NL8102044A - PROCESSOR FOR A RADAR SYSTEM. - Google Patents
PROCESSOR FOR A RADAR SYSTEM. Download PDFInfo
- Publication number
- NL8102044A NL8102044A NL8102044A NL8102044A NL8102044A NL 8102044 A NL8102044 A NL 8102044A NL 8102044 A NL8102044 A NL 8102044A NL 8102044 A NL8102044 A NL 8102044A NL 8102044 A NL8102044 A NL 8102044A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- samples
- phase
- signals
- radar
- filters
- Prior art date
Links
- 238000005303 weighing Methods 0.000 claims description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 description 7
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 6
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/526—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on the whole spectrum without loss of range information, e.g. using delay line cancellers or comb filters
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/5248—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi combining a coherent MTI processor with a zero Doppler processing channel and a clutter mapped memory, e.g. MTD (Moving target detector)
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/50—Systems of measurement based on relative movement of target
- G01S13/52—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds
- G01S13/522—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves
- G01S13/524—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi
- G01S13/53—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on a single spectral line and associated with one or more range gates with a phase detector or a frequency mixer to extract the Doppler information, e.g. pulse Doppler radar
- G01S13/532—Discriminating between fixed and moving objects or between objects moving at different speeds using transmissions of interrupted pulse modulated waves based upon the phase or frequency shift resulting from movement of objects, with reference to the transmitted signals, e.g. coherent MTi performing filtering on a single spectral line and associated with one or more range gates with a phase detector or a frequency mixer to extract the Doppler information, e.g. pulse Doppler radar using a bank of range gates or a memory matrix
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
$ * * Λ VO 1804$ * * Λ VO 1804
Processor voor een radarstelsél.Processor for a radar system.
De uitvinding heeft betrekking op een radarstelsel waarbij een weergave van bewegende doelen mogelijk is. Meer in het bijzonder heeft de uitvinding betrekking op een voor een dergelijk radarstelsel bedoelde processor· 5 Bij stelsels met indicatiemogelijkheid voor bewegende doe- / t len is het in het algemeen vereist,/ &e signalen die zijn afgeleid van meerdere opeenvolgende zwaaibewegingen, te verwerken, teneinde verschillen tussen bewegende doelen, in het bijzonder doelen die met geringe snelheden voortbewegen, duidelijk te kunnen aangeven.The invention relates to a radar system in which a display of moving targets is possible. More particularly, the invention relates to a processor intended for such a radar system. In systems with moving target indication capability, it is generally required to process signals derived from multiple successive sweeps, in order to be able to clearly indicate differences between moving targets, in particular targets moving at slow speeds.
10 Volgens een alternatieve benadering zijn maatregelen waarbij gebruik wordt gemaakt van gewichtsfactoren, of ontvangen echosignalen worden gewogen als een functie van afstand, een en ander zoals bekend uit het Amerikaanse octrooischrift 417 538, en waarbij samengestelde videosignalen afgeleid van zwaaibewegingen uitgevoerd bij een 15 geldende afstand, en voorspellingen van samengestelde videosignalen betreffende dergelijke afstandszwaaibewegingen, worden gesommeerd, toegepast in combinatie met digitale technieken teneinde dergelijke stelsels met mogelijkheid tot weergave van bewegende doelen te verbeteren.According to an alternative approach, measures using weight factors or received echo signals are weighted as a function of distance, as known from US patent 417 538, and in which composite video signals derived from sweep movements are performed at a valid distance , and composite video signal predictions of such range sweeps are summed, used in conjunction with digital techniques to improve such systems with ability to display moving targets.
20 Volgens de uitvinding wordt voorgesteld dat bij een stelsel voor het geven van een indicatie omtrent bewegende doelen, reeksen van digitale woorden zoals afgeleid van ontvangen signalen die in een zekere faserelatie staan tot een referentiesignaal, worden gewogen met coëfficiënten die functies zijn van doelsnelheden. Signa-25 len zoals gegeven door de somwaarden van de gewogen reeksen, kunnen dan worden weergegeven.In accordance with the invention, it is proposed that in a moving target indication system, strings of digital words as derived from received signals in a certain phase relationship to a reference signal are weighted with coefficients which are functions of target velocities. Signals as given by the sum values of the weighted series can then be displayed.
Meer in het bijzonder wordt volgens de onderhavige uitvinding gebruik gemaakt van een zender die in staat is om pulsen met elke gewenste herhalingsfrequentie uit te zenden, alsook een refe-30 rentiesignaal te produceren waardoor de fasecoherentie van de uitge- 81 0 2 0 4 4 -2- S' * zonden signalen wordt bewaard. Van echosignalen die vanaf doelen worden ontvangen, worden gedurende opeenvolgende tijdperiodes die op het uitgezonden signaal volgen, steekproeven genomen teneinde signalen teweeg te brengen waarvan?d8~fase wordt vergeleken met de 5 referentiefase, en digitale uitgangssignalen worden geproduceerd en opgeslagen voor opeenvolgende uitgezonden pulsen die als gevolg van de rotatie van een gerichte antenne die de pulsen uitzendt, onderling gering verschillende echosignalen opleveren. Voor drie opeenvolgend uitgezonden pulsen worden de signalen corresponderende IQ met eenzelfde afstand^ of een tijdsvertraging gerekend vanaf het uitgezonden, signaal, onttrokken aan de opslagmiddelen^ of recht-~ streeks vanaf- de ontvanger, teneinde te worden onderworpen aan een geschikte weegoperatie. Het uitgangssignaal van het sommeerstelsel wordt dan weergegeven door een weergeefinrichting die is gesynchro-15 niseerd met betrekking tot de uitgezonden pulsen, zodat elke gewen ste weergave zoals een indicator voor uitgezette posities, kan worden verkregen. Het de uitvinding worden tevens voorzieningen beschikbaar gesteld waardoor voor elk van de uitgangssignalen afkomstig van de sommeereenheid en corresponderende met een snelheidskanaal, 20 storende echo's die een vooraf bepaalde drempel overschrijden, wor den verworpen. Verder biedt de uitvinding de mogelijkheid om alle signalen te verwerpen wanneer op grond van de vergelijking tussen de som van de kwadraten van de in-fasecomponenten en de kwadratuur-fasecomponenten van een afstandssteekproef, blijkt dat de grootte 25 sterk verschillend is van zulk een somwaarde, voor dezelfde afstand en van een tweede interpulastelsel.More specifically, in accordance with the present invention, use is made of a transmitter capable of transmitting pulses of any desired repetition frequency, as well as producing a reference signal thereby increasing the phase coherence of the output 81 0 2 0 4 4 - 2- S '* sins signals is kept. Echo signals received from targets are sampled for consecutive time periods following the transmitted signal to produce signals whose? D8 ~ phase is compared to the 5 reference phase, and digital output signals are produced and stored for consecutive transmitted pulses which are as a result of the rotation of a directional antenna which emits the pulses, mutually slightly different echo signals are obtained. For three consecutively transmitted pulses, the signals corresponding to IQ are counted by the same distance or a time delay from the transmitted signal, extracted from the storage means or directly from the receiver, in order to be subjected to a suitable weighing operation. The output of the summing system is then displayed by a display synchronized with respect to the emitted pulses so that any desired display such as a staked position indicator can be obtained. The invention also provides facilities for rejecting interfering echoes exceeding a predetermined threshold for each of the output signals from the summing unit and corresponding to a rate channel. Furthermore, the invention offers the possibility of rejecting all signals if, on the basis of the comparison between the sum of the squares of the in-phase components and the quadrature-phase components of a distance sample, it appears that the magnitude 25 is very different from such a sum value, for the same distance and from a second interpula galaxy.
Volgens de uitvinding worden verder voorzieningen getroffen voor het gedurende de laatste interpulsperiode van een drie-inter-pulsperiodegroep, opslaan van een reeks van gesommeerde uitgangs-30 signalen van de verschillende snelheidskanalen, en voor het als uitgangssignaal afgeven van een dergelijke reeks voor een aantal malen teneinde op een radarweergeefinrichting meer dan eenmaal voor elke interpuls een weergave te verkrijgen.According to the invention, provisions are further made for storing, during the last interpulse period of a three-interpulse period group, a series of summed output signals of the different speed channels, and for outputting such a series as an output signal a number of times. in order to obtain a display on a radar display device more than once for each interpulse.
De uitvinding zal in het onderstaande nader worden verduide-35 lijkt met verwijzing naar de tekening. In de tekening is: 81 0 2 0 4 4 ----- ——-----'··· ..... *“ ^ * - 3 -The invention will be explained in more detail below with reference to the drawing. In the drawing is: 81 0 2 0 4 4 ----- ——----- '··· ..... * “^ * - 3 -
Fig.1 een schema ter illustratie van een multi-filte^proces-sor als uitvoeringsvorm van de uitvinding;Fig. 1 is a diagram illustrating a multi-filter processor as an embodiment of the invention;
Fig.2 een schema ter illustratie van een radarstelsel waarvan de processor volgens fig.1 deel uitmaakt; en ® Fig.3 een grafische voorstelling ter illustratie van de responsie van de filters volgens de uitvinding op stationaire grond-storingsecho’s.Figure 2 is a diagram illustrating a radar system of which the processor of Figure 1 is a part; and ® Fig. 3 is a graphic illustrating the response of the filters of the invention to stationary ground disturbance echoes.
Met verwijzing naar de fig.1, 2 en 3 zal in het onderstaande een drie-puls bewegend-doeldetectiestelsel worden behandeld. Van 10 analoge signaalgedeelten^afkomstig van een in-fase en kwadratuur- fase C_I-fase en Q-fase) detector 74 worden door de steekproefname-keten 76 steekproeven genomen welke worden toegevoerd aan twee 10-bit analoog-digitaalomzetters 80. Van het binnenkomende videosignaal (fig.1) worden steekproeven genomen met 1/16 nmi en deze wor-^ den doorgezonden naar de driepuls MTD-ingang (fig.1). Het dynamisch gebied van het videosignaal (ruisniveau met betrekking tot grens-niveau) is ingesteld op 50 dB, en al de signalen worden over dit gebied bij voorkeur lineair verwerkt.Referring to Figures 1, 2 and 3, a three-pulse moving target detection system will be discussed below. From 10 analog signal portions from an in-phase and quadrature-phase C1-phase and Q-phase detector 74, samples are taken through the sampling circuit 76 which are fed to two 10-bit analog-to-digital converters 80. From the incoming video signal (fig. 1), samples are taken at 1/16 nm and these are forwarded to the three pulse MTD input (fig. 1). The dynamic range of the video signal (noise level with respect to boundary level) is set to 50 dB, and all the signals are preferably processed linearly over this range.
Elk video-ingangssignaal I en Q wordt verwerkt in afzonder- 20 lijke secties 70 en 110 van een doppler-filter 24 waar drie ortho- gonaal gewogen filters 26, 28 en 30 zijn gevormd voor I en voor 0.Each video input signal I and Q is processed in separate sections 70 and 110 of a Doppler filter 24 where three orthogonal weighted filters 26, 28 and 30 are formed for I and for 0.
Het videosignaal f^ afkomstig van het filter 26, het videosignaal fj vanaf het filter 28 en het videosignaal f^ vanaf het filter 30, is bij elk willekeurig steekproefnamegebied gerelateerd aan de uit-25 • gangssignalen van de A/D-omzetter volgens de volgende vergelijkingen: f3 = a-2b f2 - a-c f. * a+b+c 30 ^ waarin a, b en c de drie zwaaibewegingen voor elke groep voorstellen.The video signal f ^ from the filter 26, the video signal fj from the filter 28 and the video signal f ^ from the filter 30, in any sampling area, are related to the output signals of the A / D converter according to the following equations: f3 = a-2b f2 - ac f. * a + b + c 30 ^ where a, b and c represent the three sweeps for each group.
De responsies op doppler-frequenties die ontstaan zijn weergegeven in fig.3. De kromme 50 is illustratief voor de frequentie-responsie F^ van het filter 26, de kromme 52 is illustratief voor de frequentieresponsie F van het filter 28 en de kromme 54 is illu-35 ^ stratief voor de frequentieresponsie F^ van het filter 30. De kromme 8102044 ί' Ϋ - 4 - 56 is illustratief voor een typerend spectrum van een met een stationair doel samenhangende radarclutter.The responses to doppler frequencies that arise are shown in Figure 3. Curve 50 is illustrative of the frequency response F ^ of filter 26, curve 52 is illustrative of frequency response F ^ of filter 28, and curve 54 is illustrative of frequency response F ^ of filter 30. Curve 8102044 4 - 56 is illustrative of a typical spectrum of a radar clutter associated with a stationary target.
De I- en Q-dopplerfilteruitgangssignalen worden in elk van de filters 26, 28 en 30 gecombineerd door gebruikelijke operaties, 5 t.w. kwadrateren, sommeren en loggen. De resulterende grootte die wordt uitgedrukt in de vorm van een 8 bits bevattend logaritmisch woord, wordt vanaf de filters 26, 28 en 30 als uitgangssignalen F^, F2 sn Fg gegeven. Erop volgende verwerkingsoperaties worden uitgevoerd op dergelijke 8 bits bevattende digitale woorden:.The I and Q Doppler filter output signals are combined in each of the filters 26, 28 and 30 by conventional operations, 5 i.e. squaring, summing and logging. The resulting magnitude, which is expressed in the form of an 8-bit logarithmic word, is output from filters 26, 28 and 30 as output signals F ^, F2 sn Fg. Subsequent processing operations are performed on such 8-bit digital words :.
10 Het nul-dopplerfilter 26 CF^) voedt een 65536 cellen bevat tend adaptiefcluttermapgeheugen 32.. De cluttermapresolutie kan b.v. 1,40625° in azimuth bedragen Congeveer de 3 dB radarantenne-azimuth bundelbreedte), alsook 1/256 van de radargeïnstrumenteerde afstand.The zero doppler filter 26 CF () feeds a 65536 cells containing adaptive clutter map memory 32 .. The clutter map resolution can be e.g. 1.40625 ° in azimuth (approx. 3 dB radar antenna (azimuth beam width), as well as 1/256 of the radar instrumented distance.
Een nauwkeurige indexering van de cluttermapazimuth met betrekking 15 tot de PRF is niet noodzakelijk, vooropgesteld, dat de radar zes of meer pulsen uitzendt in de tijd waarin de antenne een draaiing uitvoert corresponderende met .3 dB-azimuthbundelbreedte.Accurate indexing of the clutter mapazimuth with respect to the PRF is not necessary provided the radar emits six or more pulses during the time the antenna is performing a rotation corresponding to .3 dB azimuth beam width.
De cluttermap 32 die wegens loggrootteopslag een breed dynamisch bereik heeft, geeft dan uitgangssignalen af voor elke afstand 20 azimuthlokatie, welke signalen overeenkomen met de geïntegreerde waarde van het uitgangssignaal F^ over meerdere azimuthzwaaibewegin-gen. De uitgangssignalen worden in de aftrekketens 34, 36 en 38 vergeleken met vooraf ingestelde drempelwaarden. De grootte van elke drempel wordt bij voorkeur ingesteld op een waarde die gelijk is aan 25 de verwachte verbeteringsfactor voor elk filter 26, 28 en 30. B.v.The clutter map 32, which has a wide dynamic range due to log size storage, then outputs azimuth location for each distance 20, which signals correspond to the integrated value of the output signal F ^ over multiple azimuth sweeps. The output signals in the subtractor chains 34, 36 and 38 are compared with preset threshold values. The size of each threshold is preferably set to a value equal to the expected enhancement factor for each filter 26, 28 and 30. For example.
geldt aldus dat voor het F^-filter 26 geen verbetering bestaat, zodat de drempel nul is en al de cluttermapsignalen in de keten 34 worden afgetrokken van het uitgangssignaal van het filter 26. Voor F2 heeft de aftrekketen 36 die wordt gevoed met het signaal F2» bij voorkeur 30 een drempel van ongeveer 20 dB, aangezien de F2-kromme 52 de clutter- kromme 56 op dit niveau snijdt. Op soortgelijke overwegingen geldt dat de drempel van de aftrekketen 38 die wordt gevoed met Fg, in de buurt van 40 dB wordt ingesteld, aangezien de F^ kromme 54 de clut-’ terkromme 56 bij ongeveer 40 dB snijdt. In een stationaire radar 35 waarin van dit filterstelsel gebruik wordt gemaakt, mag dutter ver- 81 0 2.0 4 4 fet, -------------------- "« ψ · - 5 - oorzaakt door stationaire doelen aldus worden afgetrokken van elk van een aantal van verschillende filterresponsies en wel zodanig dat deze dutter de verwachte verbetering gegeven door het filter, ƒ teniet doet. -bit wordt bereikt door dat gedeelte van de opgeslagen 5 dutter voor elke uitgangssteekproef vanaf de filters 26, 28 en 30 die groter is dan de drempelinstelling voor die filterresponsie, af te trekken. Aldus worden valse alarmsignalen die worden doorgelaten door conventionele constant vals alarm-frequentiefilters 40 als gevolg van dutter die sterker is dan de filterclutteronderdruk-10 kingseigenschappen geëlimineerd, en het volledige dynamische gebied van de ontvanger wordt beschikbaar gesteld.Thus, for the F ^ filter 26, there is no improvement, so that the threshold is zero, and all the clutter map signals in the circuit 34 are subtracted from the output of the filter 26. For F2, the subtractor has 36 which is fed with the signal F2 Preferably a threshold of about 20 dB, since the F2 curve 52 intersects the clutter curve 56 at this level. Similarly, the threshold of the subtractor circuit 38 supplied with Fg is set in the vicinity of 40 dB since the F curve 54 intersects the clutter curve 56 at approximately 40 dB. In a stationary radar 35 using this filter system, dutter may 81 0 2.0 4 4 fet, -------------------- "« ψ · - 5 - caused by stationary targets are thus subtracted from each of a number of different filter responses such that this dutter negates the expected improvement given by the filter, ƒ-bit is achieved by that portion of the stored 5 dutter for each output sample from Subtract filters 26, 28, and 30 that are greater than the threshold setting for that filter response, thus eliminating false alarms passed through conventional constant false alarm frequency filters 40 due to dutter that is stronger than the filter clutter suppression properties , and the full dynamic area of the receiver is made available.
Alhoewel op dit punt grandclutter uit de signalen is wegge-nomen, kan in elk filteruitgangssignaal weer1 dutter nog steeds aanwezig zijn. De weercluttersterkte in elk filteruitgangssignaal 15 is bepaald door de dopplersnelheid van het weer zelf, en door de feitelijke snelheid daarvan met betrekking tot de radar. Indien het weer zich bijzonder langzaam voortbeweegt, zal de cluttermap dit wegnemen uit het -filter, echter niet uit het ^-filter incien het weer voldoende dopplersnelheid heeft.Although grandclutter has been removed from the signals at this point, 1 filter may still be present in each filter output. The weather clutter strength in each filter output 15 is determined by the doppler speed of the weather itself, and its actual speed with respect to the radar. If the weather moves very slowly, the clutter map will remove it from the filter, but not from the filter if the weather has sufficient doppler speed.
20 Teneinde weerclutter te verminderen wordt elk drempelfilter- uitgangssignaal geleid door een middelend piiisïuitsrL afstand.) CFAR-filter 40 dat gebruik maakt van het gemiddelde van de grootste van 8 cellen ter weerszijden van de middelste cel, als een schatting van de lokale ruisachtergrond.In order to reduce weather clutter, each threshold filter output signal is passed through an averaging peak distance. CFAR filter 40 using the average of the largest of 8 cells on either side of the center cell, as an estimate of the local noise background.
25 De CFAR-filters 40 hebben geringe verliezen en kunnen perma nent in het signaalpad blijven. Dit heeft het voordeel dat behalve dat de weerclutter wordt gereduceerd tot ruisniveau, de CFAR-filters tevens de neiging hebben om elke willekeurige variatie in de ruisbasislijn veroorzaakt door de cluttermapdrempelwaardewerking ten 30 aanzien van de dopplerfilteruitgangssignalen, te normaliseren.The CFAR filters 40 have low losses and can remain permanently in the signal path. This has the advantage that in addition to the weather clutter being reduced to noise level, the CFAR filters also tend to normalize any variation in the noise baseline caused by the clutter map threshold action with respect to the doppler filter output signals.
De uitgangsgemiddelden van de CFAR-filters 40 worden door de -tfeercontaurketen 42 gebruikt voor het produceren van twee niveaus van weercontouren.The output means of the CFAR filters 40 are used by the atmosphere contour chain 42 to produce two levels of weather contours.
Een interferentie-editor 44 oefent een besturing uit met be-35 trekking tot valse alarmsignalen die zijn ontstaan als gevolg van 8102044 *· τ - s’ - '· interferentie en verzadiging beperkende dutter. De keten 44 meet de zwaai-zwaai-amplitudemodulatie van elke echo in elke afstandscel in elke groep. Indien de amplitudevariatie groter is dan de verwachte antenne-aftastmodulatie, ongeacht of dit enkele puls of be-5 grenzende dutter is, wordt dit signaal bij die afstand onderdrukt in die groep.An interference editor 44 controls a false alarm signal generated due to 8102044 * · τ - s "-" · interference and saturation limiting dutter. Circuit 44 measures the sweep-sweep-amplitude modulation of each echo in each distance cell in each group. If the amplitude variation is greater than the expected antenna scan modulation, regardless of whether it be single pulse or a limiting nap, this signal at that distance is suppressed in that group.
De drie dopplerfilteruitgangssignalen (F^, F^ en F^) worden nadat deze automatisch zijn genormaliseerd door de cluttermap 32 en zijn geleid door afzonderlijke CFAR-fliters 40, in een combineer-10 keten 46 samengevoegd tot één signaal en het resulterende signaal wordt anti-gelogd in een video-integrator 43 teneinde een lineair 3 bits bevattend signaal te produceren dat vervolgens wordt geïntegreerd door een recursieve integrator'48 die de echo’s afgeleid van opeenvolgende drie-pulsgroepen zoals bepaald door een conventionele 15 synchronisator Cniet weergegeven} integreert. Aangezien de integra tor 48 lineair werkzaam is, is het dynamisch bereik van het uitgangssignaal voor het 8 bits bevattende signaal ongeveer 30 dB.The three Doppler filter output signals (F ^, F ^ and F ^), after being automatically normalized by the clutter map 32 and passed through separate CFAR flashes 40, are combined into one signal in a combining circuit 46 and the resulting signal becomes anti logged in a video integrator 43 to produce a linear 3 bit containing signal which is then integrated by a recursive integrator 48 which integrates the echoes derived from successive three pulse groups as determined by a conventional synchronizer C not shown}. Since the integrator 48 operates in a linear fashion, the dynamic range of the output for the 8-bit signal is about 30 dB.
Het uitgangssignaal van de integrator 48 wordt toegevoerd aan een videoregenerator 50 die het verwerkte videosignaal herhaalt, 20 teneinde de herhalingsfrequentie daarvan te verhogen tot een waarde die voor weergave geschikt is. De regenerator 50 voedt een digitaal/ analoog-omzetter 52 waarvan het uitgangssignaal een videosignaal is dat wordt toegevoerd aan een vlakpositie-indicator 54 Cfig.23. Fig.2 geeft een schema van radarapparatuur waarin de processor volgens de 25 uitvinding en volgens fig.1 is geïncorporeerd. Een pulszender 60 genereert korte radiofrequente pulsen die via een circulator 62 worden gericht naar een antenne 64 die deze pulsen in de richting van een doel uitzendt. De vanaf het doel gereflecteerde signalen worden ontvangen door de antenne 64 en worden door de circulator 62 gericht 30 naar een ontvanger 66 die deze signalen versterkt en in het frequen tiespectrum omlaag brengt zodat een middenfrequentsignaal ontstaat.The output of the integrator 48 is applied to a video generator 50 which repeats the processed video signal 20 to increase its repetition frequency to a value suitable for display. The regenerator 50 supplies a digital / analog converter 52, the output signal of which is a video signal which is applied to a plane position indicator 54 Fig. 23. Fig. 2 shows a diagram of radar equipment in which the processor according to the invention and according to Fig. 1 is incorporated. A pulse transmitter 60 generates short radio frequency pulses that are directed through a circulator 62 to an antenna 64 that transmits these pulses in the direction of a target. The signals reflected from the target are received by the antenna 64 and are directed by the circulator 62 to a receiver 66 which amplifies these signals and lowers them in the frequency spectrum to produce an intermediate frequency signal.
Een referentie-oscillator 68 genereert een continue trilling met de middenfrequentie, waarvan de fase is gerefereerd aan die van de zender. Een dergelijk systeem is algemeen bekend en van een con-35 ventionele uitvoering.A reference oscillator 68 generates a continuous vibration at the center frequency, the phase of which is referenced to that of the transmitter. Such a system is generally known and of a conventional embodiment.
8102044 - 7 -8102044 - 7 -
Het van de ontvanger 66 afkomstige middenfrequentsignaal en de referentietrilling afkomstig van de referentie-oscillator 68 passeren de in-fasesectie 70 van de processor waar deze beide signalen worden toegevoerd aan een fasedetector 74. De uitgangssignalen 5 van de in-fase- en kwadratuur-fasedetectors 74 hebben amplituden die de amplitude van het signaal afkomstig van de ontvanger volgen en welke amplituden zijn vermenigvuldigd met de cosinus en sinus van de fase-hoek die tussen het ontvangen signaal en het gerefereerde oscillatorsignaal bestaat. De uitgangssignalen van de detector 10 74 zijn bipolaire videosignalen die worden geleid door de steekproef- nameketen 76 waar deze signalen op tijden zoals bepaald door een afstandsklok 78^steekproeven van het videosignaal worden geleid naar de analoog-digitaalomzetters 80 die elke steekproef omzetten in een digitaal woord.The intermediate frequency signal from the receiver 66 and the reference vibration from the reference oscillator 68 pass through the in-phase section 70 of the processor where both these signals are applied to a phase detector 74. The output signals 5 from the in-phase and quadrature phase detectors 74 have amplitudes that track the amplitude of the signal from the receiver and which amplitudes are multiplied by the cosine and sine of the phase angle existing between the received signal and the referenced oscillator signal. The output signals of the detector 10 74 are bipolar video signals which are passed through the sampling circuit 76 where these signals are passed at times as determined by a distance clock 78 ^ samples of the video signal to the analog to digital converters 80 which convert each sample into a digital word.
15 Een reeks van van-de omzetter 30 afkomstige digitale woorden verschijnt gedurende de interpulsperiode die volgt op een zendpuls, en zulk een reeks wordt opgeslagen in een eerste geheugen 82 dat kan zijn uitgevoerd als een conventioneel geheugen voor 10 bit-groepen (of woorden)x zoals een geheugen met vrije toegankelijkheid, of een 20 schuifregister. De reeks van de digitale woorden die verschijnen in de interpulsperiode die volgt op de tweede zendpuls, wordt opgeslagen in een tweede geheugen 84 dat kwa uitvoering soortgelijk is aan 82.A series of digital words from converter 30 appears during the interpulse period following a transmit pulse, and such a series is stored in a first memory 82 which may be configured as a conventional 10 bit group (or word) memory. x such as a memory with free access, or a shift register. The series of digital words appearing in the interpulse period following the second transmit pulse is stored in a second memory 84 which is similar in design to 82.
Gedurende de interpulsperiode die volgt op de laatste van 25 de drie uitgezonden pulsen van de desbetreffende groep, worden de digitale woorden afkomstig van de analoog-digitaalomzetter 80 en vanaf de geheugens 82 en 84, toegevoerd aan de weegnetwerken 84, 86 en 88 van het snelheidsfilter 24, F^. Gelijktijdig hiermee worden deze digitale woorden resp. toegevoerd aan de weegnetwerken 92, 30 94 en 96 in het snelheidsfilter 24, F^, en aan de weegnetwerken 98, 100 en 102 in het snelheidsfilter 24, F^.During the interpulse period following the last of the three transmitted pulses of the respective group, the digital words from the analog-to-digital converter 80 and from the memories 82 and 84 are applied to the weighting networks 84, 86 and 88 of the speed filter 24, F ^. Simultaneously with this, these digital words resp. supplied to the weighing networks 92, 94 and 96 in the speed filter 24, F ^, and to the weighing networks 98, 100 and 102 in the speed filter 24, F ^.
De weegnetwerken 86 t/m 102 kennen gewichtswaarden toe aan de digitale woorden en wel op de volgende wijze: 86, 88, 90, 92, 98 en 102 worden gewogen +1 35 94 wordt gewogen 0 8102044 , * $ - a - 96 Wordt gewogen *1 100 wordt gewogen -2The weighing networks 86 to 102 assign weight values to the digital words in the following manner: 86, 88, 90, 92, 98 and 102 are weighed +1 35 94 are weighed 0 8102044, * $ - a - 96 weighted * 1 100 is weighted -2
De digitale woorden zoals gewogen door de netwerken 86 t/m 90 worden in elk snelheidsfilter 24 gesommeerd in de respectieve sommeer-5 ketens 104, 106 en 108.The digital words as weighted by the networks 86 to 90 are summed in each rate filter 24 in the respective summing circuits 104, 106 and 108.
Een kwadratuur-fasesectie 110 bevat componenten 74 t/m 108 die identiek zijn aan die van de in-fasesectie 70. De referentie-oscillator 68 voedt de fasedetector in de sectie 110 met een refe-rentiesignaal dat in fase over 90° is verschoven ten opzichte van 10 het referentiesignaal dat wordt toegevoerd aan de fasedetector in de sectie 70. Aldus geldt, dat de F^-, F^- en Fg-uitgangssignalen van de ketens 112, 114 en 116 van de sectie 110 in kwadratuurvèrband staan met de uitgangssignalen van de respectieve sommeerketens 104, 106 en 108.A quadrature phase section 110 includes components 74 through 108 which are identical to those of the in phase section 70. The reference oscillator 68 feeds the phase detector in section 110 with a reference signal shifted in phase by 90 ° with respect to the reference signal applied to the phase detector in section 70. Thus, it holds that the F ^, F ^ and Fg outputs of circuits 112, 114 and 116 of section 110 are squared with the output signals. of the respective summing chains 104, 106 and 108.
15 De filters 24 bevatten zes sequentieketens 12 voor het kwa drateren van elk van de digitale uitgangssignalen 104 t/m 116. De desbetreffende paren van in-fase- en uit-fase F^s, FjS en FgS, worden vervolgens gesommeerd in de sommeerketens 114, waarvan de digitale uitgangssignalen worden gelogd teneinde digitale uitgangssigna-20 len van de filters 26, 28 en 30, die elementen 82 t/m 114 bevatten, beschikbaar te stellen. De video-uitgangsketen bevat de elementen 34 t/m 52 van fig.1.The filters 24 contain six sequence chains 12 for squaring each of the digital output signals 104 through 116. The respective pairs of in-phase and out-of-phase Fs, Fs and FgS are then summed in the summing chains 114, the digital output signals of which are logged to provide digital output signals of the filters 26, 28 and 30 containing elements 82 to 114. The video output circuit includes elements 34 to 52 of Fig. 1.
Tijdens de werking worden de echo's zoals afgeleid van een groep van drie radarpulsen, coherent verwerkt teneinde drie gefil-25 terde uitgangssignalen F^, F^ en F^ te produceren.‘Voor elke ver werkte drie-pulsgroep bestaat een enkel uitgangssignaal vanaf elk van de drie filters. Het uitgangssignaal afkomstig van een nul-doppler-cluttermap wordt afgetrokken van elk van de drie filteruit-gangssignalen groter dan een desbetreffende van verschillende voor-30 af bepaalde drempelwaarden voor elk filter, teneinde nul-doppler- echo weg te nemen en aldus subclutterzichtbaarheid te verbeteren.In operation, the echoes as derived from a group of three radar pulses are processed coherently to produce three filtered output signals F ^, F ^ and F ^. For each processed three pulse group, a single output signal exists from each of the three filters. The output from a zero Doppler clutter map is subtracted from each of the three filter output signals greater than a corresponding one of several predetermined thresholds for each filter to eliminate zero Doppler echo and thus improve subclutter visibility .
Groepen die interferenties of dutter die in de verzadiging komt, bevatten, kunnen door de keten 44 worden onderdrukt.Groups containing interferences or saturation interfering may be suppressed by circuit 44.
Door het middelen van CFAR ten aanzien van de afstandsco-35 ordinaten worden de signaalniveaus in elk filter genormaliseerd 8102044 ïfc * _______ - 9 - sr -vi voordat, zij worden gesommeerd. De CFAR-normaliserende signalen worden tevens gebruikt voor het produceren van weercontauren. De drie dopplerfilteruitgangssignalen worden gevormd nadat de in-fase en kwadratuur-fasecomponenten van drie uitgezonden pulsen zijn ver-5 zameld en da drie echo's ,-yoor één afstandssteekproef worden gesom meerd onder gebruikmaking van drie verschillende stellen van gewicht s waarden. De filtergewichten zijn bij voorkeur met betrekking tot elkaar orthagonaal zodat de uitgangsruissignalen niet-gecorre-leerd zijn. Het uitgangssignaal F3 is identiek met dat van een con-10 ventionele drie-pulsgroep enkelfilter doelindicator. Zowel de re§le alswel de kwadratuursignaalcomponenten worden op identieke wijze verwerkt waarbij voor elke groep van drie ingangspulsen drie reële kanaaluitgangssignalen en drie kwadratuurkanaaluitgangssigna-len worden geproduceerd. Deze signalen worden gelijkgericht en ge-15 cotnbineerd teneinde voor elke afstandssteekproef een enkel uitgangs signaal te vormen.By averaging CFAR with respect to the distance coordinates, the signal levels in each filter are normalized 8102044 - 9 - 9 - sr - vi before they are summed. The CFAR normalizing signals are also used to produce weather contours. The three Doppler filter outputs are generated after the in-phase and quadrature-phase components of three emitted pulses are collected and three echoes are summed by one spacing sample using three different sets of weight values. The filter weights are preferably orthagonal to each other so that the output noise signals are uncorrected. The output signal F3 is identical to that of a conventional three-pulse group single filter target indicator. Both the real and the quadrature signal components are processed identically, producing three real channel output signals and three quadrature channel output signals for each group of three input pulses. These signals are rectified and combined to form a single output signal for each distance sample.
De cluttermap 32 bevat voor elke afstands-azimuthresolutie-cel in het bereik van de radar, een "leaky bucket” 10 puls integrator. De cluttermap slaat signalen op in cellen die worden bestuurd 20 door besturingscodes afkomstig van de afstandklok 73 alsook door een standaard azimuthcodeerinrichting Cniet weergegeven]. Nul-doppler-echo's worden geïntegreerd voor bij voorkeur ongeveer één bundel-breedte van de roterende antenne 84, en de geïntegreerde waarde wordt opgeslagen in de cluttermap 32. Deze operatie synchroniseert 25 de map met de antenne waarbij de resoïutiecellen op de map gefi xeerd in azimuth worden gehouden. De van de cluttermap deel uitmakende integrator sommeert de 8 - 10 azimuthaftastingen van de antenne 64 voor elke cel van de map 32. Map 32 levert dan het signaal dat moet worden afgetrokken van het nul-dopplerkanaal. Voor 30 elke gekozen afstandspoort en bundelpositie, is dit signaal bij voorkeur de grootste mapwaarde zoals genomen uit het drie bij drie rooster van punten die om de van belang zijnde cel zijn gelegen.The clutter map 32 contains for each remote azimuth resolution cell in the range of the radar, a "leaky bucket" 10 pulse integrator. The clutter map stores signals in cells controlled by control codes from the remote clock 73 as well as by a standard azimuth encoder. Not Shown] Zero Doppler Echoes are integrated for preferably about one beam width of the rotary antenna 84, and the integrated value is stored in the clutter map 32. This operation synchronizes the map with the antenna with the resolution cells on the map fixed in azimuth The integrator forming part of the clutter map sums the 8 - 10 azimuth scans of antenna 64 for each cell of map 32. Map 32 then supplies the signal to be subtracted from the zero-doppler channel. 30 any selected distance gate and beam position, this signal is preferably the largest map value as taken from the three by three grid of point and which are located around the cell of interest.
Door deze operatie worden valse alarmsignalen in de buurt van aanzienlijke puntclutter geminimaliseerd. Het mapuitgangssignaal wordt 35 tevens vergeleken met de subclutter-zichtbaarheidsdrempels en wel 81 0 2 0 4 4 t* _ ____ .__ - 10 - één voor elk dopplerfilter. Wanneer het mapuitgangssignaal groter is dan de drempel wordt het verschil tussen mapuitgangssignaal en drempel afgetrokken van het geëigende dopplerkanaal. Door een dergelijke operatie is het mogelijk de beschikbare subclutterzichtbaar-5 heid te regelen, wanneer de stabiliteit van de radar slechter is ge worden.This operation minimizes false alarms in the vicinity of significant point clutter. The map output signal is also compared to the subclutter visibility thresholds, 81 0 2 0 4 4 t * _ ____ .__ - 10 - one for each Doppler filter. When the map output signal is greater than the threshold, the difference between map output signal and threshold is subtracted from the appropriate Doppler channel. Such an operation makes it possible to control the available subclutter visibility when the radar stability has deteriorated.
De CFAR-ketenvoorzieningen zijn uitgevoerd als een conventionele afstandmiddelende CFAR. Afstandssteekproeven voorafgaand aan de daaropvolgende steekproef die van belang is, worden gesom-1Q meerd en de grotere som wordt geschaald en afgetrokken van de van belang zijnde cel teneinde zijn signaalniveau te normaliseren. Deze CFAR-ketens die in elk filterkanaal worden gebruikt, kunnen tevens worden gebruikt voor het geven van weercontouren. Twee niveaus van weercontouren kunnen worden gegenereerd door de grootste van de 15 drie drempelsignalen te vergelijken met twee gefixeerde drempelwaar den. De desbetreffende ketenelementen zoals in het kader van de behandelde uitvoeringsvoorbeelden zijn toegepast, kunnen eenvoudige weegketens en optellers zijn. Aldus kunnen radarsignalen op goedkope wijze op basis van werkelijke tijd worden verwerkt, flet drie 20 pulsgroepen kunnen meerdere groepen van pulsen elk doel treffen, wanneer gebruik wordt gemaakt van een radarantenne met hoge rich-tingsgevoeligheid, waardoor de azimuthnauwkeurigheid wordt verbeterd gepaard aan een hoge definitie en aanvaardbare antennerotatie-snelheden.The CFAR chain features are constructed as a conventional spaced CFAR. Distance samples prior to the subsequent sample of interest are added and the larger sum is scaled and subtracted from the cell of interest to normalize its signal level. These CFAR chains, which are used in every filter channel, can also be used to give weather contours. Two levels of weather contours can be generated by comparing the largest of the three threshold signals with two fixed threshold values. The relevant chain elements as applied in the context of the discussed exemplary embodiments can be simple weighing chains and adders. Thus, radar signals can be processed inexpensively on a real-time basis, but three pulse groups can hit multiple groups of pulses each target when using a radar antenna with high directivity, improving azimuth accuracy coupled with high definition and acceptable antenna rotation speeds.
25 Het zal duidelijk zijn dat de in het voorafgaande beschreven uitvoeringsvormen van de uitvinding slechts zijn gegeven als illustratie van de essenties daarvan. De gemiddelde vakman op dit gebied kan talrijke modificaties bedenken zonder het kader van de uitvinding te verlaten. 8.v. zouden andere filtergewichtswaarden kunnen 30 worden gebruikt en een opslagstructuur zou kunnen worden gebruikt voor digitale woorden.It will be understood that the embodiments of the invention described above have been given only as an illustration of the essentials thereof. The person skilled in the art can devise numerous modifications without departing from the scope of the invention. 8.v. other filter weight values could be used and a storage structure could be used for digital words.
81020448102044
Claims (6)
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US14356980A | 1980-04-25 | 1980-04-25 | |
| US14356980 | 1980-04-25 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL8102044A true NL8102044A (en) | 1981-11-16 |
| NL188966B NL188966B (en) | 1992-06-16 |
| NL188966C NL188966C (en) | 1992-11-16 |
Family
ID=22504630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NLAANVRAGE8102044,A NL188966C (en) | 1980-04-25 | 1981-04-24 | RADAR SYSTEM PROCESSOR FOR DETECTING SIGNALS IN THE PRESENCE OF CLUTTER. |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56168576A (en) |
| AU (1) | AU544117B2 (en) |
| CA (1) | CA1183249A (en) |
| DE (1) | DE3116390C2 (en) |
| FR (1) | FR2481464B1 (en) |
| GB (1) | GB2074807B (en) |
| IT (1) | IT1142410B (en) |
| NL (1) | NL188966C (en) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1168614B (en) * | 1983-07-15 | 1987-05-20 | Selenia Ind Elettroniche | MTD DIGITAL PROCESSOR FOR SEARCH RADAR WITH BENCH OF DOPPLER FILTERS AND SYSTEM OF SELF-ADJUSTABLE THRESHOLDS DEPENDING ON THE DISORDER |
| GB2175767B (en) * | 1985-05-28 | 1989-07-26 | Standard Telephones Cables Ltd | Radar systems. |
| DE3526632A1 (en) * | 1985-07-25 | 1987-02-05 | Krauss Maffei Ag | METHOD AND DEVICE FOR PRODUCING AN INJECTION MOLDING PART |
| FI76889C (en) * | 1987-02-17 | 1988-12-12 | Kone Oy | FOERFARANDE FOER VAL AV FUNKTIONSSAETT VID EN ANORDNING SOM ANVAENDS FOER RAEKNING AV OBJEKT INOM ETT VISST OMRAODE. |
| FR2628845B1 (en) * | 1988-03-18 | 1990-11-16 | Thomson Csf | DEVICE FOR ELIMINATING MOBILE CLUSTER IN A RADAR |
| US6870502B1 (en) | 2003-08-29 | 2005-03-22 | Raytheon Company | Advanced asynchronous pulse detector |
| WO2006000835A1 (en) | 2004-06-24 | 2006-01-05 | Bae Systems Integrated System Technologies Limited | Improvements relating to velocity extraction |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3109171A (en) * | 1961-02-06 | 1963-10-29 | George L Henry | Three-pulse canceller for coherent mti systems |
| US3404399A (en) * | 1966-04-22 | 1968-10-01 | Hughes Aircraft Co | Digital clutter rejection system |
| FR94959E (en) * | 1967-12-20 | 1970-02-27 | Csf | Device for filtering echoes in electromagnetic detection devices with discontinuous scanning. |
| US3721978A (en) * | 1968-11-19 | 1973-03-20 | Motorola Inc | Adaptive radar clutter rejection |
| FR2044605A5 (en) * | 1969-05-28 | 1971-02-19 | Labo Cent Telecommunicat | |
| US3962704A (en) * | 1974-05-31 | 1976-06-08 | Hughes Aircraft Company | Moving target indicator clutter tracker |
| GB1545849A (en) * | 1975-04-03 | 1979-05-16 | Nippon Electric Co | Moving target indication radar |
| US4153899A (en) * | 1976-03-10 | 1979-05-08 | Westinghouse Electric Corp. | MTI radar system and method |
| US4117538A (en) * | 1977-05-04 | 1978-09-26 | Raytheon Company | Radar system with specialized weighting |
-
1981
- 1981-03-25 CA CA000373802A patent/CA1183249A/en not_active Expired
- 1981-04-08 GB GB811005A patent/GB2074807B/en not_active Expired
- 1981-04-08 AU AU69314/81A patent/AU544117B2/en not_active Ceased
- 1981-04-14 FR FR8107443A patent/FR2481464B1/en not_active Expired
- 1981-04-22 IT IT48325/81A patent/IT1142410B/en active
- 1981-04-22 JP JP6112281A patent/JPS56168576A/en active Granted
- 1981-04-24 DE DE3116390A patent/DE3116390C2/en not_active Expired - Fee Related
- 1981-04-24 NL NLAANVRAGE8102044,A patent/NL188966C/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56168576A (en) | 1981-12-24 |
| DE3116390C2 (en) | 1994-06-16 |
| JPH0341796B2 (en) | 1991-06-25 |
| AU6931481A (en) | 1981-10-29 |
| FR2481464B1 (en) | 1986-04-04 |
| GB2074807A (en) | 1981-11-04 |
| IT8148325A0 (en) | 1981-04-22 |
| GB2074807B (en) | 1984-06-20 |
| CA1183249A (en) | 1985-02-26 |
| DE3116390A1 (en) | 1982-06-03 |
| AU544117B2 (en) | 1985-05-16 |
| NL188966C (en) | 1992-11-16 |
| IT1142410B (en) | 1986-10-08 |
| NL188966B (en) | 1992-06-16 |
| FR2481464A1 (en) | 1981-10-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4488154A (en) | Radar processor | |
| US4053885A (en) | Moving target indication radar | |
| US6809682B1 (en) | Method and device for the detection and track of targets in high clutter | |
| US5559518A (en) | Low target velocity interferometric AMTI radar | |
| Delisle et al. | Moving target imaging and trajectory computation using ISAR | |
| US5539412A (en) | Radar system with adaptive clutter suppression | |
| US6121918A (en) | Procedure for the elimination of interference in a radar unit of the FMCW type | |
| US4057800A (en) | Multi-PRF signal processor system | |
| US7679545B2 (en) | Suppressing motion interference in a radar detection system | |
| US5784026A (en) | Radar detection of accelerating airborne targets | |
| US5227801A (en) | High resolution radar profiling using higher-order statistics | |
| US4628318A (en) | Ground clutter suppression technique | |
| US4079376A (en) | Target detection system in a medium PRF pulse doppler search/track radar receiver | |
| US4242682A (en) | Moving target indication radar | |
| US4339754A (en) | Spatially adaptive moving target indicator system for radar equipment | |
| US5302955A (en) | Apparatus for combining data produced from multiple radars illuminating a common target area | |
| US5990824A (en) | Ground based pulse radar system and method providing high clutter rejection and reliable moving target indication with extended range for airport traffic control and other applications | |
| Huang et al. | Radar high speed small target detection based on keystone transform and linear canonical transform | |
| US4654665A (en) | Radar system | |
| US4058809A (en) | MTI system and method | |
| EP0126032B1 (en) | Device for the identification and suppression of unwanted second trace echoes in radar systems | |
| US5559516A (en) | Dual cancellation interferometric AMTI radar | |
| CA2009601A1 (en) | Blind speed elimination for dual displaced phase center antenna radar processor mounted on a moving platform | |
| US4649389A (en) | Stacked beam radar and target height measurement extractor especially for use therein | |
| US4318101A (en) | MTI Radar comprising a processor selectively operable as a Weibull and a Rayleigh clutter suppressor |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A85 | Still pending on 85-01-01 | ||
| BA | A request for search or an international-type search has been filed | ||
| BB | A search report has been drawn up | ||
| BC | A request for examination has been filed | ||
| V4 | Discontinued because of reaching the maximum lifetime of a patent |
Free format text: 20010424 |