KR900005328Y1 - Power control circuit for electromagnetic cooker - Google Patents
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Abstract
내용 없음.No content.
Description
제1도는 종래의 유도가열 조리기 제어회로도.1 is a conventional induction cooker control circuit diagram.
제2도는 본 고안에 따른 회로도.2 is a circuit diagram according to the present invention.
제3도는 본 고안에 따른 제2도의 동작 파형도.3 is an operational waveform diagram of FIG. 2 according to the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
10 : 완파정류회로 20 : 인버터 회로10: complete wave rectifier circuit 20: inverter circuit
30 : 부하검출회로 40 : 톱니파 발생회로30: load detection circuit 40: sawtooth wave generating circuit
50 : 인버터구동회로 60 : 기준전압 설정회로50: inverter drive circuit 60: reference voltage setting circuit
본 고안은 고주과 유도 가열 원리를 이용한 유도가열 조리기의 출력제어 회로에 관한 것으로, 특히 시간 온-오프 제어방식과 가변저항에 의한 연속제어 방식을 동시에 이용하여 연속가변식 출력조절을 할 수 있는 유도가열 조리기의 출력제어 회로에 관한 것이다.The present invention relates to an output control circuit of an induction heating cooker using the principle of high energy and induction heating, and in particular, an induction heating system capable of continuously variable output control using a time on-off control method and a continuous control method using a variable resistor. It relates to an output control circuit of the cooker.
일반적으로 유도가열 조리기는 고주파 유도가열 원리를 이용한 것으로 종래의 제1도와 같은 고주파 유도가열조리기는 전원전압을 완파 정류회로(10)에서 완파 정류하여 직류로 만들고 인버터회로(20)에 인버터 구동회로(50)의 드라이버신호를 넣어 인버터회로(20)의 내부의 유도 코일과 캐패시터 사이의 공진현상에 의하여 자속선을 발생시켜 조리기를 가열 하였다. 여기서 유도가열 조리기의 출력을 제어하는 방식은 두가지 있는데 첫째 방법은 마이크로 프로세서를 이용하여 제1도의 인버터구동회로(50)에 일정한 소정 주파수의 구형파를 시간 온/오프(On/Off)제어로 입력하는 방식이고, 둘째방법은 드라이브회로에 가변저항을 이용하여PWM(Pulse Width Modulation)회로의 드라이브 신호의 주파수를 20-40KHZ로 가변시켜 동작시키는 방법을 취하고 있다.In general, an induction heating cooker uses a high frequency induction heating principle. The high frequency induction cooking cooker as shown in FIG. 1 is a full wave rectifying power supply voltage in a full wave rectifying circuit 10 to make a direct current, and an inverter driving circuit in the inverter circuit 20. The driver signal of 50) was inserted to generate a magnetic flux line due to the resonance between the induction coil and the capacitor inside the inverter circuit 20 to heat the cooker. Here, there are two ways to control the output of the induction heating cooker. The first method uses a microprocessor to input a square wave of a predetermined frequency into the inverter driving circuit 50 of FIG. 1 through time on / off control. In the second method, a variable resistor is used in the drive circuit to change the frequency of the drive signal of the pulse width modulation (PWM) circuit to 20-40KHZ.
그러나 상기 마이크로 프로세서를 이용한 시간 온/오프 제어방식은 출력을 원하는대로 조절할 수 있으나 출력을 연속적으로 변화시킬 수 없는 단점이 있어 원가상승의 문제가 되며, 가변저항을 이용한 방식은 출력을 연속적으로 변화시켜 출력을 조절할 수 있으나 최소 출력에서 한계가 있어 최대 출력의 20%이하에서 제1도의 인버터회로(20)내의 공진이 불안하여 0-20% 출력조절이 어려워 실제 사용시 최대 출력의 20%정도이더라도 조리용기가 가열되어 위험한 상태를 초래하는 문제점이 있었다.However, the time on / off control method using the microprocessor can adjust the output as desired, but there is a disadvantage in that the output cannot be changed continuously, which is a problem of cost increase, and the method using a variable resistor continuously changes the output. The output can be adjusted, but there is a limit in the minimum output, so the resonance in the inverter circuit 20 of FIG. 1 is less than 20% of the maximum output, making it difficult to control 0-20% output, even though the cooking vessel is about 20% of the maximum output in actual use. There was a problem that is heated to cause a dangerous state.
따라서 본 고안의 종래 문제점을 해결하기 위해 최대 출력의 소정 % 값이하에서 용기가 가열되지 않을 정도의 임의 출력을 설정하여 시간 온/오프 제어방식을 이용하고, 소정값 이상에서 종래의 방식대로 연속 가변할수 있는 출력 제어 회로를 제공하는데 그 목적이 있다.Therefore, in order to solve the conventional problems of the present invention, by using a time on / off control method by setting an arbitrary output such that the container is not heated below a predetermined% value of the maximum output, and continuously variable in the conventional manner above a predetermined value The purpose is to provide an output control circuit capable of doing so.
이하 본 고안을 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
제2도는 본 고안에 따른 회로도로서 제2도중 R1-R7, R9-R12은 저항, VR은 가변저항, C1-C4는 전해 캐패시터, Q1-Q3는 트랜지스터, D1은 다이오드, OP1-OP2는 연산증폭기, 40은 톱니파 발생회로, 50은 인버터구동회로이며, 상기 스위칭 트랜지스터(Q1,Q2)의 베이스로 저항(R1) 캐패시터(C2)과 저항(R2), 캐패시터(C1)에 의한 시정수 결정 신호가 입력되도록 구성하며, 상기 트랜지스터(Q1,Q2)의 콜렉터에 바이어스저항(R3,R4)을 연결하고, 상기 트랜지스터(Q2)의 콜렉터에 트랜지스터(Q3)의 베이스를 연결하며, 또한 다이오드(D1)의 애노드를 연결하고, 상기 다이오드(D1)의 캐소드를 연산증폭기(OP2)의 출력단에 연결한다.2 is a circuit diagram according to the present invention, in which R 1 -R 7 , R 9 -R 12 are resistors, VR is a variable resistor, C 1 -C 4 is an electrolytic capacitor, Q 1 -Q 3 is a transistor, and D 1 A silver diode, OP 1 -OP 2 is an operational amplifier, 40 is a sawtooth wave generating circuit, 50 is an inverter driving circuit, and a resistor (R 1 ) capacitor (C 2 ) and a resistor as a base of the switching transistors (Q 1 , Q 2 ) (R 2 ), the time constant determination signal by the capacitor (C 1 ) is configured to be input, and the bias resistors (R 3 , R 4 ) are connected to the collectors of the transistors (Q 1 , Q 2 ), and the transistor ( connecting the base of the transistor (Q 3) to the collector of Q 2), and also connected to the anode of the diode (D 1), and connecting the cathode of the diode (D 1) to the output terminal of the operational amplifier (OP 2).
또한 저항(R9)으로 부터 저항(R10)과 캐패시터(C3)를 병렬로 연결하여 접지시키고, 상기 저항(R9)으로 부터 가변저항(VR)을 접속한다. 그리고 상기 가변저항(VR)으로 부터 저항(R11,VR)에 의해 분압되어 연산증폭기(OP2)의 비반전단(+)으로 입력시킨다.Also from the resistance (R 9) from the ground and by connecting a resistor (R 10) and capacitor (C 3) in parallel, the resistor (R9) connected to a variable resistor (VR). The voltage is divided by the resistors R 11 and VR from the variable resistor VR and input to the non-inverting terminal (+) of the operational amplifier OP 2 .
또한 가변저항(VR)으로 부터 조정치가 연산증폭기(OP2)의 반전단(-)과 전류 궤환회로(80)를 지나 연산증폭기(OP1)의 비반전단(+)으로 연결된다.Also, the adjustment value from the variable resistor VR is connected to the non-inverting terminal (+) of the operational amplifier OP 1 through the inverting terminal (-) of the operational amplifier OP 2 and the current feedback circuit 80.
그리고 상기 연산증폭기(OP1)의 비반전단(+)으로 부터 저항(R7)과 캐패시터(C4)를 병렬로 연결하여 접지시키고 트랜지스터(Q3)의 콜렉터가 연산증폭기(OP1)에 같이 접속되며 톱니파 발생회로(40)의 출력단이 상기 연산증폭기(OP1)의 반전단(-)으로 연결되어 연산증폭기(OP1)의 출력이 인버터 구동회로(50)를 구동하도록 구성된다.Then, the resistor R 7 and the capacitor C 4 are connected in parallel from the non-inverting terminal (+) of the operational amplifier OP 1 and grounded, and the collector of the transistor Q 3 is connected to the operational amplifier OP 1 . connection and the output end of the sawtooth wave generating circuit 40 is inverted terminal of said operational amplifier (OP 1) (-) connected to the output of the operational amplifier (OP 1) is configured to drive 50 to the inverter driver circuit.
제3도는 본 고안에 따른 제2도의 동작 파형도로서(3a)파형은 연산증폭기(OP2)의 출력예이고, (3b)파형은 트랜지스터(Q2)의 콜렉터단의 출력예이며,(3c)파형은 톱니파 발생회로(40)의 출력이고, (3d)파형은 상기(3b)와 (3c)신호 발생에 따른 연산 증폭기(OP1)의 출력예이다.3 is an operation waveform diagram of FIG. 2 according to the present invention, where waveform 3a is an example of the output of the operational amplifier OP 2 , waveform 3b is an example of the collector stage of the transistor Q 2 , and The waveform is an output of the sawtooth wave generating circuit 40, and the waveform (3d) is an example of the output of the operational amplifier OP 1 corresponding to the signal generation (3b) and (3c).
따라서 본 고안의 구체적 일실시예를 제 2,3도를 참조하여 상세히 설명하면 전원(Vcc)이 인가될때 가변저항(VR)에 의하여 저항(R1,R2)의 분압된 값(V3)이 연산증폭기(OP2)의 비반전단자(+)으로 입력되고 연산증폭기(OP2)반전단(-)으로 전압값(V4)이 입력될때 연산증폭기(OP2)에서 상기 V3와 V4값을 비교하여 V3>V4경우 연산증폭기(OP2)의 출력이 "하이"가 되어 다이오드(D1)가 오프된다.Therefore, if a specific embodiment of the present invention is described in detail with reference to FIGS. 2 and 3 , the divided value V 3 of the resistors R 1 and R 2 by the variable resistor VR when the power supply Vcc is applied. the operational amplifier is input to the non-inverting terminal (+) of (OP 2) the operational amplifier (OP 2) inverted end (-) from the voltage operational amplifier (OP 2) when (V 4) input is the V 3 and V comparing the fourth value when V 3> V 4, the output of the operational amplifier (OP 2) is a "high" is a diode (D 1) off.
만약 여기서 트랜지스터(Q2)가 온될때 트랜지스터(Q2)의 포화저항이 0에 가까와진다.If the transistor Q 2 is turned on, the saturation resistance of the transistor Q 2 approaches zero.
즉, 트랜지스터(Q2)의 콜렉터단 전압(V1)이 "0"으로 된다.That is, the collector terminal voltage V 1 of the transistor Q 2 becomes "0".
한편 트랜지스터(Q1)가 온될때 저항(R4), 캐패시터(C2), 트랜지스터(Q1)의 베이스-에미터를 통한 회로에서 캐패시터(C1)에는 전원전압(Vcc)만큼의 충전되어 있으므로 트랜지스터(Q2)가 온상태에서 트랜지스터(Q1)의 베이스-에미터간 전압(V9)은 상기 V1보다 전원전압(Vcc)만큼 높은 전압이 된다.On the other hand, when the transistor Q 1 is turned on, the capacitor C 1 is charged with the power supply voltage Vcc in the circuit through the resistor R 4 , the capacitor C 2 , and the base-emitter of the transistor Q 1 . Therefore, when the transistor Q 2 is in the on state, the base-emitter voltage V 9 of the transistor Q 1 becomes a voltage higher than the V 1 by a power supply voltage Vcc.
따라서 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 전류가 급격히 감소되려하나 저항(R3), 캐패시터(C1), 트랜지스터(Q2)의 베이스-에미터를 통한 회로가 온되어 있기때문에 서서히 감소한다.Therefore, the collector current of transistor Q 1 decreases rapidly, but gradually decreases because the circuit through resistor R 3 , capacitor C 1 , and base-emitter of transistor Q 2 is turned on.
그리고 트랜지스터(Q2)의 베이스와 콜렉터의 사이에 캐패시터(C2)의 전하는 온되어 있는 트랜지스터(Q2)의 에미터-콜렉터로 캐패시터(C2), 저항(R1)의 회로를 통해 방전을 시작하여 트랜지스터(Q2)의 베이스 접점의전위 (V8) 는 감소한다.And the emitter of the between the base and the collector transistor (Q 2) the capacitor (C 2) a transistor (Q 2) which is on the charge on the emitter-capacitor to the collector (C 2), the discharge through the circuit of a resistor (R 1) Starting at, the potential V 8 of the base contact of transistor Q 2 decreases.
이때 상기 전위(V8)가 0에 가까와지면 트랜지스터(Q1)의 커트오프(Cut Off)점을 지나 트랜지스터(Q1)가 온되고 트랜지스터(Q2)가 오프된다.At this time, the potential (V 8) is beyond the cut-off (Cut Off) approaches the ground point of the transistor (Q 1) to zero, the transistor (Q 1) on and the transistor (Q2) is turned off.
상기와 같은 상태 변화로 트랜지스터(Q1)의 베이스의 커트오프점을 지나면 트랜지스터(Q1)는 온되고, 트랜지스터(Q2)는 오프된다.After the cut-off point of the base of the transistor (Q 1) to a state change, such as the transistor (Q 1) is turned on, the transistor (Q 2) is turned off.
이때의 반복주기 출력(3b)을 상기 비안정 멀티바이브레터 출력으로 볼때 제3도의 (3b)파형과 같이 주기(T)=0.7(R2C1+R1C2)로 출력되어 트랜지스터(Q3)동작 온시간 주기(T)는 0.7R2C1이 된다.At this time, when the repetition period output 3b is viewed as the unstable multivibrator output, the transistor Q is outputted at a period T = 0.7 (R 2 C 1 + R 1 C 2 ) as shown in the waveform of FIG. 3 (3b). 3 ) The operation on time period (T) is 0.7R 2 C 1 .
따라서 상기 신호가 반복되는 상태변화는 트랜지스터(Q3)의 베이스에 전달되어 트랜지스터(Q3)를 온/오프하게 됨으로써 트랜지스터(Q3)의 콜렉터를 통해 연산증폭기(OP1)의 비반전단(+)으로 입력되어 톱니파 발생회로(40)의 발생신호(3c)를 연산증폭기(OP1)에서 비반전단(+)입력레벨과 비교하게 되며 상기 연산증폭기(OP1)에서는 비교된 레벨에 따라 (3d)파형과 펄스폭 변조로 구형파가 발생된다.Therefore, non-reflective front end (+ of the operational amplifier (OP 1) through the collector of being the state change that the signal repetition is transmitted to the base of the transistor (Q 3) transistors (Q 3) to on / off transistor (Q 3) ) to the input and to compare the generated signal (3c) of the sawtooth wave generating circuit 40 and the non-reflective front end (+) input level at an operational amplifier (OP 1) according to the level comparison in the operational amplifier (OP 1) (3d Square wave is generated by waveform and pulse width modulation.
즉, 레벨이 높을때 펄스폭은 작아지고, 레벨이 낮을때 펄스폭은 길어진다.In other words, when the level is high, the pulse width is small, and when the level is low, the pulse width is long.
이에 따른 출력 구형파에 의해 최소출력으로 인버터 구동회로(50)를 제어하여 인버터 내부의 고주파 유도가열코일과 콘덴서 사이의 공진현상을 일으켜 자속선을 발생시킨다.Accordingly, the inverter driving circuit 50 is controlled to the minimum output by the output square wave, thereby causing resonance between the high frequency induction heating coil and the condenser in the inverter, thereby generating a magnetic flux line.
한편 조리기를 보온상태로 두거나 가열 방지시 가변저항(VR)을 높게 또는 낮게 조절하여 연산증폭기(OP2)의 비반전단(+)입력이 반전단(-)입력보다 적게될 경우 연산증폭기(OP2)의 출력이 "로우"가 되어 트랜지스터(Q2)의 콜렉터단 출력(V1)이 다이오도(D1)를 흘려 트랜지스터(Q3)를 오프된 상태로 만들어 트랜지스터(Q3)의 콜렉터 출력이 없다.The non-reflective inversion stage front end (+) input of the city leave prevent heat the cooking utensil to the insulating state increasing the variable resistor (VR) or a low control the operational amplifier (OP 2) (-) if less than the input operational amplifier (OP 2 ) Output becomes " low " so that collector stage output (V 1 ) of transistor (Q 2 ) flows diode (D 1 ) to turn off transistor (Q 3 ) to make the collector output of transistor (Q 3 ) There is no
따라서 조절된 가변저항(VR)값이 (V4)이 전류궤환회로(80)를 통해 저항(R7)과 캐패시터(C4)에 의한 회로에 의해 과도현상을 막고 스무싱시켜 연산증폭기(OP1)의 비반전(+)으로 입력되어 톱니파 발생회로(40)의 발생톱니파 발생신호(3c)와 연산증폭기(OP1)에서 비교하여 PWM에 의한 구형파를 출력한다.Therefore, the adjusted variable VR value (V 4 ) prevents the transient phenomenon by the circuit of the resistor R 7 and the capacitor C 4 through the current feedback circuit 80 and smoothes the operational amplifier OP. 1 ) is inputted to the non-inverting (+), and compared with the generated sawtooth wave generating signal 3c of the sawtooth wave generating circuit 40 from the operational amplifier OP 1 to output a square wave by PWM.
상기 발생구형파가 인버터 구동회로(50)를 구동하여 인버터 회로의 전력전달을 조절로 조리기의 가열을 제어한다.The generated square wave drives the inverter driving circuit 50 to control heating of the cooker by regulating power transfer of the inverter circuit.
상술한 바와같이 시간 온-오프 방식과 가변저항에 의한 연속제어방식을 동시에 이용하므로서 마이크로 프로세서없이 시간 온-오프 제어 저항 방식에서 할 수 없었던 출력 20%이하를 쉽게 조절하여 원가절감 및 제품의 신뢰성을 향상시킴과 동시에 조리기의 과열에 의한 위험으로 부터 보호할 수 있는 이점이 있다.As described above, by using the time on-off method and the continuous control method by the variable resistor at the same time, it is possible to easily control the output 20% or less that was not possible in the time on-off control resistor method without the microprocessor, thereby reducing the cost and reliability of the product. At the same time, there is an advantage to protect from the danger of overheating of the cooker.
Claims (1)
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|---|---|---|---|
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