MX2007001972A - Ensamble de guia de fruta de carriles multiples para un extractor de jugo y metodos relacionados. - Google Patents

Abstract

Un ensamble de guia de fruta puede incluir un bastidor que se colocara entre una banda transportadora de fruta y un alimentador de fruta de posiciones multiples, un vibrador removiblemente sujetado al bastidor que sera removible del mismo en la direccion ascendente, y un cuerpo de guia de fruta removiblemente sujetado al bastidor para ser removible del mismo en una direccion ascendente. El cuerpo de guia de fruta puede tener una superficie superior con rebordes y valles alternantes en la misma definiendo una pluralidad de carriles de fruta. El cuerpo de guia de fruta puede incluir paredes superior e inferior separadas, de manera que la guia de fruta es un cuerpo de guia de fruta hueco en algunas modalidades. El cuerpo de guia de fruta hueco puede comprender polietileno giratoriamente moldeado, por ejemplo.

Description

DECORRELACION DE MÚLTIPLES CANALES EN CODIFICACIÓN ESPACIAL DE AUDIO Campo Técnico La presente invención se refiere a codificadores, decodificadores y sistemas de audio, a los métodos correspondientes, a programas de computadora que implementan estos métodos y a un flujo de bits que es producido por estos codificadores .

Técnica Anterior Ciertas técnicas de codificación de velocidad limitada de bits introducidas en forma reciente analizan una señal de entrada de múltiples canales para derivar una señal compuesta de mezclado descendente (una señal que contiene menos canales que la señal de entrada) y la información secundaria que contiene un modelo paramétrico del campo de sonido original . La información secundaria y la señal compuesta son transmitidas a un decodificador que aplica el modelo paramétrico a la señal compuesta con el fin de recrear una aproximación del campo de sonido original. El objetivo principal de estos sistemas de "codificación espacial" es recrear un campo de sonido de múltiples canales con una cantidad muy limitada de datos; por lo tanto, esto impone limitaciones en el modelo paramétrico utilizado para simular el campo de sonido original. Los detalles de estos sistemas de codificación espacial se encuentran contenidos en varios documentos, que incluyen aquellos citados más adelante de acuerdo con el encabezado "Incorporación como Referencia" . Normalmente, estos sistemas de codificación espacial emplean parámetros para modelar el campo de sonido original tal como las diferencias de amplitud entre canales, las diferencias de tiempo o fase entre canales, y la correlación cruzada entre canales. Comúnmente, estos parámetros son estimados para múltiples bandas espectrales para cada canal que está siendo codificado y son estimados en forma dinámica con respecto al tiempo. Un sistema común de codificación espacial de la técnica anterior se muestra en las Figuras la (codificador) y lb (decodificador) . Las múltiples señales de entrada son convertidas en el dominio de frecuencia utilizando una DFT superpuesta (transformada discreta de frecuencia) . A continuación, el espectro DFT es subdividido en bandas que se aproximan a las bandas críticas del oído. Un estimado de las diferencias de amplitud entre canales, las diferencias de tiempo o fase entre canales y la correlación entre canales se calcula para cada una de las bandas. Estos estimados son utilizados para el mezclado descendente de las señales originales de entrada en una señal compuesta monofónica. La señal compuesta junto con los parámetros espaciales estimados, son enviados a un decodificador en donde la señal compuesta es convertida en el dominio de frecuencia utilizando la misma DFT superpuesta y la separación crítica de banda. Entonces, los parámetros espaciales son aplicados en sus bandas correspondientes a fin de crear una aproximación de la señal original de múltiples canales. En el decodificador, la aplicación de las diferencias de amplitud y tiempo o fase entre canales es relativamente directa, aunque es más desafiante la modificación de los canales de mezclado ascendente, de modo que su correlación entre canales coincida con la de la señal original de múltiples canales. Comúnmente, con la aplicación solamente de las diferencias de amplitud y tiempo o fase en el decodificador, la correlación resultante entre canales de los canales de mezclado ascendente es más grande que la de la señal original, y los sonidos resultantes de audio son más "colapsados" en forma espacial, o menos ambientales que la señal original. Con frecuencia, esto puede ser atribuido a los valores promedio a través de la frecuencia y/o el tiempo con el fin de limitar el costo de transmisión de la información secundaria. Con el objeto de restaurar la percepción de la correlación original entre canales, algún tipo de decorrelación debe ser realizada al menos en algunos de los canales de mezclado ascendente. En la Disertación o Artículo 6072 de la Convención AES y en la Solicitud Internacional WO 03/090206 de Breebaart et al, citadas más adelante, se propone una técnica que impone la correlación deseada entre canales entre dos canales que han sido de mezclado ascendente a partir de un canal único de mezclado descendente. En primer lugar, el canal de mezclado descendente corre a través de un filtro de decorrelación para producir una segunda señal decorrelacionada . Entonces, cada uno de los dos canales de mezclado ascendente es calculado como combinaciones lineales de la señal original de mezclado descendente y la señal decorrelacionada. El filtro de decorrelación es designado como un retraso dependiente de la frecuencia, en el cual el retraso disminuye a medida que se incrementa la frecuencia. Este filtro tiene la propiedad deseable de proporcionar una decorrelación perceptible que es audible mientras que reduce la dispersión o transitorios temporales. Asimismo, la adición de la señal decorrelacionada con la señal original no podría originar los efectos del filtro de características peine que es asociado con un filtro de decorrelación de retraso fijo. La técnica en la disertación y solicitud de Breebaart et al sólo es diseñada para dos canales de mezclado ascendente, aunque esta técnica es deseable para un número arbitrario de canales de mezclado ascendente. Los aspectos de la presente invención proporcionan no sólo una solución para este problema más general de decorrelación de múltiples canales sino que también proporcionan una implementación eficiente en el dominio de frecuencia.

Breve Descripción de las Figuras Las Figuras la y lb son diagramas simplificados de bloque de un codificador y decodificador comunes de codificación espacial de la técnica anterior, de manera respectiva . La Figura 2 es un diagrama esquemático de bloque funcional simplificado de un ejemplo de un codificador o función de codificación que incluye los aspectos de la presente invención. La Figura 3 es un diagrama esquemático de bloque funcional simplificado de un ejemplo de un decodificador o función de decodificación que incluye los aspectos de la presente invención. La Figura 4 es una representación idealizada de un par de ventanas de análisis/síntesis para la implementación de los aspectos de la presente invención.

Descripción de la Invención Un aspecto de la presente invención proporciona el procesamiento de un conjunto de N señales de audio mediante el filtrado de cada una de las N señales con una característica de filtro único de decorrelación, la característica es una característica lineal causal invariable con el tiempo en el dominio de tiempo o la equivalente de la misma en el dominio de frecuencia, y, para cada característica de filtro de decorrelación, combina en un modo variable de tiempo y frecuencia, sus señales de entrada y salida a fin de proporcionar un conjunto de N señales procesadas. La combinación podría ser una combinación lineal y podría funcionar con la ayuda de los parámetros recibidos. Cada característica de filtro único de decorrelación podría ser seleccionada, de manera que la señal de salida de cada característica de filtro tenga menos correlación con cada una de las N señales de audio que la señal correspondiente de entrada de cada característica de filtro tiene con cada una de las N señales y, de manera que cada señal de salida tenga menos correlación con otra señal de salida que la señal correspondiente de entrada de cada característica de filtro tenga con cada otra de las N señales. De esta manera, cada filtro único de decorrelación es seleccionado, de manera que la señal de salida de cada filtro sea aproximadamente decorrelacionada con cada una de las N señales de audio y, de manera que cada señal de salida sea aproximadamente decorrelacionada con cada otra señal de salida. El conjunto de N señales de audio podría ser sintetizado a partir de las M señales de audio, en donde M es uno o mayor y N es más grande que M, en este caso, podría existir el mezclado ascendente de las M señales de audio en las N señales de audio . De acuerdo con aspectos adicionales de la invención, podrían ser recibidos los parámetros que describen las relaciones espaciales deseadas entre las N señales sintetizadas de audio, en este caso el mezclado ascendente podría funcionar con la ayuda de los parámetros recibidos. Los parámetros recibidos podrían describir las relaciones espaciales deseadas entre las N señales sintetizadas de audio y el mezclado ascendente podría operar con la ayuda de los parámetros recibidos. De acuerdo con otros aspectos de la invención, cada característica de filtro de decorrelación podría ser identificada por un modelo con múltiples grados de libertad. Cada característica de filtro de decorrelación podría tener una respuesta en la forma de un retraso variable de frecuencia en donde el retraso disminuye en forma monotónica con el incremento de la frecuencia. La respuesta de impulso de cada característica de filtro podría ser especificada por una secuencia sinusoidal de duración finita cuya frecuencia instantánea disminuya en forma monotónica, tal como de p a cero con respecto a la duración de la secuencia. Una secuencia de ruido podría ser adicionada a la fase instantánea de la secuencia sinusoidal, por ejemplo, para reducir los artefactos audibles de acuerdo con ciertas condiciones de la señal . De acuerdo todavía con otros aspectos de la presente invención, podrían ser recibidos parámetros, de manera que describan relaciones espaciales deseadas entre las N señales procesadas, y el grado de combinación podría operar con la ayuda de los parámetros recibidos. Cada una de las señales de audio podría representar canales y los parámetros recibidos que ayudan en la operación de combinación podrían ser los parámetros que se refieren a la correlación cruzada entre canales. Otros parámetros recibidos incluyen los parámetros que se refieren a una o más diferencias de amplitud entre canales y diferencias de tiempo o fase entre canales. La invención se aplica, por ejemplo, a un sistema de codificación espacial en el cual las N señales originales de audio son de mezclado descendente con las M señales (M < N) en un codificador, y posteriormente, son de mezclado ascendente de regreso con las N señales en un decodificador con el uso de la información secundaria generada en el codificador. Los aspectos de la invención pueden ser aplicados no sólo en los sistemas de codificación espacial, tal como aquellos descritos en las citas de más adelante, en las cuales el mezclado descendente de múltiples canales es hacia (y el mezclado ascendente es a partir) de un canal único monofónico, sino también en sistemas en los cuales el mezclado descendente es hacia (y el mezclado ascendente es a partir) de múltiples canales tal como se describe en la Solicitud Internacional PCT/US2005/006359 de Mark Franklin Davis, presentada el 28 de Febrero del 2005, titulada "Low Bit Rate Audio Encoding and Decoding in Which Múltiple Channels Are Represented By Fewer Channels and Auxiliary Information" . La solicitud PCT/US2005/006359 se incorpora en la presente como referencia en su totalidad. En el decodificador, un primer conjunto de N señales de mezclado ascendente es generado a partir de las M señales de mezclado descendente mediante la aplicación de las diferencias de amplitud y tiempo o fase entre canales enviadas en la información secundaria. Enseguida, un segundo conjunto de N señales de mezclado ascendente es generado mediante el filtrado de cada una de las N señales a partir del primer conjunto con un filtro único de decorrelación. Los filtros son "únicos" en el sentido que existen N distintos filtros de decorrelación, uno para cada señal. El conjunto de N filtros únicos de decorrelación es diseñado para generar N señales decorrelacionadas en forma mutua (véase la ecuación 3b más adelante) que también son decorrelacionadas con respecto a las entradas de filtro (véase la ecuación 3a más adelante) . Estas señales bien decorrelacionadas son utilizadas, junto con las señales no filtradas de mezclado ascendente para generar las señales de salida del decodificador que se aproximan, de manera respectiva, a cada una de las señales de entrada en el codificador. Cada una de las aproximaciones es calculada como una combinación lineal de cada una de las señales no filtradas a partir del primer conjunto de señales de mezclado ascendente y la correspondiente señal filtrada del segundo conjunto de señales de mezclado ascendente. Los coeficientes de esta combinación lineal varían con el tiempo y la frecuencia y son enviados al decodificador en la información secundaria generada por el codificador. Para implementar el sistema de manera eficiente en algunos casos, se prefiere que los N filtros de decorrelación pudieran ser aplicados en el dominio de frecuencia más que en el dominio de tiempo. Esto podría ser implementado, por ejemplo, mediante el relleno-cero y la formación de ventanas adecuados de una DFT utilizada en el codificador y el codificador como se describe más adelante. Los filtros también podrían ser aplicados en el dominio de tiempo.

El Mejor Modo para Realizar la Invención Con referencia a las Figuras 2 y 3, las N señales originales de audio son representadas por x¿, i=l . . . N. Las M señales de mezclado descendente que son generadas en el codificador, son representadas por yi , j=l . . . M. El primer conjunto de señales de mezclado ascendente que son generadas en el decodificador a través de la aplicación de las diferencias de amplitud y tiempo o fase entre canales se representa por z± , i=l . . . N. El segundo conjunto de señales de mezclado ascendente en el decodificador se representa por z± , i=l . . . N. este segundo conjunto es calculado a través de la convolución del primer conjunto con los filtros de decorrelación : - L (1) en donde ¿ es la respuesta de impulso del filtro de decorrelación asociado con la señal i. Finalmente, la aproximación a las señales originales es representada por x± , i=l . . . N. Estas señales son calculadas mezclando las señales del primer y segundo conjunto descritos en un modo variable de tiempo y frecuencia: ( 2 ) ^,[¿. = flf,[6,í]Zl[6, ]+A[¿,/]Z1[6ff], en donde Z¿ [b, t] y X± [b, t] son las representaciones de frecuencia de tiempo corto de las señales z± , z± , y íi , de manera respectiva, en la banda crítica b y en el bloque de tiempo t . Los parámetros <¡ [b, t] y ßi [b, t] son los coeficientes de mezclado de variación de tiempo y frecuencia que son especificados en la información secundaria generada en el codificador. Estos podrían ser calculados como se describe más adelante de acuerdo con el encabezado "Cálculo de Coeficientes de Mezclado" .

Diseño de Filtros de Decorrelación El conjunto de filtros de decorrelación h? l ?=l . . . N. es diseñado, de modo que todas las señales z? y z? sean decorrelacionadas de una manera aproximadamente mutua: Efcz, ( s 0 ? = l ...NJ = 1...N,i ? j , en donde E representa el operador de expectativa. En otras palabras, cada característica de filtro único de decorrelación es seleccionada, de manera que la señal de salida z? de cada característica de filtro tenga menos correlación con cada una de las señales de entrada de audio z que la señal correspondiente de entrada de cada característica de filtro tenga con cada una de las señales de entrada y de manera que cada señal de salida z2 tenga menos correlación con cada otra señal de salida que la señal correspondiente de entrada z? de cada característica de filtro tenga con cada otra de las señales de entrada. Como es bien conocido en la técnica, un retraso simple podría ser utilizado como un filtro de decorrelación, en donde el efecto de decorrelación se vuelve más grande a medida que se incrementa el retraso. Sin embargo, cuando una señal es filtrada con este decorrelacionador y posteriormente es adicionada con la señal original, como es especificado en la ecuación 2, podrían escucharse ecos, sobre todo en las frecuencias más altas. Una mejora que también es conocida en la técnica es un filtro de retraso de frecuencia variable en el cual el retraso disminuye en forma lineal con la frecuencia a partir de un retraso máximo hasta cero. El único parámetro libre en este filtro es el retraso máximo. Con este filtro, las altas frecuencias no son retrasadas de manera significante, eliminando de esta manera los ecos percibidos, mientras que las frecuencias más bajas todavía reciben un retraso significante, manteniendo de esta manera el efecto de decorrelación. Como un aspecto de la presente invención, se prefiere una característica de filtro de decorrelación que sea especificada por un modelo que tenga más grados de libertad. En particular, este filtro podría tener una función de frecuencia instantánea que disminuye en forma monotónica, la cual en teoría, podría tomar una variedad infinita de formas. La respuesta de impulso de cada filtro podría ser especificada por una secuencia sinusoidal de duración finita cuya frecuencia instantánea disminuya en forma monotónica, por ejemplo, de p a cero con respecto a la duración de la secuencia. Esto significa que el retraso para la frecuencia Nyquist es igual a 0 y el retraso para DC es igual a la longitud de la secuencia. En su forma general, la respuesta de impulso de cada filtro podría ser dada por M»]= Vh?8S(A(»))» n=O.. í-l, (4a) en donde 0)1 { t) es la función de frecuencia instantánea que disminuye en forma monotónica, ?? ( t) es la primera derivada de la frecuencia instantánea, f ( t) es la fase instantánea dada por el entero de la frecuencia instantánea más alguna fase inicial f0 l y LS es la longitud del filtro. El término multiplicativo í?.1 ( t) es requerido para realizar la respuesta de frecuencia de h? [n] aproximadamente plana a través de toda la frecuencia, y la amplitud de filtro Al t es elegida, de modo que la respuesta de frecuencia de magnitud sea aproximadamente la unidad. Esto es equivalente a elegir A de modo que lo siguiente se mantiene : Una parametrización útil de la función ? { t) es dada por en donde el parámetro a controla qué tan rápido disminuye la frecuencia instantánea hasta cero con respecto a la duración de la secuencia. Se podría manipular la ecuación 5 para resolver el retraso t como una función de la frecuencia de radián ?: Se observa que cuando a± = 0, t± ( ?) = L± para todas ?,-en otras palabras, el filtro se convierte en un retraso puro de la longitud L± . Cuando «i = oo, ti ( ?) = 0 para todas ?,- el filtro es simplemente un impulso. Para propósitos de decorrelación auditiva, se ajusta c^, en algún lado en donde 1 y 10 han sido encontrados que producen los mejores resultados de sonido. Sin embargo, debido a que la respuesta de impulso de filtro hi [n] en la ecuación 4a tiene la forma de una secuencia de forma de chirrido, el filtrado de las señales impulsivas de audio con este filtro en algunas ocasiones puede originar artefactos audibles de "chirrido" en la señal filtrada en las ubicaciones de los transitorios originales. El grado auditivo de este efecto disminuye conforme se incrementa <¿, aunque el efecto podría ser adicionalmente reducido agregando una secuencia de ruido a la fase instantánea de la secuencia sinusoidal del filtro. Esto podría ser conseguido agregando un término de ruido a la fase instantánea de la respuesta de filtro: h,[n] = n = 0...Ll -l (7) La realización de esta secuencia de ruido N [n] igual al ruido blanco de Gaussian con una varianza que es una fracción pequeña de p sería suficiente para realizar el sonido de respuesta de impulso más como ruido que como chirrido, mientras que la relación deseada entre la frecuencia y el retraso especificado por ?±(t) todavía es mantenida en gran medida. El filtro en la ecuación 7 con ?)i(t) como se especifica en la ecuación 5 tiene cuatro parámetros libres: Lit ai, f0 y N±[n] . Mediante la elección de estos parámetros de una manera suficientemente diferente de uno a otro a través de todos los filtros hi, i= l...N, las condiciones deseadas de decorrelación en la ecuación 3 pueden ser cumplidas. Cálculo de los Coeficientes de Mezclado Los coeficientes de mezclado de variación de tiempo y frecuencia ?£ [b, t] y ßi [b, t] podrían ser generados en el codificador a partir de las correlaciones por banda entre los pares de las señales originales i . De manera específica, la correlación normalizada entre la señal i y j (en donde "i" es cualquiera una de las señales 1...N y nj" es cualquiera otra de las señales 1...N) y la banda b y el tiempo t son dados por jEt\x,[b.t fcxJ[bttf\' (8) en donde la expectación E es realizada a través del tiempo r en un tiempo circundante aproximado t. Dadas las condiciones en (3) y la restricción adicional que ¿2 [b, t] + ßP2 [b, t] = 1, puede mostrarse que las correlaciones normalizadas entre los pares de señales de salida del decodificador Xi y Xj , cada aproximación a una señal de entrada, son dados por (9) C¥[b,t] = a,[b,t]aj[b,t].

Un aspecto de la presente invención es el reconocimiento que los N valores c^ [ , t] son insuficientes para reproducir los valores Cij [b, t] para todas las señales i y j , aunque podrían ser elegidos, de modo que Cij [b, t] = ±jh, fc] para una señal particular i con respecto a todas las otras señales j . Un aspecto adicional de la presente invención es el reconocimiento que podría elegirse esta señal i como la señal más dominante en la banda b en el tiempo t. La señal dominante es definida como la señal para la cual Et es más grande a través de i= l . . . N. Denotando el índice de esta señal dominante como d, los parámetros ai [b, t] son entonces dados por a,[b,t] = l, i = d , (9) Estos parámetros a± [b, t] son enviados en la información secundaria del sistema de codificación espacial. En el decodificador, los parámetros ß? [b, t] podrían ser entonces calculados como (10) ß,[b,t] = -a*[b,t] Con el fin de reducir el costo de transmisión de la información secundaria, podría enviarse el parámetro a? [b, t] sólo para el canal dominante y el segundo canal más dominante. El valor de a? [b, t] para todos los otros canales es entonces ajustado al valor del segundo canal más dominante. Como una aproximación adicional, el parámetro ax [b, t] podría ser ajustado en el mismo valor para todos los canales. En este caso, la raíz cuadrada de la correlación normalizada entre el canal dominante y el segundo canal más dominante podría ser utilizada. Implementación de los Filtros de Decorrelación en el Dominio de Frecuencia Una DFT superpuesta con la elección adecuada de ventanas de análisis y síntesis podría ser utilizada para implementar, de manera eficiente, los aspectos de la presente invención. La Figura 4 representa un ejemplo del par adecuado de ventanas de análisis/síntesis. La Figura 4 muestra las ventanas de análisis y síntesis DFT de superposición para la aplicación de la decorrelación en el dominio de frecuencia. Las ventanas cónicas de superposición son necesarias para minimizar los artefactos en las señales reconstruidas. La ventana de análisis es diseñada, de modo que la suma de las ventanas superpuestas de análisis sea igual a la unidad para la separación elegida de superposición. Podría elegirse el cuadrado de una ventana, por ejemplo, Derivada-Kaiser-Bessel (KBD) . Con esta ventana de análisis, podría sintetizarse una señal analizada de manera perfecta sin ventana de síntesis si ningunas modificaciones hubieran sido realizadas a las DFTs de superposición. Con el fin de realizar la convolución con los filtros de decorrelación a través de la multiplicación en el dominio de frecuencia, la ventana de análisis también debe ser rellenada con cero. Sin el relleno con cero, se presenta la convolución circular más que la convolución normal. Si la longitud más extensa del filtro de decorrelación fuera dada por Lmax, entonces, sería requerido el relleno con cero después de la ventana de análisis al menos de Lmax. No obstante, las diferencias de amplitud y tiempo y fase entre canales también son aplicadas en el dominio de frecuencia, y estas modificaciones originan el escape convolucional, tanto antes como después de la ventana de análisis. Por lo tanto, el relleno adicional con cero es agregado tanto antes como después del lóbulo principal de la ventana de análisis. Finalmente, es utilizada una ventana de síntesis, la cual es una unidad a través del lóbulo principal de la ventana de análisis y el relleno con cero de longitud Lmax. Sin embargo, fuera de esta región la ventana de síntesis disminuye hacia cero con el fin de eliminar las señales deformadas en el audio sintetizado. Los aspectos de la presente invención incluyen estas configuraciones de ventana de análisis/síntesis y el uso del relleno de cero. Un conjunto de parámetros adecuados de ventana son enlistados abajo: Longitud DFT: 2048 Longitud del Lóbulo Principal de Ventana de Análisis (AWML) : 1024 Tamaño de Salto (HS) : 512 Relleno Cero Delantero (ZP?ead) : 256 Relleno Cero de Retraso (ZP?ag) : 768 Reducción de Ventana de Síntesis (SWT) : 128 Aunque estos parámetros de ventana han sido encontrados que son adecuados, los valores particulares no son críticos para la invención. Permitamos que Zi [k, t] sea la DFT superpuesta de la señal z¿ en recipiente k y bloque de tiempo t y que Hi [k] sea la DFT del filtro de decorrelación h± , la DFT superpuesta de la señal Zi podría ser calculada como Zj[?,/] = i[?]Zi[?, . ( 11 ) en donde Zi [k, t] ha sido calculada a partir de las DFTs superpuestas de las señales de mezclado descendente yj, j=l . . . M, utilizando la ventana discutida de análisis . Permi tiendo que kbBegin y kbEnd sean los índices de recipiente de inicio y finalización asociados con la banda b, la ecuación (2) podría ser implementada como XXk,t} = a[bAZXk } + ß[b?H?k]Zt[ktt , kbBegln = k =kbEnd ( 12 ) y Las señales Xi son entonces sintetizadas a partir de Xi [k, fc] al realizar la DFT inversa en cada bloque y la superposición y adición de los segmentos resultantes de dominio de tiempo usando la ventana de síntesis descrita con anterioridad. Con referencia a la Figura 2, en la cual se muestra un ejemplo simplificado del codificador que incluye los aspectos de la presente invención, las señales de entrada Xi , una pluralidad de señales de entrada de audio, tal como las señales PCM, son aplicadas las muestras de tiempo de las respectivas señales analógicas de audio 1-n, en los respectivos convertidores o funciones de conversión de dominio de tiempo a dominio de frecuencia ("T/F") 22. Por motivos de simplicidad en la presentación, sólo se muestra un bloque T/F, se entiende que existe uno para cada una de las señales de entrada 1-N. Las señales de entrada de audio podrían representar, por ejemplo, las direcciones espaciales tales como izquierda, central, derecha, etcétera. Cada T/F podría ser implementada, por ejemplo, dividiendo las muestras de entrada de audio en bloques, formando en ventanas los bloques, superponiendo los bloques, transformando cada uno de los bloques de ventana y superpuestos en el dominio de frecuencia al calcular la transformada discreta de frecuencia (DFT) y al dividir los espectros resultantes de frecuencia en bandas que simulan las bandas críticas del oído, por ejemplo, 21 bandas que utilizan, por ejemplo, la escala de banda rectangular-equivalente (ERB) . Estos procesos DFT son bien conocidos en la técnica. También podrían emplearse otros parámetros y técnicas de conversión de dominio de tiempo a dominio de frecuencia. Ni los parámetros particulares, tampoco la técnica particular, son críticos para la invención. Sin embargo, con el propósito de facilitar la explicación, se supone que en las descripciones en la presente es empleada una técnica de conversión DFT. Cada una de las salidas de dominio de frecuencia de T/F 22 es un conjunto de coeficientes espectrales. Todos estos conjuntos podrían ser aplicados en un mezclador descendente o función de mezclado descendente ("mezclado descendente") 24. El mezclador descendente o función de mezclado descendente podrían ser como se describió en varias de las publicaciones citadas de codificación espacial o como se describe en la Solicitud de Patente Internacional citada con anterioridad de Davis et al. La salida del mezclado descendente 24, un canal único yj en el caso de los sistemas citados de codificación espacial, o los múltiples canales yj como en el documento citado de Davis et al, podrían ser codificados en forma perceptual utilizando cualquier codificación conveniente tal como AAC, AC-3, etc. Las publicaciones que señalan los detalles de los sistemas convenientes de codificación perceptual son incluidas más adelante del encabezado "Incorporación como Referencia" . La(s) salida (S) del mezclado descendente 24, sí o no es codificada en forma perceptual, podría ser caracterizada como la "información de audio" . La información de audio podría ser transformada de regreso al dominio principal a través de un convertidor o función de conversión de dominio de frecuencia a dominio de tiempo ("T/F") 26, de manera que cada una realice generalmente las funciones inversas de la T/F descrita con anterioridad, a saber, una FFT inversa, seguida por la adición de la formación de ventana y superposición. La información de dominio de tiempo de T/F 26 es aplicada a un formador de paquete o función de empacado ("formador de paquete o paquetizador de flujo de bits") 28 que proporciona una salida codificada del flujo de bits. Los conjuntos de coeficientes espectrales producidos por T/F 22 también son aplicados en un calculador o función de cálculo de parámetro espacial 30 que computa la "información secundaria" podrían comprender, los "parámetros espaciales" tal como por ejemplo, las diferencias de amplitud entre canales, las diferencias de tiempo o fase entre canales y la correlación cruzada entre canales como se describió en varias de las publicaciones citadas de codificación espacial. La información secundaria del parámetro espacial es aplicada en el formador de paquete o paquetizador de flujo de bits 28 que podría incluir los parámetros espaciales en el flujo de bits . Los conjuntos de coeficientes espectrales producidos por T/F 22 también son aplicados a un calculador o función de cálculo del factor de correlación cruzada ("cálculo de los factores de correlación cruzada") 32 que computa los factores de correlación cruzada « [b, t] , como se describió con anterioridad. Los factores de correlación cruzada son aplicados en el formador de paquete 28 de flujo de bits que podrían incluir los factores de correlación cruzada en el flujo de bits. Los factores de correlación cruzada también podrían ser caracterizados como la "información secundaria" . La información secundaria es la información útil en la decodificación de la información de audio. En modalidades prácticas, no sólo la información de audio, sino también la información secundaria y los factores de correlación cruzada probablemente serán cuantificados o codificados en algún modo para minimizar su costo de transmisión. No obstante, ninguna cuantificación y descuantificación son mostradas en las figuras con el propósito de simplificar la presentación y debido a que estos detalles son bien conocidos y no ayudan en el entendimiento de la invención. Con referencia a la Figura 3, en la cual se muestra un ejemplo simplificado de un decodificador que incluye los aspectos de la presente invención, un flujo de bits como es producido, por ejemplo a través de un codificador del tipo descrito en conexión con la Figura 2, es aplicado en un despaquetizador de flujo de bits 32 que proporciona la información secundaria de información espacial, la información secundaria de correlación cruzada ai [b, t] ) , y la información de audio. La información de audio es aplicada en un convertidor o función de conversión de dominio de tiempo a dominio de frecuencia ("T/F") 34 que podría ser el mismo que uno de los convertidores 22 de la Figura 2. La información de audio de dominio de frecuencia es aplicada en un mezclador ascendente 36 que opera con la ayuda de la información secundaria de los parámetros espaciales que también recibe. El mezclador ascendente podría funcionar como se describió en varias de las publicaciones citadas de codificación espacial, o en el caso de que la información de audio esté siendo trasmitida en múltiples canales, como se describió en la Solicitud Internacional de Davis et al. Las salidas del mezclador ascendente son una pluralidad de señales Z2 como se refirió con anterioridad. Cada una de las señales de mezclado ascendente Z es aplicada a un filtro único de decorrelación 38 que tiene una característica h como se describió con anterioridad. Para simplificar la presentación sólo es mostrado un filtro único, se entiende que existe un filtro separado y único para cada señal de mezclado ascendente. Las salidas de los filtros de decorrelación son una pluralidad de señales Zl t como se describió con anterioridad. Los factores de correlación cruzada ax [b, t] son aplicados en un multiplicador 40 en donde estos son los tiempos multiplicados de las señales de mezclado ascendente Z2 como se describió con anterioridad. Los factores de correlación cruzada a? [b, t] también son aplicados en un calculador o función de cálculo ("calcula ßi íb, t] " ) 42 que deriva el factor de correlación cruzada ß [b, t] del factor de correlación cruzada a? [b, t] , como se describió con anterioridad. Los factores de correlación cruzada ß íb, t] son aplicados a un multiplicador 44 en donde son los tiempos multiplicados respectivos de las señales filtradas de decorrelación de mezclado ascendente zl t como se describió con anterioridad. Las salidas de los multiplicadores 40 y 44 son sumadas en un combinador o función de combinación aditiva ("+") 46 para producir una pluralidad de señales de salida Xl t cada una de las cuales se aproxima a una correspondiente señal de entrada xi . I pl e en tac ion La invención podría ser implementada en hardware o software, o una combinación de ambos (por ejemplo, en series lógicas programables) . A menos que sea especificado de otro modo, los algoritmos incluidos como parte de la invención no son inherentemente relacionados con ninguna computadora particular u otro aparato. En particular, varias máquinas de uso general podrían ser empleadas con programas escritos de acuerdo con las enseñanzas en la presente, o podría ser más conveniente la construcción de aparatos más especializados (por ejemplo, circuitos integrados) para realizar las etapas requeridas de método. Por lo tanto, la invención podría ser implementada en uno o más programas de computadora que se ejecutan en uno o más sistemas programables de cómputo, cada uno de los cuales comprende al menos un procesador, por lo menos un sistema de almacenamiento de datos (que incluye una memoria volátil y no volátil y/o elementos de almacenamiento) , al menos un dispositivo o puerto de entrada y por lo menos un dispositivo o puerto de salida. El código de programa es aplicado en los datos de entrada para realizar las funciones descritas en la presente y generar la información de salida. La información de salida es aplicada en uno o más dispositivos de salida, en un modo conocido. Cada programa podría ser implementado en cualquier lenguaje deseado de cómputo (que incluye los lenguajes de programación de máquina, ensamble, o procedimiento de alto nivel, lógico u orientado por objeto) para comunicarse con un sistema de cómputo. En cualquier caso, el lenguaje podría ser un lenguaje compilado o interpretado. De preferencia, cada programa de cómputo es almacenado o descargado en un dispositivo o medios de almacenamiento (por ejemplo, en una memoria de estado sólido o medios, o medios magnéticos u ópticos) que pueden ser leídos a través de una computadora programable de uso general o especial, que configura y opera la computadora cuando los medios o el dispositivo de almacenamiento sean leídos por el sistema de cómputo para realizar los procedimientos descritos en la presente. El sistema inventivo también podría ser considerado que es implementado como un medio de almacenamiento susceptible de ser leído por computadora, el cual es configurado con un programa de cómputo, en donde el medio de almacenamiento configurado de este modo, provoca que el sistema de cómputo funcione en un modo específico y predefinido para realizar las funciones descritas en la presente. Un número de modalidades de la invención ha sido descrito. Sin embargo, será entendido que varias modificaciones podrían realizarse sin apartarse del espíritu y alcance de la invención. Por ejemplo, algunas de las etapas descritas en la presente podrían ser independientes del orden, y por lo tanto, pueden ser realizadas en un orden diferente del descrito. Incorporación como Referencia Las siguientes patentes, solicitudes y publicaciones de patentes son incorporadas en la presente como referencia, cada una en su totalidad. AC-3 Estándar ATSC A52/A : Estándar de Compresión de Audio Digi tal (AC-3 ) , Revisión A, Advanced Televisión Systems Committee, 20 de Agosto del 2001. El documento A/52A se encuentra disponible en la Red Amplia Mundial (WWW) en http : //www. atsc . org/standards .html . "Design and Implementation of AC-3 Coders , " de Steve Vernon, IEEE Trans . Consumer Electronics, Vol. 41, No .3 , Agosto del 1995. "The AC-3 Multichannel Coder" de Mark Davis, Audio Engineering Society Preprint 3774, 95a Convención AES, Octubre del 1993. "High Quality, Low-Rate Audio Transform Coding for Transmission and Multimedia Applications," de Bosi et al, Audio Engineering Society Preprint 3365, 93er Convención AES, Octubre del 1992. Patentes de los Estados Unidos Nos. 5,583,962; 5,632,005; 5,633,981; 5,727,119; y 6,021,386.

AAC ISO/IEC JTC1/SC29, "Information technology - very low bitrate audio-visual coding," ISO/IEC IS-14496 (Parte 3, Audio) , 1996 I) ISO/IEC 13818-7. "MPEG-2 advanced audio coding, AAC". Estándar Internacional, 1997; M. Bosi, K. Brandenburg, S. Quackenbush, L. Fielder, K. Akagiri, H. Fuchs, M. Dietz, J. Herré, G. Davidson, e Y. Oikawa: "ISO/IEC MPEG-2 Advanced Audio Coding". Proc . de la 101a Convención AES, 1996; M. Bosi, K. Brandenburg, S. Quackenbush, L. Fielder, K. Akagiri, H. Fuchs, M. Dietz, J. Herré, G. Davidson, Y. Oikawa: "ISO/IEC MPEG-2 Advanced Audio Coding", Diario de la AES, Vol. 45, No. 10, Octubre del 1997, pp. 789-814; Karlheinz Brandenburg: "MP3 and AAC explained" . Proc . de la Uva AES International Conference on High Quali ty Audio Coding, Florencia, Italia, 1999; y G.A. Soulodre et al.: "Subjective Evaluation of State-of-the-Art Two-Channel Audio Codees" J. Audio Eng. Soc , Vol. 46, No.3, pp 164-177, Marzo de 1998. Estéreo de Intensidad MPEG Patentes de los Estados Unidos Nos. 5,323,396; 5,539,829; 5,606,618 y 5,621,855. Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos US 2001/0044713, publicada.

Codificación Espacial y Paramétrica Solicitud Provisional de Patente de los Estados Unidos S.N. 60/588,256, presentada el 14 de Julio del 2004 de Davis et al, titulada "Low Bit Rate Audio Encoding and Decoding in Wlrich Múltiple Channels are Represented By Monophonic Channel and Auxiliary Information." Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos US 2003/0026441, publicada el 06 de Febrero del 2003 Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos US 2003/0035553, publicada el 20 de Febrero del 2003, Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos US 2003/0219130 (Baumgarte & Faller) publicada el 27 de Noviembre del 2003, Audio Engineering Society Paper 5852, Marzo del 2003 Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos WO 03/090206, publicada el 30 de Octubre del 2003 Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos WO 03/090207, publicada el 30 de Octubre del 2003 Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos WO 03/090208, publicada el 30 de Octubre del 2003 Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos WO 03/007656, publicada el 22 de Enero del2003 Publicación de Solicitud Publicada de Patente de los Estados Unidos US 2003/0236583 Al, Baumgarte et al, publicada el 25 de Diciembre del 2003, "Hybrid Multi -Channel/Cue Coding/Decoding of Audio Signáis," Solicitud S.N. 10/246,570. "Binaural Cue Coding Applied to Stereo and Multi-Channel Audio Compression, " de Faller et al, Audio Engineering Society Convention Paper 5574, 112va Convención, Munich, Mayo del 2002. "Why Binaural Cue Coding is Better than Intensity Stereo Coding," by Baumgarte et al, Audio Engineering Society Convention Paper 5575, 112va Convención, Munich, Mayo del 2002. "Design and Evaluatin of Binaural Cue Coding Schemes," de Baumgarte et al, Audio Engineering Society Convention Paper 5706, 113va Convención, Los Angeles, Octubre del 2002. "Efficient Representation of Spatial Audio Using Perceptual Parametrization, " de Faller et al, IEEE Workshop on Applications of Signal Processing to Audio and Acoustics 2001, New Paltz, New York, Octobre del 2001, pp . 199-202. "Estimation of Auditory Spatial Cues for Binaural Cue Coding," de Baumgarte et al, Proc. ICASSP 2002, Orlando, Florida, Mayo del 2002, pp. 11-1801-1804. "Binaural Cue Coding: A Novel and Efficient Representation of Spatial Audio," de Faller et al, Proc.

ICASSP 2002, Orlando, Florida, Mayo del 2002, pp . II-1841-II- 1844. "High-quality parametric spatial audio coding at low bitrates," de Breebaart et al, Audio Engineering Society Convention Paper 6072, 116va Convención, Berlín, Mayo del 2004. "Audio Coder Enhancement using Scalable Binaural Cue Coding with Equalized Mixing," de Baumgarte et al, Audio Engineering Society Convention Paper 6060, 116va Convención, Berlín, Mayo del 2004. "Low complexity parametric stereo coding," de Schuijers et al, Audio Engineering Society Convention Paper 6073, 116va Convención, Berlín, Mayo del 2004. "Synthetic Ambience in Parametric Stereo Coding," de Engdegard et al, Audio Engineering Society Convention Paper 6074, 116va Convención, Berlín, Mayo del 2004. Otras Patente de los Estados Unidos No. 5,812,971, Herré, "Enhanced Joint Stereo Coding Method Using Temporal Envelope Shaping," 22 de Septiembre de 1998 "Intensity Stereo Coding," de Herré et al, Audio Engineering Society Preprint 3799, 96a Convención, Ámsterdam, 1994.

Claims (18)

1. REIVINDICACIONES 1. Un método de procesamiento de un conjunto de N señales de audio, caracterizado porque comprende el filtrado de cada una de las N señales con una característica de filtro único de decorrelación, la característica es una característica causal y lineal invariante con el tiempo en el dominio de tiempo o el equivalente de la misma en el dominio de frecuencia y, por cada característica de filtro de decorrelación, combina en un modo variable de tiempo y frecuencia sus señales de entrada y salida a fin de proporcionar un conjunto de N señales procesadas.
2. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque la característica de filtro único de decorrelación es seleccionada, de manera que la señal de salida de cada característica de filtro tenga menos correlación con cada una de las N señales de audio que la correspondiente señal de entrada de cada característica de filtro tiene con cada una de las N señales y, de manera que cada señal de salida tenga menos correlación con cada otra señal de salida que la correspondiente señal de entrada de cada característica de filtro tiene con cada otra de las N señales .
3. 3. El método de conformidad con la reivindicación 1 ó 2, en donde el conjunto de N señales de audio es sintetizado a partir de las M señales de audio, en donde M es una o más y N es más grande que M, caracterizado además porque comprende el mezclado ascendente de las M señales de audio con las N señales de audio.
4. 4. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado además porque comprende la recepción de los parámetros que describen las relaciones espaciales deseadas entre las N señales sintetizadas de audio, y en donde el mezclado ascendente opera con la ayuda de los parámetros recibidos .
5. 5. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-4, caracterizado porque cada característica de filtro de decorrelación se denota por un modelo con múltiples grados de libertad.
6. 6. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-5, caracterizado porque cada característica de filtro de decorrelación tiene una respuesta en la forma de un retraso de frecuencia variable en donde el retraso disminuye en forma monotónica con el incremento de la frecuencia .
7. 7. El método de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque la respuesta de impulso de cada característica de filtro es especificada por una secuencia sinusoidal de duración finita cuya frecuencia instantánea disminuye en forma monotónica.
8. 8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque una secuencia de ruido es adicionada a la fase instantánea de la secuencia sinusoidal .
9. 9. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-8, caracterizado porque la combinación es una combinación lineal.
10. 10. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-9, caracterizado porque el grado de combinación a través de la combinación funciona con la ayuda de los parámetros recibidos.
11. 11. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-9, caracterizado además porque comprende la recepción de los parámetros que describen las relaciones espaciales deseadas entre las N señales procesadas, y en donde el grado de combinación a través de la combinación funciona con la ayuda de los parámetros recibidos.
12. 12. El método de conformidad con la reivindicación 9 u 11, caracterizado porque cada una de las señales de audio que representan los canales y los parámetros recibidos, que ayudan a la operación de combinación, son los parámetros que se refieren a la correlación cruzada entre canales.
13. 13. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque otros parámetros recibidos incluyen parámetros que se refieren a una o más diferencias de amplitud entre canales y diferencias de tiempo o fase entre canales .
14. 14. El procesador de audio, caracterizado porque se pone en práctica de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-13.
15. 15. El aparato, caracterizado porque es adaptado para realizar los métodos de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-13.
16. 16. El programa de computadora almacenado en un medio susceptible de ser leído por computadora, caracterizado porque provoca que una computadora realice los métodos de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 1-13.
17. 17. Un programa de computadora almacenado en un medio susceptible de ser leído por computadora, caracterizado porque provoca que una computadora controle el procesador de audio de conformidad con la reivindicación 14 o el aparato de la reivindicación 15.
18. 18. Un aparato para el procesamiento de un conjunto de N señales de audio, caracterizado porque comprende el medio de filtrado de cada una de las N señales con una característica de filtro único de decorrelación, la característica es una característica lineal y causal invariable con el tiempo en el dominio de tiempo o el equivalente del mismo en el dominio de frecuencia, y, para cada característica de filtro de decorrelación, el medio que combina, en un modo variable de tiempo y frecuencia, sus señales de entrada y salida para proporcionar un conjunto de N señales procesadas.