MXPA06008554A - Filtracion temporal para mitigacion de retraso excesivo en sistemas ofdm - Google Patents

Abstract

Se describen técnicas de transmisión de piloto y estimación de canal para un sistema OFDM con propagación con retraso excesivo. Para mitigar los efectos nocivos de la propagación con retraso excesivo, es utilizada la filtración temporal. La filtración temporal es utilizada para combatir los efectos de propagación con retraso excesivo en la estimación de canal. La filtración temporal es utilizada en presencia de pilotos alternados y ayuda a mejorar la estimación de canal en presencia de propagación con retraso excesivo.

Description

— as to the applicant's entillement lo claim the priorily oflhe For two-letíer codes and oíher abbreviations, refer to the "Guidearlier application (Rule 4.17(iii))for all designations ance Notes on Codes andAbbreviations " appearing at the beginning ofeach regular issue ofthe PCT Gazette. Published: — with intemational search report — before the expiration of the time limit for amending the claims and to be republished in the event of receipt of amendments FILTRACIÓN TEMPORAL PARA MITIGACIÓN DE RETRASO EXCESIVO EN SISTEMAS OFDM ANTECEDENTES 1. Campo La presente invención se relaciona, de manera general, con la comunicación de datos, y, de manera más especifica, con la filtración temporal para la mitigación de retraso excesivo en sistemas de multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) .

II . Antecedentes La OFDM es una técnica de modulación multiportador que reparte efectivamente el ancho de banda total del sistema en subbandas ortogonales múltiples (NF) . Esas subbandas también son referidas como tonos, subportadores, bandejas y canales de frecuencia. Con la OFDM, cada subbanda está asociada con un subportador respectivo que puede ser modulado con datos . Pueden ser transmitidos hasta NF símbolos de modulación sobre las NF subbandas en cada periodo de si bolo OFDM. Antes de la transmisión, esos símbolos de modulación son transformados al dominio del tiempo usando la transformación de Fourier rápida inversa (IFFT) de NF puntos para obtener un simbolo ?transformado" que contiene NF segmentos. La OFDM puede ser usada para combatir el desvanecimiento selectivo de frecuencia, el cual se caracteriza por diferentes ganancias de canal a diferentes frecuencias del ancho de banda total del sistema. Es bien sabido que el desvanecimiento selectivo de frecuencia produce interferencia intersimbolo (ISI) , la cual es un fenómeno por el que cada simbolo en una señal recibida actúa como distorsión a uno o más símbolos subsecuentes en la señal recibida. La distorsión ISI degrada el funcionamiento al tener impacto sobre la capacidad para detectar correctamente los símbolos recibidos. El desvanecimiento selectivo de frecuencia puede ser combatido convenientemente con la OFDM repitiendo una porción de cada simbolo transformado para formar un simbolo OFDM correspondiente. La porción repetida es comúnmente referida como prefijo cíclico. La longitud del prefijo cíclico (es decir, la cantidad para repetir cada simbolo OFDM) depende de la propagación del retraso. La propagación del retraso de un canal inalámbrico es el intervalo de tiempo o duración de una respuesta de impulso por el canal inalámbrico. Esta propagación del retraso es también la diferencia entre los casos de las señales que arriban más temprano y las que arriban más tarde (o multitrayectorias) en un receptor para una señal transmitida via el canal inalámbrico por un transmisor. La propagación del retraso de un sistema OFDM es la propagación de retraso máxima esperada de los canales inalámbricos para todos los transmisores y receptores en el sistema. Para permitir que todos los receptores en el sistema combatan la ISI, la longitud del prefijo cíclico deberá ser igual a o mayor que la propagación de retraso máxima esperada. Sin embargo, puesto que el prefijo cíclico representa una sobrecarga para cada simbolo OFDM, es deseable hacer que la longitud del prefijo cíclico sea tan corta como sea posible para minimizar la sobrecarga. Como un compromiso, la longitud del prefijo cíclico es seleccionada típicamente de modo que el prefijo cíclico contenga una porción significativa de todas las energías multitrayectoria para todos los receptores en el sistema. Un sistema OFDM puede resistir una propagación de retraso que sea menor que o igual a la longitud del prefijo cíclico. Cuando este sea el caso, las NF subbandas son ortogonales entre si. Sin embargo, el receptor dado en el sistema puede observar una propagación de retraso excesiva, la cual es una propagación de retraso que es mayor que la longitud del prefijo cíclico. El exceso de propagación de retraso puede producir varios efectos dañinos, como ISI y errores de estimación de canal, ambos de los cuales pueden degradar un desempeño del sistema como se describe más adelante. Existe por lo tanto la necesidad en el arte de técnicas para mitigar los efectos dañinos de propagación de retraso excesiva en un sistema OFDM.

SUMARIO Las técnicas para transmitir el piloto y estimar la respuesta de un canal inalámbrico con una propagación de retraso excesiva son descritas aquí. En un aspecto, un método para estimar un canal en un sistema de comunicación inalámbrica comprende obtener al menos dos grupos de símbolos pilotos recibidos para al menos dos conjuntos de subbandas pilotos, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde un segundo grupo está alternado con respecto a un primer grupo, dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos par y símbolos impar, donde los símbolos par incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso, determinar una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar respectivamente, seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar un canal real, seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar un canal en exceso, filtrar temporalmente por un canal real sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtración temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal, y filtrar temporalmente el canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtración temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal. En otro aspecto un aparato en un sistema de comunicación inalámbrica que comprende medios para obtener al menos dos grupos de símbolos pilotos recibidos por al menos dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde un segundo grupo está alternado con respecto a un primer grupo, medios para dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos pares y símbolos impares, donde los símbolos pares incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso, medios para determinar una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar, respectivamente, medios para seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar un canal real, medios para seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar , un canal en exceso, medios para filtrar temporalmente un canal real sobre la base de al menos una estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, un primer conjunto de coeficientes de filtración temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal, medios para filtrar temporalmente por un canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtración temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal. En otro aspecto más, un medio legible en computadora que incorpora un método para estimar un canal en un sistema de comunicación inalámbrica que comprende obtener al menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por al menos dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde un segundo grupo está alternado con respecto a un primer grupo, dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos par y símbolos impar, donde los símbolos par incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso, determinar la estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar, respectivamente, seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar un canal real, seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar un canal en exceso, filtrar temporalmente con un canal real sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de los coeficientes de filtración temporal y el segundo conjunto de los coeficientes de filtración temporal, y filtrar temporalmente por un canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtración temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtración temporal. Los diferentes aspectos y modalidades de la invención se describen con mayor detalle más adelante: BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características y naturaleza de la presente invención se volverán más evidentes a partir de la descripción detallada expuesta a continuación cuando se toma en conjunto con los dibujos en los cuales caracteres de referencia similares identifican lo correspondiente a su través y donde: La FIGURA 1 muestra un modulador OFDM para un sistema OFDM; Las FIGURAS 2A y 2D muestran un canal inalámbrico con una propagación de retraso excesiva y su canal efectivo, respectivamente. Las FIGURAS 2B Y 2C muestran una secuencia de segmentos recibidos por el canal inalámbrico; La FIGURA 3 muestra una estructura de subbanda que puede ser usada por el sistema OFDM; La FIGURA 4 muestra un punto de acceso y una terminal en el sistema OFDM; y La FIGURA 5 muestra un estimador de canal.

DESCRIPCIÓN DETALLADA La palabra "ejemplar" es usada aquí, con el significado "servir como un ejemplo, caso, o ilustración". Cualquier modalidad o diseño descrito aquí como "ejemplar" no necesariamente debe constituirse como preferida o ventajosa sobre las otras modalidades o diseños. Las técnicas descritas aquí para la filtración temporal para la mitigación de retraso excesivo pueden ser usadas por varios sistemas de comunicación como el sistema basado en la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , un sistema de Acceso Múltiple por División de Frecuencia Ortogonal (OFDMA) , un sistema de Acceso Múltiple por División de Código (CDMA) , un sistema de Acceso Múltiple por División de Tiempo (TDMA) , un sistema de Acceso Múltiple por División de Frecuencia (FDMA) , un sistema de una sola entrada y una sola salida (SISO) , un sistema de entradas múltiples y salidas múltiples (MIMO), y así sucesivamente. En un sistema OFDM, se inserta un prefijo cíclico al inicio de cada símbolo OFDM para remover la interferencia a través de símbolos sucesivos. Cuando la propagación de retraso del canal es menor que el prefijo cíclico y el receptor está sincronizado para elegir la ventana FFT apropiada, no existe interferencia intersímbolo (ISI) entre símbolos OFDM sucesivos. Además, la convolución lineal con la respuesta de impulso de canal es convertida a una convolución circular, y la ortogonalidad de los portadores se preserva. En otras palabras, no existe interferencia inter-portador (ICI) entre diferentes portadores dentro del mismo simbolo OFDM. Cuando la propagación de retraso del canal excede el prefijo cíclico, existe ICI así como ISI, y esto podría degradar el desempeño del sistema OFDM. El incremento de la longitud del prefijo cíclico para evitar esta degradación podría conducir a una sobrecarga inaceptable en el sistema. Además de la introducción de ICI/ISI, la presencia de propagación de retraso excesiva podría conducir a una degradación adicional en el receptor coherente que necesite estimar el canal. Específicamente, si el número de bifurcaciones de canal se ha incrementado y los recursos de piloto asignados para la estimación del canal podrían ser insuficientes. Claramente, la degradación en ese escenario dependería de los recursos asignados así como la cantidad de propagación de retraso excesiva. Como con el prefijo cíclico, el incremento de los recursos para la estimación de canal puede conducir a un incremento inaceptable en la sobrecarga. La degradación en la estimación del canal podría ser muy significativo en algunos escenarios de interés práctico, o contando de manera excesiva la degradación intrínseca debido a la ICI e ISI. El uso de técnicas de estimación del canal que consideren la presencia de la propagación de retraso excesiva mitiga esos efectos. La FIGURA 5 muestra un diagrama de bloques de un modulador OFDM 100 para un sistema OFDM. Los datos a ser transmitidos son codificados e intercalados tipicamente para generar bits de código, los cuales son entonces trazados a símbolos de modulación. El trazo de mapas de símbolos es efectuado (1) agrupando los bits de código en valores binarios de bit B, donde B = 1, y (2) trazando cada valor de bit B a un símbolo de modulación específico sobre la base de un esquema de modulación (por ejemplo, M-PSK o M-QAM, donde M=2B) . Cada simbolo de modulación es un valor complejo en una constelación de señales correspondiente al esquema de modulación. Por cada periodo de símbolo OFDM, es enviado un símbolo "transmisión" en cada una de las NF subbandas. Cada símbolo de transmisión puede ser un símbolo de modulación para el piloto/datos o un valor de señal de cero (es decir, un "símbolo cero") . Una unidad IFFT 110 efectúa una IFFT de NF puntos sobre los NF símbolos de transmisión para las NF subbandas totales en cada periodo de simbolo OFDM y proporciona un símbolo transformado que contiene NF segmentos. La IFFT puede ser expresada como: S = WLNFXNF S , (Ecuación 1) donde S es un vector NFxl de símbolos de transmisión para las NF subbandas; W-NF?NF es una matriz transformada de Fourier discreta (DFT) de NF x NF; s es un vector de Nxl de segmentos en el dominio de tiempo; y "H" denota la transpuesta conjugada. La matriz DFT W NF?NF se define de modo que la (n,m) -ésima entrada, wn,m, se da como: (w-l)Qn-l) trr NP ( Ecuación 2 ) Wn m = e NF , por n = { - donde n es un índice de renglón y m es un índice de columna. WNFXNF es la matriz DFT inversa. Un generador de prefijos cíclicos 120 repite una porción de cada símbolo transformado para obtener un símbolo OFDM correspondiente que contiene Nc segmentos, donde Nc = NF + Ncp y Ncp es la longitud del prefijo cíclico. Un periodo de simbolo OFDM es la duración de un simbolo OFDM, la cual es de Nc periodos de segmento. Los segmentos son acondicionados y transmitidos vía un canal inalámbrico. La FIGURA 2A muestra una respuesta de impulso ejemplar 210 de un canal inalámbrico con una propagación de retraso excesiva. La respuesta del impulso de canal 210 incluye dos bifurcaciones 212 y 214 para dos multitrayectorias en el canal inalámbrico. La bifurcación 212 tiene una ganancia compleja de hi y se localiza en un Índice de bifurcación 1. La bifurcación 214 tiene una ganancia compleja de he y se localiza en el Índice de bifurcación Ne, el cual está fuera de la longitud del prefijo cíclico Ncp. Como se usa aquí, "canal principal" se refiere a la porción de la respuesta del impulso de canal que se encuentra en o dentro de la longitud del prefijo cíclico, el "canal en exceso" se refiere a la porción de la respuesta del impulso de canal que se encuentra fuera de la longitud del prefijo cíclico, y "exceso" se refiere a la diferencia entre el Índice de bifurcación y una bifurcación de canal en exceso y la longitud del prefijo cíclico. Para la respuesta del impulso de canal 210, el canal principal incluye una bifurcación 212, el canal en exceso incluye una bifurcación 214, y el exceso para la bifurcación 214 es Nex = Ne - Ncp. La FIGURA 2B muestra una secuencia 220 de segmentos recibidos por el canal inalámbrico mostrado en la Figura 2A. La secuencia de segmentos recibida 220 es una convolución de secuencia de segmentos transmitidos con bifurcaciones 212 y 214 por el canal inalámbrico. La secuencia de segmentos recibida 220 está compuesta de (1) una secuencia de segmento 222 generada convolucionando la bifurcación del canal principal 212 con la secuencia de segmentos transmitidos y (2) la secuencia de segmentos 224 generada por la convolución de la bifurcación del canal en exceso 214 con la secuencia de segmentos transmitida, donde s¿ denota el i-ésimo segmento para el símbolo OFDM actual, x± denota el i-ésimo segmento para el simbolo OFDM previo, e i = 1. Je. La FIGURA 2C muestra la descomposición de la secuencia de segmento recibida 220 en diferentes componentes. La secuencia de segmentos 224 en la Figura 2B es reemplazada con (1) una secuencia de segmentos 226 generada por una convolución circular de la bifurcación del canal en exceso 214 con los Nc segmentos por el simbolo OFDM actual, (2) una secuencia de segmentos 228 por el extremo posterior del símbolo OFDM previo, y (3) una secuencia de segmentos 230 por el extremo posterior del simbolo OFDM actual. Las secuencias de segmentos 222 y 226 representan secuencias que habrían sido recibidas por las bifurcaciones 212 y 214 si la longitud del prefijo cíclico fuera suficientemente larga y la bifurcación 214 es parte del canal principal. Sin embargo, puesto que este no es el caso, las secuencias de segmentos 228 y 230 se deben ambas a la propagación de retraso excesiva. La secuencia de segmentos 228 representa la fuga del símbolo OFDM previo hacia el símbolo OFDM actual y es la fuente de interferencia intersímbolo. La secuencia de segmentos 230 representa la perturbación de la convolución circular y es la fuente de interferencia interportadora (ICI) y atenuación del canal. La interferencia intersimbolo observada en cada subbanda puede ser expresada como: ISI (k) = he -W_wa (ky¥_"aXNFX_, parak =1.JV F , (Ecuación 3) donde X es un vector de NF x 1 de símbolos de transmisión del simbolo OFDM previo; WLNCXXNF es una matriz de Nex x N con las últimas Nex hileras de W_"FXNF y -i?Na (k) es un vector de lxNex con los primeros Nex elementos de la jc-ésima hilera de W_N xN .

La operación W-NaxNF- - genera un vector de X-NCX de Nex X 1 que contiene los últimos Nex segmentos del símbolo OFDM previo. La multiplicación de X-Na con (k) genera la interferencia debida a esos últimos Nex segmentos sobre la subbanda k. La potencia del ruido en cada subbanda debido a la interferencia intersímbolo puede ser expresada como: sI ?S¡ =Es - \ Ihe \ I 2 - (N^ INp), para k = 1.NF, (Ecuación 4 ) donde Es es la energía del símbolo de transmisión, es la potencia del canal en exceso, y sfSI es la potencia del ruido debido a la ISI en cada subbanda. Como se muestra en la ecuación (4), la potencia del ruido de ISI por subbanda es (1) proporcional a la energía del canal en exceso , (2) proporcional al exceso Nex, lo cual es indicativo del canal de fuga de símbolo OFDM previo hacia el símbolo OFDM actual, y (3) relacionada inversamente con el número de subbandas totales puesto que la potencia del ruido de ISI total se distribuye sobre las NF subbandas. La potencia del ruido en cada subbanda debido a la interferencia interportador puede ser calculada de manera similar que para la interferencia intersímbolo y se expresa como: I l2 K\ Wa ¡N^-iN^ /N F)2], parak = l.J F, (Ecuación 5) donde sfa es la potencia del ruido debida a la ICI en cada subbanda. La FIGURA 2D muestra un canal "efectivo" 240 para el canal inalámbrico mostrado en la FIGURA 2A. Refiriéndose nuevamente a la FIGURA 2C, la secuencia de segmentos 226 representa la contribución debida a la bifurcación del canal en exceso 214 (asumiendo que el prefijo cíclico es suficientemente grande) , y la secuencia de segmentos 230 representa la fuente de ICI debido al canal en exceso. La operación de sustracción por la secuencia de segmentos 230 da como resultado una reducción parcial de la potencia de la señal por cada subbanda. Esta sustracción puede ser contabilizada escalando hacia abajo la bifurcación del canal en exceso 214 por un factor de (1-Nex/NF) . Como se muestra en la FIGURA 2D, el canal efectivo 240 incluye la bifurcación 212 que tiene la ganancia compleja de hi y una bifurcación 216 que tiene una ganancia compleja de he - (1-Nex/NF) . La reducción en la ganancia de la bifurcación 216 en relación a la ganancia de la bifurcación 214 es referida como "atenuación de canal" y resulta de la propagación de retraso excesiva por la bifurcación 214. La cantidad de atenuación está relacionada con el exceso Nex. Un receptor efectúa la estimación de canal para derivar una estimación de canal para el canal inalámbrico. La estimación de canal es efectuada tipicamente sobre la base de símbolos piloto, los cuales son símbolos de modulación que son conectados a priori por el receptor. Los símbolos piloto pueden ser transmitidos de varias maneras como se describe más adelante. La FIGURA 3 muestra una estructura de subbanda ejemplar que puede ser usada por el sistema OFDM. El sistema OFDM tiene un ancho de banda del sistema total de BW MHz, el cual es repartido en NF subbandas ortogonales usando la OFDM. Cada subbanda tiene un ancho de banda de BW/NF MHz. Para un sistema OFDM formado espectralmente, únicamente son usadas Nu de las NF subbandas totales para la transmisión de datos/piloto, donde NU<NF, y las NF-NU subbandas restantes no son usadas para la transmisión de datos/piloto y sirven como subbandas de seguridad para permitir que el sistema reúna los requerimientos de enmascaramiento espectral. Por simplicidad, la siguiente descripción asume que todas las NF subbandas pueden ser usadas en el sistema OFDM. Para propósitos de ilustración, se considera un sistema OFDM donde la estimación del canal se basa en pilotos separados uniformemente en el dominio de la frecuencia. El kth símbolo OFDM recibido en el dominio de la frecuencia puede ser escrito como: Y(ic)=H(^)+w(^)=WP,Dh(^)+ (i) (Ecuación 1) donde • P es el número de portadores piloto, y D es el número de bifurcaciones de canal asumidas por el receptor. • Los vectores Y,H, son de longitud P y el ruido es Gaussian complejo blanco con una varianza de N0. • La matriz WP/D es la submatriz de PxD de la matriz DFT no normalizada donde N es el número total de subportadores. El número de bifurcaciones de canal D = P. Sin embargo, en una modalidad una estimación de canal más grande para tratar con los escenarios donde el canal tiene una propagación de retraso más grande que el prefijo cíclico. Para obtener una estimación de canal mayor, los pilotos son alternados a través de símbolos OFDM sucesivos, es decir, que los Índices de portadores de pilotos son cambiados en símbolos OFDM sucesivos como se describe más adelante.

Pilotos Alternados Por simplicidad, asumir un patrón alternado de dos símbolos: si los portadores de piloto separados N uniformemente son de la forma — n + n0 en los símbolos N N par, habría — n + n0 +— en los símbolos impares. Con tal alternancia, podemos obtener una estimación de una longitud de hasta 2P usando las observaciones de piloto de dos símbolos OFDM vecinos. Específicamente, se asume un canal con 2P bifurcaciones en el dominio del tiempo.

Entonces P-X .2pPn0 .2plp _ .2pn¡¡l = S hl(2k) -e J~ hM(2k) e J i y /=0 Para mayor simplicidad, fijese n° = 0 , de modo que la alternancia es entre las fases 0 y — N , aunque 2P la expresión anterior puede ser llevada a través de cualquier Yl° . Tenemos entonces De manera similar, para los símbolos impares, 2P-1 _ .2pJ[(NIP)p+(NI2P)] HP (2k + 1) = ? h, {2k + l)e~J N 1=0 p~? _,- yp = ?[hl(2k + l)-h¡+P(2k + l)]e pe p 1=0 De este modo, las observaciones de piloto en los símbolos par e impar pueden ser escritas como Y (2k) =WPrP [ha ( 2k) +h.e (2k) ] +v ( 2k) Y ( 2k+l ) =WP,P ? [ha ( 2k+l)-he( 2k+l)]+w( 2k+l ) (Ecuación 2 ) donde A = diagl íe ?- pY y los superíndices "ß" y "e" denotan las bifurcaciones "real" y "en exceso" que corresponden a 1=0, ... , -l y 1-P, . . . , 2P-1, respectivamente. Para obtener una estimación del canal a partir de las observaciones en la Ecuación 7, una posibilidad es usar un método de mínimos cuadrados para estimar el canal efectivo en el dominio del tiempo. La Ecuación 8 muestra una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar: fi(2k) = W PY(2k) ñ(2k + l) = A- FHPY(2k + ?) (Ecuación 3) Las estimaciones efectivas anteriores incluyen los componentes real y en exceso. Una forma simple de obtener todas las 2P estimaciones de canal de bifurcación es f?(2k) + f?(2k + \) P?a = , f?(2k) -f?{2kx\) (Ecuación 4) La Ecuación 9 es solo un caso especial de una operación más general cuando las estimaciones en el dominio del tiempo en la Ecuación 8 (obtenidas de todos los símbolos OFDM) son promediadas a través de símbolos OFDM múltiples. Tal premediación es referida como la filtración temporal, y se efectúa por separado para cada bifurcación en el dominio de tiempo individual. La estimación resultante de la bifurcación 1 en cualquier símbolo OFDM m (impar o par) puede ser escrita como IV» -1 hx(2k) = ¿_,ocn Xhl(2k - ?) donde Nf y Nb son el número de bifurcaciones no causales y causales, respectivamente. En esta estructura, la Ecuación 9 corresponde a la elección de Jíf = 0, Nb = 2 y «o,? = «?,? = 0.5, KP «o,? = 0.5 y «?,? = -0.5 P < 1 < 2P-1 De este modo, se elige un conjunto de coeficientes de filtración temporal para estimar el canal real {1<P) y se elige otro conjunto para el canal en exceso.

Considérense estrategias más generales para elegir los coeficientes de filtración temporal para las dos mitades. Por claridad, los coeficientes de filtración para KP son denotados por an y los coeficientes de filtración para 1>P son denotados por ßn .

Filtración temporal para el canal real Además de separar los canales real y en exceso, la elección de los coeficientes de filtración temporal que son gobernados por otras restricciones también. La filtración temporal permite la captura de energía del piloto adicional y mejora en la confiabilidad de las estimaciones de canal. Sin embargo, usar una filtración temporal prolongada puede introducir degradaciones debido a variaciones en el tiempo del canal. Con el propósito de ser claros en la ilustración, nos enfocamos sobre la ?es?ma bifurcación en el canal de dominio de tiempo observada en un símbolo OFDM par, y asumimos que el canal varía linealmente sobre los símbolos Mf + Nb que son usados por el filtro temporal. Usando la ecuación 8, tenemos hx(2k - n) = hxaciml{2k - n) + {-\)" hxexc'!SO {2k 1 = 0,...,i> - 1 y hxa (2k - n) = hxa (2k) - nda hxe (2k - n) = h^2k) - nde, n = Nb -l,... -Nf donde ?a y de son las pendientes de los canales real y en exceso en la bifurcación 1. Idealmente, esas variaciones temporales se cancelarían junto con el canal en exceso. En consecuencia, las restricciones son los coeficientes de filtración temporal que pueden ser resumidas como: Nh -l Cancelación de canal en exceso: ?(—!)"«„= 0 Nh-\ Cancelación de la variación óa : na =0 Cancelación de la variación ?e: ?(— Y)" na =0 (Ecuación 5) Puesto que esas restricciones no varían a un factor de escala en los coeficientes, puede imponerse una restricción de normalización, por ejemplo que la estimación del canal no sea desviada, lo cual significa que Estimación de canal no desviada: (Ecuación 6) Por ejemplo, dado un filtro de tres bifurcaciones con una bifurcación no causal, es decir, Nf = 1, Nh = 2 , y las restricciones en la Ecuación 10 y la Ecuación 11, la solución es {0.25,0.5,0.25}. En la ausencia de bifurcación de canal en exceso, la solución óptima seria {0.33, 0.33, 0.33}.

Cuando el número de coeficientes sea mayor que el número de restricciones linealmente independientes, los coeficientes pueden ser elegidos para minimizar la varianza del ruido en la estimación filtrada temporalmente, es decir, Minimizar "-¿X S« bajo las restricciones de la Ecuación 10 y la Ecuación 11. Será evidente a aquellos expertos en la técnica puesto que las restricciones son lineales y la función objetiva es cuadrática, esta optimización puede ser resuelta usando técnicas del multiplicador de Lagrange.

Filtración temporal para el canal en exceso De este modo, la selección de las bifurcaciones del filtro ha sido restringida a las primeras P bifurcaciones. Para l>Pr las bifurcaciones corresponden al canal en exceso, y son denotadas por {ßn} . En la elección de {ßn} , la meta es la contraria de la de KP, puesto que únicamente las bifurcaciones en exceso son conservadas y las contribuciones de las primeras P bifurcaciones son eliminadas. En consecuencia, las restricciones en la Ecuación 10 son modificadas como: N -l Cancelación del canal real: -¡ßn = Nh-\ Cancelación de la variación (5a: z_¡nß„ — ^ Cancelación de la variación óe: ?(-!)"«? =0 n=-Nf Únicamente ha cambiado la primera restricción, :y puede ser impuesta una restricción de factor de escala como en la Ecuación 11. Para el filtro no causal de tres bifurcaciones, la solución para {ß-?, ßo, ßi) es {-0.25, 0.5, -0.25}. Será evidente a aquellos expertos en la técnica qué pueden obtenerse soluciones similares para otras longitudes de filtro (y otros patrones alternados) también.

Generación eficiente de estimaciones en e? dominio de la frecuencia En una implementación de módem, la estimación de canal en el dominio de la frecuencia, se obtiene finalmente sobre una base por interconexión. Es decir que, para reducir el número de cálculos implicados en la operación de FFT para obtener las estimaciones del canal en el dominio de la frecuencia, se efectúa una FFT P pt sobre la estimación del canal en el dominio del tiempo (después de introducir una rampa de fase adecuada) , obteniendo por lo tanto como resultado las estimaciones de canal para la interconexión de interés. Con la estimación de las bifurcaciones de canal correspondientes al retraso excesivo en el canal, existen 2P bifurcaciones para la estimación del canal en el dominio de tiempo . Una estimación de canal para la interconexión requerida puede obtenerse con una: sola operación- de FFT P pt. En particular, se dejan 2:P bifurcaciones de canal en el dominio de tiempo representadas por = [ha he] donde ha y he son cada únó vectores de longitud P. Dada la estimación de frecuencia para los P subportadores (d =0,1,2, P-l) correspondientes a la interconexión m (m = 0,1,..., 7), entonces la estimación del canal del dominio de la frecuencia para el ¿^1"10 portador en la mes?ma interconexión está dada por Las P bifurcaciones extra del canal dan como resultado algunas multiplicaciones (en cuatro de ocho valores de m) ' y sumas complejas triviales. Esa operación de la rampa de fase seguida por las P FFT pt tendrían que haberse efectuado sin importar el número de bifurcaciones de canal que sean P. Sin embargo, sin truncar el canal hasta P bifurcaciones, permitiendo por lo tanto las P bifurcaciones extra, requiere la memoria adicional para propósitos de almacenamiento temporal. Se hicieron varias suposiciones y se impusieron limitaciones en la discusión anterior para propósitos de1 ilustración. Específicamente, Patrón alternado: se asumió un patrón alternado simple con solo dos fases (0 y 4) . Será evidente a: aquellos expertos en la técnica que las modalidades' descritas se generalizan a cualquier número de otros patrones alternados a través de diferentes símbolos OFDM.' A cada símbolo, los pilotos están separados1 uniformemente, de modo que el canal en exceso se alia en el dominio del tiempo. La elección del patrón alternado podría basarse en otros factores y es de interés en sí. Criterio de mínimos cuadrados: yendo de los pilotos en el dominio de la frecuencia a la estimación del canal en el dominio de tiempo aliado, se usó, un método de mínimos cuadrados, el cual se traduce en una IFFT. Será evidente a aquellos expertos en la técnica que son posibles otros criterios para derivar la estimación en el dominio del tiempo, por ejemplo un método MMSE. Un punto clave aquí es la relación entre el canal en el dominio del tiempo y las observaciones del piloto que son inducidas por la intercalación. Véase la Ecuación 7. Longitud del filtro temporal: se asumió 'un filtro de tres bifurcaciones con ilustración. Claramente, el método es aplicable a cualquier número - de bifurcaciones que sea mayor de dos, y el filtro puede totalizar un número de observaciones de piloto mayor que-' la longitud de canal total asumida, de otro modo, no es: posible la estimación perfecta de todo el canal. Selección del coeficiente de filtración: en l:a' elección del coeficiente de filtración de acuerdo con una modalidad, se asumió que se usó el mismo conjunto de coeficientes para todas las bifurcaciones en el canal real, y se usó un conjunto diferente para todas las bifurcaciones en el canal en exceso. En otra modalidad, se usó un conjunto diferente de coeficientes por cada bifurcación en el canal real así como cada bifurcación en el canal en exceso (dando como resultado 2P conjuntos de coeficientes de filtración en el ejemplo) . Han sido impuestas restricciones adicionales como que la variación con el tiempo del canal debe ser cancelada o suprimida cuando se elijan los coeficientes. Esas restricciones pueden ser liberadas dependiendo del número de coeficientes del filtro temporal u otros requerimientos del diseño del sistema. Modelo de variación lineal: Finalmente, en la formulación de las restricciones en la Ecuación 10, etc., ha sido usado un modelo donde el canal varía linealmente durante la duración de interés. Pueden ser usados otros métodos para derivar las restricciones, por ejemplo, puede asumirse un modelo estadístico para la correlación del canal con el tiempo y el problema puede tenerse en términos de minimizar la varianza de los errores de variación con el tiempo. Por claridad, las técnicas de transmisión de piloto y estimación de canal han sido descritas para urí sistema OFDM. Esas técnicas pueden ser usadas por otras técnicas de modulación multiportador como el multitono discreto (DMT) . La FIGURA 4 muestra un diagrama de bloques de uri punto de acceso 1100 y una terminal 1150 en el sistema OFDM. Sobre el enlace descendente, en el punto de acceso 1100, un procesador de datos de transmisión (TX) 1110 recibe, da formato, codifica, intercala y modula (es decir, traza mapas de símbolos) datos de tráfico y proporciona símbolos de modulación (o simplemente, "símbolos de datos"). Un modulador OFDM 1120 recibe los símbolos de datos y símbolos de piloto, efectúa la modulación OFDM como se describe en la Figura 5, y proporciona un flujo de símbolos OFDM. Los símbolos piloto son transmitidos de manera alternada. Una unidad transmisora (TMTR) 1122 recibe y convierte el flujo de símbolos OFDM en una o más señales analógicas, acondiciona (por ejemplo, amplifica, filtra y convierte ascendentemente por frecuencia) las señales analógicas para generar una señal del enlace descendente, y transmite la señal vía una antena 1124 a las terminales. En la terminal 1150, la antena 1152 recibe la señal del enlace descendente y proporciona una señal recibida a una unidad receptora (RCVR) 1154. La unidad receptora 1154 acondiciona (por ejemplo, filtra, amplifica, y convierte de manera descendente por frecuencia) la señal recibida, digitaliza la señal acondicionada, y proporciona los segmentos recibidos a un desmodulador OFDM 1156. La FIGURA 5 muestra una modalidad de un desmodulador OFDM 1156. Una unidad de remoción de prefijo cíclico 1212 remueve el prefijo cíclico anexo a cada símbolo OFDM. Una unidad de FFT 1214 transforma entonces cada símbolo transformado recibido al domino de la frecuencia usando una FFT de N puntos y obtiene NF símbolos recibidos por las NF subbandas. La unidad de FFT 1214 proporciona los símbolos piloto recibidos a un procesador 1170 y los símbolos de datos recibidos a un detector 1216. El detector 1216 recibe además una estimación de respuesta de frecuencia i?m,d<k) por el enlace descendente del procesador 1170, efectúa la detección sobre los símbolos de datos recibidos para obtener los símbolos detectados (los cuales son estimaciones de los símbolos de datos transmitidos) , y proporciona los símbolos detectados a un procesador de datos RX 1158. El procesador 1170 incluye un estimador de canal 1220 que obtiene los símbolos piloto recibidos y efectúa la estimación de canal como se describió anteriormente. Dentro del estimador del canal 1220, un piloto detector 1222 remueve la modulación sobre los símbolos piloto recibidos y puede efectuar la extrapolación y/o interpolación cuando sea necesario para obtener una estimación de respuesta de frecuencia inicial ñ.p¿„ con las estimaciones de canal para Ndn subbandas distribuidas uniformemente en cada periodo de símbolo OFDM. Una unidad de IFFT 1224 efectúa una IFFT sobre la estimación de respuesta de frecuencia inicial para obtener una estimación de respuesta de impulso de canal ¿N^ dn con Ndn bifurcaciones. Una unidad de repetición 1226 repite la estimación de respuesta de impulso de canal tantas veces como sea necesario y ajusta además la fase de cada caso si es necesario. Un combinador/filtro 1228 combina o filtra entonces la salida de la unidad 1226 y proporciona una estimación de respuesta de impulso de canal completa. Una unidad de determinación de umbral y relleno con cero 1230 efectúa la estimación del umbral (si está activada) y el relleno con ceros para obtener un vector &NF CI„ con NF bifurcaciones. Una unidad de FFT 1232 efectúa entonces una FFT sobre el vector NF FI para obtener la estimación de respuesta de frecuencia final B-NF n para las N subbandas para el enlace descendente. El procesador de datos RX 1158 desmodula (es decir, destruye los trazos de mapas de símbolos) , desintercala, y descodifica los símbolos detectados para recuperar los datos de tráfico transmitidos . El procesamiento por el desmodulador OFDM 1156 y el procesador de datos RX 1158 es complementario al procesamiento por el modulador OFDM 1120 y el procesador de datos TX 1110, respectivamente, en el punto de acceso 1100. Sobre el enlace ascendente, el procesador de datos TX 1182 procesa los datos de tráfico y proporciona símbolos de datos. Un modulador OFDM 1184 recibe y multiplexa los símbolos de datos con los símbolos piloto, efectúa la modulación OFDM, y proporciona el flujo de símbolos OFDM. Los símbolos piloto pueden ser transmitidos sobre Nup subbandas que han sido asignadas a la terminal 1150 para la transmisión del piloto. El número de subbandas piloto (Nup) para el enlace ascendente puede ser el mismo o diferente del número de subbandas piloto (Ndn) para el enlace descendente. Además, puede ser usado el mismo o esquemas de transmisión de piloto diferentes (por ejemplo, intercalación), por el enlace descendente y el enlace ascendente. Una unidad transmisora 1186 recibe y procesa entonces el flujo de símbolos OFDM para generar una señal de enlace ascendente, la cual es transmitida vía una antena 1152 al punto de acceso. En el punto de acceso 1100, la señal del enlace ascendente de la terminal 1150 recibida por la antena 1124 y procesada por una unidad receptora 1142 para obtener los segmentos recibidos. Un desmodulador OFDM 1144 procesa entonces los segmentos recibidos y proporciona los símbolos piloto recibidos y detecta símbolos para el enlace ascendente. Un procesador de datos RX 1146 procesa los símbolos detectados para recuperar los datos de tráfico transmitidos por la terminal 1150. El procesador 1130 efectúa la estimación de canal por cada terminal que transmita sobre el enlace ascendente, como se describió anteriormente. Las terminales múltiples pueden transmitir el piloto concurrentemente sobre el enlace ascendente o sus subbandas piloto asignadas. Para reducir la interferencia, cada subbanda puede ser usada para la transmisión del piloto o datos únicamente por una terminal en un periodo de símbolo OFDM dado. El procesador 1130 puede implementar el estimador de canal 1220 mostrado en la FIGURA 5. Por cada terminal m, el procesador 1130 obtiene una estimación de respuesta de frecuencia inicial ñ_m para el enlace ascendente por la terminal sobre la base de los símbolos piloto recibidos de la terminal, deriva una estimación de respuesta de impulso de canal ¿Nu ?ffl por la terminal sobre la base de S_m , y deriva una estimación de respuesta de frecuencia final J?LNFm por la terminal sobre la base de £#„,/» • La estimación de respuesta de frecuencia ¿??GF„, por cada terminal es proporcionada al desmodulador OFDM 1144 y es usada para la detección por esa terminal. Los procesadores 1130 y 1170 dirigen la operación en el punto de acceso 1100 y la terminal 1150, respectivamente. Las unidades de memoria 1132 y 1172 almacenan códigos de programa y datos usados por los procesadores 1130 y 1170, respectivamente. Los procesadores 1130 y 1170 también efectúan estimaciones de canal como se describió anteriormente. Por claridad, las técnicas de transmisión de piloto y estimación de canal han sido descritas para un sistema OFDM. Esas técnicas pueden ser usadas por otras técnicas de modulación multiportador como el multitono discreto (DMT) . Para una implementación de programas y sistemas de programación o software, las técnicas de transmisión del piloto y estimación del canal pueden ser implementadas con módulos (por ejemplo, procedimientos, funciones, y así sucesivamente) que efectúen las funciones descritas aquí. Los códigos de programas y sistemas de programación o software pueden ser almacenados en una unidad de memoria (por ejemplo, las unidades de memoria 1132 y 1172 en la FIGURA 4), y ejecutados por un procesador (por ejemplo, los procesadores 1130 y 1170) . La unidad de memoria puede ser implementada dentro del procesador o ser externa al procesador, caso en el cual esta puede ser acoplada de manera comunicativa al procesador vía varios medios como es sabido en la técnica. Las técnicas de transmisión del piloto y estimación del canal, descritas aquí pueden ser implementadas por varios medios. Por ejemplo, esas técnicas pueden ser implementadas en componentes físicos de computación o hardware, programas y sistemas de programación o software, o una combinación de los mismos. Para una implementación de componentes físicos de computación o hardware, las unidades de procesamiento usadas para la estimación de canal pueden ser implementadas con uno o más circuitos integrados específicos de la aplicación (ASIC) , procesadores de señales digitales (DSP) , dispositivos procesadores de señales digitales (DSPD) , dispositivos lógicos programables (PLD) , arreglos de compuertas programables en el campo (FPGA) , procesadores, controladores, microcontroladores, microprocesadores, otras unidades electrónicas diseñadas para efectuar las funciones descritas aquí o una combinación de los mismos. La descripción anterior de las modalidades descritas se proporcionó para permitir a cualquier experto en la técnica hacer o usar la presente invención. Varias modificaciones a esas modalidades serán fácilmente evidentes a varios expertos en la técnica, y los principios genéricos definidos aquí pueden ser aplicados a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. De este modo, la presente invención no pretende limitarse a las modalidades descritas aquí sino de acuerdo al más amplio alcance consistente con los principios y características novedosas descritas aquí.

Claims (7)

1. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes:
2. REIVINDICACIONES 1. Un método para estimar un canal en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende : obtener al menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por al menos dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde el segundo grupo está alternado o intercalado con respecto al primer grupo; dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos par y símbolos impar, donde los símbolos par incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso.; determinar una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar, respectivamente; seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal real; seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal en exceso; filtrar temporalmente por un canal real sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal; y filtrar temporalmente por un canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la división comprende además separar uniformemente los símbolos piloto recibidos del segundo grupo de los símbolos piloto recibidos del primer grupo.
3. 3. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la división comprende además alternar o intercalar al menos dos grupos de símbolos pilotos recibidos de acuerdo a un patrón de intercalación de dos símbolos.
4. 4. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la división comprende además alternar o intercalar al menos dos grupos de símbolos pilotos recibidos de acuerdo a un patrón de intercalación de n símbolos (n>) .
5. 5. Un aparato en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende: medios para obtener al menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por al menos dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde el segundo grupo está alternado o intercalado con respecto al primer grupo; medios para dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos par y símbolos impar, donde los símbolos par incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso; medios para determinar una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar, respectivamente; medios para seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal real; medios para seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal en exceso; medios para filtrar temporalmente por un canal real sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal; y medios para filtrar temporalmente por un canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal.
6. 6. Un procesador programado para ejecutar un método para estimar un canal en un sistema de comunicación inalámbrica, el método se caracteriza porque comprende: obtener al menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por al menos dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde el segundo grupo está alternado o intercalado con respecto al primer grupo; dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos par y símbolos impar, donde los símbolos par incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso.; determinar una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar, respectivamente; seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal real; seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal en exceso; filtrar temporalmente por un canal real sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal; y filtrar temporalmente por un canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal.
7. 7. Un medio legible en computadora que incorpora un método para estimar un canal en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende : obtener al menos dos grupos de símbolos piloto recibidos por al menos dos conjuntos de subbandas piloto, un grupo de símbolos piloto recibidos por cada conjunto de subbandas piloto, donde el segundo grupo está alternado o intercalado con respecto al primer grupo; dividir los símbolos piloto recibidos en símbolos par y símbolos impar, donde los símbolos par incluyen componentes reales y en exceso y los símbolos impar incluyen componentes reales y en exceso.; determinar una estimación efectiva par y una estimación efectiva impar sobre la base de los símbolos par y los símbolos impar, respectivamente; seleccionar un primer conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal real; seleccionar un segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal para estimar un canal en exceso; filtrar temporalmente por un canal real sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal; y filtrar temporalmente por un canal en exceso sobre la base de al menos la estimación efectiva par, la estimación efectiva impar, el primer conjunto de coeficientes de filtro temporal y el segundo conjunto de coeficientes de filtro temporal.