KR900005164B1 - Code-conversion method of different coded exchanges - Google Patents
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Abstract
Description
제1도는 본 발명의 시스템도.1 is a system diagram of the present invention.
제2도는 본 발명의 블럭도.2 is a block diagram of the present invention.
제3도는 제2도의 구체 블럭도.3 is a concrete block diagram of FIG.
제4도는 제3도중의 코드변환부의 맵 구성도.4 is a map configuration diagram of the code conversion unit in FIG.
제5도는 제3도의 동작파형도.5 is an operating waveform diagram of FIG.
제6도는 제3도의 어드레스 발생부의 동작 파형도.6 is an operational waveform diagram of an address generator of FIG.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
10 : 제어신호발생부 20 : 입력 변환부10: control signal generator 20: input conversion unit
30 : 코드 변환부 40 : 패리티검사부30: code conversion unit 40: parity check unit
50 : 어드레스 발생부 60 : 어드레스선택부50: address generator 60: address selector
70 : 타이밍 조정부 80 : 기능 검사부70: timing adjusting unit 80: function checking unit
90 : 출력 변환부90: output converter
본 발명은 코드 변환장치에 관한 것으로, 특히 서로다른 부호화방식을 사용하는 전화교환기 상호간에 데이타를 공유할 수 있도록 상호 정합시킬 수 있는 코드변환방식 및 제어장치에 관한 것이다. 일반적으로 아날로그 신호를 디지탈 신호로 변환하기 위하여, 아날로그신호를 표본화(Sampling) 및 양자화(Quantizing)과정을 수행하는데, 표본화는 연속적인 입력신호를 시간영역으로 분할하며 양자화는 표본화한 신호를 진폭영역으로 분할하는 조작으로 계단파형(step파형)으로 만든다. 따라서 양자화의 스텝을 작게하면 양자화 잡음이 적으나 스텝수가 많아지고 부호화의 자릿수 및 부호화 장치가 복잡해지게 된다.The present invention relates to a code conversion device, and more particularly, to a code conversion method and a control device that can be mutually matched so that data can be shared between telephone exchanges using different coding methods. In general, in order to convert an analog signal into a digital signal, sampling and quantizing the analog signal are performed. Sampling divides a continuous input signal into a time domain and quantization converts the sampled signal into an amplitude domain. The dividing operation creates a step waveform. Therefore, if the quantization step is small, the quantization noise is small, but the number of steps is increased, and the number of digits of the encoding and the encoding apparatus are complicated.
상기와 같은 단점을 보상하기 위해 불균등 양자화 방법을 이용하는데, 이는 양자화 잡음대 신호의 비가 작은 진폭에서는 크지만 대진폭에서는 별로 영향이 없으므로, 입력신호의 작은 진폭에서 양자화 스텝을 작게하고 큰 진폭에서는 큰 스텝으로 대응시키는 양자화 방법을 말한다. 즉, 송신 측에서 압축기(Compressor)를 사용하여 신호를 압축하여 출력하면 수신측에서는 신장기(Expander)를 사용하여 압축한 크기만큼 신장하여 출력한다. 상기와 같은 압신방법(Companding)에서는 A-law방식과 μ-law방식이 있는데, A-law방식을 채택한 CEPT방식(Conference European de Postes et Teleccmunication)은 유럽을 비롯한 대다수의 나라들에서 사용되고 있으며, μ-law방식을 채택한 NA(North America)방식은 미국, 일본, 우리나라등에서 사용하고 있다. A-law방식의 CEPT방식과 μ-law방식의 NA방식에서 PCM데이타 샘플링 주파수(8KHz)와 1부호어(Code Word)당 비트수는 같으나 양자화시컴팬딩(Compandding)방식이 틀리며 채널수가 다르다. 국제 전신전화 자문위원회(The International Telegraph & Telephone Consulative Committee)에서는 두 PCM 다중화방식을 동시에 권고하고 있는데, 서로 상이한 부호화 법(Encoding law)을 채택하고 있는 국가간의 디지탈 경로는 A-law방식에 따라 부호화된 신호를 전송해야 하므로, μ-law방식을 사용하는 국가는 A-law방식으로 변환하기 위한 수단을 가져야만 하는 문제점이 있었으며, 또한 서로다른 PCM부호화방식을 사용하는 교환기간에 인터페이스를 용이하게 정합시킬 수 있는 장치가 없었던 문제점이 있었다.To compensate for these drawbacks, an uneven quantization method is used, which means that the quantization noise-to-signal ratio is large at small amplitudes but not much at large amplitudes, so that the quantization steps are small at large amplitudes and large at large amplitudes. The quantization method that corresponds to the steps. That is, when a transmitter compresses a signal using a compressor and outputs the signal, the receiver expands and outputs a signal compressed by an expander. In the companding method, there are A-law method and μ-law method. The CEPT method (Conference European de Postes et Teleccmunication) adopting the A-law method is used in most countries including Europe, μ The NA (North America) method, which adopted the -law method, is used in the United States, Japan, and Korea. In the A-law CEPT method and the μ-law method, the PCM data sampling frequency (8KHz) and the number of bits per code word are the same, but the quantization companding method is different and the number of channels is different. The International Telegraph & Telephone Consulative Committee simultaneously recommends two PCM multiplexing schemes. Digital paths between countries that adopt different encoding laws are coded according to the A-law scheme. Since the signal must be transmitted, the countries using the μ-law method had to have a means to convert to the A-law method, and the interface could be easily matched during the exchange using different PCM encoding methods. There was a problem that there was no device.
따라서 본 발명의 목적은 서로다른 부호화방식을 사용하는 교환기간의 정보를 상호교환할 수 있는 변환장치를 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a conversion apparatus capable of mutually exchanging information of an exchange period using different encoding schemes.
이하 본 발명을 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 제1a도는 본 발명의 시스템도로서 서로다른 부호화 데이타를 처리하는 제1 및 제2교환기(1, 2)와, 상기 제1 및 제2교환기(1, 2)의 출력인 서로 다른 PCM데이타를 상호 정합시키는 코드변환보드(3)로 구성되며, 제1b도와 같이 코드변환 보드(3)가 제1교환기(1)내에 내장되어 있다고 가정하고, 제1교환기(1)는 μ-law방식의 PCM데이타를, 제2교환기(2)는 law방식의 PCM데이타를 출력한다고 가정한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1A is a system diagram of the present invention, wherein the first and
본 발명에 의해 코드변환된 데이타의 입출력 과정을 제1a, b도를 참조하여 설명한다. μ-law방식을 사용하는 제1교환기(1)의 PCM데이타를 입력하는 코드 변환 보드(3)는 μ-law방식의 PCM데이타를 전신 전화 자문위원회(CCITT)에서 권고한 G711(Rec.G711)의 상호변환표(μ-law to A-law, A-law to μ-law Conversion table)에 따라 A-law방식의 PCM데이타로 변환하며, 변환한 데이타를 A-law방식의 제2교환기(2)로 출력한다. 이때 제2교환기(2)에서 출력하는 A-law방식의 PCM데이타로 코드 변환 보드(3)의 또다른 입력포트로 입력되며, 코드 변환 보드(3)는 입력된 A-law방식의 데이타를 μ-law방식의 데이타로 변환하여 제1교환기(1)의 출력한다. 따라서 제1a도와 같이 서로다른 부호화방식의 PCM데이타를 출력하는 제1, 2교환기(1, 2)의 출력을 1개의 코드 변환 보드(3)로 코드 변환하여 입출력시킬 수 있으나 제1b도와 같이 서로 다른 전송시스템을 갖는 두개의 교환기(1, 2)중 어느한 교환기에만 설치하면 부호화방식이 다른 데이타도 인터페이싱 할 수 있어 상호정보의 교환이 가능하다.The input / output process of the data coded by the present invention will be described with reference to FIGS. 1a and b. The code conversion board (3) for inputting the PCM data of the first exchanger (1) using the µ-law method is G711 (Rec.G711) which recommended the µM-law PCM data by the Telegraph Telephone Advisory Committee (CCITT). According to the inter-conversion table (μ-law to A-law, A-law to μ-law Conversion table) of A-law type PCM data, the converted data is converted into A-law type second exchanger (2 ) At this time, the A-law type PCM data output from the
제2도는 본 발명의 블럭구성도로서 시스템클럭 및 프레임 동기신호를 입력하여 라이트/리드 제어신호 및 각종 클럭신호를 발생하는 동시에 상기 프레임 동기주기로 상기 시스템클럭을 분주하여 제1-제8분주신호를 발생하는 제어신호발생부(10)와, 제1입력단으로 μ-law방식의 직렬PCM데이타를 수신하고 제2입력단으로 A-law방식의 직렬PCM데이타를 수신하며, 상기 제어신호발생부(10)의 클럭신호에 의해 8비트의 병 렬데이타로 변환하는 입력변환(20)와, μ-law데이타에 1:1 대응되는 A-law데이타를 저장하고 있는 저장 변환영역과 A-law데이타에 1:1대응되는 μ-law데이타를 저장하고 있는 제 2 변환영역으로 구성되며, 상기 제어신호발생부(10)의 소정 분주신호에 의해 변환영역이 선택되고 상기 입력변환부(20)의 출력데이타에 대응되는 위치에 데이타가 리드되어 코드변환이 행해지는 코드변환부(30)와, 상기 코드변환부(30)의 출력을 수신하여 1비트의 패리티를 발생하며 출력되는 데이타의 패리티 상태를 분석하여 이상유무를 검사하는 패리티검사부(40)와, 상기 제어신호발생부(10)의 제 1 - 제 8 분주신호를 수신하여 리드용 제 1 어드레스로 출력하는 동시에 회로지연에 따른 보상을 위해 상기 제 1 어드레스를 소정 타임슬롯 지연한 라이트용 제 2 어드레 스를 발생하는 어드레스 발생부(50)와, 타임슬롯 주기마다 상기 제 1 및 제 2 어드레스를 선택출력하는 어드 레스 선택부(60)와, 상기 라이트/리드제어신호에 의해 모드가 선택되고 상기 어드레스선택부(60)의 출력 어드레스 위치에 8비트 코드변환 및 패리티비트를 저장 및 출력함으로서 1프레임 차를 갖으며 입력 타임슬롯과 출력 타임슬롯이 동일하도록 타이밍을 보상하는 타임메모리(70)와, 상기 패리티검사부(40)에서 이상신호발생시 이를 표시하는 기능검사부(80)와, 상기 코드변환되어 타이밍 조정된 병렬 PCM데이타를 직렬 PCM데이타로 변환하여 제 1 출력단으로 A-law PCM데이타를 출력하고 제 2 출력단으로 μ-law PCM데이타를 출력하는 출력변환부(90)로 구성된다.FIG. 2 is a block diagram of the present invention. The system clock and frame synchronization signals are input to generate write / lead control signals and various clock signals, and the system clocks are divided in the frame synchronization period to divide the first to eighth divided signals. Receives a
코드 변환 보드(3)는 디지탈 중계선 인터페이스장치에 수용되어 가입자측의 디지탈 집선장치와 디지탈 중계선 인터페이스 장치간의 코드변환 동작을 수행하는데, A-law방식으로 부호화된 데이타를 수신할시에는 μ-law방식의 부호화 데이타로 변환하고, μ-law방식으로 부호화된 데이타를 수신할시에는 A-law방식의 부호화 데이타로 변환하여 서로다른 전송시스템을 사용하는 교환기 상호간의 부호화 데이타를 정합시켜준다.The code conversion board 3 is accommodated in the digital trunk line interface device to perform the code conversion operation between the digital concentrator device on the subscriber side and the digital trunk line interface device. When receiving the A-law-coded data, the code conversion board 3 is used. In order to convert the encoded data into the L-law encoded data and convert the encoded data into the A-law encoded data, the encoded data is exchanged between the exchanges using different transmission systems.
이하 (101)라인으로 μ-law의 PCM데이타가, (102)라인으로 A-law의 PCM데이타가 입력된다고 가장하며, (101)과 (102)라인은 4개의 서브 하이웨이로 구성되어 있으며, 입력변환부(20)는 상기 8개 서브하이웨이로 입력되는 직렬 PCM데이타를 병렬 PCM데이타로 변환하여 코드변환부(30)의 어드레스로 인가한다. 또한 (111)로는 4MHz의 클럭 신호가, (112)로는 2MHz의 클럭신호가 (113)으로는 프레임 동기신호인 마스터 리세트 신호가 입력된다고 가정한다. 입력 라인(101) 및 (102)을 통하여 μ-law방식 및 (102)를 통하여 A-law방식의 다중화된 직렬 PCM데이타가 인가된다. 또한 제어신호발생부(10)는 4,096MHz, 2,048MHz와 마스터 리세트 신호인 프레임 동기신호를 입력하며, 어드레스로 2,048MHz를 8분주하여 출력하며, 이중 512MHz의 신호를 상기 코드변환부(30)의 최상위 비트어드레스로 인가하여 제 1 및 제 2 변환영역 선택신호로 출력한다. 즉, 상기 코드변환부(30)는 μ-law PCM데이타로 변환하는 제 1 변환영역 및 A-law PCM데이타를 μ-law PCM데이타로 변환하는 제 2 변환영역으로 구분되는데, 상기 512MHz의 신호가 제 1 및 제 2 변환영역을 선택하는 신호가 된다.The PCM data of μ-law is input to (101) line, and the PCM data of A-law is input to (102) line, and the (101) and (102) lines are composed of four sub highways. The
따라서 입력 변환부(20)의 8비트 병렬에는 코드변환하기 위한 어드레스신호로 입력하는 코드변환부(30)는 데이타 입력시 제 1 영역에서 수신데이타를 어드레스로 하여 해당 어드레스에 저장된 A-law데이타를 출력하고, A-law데이타 입력시 제 2 영역에서 상기와 같은 방식으로 μ-law데이타를 출력하며, 상기 변환데이타는 타임 메모리(70)의 소정영역에 라이트시키는 동시에 패리티검사부(40)로 출력하여 코드변환된 데이타에 해당하는 패리티비트를 출력한다.Therefore, in the 8-bit parallel of the
이때 제어신호발생부(10)는 상기 코드변환부(30)의 코드변환데이타를 타임메모리(70)에 순차적으로 기록 및 리드하기 위한 분주신호를 발생하며, 어드레스발생부(50)는 상기 제어신호발생부(10)의 분주신호를 입력하여 상기 타임메모리(70)로 코드변환데이타를 순차적으로 라이트하기 위한 제 1 어드레스 및 회로를 통한 지연시간을 보상하는 리드어드레스인 제 2 어드레스를 발생한다. 이는 상기 입력 PCM데이타가 코드변환되어 출력될시, 회로구성에 따른 지연에 의해 입력 PCM데이타 및 코드변환 PCM데이타가 다른 타임슬롯을 갖게되므로, 수신 및 출력 PCM데이타가 동일 타임슬롯을 갖도록 제 2 어드레스를 조정한다. 이때 상기 어드레스선택부(60)는 상기 제 1 및 제 2 어드레스를 라이트 인에이블신호의 상태에 따라 선택하여 타임메모리(70)로 공급하는데, 이때 상기 타임메모리(70)에 라이트되는 PCM데이타와 리드되는 PCM데이타 사이에는 약 1프레임의 차이가 발생된다.At this time, the
상기 타임메모리(70)에서 리드 타이밍을 제어하는 이유는 전술한 바와 같이 각 회로 소자간의 전달 지연시간(Propagation Delay)을 보상하기 위함으로서, 입력되는 타임슬롯과 1프레임전의 동일 타임슬롯을 출력하도록 타이밍을 제어한다.The reason for controlling the read timing in the
이때 기능검사부(Function Check Module)(80)는 타임메모리(70)의 라이트 인에이블신호 및 변환데이타의 패리티신호를 감시(Monitor)하여 이상시 LED를 구동하며, 또한 코드 보드(3)의 탈장을 감시하여 경보 표시회로(Alarm Handing)로 경보신호를 출력한다. 상기 드레스 선택부(60)의 제 1 어드레스 신호에 의해 타임메모리(70)에서 출력되는 코드 변환데이타는 9비트로 구성되어 있으나, 이중 1비트는 패리비트로 패리티검사부(40)로 출력되어 해당 패리티 비트를 검출하고 순수변환 8비트의 변환데이타는 출력변환부(90)에 입력된 후 직렬데이타로 변환되어 제 1 출력단자(103)로는 A-law방식의 데이타가 출력되고, 제 2 출력단자(104)로는 μ-law방식의 데이타가 출력된다.At this time, the
제3도는 본 발명의 구체회로도로서 인버터(11-16), 카운터(17), 낸드게이트(18) 및 래치(19)로 구성되어, 4.092MHz(CP1), 2.048MHz(CP2) 및 프레임 동기신호를 입력하여 리드/라이트 제어신호 및 각종 클럭신호를 발생하는 동시에 상기 2.048MHz(CP2)신호를 분주하여 제1-제8분주신호(CP3-CP10)를 발생하는 제어신호발생부(10)와, 제 1 버퍼(21), 직별렬 변환기(22) 및 제 1 래치(23)로 구성되어, 제 1 - 제 4 서브하이웨이로 μ-law직렬PCM데이타를 수신하고, 제5-제8서브하이웨이로 A-law직렬PCM데이타를 수신하며, 상기 2.048MHz(CP2)의 클럭으로 상기 직렬PCM데이타를 8비트의 병렬 데이타로 변환하는 입력변환부(20)와, μ-law데이타에 1:1 대응하는 A-law데이타를 저장하고 있는 제1변환영역과, A-law데이타에 1:1대응하는 μ-law데이타를 저장하고 있는 제2변환영역으로 구성되며, 상기 입력변환부(20)의 8비트 병렬 데이타와 상기 제어신호발생부(10)의 제3부 주신호(CP5)인 256KHz신호를 어드레스로하여 상기 제3분주신호(CP5)에 의해 제1 또는 제2변환영역이 선택되고, 상기 8비트 병렬데이타에 대응되는 변환 코드데이타가 출력되는 코드변환부(30)와, 패리티 발생기(41)와 패리티검출기(42)로 구성되어, 상기 코드변환부(30)의 출력에 따른 패리티를 발생하며, 리드되는 코드변환데이타의 패리티를 검사하여 이상유무를 나타내는 패리티검사부(40)와, 래치(51-57)로 구성되어, 상기 제1-제8분주신호(CP3-CP10)를 리드어드레스인 제1어드레스로 발생하는 동시에 입력 타임슬롯과 동일한 타임슬롯으로 출력하기 위하여 소정 타임슬롯 지연된 라이트어드레스용의 제2어드레스를 발생하는 어드레스발생부(50)와, 상기 2.048MHz(CP2)에 의해 상기 제1 및 제2어드레스를 선택출력하는 어드레스선택부(60)와, 제2래치(71) 및 메모리(72, 73)로 구성되어, 상기 리드/라이트 제어신호에 의해 모드가 선택되어 상기 어드레스선택부(60)에서 출력하는 어드레스 위치에 코드변환 및 패리티의 9비트 데이타를 저장 및 출력함으로서, 입력 및 출력 PCM데이타간에 1프레임의 차이를 갖는 동일 타임슬롯 데이타로 출력하도록 타이밍을 제어하는 타임메모리(70)와, 단안정 멀티바이브레이터(81), 래치(82, 83), 앤드게이트(84) 및 LED(85)로 구성되어, 상기 패리티검사부(40)에서 이상 신호 발생시 LED(85)를 구동하여 이상상태를 표시하는 기능검사부(80)와, 제3래치(91), 병직렬변환기(92) 및 제2버퍼(93)로 구성되어, 상기 코드변환된 병렬PCM데이타를 직렬PCM데이타로 변환하여 제1-제4서브하이웨이 A-law PCM데이타를 출력하고 제5-제8서브하이웨이로 μ-law PCM데이타를 출력하는 출력변환부(90)로 구성된다.3 is a detailed circuit diagram of the present invention, which is composed of an inverter 11-16, a counter 17, a NAND gate 18, and a latch 19, and includes a 4.092 MHz (CP1), 2.048 MHz (CP2), and frame synchronization signal. A
제4a도는 제3도중 코드변환부(30)의 메모리 맵 구성도로서, 제1변환영역은 μ-law데이타에 각각 1:1로 대응하는 A-law데이타를 저장하고 있는 영역이고, 제2변환영역은 A-law데이타에 각각 1:1로 대응되는 μ-law데이타를 저장하고 있는 영역이며, 제4b도는 코드변화부(30)의 변환 일예도이다.FIG. 4A is a diagram of a memory map of the
제5도는 제3도의 동작파형도로서, 현재의 임의 타임슬롯 데이타의 값이 입력되고 있을 때 전 프레임(Frame)의 해당 타임슬롯데이타가 출력되고 있음을 보여주고 있으며, 제6도는 제3도중 어드레스발생부(50)의 출력파형도로서 타임메모리(70)의 라이트어드레스와 리드어드레스의 출력을 보여주고 있다.FIG. 5 is an operation waveform diagram of FIG. 3, which shows that the corresponding timeslot data of all frames is outputted when the current arbitrary timeslot data value is input. FIG. As the output waveform diagram of the generation unit 50, the output of the write address and read address of the
상술한 구성에 본 발명을 제3,4,5,6도를 참조하여 상세히 설명한다.The present invention will be described in detail with reference to FIGS. 3, 4, 5, and 6 in the above-described configuration.
제1버퍼(21)의 입력은 디지탈 가입자 집선장치의 역다중화장치(demulti plexer board)로부터 출력하는 제1-제4하이웨이(SHW1-SHW4)와, CEPT디지탈 중계선 장치에서 출력하는 제5-제8서브하이웨이(SHW5-SHW8)상의 직렬PCM데이타를 입력하여 완충(Buffering)한다. 따라서 제1-제4서브하이웨이(SHW1-SHW4)상의 직렬PCM데이타는 μ-law방식의 PCM데이타이며, 제5-제8서브하이웨이(SHW5-SHW8)상의 직렬PCM데이타는 A-law방식의 데이타임을 알 수 있다.Inputs of the first buffer 21 are the first to fourth highways SHW1-SHW4 outputted from the demultiplexer board of the digital subscriber concentrator, and the fifth to eighth outputted from the CEPT digital relay device. The serial PCM data on the subhighway (SHW5-SHW8) is input and buffered. Therefore, the serial PCM data on the 1st-4th subhighway (SHW1-SHW4) is the μ-law type PCM data, and the serial PCM data on the 5th-8th subhighway (SHW5-SHW8) is the A-law type data. It can be seen that.
이때 제5도의 타이밍도에서, (5a)는 단자(111)를 통하여 입력하는 4,096MHz(CP1)의 신호이고, (5b)는 단자(112)를 통하여 입력하는 2,048MHz(CP2)의 신호이며, (5c)는 인버터(12)를 통한 cp2의 신호이고, (5d)는 인버터(12, 16)를 통한 cp2의 신호이며, (5e)는 인버터(13)의 출력을 4,092MHz(CP1)에 의해 래치출력하는 래치(19)의 출력이고, (5f)는 래치(19)의 반전출력이다.At this time, in the timing diagram of FIG. 5, (5a) is a signal of 4,096MHz (CP1) input through the terminal 111, (5b) is a signal of 2,048MHz (CP2) input through the terminal 112, 5c is a signal of cp2 through the inverter 12, 5d is a signal of cp2 through the inverters 12 and 16, and 5e is an output of the inverter 13 by 4,092 MHz (CP1). The latch output is the output of the latch 19, and 5f is the inverted output of the latch 19.
상기 제5도의 (5a)-(5f)와 같은 시스템의 데이타 전송클럭은 제어신호발생부(10)에서 발생시키는데, (5e)의 신호는 래치(56)의 클럭신호로 인가되는 동시에 인버터(15)를 통하여 제1래치(23)와 제2래치(71)의 클럭신호로 인가되며, (5f)의 신호는 래치(57)의 클럭신호로 인가되며, (5d)신호는 어드레스선택부(60)의 선택제어신호 및 제3래치(91)의 클럭신호로 인가되고, (5c)의 신호 CP2신호는 병직렬변환기(92)의 클럭신호로 인가된다.A data transmission clock of a system such as (5a)-(5f) of FIG. 5 is generated by the
따라서 제1버터(21)의 입력포트(Bi1-Bi4)의 데이타는 μ-law방식의 직렬PCM데이타이다. 이때 입력포트(Bi5-Bi8)의 데이타는 A-law방식의 직렬PCM데이타이며, (5g)와 같은 제1버퍼(21)의 PCM데이타 출력이 직병렬변환기(12)의 입력포트(8i1-Si8)로 입력되면 직렬PCM데이타가 2048MHz의 클럭에 의해 8비트의 병렬데이타로 변환되어 제1래치(23)로 출력되는데, (5h)와 같이 입력 타임슬롯보다 약 9타임슬롯 지연되는 전파지연시간을(Propagation Delay Time)갖는다. 그러면 제1래치(23)는 상기 직병렬변환기(22)의 8비트 병렬데이타와 카운터(17)의 출력중 코드변환부(30)의 변환영역 선택을 위한 256KHz(CP5)를 입력하는데, 상기 258KHz(CP5)는 코드변환부(30)의 μ-law/A-law의 제1변환영역과 A-law/μ-law 제2변환 영역을 선택하는 신호가 된다. 상기 코드변환부(30)는 국제 전신 전화 자문위원회에서 권고된(CCITT Rec.G711) μ-law컴패딩(Companding)방식에 의한 PCM부호 256워드(Word)와 A-law컴팬딩방식에 의한 PCM부호 256워드의 상호변환테이블을 제4a도와 같이 저장하고 있으며, 코드변환부(30)의 어드레스중 0-255번지에는 수신 μ-law데이타를 어드레스로 하여 이에 1:1로 대응되는 위치에 A-law 변환데이타를 저장하고 있으며, 256-511번지에는 수신 A-law데이타를 어드레스로하여 이에 1:1로 대응되는 위치에 μ-law 변환데이타를 저장하고 있다. 따라서 0-255번지는 μ-law데이타를 A-law데이타로 변환하기 위한 제1변환영역이 되며, 256-511번지는 A-law데이타를 μ-law데이타로 변환하기 위한 제2변환영역이 된다.Therefore, the data of the input ports Bi1-Bi4 of the first butter 21 are the serial PCM data of the µ-law method. At this time, the data of the input port Bi5-Bi8 is A-law serial PCM data, and the PCM data output of the first buffer 21 such as (5g) is the input port 8i1-Si8 of the serial-to-parallel converter 12. ), The serial PCM data is converted into 8-bit parallel data by the 2048MHz clock and output to the first latch 23. As shown in (5h), the propagation delay time is delayed by about 9 times slots than the input time slot. (Propagation Delay Time). Then, the first latch 23 inputs 8-bit parallel data of the serial-to-parallel converter 22 and 256 KHz (CP5) for selecting the conversion area of the
따라서 코드변환부(30)는 제1래치(23)의 9비트신호를 입력하여 이중 8비트의 PCM데이타를 어드레스 신호로 입력하고, 1비트의 256KHz(CP5)신호는 변환영역을 선택하는 제어신호로 입력한다.Therefore, the
제4b도는 코드변환부(30)의 코드변환의 일예도로서, 9비트의 어드레스 입력신호중 1비트의 제어신호인 256KHz(CP5)가 로우("0")일때는 제1변환영역에서 μ-law의 데이타가 A-law의 데이타로 변환되어 출력하는 것을 도시하고 있으며, 제어신호가 하이("1")일때 제2변환영역에서 A-law의 데이타가 μ-law의 데이타로 변환되어 (5i)와 같이 출력된다.4B is an example of code conversion of the
상기 코드변환부(30)의 출력을 메모리(72, 73)에 라이트 및 리드하기 위한 어드레스신호를 발생시키기 위하여, 2.048MHz(CP2)를 입력하는 카운터(17)는 이 신호를 제6a도와 같이 1,024MHz(CP3)에서 8KHz(CP10)로 분주하여 리드어드레스용 래치(56)로 출력하며, 또다른 일단의 출력은 래치(51-55)로 입력되어 라이트어드레스를 발생시킨다. 이때 전술한 바와 같이 입력타임슬롯의 PCM데이타와 타임 메모리(72, 73)에 라이트되는 PCM데이타간에는 약 9타임슬롯의 차이가 발생된다. 따라서 리드어드레스는 라이트어드레스보다 약 9타임슬롯정도 빨라야 라이트어드레스를 상기 리드어드레스보다 9타임슬롯 늦도록 발생시킨다.In order to generate an address signal for writing and reading the output of the
제6b도의 동작파형도는 라이트어드레스신호의 파형도로서, 래치(51)는 (6a)와 같은 1.024MHz(CP3)를 클럭으로 (6b)와 같은 512KHz(CP4)를 입력하여 (7b)와 같이 출력하며, 래치(52)는 상기 래치(51)의 반전출력을 클럭으로 (6c)와 같은 256KHz(CP5)를 입력하여 (7c)와 같이 출력하고, 래치(53)는 래치(52)의 반전신호를 클럭으로 (6d)와 같은 128KHz(CP6)를 입력하여 (7d)와 같이 반전 출력하며, 래치(54)는 래치(53)의 출력을 클럭으로 (6e)와 같은 64KHz(CP7)를 입력하여 출력단자로 (7e)와 출력하고, 래치(55)는 래치(54)의 반전출력을 클럭신호로 32,16,8KHz(CP8-CP10)를 입력하여 (7f)-(7g)와 같이 출력한다. 따라서 리드 및 라이트어드레스의 차이는 9타임슬롯이 되며, 이때의 관계는 하기 표 1과 같이 리드어드레스가 9타임슬롯이 빠르게 나타난다.The operation waveform diagram of FIG. 6B is a waveform diagram of the write address signal, and the latch 51 inputs 512 KHz (CP4) such as (6b) as the clock at 1.024 MHz (CP3) such as (6a), as shown in (7b). The latch 52 inputs 256KHz (CP5), such as 6c, to the inverted output of the latch 51 as a clock and outputs the same as (7c), and the latch 53 inverts the latch 52. Input the 128KHz (CP6), such as (6d), as the clock, and invert the output as shown (7d), and the latch 54 inputs 64KHz (CP7), such as (6e), as the clock of the output of the latch 53. The output terminal 7e is outputted to the output terminal, and the latch 55 outputs the inverted output of the latch 54 as a clock signal by inputting 32, 16, 8KHz (CP8-CP10) as (7f)-(7g). do. Therefore, the difference between the lead and the write address is 9 timeslots, and the relationship between the lead addresses and the 9 timeslots is as follows.
상기 표 1과 같은 라이트어드레스와 리드어드레스의 신호는 각 소자의 전파지연시간을 보상하기 위하여 메모리(72, 73)로 인가하는 어드레스신호가 다른데, 이는 현재 입력되고 있는 프레임의 데이타가 각 소자의 전파지연시간을 통해 메모리(72, 73)에 라이트되므로, 출력시 각 소자의 전파시간을 고려하여 바로 전, 프레임의 해당 데이타를 출력한다. 즉 메모리(72, 73)에서 라이트 및 리드의 인터벌은 1프레임의 차를 갖게된다.The signals of the write address and the read address shown in Table 1 differ from the address signals applied to the memories 72 and 73 to compensate for the propagation delay time of each device. Since the memory 72 and 73 are written through the delay time, the data of the frame is output immediately before the output time in consideration of the propagation time of each device. That is, the interval between the write and the read in the memories 72 and 73 has a difference of one frame.
이때 래치(56)은 상기 표1 같은 리드어드레스를 (5e)와 같은 래치(19)의 출력에 의해 출력하고, (5f)와 같은 래치(29)의 반전출력을 클럭신호로 하는 래치(57)는 표 1과 같은 라이트어드레스를 출력하며, 어드레스선택부(60)는 리드어드레스를 출력하고 있는 래치(56)와 라이트어드레스를 출력하고 있는 래치(57)의 출력을 입력하여 2.048MHz의 신호에 따라 선택 출력하는데, (5m)과 같이 선택신호인 2.048MHz의 신호가 "로우"신호일때 래치(56)의 선택출력하고, 입력을 "하이"신호일때 래치(57)의 선택 출력한다.At this time, the latch 56 outputs the lead address shown in Table 1 by the output of the latch 19 as shown in (5e), and the latch 57 as the clock signal as the inverted output of the latch 29 as shown in (5f). Outputs a write address as shown in Table 1, and the
또한 4,096MHz와 2,048MHz를 부논리곱하는 (5l)과 같은 낸드게이트(18)의 출력은 타임메모리(72, 73)의 라이트/리드제어신호가 되며, 상기 리드/라이트 제어신호가 "로우"상태일시 메모리(72, 73)는 어드레스 선택부(60)가 지정하는 상기 표 1과 같은 라이트어드레스에 상기 코드변환부(30)의 코드변환데이타 8비트와 패리티발생기(41)의 1비트 신호를 라이트한다. 이후 라이트동작이 종료되면 어드레스선택부(60)는 (5m)과 같이 상기 표 1의 리드어드레스를 출력하며, 이 리드어드레스에 의해 타임메모리(72, 73)는 해당 번지에 기록되어 있는 전 프레임의 데이타를 (5n)과 같이 리드하여 제3래치(91)로 출력하며, 전파지연시간을 고려한 제5도의 (0)과 같은 제3래치(91)의 출력중 8비트의 코드변환데이타는 병직렬변환부(92)로 입력되어 직렬데이타로 변화되는 동시에 1비트의 패리티신호와 8비트의 병렬데이타는 패리티검출기(42)에 입력되어 패리티의 상태를 검사하게 된다.In addition, the output of the NAND gate 18 such as (5l) which negatively multiplies 4,096 MHz and 2,048 MHz becomes a write / lead control signal of the time memories 72 and 73, and the read / write control signal is in a "low" state. The temporary memories 72 and 73 write the 8-bit code conversion data of the
이때 패리티신호에 이상상태가 발생되면 패리티검출기(42)는 "로우"신호를 출력하여 래치(82)에 입력되므로, 래치(82)의 출력은 "로우"상태가 되어 앤드게이트(84)에 인가되며, 이로인해 LED(85)가 구동되어 이상상태를 표시한다. 또한 낸드게이트(18)의 라이트/리드제어신호에 이상이 생겼을시 단안정 멀티바이브레이터(81)를 통하여 제어신호를 출력하는데, 이는 일정주기(3us)이내에 라이트 모드신호 [즉, 낸드게이트(28)의 출력이 "로우"상태임]가 발생되지 않으면 "로우"신호를 출력하여 LED(85)를 구동한다. 상기 단안정 멀티 바이브레이터(81)와 래치(82)의 출력은 타임메모리(72, 73)의 라이트/리드제어신호와 디지탈 데이타의 이상 신호를 감시하기 위한 기능을 수행하여, 이들 중 어느 하나라도 실패(fail)가 발생하면 기능실패신호(function fail sipnal)를 경보발생회로로 출력함과 동시에 LED를 구성시킨다.At this time, when an abnormal state occurs in the parity signal, the parity detector 42 outputs a "low" signal and is input to the latch 82, so that the output of the latch 82 becomes a "low" state and is applied to the AND gate 84. As a result, the LED 85 is driven to indicate an abnormal state. In addition, when an error occurs in the write / read control signal of the NAND gate 18, the control signal is output through the monostable multivibrator 81, which is a write mode signal (i.e., the NAND gate 28) within a predetermined period (3us). If the output of the "low" state does not occur, and outputs a "low" signal to drive the LED (85). The outputs of the monostable multivibrator 81 and the latch 82 function to monitor the write / lead control signals of the time memories 72 and 73 and the abnormal signals of the digital data, so that any one of them fails. When a failure occurs, the function fail signal is output to the alarm generation circuit and the LED is configured.
(5o)와 같이 출력하는 제3래치(91)의 출력을 입력하는 병직렬변환부(92)는 코드변환된 8비트 병렬데이타를 직렬PCM데이타로 변환하여 (5p)와 같이 지연출력하는데, 리드어드레스에서 이 지연시간을 보상하므로 현재 입력하고 있는 제1버퍼(21)의 PCM데이타의 타임슬롯과 동일한 전프레임의 동일 데이타가 출력됨을 알 수 있으며, 제2버퍼(93)로 입력된 후 제2버퍼(93)로 입력된 후 제2버퍼(93)의 출력포트(bo1-bo4)를 통하여 제2교환기로 변환된 A-law방식의 데이타를 출력하고 출력포트(bo5-bo8)를 통하여 제1교반기로 변환된 μ-law방식의 데이타를 출력한다.The parallel-to-serial conversion unit 92 which inputs the output of the third latch 91 outputted as (5o) converts the coded 8-bit parallel data into serial PCM data and delays the output as shown in (5p). Since the delay time is compensated for in the address, it can be seen that the same data of the previous frame identical to the time slot of the PCM data of the first buffer 21 currently input is outputted. The A-law data is converted into the second exchanger through the output port bo1-bo4 of the second buffer 93 after being input into the buffer 93, and the first port is output through the output port bo5-bo8. The μ-law data converted by the stirrer is output.
상술한 사항을 종합 설명하면 하기와 같다.The above-mentioned matters are comprehensively described.
코드변환부(30)는 롬 메모리로서 CCITT에 권고한 A-law와 μ-law변환데이타가 프로그램되어 있으며 이중 0-255번지는 256레벨의 μ-law데이타에 1:1 대응되는 A-law데이타가 저장되어 있는 μ-A변환영역이고, 256-511번지는 256레벨의 A-law데이타에 1:1 대응되는 A-law데이타 저장되어 있는 A-μ변환영역이다. 따라서 제1교환기(1)의 출력인 μ-law방식의 직렬PCM데이타와 제2교환기(2)의 출력인 A-law방식의 직렬PCM데이타를 입력하여 8비트의 병렬데이타로 변환하는 직병렬 변환기(12)의 출력과 카운터(27)의 출력중 256KHz의 신호를 어드레스를 입력하는 코드변환부(30)는 입력된 PCM데이타를 어드레스로 하여 μ-law데이타를 A-law데이타로 A-law데이타를 μ-law데이타로 변환한다.The
이때 데이타 변환과정에서 회로구성에 따른 타임슬롯의 지연현상이 발생된다. 이는 입력 직렬PCM데이타가 병렬 PCM데이타로 변환된 후 코드변환과정에서 약 9타임슬롯 정도의 지연이 발생하기 때문이다.At this time, the time slot delay according to the circuit configuration occurs. This is because, after the input serial PCM data is converted to parallel PCM data, there is a delay of about 9 timeslots in the code conversion process.
따라서 직병렬 변환기(22)로 인가되는 PCM데이타의 타임슬롯과 타임메모리(72, 73)에 라이트되는 PCM데이타 간에는 약 9타임슬롯 차이가 존재한다. 그러므로 입력 PCM데이타와 병직렬변환기(92)를 출력하는 변환 PCM데이타를 동일 타임슬롯으로 일치시키기 위하여 리드어드레스를 라이트어드레스보다 9타임슬롯 빠르게 조정을 한다. 따라서 메모리(72, 73)로 인가되는 코드변환데이타를 라이트어드레스에 의해 저장하고, 9타임슬롯 빠른(즉, 247 타임슬롯이 늦는 상태임). 리드어드레스를 발생하여 전 프레임의 코드변환 데이타를 출력하면, 병직렬변환과정에서 발생되는 타임슬롯 지연을 보상하게 되므로, 입력변환부(20)로 인가되는 직렬PCM데이타와 출력변환부(90)로 출력되는 코드변환된 직렬PCM데이타는 1프레임 지연되어 동일 타임슬롯을 가지게 되는 것이다. 또한 음성데이타의 코드변환시 패리티를 삽입하여 이상유무를 검출하며, 음성데이타에 이상이 발생되거나 라이트/리드 제어신호에 이상이 발생되면, 기능검사부(80)를 통해 이를 표시한다.Therefore, there is a difference of about 9 timeslots between the time slots of the PCM data applied to the serial-to-parallel converter 22 and the PCM data written to the time memories 72 and 73. Therefore, in order to match the input PCM data and the conversion PCM data outputting the parallel-to-serial converter 92 to the same time slot, the read address is adjusted 9 times faster than the write address. Therefore, the code conversion data applied to the memory 72, 73 is stored by the write address, and 9 timeslots early (that is, 247 timeslots are in a late state). When the read address is generated and the code conversion data of the entire frame is output, the time slot delay generated in the parallel-to-serial conversion process is compensated for, so that the serial PCM data and the output conversion unit 90 are applied to the
상술한 바와 같이 A-law방식을 사용하는 통신기기와 μ-law방식을 사용하는 통신기기 사이를 정합시키므로서 용이하게 상호 정보교환을 수행할 수 있어 통신의 국제화에 따른 규격을 충족시킬 수 있으며, 두 방식의 장점을 공유할 수 있고 하나의 보드로 다른 두 교환기의 출력을 동시에 입출력 할 수 있는 장점이 있다.As described above, by matching the communication device using the A-law method and the communication device using the μ-law method, it is possible to easily exchange information with each other, thereby meeting the standards for internationalization of communication. The advantages of both methods can be shared, and one board can simultaneously output and output the outputs of two other exchanges.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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KR1019870005443A KR900005164B1 (en) | 1987-05-30 | 1987-05-30 | Code-conversion method of different coded exchanges |
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KR1019870005443A KR900005164B1 (en) | 1987-05-30 | 1987-05-30 | Code-conversion method of different coded exchanges |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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KR880014783A KR880014783A (en) | 1988-12-24 |
KR900005164B1 true KR900005164B1 (en) | 1990-07-20 |
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KR1019870005443A KR900005164B1 (en) | 1987-05-30 | 1987-05-30 | Code-conversion method of different coded exchanges |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101268306B1 (en) * | 2011-12-30 | 2013-06-04 | 한국항공우주연구원 | Synchronous data acquisition method for mil-std-1553b data and a modular telemetry system using the same |
-
1987
- 1987-05-30 KR KR1019870005443A patent/KR900005164B1/en not_active IP Right Cessation
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101268306B1 (en) * | 2011-12-30 | 2013-06-04 | 한국항공우주연구원 | Synchronous data acquisition method for mil-std-1553b data and a modular telemetry system using the same |
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KR880014783A (en) | 1988-12-24 |
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