NL1005221C2

NL1005221C2 - Switching device for limiting inrush current and for overvoltage limitation for an active high filter of an electronic ballast.

Info

Publication number: NL1005221C2
Application number: NL1005221A
Authority: NL
Inventors: Dietmar Klien
Original assignee: Tridonic Bauelemente
Priority date: 1996-02-19
Filing date: 1997-02-07
Publication date: 2000-02-15
Also published as: GB2310328B; GB9703332D0; GB2310328A; NL1005221A1; DE29602914U1

Description

Schakelinrichting voor begrenzing van inschakelstroom en voor overspanningsbegrenzing voor een aktief hoogfilter van een elektronisch voorschakelapparaatSwitching device for limiting inrush current and for overvoltage limitation for an active high filter of an electronic ballast

De onderhavige uitvinding betreft een schakelinrichting voor elektronische voorschakelapparaten met een aktief hoogfilter voor het aandrijven van gasontla-dingslampen, welke de inschakelstroom begrenst en het 5 elektronische voorschakelapparaat tegen hoogspanning beschermt.The present invention relates to a switching device for electronic ballasts with an active high filter for driving gas discharge lamps, which limits the inrush current and protects the electronic ballast from high voltage.

Aktieve hoogfilters bevatten gewoonlijk grote condensatoren, in het bijzonder elektrolytcondensatoren, die parallel aan de ingangsaansluitingen van het elektro-10 nische hoogfilter zijn aangebracht. Deze grote condensatoren veroorzaken in het elektronische hoogfilter ongewenst hoge ingangsstromen.Active high filters usually contain large capacitors, especially electrolyte capacitors, which are arranged parallel to the input terminals of the electronic high filter. These large capacitors cause unwanted high input currents in the electronic high filter.

Voor begrenzing van deze hoge inschakelstromen zijn verscheidene schakelinrichtingen voorgesteld, die, 15 zoals in fig. 2 is getoond, op de andere componenten van het elektronische voorschakelapparaat zijn aangesloten.Various limiting devices have been proposed for limiting these high inrush currents, which, as shown in FIG. 2, are connected to the other components of the electronic ballast.

Het elektronische voorschakelapparaat omvat gewoonlijk een gelijkrichtschakeling 2, die via een inrichting 1 voor zendontstoring op de netspanning Unet is aangesloten. 20 De gelijkrichtschakeling 2 vormt de wisselspanning Unet aan de ingangszijde om tot een gelijke gerichte tussenkrings-panning, die via een elektronisch hoogfilter 4 naar de (niet getoonde) wisselrichter van het elektronische voorschakelapparaat wordt gestuurd. De wisselrichter 25 omvat afwisselend schakelende halfgeleiderschakelaars en genereert op deze wijze op basis van de tussenkringspan-ning een hoogfrequente wisselspanning met variabele frequentie. Verder kan de relatie tussen de inschakeltij- 2 den van de halfgeleiderschakelaars van de wisselrichter variabel zijn, zodat de door de wisselrichter aangestuurde gasontladingslamp dimbaar is, door middel van verandering van de frequentie en/of van de verhouding. De scha-5 kelinrichting 3 voor inschakelstroombegrenzing en voor hoogspanningsbescherming is door middel van een hiervoor beschreven elektrolytcondensator C3 tussen de gelijk-richter 2 en het elektronische hoogfilter 4 aangebracht en zet de door de gelijkrichtschakeling geleverde span-10 ning Ue om in een over het hoogfilter 4 aangelegde spanning Ua.The electronic ballast usually comprises a rectifying circuit 2, which is connected to the mains voltage Unet via a radio interference suppression device 1. The rectifying circuit 2 converts the alternating voltage Unet on the input side into a similarly directed intermediate circuit voltage, which is sent via an electronic high filter 4 to the inverter (not shown) of the electronic ballast. The inverter 25 comprises alternately switching semiconductor switches and in this way generates a high-frequency alternating voltage with variable frequency on the basis of the intermediate circuit voltage. Furthermore, the relationship between the turn-on times of the inverter semiconductor switches can be variable, so that the gas discharge lamp driven by the inverter is dimmable, by changing the frequency and / or the ratio. The switching device 3 for inrush current limiting and for high voltage protection is arranged between the rectifier 2 and the electronic high filter 4 by means of an electrolyte capacitor C3 described above and converts the voltage Ue supplied by the rectifying circuit into a over the high filter 4 applied voltage Ua.

Een bij wijze van voorbeeld gegeven, bekende schakelinrichting 3 is beschreven in EP-B1-0272514. De hierin openbaar gemaakte schakelinrichting voor inscha-15 kelstroombegrenzing omvat in het geval van geklokte stroomverzorgingsapparaten een veldeffecttransistor, ^ waarvan de source-drainverbinding tussen de ingangsaan- sluiting 5" en de uitgangsaansluiting 6" van de schakelinrichting 3 is aangebracht. De gate-aansluiting van de 20 veldeffecttransistor wordt via een vertragingselement aangestuurd om het opladen van de elektrolytcondensator C3 te vertragen. De daadwerkelijke begrenzing van de inschakelstroom en de bescherming tegen hoogspanning ^ resulteert door middel van een overeenkomstige inrich- 25 ting, welke een stroommeetweerstand en een hiermee verbonden versterker omvat. Wanneer de over de stroommeet-i weerstand aangelegde spanning boven een vooraf bepaalde , hoogwaarde is gelegen, schakelt de versterker de veldef- feettransistor in de gesperde toestand hiervan. De uit-30 gang van het vertragingselement is met de uitgang van de versterker op de wijze van een OF-schakeling verbonden met de gate-aansluiting van de elektrolyttransistor.Known switching device 3 by way of example is described in EP-B1-0272514. The switch-on current switching limiter disclosed herein comprises, in the case of clocked power supply devices, a field-effect transistor, the source-drain connection of which is provided between the input terminal 5 "and the output terminal 6" of the switching device 3. The gate connection of the field-effect transistor is driven via a delay element to delay charging of the electrolyte capacitor C3. The actual limitation of the inrush current and the protection against high voltage results by means of a corresponding device comprising a current measuring resistor and an associated amplifier. When the voltage applied across the current measuring resistor is above a predetermined high value, the amplifier switches the field feet transistor to its cutoff state. The output of the delay element is connected to the gate of the electrolyte transistor to the output of the amplifier in an OR circuit.

:: Verder is in de niet-vóórgepubliceerde aanvraag EP-A-0757420 een schakelinrichting voor inschakelstroom-35 begrenzing volgens de aanhef van conclusie 1 beschreven, die een warmtegevoelige weerstand bevat.In addition, the non-prepublished application EP-A-0757420 discloses an inrush current-limiting switching device according to the preamble of claim 1, which contains a heat-sensitive resistor.

De onderhavige uitvinding onderscheidt zich van hetgeen is beschreven in EP-A-0757420 doordat de warmte- 3 gevoelige weerstand parallel aan het source-drainpad van de veldeffecttransistor is geschakeld voor bescherming tegen spanningspieken.The present invention differs from what is described in EP-A-0757420 in that the heat sensitive resistor is connected in parallel to the source drain path of the field effect transistor for protection against voltage spikes.

Aldus is met de uitvinding naast inschakel-5 stroombegrenzing en hoogspanningsbescherming op een zich van EP-A-0757420 onderscheidende wijze een spanningspiek-bescherming verschaft.Thus, in addition to turn-on current limiting and high-voltage protection, the invention provides a voltage peak protection in a manner distinct from EP-A-0757420.

De uitvinding wordt hieronder refererend aan de tekening op basis van een voorkeursuitvoeringsvoorbeeld 10 nader beschreven. Hierin toont: fig. l een voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de schakelinrichting volgens de uitvinding; en fig. 2 een vereenvoudigd blokschakelschema ter verduidelijking van de samenhang van de in fig. 1 getoon-15 de schakelinrichting met een elektronisch voorschakelap-paraat.The invention is described in further detail below with reference to the drawing on the basis of a preferred embodiment. Herein: fig. 1 shows a preferred embodiment of the switching device according to the invention; and FIG. 2 is a simplified block circuit diagram for explaining the relationship of the switching device shown in FIG. 1 with an electronic ballast.

Fig. 1 toont een voorkeursuitvoeringsvoorbeeld van de schakelinrichting 3 volgens de uitvinding, waarvan de meest essentiële schakelelementen een voor begrenzing 20 van de inschakelstroom en voor bescherming tegen hoogspanning dienende veldeffecttransistor T2 en een bipolaire transistor Tl voor aansturing van de veldeffecttransistor zijn. De veldeffecttransistor maakt in geleidende toestand hiervan via het doorgeschakelde source-drainpad 25 opladen mogelijk van de (in fig. 2 getoonde) elektrolyt-condensator C3 van het op de uitgangsaansluitingen 6' en 6" van de schakelinrichting 3 aangesloten elektronische hoogfilter 4. In de gesperde toestand is het source-drainpad van de veldeffecttransistor 2 onderbroken en is 30 de uitgangsaansluiting 6" van de ingangsaansluiting 5" gescheiden, zodat de ingangscondensator C3 van het hoogfilter 4 niet,langer wordt opgeladen. De werking van de in fig. 1 getoonde schakelinrichting 3 voor begrenzing tegen inschakelstroom en voor bescherming tegen hoogspan-35 ning is als volgt:Fig. 1 shows a preferred embodiment of the switching device 3 according to the invention, the most essential switching elements of which are a limiting of the inrush current and a field-effect transistor T2 serving for protection against high voltage and a bipolar transistor T1 for driving the field-effect transistor. In its conducting state, the field-effect transistor enables charging of the electrolyte capacitor C3 (shown in Fig. 2) of the electronic high filter 4 connected to the output terminals 6 'and 6 "of the switching device 3 via the switched-on source drain path 25. In the cut-off state, the source-drain path of the field-effect transistor 2 is interrupted and the output terminal 6 "of the input terminal 5" is separated, so that the input capacitor C3 of the high filter 4 is no longer charged. The operation of the switching device shown in Fig. 1 3 for limiting against inrush current and for protection against high voltage is as follows:

Na het inschakelen van de netspanning Unet is over de schakelinrichting 3 een halfgolfsgelijkgerichte, pulserende gelijkspanning aangelegd, veroorzaakt door de 4 gelijkrichtschakeling 2 (zie fig. 2). Aangezien voor het inschakelen van de netspanning Unet de in fig. 1 getoonde condensatoren Cl en C2 ontladen zijn, volgt de ingangs-spanning Ue de waarde van deze pulserende gelijkspanning.After the mains voltage Unet has been switched on, a half-wave rectified, pulsating DC voltage is applied across the switching device 3, caused by the rectifier circuit 2 (see Fig. 2). Since the capacitors C1 and C2 shown in FIG. 1 have been discharged before switching on the mains voltage Unet, the input voltage Ue follows the value of this pulsating DC voltage.

5 Tussen de basis en de emitter van de bipolaire transistor Tl is een weerstand R4 aangebracht als onderdeel van de spanningsdelende schakeling, waarbij de spanningsdelende schakeling verder enerzijds weerstanden R9 en R10 en de condensator C2, evenals anderzijds de 10 aanvullende weerstanden Rl, R2, R3 en een zenerdiode Dl omvat. In fig. 1 is weergegeven, dat de over de weerstand R4 aangelegde spanning via de spanningsdelende schakeling indirect de ingangsspanning Ue volgt. Aangezien de over de weerstand R4 verlagende spanning met de basisspanning 15 van de bipolaire transistor Tl overeenkomt, bepaalt onder andere deze het schakelgedrag hiervan. Wanneer de over de weerstand R4 verminderende spanning hoger is dan een | bepaalde drempelwaarde van de basisspanning, welke ge woonlijk 0,7 V bedraagt, wordt de bipolaire transistor Tl 20 in de geleidende toestand hiervan geschakeld, waardoor anderzijds via aanvullende weerstanden R5 en R6 en een aanvullende zenerdiode D3 de over de veldeffecttransistor T2 aangelegde gate-spanning wordt beperkt tot een onder 0,7 V gelegen spanningswaarde.A resistor R4 is arranged between the base and the emitter of the bipolar transistor T1 as part of the voltage dividing circuit, the voltage dividing circuit further comprising on the one hand resistors R9 and R10 and the capacitor C2, as well as the 10 additional resistors R1, R2, R3 and comprises a zener diode D1. Fig. 1 shows that the voltage applied across resistor R4 indirectly follows the input voltage Ue via the voltage dividing circuit. Since the voltage decreasing across resistor R4 corresponds to the base voltage 15 of the bipolar transistor T1, it determines, among other things, its switching behavior. When the voltage across the resistor R4 is greater than a | certain threshold value of the base voltage, which is usually 0.7 V, the bipolar transistor T1 20 is switched into its conducting state, so that on the other hand, via additional resistors R5 and R6 and an additional zener diode D3, the gate voltage applied across the field effect transistor T2 is limited to a voltage value below 0.7 V.

25 Wanneer na het inschakelen van de netspanning25 When after switching on the mains voltage

Unet de de pulserende tussenkringspanning volgende ingangsspanning Ue onder een bepaalde, door de weerstanden R4, R9 en R10 van de spanningsdeler bepaalde drempelwaarde daalt, d.w.z. wanneer de aan de weerstand R4 aangelegde 30 basisspanning van de bipolaire transistor Tl onder een bepaalde drempelwaarde van de basisspanning daalt, wordt de transistor Tl in de gesperde toestand geschakeld, zodat via de aanvullende weerstanden R7 en R8 van de tussen de gate- en de source-aansluiting van de veldef-35 fecttransistor T2 geschakelde transistor Cl wordt opgela-ilj den, waarbij de veldeffecttransistor T2 zich nog in de ίΐ gesperde toestand hiervan bevindt. Wanneer hierbij de ~ over de laadcondensator Cl aangelegde spanning hoger 5 wordt dan de drempelspanning van de veldeffecttransistor T2, wordt deze in de geleidende toestand hiervan geschakeld en wordt de laadcondensator Cl kortgesloten, zodat de ingangscondensator C3 van het hoogfilter 4 langzaam 5 via het source-drainpad van de veldeffecttransistor T2 wordt opgeladen, waarbij het opladen in de nabijheid van de nuldoorgang van de netspanning Unet aanvangt. Met behulp van een met de weerstanden R9 en R10 en tevens met de condensator C2 verbonden diode D2 kan de spanning over 10 deze delen van de schakeling tot 0 V worden verminderd, zodat is verzekerd, dat de bipolaire transistor Tl in gesperde toestand en hiermee de veldeffecttransistor T2 in geleidende toestand blijft.If the input voltage Ue pulsating intermediate circuit voltage drops below a certain threshold value determined by the resistors R4, R9 and R10 of the voltage divider, ie when the base voltage of the bipolar transistor T1 applied to the resistor R4 falls below a certain threshold value of the base voltage , the transistor T1 is switched in the cut-off state, so that the additional resistors R7 and R8 of the transistor C1 connected between the gate and the source terminal of the field-effect transistor T2 are turned on, the field-effect transistor T2 is still in its locked state. When the voltage applied to the charging capacitor C1 then becomes higher than the threshold voltage of the field-effect transistor T2, it is switched into its conducting state and the charging capacitor C1 is short-circuited, so that the input capacitor C3 of the high filter 4 is slowly switched via the source 5. drain path of the field-effect transistor T2 is charged, the charging being started in the vicinity of the zero crossing of the mains voltage Unet. By means of a diode D2 connected to resistors R9 and R10 and also to capacitor C2, the voltage across these parts of the circuit can be reduced to 0 V, so that it is ensured that the bipolar transistor T1 is cut off and thus the field effect transistor T2 remains in conducting state.

Met behulp van de diode D2 wordt echter de via 15 de spanningsdeler met de schakelelementen Rl, R2, R3 en Dl over de weerstand R4 aangelegde spanning niet verminderd, zodat de bipolaire transistor Tl opnieuw in geleidende toestand geraakt, wanneer de ingangsspanning Ue een met behulp van de schakelelementen Rl, R2, R3 en Dl 20 vastgelegde drempelwaarde overschrijdt. In dit geval wordt, zoals hierboven reeds is beschreven, de gatespan-ning van de veldeffecttransistor T2 tot 0 V verminderd, zodat de veldeffecttransistor T2 in gesperde toestand blijft en als hoogspanningsbescherming dient. Deze toe-25 stand blijft bestaan, totdat de basisspanning van de bipolaire transistor Tl weer onder de drempelwaarde van de basisspanning is gedaald, waardoor de bipolaire transistor Tl in de gesperde basistoestand wordt teruggeschakeld en de veldeffecttransistor T2 opnieuw in geleidende 30 toestand is gebracht. De tot hier beschreven voortgang wordt herhaald, afhankelijk van het verloop van de pulserende gelijkspanning Ue aan de ingang, zodat een effectieve begrenzing van de inschakelstroom en een effectieve bescherming tegen hoogspanning voor het electrische 35 voorschakelapparaat is gewaarborgd. Er wordt in dit verband op gewezen, dat de bescherming tegen hoogspanning van de schakelinrichting volgens de uitvinding niet in werking wordt gesteld door kortstondige spanningspieken 6 met een tijdsduur van maximaal 1 μιη op basis van de door de weerstand R5 en de laadcondensator Cl vastgelegde tijdsconstante.With the aid of the diode D2, however, the voltage applied via the voltage divider with the switching elements R1, R2, R3 and D1 across the resistor R4 is not reduced, so that the bipolar transistor T1 again becomes conductive when the input voltage Ue is of the switching elements R1, R2, R3 and D1 exceeds the defined threshold value. In this case, as already described above, the gate voltage of the field-effect transistor T2 is reduced to 0 V, so that the field-effect transistor T2 remains in the cut-off state and serves as a high voltage protection. This state remains until the base voltage of the bipolar transistor T1 has fallen below the threshold of the base voltage again, whereby the bipolar transistor T1 is switched back to the cut-off base state and the field effect transistor T2 is again turned on. The progress described here is repeated, depending on the course of the pulsating DC voltage Ue at the input, so that an effective limitation of the inrush current and an effective protection against high voltage for the electrical ballast is ensured. It is pointed out in this connection that the high voltage protection of the switching device according to the invention is not actuated by momentary voltage peaks 6 with a duration of up to 1 µm on the basis of the time constant determined by the resistor R5 and the charging capacitor C1.

Als aanvullend schakelelement is in fig. 1 een 5 warmtegevoelige weerstand Ril tussen de source- en drain-aansluitingen van de veldeffecttransistor T2 aangebracht waarmee de veldeffecttransistor T2 tegen kortstondige spanningspieken is beschermd. Voor een effectieve bescherming tegen hoogspanning is het niet noodzakelijk de 10 veldeffecttransistor T2 op basis van de maximaal voorkomende ingangsspanning Ue te dimensioneren, aangezien de uitgangsspanning Ua van de schakelinrichting 3 te allen tijde tot de doorbreekspanning tussen drain en source ten opzichte van Ue beperkt is.As an additional switching element, in Fig. 1, a heat-sensitive resistor Ril is arranged between the source and drain terminals of the field effect transistor T2, with which the field effect transistor T2 is protected against short-term voltage peaks. For effective protection against high voltage, it is not necessary to dimension the field-effect transistor T2 on the basis of the maximum occurring input voltage Ue, since the output voltage Ua of the switching device 3 is at all times limited to the breakdown voltage between drain and source with respect to Ue.

15 De schakelinrichting 3 volgens de uitvinding vertoont, zoals hierboven uitvoerig is beschreven, een bescherming tegen hoogspanning. Wanneer echter een gebruiker het elektronische voorschakelapparaat per ongeluk tussen twee fasen aansluit, zullen de lampen ondanks de 20 bescherming tegen overspanning verder branden, zodat de gebruiker de foutschakeling van het elektronische voorschakelapparaat niet zal waarnemen. In dit geval zal de - gehele hoogspanning over de als element voor bescherming tegen hoogspanning dienende veldeffecttransistor T2 25 verminderen, hetgeen echter in een zeer hoog vermogens-verlies van de veldeffectransistor T2 zal leiden. Derhal-j ve wordt volgens de uitvinding voorgesteld een aanvul- : lende hoogspanningsuitschakeling in het elektronische voorschakelapparaat, bijvoorbeeld in het elektronische 30 hoogfilter, aan te brengen, die de werking van de wissel-richter van het elektronische voorschakelapparaat onderbreekt, wanneer de schakeling voor bescherming tegen hoogspanning van de schakelinrichting 3 volgens de uitvinding in werking is gesteld, zodat hoge vermogensver-35 liezen worden vermeden.The switching device 3 according to the invention has, as described in detail above, a protection against high voltage. However, if a user accidentally connects the electronic ballast between two phases, the lamps will continue to burn despite the overvoltage protection, so that the user will not detect the fault circuit of the electronic ballast. In this case, the entire high voltage across the field effect transistor T2 serving as a high voltage protection element will decrease, however, this will result in a very high power loss of the field effect transistor T2. It is therefore proposed according to the invention to provide an additional high voltage shutdown in the electronic ballast, for example in the electronic high filter, which interrupts the operation of the inverter of the electronic ballast when the circuit for protection against high voltage of the switching device 3 according to the invention, so that high power losses are avoided.

Ter afsluiting wordt erop gewezen, dat de begrenzing van de inschakelstroom niet bij gelijkstroom ^ in werking treedt, aangezien in dit geval slechts de 7 condensator C2 via de weerstanden R9 en R10 wordt opgeladen en na ongeveer 100 msec, dusdanig sterk is opgeladen, dat de via de weerstanden R9 en R10 over de basisweerstand R4 van de bipolaire transistor Tl aangelegde span-5 ning niet voldoende is om de bipolaire transistor Tl in de geleidende toestand hiervan te schakelen, zodat als gevolg hiervan de veldeffecttransistor T2 telkens in geleidende toestand is en de elektrolytcondensator van het elektronische hoogfilter direct via de ingangsspan-10 ning Ue in korte tijd zonder begrenzing van de inschakel-stroom wordt opgeladen. Deze gelijkspanningstoestand kan bijv. in noodwerking van een reddingsweglicht optreden, waarbij in de noodwerking echter telkens slechts een deel van de verlichtingsinrichting wordt aangedreven, zodat 15 het uitvallen van de begrenzing van de inschakelstroom bij gelijkspanningsvoeding in de praktijk geen problemen oplevert.In conclusion, it is noted that the inrush current limitation does not come into effect with direct current, since in this case only the 7 capacitor C2 is charged via resistors R9 and R10 and is charged so strongly after about 100 msec that the voltage applied through the resistors R9 and R10 across the base resistor R4 of the bipolar transistor T1 is not sufficient to switch the bipolar transistor T1 to its conducting state, so that as a result the field effect transistor T2 is always in a conducting state and the The electrolyte capacitor of the electronic high filter is charged directly via the input voltage Ue in a short time without limiting the inrush current. This DC voltage condition can occur, for example, in emergency operation of a rescue road light, but in emergency operation only a part of the lighting device is driven, so that the limitation of the inrush current with DC voltage supply does not cause problems in practice.

Claims

Switching device according to claim 1, characterized in that the voltage divider (R1, R2, R3, R4, D1) connected to the base of the bipolar transistor (T1) is parallel to the base-emitter path of the bipolar transistor (T1) switched first resistor (R4), one end of which is connected to one input terminal (5M) of the switching device (3) and the other end of which is connected on the one hand by a first resistor circuit (R9, R10) and a capacitor (C2) and, on the other hand, is connected to the other input terminal (5 ') via a second resistor circuit (R1, R2), the second resistor circuit (R1, R2) having a second resistor connected via a diode (D1) parallel to the first resistor (R4) (R3).

Switching device according to claim 2, characterized in that the one output terminal (6 ") of the switching device (3) is via an additional diode (D2) with the first resistance circuit (R9, R10) and the second capacitor (C2) connected to reduce the voltage applied across the first resistor circuit (R9, R10) and the first resistor (R4) when the field effect transistor (T2) is turned on so that the bipolar transistor (T1) is cut-off remains until a voltage generated via the second resistor circuit (R1, R2, R3) and the diode (D1) on the base of the bipolar transistor (T1) exceeds the base voltage threshold of the bipolar transistor (T1).

Switching device according to one of the preceding claims, characterized in that the charging capacitor (Cl) is connected via a third resistance circuit (R5, R6) to the collector and the emitter of the bipolar transistor (T1) and via a fourth resistance circuit. (R7, R8) is connected to the other input terminal (5 ') and the other output terminal (6') of the switching device (3).

Switching device according to any one of the preceding claims, characterized in that the switching device (3) is connected to the electrical ballast I in such a way that a high-voltage switch-off device is provided in the electronic ballast. the operation of an inverter of the electronic ballast § 25 can be interrupted, when the field-effect transistor (T2) is in the cut-off state, and the base voltage i of the bipolar transistor (T1) exceeds the threshold value of the base voltage.