MXPA99005435A - Subcanal codificado por desplazamiento de fase - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un subcanal dentro de una señal CDMA junto con un sistema para recibir y decodificar este subcanal. Se transmite un mensaje, sobre el subcanal aplicando la secuencia de rotaciones de fase a los datos del usuario. Puede transmitirse un solo mensaje de subcanal durante cada segmento de 1.25 ms de datos del usuario, dando como resultado velocidades de transmisión de hasta 800 mensajes por segundo sobre el subcanal. Cada mensaje corresponde a una secuencia fija de fases, llamada palabra código de fase, utilizada para hacer rotar los datos del usuario cada vez que es enviado ese mensaje. Cuando se utilizanúnicamente dos palabras clave de fase, la velocidad de datos efectiva para el subcanal es 800 bits por segundo, pero pueden lograrse velocidades de datos más altas, incrementando el número de palabras clave utilizadas por el subcanal. El subcanal puede ser decodificado correlacionando los datos del usuario con cada una de las posibles palabras clave de fase.

Description

SUBCANAL CODIFICADO POR DESPLAZAMIENTO DE FASE ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN I . Campo de la Invención La presente invención se relaciona con comunicaciones. De manera más particular, la presente invención se relaciona con un método y un aparato para transmitir datos via un subcanal codificado por desplazamiento de fase.

II. Descripción de la Técnica Relacionada La FIGURA 1 es una ilustración altamente simplificada de un sistema de telefonía celular inalámbrico, configurado de acuerdo con el estándar de interconexión aérea IS-95. El estándar IS-95 y sus derivados IS-95-A, etc., referidos aqui colectivamente como el estándar IS-95, han sido adoptados por la Asociación de la Industria de las Comunicaciones (TÍA) . Un sistema configurado de manera sustancial de acuerdo con el estándar IS-95 es el descrito en la Patente Estadounidense número 5,103,459, titulada 'SISTEMA Y MÉTODO PARA GENERAR FORMAS DE ONDA DE SEÑAL EN UN SISTEMA DE TELEFONÍA -CELULAR CDMA", otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aqui como referencia. De acuerdo con el estándar IS-95, las unidades de abonado 10 (usualmente teléfonos celulares) utilizan señales electromagnéticas de frecuencia de radio (RF) para establecer enlaces bidireccionales con una o más estaciones base 12. Cada enlace bidireccional está comprendido de una señal de enlace de ida, transmitida, desde la estación base 12 a la unidad de abonado 10, y una señal de enlace de regreso transmitida desde la unidad de abonado 10 a la estación base 12. El estándar IS-95 proporciona mayor capacidad de comunicación sobre las tecnologías previamente existentes utilizando el ancho de banda de frecuencia RF disponible más eficiente. Esta mayor eficiencia se logra permitiendo que estaciones base adyacentes transmitan y reciban señales de la misma frecuencia, y efectuando un control de potencia de transmisión exhaustivo sobre el enlace de regreso para reducir la interferencia. El control de potencia de transmisión del enlace de regreso es el proceso que mantiene la potencia de transmisión de cada señal de enlace de regreso al minimo necesario para la recepción exitosa por una estación base 12. Para efectuar el control de potencia de transmisión de enlace de regreso, la IS-95 incluye un subcanal de control de potencia en la señal del enlace de ida, de modo que la estación base 12 puede enviar órdenes de control de potencia a la unidad de abonado 10. El subcanal de control de potencia se forma perforando las órdenes de control de potencia en los datos del enlace de ida una vez cada 1.25 ms, u 800 veces cada segundo. Una orden de control de potencia es un bit que indica si el poder de transmisión de la señal . del enlace de regreso deberá incrementarse o disminuir. El estándar IS-95 también incluye varios métodos para efectuar el control de potencia del enlace de ida. El control de potencia del enlace de ida es el proceso de ajusfar la potencia de transmisión de un canal de tráfico dentro de la señal del enlace de ida según sea necesario, para mantener comunicación con la unidad de abonado correspondiente 10. Cada método para efectuar el control de potencia del enlace de ida proporcionado por el estándar IS-95 incluye un método para implementar un subcanal de control de potencia en la señal del enlace de regreso, de modo que la unidad de abonado 10 pueda transmitir órdenes de control de potencia a la estación base 12. Un método para implementar el subcanal de control de potencia del enlace de regreso es transmitir la orden de control de potencia dentro de los mensajes de señalización ultiplexados al flujo de datos del enlace de regreso. La velocidad máxima a la cual pueden ser transmitidas las órdenes de control de potencia utilizando los mensajes de señalización es una cada 20 ms, puesto que el IS-95 especifica que únicamente puede estar un mensaje de señalización en cada intervalo de 20 ms. En la práctica, la velocidad de transmisión de la orden de control de potencia, será considerablemente menor a una vez cada 20 ms, debido a que la inclusión de la información de señalización en un cuadro de datos reduce la velocidad de transmisión de los datos del usuario, y por lo tanto, no pueden transmitirse mensajes de señalización frecuentemente, si debe proporcionarse una calidad de comunicación aceptable. Otro método del estándar IS-95 proporcionado para la implementación del subcanal de control de potencia del enlace de regreso, se describe esencialmente en la Patente Estadounidense número 5,383,219, titulada *CONTROL DE POTENCIA DEL ENLACE DE IDA, RÁPIDO, EN UN SISTEMA DE ACCESO MÚLTIPLE POR DIVISIÓN DE CÓDIGO", otorgada al beneficiario de la presente invención. Este segundo método codifica una orden de control de potencia en cada bloque junto con los datos del usuario, permitiendo que la información de control de potencia sea transmitida a una velocidad adecuada una vez cada 20 ms, con una perturbación minima de los datos del usuario que están siendo transmitidos. Este segundo método para efectuar el control de potencia, sin embargo, no está disponible para todos los conjuntos de velocidades de transmisión especificados dentro del IS-95.

Como será evidente, ambos métodos para efectuar el control de potencia del enlace de ida proporcionados por el estándar IS-95, operan a velocidades sustancialmente más bajas que el control de potencia del enlace de regreso, el cual, como se hizo notar anteriormente, opera a velocidades superiores a 800 veces por segundo. Al momento del desarrollo del IS-95, efectuar el control de potencia del enlace de ida a una velocidad más baja que el control de potencia del enlace de regreso, era bastante aceptable, debido a que la señal del enlace ' de ida era menos susceptible a la interferencia interseñales que el enlace de regreso. La menor susceptibilidad del enlace de ida a la interferencia se debe al uso de canales ortogonales, los cuales interfieren entre sí en un grado sustancialmente reducido, cuando se comparan con los canales no ortogonales. Los canales que constituyen el enlace de ida, constituyen un canal piloto, uno o más canales de paginación, uno o más canales de sincronización, y un conjunto de canales de tráfico para conducir la comunicación con un conjunto de unidades de abonado 10. Se ha determinado que un sistema IS-95, no obstante, se beneficiaría del control de potencia del enlace de ida de mayor velocidad para superar las condiciones de desvanecimiento experimentadas en los ambientes de comunicaciones inalámbricas móviles. El desvanecimiento es creado por varios fenómenos, incluyendo la interferencia de trayectorias múltiples, y puede producir una pérdida sustancial de datos durante una comunicación. De este modo, existe la necesidad de un subcanal de control de potencia de mayor velocidad en el enlace de regreso. Han sido sugeridos varios métodos para efectuar el control de potencia del enlace de ida a mayor velocidad, incluyendo dos esquemas de control de potencia descritos en la solicitud de Patente Estadounidense no. de serie 08/283,308, titulada 'MÉTODO Y APARATO PARA CONTROLAR LA POTENCIA EN UN SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE VELOCIDAD VARIABLE", y la solicitud de Patente Estadounidense no. de serie 08/559,386 titulada 'MÉTODO Y APARATO PARA EFECTUAR EL CONTROL DE POTENCIA DE IDA R PIDO EN UN SISTEMA DE COMUNICACIÓN MÓVIL", ambas otorgadas al beneficiario de la presente invención. Ambos métodos para efectuar el control de potencia del enlace de ida a mayor velocidad, sugieren perforar la señal del enlace de regreso para insertar órdenes de control de potencia. Desde entonces, se ha determinado, sin embargo, que la perforación de la señal del enlace de regreso degrada el funcionamiento, haciendo el uso de tal perforación para producir un subcanal de control de potencia, indeseable, en muchos casos.

De este modo, para reducir la pérdida de datos causada por el desvanecimiento sobre el enlace de ida, existe la necesidad de proporcionar un subcanal de control de potencia, de alta velocidad, , no disrruptívo, para efectuar el control de potencia del enlace de ida rápido. De este modo, la presente invención está dirigida a proporcionar un subcanal de control de potencia compatible con el IS-95 en una señal de enlace de regreso, que no interfiere con la transmisión de datos del usuario.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN La presente invención es un método y un aparato novedosos y mejorados para establecer un subcanal dentro de una señal CDMA, junto con un sistema para recibir y decodificar este canal. De acuerdo con una modalidad de la invención, puede ser transmitido un mensaje sobre el subcanal aplicando una secuencia de rotaciones de fase a los datos del usuario. En una modalidad ejemplar de la invención descrita aquí, se transmite un solo mensaje de subcanal durante segmentos de 1.25 ms de datos del usuario, dando como resultado velocidades de transmisión de hasta 800 mensajes por segundo sobre el subcanal. Cada mensaje corresponde a una secuencia fija de fases, llamada palabra clave de fase, utilizada para rotar los datos del usuario cada vez que es enviado un mensaje. Cuando se utilizan únicamente dos palabras clave de fase, la velocidad de datos efectiva para el subcanal es de 800 bits por segundo, aunque pueden lograrse velocidades de datos mayores incrementando el número de palabras t clave utilizadas por el subcanal. La modalidad ejemplar de la invención incluye también los métodos para desmodular y decodificar los mensajes enviados sobre este subcanal, subcanal en el cual los datos son extraídos correlacionando los datos del usuario con cada una de las palabras clave de fase posibles.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, objetos y ventajas de la presente invención se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta a continuación, cuando se tome en conjunto con los dibujos, en los cuales, caracteres de referencia similares identifican aquellas partes totalmente correspondientes y en donde: La FIGURA 1 es un diagrama de bloques de un sistema de telefonía celular; La FIGURA 2 es un diagrama de bloques de una unidad de abonado cuando está configurada de acuerdo con una modalidad ejemplar de la invención; La FIGURA 3 es un diagrama de bloques de una porción de la unidad de abonado cuando está configurada de acuerdo con una modalidad ejemplar de la invención; La FIGURA 4 es un diagrama de bloques de una estación base cuando está configurada de acuerdo con una modalidad ejemplar de la invención; La FIGURA 5 es un diagrama de bloques de un procesador receptor digital de la estación base cuando está configurado de acuerdo con una modalidad ejemplar de la invención; La FIGURA 6 es un diagrama de bloques de un receptor y un desmodulador cuando están configurados de acuerdo con una modalidad ejemplar de la invención; y La FIGURA 7 es un diagrama de bloques de un correlacionador de rotación de fase cuando está configurado de acuerdo con una modalidad ejemplar de la invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS Se describen un método y un aparato novedosos y mejorados para establecer un subcanal dentro de una señal CDMA. En la siguiente descripción, se describen en detalle diferentes sistemas de procesamiento de señales, y los arreglos de los mismos. Será evidente a un experto en la técnica que pueden ser utilizados una variedad de métodos y aparatos bien conocidos, para implementar tales sistemas de procesamiento de señales, incluyendo el uso de procesadores de señales digitales y microprocesadores digitales controlados por programas y sistemas de programación, o circuitos integrados diseñados de. acuerdo a necesidades particulares, con los últimos siendo utilizados en la modalidad preferida. En otros casos, a través de la solicitud, se describen varios sistemas bien conocidos en forma de bloques. Esto se hace para evitar el oscurecimiento innecesario de la descripción de la presente invención. * _ En donde se muestran múltiples casos de un sistema particular, un solo caso de ese sistema puede ser sustituido de manera general, con el uso de aquel sistema que está siendo compartido en el tiempo entre las funciones efectuadas por los sistemas múltiples. En general, los bits, datos, símbolos y señales a los que se hace referencia a través de la solicitud, constituyen representaciones del voltaje electrónico, carga o que dependen de ondas electromagnéticas o una combinación de las mismas, de varios tipos de información, incluyendo información de audio generada vía el muestreo de fenómenos físicos, tales como ondas sonoras, voltajes generados con el propósito de controlar otros sistemas electrónicos, o datos digitales generados por humanos y computadoras . También, otros sistemas, además de los sistemas de telecomunicación celular inalámbricos terrestres, pueden beneficiarse del uso de la presente invención, incluyendo los sistemas de telecomunicación inalámbricos a base de satélite, sistemas inalámbricos punto a punto, o sistemas alámbricos, en los cuales se utilizan sinusoides modulados para transmitir datos, incluyendo sistemas de comunicación a base de cable coaxial. Aunque la invención se expone en el contexto de un sistema que procesa la señal de acuerdo con la porción del enlace de regreso del estándar IS-95, y es particularmente adecuada para utilizarse con tal procesamiento, la invención puede ser utilizada en el contexto de señales que no son generadas de acuerdo con el estándar IS-95, incluyendo, pero sin limitarse a, señales generadas de acuerdo con las técnicas CDMA, sobre las cuales son transmitidos datos BPSK en uno o más ciclos de trabajo. Además, mientras que los datos de control de potencia son transmitidos vía el subcanal descrito más adelante, el uso del subcanal para transmisión de otros tipos de datos es también consistente con el uso de la invención. La FIGURA 2 es un diagrama de bloques de una unidad de abonado 10 cuando está configurada de acuerdo con una modalidad de la invención. El procesamiento de la transmisión comienza con la fuente de datos de velocidad variable 70, la cual genera datos de velocidad variable en un formato de cuadros de 20 ms. Típicamente, los datos de velocidad variable son información de audio vocodificada, tal como voz. El codificador 72 efectúa la codificación convolucional de los datos de velocidad variable, generando cuadros de datos codificados. El repetidor y el intercalador 74 efectúan la repetición de datos para los cuadros de velocidad más baja, suficientes para generar un cuadro de velocidad máxima, y a continuación intercalan los cuadros de datos repetidos. El modulador de Walsh 76 genera un símbolo de Walsh de 64 bits por cada 6 bits de datos intercalados recibidos del repetidor e intercalador 74. El aleatorizador de ráfagas de datos (DBR) 78, efectúa la conmutación electrónica pseudoaleatoria sobre los símbolos de Walsh sobre la base de la velocidad de cuadro del cuadro que está siendo procesado, para remover los datos redundantes introducidos por el intercalador 74. La conmutación electrónica se efectúa en base a la velocidad de datos de cuadro en bloques de seis símbolos de Walsh, llamados *grupos de control de potencia". Los grupos de control de potencia tienen una duración de 1.25 ms (milisegundos) , haciendo que cada cuadro esté comprendido de dieciséis grupos de control de potencia. Para cuadros de velocidad completa, son transmitidos los dieciséis grupos de control de potencia, y para cuadros de velocidad media, son transmitidos ocho grupos de control de potencia. De manera similar, para cuadros de un cuarto de velocidad, son transmitidos cuatro grupos de control de potencia y para cuadros de un octavo de velocidad, son transmitidos dos grupos de control de potencia. Los grupos de control de potencia, se seleccionan de modo que el conjunto de grupos de control de potencia transmitidos para un cuadro de velocidad más baja, sea un subconjunto del conjunto de grupos de control de potencia transmitidos para un cuadro -de mayor velocidad. La conmutación electrónica reduce efectivamente el ciclo de trabajo de transmisión del cuadro, reduciendo por lo tanto, la potencia de transmisión utilizada durante la transmisión de cuadro . El modulador y propagador de canal 80 modula los datos activados del DBR 78 utilizando un código de canal y un conjunto de códigos de propagación. El codificador de fase 82, modula, además, el flujo de datos con una secuencia de rotaciones de fase utilizadas para indicar que debe ser transmitido un mensaje sobre el subcanal proporcionado por esta invención. El transmisor 84 recibe los datos rotados por fase y genera señales de frecuencia de radio que son recibidas por el diplexor 94 y transmitidas desde el sistema de antena 96.

Aunque está modalidad ejemplar muestra el codificador de fase 82 colocado entre el modulador y propagador de canal 80 y el transmisor 84, aquellos expertos en la técnica reconocerán que es posible la colocación en otros puntos durante el procesamiento de la señal del enlace de regreso, incluyendo, pero sin limitarse a, la colocación antes del modulador y propagador de canal 80 o antes del DBR 78. El sistema de antena 96 de la unidad de abonado 10 recibe señales del enlace de ida de una o más estaciones base 12. Esas señales del enlace de ida son pasadas a través del diplexor 94 al receptor 92, el cual las convierte en forma descendente y digitaliza las señales del enlace de ida. El procesador de recepción digital 90 desmodula las señales digitalizadas y proporciona datos de usuario de decisión flexible al decodificador 88. El decodificador 88 produce datos de decisión difícil decodificando los datos de usuario de decisión. El procesador de recepción digital 90 también genera n órdenes de control de potencia en base a la fuerza o exactitud con la cual es recibida la señal del enlace de ida. Un método para determinar la fuerza o exactitud a la cual la señal del enlace de ida está siendo recibida, se describe en la Solicitud de Patente Estadounidense copendiente titulada 'MÉTODO Y APARATO PARA ESTIMAR LA CALIDAD RECIBIDA PARA EL CONTROL DE LA POTENCIA DE IDA*, (sin número de serie asignado, número de archivo del solicitante PA303) , otorgada al beneficiario de la presente invención e incorporada aquí como referencia. Otros métodos para determinar la fuerza o exactitud a la cual la señal del enlace de ida está siendo recibida, son bien conocidos en la técnica. El procesador de recepción digital 90 genera una nueva orden de control de potencia n una vez cada grupo de control de potencia de 1.25 ms. Cada orden de control de potencia n es representada como un número entero n = 1, 2, ..., N, tomada de un conjunto de N órdenes posibles, y representa un mensaje particular a ser transmitido a cada una de las estaciones base 12 que están enviando datos a la unidad del abonado 10 sobre el enlace de ida. En una modalidad de esta invención, el valor de N es 2, de modo que únicamente se utilizan dos órdenes: n = 1 es una orden 'ascendente", indicando que cada estación base deberá incrementar su potencia de transmisión en una cantidad fija, y n = 2 es una orden 'descendente", que indica que cada estación base deberá hacer disminuir su potencia de transmisión en una cantidad fija. En otra modalidad de esta invención, se definen N = 4 órdenes de control de potencia distintas, en donde las órdenes n = 1, 2 corresponden a órdenes 'ascendentes" con distintas amplitudes, y las órdenes n = 3, 4 corresponden a órdenes 'descendentes" con distintas amplitudes. En otra modalidad más, se definen N = 8 órdenes de control de potencia distintas y cada orden es utilizada para indicar un nivel de. potencia distinto, que corresponde a la potencia recibida sobre el enlace de ida. Cada estación base puede entonces utilizar esta medición para calcular un ajuste de la potencia de transmisión del enlace de ida. El codificador de control de potencia 86 utiliza el valor de la orden de control de potencia n para seleccionar un vector Fn comprendido de seis fases (Fa[l], Fn[2], Fß[3], F„[4], F„[5], F»[6]). (1) El vector Fn se refiere a una palabra clave de fase, y cada fase individual Fn[K], k = 1,..., 6, se expresa como un ángulo entre 0° y 360°. Cada orden de control de potencia n es trazada a la misma palabra clave Fn, y de este modo en la modalidad preferida de esta invención, el codificador de control de potencia 86 conserva una lista de todas las N palabras clave Fi, F2, .. -FN, almacenadas en la memoria, y una vez en cada grupo de control de potencia de 1.25 ms selecciona la palabra clave particular indicada por la orden de control de potencia n. Las fases individuales Fn[k], k = 1,..., 6, son presentadas al codificador de fase 82 en secuencia, con cada fase teniendo una duración de un sexto del grupo de control de potencia de 1.25 ms . La lista de palabras clave que el codificador de control de. potencia 86 transmite sobre el subcanal codificado por fase constituye un código de corrección de error, y pueden utilizarse los principios de la teoría de codificación para elegir un código apropiado para una aplicación específica. Más adelante, se especifican códigos ejemplares, los cuales pueden ser utilizados de acuerdo con esta invención. La FIGURA 3 es un diagrama de bloques del modulador y propagador de canal 80, el codificador de fase 82, y el transmisor 84 de la FIGURA 2 cuando están configurados de acuerdo con una modalidad de la invención. Los datos conmutados electrónicamente del DBR 78 (FIGURA 2) son modulados primero dentro del modulador y propagador de canal 80 utilizando un código largo 100 a una velocidad de cuatro icrocircuitos de código largo por cada microcircuito de símbolo de Walsh. Los datos modulados por código largo son modulados adicionalmente con un código de propagación en fase PNX y el código de propagación de fase de cuadratura PNQ, para producir las señales Xt y XQ. El codificador de fase 82 hace girar el par {Xt , XQ) un ángulo Fn[K], para producir la señal {YI r YQ) en su salida . La rotación está dada por la fórmula (Yt + jYQ) = ejFn[ K] (X?+jXQ) , (2 ) o equivalentemente Y? =, X? eos F„ [K] - XQ sen Fn [K] , (3) YQ = Xi sen F„[K] + XQ eos Fn[K] . El diagrama de bloques del codificador de fase 82 mostrado en la FIGURA 3 muestra como se implementa este cálculo en la modalidad preferida detesta invención. El transmisor 84 modula los datos Yi por medio de un sinusoide portador en fase y los datos YQ por un sinusoide portador de fase de cuadratura, y suma los resultados produciendo la señal s(t). La señal s(t) es entonces proporcionada al sistema de antena 96 vía el diplexor 94 (FIGURA 2) para la transmisión a la estación base 12. La FIGURA 4 es un diagrama de bloques de una estación base 12 configurada de acuerdo con una modalidad de la invención. El receptor 154 convierte de manera descendente y digitaliza las señales de enlace de regreso de las unidades de abonado 10 recibidas vía el sistema de antena 150 y el diplexor 152. El procesador de recepción digital 156 desmodula las señales digitalizadas produciendo datos de decisión flexibles 157 y la orden del control de potencia 159. El decodificador 158 genera datos de decisión difícil en base a los datos de decisión flexible 157. El decodificador 160 genera datos codificados de la fuente de datos 161 los cuales son modulados y propagados por el procesador de canal 162. El ajuste de ganancia 164 ajusta a continuación la ganancia de los datos modulados del procesador de canal 162 en base a la orden de control de potencia 159. La sumadora 166 suma los datos de ganancia ajustada con los datos de otros canales de enlace de ida, incluyendo otros canales de tráfico, así como canales piloto y control, y los datos sumados son proporcionados al transmisor 168. El transmisor 168 convierte de. manera ascendente los datos sumados, los cuales son transmitidos vía el sistema de antena 150 por medio del diplexor 152. La FIGURA 5 es un diagrama de bloques de una implementación del procesador de recepción digital 156 mostrado en la FIGURA 4, configurado de acuerdo con una modalidad de la invención. En la modalidad preferida de esta invención, las muestras recibidas Rj y RQ (descritas más adelante) del receptor de RF 154 (FIGURA 4) son procesadas por el receptor de INCLINACIÓN 206, el cual consiste de un banco de procesadores digitales 206(1)-(F). Cada procesador digital 206 procesa un caso de la señal de enlace de regreso recibida, con cada caso de la señal de enlace de regreso siendo generada por el fenómeno de trayectoria múltiple, tal como la reflexión. Sin embargo, deberá estar claro a aquellos expertos en la técnica que esta invención también puede ser utilizada en un receptor con un sólo dedo (F=l) . Dentro del procesador digital 206(1), mostrado con mayor detalle, las muestras recibidas Rt y RQ son desmoduladas y despropagadas por el desmodulador 208. El circuito de Transformación de Hadamard rápida 210 efectúa una correlación de la matriz de Walsh sobre los datos desmodulados del desmodulador 208 generando los vectores de correlación de símbolos de Walsh W(l)? y W(1)Q. Por ejemplo, W(l)? es un vector de longitud 64, en el cual las entradas W(l)?[k], k = 0,..., 63, da una correlación de 64 muestras de la señal Rr con k símbolos de Walsh. El circuito encuadrador 212 produce un solo vector W(l)? de acuerdo a la fórmula W(1)2[K]=W(1)I[K]2+(W(1)Q[K]2 (4) utilizando vectores de correlación de símbolos de Walsh W(l)? y W(1)Q. La suma del vector de correlación de Walsh 218 combina los vectores de energía de correlación de Walsh W(l)2, W(2)2, ..., W(F)2, de cada procesador digital 206(1)-(F) produciendo un vector de energía de correlación de Walsh W2.

El doble máximo 222 genera datos de decisión flexible binarios, utilizando el vector de energía de correlación de Walsh Wz, y la decisión difícil 220 genera un índice de dificultad 221 utilizando el vector de energía de correlación de Walsh combinado W2. El índice de dificultad 221 es un valor de seis bits que indica el símbolo de Walsh que más probablemente haya sido transmitido, el cual, en la modalidad preferida de la invención, corresponde al mayor valor de energía de correlación de Walsh dentro del vector de energía de correlación de Walsh Wz, El correlacionador de palabra clave de fase 216 recibe los vectores de correlación de símbolos de Walsh W(l)? y W(1)Q después de retrasarse un retraso 214, y genera un vector Mi = (Ma[l], M,[2],..., M?[N]), (5) de métricas de correlación de palabra clave de fase por dedo utilizando el índice de dificultad 221. Cada métrica de correlación de palabra clave de fase Mi [n] es una medida de la probabilidad relativa de la palabra clave de fase n, dado los datos recibidos sobre el dedo 1, bajo la hipótesis de que el valor de símbolo de Walsh realmente envía lo que corresponde a ese índice de dificultad 221. El cálculo real de las métricas de correlación de la palabra clave de fase Mi [n] se muestra en detalle en la FIGURA 6 y se discute más adelante. La suma de la correlación de la palabra clave de fase 224 recibe los vectores de .correlación de fase Mi hasta MF ^ del procesador digital 206{1)-(F), y produce un vector M de métricas de correlación de palabra clave de fase, sumando las métricas por dedo por cada dedo activo. El selector de palabra clave de fase 226 selecciona el índice n*, para el cual las métricas de correlación de palabra clave de fase M[n*] es máximo. El índice n* se utiliza para generar la orden de control de potencia correspondiente 159 que es aplicada para ajustar la ganancia 164 de la FIGURA 4. En una modalidad de la invención, el selector de la palabra clave de fase 226 indica que no ha sido transmitida una orden de control de potencia cuando no es recibida una métrica de correlación de palabra clave de fase M[n] por encima de un umbral predeterminado. Esto compensa los grupos de control de potencia conmutados electrónicamente en cuadros de velocidad más baja, durante los cuales no puede ser transmitida una orden de control de potencia. En otra modalidad más de la invención, el selector de palabra clave de fase 226 utiliza siempre los valores de correlación de velocidad de fase de los grupos de control de potencia de velocidad de cuadro más baja, es decir, el cuadro de un octavo de velocidad, para generar una orden de control de potencia, utilizando a la vez, las métricas de correlación de velocidad de fase de los grupos de control de potencia de velocidad más alta, únicamente cuando son recibidos por encima de un umbral predeterminado. Esto asegura que se efectúan al menos dos ajustes del control de potencia en cada cuadro, sin importar el umbral al cual se han recibido los grupos de control de potencia, compensando también a la vez, los grupos de control de potencia conmutados electrónicamente. Los dos grupos de control de potencia del bloque de velocidad más baja se utilizan debido a que, sin importar la velocidad del cuadro, habrá sido transmitida una orden de control de potencia durante esos grupos de control de potencia. La FIGURA 6 es un diagrama de bloques del receptor 154 y el sistema de antena 150 (FIGURA 4) junto con el desmodulador 208 (FIGURA 5) cuando están configurados de acuerdo con una modalidad de la invención. El receptor 154 convierte de manera descendente las señales del enlace de regreso recibidas del sistema de antena 150 con el sinusoide en fase 251 y el sinusoide de fase de cuadratura 253, produciendo muestras de recepción en fase Ri y muestras de recepción de fase de cuadratura RQ. Ambas muestras de recepción en fase Ri y muestras de recepción en fase de cuadratura RQ son aplicadas al desmodulador 208 (FIGURA 5) así como a otros procesadores digitales 206 (2) -(F), también de la FIGURA 5, .pero no mostrados. Dentro del desmodulador 208, las muestras de recepción en fase y fase de cuadratura Ri y RQ son ambas desmoduladas utilizando el código de canal largo 255. Ambos datos desmodulados por el código largo en fase y en fase de cuadratura son desmodulados adicionalmente utilizando códigos de propagación PNr y PNQ. Los datos desmodulados por el , código PNi en fase son entonces sumados con los datos desmodulados por el código PNQ de fase de cuadratura, produciendo Xi datos, y los datos desmodulados por PNQ en fase son sustraídos de los datos desmodulados por PNX de fase de cuadratura produciendo XQ datos. Los datos Xj y XQ son sumados sobre cuatro símbolos de desmodulación por los sumadores 258a y 258b, y a continuación se hacen pasar al ajuste de temporización 260, el cual retrasa los datos para contabilizar los diferentes retrasos en los que incurrió la señal de trayectoria múltiple que está siendo procesada por los procesadores digitales 206(1)-(F). La FIGURA 7 es un diagrama de bloques del correlacionador de palabra clave de fase 216 (FIGURA 5) configurado de acuerdo con una modalidad de la invención. Los selectores de símbolo 302 reciben vectores de correlación de símbolo de Walsh W(l)? y W(1)Q y seleccionan los valores de correlación, denotados por Zr y ZQ, que corresponden al índice de dificultad 221. Se generan nuevos valores de ZS y ZQ con cada símbolo de Walsh recibido, y por lo tanto, se generan seis valores de Zi y ZQ en la duración de un solo grupo de control de potencia. Esos seis valores pueden ser denotados por Z?[k] y ZQ[k], en donde el índice k fue de 1 a 6 para indicar la posición del símbolo de Walsh dentro del grupo de control de potencia. Esta misma secuencia de valores ZifkJ y ZQ[k] es presentado a cada uno de un banco de correlacionadores 305 (1) -305 (N) . Cada uno de los correlacionadores de palabra clave de fase .305 (1) -305 (N) contiene una memoria 307, en la cual está almacenada una sola palabra clave de fase y está diseñada al calcular una correlación de la secuencia de valores Z?[k] y ZQ[k] con esa palabra clave particular. El correlacionador de palabra clave de fase 305(1) calcula la correlación con la palabra clave F M?[l] ? i/fr/ +JZQ[kJe jf M i ( 6 ) k--\ La memoria 307 contiene el valor de la palabra clave Fi, almacenado en el formato (cosFifk], -senFxfk]) para k = 1, ... 6. Cada uno de esos pares de datos debe ser interpretado como el número completo e-jFlíkJ = cosF?[k]-j senFifk], El controlador de memoria 308 recupera el par de datos apropiados (cosF?[k], -senFifk]) de la memoria 307 para coincidir con el arribo del par correspondiente (Zifk], zQ[k]) de valores en el circuito de multiplicación complejo 306. Se contemplaron métodos y aparatos alternativos para generar la palabra clave, incluyendo proporcionar una fórmula para generar la palabra clave durante cada grupo de control de potencia procesado. Por ejemplo, podría almacenarse únicamente el conjunto de fases asociadas con la palabra clave, y calcular los valores del coseno y el seno en base al conjunto de fases almacenadas. De manera similar, en el ejemplo diferencial de fase constante discutido más adelante, podría almacenarse únicamente la velocidad de rotación de la fase, y calcular el conjunto de fases asociadas con la palabra clave utilizando la ecuación (7) , también descrita más adelante. El circuito de multiplicación compleja 306 multiplica los dos números complejos en su entrada, reduciendo un número complejo en su salida, representado por las señales 309a y 309b para sus partes real e imaginaria. Los acumuladores 310a y 310b suman las señales 309a y 309b durante la duración de un grupo de control de potencia, produciendo las señales 312a y 312b. El circuito de cuadratura 314 espera hasta el final del grupo de control de potencia y calcula la suma de los cuadrados de las señales 312a y 312b, la cual es la métrica de la correlación de la palabra clave de fase M?[l]. Cada uno de los otros correlacionadores de palabra clave de fase 305 (1) -305 (N) efectúa un procesamiento similar utilizando una palabra clave diferente, y de este modo, se genera un vector completo de las métricas de correlación de la palabra clave de fase Mi = • (M?[l], M3[2], ... M?[N]) . Como se describió anteriormente, el vector de correlación de fase Mi, junto con los vectores de correlación de fase M, ... , MF de otros dedos, se presenta a continuación a la suma de la correlación de la palabra clave de fase 224 en la FIGURA 5. Definiendo un conjunto de palabras clave de fase Fi, ... , FN, referido como un código de fase, y seleccionando entonces una de esas velocidades de rotación de fase en base a una orden de control de potencia, las órdenes de control de potencia que contienen varias cantidades de información pueden ser transmitidas hasta una vez cada 1.25 ms, en una señal de enlace de regreso IS-95.

En una modalidad relativamente simple de la invención, se define un conjunto de N = 2 órdenes de control de potencia para transmitir una orden de control de potencia binaria ea cada grupo de control de potencia. La Tabla I lista las palabras clave utilizadas en un código de fase binario, ejemplar. En este código de fase binario, los símbolos de Walsh serán transmitidos con cualquier fase constante o alternante.

Tabla I . Código de Fase Binario En otra modalidad de la invención, se define un conjunto de N=8 órdenes de control de potencia. La Tabla II ilustra un código de fase 8-ario, el cual sería adecuado para la transmisión de esas órdenes de control de potencia sobre el subcanal codificado por fase.

Los códigos de fase listados en las Tablas I y II pueden ser generalizados a códigos con N palabras clave, dados por: Fn[k]=kx(n-1) x 360°/N (7) Para esta clase de código, cada orden de control de potencia n es caracterizada por una palabra clave con una velocidad de rotación de fase constante ?R, igual a (n-1) x 360°/N, en donde N es le número total deseado de posibles órdenes de control de potencia, que pueden ser transmitidas. De este modo, para un conjunto ejemplar de palabras clave proporcionado en la Tabla II, la velocidad de rotación de fase ?R para la orden de control de potencia 2 es 45°, mientras que la velocidad de rotación de fase ?R para la orden de control de potencia 4 es 135°. Utilizando un conjunto de palabras clave definidas por un conjunto correspondiente de velocidades de rotación de fase, se crean palabras claves que son fácilmente distinguidas y que proporcionan resistencia a los errores de fase en los que se incurre durante el proceso de recepción de cualquier símbolo de Walsh solo. Un código alternativo que podría ser utilizado para transmitir órdenes de control de potencia 8-arias sobre el subcanal codificado por fase, se lista en la Tabla III: Tabla III. Código de Fase 8-ario Alternativo Utilizando únicamente valores de fase de 0o y 180°, este método alternativo permite que sean utilizados decodificadores y codificadores menos complejos, debido a que los valores de los cambios de fase pueden ser caracterizados como más o menos uno, reduciendo la complejidad de la operación de multiplicación efectuada por la multiplicación compleja 306. En el sistema de transmisión que utiliza únicamente valores de fase de 0o y 180°, se permite la codificación de fase, tal como la efectuada por el codificador de fa.se 82, a ser efectuada simplemente invirtiendo el signo de aquellos símbolos de Walsh que requieren un desplazamiento de fase de 180°, ya sea antes o después de la modulación con el código de cadena larga y los códigos de propagación. Transmitiendo de las órdenes de control de potencia vía la rotación de fase" de los datos de usuario que ya están siendo transmitidos, la invención descrita anteriormente permite que el control de potencia del enlace de ida sea conducido sin reducir o interferir con la transmisión de los datos de usuario vía la transmisión del enlace de regreso desde una unidad de abonado 10. También, permitiendo que sea transmitida una orden de control de potencia completamente dentro de un grupo de control de potencia, puede ajustarse el poder de transmisión hasta una vez cada 1.25 ms . Tal control de potencia rápido es útil para reducir al mínimo la pérdida de datos debido a las condiciones de desvanecimiento, debido a que el poder de transmisión puede incrementarse rápidamente antes de que se hayan perdido cantidades sustanciales de datos.

Adicionalmente, debido a que el enlace de regreso es típicamente procesado en forma no coherente, la invención descrita anteriormente permite que la orden de control de potencia sea transmitida mientras sigue siendo compatible con las estaciones base 12 configuradas para procesar señales de acuerdo con el estándar IS-95. En otras palabras, las estaciones base preexistentes 12 serán aún capaces de procesar apropiadamente los datos de usuario de las señales transmitidas de acuerdo con la presente invención, aunque esas estaciones base 12 serán incapaces de recibir las órdenes de control de potencia enviadas sobre el subcanal codificado por fase. En una modalidad alternativa de la invención, las rotaciones de fase entre símbolos de Walsh individuales se utilizan para transmitir órdenes de control de potencia. Es decir, que la diferencia en la fase de los símbolos de Walsh sucesivos, o dos conjuntos de símbolos de Walsh, se utiliza para indicar si el poder de transmisión del canal de enlace de ida deberá incrementarse o disminuir. Esta modalidad alternativa de la invención permite transmitir órdenes de control de potencia múltiples durante cada grupo de control de potencia, y por lo tanto, incrementa la velocidad a la cual puede ajustarse la potencia de transmisión.

Debido a que la energía asociada con una porción de un grupo de control de potencia es muy baja, sin embargo, el por ciento de error al cual las órdenes de control de potencia son transmitidas en esta modalidad alternativa de la invención, es mayor. De este modo, esta modalidad alternativa es útil en donde se requieren condiciones de respuesta al desvanecimiento aún más rápidas, y en donde son tolerables errores más frecuentes en la transmisión de las órdenes de control de potencia. La invención también puede ser utilizada dentro de los enlaces de RF que emplean la transmisión continua de la señal del enlace de regreso, en lugar de la transmisión conmutada electrónicamente del IS-95. En tales sistemas de transmisión continua, el número de desplazamientos de fase empleado en una palabra clave puede variar en gran medida, incluyendo las palabras clave sustancialmente con más de seis símbolos de Walsh. Los ejemplos de sistemas que emplean la señal de enlace de regreso de transmisión continua (o enlace ascendente) incluyen varios sistemas de comunicación inalámbricos a base de satélite. De este modo, ha sido descrito un método y un aparato novedosos mejorados para establecer un subcanal dentro de una señal CDMA. Un experto en la técnica reconocerá varios métodos y aparatos alternativos para implementar la invención. La modalidad particular descrita anteriormente se proporcionó para propósitos ilustrativos, y no deberá constituirse en limitante del alcance de la invención. Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención, es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (16)

R IVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones.

1. Un método para transmitir una orden de control de potencia sobre una señal de enlace de regreso procesada de acuerdo con las técnicas de acceso múltiple por división de código, caracterizado porque comprende los pasos de: a) codificar por fase la señal de enlace de regreso con una primer secuencia de rotaciones de fase, si la orden de control de potencia es una primer orden; y b) codificar por fase la señal de enlace de regreso con una segunda secuencia de rotaciones de fase, si la orden de control de potencia es una segunda orden.

2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los pasos a) y b) se efectúan sobre un grupo de control de potencia.

3. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la secuencia de rotaciones de fase está definida por una primer velocidad de rotación de fase y la segunda secuencia de rotaciones de fase está definida por una segunda velocidad de rotación de fase.

4. El método de .conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los comprende los pasos de: c) codificar por fase la señal de enlace de regreso con una tercer secuencia de rotaciones de fase, si la orden de control de potencia es una tercer orden; y d) codificar por fase la 'señal de enlace de regreso con una cuarta secuencia de rotaciones de fase, si la orden de control de potencia es una cuarta orden.

5. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el paso a) se efectúa vía los pasos de: fijar un primer símbolo de Walsh en el grupo de control de potencia a una primer fase; fijar un segundo símbolo de Walsh en el grupo de control de potencia a una primer fase más una fase delta; fijar un tercer símbolo de Walsh en el grupo de control de potencia a una primer fase más dos veces la fase delta; fijar un cuarto símbolo de Walsh en el grupo de control de potencia a una primer fase más tres veces la fase delta; fijar un quito símbolo de Walsh en el grupo de control de potencia a una primer fase más cuatro veces la fase delta; y fijar un sexto símbolo de Walsh en el grupo de control de potencia a una primer fase más cinco veces la fase delta.

6. Una unidad de abonado para transmitir una orden de control de potencia vía una señal de enlace de regreso, caracterizada porque comprende: un modulador de canal para generar datos de usuario modulados; y un codificador de fase para generar datos rotados por fase haciendo rotar la fase de los datos de usuario modulados utilizando una palabra clave de control de potencia, seleccionada de un conjunto de palabras clave de control de potencia; y transmitir para convertir de manera ascendente los datos rotados por fase.

7. La unidad de abonado de conformidad con la reivindicación 6, caracterizada porque comprende además : un procesador de recepción digital para generar una orden de control de potencia en respuesta a la señal de enlace de ida; y un codificador de control de potencia para generar la palabra clave de control de potencia en respuesta a la orden de control de potencia.

8. La unidad de abonado, de conformidad con la reivindicación 6, caracterizada porque el codificador de fase hace rotar cada uno de un conjunto de símbolos de Walsh en un grupo de control de potencia en un múltiplo de una velocidad de rotación de fase.

9. Un sistema de procesamiento receptor para recibir una orden de control de potencia vía una señal de enlace de regreso, caracterizado porque comprende: un primer correlacionador de fase para generar un primer valor de correlación de palabra clave, correlacionando los datos de la señal del enlace de regreso con una secuencia de fases asociadas con una primer palabra clave; un segundo correlacionador de fase para generar un segundo valor de correlación de palabra clave, correlacionando los datos de la señal del enlace de regreso con una secuencia de fases asociadas con una segunda palabra clave; y un selector de palabra clave de fase para seleccionar una palabra clave seleccionada del primer valor de correlación de palabra clave y el segundo valor de correlación de palabra clave.

10. El sistema de procesamiento receptor de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el primer valor de correlación de palabra clave y el segundo valor de correlación de palabra clave se calculan sobre un grupo de control de potencia.

11. El sistema de procesamiento receptor de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque comprende, además: un desmodulador para generar datos de desmodulación, desmodulando la señal del enlace de regreso; un correlacionador de Walsh para generar vectores de correlación de símbolos de Walsh utilizando los datos de desmodulación; una decisión difícil para generar un índice de dificultad en base a los vectores de correlación del símbolo de Walsh; y un selector para generar los datos de la señal del enlace de regreso, seleccionando los valores de correlación de Walsh de los vectores de correlación del símbolo de Walsh utilizando el índice de dificultad.

12. El sistema de procesamiento receptor de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque comprende un valor de correlación de palabra clave combinado para generar un vector de correlación de palabra clave, combinando el valor de correlación de palabra clave con otro valor de correlación de palabra clave y el segundo valor de correlación de palabra clave con otros valores de correlación de palabra clave.

13. Un método para transmitir datos de un subcanal sobxe una señal de enlace de regreso, procesada de acuerdo con las técnicas de acceso múltiple por división de código, caracterizado porque comprende los pasos de: a) modular los datos del usuario con un código de ruido pseudoaleatorio; b) ajustar por fase una porción de los datos del usuario con un primer vector de código de fase, cuando los datos del subcanal son un primer conjunto de datos; c) ajustar la fase de la porción de los datos del usuario con el segundo vector de código de fase, cuando los datos del subcanal son un segundo conjunto de datos; y d) transmitir los datos del usuario sobre la señal del enlace de regreso.

14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porgue la porción de datos del usuario está comprendida de un grupo de control de potencia.

15. El método de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque el primer vector de código de fase y el segundo vector de código de fase están comprendidos de seis fases.

16. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado .porque los datos del usuario están comprendidos de símbolos de código modulados M-arios .