deze gewijzigde uitvoeringsvorm kunnen zonder veel problemen warmte-afvoerorganen worden toegepast. De laag halfgeleidermateriaal kan door metaal worden gesteund of door een dunne laag elektrisch isolerend diëlektrisch materiaal met een metalen bekleding. Deze gewijzigde uitvoeringsvorm verdient dan ook de voorkeur bij toepassingen met hoog vermogen en in dit geval is een efficiënte warmteafvoer van belang.The phase-controlled element can be of integrated construction, i.e. the dipole can be provided with a substrate of substantially loss-free semiconductor material. The substrate can also be a composite body with a surface of such semiconductor material. In the case of the latter, the impedance components can be formed as components integrated with the semiconductor material. The substrate may also consist of insulating dielectric material and the phase control element in its construction may comprise a supporting layer of semiconductor material, the dipole being located between the dielectric member and this layer. In this modified embodiment, heat dissipation members can be used without many problems. The layer of semiconductor material can be supported by metal or by a thin layer of electrically insulating dielectric material with a metal coating. This modified embodiment is therefore preferable for high-power applications and in this case efficient heat dissipation is important.

De uitvinding maakt gebruik van het volgende principe. Een variabele reaktantie is met de dipool parallel geschakeld. Deze dipool straalt met ongewijzigde polarisatie, maar met een faseverschuiving die wordt gegeven door een komplex reflektievermogen Ry:The invention uses the following principle. A variable reactance is connected in parallel with the dipole. This dipole shines with unchanged polarization, but with a phase shift that is given by a complex reflection power Ry:

waarin G^+jB^ de admittantie van de dipool is als stralingsbron en belastingadmittantie. Ry is het spanningsreflektievermo-gen. Opmerking verdient, dat Ry de eenhedenmodule heeft zolang de belas tingkonduktantie nul is. Dit ideale geval is afhankelijk van het verliesvrij zijn van de impedantiekomponenten en het niet aanwezig zijn van geabsorbeerd vermogen in het dipoolmetaal en het diëlektrische orgaan. De faseverschuiving van het opnieuw uitgestraalde signaal ten opzichte van het invallende signaal is in het algemene geval:where G ^ + jB ^ is the dipole admittance as a radiation source and load admittance. Ry is the voltage reflection potential. It should be noted that Ry has the unit module as long as the load condition is zero. This ideal case is dependent on the loss-free impedance components and the absence of absorbed power in the dipole metal and the dielectric member. The phase shift of the re-radiated signal relative to the incident signal is in the general case:

In het verliesloze geval = 0 wordt de faseverschuivingIn the lossless case = 0, the phase shift becomes

Indien variabel is over een gebied van een sterke negatieve naar een sterke positieve waarde kan een fasevariatie van bijna -ft tot 1t worden bereikt. Deze mate van fasebesturing vereist een belasting die variabel moet zijn van induktief naar kapacitief.If there is a variable over a range from a strong negative to a strong positive value, a phase variation of almost -ft to 1t can be achieved. This degree of phase control requires a load that must be variable from inductive to capacitive.

Waar het fasestuurelement een enkele dipool omvat zal het element slechts worden gekoppeld met straling met een polarisatiekomponent die parallel loopt met de dipool. Door deze dipool opnieuw uitgestraald vermogen zal op zijn beurt alleen parallel met de dipool worden gepolariseerd.Where the phase control element comprises a single dipole, the element will only be coupled to radiation with a polarization component that runs parallel to the dipole. Power re-emitted by this dipole will in turn only be polarized in parallel with the dipole.

Het netwerk kan bijvoorbeeld meerdere door schakelaars te kiezen impedantiekomponenten omvatten, waarbij elke komponent de kombinatie omvat van een reaktantie en een stuurschakelaar.The network may, for example, comprise several impedance components to be selected by switches, each component comprising the combination of a reactance and a control switch.

Als verder voorbeeld kan het fasestuurelement een gekruist paar orthogonale dipolen omvatten, waarbij een dipoolbelasting ofwel een open keten is ofwel een kortsluiting, terwijl de andere dipoolbelasting een antiparallel geschakeld paar dioden is. In deze konstruktie is de belasting impedantie afhankelijk van het niveau van het invallende stralings-vermogen. Bij lage niveaus is de belastingimpedantie hoog. Bij hoge niveaus gaan de dioden echter geleiden en wordt de belastingimpedantie laag.As a further example, the phase control element may comprise a crossed pair of orthogonal dipoles, one dipole load being either an open circuit or a short circuit, while the other dipole load being an anti-parallel pair of diodes. In this construction the load impedance is dependent on the level of the incident radiation power. The load impedance is high at low levels. At high levels, however, the diodes start conducting and the load impedance becomes low.

Een veelzijdiger uitvoeringsvorm van de uitvinding omvat een gekruist paar orthogonale dipolen, elk voorzien van onafhankelijk stuurbare belastingen. In deze konstruktie is elke dipool gevormd en uitgevoerd om te dienen als induktieve belasting die parallel met de andere is geschakeld. Deze konstruktie laat afzonderlijke faseverschuivingen toe voor elk van de twee orthogonale polarisaties - de polarisatierich-tingen parallel aan elke dipool. Als dus de invallende polarisatie een cirkelvormige polarisatie is (onafhankelijk van de draairichting) of een vlakke polarisatie onder een hoek van 45° ten opzichte van de dipolen, laat de keuze van de faseverschuivingen voor elke dipool toe, dat de polarisatie van de heruitstraling eveneens ofwel cirkelvormig met een van beide draairichtingen ofwel vlak gepolariseerd is met een hoek van +_ 45° - dat wil zeggen dat de polarisatieverandering ook mogelijk is.A more versatile embodiment of the invention comprises a crossed pair of orthogonal dipoles, each provided with independently controllable loads. In this construction, each dipole is formed and configured to serve as an inductive load that is connected in parallel with the others. This construction permits separate phase shifts for each of the two orthogonal polarizations - the polarization directions parallel to each dipole. Thus, if the incident polarization is a circular polarization (independent of the direction of rotation) or a flat polarization at an angle of 45 ° with respect to the dipoles, the choice of phase shifts for each dipole allows the polarization of the re-irradiation either is circularly polarized with one of both directions of rotation or flat with an angle of + - 45 ° - that is, the polarization change is also possible.

Stelsels kunnen worden gekonstrueerd onder gebruikmaking van vele gelijke, enkele of gekruiste dipolen. Er kan ook een gemeenschappelijk diëlektrisch orgaan worden toegepast.Systems can be constructed using many equal, single or crossed dipoles. A common dielectric member can also be used.

Korte omschrijving van de tekeningen bij deze beschrijvingBrief description of the drawings with this description

De fig. 1 en 2 tonen in bovenaanzicht respektievelijk in dwarsdoorsnede een fasebestuurd reflektorelement met een enkele dipool volgens de uitvinding; de fig. 3 en 4 tonen in bovenaanzicht respektievelijk in dwarsdoorsnede een fasestuurelement met gekruiste dipool; de fig. 5 en 6 tonen elk vlakke doorsneden van het stuurelement in de bovengenoemde fig. 3 en 4, en tonen meer gedetailleerd verschillende stuurschakelingkonfiguraties; fig. 7 toont een dwarsdoorsnede van een FM-fasemodulator met een fasestuurelement in de vorm van een enkele gekruiste dipool; fig. 8 toont een dwarsdoorsnede van een stuurinrichting voor het richten van een bundel opgenomen in een stel dipolen; de fig. 9 en 10 tonen in bovenaanzicht twee gewijzigde konstrukties van een fasestuurelement met gekruiste dipool; fig. 11 toont een dwarsdoorsnede van een duplexradarstelsel voorzien van een stel van gekruiste dipolen elk zoals weergegeven in een van de voorgaande fig. 9 en 10; fig. 12 toont een fasestuurelement voorzien van een verkorte trans-missielijn en een reaktieve belasting in de vorm van een varactordiode; fig. 13 toont een gekruiste dipool als fasestuurelement voorzien van varactordioden; en fig. 14 toont een dwarsdoorsnede van een zender met stuurbaar richteffekt.Figures 1 and 2 show, in top plan view and in cross-section, respectively, a phase-controlled reflector element with a single dipole according to the invention; 3 and 4 show, in top plan view and in cross-section, respectively, a phase control element with a crossed dipole; Figs. 5 and 6 each show flat cross-sections of the control element in the above-mentioned Figs. 3 and 4, and show more detailed different control circuit configurations; Fig. 7 shows a cross-section of an FM phase modulator with a phase control element in the form of a single crossed dipole; Fig. 8 shows a cross-section of a control device for directing a bundle included in a set of dipoles; 9 and 10 show in plan view two modified structures of a phase control element with a crossed dipole; Fig. 11 is a cross-sectional view of a duplex radar system provided with a set of crossed dipoles each as shown in one of the preceding Figs. 9 and 10; Fig. 12 shows a phase control element provided with a shortened transmission line and a reactive load in the form of a varactor diode; Fig. 13 shows a crossed dipole as a phase control element provided with varactor diodes; and Fig. 14 shows a cross-section of a transmitter with controllable directional effect.

Beschrijving van uitvoeringsvormDescription of embodiment

Thans zullen enkele uitvoeringsvormen van de uitvinding aan de hand van de bijgaande tekeningen, maar uitsluitend als voorbeeld, worden beschreven .Some embodiments of the invention will now be described with reference to the accompanying drawings, but only by way of example.

De fig. 1 en 2 tonen een voorbeeld van een fasebestuurd reflektorelement 1 met een enkele dipool volgens de uitvinding. Dit element omvat een enkele dipool 3 gevormd uit metaal aangebracht op het substraat 5 van nagertüeg verliesvrij diëlektrisch materiaal, bijvoorbeeld silicium-halfgeleidermateriaal. In deze uitvoeringsvorm werkt het substraat 5 zowel als een dipooldrager en als diëlektrisch orgaan voor het koppelen van straling naar de dipool 3. De dipool 3 is onderverdeeld in twee benen 3a, 3b van gelijke of nagenoeg gelijke lengte. Een plaatselijk impedantienetwerk 7, gelegen in de nabijheid van het midden van de dipool 3 is aangesloten tussen de twee benen 3a, 3b. Dit netwerk 7 omvat een verkorte transmissielijn 9 die dient als induktieve belasting. Het netwerk 7 omvat ook meerdere met schakelaars te kiezen impedantiekompo-nenten 11, 13, elk waarvan in dit voorbeeld bestaat uit een kondensator 11c, 13c en een PIN-diodeschakelaar lis, 13s. Bij passende waarden van zelfinduktie en kapaciteit levert de werking van de schakelaars lis, 13s een nettobelasting over de dipolen 3 die ofwel induktief ofwel kapaci-tief kan zijn. Elk van de kondensatoren 11c en 13c is wel of niet aangesloten over dipool 3 al naar gelang zijn bijbehorende diodeschakelaar lis od 13s een kortsluiting vormt respektievelijk een open keten. Dit verschaft vier reaktantiemogelijkheden kiesbaar door een twee-bit-in-struktie. De stuurlijnen 15, 17, 19 dienen voor voorspanningsbesturing. De stuurlijn 15 is gemeenschappelijk voor de beide dioden lis en 13s, terwijl de lijnen 17 en 19 met elk van de dioden lis respektievelijk 13s is verbonden. Voorspanningen toegevoerd aan de stuurlijnen 15 en 17, 15 en 19, schakelen de dioden lis en 13s, die op hun beurt de kondensatoren 11c en 13c over de dipool 3 aansluiten. Parasitaire koppeling tussen de dipool 3 en de stuurlijnen 15, 17 en 19 wordt geminimaliseerd door de lijnen te leggen in een richting die loodrecht staat op de dipool 3.Figures 1 and 2 show an example of a phase-controlled reflector element 1 with a single dipole according to the invention. This element comprises a single dipole 3 formed from metal applied to the substrate 5 of nearly zero loss-free dielectric material, for example silicon-semiconductor material. In this embodiment, the substrate 5 acts both as a dipole carrier and as a dielectric member for coupling radiation to the dipole 3. The dipole 3 is subdivided into two legs 3a, 3b of equal or substantially equal length. A local impedance network 7, located in the vicinity of the center of the dipole 3, is connected between the two legs 3a, 3b. This network 7 comprises a shortened transmission line 9 which serves as an inductive load. The network 7 also comprises a plurality of switch-selectable impedance components 11, 13, each of which in this example consists of a capacitor 11c, 13c and a PIN diode switch 1s, 13s. At appropriate values of self-induction and capacitance, the operation of the switches lis, 13s produces a net load over the dipoles 3 which can be either inductive or capacitive. Each of the capacitors 11c and 13c is or is not connected across dipole 3, depending on whether its associated diode switch 1s or 13s forms a short circuit or an open circuit, respectively. This provides four reactivity options selectable by a two-bit instruction. The control lines 15, 17, 19 serve for bias control. The control line 15 is common to the two diodes lis and 13s, while the lines 17 and 19 are connected to each of the diodes lis and 13s, respectively. Pre-voltages applied to the control lines 15 and 17, 15 and 19 switch the diodes lis and 13s, which in turn connect the capacitors 11c and 13c across the dipole 3. Parasitic coupling between the dipole 3 and the control lines 15, 17 and 19 is minimized by laying the lines in a direction perpendicular to the dipole 3.

Terwijl het impedantienetwerk 7 een vaste zelfinduktie omvat met schakelbare kondensatoren, kan ook een schakelbare zelfinduktie met een vaste kondensator worden toegepast.While the impedance network 7 comprises a fixed inductance with switchable capacitors, a switchable self-induction with a fixed capacitor can also be applied.

Thans zal aandacht worden besteed aan faktoren die de keuze bepalen van de lengte van de dipool 3. Bij resonantie wordt de lengte " &V van de dipool en de absolute golflengte λν van de straling gegeven door de formuleAttention will now be paid to factors which determine the choice of the length of the dipole 3. In the case of resonance, the length "& V of the dipole and the absolute wavelength λν of the radiation are given by the formula

(1) (Zie Brewitt-Taylor et al "Planar Antennas on a dielectric surface", Electronics Letters Vol. 17, No. 20, blz. 729-731 (oktober 1981)). waarin έ j en ^2 de diëlektrische konstanten zijn van de media aan weerszijden van de dipool. Voor silicium 12 en lucht £ 2 Cf * *(1) (See Brewitt-Taylor et al. "Planar Antennas on a dielectric surface", Electronics Letters Vol. 17, No. 20, pp. 729-731 (October 1981)). wherein έ j and ^ 2 are the dielectric constants of the media on either side of the dipole. For silicon 12 and air £ 2 Cf * *

Het symbool X stelt de golflengte voor van de straling gemeten in het diëlektrische substraatmedium. Deze formule neemt de resonantie volgens de laagste modus aan - zogenaamde "halve golflengte"-resonantie, analoog aan de resonantie in een vrijstaande dipool. Bij deze golflengte komt de resonantie van de volgende hogere orde overeen met een lengte die driemaal deze waarde is. De lengte van de dipool € wordt gekozen binnen dit gebied:The symbol X represents the wavelength of the radiation measured in the dielectric substrate medium. This formula assumes the resonance according to the lowest mode - so-called "half wavelength" resonance, analogous to the resonance in a free-standing dipole. At this wavelength, the resonance of the next higher order corresponds to a length that is three times this value. The length of the dipole € is chosen within this area:

(2)(2)

De hierboven gegeven formule (1) is theoretisch in zoverre dat zij een dipoollengte/breedte-aspektverhouding aanneemt die oneindig nadert. Deze formule kan echter ook worden beschouwd als een redelijke benadering voor een dipool met een aspektverhouding 10:1. De formule kan door een eenvoudige geometrische faktor worden gewijzigd teneinde rekening te houden met de dipoolvorm en het aspekt in meer speciale gevallen.The formula (1) given above is theoretical in that it assumes a dipole length / width aspect ratio approaching infinitely. However, this formula can also be considered as a reasonable approximation for a dipole with an aspect ratio of 10: 1. The formula can be changed by a simple geometric factor to take into account the dipole shape and the aspect in more special cases.

De dempingsverliezen door de specifieke weerstand van het montage-substraat of het diëlektrische orgaan worden bij benadering gegeven door de verhouding (Z/p g) waarin Z de karakteristieke impedantie is en g de specifieke bladweerstand. Voor een siliciumsubstraat (Z l^-100 ohm) van nominale dikte van 400 ^um komt een specifieke weerstand van 100 ohm.cm overeen met een dempingsverlies van bij benadering 5%, een acceptabele waarde. De antennedipoolimpedantie en het polaire stra-lingsdiagram zijn ook gevoelig voor de specifieke substraatweerstand, maar voor de beschreven dipool is dit effekt klein voor specifieke sub-straatweerstanden van 100 ohm.cm en hoger.The damping losses due to the specific resistance of the mounting substrate or the dielectric member are approximated by the ratio (Z / p g) in which Z is the characteristic impedance and g is the specific blade resistance. For a silicon substrate (Z1 ^ -100 ohm) of nominal thickness of 400 µm, a specific resistance of 100 ohm.cm corresponds to a damping loss of approximately 5%, an acceptable value. The antenna dipole impedance and the polar radiation diagram are also sensitive to the specific substrate resistance, but for the dipole described, this effect is small for specific substrate resistances of 100 ohm.cm and higher.

De verkorte lengte van de transmissielijun 9 is typisch tussen X /32 en X /8 en is derhalve induktief. eff effThe shortened length of the transmission line 9 is typically between X / 32 and X / 8 and is therefore inductive. eff eff

Een meer veelzijdige variant van het bovenvermelde stuurelement 1 is in bovenaanzicht en dwarsdoorsnede in de fig. 3 en 4 weergegeven. Dit element 1 omvat een paar gekruiste orthogonale dipolen 3 en 3', gevormd als patroon uit een gemeenschappelijke laag metaal aangebracht op het oppervlak van een dunne laag 21 van halfgeleidersilicium - een laag 21 met een dikte van in het bijzonder tussen X/100 en X/4, waarin X de gekozen signaalgolflengte gemeten in het silicium is. Een beschermende oxydelaag 23 is tussen het metaal en het silicium aangebracht, teneinde de vorming van ongewenste intermetallische verbindingen tegen te gaan. De siliciumlaag 21 wördt ondersteund door een dunne bekleding van ber-ryliumoxyde 25 en een metaalbekleding 27 voor het vergemakkelijken van de warmte-afvoer. De dipolen 3 en 3’ zijn gemonteerd naast of vlak boven het oppeïVlak van een diëlektrisch orgaan 5 van isolerend diëlektrisch materiaal. De diëlektrische konstante van dit isolerende materiaal 5 is zodanig gekozen, dat de dipolen in hoofdzaak alleen de straling koppelen die invalt via het materiaal 5.A more versatile variant of the above-mentioned control element 1 is shown in top view and in cross-section in Figs. 3 and 4. This element 1 comprises a pair of crossed orthogonal dipoles 3 and 3 'formed as a pattern from a common layer of metal applied to the surface of a thin layer 21 of semiconductor silicon - a layer 21 having a thickness of in particular between X / 100 and X / 4, wherein X is the selected signal wavelength measured in the silicon. A protective oxide layer 23 is provided between the metal and the silicon in order to prevent the formation of undesired intermetallic compounds. The silicon layer 21 is supported by a thin coating of berylium oxide 25 and a metal coating 27 to facilitate heat dissipation. The dipoles 3 and 3 "are mounted next to or just above the surface of a dielectric member 5 of insulating dielectric material. The dielectric constant of this insulating material 5 is chosen such that the dipoles essentially only link the radiation incident through the material 5.

Elk van de dipoolbenen 3a, 3b, 3'a, 3’b bezit een respektievelijke sleuf 4a, 4b, 4'a, 4'b. Elk van sleuven voorzien dipooldeel dient als een verkorte transmissielijn zoals 9, parallel geschakeld met een res-pektievelijk dipoolbeen 3a, 3b, 3'a of 3'b, waarbij elk been een lengte bezit van bij benadering \/4. De kortere lijnlengte, dat wil zeggen de lengte van elke sleuf, is minder, in het bijzonder in het gebied van >/32 tot λ/8 en aldus biedt elke verkorte lijn een induktieve belasting. Deze parallelle induktieve belastingen over de dipolen 3 en 3' worden gekomplementeerd door met behulp van schakelaars te kiezen impe-dantiekomponenten 11, 13 en 11', 13'. Elk van de door schakelaars te kiezen impedantiekomponenten 11, 11', 13 en 13' omvat een kondensator 11c, ll'c, 13c of 13'c en een PIN-diodeschakelaar lis, U's, 13s respek-tievelijk 13's.Each of the dipole legs 3a, 3b, 3'a, 3'b has a respective slot 4a, 4b, 4'a, 4'b. Each slotted dipole portion serves as a shortened transmission line such as 9, connected in parallel with a respective dipole leg 3a, 3b, 3'a or 3'b, each leg having an approximate length of 4. The shorter line length, i.e. the length of each slot, is less, especially in the range of> / 32 to λ / 8 and thus each shortened line offers an inductive load. These parallel inductive loads across the dipoles 3 and 3 'are implemented by using impulse components 11, 13 and 11', 13 'to be selected with the aid of switches. Each of the impedance components 11, 11 ', 13 and 13' to be selected by switches comprises a capacitor 11c, 11'c, 13c or 13'c and a PIN diode switch 11s, Us, 13s and 13s, respectively.

De belaste dipolen 3 en 3' koppelen onafhankelijk naar hun eigen polarisatie. De faseverschuivingen geïntroduceerd in de opnieuw uitgestraalde velden worden gestuurd door impedantiekomponenten 11, 13, 11' en 13' en zijn onafhankelijk.The loaded dipoles 3 and 3 'link independently to their own polarization. The phase shifts introduced into the re-irradiated fields are driven by impedance components 11, 13, 11 'and 13' and are independent.

Beschouwd wordt thans een invallend stralingsvlak gepolariseerd bij 45° voor de dipolen 3 en 3', die stromen in fase induceren. De opnieuw uitgestraalde velden zijn onderworpen aan f aseverschuivingen en Θ voor de horizontale en de vertikale dipolen 3' respektievelijk 3. Als Θ = Cp is de resulterende straling vlak gepolariseerd bij 45° (dat wil zeggen parallel met het invallende veld). Als anderzijds 0 = ^+1¾^ is het opnieuw uitgestraalde veld dan vlak gepolariseerd bij -45° (dat wil zeggen loodrecht op het invallende veld). Als Θ = _+ ‘Ttï/2 wordt cirkelvormige polarisatie van een van de draairichtingen opnieuw uitgestraald. In elk geval is het opnieuw uitgestraalde veld in fase verschoven over φ ten opzichte van het invallende veld. Dit demonstreert de onafhankelijke besturing van de fase en de polarisatie.Considering now, an incident radiation plane is polarized at 45 ° for the dipoles 3 and 3 ', which induce currents in phase. The re-radiated fields are subject to phase shifts and Θ for the horizontal and vertical dipoles 3 'and 3, respectively. If Θ = Cp, the resulting radiation is flatly polarized at 45 ° (i.e. parallel to the incident field). On the other hand, if 0 = ^ + 1¾ ^, the re-radiated field is flatly polarized at -45 ° (i.e., perpendicular to the incident field). If Θ = _ + "Ttï / 2, circular polarization of one of the rotational directions is re-irradiated. In any case, the re-radiated field is shifted in phase by φ relative to the incident field. This demonstrates the independent control of the phase and the polarization.

De stuurlijnverbinding met de PIN-dioden lis, 11's, 13s en 13's kan worden uitgevoerd via uit weerstandslagen bestaande verbindingen. Ook is het mogelijk laagfrequente halfgeleiderinrichtingen onder het antenne-metaal te plaatsen, voor het verschaffen van logische funkties of voor het aandrijven van de PIN-dioden lis, U's, 13s en 13's. Hier kan elektrisch vermogen worden geleverd ofwel door verdere transmissielijnen of via weerstandsverbindingen.The control line connection to the PIN diodes lis, 11s, 13s and 13s can be made via resistor layers. It is also possible to place low-frequency semiconductor devices under the antenna metal, for providing logic functions or for driving the PIN diodes lis, Us, 13s and 13s. Electric power can be supplied here either through further transmission lines or via resistor connections.

Als Sterke mikrogolfvermogens door de relaiselementen moeten worden gestuurd zal de stroomtoevoer nodig voor de PIN-dioden lis tot 13's worden vergroot (in het bijzonder tot ongeveer 10 mA voor een diode die 10 W mikrogolfveraogen kan sturen). Voor de gekruiste dipolen 3, 3', kan het van nut zijn de stroom voor alle stuurdioden vanwege de energiedis-sipatie toe te voeren door weerstandsverbindingen. Een wijze om dit probleem te vermijden is het gelijkrichten van een kleine hoeveelheid invallend mikrogolfvermogen voor het leveren van de gelijkstroom voor de dioden lis tot 13's en voor alle aanwezige logische en stuurtransisto-ren. Alleen stuursignalen met laag niveau behoeven dan door de weer-standsverbindingen te worden toegevoerd. Als HF-DS vermogensomzetters zijn Schottky-barrierediodes geschikt. In de schakeling die in fig. 5 is weergegeven zijn een metaallijn llm en twee Schottky-barrieregelijk-richtdioden llr in serie geschakeld over een dipoolsleuf 4'a. De dioden llr zijn met het mikrogolfveld gekoppeld via de lijn llm en door een kondensator C aangesloten bij 10'a met het dipoolbeen 3'a. De gelijkgerichte uitgang van de dioden llr wordt gevoerd naar de PIN-diode lis via transistorschakelaar lit en voorspanningsweerstand R. Een basis-emitter-stuurstroom wordt aan transistor lit toegevoerd via de weerstanden 12b en 12e. Als een sterk stralingsveld op de antenne valt wordt een mikro-golfspanning over de diode llr tot stand gebracht en de als gevolg hiervan gelijk gerichte stroom laadt de kondensator C. Dit levert een stuur-stroom voor de diode lis via basisweerstand R en transistor lit. Transistor lit versterkt de stuurstroora, die derhalve klein is vergeleken met de stroom opgenomen door de diode lis als deze zich in geleidende toestand bevindt.If Strong microwave powers are to be controlled by the relay elements, the power supply required for the PIN diodes lis will be increased to 13s (in particular to about 10 mA for a diode capable of controlling 10 W microwave power). For the crossed dipoles 3, 3 ', it may be useful to supply the current for all control diodes due to the energy dissipation through resistor connections. One way to avoid this problem is to rectify a small amount of incident microwave power to provide the direct current for the diodes 1 to 13s and for all logic and control transistors present. Only control signals with a low level need then be supplied by the resistor connections. Schottky barrier diodes are suitable as HF-DS power converters. In the circuit shown in FIG. 5, a metal line 11m and two Schottky barrier rectifying diodes 11r are connected in series via a dipole slot 4'a. The diodes 11r are coupled to the microwave field via the line 11m and connected by a capacitor C at 10'a to the dipole leg 3'a. The rectified output of the diodes 11r is applied to the PIN diode 11 via transistor switch lit and bias resistor R. A base emitter control current is supplied to transistor lit via resistors 12b and 12e. If a strong radiation field falls on the antenna, a micro-wave voltage is produced across the diode 11r and the current which is aligned in the same way charges the capacitor C. This produces a control current for the diode 11 via basic resistor R and transistor lit. Transistor lit amplifies the driving current, which is therefore small compared to the current absorbed by the diode lis when it is in a conductive state.

Een andere wijze om de gelijkspanning en de stuursignalen toe te voeren is via metalen sporen, bijvoorbeeld spoor 29 zoals aangegeven in fig. 6, Deze metalen sporen kunnen op verschillende plaatsen rondom het antennemetaal 3, 3' worden geplaatst. Aangezien zij kapacitief met het antennemetaal zijn gekoppeld zullen zij steeds een deel van de antenne-stroom afleiden, met het gevolg dat het gewenste opnieuw uitgestraalde vermogen wordt verstoord of in zekere mate wordt gedissipeerd. De mikro-golfimpedantie van de sporen 29 kan echter worden verhoogd, tenminste over een smalle bandbreedte, door het opnemen van bijvoorbeeld meanders 31 en kondensatoren 33 als resonantiestoppen. Een toename van de impedantie reduceert de mikrogolfstromen in de sporen en heeft derhalve tot gevolg dat het rendementsverlies wordt gereduceerd.Another way of applying the direct voltage and the control signals is via metal tracks, for example track 29 as indicated in Fig. 6. These metal tracks can be placed at various locations around the antenna metal 3, 3 '. Since they are capacitively coupled to the antenna metal, they will always divert part of the antenna current, with the result that the desired re-radiated power is disturbed or dissipated to a certain extent. However, the micro-wave impedance of the tracks 29 can be increased, at least over a narrow bandwidth, by including, for example, meanders 31 and capacitors 33 as resonance stops. An increase in impedance reduces the microwave currents in the tracks and therefore has the effect of reducing the efficiency loss.

Een FM-fasemodulator met een enkele gekruiste dipoolreflektor 3 is in fig. 7 weergegeven. Deze modulator bestaat uit een diëlektrische lens 41 op het^achteroppervlak waarvan de gekruiste dipool 3 is gemonteerd. De lens 41 omvat binnen zijn konstruktie een selektieve polarisatiespie-gel 43. Een zenddipool 45 grenst aan de zijde van de lens 41 en verlicht in samenwerking met de spiegel 43 het element 1. De gekruiste dipool 3 bezit in het bijzonder een reaktieve belasting bestaande uit een aantal met behulp van schakelaars te kiezen impedanties, in kombinatie met een samenwerkende logische funktieschakeling teneinde een drie-bit-fasever-schuifselektie mogelijk te maken. De gekruiste dipool 3 is met zijn samengestelde dipolen samengevoegd onder een helling van 45° met het polarisatievlak van de invallende straling gericht vanuit de zenddipool 45. De belastingimpedanties zijn zodanig gekozen, dat het opnieuw uitgestraalde veld loodrecht is gepolariseerd. De straling gericht vanuit het fasestuurelement passeert derhalve de spiegel 31 zonder dat er een merkbare reflektie optreedt. Faseverschuivingen van 0, 'ft/4, 7£/2, 3 fë*/4, TC, 51C/U, 3K/3, 7'K /4 kunnen worden gekozen en tussengevoegd onder de drie-bit-logische besturing teneinde een stapsgewijze diskrete fasemodu-latie te verschaffen. Deze faseverschuivingen kunnen tenminste bij benadering worden verschaft door drie schakelbare diode-kondensatorserie-schakelingen (lls/llc in fig. 1). Aangezien de fase geen lineaire funk-tie is van de kapaciteit zullen de hiervoor genoemde faseverschuifintervallen It* /4 niet exakt worden gereproduceerd. Indien exakte faseverschuif intervallen van TC/4 noodzakelijk zijn zouden zeven dioden-konden-satorkombinaties nodig zijn, waarbij ten minste een diode telkens in geleidende toestand is.An FM phase modulator with a single crossed dipole reflector 3 is shown in FIG. This modulator consists of a dielectric lens 41 on the rear surface of which the crossed dipole 3 is mounted. The lens 41 comprises within its construction a selective polarization mirror 43. A transmitting dipole 45 borders on the side of the lens 41 and illuminates the element 1 in cooperation with the mirror 43. The crossed dipole 3 in particular has a reactive load consisting of a number of impedances to be selected with the aid of switches, in combination with a cooperating logic function circuit to enable a three-bit phase shift selection. The crossed dipole 3 is joined with its composite dipoles at an angle of 45 ° to the plane of polarization of the incident radiation directed from the transmitting dipole 45. The load impedances are selected such that the re-radiated field is perpendicularly polarized. The radiation directed from the phase control element therefore passes through the mirror 31 without any noticeable reflection occurring. Phase shifts of 0, ft / 4, 7 p / 2, 3 ph * / 4, TC, 51C / U, 3K / 3, 7'K / 4 can be selected and inserted under the three-bit logic control to achieve a to provide step-by-step discrete phase modulation. These phase shifts can be provided at least approximately by three switchable diode capacitor series circuits (11s / 11c in FIG. 1). Since the phase is not a linear function of the capacitance, the aforementioned phase shift intervals It * / 4 will not be accurately reproduced. If precise phase shift intervals of TC / 4 are required, seven diode-capacitor combinations would be required, at least one of which is in a conductive state.

Stelsels kunnen worden gekonstrueerd voorzien van meerdere enkele of gekruiste dipolen en met toepassing van een gemeenschappelijk substraat. De fase die bij elke dipoolpositie is geïntroduceerd kan dan voor uiteenlopende toepassingen worden gestuurd, bijvoorbeeld voor bun-delrichtingbesturing. Een voorbeeld van een dergelijke toepassing is in fig. 8 weergegeven. Hier is een stelsel 47 bestaande uit vier enkele of gekruiste dipolen 48 opgesteld op het achteroppervlak van een diëlek-trische lens 49. Straling wordt op het stelsel gericht vanuit een dipoolzender 45. Mikrogolfvermogen wordt opnieuw uitgestraald door het stelsel en gefokusseerd volgens een bundel door lens 49. De positie van het virtuele beeld I van de zenddipool 45 kan worden gevarieerd en aldus kan de bundelrichting worden bestuurd door passende fasetussenvoeging in elk van de dipolen 48.Systems can be constructed with a plurality of single or crossed dipoles and using a common substrate. The phase introduced at each dipole position can then be controlled for a variety of applications, for example for beam direction control. An example of such an application is shown in FIG. Here, a system 47 consisting of four single or crossed dipoles 48 is arranged on the rear surface of a dielectric lens 49. Radiation is directed at the system from a dipole emitter 45. Microwave power is again radiated through the system and focused according to a beam through lens 49. The position of the virtual image I of the transmission dipole 45 can be varied and thus the beam direction can be controlled by appropriate phase insertion in each of the dipoles 48.

Een andere vorm van een fasestuurelement 1 met gekruiste dipool is in fig. 9 weergegeven. In deze konstruktievorm kan de belastingimpedan-tie over een van de twee dipolen 3, 3' worden gevarieerd door het stra-lingsvertmrgensniveau, in plaats van door het toevoeren van een voorspanning vanuit een externe schakeling, zoals hierboven is besproken. De polarisatie van de door dit fasestuurelement 1 gereflekteerde straling verschilt voor stralingsniveaus met hoog vermogen en laag vermogen. Het impedantienetwerk 7, aangesloten tussen de twee samenstellende benen 3a, 3b van een van de dipolen 3, omvat een antiparallel paar dioden lis en 13s, dat wil zeggen dat deze dioden parallel zijn aangesloten over de spleet tussen de twee benen 3a en 3b en zodanig zijn aangesloten, dat de polariteit van een van de dioden lis het tegengestelde is van die van de andere diode 13s. De dioden lis en 13s kunnen van hetzelfde type zijn, bijvoorbeeld beide kunnen Schottky-barrieredioden zijn.Another form of a phase control element 1 with a crossed dipole is shown in FIG. In this construction form, the load impedance over one of the two dipoles 3, 3 'can be varied by the radiation transducer level, rather than by applying a bias voltage from an external circuit, as discussed above. The polarization of the radiation reflected by this phase control element 1 differs for high and low power radiation levels. The impedance network 7 connected between the two constituent legs 3a, 3b of one of the dipoles 3 comprises an anti-parallel pair of diodes lis and 13s, that is to say that these diodes are connected in parallel over the gap between the two legs 3a and 3b and so are connected that the polarity of one of the diodes is the opposite of that of the other diode 13s. The diodes lis and 13s can be of the same type, for example both can be Schottky barrier diodes.

Ook kunnen de dioden lis en 13s van verschillend type zijn, bijvoorbeeld de ene diode lis kan een Schottky-barrierediode zijn en de andere diode 13s een PIN-diode. Als het vermogensniveau van de invallende straling laag is zijn beide dioden lis en 13s niet geleidend en stelt het netwerk 7 een hoge impedantiebelasting voor de dipool 3 voor. Als echter het vermogensniveau van de invallende straling hoog is zijn beide dioden lis en 13s geleidend, zodat de belastingimpedantie van het netwerk 7 daalt tot een lage waarde vergeleken met de dipoolimpedantie. De fase van de straling gereflekteerd door deze dipool 3 verschilt dus bij benadering 11 voor lage en hoge vermogensniveaus van de straling. De tweede dipool 3's heeft een open ketenbelasting en staat loodrecht op de eerste dipool 3. Bij laag vermogensniveau worden de twee dipolen 3, 3' overeenkomstig belast. Het stralingsvlak dat gepolariseerd is bij TC/4 voor de twee dipolen 3, 3’ wordt met ongewijzigde polarisatie gereflekteerd. Bij hoge vermogensniveaus zullen de dipoolbelastingen echter verschillen en in de ideale situatie zal de straling die door een dipool 3 wordt gereflekteerd TT? uit fase zijn met die door de andere dipool 3' wordt gereflekteerd. In de praktische situatie zal het faseverschil echter bij benadering gelijk zijn aan 1C . Het vlak van de invallende straling parallel gepolariseerd ten opzichte van de weergegeven assen X of Y bekrachtigt beide dipolen 3, 3' gelijk omdat de dipolen 3, 3' volgens /4 of -IC/4 ten opzichte van de assen X, Y zijn gericht. De gere-flekteerde straling is vlak gepolariseerd, maar parallel met de loodrechte assen Y respektievelijk X, vanwege de faseverschuiving.The diodes lis and 13s can also be of different types, for example one diode lis can be a Schottky barrier diode and the other diode 13s a PIN diode. If the power level of the incident radiation is low, both diodes lis and 13s are non-conductive and the network 7 represents a high impedance load for the dipole 3. However, if the power level of the incident radiation is high, both diodes lis and 13s are conductive, so that the load impedance of the network 7 drops to a low value compared to the dipole impedance. The phase of the radiation reflected by this dipole 3 thus differs approximately 11 for low and high power levels of the radiation. The second dipole 3's has an open circuit load and is perpendicular to the first dipole 3. At a low power level, the two dipoles 3, 3 'are loaded accordingly. The radiation plane that is polarized at TC / 4 for the two dipoles 3, 3 "is reflected with unchanged polarization. At high power levels, however, the dipole loads will differ and, in the ideal situation, the radiation reflected by a dipole 3 will be TT? be out of phase with that reflected by the other dipole 3 '. In the practical situation, however, the phase difference will be approximately equal to 1C. The plane of the incident radiation polarized in parallel with the axes X or Y shown energizes both dipoles 3, 3 'equally because the dipoles 3, 3' are aligned according to / 4 or -IC / 4 with respect to the axes X, Y . The reflected radiation is flatly polarized, but parallel to the perpendicular axes Y and X, respectively, due to the phase shift.

Een variatie van deze laatste konstruktievorm is in fig. 10 weergegeven. Hier is een belasting 7' met lage impedantie, bijvoorbeeld een kortsluiting, aangesloten tussen de benen 3'a, 3'b van de tweede dipool 3'. In dit geval wordt de gereflekteerde straling gepolariseerd in een richting die loodrecht staat op de invallende straling bij lage vermo-gensniveatns als de diodenimpedantie hoog is, en parallel met de invallende straling als de diodenimpedantie laag is. Zoals bij mikrogolftheorie gebruikelijk worden open ketens en kortsluitingen behandeld en beschouwd als extreme gevallen van reaktieve belastingen.A variation of this latter construction form is shown in FIG. Here a load 7 'with a low impedance, for example a short circuit, is connected between the legs 3'a, 3'b of the second dipole 3'. In this case, the reflected radiation is polarized in a direction perpendicular to the incident radiation at low power levels if the diode impedance is high, and in parallel with the incident radiation if the diode impedance is low. As is customary in microwave theory, open chains and short circuits are treated and considered as extreme cases of reactive loads.

Een stelsel van dergelijke gekruiste dipolen volgens de fig. 9 of 10 kan worden gebruikt in een radarinstallatie voor het koppelen van een zenderbron en een of meer ontvangers aan een gemeenschappelijke apertuur. Een voorbeeld van een duplexradar is in fig. 11 weergegeven. Deze radar omvat een lichaam van diëlektrisch materiaal 5 met een frontvlak 5a gevormd als een diëlektrische lens. Deze radar omvat ook een stelsel 1 van gekruiste dipolen zoals in fig. 9 is weergegeven en ontvanger Rx en een zender Tx, geplaatst naast de respektievelijke oppervlakken 5b, 5c en 5d van het diëlektrische lichaam 5. De oppervlakken 5c en 5d staan onderling loodrecht en beide hellen onder een hoek van 1£/4 ten opzichte van het oppervlak 5b. Het lichaam 5 omvat een gekantelde selektieve polarisatiespiegel 43. De spiegel 43 wordt gevormd door opgedampte parallelle metalen stroken op een (niet weergegeven) bloot liggend oppervlak van het lichaam 5, waarbij de hartlijnen tussen de strips minder bedraagt dan tlf/4 en de stripbreedte minder bedraagt dan de spleet tussen de strips. Het is noodzakelijk dat het lichaam oorspronkelijk wordt geproduceerd volgens twee aparte delen (niet weergegeven) teneinde voor het samenvoegen de spiegel aan te kunnen brengen. Straling van laag vermogensniveau die op het oppervlak 5a valt wordt naar de ontvanger Rx gefokusseerd. Deze straling wordt echter eerst gekonvergeerd naar en ge-reflekteerd bij het stel stuurelementen 1 en vervolgens een tweede maal gereflekteerd bij de selektieve polarisatiespiegel 43. De polarisatie van de signaalstraling blijft ongewijzigd. De zenderbron Tx is zodanig gericht, dat straling in het diëlektrische lichaam 5 wordt gezonden met een zodanige polarisatie, dat deze de spiegel 43 kan passeren. (De uit-gangsstraling van de zender en de gereflekteerde invallende straling bezitten bij spiegel 43 een onderling loodrechte polarisatie). De zender-uitgangsstraling is van hoog vermogensniveau. Als de zenderuitgangsstraling wordt gereflekteerd door het stelsel 1 van gekruiste dipolen weergegeven in fig. 9, wordt de polarisatie over ^/2 geroteerd. De uit-gangsstraling die het oppervlak 5a verlaat is derhalve parallel gepolariseerd ten opzichte van de inkomende signaalstraling.A system of such crossed dipoles according to FIGS. 9 or 10 can be used in a radar installation for coupling a transmitter source and one or more receivers to a common aperture. An example of a duplex radar is shown in FIG. This radar comprises a body of dielectric material 5 with a front face 5a shaped as a dielectric lens. This radar also comprises a system 1 of crossed dipoles as shown in Fig. 9 and receiver Rx and a transmitter Tx placed next to the respective surfaces 5b, 5c and 5d of the dielectric body 5. The surfaces 5c and 5d are mutually perpendicular and both hells at an angle of 1 £ / 4 with respect to the surface 5b. The body 5 comprises a tilted selective polarization mirror 43. The mirror 43 is formed by vapor-deposited parallel metal strips on an exposed surface of the body 5 (not shown), the center lines between the strips being less than tlf / 4 and the strip width being less then the gap between the strips. It is necessary that the body is originally produced in two separate parts (not shown) in order to be able to mount the mirror before joining. Low power level radiation falling on the surface 5a is focused to the receiver Rx. However, this radiation is first converged and reflected at the set of control elements 1 and then reflected a second time at the selective polarization mirror 43. The polarization of the signal radiation remains unchanged. The transmitter source Tx is oriented such that radiation is sent into the dielectric body 5 with a polarization such that it can pass through the mirror 43. (The output radiation of the transmitter and the reflected incident radiation have a mutually perpendicular polarization at mirror 43). The transmitter output radiation is of a high power level. When the transmitter output radiation is reflected by the system 1 of crossed dipoles shown in FIG. 9, the polarization is rotated by 1/2. The output radiation leaving the surface 5a is therefore polarized in parallel with the incoming signal radiation.

Een duplexradar kan afwijkend worden gekonstrueerd onder toepassing van fasestuurelementeh die in fig. 10 zijn weergegeven. In dit geval worden ofwel Rx en Tx van positie verwisseld vergeleken met de uitvoering volgens fig. 11, of wordt de selektieve polarisatiespiegel 43 zodanig gericht, dat zijn' metalen stroken loodrecht gericht zijn op die van fig. 11. De polarisatie van de zenderuitgangsstraling blijft dan ongewijzigd, terwijl de polarisatie van de invallende signaalstraling bij reflektie door het stelsel verandert. Zoals in het voorgaande voorbeeld wordt de uitgaande straling parallel gepolariseerd met de inkomende straling.A duplex radar can be constructed differently using phase control elements shown in FIG. In this case, either Rx and Tx are swapped in position compared to the embodiment of FIG. 11, or the selective polarization mirror 43 is oriented such that its metal strips are perpendicular to those of FIG. 11. The polarization of the transmitter output radiation remains then unchanged, while the polarization of the incident signal radiation changes upon reflection by the system. As in the previous example, the outgoing radiation is polarized in parallel with the incoming radiation.

In fig. 12 is een verder fasestuurelement 50 volgens de uitvinding weergegeven. Het element 50 bezit twee dipoolbenen 51a en 51b verbonden met respektievelijk de armen 52a en 52b van een korte transmissielijn 52. Een varaktordiode 53 verbindt de dipoolbenen 51a en 51b over de breedte van de armen 52a en 52b, terwijl een kondensator 54 de transmissielijn 52 afsluit. Een tweede transmissielijn 55 met armen 55a en 55b en voorzien van weerstanden 56a en 56b is verbonden met de korte transmissielijn 52 en zorgt voor de voorspanning die aan varaktor 53 moet worden toegevoerd. De weerstanden 56a en 56b voorkomen mikrogolfvermo-gensverlies in lijn 55.Fig. 12 shows a further phase control element 50 according to the invention. The element 50 has two dipole legs 51a and 51b connected to the arms 52a and 52b respectively of a short transmission line 52. A variable diode 53 connects the dipole legs 51a and 51b across the width of the arms 52a and 52b, while a capacitor 54 closes the transmission line 52 . A second transmission line 55 with arms 55a and 55b and provided with resistors 56a and 56b is connected to the short transmission line 52 and provides the bias voltage to be applied to varactor 53. The resistors 56a and 56b prevent microwave power loss in line 55.

De inrichting volgens fig. 12 werkt als volgt. De susceptantie van de varaktordiode 53 bij de mikrogolffrequentie hangt af van de voorspanning over deze diode en ook van de sterkte van de mikrogolfspanning. De fase van de opnieuw door het element 50 uitgezonden straling wordt derhalve gestuurd door de voorspanning over de varaktor 53 om de hierboven vermelde reden. De fase zal tot op zekere hoogte afhangen van de sterkte van het invallende mikrogolfvermogen omdat de varaktorsusceptantie varieert met de mikrogolf spanning. De fase zal onder twee omstandigheden volledig door de voorspanning worden bepaald: ofwel (a) de mikrogolf-spanning is zeer klein zoals wanneer het fasestuurelement 50 wordt gebruikt in een mikrogolfontvanger, of (b) het mikrogolfvermogensniveau is een vaste grootheid wat het geval is als het fasestuurelement 50 in een zender wordt gebruikt. Voor praktische toepassingen wordt de fase derhalve gestuurd door de voorspanning over de varaktor.The device according to FIG. 12 works as follows. The susceptance of the variator diode 53 at the microwave frequency depends on the bias voltage across this diode and also on the strength of the microwave voltage. The phase of the radiation emitted again by the element 50 is therefore controlled by the bias voltage across the variable factor 53 for the reason stated above. The phase will depend to a certain extent on the strength of the incident microwave power because the varactor tolerance varies with the microwave voltage. The phase will be fully determined by the bias under two conditions: either (a) the microwave voltage is very small as when the phase control element 50 is used in a microwave receiver, or (b) the microwave power level is a fixed quantity which is the case as the phase control element 50 is used in a transmitter. For practical applications, the phase is therefore driven by the bias across the varaktor.

Thans wordt verwezen naar fig- 13 waar een fasestuurelement 60 met gekruiste dipool is weergegeven. Dit is het equivalent van een paar gekruiste elementen 50 en bevat dipolen 61 en 61' met de benen 61a, 61b, 61'a en 6l'b. Deze benen bezitten de respektievelijke sleuven 62a, 62b, 62'a en 62'b voor het verschaffen van transmissielijnen, welke laatste worden bepaald door kondensatoren gevormd door bovenliggende plaatjes 63a, 63b, 63'a en 63'b. Vier varaktordioden 64a, 64b, 64'a en 64'b zijn zoals weergegeven aangesloten tussen de dipoolbenen, waardoor de sleuven 62a, 62b, 62'a respektievelijk 62'b worden overbrugd. De polariteiten van de varaktordioden korresponderen met een bruggelijkrichtschakeling. De diodevrrorspanningsaansluitingen 65a, 65b, 65'a en 65'b worden toegepast en omvatten respektievelijk weerstanden 66a, 66b, 66'a en 66'b voor het reduceren van mikrogolfvermogensverlies.Reference is now made to Fig. 13 where a phase control element 60 with a crossed dipole is shown. This is the equivalent of a pair of crossed elements 50 and contains dipoles 61 and 61 'with the legs 61a, 61b, 61'a and 6l'b. These legs have respective slots 62a, 62b, 62'a and 62'b for providing transmission lines, the latter being determined by capacitors formed by superimposed plates 63a, 63b, 63'a and 63'b. Four variator diodes 64a, 64b, 64'a and 64'b are connected between the dipole legs as shown, thereby bridging the slots 62a, 62b, 62'a and 62'b, respectively. The polarities of the variable diodes correspond to a bridge rectifier circuit. The diode voltage voltage terminals 65a, 65b, 65'a and 65'b are used and include resistors 66a, 66b, 66'a and 66'b for reducing microwave power loss, respectively.

Het fasestuurelement 60 met gekruiste dipool werkt als volgt. De belasting die aan de dipool 61 wordt aangeboden omvat de afgesloten transmissielijnen gevormd door van sleuven voorziene dipoolbenen 61'a en 61'b, samen met varaktoren 64’a en 64'b. De varaktoren 64'a en 64'b zijn bij voorkeur gelijk in die zin dat zij dezelfde afhankelijkheid bezitten van de kapaciteit op de spanning. Het verdient de voorkeur bovendien de voorspanningen over de varaktoren 64'a en 64'b gelijk te houden. Dientengevolge zullen de mikrogolfstromen door deze twee varaktoren hetzelfe zijn als de mikrogolfspanningen hierover gelijk zijn. De straling die invalt op en parallel gepolariseerd is met de dipool 61 veroorzaakt hierin stromen en deze zullen gelijk verdeeld zijn tussen de varaktoren 64'a en 64'b. Er zal geen mikrogolf spanning worden opgewekt over de varaktoren 64a en 64b. Om hiervoor beschreven redenen bij de schakeling volgens fig. 12 stuurt derhalve de voorspanning over de varaktoren 64'a en 64'b de fase van de straling heruitgezonden door dipool 61 ten opzichte van die van de invallende straling. De varaktoren 64a en 64b zijn bij voorkeur eveneens gelijk en hun voorspanningen zijn bij voorkeur ook gelijk. De voorspanning over deze varaktoren stuurt dus de fase van de heruitstraling door dipool 61', ten opzichte van die van de invallende straling die parallel gepolariseerd is met dipool 61'. Als de voorspanning toegevoerd aan de voorspanningsverbindingen 65a, 65b, 65'a en 65'b respektieveli jk gelijk zijn aan Vj+V2, 0, V2 en is de gelijkspanning over varaktoren 64a en 64b gelijk aan V2 en over varaktoren 64'a en 64'b gelijk aan V^. De toevoer van de voorspanningen aan deze voorspanningsverbindingen levert dus onafhankelijke besturing van de fase van de heruitgezonden straling voor de twee polarisaties.The phase control element 60 with crossed dipole operates as follows. The load applied to the dipole 61 includes the sealed transmission lines formed by slotted dipole legs 61'a and 61'b, together with varicators 64'a and 64'b. The variable factors 64'a and 64'b are preferably equal in the sense that they have the same dependence on the capacitance on the voltage. In addition, it is preferable to keep the bias voltages across the variable tower 64'a and 64'b. As a result, the microwave currents through these two variables will be the same if the microwave voltages are the same. The radiation incident on and polarized in parallel with the dipole 61 causes currents therein and these will be equally distributed between the variance tower 64'a and 64'b. No microwave voltage will be generated across varario tower 64a and 64b. For the reasons described above in the circuit according to FIG. 12, therefore, the bias voltage across the variance factors 64'a and 64'b controls the phase of the radiation retransmitted by dipole 61 with respect to that of the incident radiation. The variable factors 64a and 64b are preferably also the same and their bias voltages are preferably also the same. The bias voltage over these variors therefore controls the re-irradiation phase through dipole 61 ', relative to that of the incident radiation which is polarized in parallel with dipole 61'. If the bias voltage applied to bias connections 65a, 65b, 65'a and 65'b are equal to Vj + V2, 0, V2, respectively, and the d.c. b equal to V ^. The supply of the bias voltages to these bias connections thus provides independent control of the phase of the retransmitted radiation for the two polarizations.

In fig. 14 is een reflekterende inrichting 70 weergegeven voor het sturen van de richting van de uitgezonden straling. De inrichting 70 bevat een uit meerdere elementen bestaand stelsels 71 van fasestuurelemen-ten 72a tot 72d van vier ofwel enkele ofwel (bij voorkeur) gekruiste di-polen, gemonteerd op een plat achteroppervlak 73 van een plankonvexe eerste diëlektrische lens 74. Het aantal elementen 72 is niet kritisch. De lens 74 deelt een sferisch tussenvlak 75 met een konkaaf-konvexe tweede diëlektrische lens 76 met een buitenvlak 77. Deze inrichting vormt een samengestelde lens. Als de diëlektrische konstanten van de eerste en de tweede lens 6 j respektieveli jk &· 2 zijn, is ^ 1 groter dan 6.2 en zijn beide hoog vergeleken met die van de vrije ruimte, zoals zal-worden beschreven. Een zender 78 is gemonteerd op een derde oppervlak 79 van de eerste lens 74 en is zodanig uitgevoerd, dat het stelsel 71 na reflektie aan een selektieve polarisatiespiegel 80 heruit-straalt. De dipolen 72 veranderen de stralingspolarisatie in die uitge- zonden door de spiegel 80. De straling wordt opnieuw gebroken bij het sferische oppervlak 75 tussen de lenzen 74 en 76. De kromming van het tussenvlak 75 is zodanig, dat elk van de dipolen 72a tot 72d de daarop vallende straling reflekteert via een respektievelijk gebied 81a tot 81d van de tweede lens die het buitenoppervlak 77 vormt. De gebieden 81a tot 81d zijn zodanig uitgevoerd, dat zij in hoofdzaak zoals weergegeven in elkaar overgaan. De stralingswegen 82b en 82c zijn respektievelijk aangegeven als pijlstippellijnen en onderbroken lijnen voor de inwendige dipolen 72b en 72c. Opmerking verdient, dat de straling die uitgaat van het oppervlak 77 van de buitenlens geïnverteerd is ten opzichte van de dipoolpositie in het stelsel 71.Fig. 14 shows a reflecting device 70 for controlling the direction of the emitted radiation. The device 70 comprises multi-element arrays 71 of phase control elements 72a to 72d of four either single or (preferably) crossed diodes mounted on a flat back surface 73 of a plankonvex first dielectric lens 74. The number of elements 72 is not critical. The lens 74 shares a spherical interface 75 with a concave-convex second dielectric lens 76 with an outer surface 77. This device forms a composite lens. If the dielectric constants of the first and the second lens are 6 and 2, respectively, 1 is greater than 6.2 and both are high compared to those of the free space, as will be described. A transmitter 78 is mounted on a third surface 79 of the first lens 74 and is designed such that the system 71 re-radiates to a selective polarization mirror 80 after reflection. The dipoles 72 change the radiation polarization to that emitted by the mirror 80. The radiation is refracted again at the spherical surface 75 between the lenses 74 and 76. The curvature of the interface 75 is such that each of the dipoles 72a to 72d the radiation incident thereon reflects through a respective area 81a to 81d of the second lens which forms the outer surface 77. The regions 81a to 81d are embodied such that they merge into one another substantially as shown. The radiation pathways 82b and 82c are respectively indicated as dotted lines and broken lines for the internal dipoles 72b and 72c. It should be noted that the radiation emanating from the surface 77 of the outer lens is inverted with respect to the dipole position in the system 71.

De straling gereflekteerd door het stelsel 71 produceert een golffront in de vrije ruimte (niet weergegeven) die het oppervlak 77 van de buitenlens verlaat, waarbij de richting van het golffront wordt bepaald door de relatieve fasen van de bijdragende straling die de oppervlakte-gebieden 81a tot 81d van de buitenlens doorloopt.The radiation reflected by the system 71 produces a wavefront in the free space (not shown) that leaves the surface 77 of the outer lens, the direction of the wavefront being determined by the relative phases of the contributing radiation that reaches the surface areas 81a to 81d of the outer lens.

Elke bijdrage zal een fase bezitten bestaande uit een vaste kompo-nent bepaald door die van de uitgang van de zender 78 en een variabele komponent bepaald door de operationele toestand (bijvoorbeeld de voor-instelling met voorspanning) van de bijbehorende dipool 72. Dienovereenkomstig kan bundelvorming van de straling van het oppervlak 77 van de buitenlens worden uitgevoerd door passende keuze van de dipoolbelastin-gen, bijvoorbeeld het inschakelen van passende kondertsatoren of het instellen van passende varaktorvoorinstelgrootheden zoals beschreven aan de hand van de fig. 1 respektievelijk 12.Each contribution will have a phase consisting of a fixed component determined by that of the output of the transmitter 78 and a variable component determined by the operational state (e.g., the bias bias) of the associated dipole 72. Accordingly, beam formation can of the radiation from the surface 77 of the outer lens are carried out by appropriate selection of the dipole loads, for example by switching on suitable cadencers or adjusting suitable variable factor bias as described with reference to FIGS. 1 and 12, respectively.

Deze bundelvormtechniek vereist dat £ 2 (tweede lens 76) hoog is vergeleken met die van de vrije ruimte omdat twee toestanden noodzakelijk zijn die de afmetingen van de gebieden 81a tot 81d beheersen. Ten eerste moet de scheiding tussen de centra van deze gebieden minder bedragen dan \ q/2, waarin λ q de stralingsgolflengte in de vrije ruimte is. Ten tweede moet de afstand niet minder bedragen dan de optische resolutie verschaft door de eerste en de tweede lenzen 74 en 76. Deze resolutie is kAj/2 sinGj, waarin k een getal is dicht bij 1,2, de golflengte is in de tweede lens 76, dat wil zeggenThis bundle forming technique requires that P 2 (second lens 76) be high compared to that of the free space because two states are required that control the dimensions of the regions 81a to 81d. First, the separation between the centers of these areas must be less than \ q / 2, where λ q is the radiation wavelength in the free space. Secondly, the distance should not be less than the optical resolution provided by the first and second lenses 74 and 76. This resolution is kAj / 2 sinGj, where k is a number close to 1.2, the wavelength is in the second lens 76, that is

en de halve hoek is van de konus van de omzetstraling die een oppervlaktegebied 98 van een buitenlens verlicht.and is half the angle of the conversion radiation cone illuminating a surface area 98 of an outer lens.

Om aan bovengenoemde voorwaarden te voldoen moet de brekingsindex n2 van het diëlektrische materiaal dat de tweede lens 76 vormt groter zijn dan n bepaald door: n * ^Ο^λ-l = k/sinGj^ kan bijvoorbeeld ongeveer 25° zijn, in welk geval n = 2,8 en n^ 8*> n2 moet derhalve groter zijn dan 2,8 en £-2 = n^ moet groter zijn dan 8. Bovendien moet β ^ groter zijn dan 12 zoals eerder is vermeld. Het is niet moeilijk om aan deze kriteria in de praktijk bij mikrogolffrequenties te voldoen. Zo bezit keramisch aluminiumoxide een diëlektrische konstante (€ 2^ 10 en zirconiumtitanaatstannaat (ZTS) een diëlektrische konstante (É j) van ^-*36.To meet the above conditions, the refractive index n2 of the dielectric material forming the second lens 76 must be greater than n determined by: n * ^ Ο ^ λ-1 = k / sinGj ^ may be, for example, about 25 °, in which case n = 2.8 and n ^ 8 *> n2 must therefore be greater than 2.8 and £ -2 = n ^ must be greater than 8. In addition, β ^ must be greater than 12 as mentioned earlier. It is not difficult to meet these criteria in practice at microwave frequencies. For example, ceramic aluminum oxide has a dielectric constant (€ 2 ^ 10 and zirconium titanate stannate (ZTS) a dielectric constant (Éj) of ^ - * 36.

Teneinde de aanpassing te verbeteren van het fasestuurstelsel 71 aan de kombinatie van lenzen 74 en 76 kan elk van de dipolen 72a tot 72d worden voorzien van een betrekkelijk kleine konvergerende lens. Elke kleine lens kan gemakkelijk in het achteroppervlak 73 van de eerste lens 74 worden ingezet. De kleine lenzen zullen konkaaf of konvex zijn al naar gelang hun lensmaterialen diëlektrische konstanten bezitten die kleiner of groter zijn dan ε ^.In order to improve the adaptation of the phase control system 71 to the combination of lenses 74 and 76, each of the dipoles 72a to 72d can be provided with a relatively small converging lens. Each small lens can easily be deployed in the rear surface 73 of the first lens 74. The small lenses will be concave or convex depending on their lens materials having dielectric constants that are smaller or larger than ε ^.

De kleine of afzonderlijke lenzen voor het fasestuurelement wijzigen het polaire diagram van hun respektievelijke dipolen. Het samengestelde polaire diagram van het stelsel 71 kan dienovereenkomstig fijn worden ingesteld op een gewenste konfiguratie door passende variatie van de afzonderlijke fokusseringseigenschappen van de kleine lenzen. Het opnemen van deze lenzen verschaft een extra mate van vrijheid voor het optimaliseren van de bundelkonfiguratie van het fasestuurstelsel. Het optische ontwerp is in de optika op zichzelf bekend en zal niet nader in detail worden beschreven.The small or individual lenses for the phase control change the polar diagram of their respective dipoles. The composite polar diagram of the system 71 can accordingly be fine-tuned to a desired configuration by appropriate variation of the individual focusing properties of the small lenses. The incorporation of these lenses provides an additional degree of freedom for optimizing the beam configuration of the phase control system. The optical design is known per se in optics and will not be described in further detail.

Claims

Phase-controlled reflector element for microwave radiation, which element is provided with a dipole (3), characterized in that the element is also provided with: (1) a substantially lossless dielectric member (5) placed next to the dipole (3) and such that a strong radiation is coupled to it, and (2) a variable reactance (7) performed as a substantially loss-free load for the dipole (3), whereby radiation incident on the dipole (3) is re-irradiated with a phase variable according to the sign and the size of the loss response.

Reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (3) and the variable reactance (7) are of planar construction.

Reflector element according to claim 1 or 2, characterized in that the variable reactance (7) has a strength that can be controlled by a direct current signal applied thereto.

Reflector element according to claim 3, characterized in that the variable reactance comprises at least one variable diode (53) with bias connections (55a, 55b) for capacitance variation.

Reflector element according to claim 3, characterized in that the variable reactance (7) comprises at least one switchable reactance (11c, 13c).

Reflector element according to claim 4 or 5, wherein the variable reactance (11c, lis) is capacitive and is connected in parallel with a self-inductance (9). i

A reflector element according to claim 8, characterized in that the self-induction is a slotted second dipole (3 ') arranged transversely to the reflector dipole element (3).

A reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole is a first dipole (3) disposed transversely of a second dipole (3 ') which provides a combination for coupling with different radiation polarizations via the dielectric member (5).

Reflector element according to claim 8, characterized in that the variable reactive load of the first dipole (3) comprises an anti-parallel pair of diodes (lis, 13s) that exhibit a variable impedance from high to low with a change in the energy level of the incident radiation from low to high.

Reflector element according to claim 8, characterized in that the second dipole (3 ') has a substantially loss-free load provided with a second variable reactance (7', 11 ', 13').

Reflector element according to claim 10, characterized in that the first and the second dipole (3, 3 ') are each provided with slots for providing an inductive contribution to the other variable reactance, each variable reactance also being a respective one. variable capacitive element (11, 13, 1Γ, 13 ').

The reflector element according to claim 11, wherein the capacitive elements (11, 13, 11 ', 13') can be selected by switches.

The reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (3'a, 3'b) is disposed between a layer of substantially lossless semiconductor material (21) and the dielectric member (5).

Reflector element according to claim 13, characterized in that the layer of semiconductor material (21) has an associated metal layer (22) which is arranged at a distance from the dielectric member (5).

A reflector element according to any one of the preceding claims, characterized in that the dipole (44) is designed as a member of a set (47) of similar dipoles (44).

A reflector element according to claim 15, characterized in that the system (47) is designed for reflecting radiation from a source (45) through a lens (49).

The reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (3) is crossed by a second dipole and is arranged to receive radiation from a source (45) after reflection by a polarization-selective mirror (43), the dipole (3) and the second dipole are configured such that the polarization of the incident radiation changes and reflects it for transmission through the mirror (43).

The reflector element of claim 1, wherein the dipole (3) is crossed by a second dipole (3 ') and is configured to receive radiation either from the free space or from a source (Tx) after transmission through a polarization-selective mirror ( 43), wherein the dipole (3) and the second dipole (3 ') are configured such that the polarization of the incident radiation changes and reflects it either for reflection through a polarization-selective mirror (43) or to a receiver (Rx) or to the free space.

The reflector element according to claim 1, characterized in that (1) the dipole (72) is designed as a member of a system (71) of dipoles (72a to 72d), each with a respective variable reactive load whose strength is due to an applied bias voltage can be controlled, (2) wherein the dielectric member is embodied as a lens (74) provided with a polarization-selective mirror (80) and cooperates with a second lens (76) with a lower dielectric constant, which is large compared to that of the free space, (3) a transmitter (78) is designed such that radiation is directed to the mirror (80) for reflection to the system (71), (4) the system (71), the mirror (80) ) and the lenses (74, 76) are configured such that the radiation reflected by the system (71) is emitted from the mirror (80) and passes through the lenses (74, 76), each dipole (72) reflecting the radiation - lives through a respective outer surface area (81) of the two the lens (76).

A reflector element according to claim 19, characterized in that each dipole in the system is crossed by a respective second dipole.

A reflector element according to claim 1, characterized in that the dipole (61) is crossed by a second similar dipole (61 '), each of the dipoles (61, 61') being slotted and designed to form of an inductive load for the others, and in which the dipoles (61, 61 ') have variable reactive loads consisting of respective variable diodes (64a, 64b, 64'a, 64'b).