KR840002378B1

KR840002378B1 - 전자식 전력량계

Info

Publication number: KR840002378B1
Application number: KR1019810001771A
Authority: KR
Inventors: 료오지 가모우
Original assignee: 가부시기가이샤 도시바; 사바 쇼오이찌
Priority date: 1980-06-04
Filing date: 1981-05-21
Publication date: 1984-12-24
Also published as: JPS571972A; KR830006695A; GB2076975A; US4456878A; DE3122168A1; JPH0335627B2; GB2076975B

Abstract

내용 없음.

Description

전자식 전력량계

제1도는 종래의 전자식 전력량계의 개략 구성블록도.

제2~제6도는 본 발명의 제1실시예에 관한 것으로서, 제2도는 동 실시예의 회로도.

제3도(a)는 변성기로부터 출력되는 전압신호 ev의 파형도, 동 도면 (b)는 펄스폭 충격계수신호 D의 파형도.

제4도(a)는 전압신호 e_v의 파형도, 동도면(b),(c)는 전류-전압변환기로부터 출력되는 전압신호(+e_i),(-e_i)의 파형도, 동 도면(d)는 동 도면(a)의 전압신호 e_v의 S부의 확대도, 동 도면(e),(f)는 펄스폭 충격계수신호 D,

의 파형도, 동 도면(g)는 순서 전압신호 e_on의 파형도.

제5도는 저역 필터회로에 나타나는 전력에 비례한 전압 특성도.

제6도(a)는 전압-주파수 변환기의 아날로그 스위치의 도통기간을 표시하는 도면, 동 도면(b)는 동 아날로그 스위치에서 출력되는 전압신호 e_m의 파형도, 동 도면(c)는 동 변환기의 적분회로에서 출력되는 전압신호 e_Q의 파형도, 동 도면(d)는 동 변환기의 비교기의 기준전압신호 e_c의 파형도.

제7도는 본 발명의 제2실시예의 회로도이다.

본 발명은 경부하(輕負荷) 특성 및 경시(經時 : 시간흐름) 특성의 개선을 꾀한 전자식 전력량계에 관한 것이다.

전자식 전력량계는 기계적인 가동부가 없으므로 기계적 구성을 주로하는 유도형 전력량계와 비교해서 경시특성의 우수하다. 또 집적회로 등으로 회로를 구성하는 것으로서 소형화와 양신화가 가능함으로 생산비용을 절감할 수 있다. 이 때문에, 장래에 유도형 전력량계를 대신해서 전자식 전력량계가 전력량계의 주류를 접할 것으로 예상되며, 최근 많은 전자식 전력량계가 개발되고 있다.

이들의 전자식 전력량계를 등가회로로 표시하면, 제1도와 같은 구조가 된다. 즉, 급전선의 부하전압에 비례한 전압신호 e_v와 상기 급전선에 있어서의 소비전류에 비례한 전압신호 e_i를 승산해서 급전선의 순시전력에 비례한 전압신호 e_o=k·e_v·e_i(단 K는 정수)를 얻는 승산회로(1)와 이 승산회로(1)의 전압신호 e_o를 적분해서 주파수신호 fout으로 변환하는 전압-주파수 컨버어터(2)로 구성된다. 이와같은 구성으로 되어 있으므로 급전선의 전력량은 상기 전압-주파수 컨버어터(2)에서 출력되는 주파수신호 fout를 계산함으로서 얻어진다.

전력량계의 정밀도는 폴스케일(full Scale)(정격(定格))에 대한 상대오차가 아니고, 측정참값에 대한 절대오차로 결정된다. 따라서 주로 연산증폭기로 구성되는 승산회로(1)과 전압-주파수 컨버어트(2)를 가지는 전자식 전력량계의 정밀도를 높이게 위해서는 상기 승산회로(1)과 전압-주파수 컨버어터(2)의 오프세트 전압을, 동 전력량계에의 입력이 작은 경부하시에는 극히 작은 전압 범위를 억제해야 한다.

즉, 정격(100%)의 1/30(3.33%) 입력, 1/50(2%) 입력, 1/100(1%) 입력 등의 경우에도 상기 오프세트 전압을 억제해서 모두가 절대오차 내에 들어가도록 할 필요가 있다. 예를 들면, 소비전류에 비례하는 전압신호 e_i의 정격이 5V로 가정하면 0.5%라는 오차는 100% 정격으로 입력환산치 25mV에 상당한다. 따라서 입력환산치가 25mV 이하이면 정밀도상에 있어서 문제는 없다. 그러나 1/50 입력에 대한 0.5%오차(경부하시)의 경우는, 입력환산치는 0.5mV이다. 그로인해 상기 승산기(1) 및 전압-주파수 컨버어터(2)의 연산증폭기의 오프세트전압을 0.5 이하로 억제할 필요가 있다. 그러나 오프세트 전압을 극소의 전압번위로 억제하거나 또는 제거하거나 하는 것은 대단히 곤란했었다. 또, 오프세트 전압은 경시변화, 온도변화에 따라 변동함으로 전력량 측정밀도를 저하시키는 결점이 있었다.

본 발명은 이상과 같은 결점을 제거하기 위하여 연구된 것으로서, 경부하시에 있어서도 전력량을 고정밀로도 측정할 수 있고, 또한 소형화와 양산화가 가능한 전자식 전력량계를 제공하는 것을 목적으로 한다.

이하 본 발명의 실시예를 도면을 참조하면서 설명한다. 제2도는 본 발명의 제1실시예의 회로이다. 전압검출계는 변성기(3)와 펄스폭 변조회로(이하 PWM 회로로 약칭한다)(4)로 구성되어 있다. 변성기(3)는 전력급전선의 부하전압에 비례한 전압신호 e_v를 출력하는 것이다.

상기 PWM 회로(4)는 상기 변성기(3)의 출력측단의 일단에 접속된 저항(5)과 이 저항(5)에 반전입력단이 접속되고 비반전입력단은 상기 변성기(3)의 출력측단의 타단에 접속되고 또한 접지에 접속되는 연산증폭기(이하 OP 앰프로 약칭함)(6)와, 이 OP 앰프(6)의 반전입력단과 출력단과의 사이에 접속된 콘덴서(7)와, 동 OP 앰프(6)의 출력단에 비반전입력단이 접속된 앰프(8)와, 이 OP 앰프(8)의 출력단과 상기 OP 앰프(6)의 반전입력단과의 사이에 접속된 저항(9)과, 상기 OP 앰프(8)의 출력단에 입력단이 접속된 인버어터(10)와, 이 인버어터(10)의 출력단과 상기 OP 앰프(8)의 반전입력단 사이에 접속된 저항(11)과, 상기 OP 앰프(8)의 반전입력단과 상기 OP 앰프(6)의 비반전입력단 사이에 접속된 저항(12)와, 상기 OP 앰프(8)의 출력단에 입력단이 접속된 인버어터(13)으로 구성되어 있다.

상기 PWM 회로(4)의 출력인 펄스폭 충격계수(duty cycle)신호를 D로 하고, 이 D를 반전해서 얻어지는 펄스폭 충격계수신호를

로 하면, 신호 D,

은 다음의 식으로 표시된다.

단, e_r은 상기 PWM 회로(4)의 OP 앰프(8)의 반전입력단에 인가되는 기준전압, e_v는 상기 변성기(3)에서 출력되는 전압신호, t_a는 상기 펄스폭 충격계수신호 D의 논리신호 "1"의 구간, t_b는 상기 신호 D의 논리신호 "0"의 구간, T는 상기신호 D의 주기를 나타낸다.

그러나 상기(1)식, (2)식은 OP 앰프(6)의 오프셋트 전압을 영으로서 생각한 이상적인 경우로서 실제의 회로에서는 OP 앰프(6)에 오프세트전압이 발생한다. OP 앰프(6)의 직류오프세트 전압을 e_OSO로 하면 실제의 펄스폭 충격계수신호 D,

는

가 된다. 이들 펄스폭 충격계수신호 D,

는 상기 OP 앰프(8)의 출력단에서 펄스폭 충격계수신호 D가 출력되어, 상기 인버어터(13)의 출력단에서 펄스폭 충격계수신호

가 출력되도록되어 있다. 제3도(a)는 변성기(3)으로부터 출력되는 전압신호 e_v의 파형도, 동 도면(b)는 펄스폭 충격계수신호의 파형도이다. 또 제3도(b)에서 t_a는 논리신호 "1"의 구간을 나타내고, t_b는 논리신호 "0"의 구간을 나타내며 T는 주기를 나타낸다.

전류검출계는 변류기(14)와 전류-전압변환기(15)로 구성되어 있다. 변류기(14)는 전력 급전선의 부하전류에 비례한 전류신호를 i를 출력하는 것이다. 전류-전압변환기(15)는 상기 변류기(14)의 출력단의 일단에 반전입력단이 접속되어 비반전입력단은 동 변류기(14)의 출력단의 타단에 접속되고, 또 접지에 접속된 OP 앰프(16)와 이 OP 앰프(16)의 반전입력단과 출력단 사이에 접속된 저항(17)과 동 OP 앰프(16)의 출력단에 접속된 저항(18)과, 이 저항(18)에 반전입력단이 접속되어 비반전입력단이 상기 OP 앰프(16)의 비반전입력단에 접속된 OP 앰프(19)와, 이 OP 앰프(19)의 반전입력단과 출력단 사이에 접속된 저항(20)으로 구성된다.

상기 변류기(14)로부터의 전류신호 i는, OP 앰프(16)에 의하여 동 전류신호 i에 절대치가 비례한 전압신호(-e_i)로 변환된 후, 증폭도(-1)배의 OP 앰프(19)에 의하여 상기 의하여 상기 전류신호 i에 비례한 전압신호(+e_i)로 변환된다. 또, 저항(18),(20)은 OP 앰프(19)의 증폭도를 (-1)배로 하기 위하여 동일의 저항치로 설정되어 있다. 또, 상기한 바와 같이 변류기(14)의 출력을 직접 앰프(16)으로 수신하여, 이 OP 앰프(16)의 귀환작용에 의하여 상기 변류기(14)의 2차 부담이 거의 대략 영전압레벨이 되도록 구성함으로서 투자율 μ의 작은 코어를 사용한 변류기라해도, 위상각 오차가 작은 전류검출계를 얻도록 하고 있다.

승산회로(21)은 입력단자가 상기 OP 앰프(19)의 출력단에 접속되어 있는 아날로그 스위치(21a),(21b)와, 입력단자가 OP 앰프(16)의 출력단에 접속되어 있는 아날로그 스위치(21c),(21d)로 구성되어 있다. 또, 상기 아날로그 스위치(21a),(21d)의 게이트단은 상기 OP 앰프(8)의 출력단에 접속되어 있다. 또, 상기 아날로그 스위치(21b),(21c)의 게이트단은 상기 인버어터(13)의 출력단에 접속되어 있다.

또, 상기 아날로기 스위치(21a),(21c)의 출력단은 상호 접속되고, 아날로그 스위치(21b),(21d)의 출력단은 상호 접속되어 있다. 아날로그 스위치(21a)~(21d)로서는, 예를 들면 접합형전계효과 트랜지스터, MOS형 전계트랜시터 등의 반도체소자를 사용한다.

또, 상기 아날로그 스위치(21a),(21d)의 게이트안에 상기 PWM 회로(4)로부터 출력되는 펄스 충격계수신호 D를 인가하여, 동 사이클신호 D의 "1"신호로 동 스위치(21a)(21d)를 도통하고, 상기 앰프(16),(19)로부터의 급전선의 소비전류에 비례한 전압신호(-e_i),(+e_i)를 도입하여 상기 아날로그 스위치(21b),(21c)의 게이트단에 상기 PWM 회로(4)에서 출력되는 펄스 충격계수신호

를 인가하고, 동 사이클신호

의 "1" 신호로 동 스위치(21b),(21c)를 도통하여 상기 전압신호(-e_i),(+e_i)를 도입하고, 상기 아날로그 스위치(21a),(21c)의 접속점에 순시 전압신호 e_on을 얻어, 상기 아날로그 스위치(21b),(21d)의 접속점에 순시전압신호 e_op를 얻도록 하고 있다. 즉 상기 PWM 회로(4)로부터 출력되는 펄스폭 충격계수신호 D,

로 아날로그 스위치(21a),(21b),(21c),(21d)를 온 오프 제어함으로서 상기 전압검출계에서 얻어진 급전선의 부하전압에 비례한 전압신호 e_v와 상기 전류검출계에서 얻어진 급전선의 부하전류에 비례한 전압신호 (+e_i)(-e_i)를 승산한 순시전압신호 e_op,e_on을 얻는다. 이상의 신호처리를 나타내면 다음과 같이 된다.

e_op=(ei+e_os2)·D+(-e_i-e_os1)·D …(5)

e_on=(ei+e_os2)·D+(-2_i+e_os1)·

…(6)

단, (5)식, (6)식에서 e_os1은 OP 앰프(16)의 직류 오프세트 전압이고, e_os2는 OP 앰프(19)의 직류 오프세트 전압이다.

(5)식, (6)식에 (3)식, (4)식을 대입해서 정리하면,

이 된다. (7)식, (8)식에서 명백한 바와 같이, (7)식, (8)식의 제1항은 순시전력의 크기를 나타내고 있고, 제2항은 상기 PWM 회로(4), 전류-전압변환기(15)의 OP 앰프(6),(16),(19)에서 발생하는 직류 오프세트 전압에 의한 오차의 항을 나타내고 있다.

제4도(a)는 변성기(3)에서 출력되는 급전선의 부하전압에 비례한 전압신호 e_v의 파형도, 동 도면(b),(c)는 전류-전압변환기(15)에서 출력되는 급전선의 부하전류에 비례한 전압신호(+e_i),(-e_i)의 파형도, 동 도면(d)는 동 도면(a)에 표시한 전압신호 e_v의 파형도의 S구간을 확대한한 도면, 동 도면(e),(f)는 펄스충격계수신호 D,

의 파형도, 동 도면(g)는 순시전압신호 e_on의 파형도이다. 또, 제4도(d)에 있어서의 부호 T는 펄스충격계수신호 D,

의 주기이다.

저역 필터회로(22)는 상기 아날로그스위치(21a),(21c)의 접속점에 접속된 저항(23a)과, 이 저항(23a)에 접속된 콘덴서(24a)와, 상기 아날로그스위치(21b),(21d)의 접속점에 접속된 저항(23b)와, 이 저항(23b)에 접속된 콘덴서(24b)로 구성된다. 또, 상기 양 콘덴서(24a),(24b)의 저항(23a),(23b)과 접속이되어 있지 아니하는 측단은 서로 접속되어서 접지에 접속된다. 또, 저항(23a),(23b)의 값은 동일하게 설정하고, 또 콘덴서(24a),(24b)의 값도 동일하게 설정되어 있다.

동 지역 필터회로(22)를 이상과 같이 구성함으로서 상기 승상회로(21)에서 출력되는 순시 전압신호 e_op, e_on을 적분하여, 상기 PWN 회로(4) 및 전류-전압변환기(15)에 있어서의 직류 오세트 전압 e_oso, e_os1, e_os2에 의해서 발생하는 고유 오프세트 전압성분과 순시전압성분으로 구성되는 직류전압신호

,

을 얻도록하고 있다. PWM 회로(4)에 있어서의 시분할수를 m로 하고, 펄스 충격계수신호 D,

에 의한 온. 오프제어에 의하여 얻어지는 각 시분할 1,2~m에 있어서의 순시전압신호를 e_op1,e_op2~e_opm및 e_on,e_on2~e_onm로 하면, 동 필터회로(22)의 직류 전압신호

,

은,

로 표시된다. 실질적으로는 시분할수 m무한대로 생각할 수 있다. 따라서 상기 (7)식, (8)식에 있어서의 교류신호인 전압신호 e_v의 무한적분치를 영 볼트로 생각할 수 있다. 따라서 (7)식~(10)식에서,

와

,

을 나타낼 수 있다. (11)식, (12)식의 제1항은 절대치가 같은 정, 부극성의 직류전압을 나타내고, 제2항은 OP 앰프(6),(16),(19)에서 발생하는 고유 오프세트 전압을 나타낸다.

제5도는 (11)식, (12)식에 의하여 결정되는 직류전압신호

,

의 입출력 특성도이다.

또, 이 특성도는 횡축에

를 취하고, 종축에

,

의 출력전압을 취해서 표시한 것이다. 또 동 특성도에 있어서, 부호 K는 고유 오프세트 전압

를 표시한다. 전압-주파수 변환기(25)는 저역 필터회로(22)의 저항(23a)와 콘덴서(24a)와의 접속점에 입력단이 접속된 아날로그스위치(26a)와, 아날로그스위치(26a)의 출력단에 출력단이 접속되고 입력단이 동 필터회로(22)의 저항(23b)과 콘덴서(24b)와의 접속점에 접속된 아날로그스위치(26b)와, 이 아날로그스위치(26b)의 출력단과 상기 아날로그스위치(262)의 출력단과의 접속점에 접속된 저항(27)과, 이 저항(27)에 반전입력단이 접속되고 비반전입력단이 접지에 접속된 OP 앰프(28)와, 이 OP 앰프(28)의 반전입력단과 출력단과 출력단의 사이에 접속된 콘덴서(29)와, 동 OP 앰프(28)의 출력단에 비반전 입력단이 접속된 OP 앰프(30)과, 이 OP 앰프(30)의 반전입력과 상기 OP 앰프(28)의 비반전 입력단 사이에 접속된 저항(31)과, 상기 OP 앰프(30)의 출력단에 입력단이 접속된 인버어터(32)와, 이 인버어터(32)의 출력단과 상기 OP 앰프(30)의 반전입력단의 사이에 접속된 저항(33)과, 상기 OP 앰프(30)의 출력단에 입력단이 접속되고 출력단은 상기 아날로그스위치(26b)의 게이트단에 접속된 인버어터(34)와, 상기 앰프(28)의 반전입력단에 접속된 저항(35)으로 구성되어 있다. 또한 저역 필터(22)의 저항(23a),(23b)에 비교해서 저항(27)의 저항치를 극히 큰 값으로 설정하고 있다. 또 저항(31),(33)의 저항치를 동일하게 설정하고 있다.

이와같이 구성되어 적분회로로서 작동하는 OP 앰프(28)의 입력단에 접속된 아날로그스위치(26a),(26b)는 비교기로서 작동하는 OP 앰프(30)이 출력하는 전압신호에 의하여 온. 오프 제어되어 상기 승산회로(21)의 아날로그스위치(21a),(21b),(21c),(21d)와는 비동기로 동작하도록 되어 있다.

제6도(a)는 아날로그스위치(26b)의 도통기간의 도면, 동 도면(b)는 아날로그스위치(26a),(26b)의 출력단의 접속점에 얻어지는 전압신호 e_m의 파형도. 동 도면(c)는 OP 앰프(28)의 출력단의 전압신호 e_Q의 파형도, 동도면(d)는 OP 앰프(30)의 반전입력단에 인가되는 기준전압신호 e_c의 파형도이다. 또, 제6도(a)에 있어서, t_c,t_d는 아날로그스위치(26a),(26b)의 도통 시간이다.

동 도면(b)에 있어서

₁,

₂,~및

₁,

₂, ~는 아날로그스위치(26a),(26b)의 온. 오프제어에 의하여 저역 필터회로(22)에서 출력되는 직류 전압신호

,

에서 취출된 신호이다. 동 도면(c),(d)에 있어서의 (+e_p/2),(-e_p/2)는 OP 앰프(30)의 반전입력단에 인가되는 기준전압이다. 동 도면(d)에 있어서 T_o는 t_c+t_d를 나타낸다.

제6도(a)에서 보는 바와같이 아날로그스위치(26a),(26b)의 온. 오프제어에 의하여 양 스위치(26a),(26b)의 출력단에 제6도(b)에서 나타내는 바와 같은 전압신호 e_m을 얻을 수 있도록 하고 있다. 그리고, 적분회로로서 동작하는 OP 앰프(28)에 의하여 제3도(c)에 나타낸 바와 같은 파형의 전압호 e_Q를 얻는다. 이 삼각파상의 신호 e_Q가 비교기로서 작동하는 OP 앰프(30)의 비반전 입력단에 인가된다. 이 OP 앰프(30)의 반전입력단에는 비교하기 위하여, 제6도(d)에서 표시하는 바와 같이 아날로그스위치(26b)가 도통하고 있는 시간 t_c에서는 e_c=

의 전압신호가 인가되고, 아날로그스위치(26a)가 도통하고 있는 시간 t_d에서는 e_c=

의 전압신호가 인가되도록 설정되어 있다. 따라서, 시간 t_c에 있어서는 OP 앰프(28)에 정의 직류 전압신호

가 인가되기 때문에 동 OP 앰프(28)의 출력은 제6도에 표시한 바와 같이 하강 특성을 나타내고, 그 적분출력 e_Q가

에 도달하면, OP 앰프(30)의 출력논리신호 e_f가 반전한다. 그 결과로 아날로그스위치(26b)는 차단되어 아날로그스위치(26a)가 도통되기 때문에 시간 t_d에 있어서의 동작이 개시된다.

이 시간 t_d에 있어서는 상기 OP 앰프(28)에 부의 직류전압

이 인가되기 때문에 동 OP 앰프(28)의 출력은 제6도(c)에서 나타낸는 바와 같은 상승 특성을 표시하고, 그 적분출력 e_Q가

에 도달하면 상기 OP 앰프(30)의 출력논리신호 e_f가 반전한다. 그 결과로 아날로그스위치(26a)는 차단되어, 아날로그스위치(26a)가 도통하여 재차시간 t_c에 있어서의 동작이 개시된다.

따라서, 비교기로서 동작하는 OP 앰프(30)의 출력논리신호의 반전주기를 T_o로 하면,

T_o=t_c+t_d…(13)

(단 t_c는 아날로그스위치(26b)의 도통시간, t_d는 아날로그스위치(26a)의 도통시간이다)

이 된다. 따라서 상기 논리신호 e_f의 출력주파수를 f로 하면

이 된다.

또, 상기 도통시간 t_c, t_d는 다음과 같이 결정된다. 즉 OP 앰프(28)의 시간 t_c에 있어서의 출력전압을 e_Q(t_c) 및 시간 t_d에 있어서의 출력전압을 e_Q(t_d)로 하고, 저항(27)의 저항치를 R₂로 하고, 콘덴서(29)의 용량을 C₂로 하고, OP 앰프(28)의 오프세트 전압을 e_os3로 하면,

가 된다. 제6도(c)에서 명확한 바와 같이 e_Q(t_c)는 (+e_p/2)에서 (-e_p/2)까지 강하함으로 그 전압변화분을 e_p가 된다. 그래서 -e_Q(t_c)=e_p로 하면

로 t_c를 결정할 수 있다.

또,

가 되고, e_Q(t_d)=e_p로 하면

따라서

가 되고, e_Q(t_d)=e_p로 하면

로 t_d가 결정된다.

(16)식, (18)식의

,

에 (11)식, (12)식을 대입하면

가 된다. (19)식, (20)식에서 양식(10)식, (20)식의 고유 오프세트 전압성분

는 동일 차원에서 취급할 수 있으므로 이것을 하나로 묶어서 e_OST로 하면,

로 간소화가 가능하다. 그런데 상기한 바와 같이 전압-주파수 변환기(25)에서 출력되는 논리신호 e_f의 주파수 f_o는

이기 때문에 상기 오프세트 전압 e_OST가 영(零)이면

이 된다.(23)식에서 명확한 바와 같이 e_r,e_p,R₂,C₂는 모두 정수이므로 f_o는

, 즉 소비전력에 정확히 비례한 출력주파수를 표시한다.

또, (21)식, (22)식에서

(가) 오프세트전압 e_OST=0일 때…………t_c=t_d

(나) 오프세트전압 e_OST가 정일 때………t_c<t_d

(다) 오프세트전압 e_OST가 부일 때………t_c>t_d

가 되는 것을 알 수 있다. 그리고 오프세트전압 e_OST가 존재할 때의 f_o는,

가 된다. (24)식에서 명확한 바와 같이

≫e_OST일 때는 fo에 거의 오차가 생기지 아니하나

가 작을 때, 즉 전력량계가 경부하 상태일 때는 e_OST에 의한 주파수 오차가 커진다.

자동 오프세트 보상회로(36)은 상기 전압-주파수 변환기(25)의 인버어터(32)의 출력단에 접속된 저항(37)과, 이 저항(37)에 반전입력단이 접속되고 비반전 입력이 접지에 접속된 OP 앰프(38)와, 이 OP 앰프(38)의 반전입력단과 출력단과의 사이에 콘덴서(39)가 접속되어 있다. 또, 동 OP 앰프(38)의 출력단은 상기 전압-주파수 변환기(25)의 저항(35)을 거쳐 상기 OP 앰프(28)의 반전입력단에 접속되어 있다.

상기 OP 앰프(38)은 적분회로로서 작동하고, 그 시정수는 상기 전압-주파수 변환기(25)의 적분회로로서 작동하는 OP 앰프(28)의 시정수보다 훨씬 크게 설정하여 동 전압-주파수 변환기(25)의 오프세트전압을 영으로 보정하도록하고 있다.

이 보정처리는 상기한 (가), (나), (다)에 착안하여 상기 전압-주파수 변환기(25)에 부귀환을 실시함으로서 이루어진다. 즉, 전압-주파수 변환기(25)의 인버어터(32)의 출력전압신호 e_q는 논리신호 e_f가 반전된 신호로서, 정부전압의 진폭을 가지고 있으므로, 저항(37)의 저항치를 R₄로 하고, 콘덴서(39)의 용량을 C₃로 하고, t_c를 아날로그스위치(26b)의 도통시간으로 하고, t_d를 아날로그스위치(26a)의 도통시간으로 하면, OP 앰프(38)의 출력전압 e_nf는,

가 된다. 여기에서 R₄·C₃≫t_c·t_d라는 큰 시정수에 의하여 적분을 하면,

가 된다. 이 식에서 식(21),(22)를 대입하면

이 된다. 이 식에서 다음의 것을 알 수 있다.

(라) 오프세트전압 e_OST=0일 때 는 e_nf=0

(마) 오프세트전압 e_OST>0일 때 는 e_nf<0

(바) 오프세트전압 e_OST<0일 때 는 e_nf>0

이다. 이와같은 특성을 지닌 부귀환전압 e_nf를 전압-주파수 변환기(25)의 OP 앰프(28)의 반전입력단에 귀환함으로서 설령 큰 오프세트전압 e_OST가 발생해도 그 변화분은 e_nf에 의하여 수정하여 언져나 t_c=t_d가 되도록해서, 항시 오프세트전압 e_OST를 영으로 자동수정하도록 하고 있다. 표시장치(40)은 상기 전압-주파수 변환기(25)에서 출력되는 논리신호 e_f의 주파수 f₀를 계수해서 표시하는 것이다.

이상과 같은 구성의 본 실시예의 동작을 이하에 설명한다. 전력급전선의 부하전압은 변성기(3)에 의하여 제4도(a)에 표시한 바와 같이 동 부하전압에 비례한 전압신호 e_v로 변환된다. 이 전압신호 e_v는 PWM 회로(4)에 의하여 제4도(d),(e),(f)에 표시한 바와 같이 전압신호 e_v의 진폭에 대른 펄스폭 충격계수신호 D 및 이 충격계수신호 D를 반전한 펄스폭 충격계수신호

로 변환된다.

한편, 상기 급전선의 부하전류는 변류기(14)에 의하여 동 부하전류에 비례한 전류신호 i로 변환된다. 이 전류신호 i는 전류-전압변환기(15)에 의하여, 제4도(b),(c)에서 보는 바와 같이 동 전류신호 i에 비례한 전압신호(+e_i) 및 이 전류신호(+e_i)와 위상이 180°다른 전압신호(-e_i)로 변환된다.

이 전압신호(+e_i),(-e_i)는 동 신호(+e_i)가 승산회로(21)의 아날로그스위치(21a),(21b)로 송출되고, 한편 동 신호(-e_i)는 아날로그스위치(21c),(21d)로 송출된다. 또, 상기 아날로그스위치(21a),(21d)의 게이트단에 PWM 회로(4)로부터 펄스폭 충격계수신호 D가 송출되어, 상기 아날로그스위치(21b),(21c)의 게이트단에 펄스폭 충격계수신호

가 송출된다.

그 결과, 이 승산회로(21)의 아날로그스위치(21a),(21c)의 출력단의 접속점에 제4도(g)에 표시한 바와 같은 순시전압신호 e_on이 얻어진다. 또, 동 승산회로(21)의 아날로그스위치(21b),(21d)의 출력단에 접속점에 순시전압신호 e_op가 얻어진다.

승산회로(21)의 이상과 같은 신호처리에 의하여 e_v과 (±e_i)를 승산할 수가 있고, 상기 순시전압신호 e_on, e_op, e_op는 순시전력에 비례한 ±e_i·e_v의 성분과 직류 오프세트전압 성분을 가지고 있다. 상기 순시전압신호 e_on, e_op는 저역 필터회로(22)의 저항(23a)에 동 전압신호 e_on이 송출되어 동 필터회로(22)의 저항(23b)에 동전압신호 eo_n가 송출된다. 그 결과로, 동 필터회로(22)에서 적분되어서, 상기 순시전압신호 e_on,e_on의 오프세트전압 성분 중 변동성분이 제거되어서 고유 오프세트 성분만으로 된다. 그리고, 동 필터회로(22)의 저항과(23a)과 콘덴서(24a)와의 접속점에 직류 전압신호

이 얻어진다. 한편, 동 필터회로(22)의 저항(23b)와 콘덴서(24b)와의 접속점에 직류전압신호

가 얻어진다. 이들 직류 전압신호

,

는 전력성분

와 고유 오프세트 성분으로 구성된다.

직류 전압신호

은 전압-주파수 변환기(25)의 아날로그스위치(26a)에 송출되고, 한편 직류 전압신호

는 동 변환기(25)의 아날로그스위치(26b)에 송출된다. 비교기로서 작동하는 OP 앰프(30)으로부터 출력되는 논리신호 e_f에 의하여 상기 아날로그스위치(26a)의 게이트가 제어되고, 한편 상기 아날로그스위치(26b)의 게이트는 상기 논리신호 e_f가 인버어터(34)에 의하여 반전된 신호에 의하여 제어되어 동시에 양 스위치(26a),(26b)가 작동하지 않도록 되어 있다. 그 결과로, 양 스위치(26a),(26b)의 접속점에 제6도(b)에서 표시한 전압신호 e_m이 얻어진다.

이 전압신호 e_m이 OP 앰프(28)의 반전입력단에 송출된다. 그 결과로 동 OP 앰프(28)의 출력단에 제6도(c)와 같은 3각상의 전압신호 e_Q가 얻어진다.

이 전압신호 e_Q가 비교기로서 작동하는 OP 앰프(30)의 비반전 입력단자에 인가된다. 제6도(d)에서 보는 바와 같은 기준전압신호 e_c의 (+e_p/2) 또는 (-e_p/2)에 도달하면, 동 OP 앰프(30)의 출력은 인버어터(32)에 의하여 반전된 후, 그 일부가 자동 오프세트 보상회로(36)의 적분회로로서 작동하는 OP 앰프(38)의 반전 입력단에 송출된다. 그리고, 이 OP 앰프(38)의 출력단에서 상기 전압 주파수변환기(36)의 직류 오프세트 전압 e_OST를 상쇄하는 부귀환 전압신호 e_nf를 OP 앰프(28)의 반전입력단에 송출한다. 그 결과로 상기 직류 오프세트전압 e_OST가 자동적으로 영으로 수정된다. 그 결과로 OP 앰프(30)의 출력단, 즉 전압-주파수 변환기(25)의 출력단으로부터 직류 오프세트전압 e_OST에 의한 오차가 제거된

에 의하여 결정되는 주파수 f_o를 가지는 논리신호 e_f가 출력된다. 이 주파수 f_o는

이 정수이기 때문에 이것을 K로 하면 f_o=

가 되고 f_o는 소비전력

에 정확하게 비례하는 출력주파수를 나타낸다. 이 주파수 f_o가 표시장치(40)으로 계수되어 적산전기량이 표시된다.

이상 설명한 바와 같이, 본 실시예는 저역 필터회로(22)에 의하여 PWM 회로(4) 및 전류-전압변환회로(15)에서 발생하는 오프세트전압을 제거가능한 고유 오프세트전압으로 하여, 자동 오프세트 보상회로(36)에 의하여 전압-주파수 변환기(25)에서 발생하는 오프세트전압과 상기 고유 오프세트전압을 상쇄하여 영으로 하는 부귀환을 동 전압-주파수 변환기(25)에 하고, 오프세트전압의 영향을 제거해서 올바르게 전력량에 비례한 주파수 f_o를 얻도록 하고 있다. 따라서 본 실시예에 의하면, 오프세트전압이 크게 정밀도에 영향하는 경부하시에 있어서도 전력량을 고정밀도로 측정할 수 있고, 또한 각 회로를 모노리틱 IC로 형성된 OP 앰프를 사용함으로서 소형화와 영산이 가능하다.

제1실시예는 단상 2선식 전력량계에의 적용을 말한 것이다. 전압검출계, 전류검출계, 승산회로를 각각 복수로 설치함으로서 다상식 전력량계에도 적용이 가능하다. 다상식 전력량계의 전력량은 각 위상 전력의 합이기 때문에 제각기의 급전선의 부하전압에 비례한 전압신호를 e_v1·e_v2∼e_vn으로 하고, 각각의 급전선의 부하전압에 비례한 전압신호를 e_i1·e_i2∼e_in으로 하고, 비례정수를 K₁,K₂~K_n로 하면 전력량 P_o는,

P_o=K₁e_v1·e_i1+K₂e_v2·e_i2+…K_ne_vn·e_in…(27)

로 표시된다. 따라서 제1실시예와 같이 신호처리한 각각의 승산회로의 출력을 저역 필터로 합성 가산하면, (27)식을 만족하는 전력 P_o가 얻어진다.

제7도는 본 발명은 다상식 전력량계에 적용한 본 발명의 제2실시예의 회로도이다. 또, 제2도와 동일 장소에는 동일 부호를 붙이고 설명은 생략한다. 제2실시예는 제1실시예의 변성기(3), PWM 회로(4), 변류기(14), 전류-전압변환기(15), 승산회로(21)를 각각 복수개 설치하여, 각각의 승산회로(21)로부터의 출력을 저역 필터회로(41)의 저항(23a),(23a)~및 (23b),(23b)~에 의하여 취출하여 전압-주파수 변환기(25)에 송출하게 하는 구성을 취하고 있다.

이와같은 구성으로 되어 있기 때문에, 본 실시예에 있어서도 제1실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있다. 또한 본 발명은 상기한 제1 및 제2실시예에 한정되는 것이 아니다. 예를 들면 상기 제1, 제2실시예에서는 변성기(3)에서 출력되는 전압신호 e_v를 PWM 회로(4)에 의하여 펄스폭 변조하여 이 PWM 회로(4)로부터 출력되는 펄스폭 충격계수신호 D,

에 의하여 승산회로(21)을 제어하도록 했으나, 전류-전압변환기(15)로부터 출력되는 전압신호 e_i와 상기 전압신호 e_v를 교환하여, 상기 전압신호 e_i를 PWM 회로에 의하여 펄스폭 변조하여, 이하 상기 제1, 제2실시예와 동일한 처리를 해도 같은 효과를 나타낸다. 그밖에 본 발명의 요지를 이탈하지 아니하는 범위에서 여러가지 변형 실시예로 되는 것은 물론이다.

이상 설명한 바와 같이 본 발명은 전자식 전력량계에 있어서 전류-전압변환기 및 펄스폭 변조회로에서 발생한 오프세트전압을 적분회로에 있어서, 이후의 신호처리에 의하여 제거가능한 고유 오프세트전압으로 하여, 이 고유 오프세트전압과 전압-주파수 변환기에서 발생한 오프세트전압을 보상회로에 의하여 동 전압하여, 이 고유 오프세트전압과 전압-주파수 변환기에서 발생한 오프세트전압을 보상회로에 의하여 동 전압-주파수 변환기에 부귀환을 가함으로서 영으로 보상되도록 하고 있다.

따라서, 오프세트전압에 의한 영향을 제거할 수 있으므로 오프세트전압이 큰 영향을 가지는 경부하시에 있어서도 전력량을 고정밀도로 측정할 수 있다. 또, 각 회로를 IC화 할 수 있는 구성이기 때문에 소형화와 양산화가 가능하다.

Claims

전력급전선의 부하전류에 비례한 전류신호를 출력하는 변류기와, 이 변류기로부터 출력되는 전류신호에 따른 전압신호를 출력하는 전류-전압변환기와, 상기 전력급전선의 부하전압에 비례한 전압신호를 출력하는 변성기와, 이 변성기 또는 상기 전류-전압변환기에서 출력되는 전압신호에 따른 펄스폭을 가지는 펄스신호를 출력하는 펄스폭 변조회로와, 이 펄스폭 변조회로에서 출력되는 펄스신호에 의하여 스위치 제어되고 상기 변성기에서 출력되는 전압신호와 상기 전류-전압변환기에서 출력되는 전압신호와의 승산치를 얻어서 펄스신호로서 출력하는 승산회로와, 이 승산회로에서 출력되는 펄스신호를 적분해서 직류 전압신호를 얻어 출력하는 적분회로와, 이 적분회로에서 출력되는 직류 전압신호가 소정의 기준전압 레벨에 도달되면 출력전압의 극성을 반전해서 동 직류 전압신호의 전압 레벨에 비례한 주파수를 가지는 펄스신호를 출력하는 전압-주파수 변환기를 구비한 전자식 전력량계에 있어서, 상기 전압-주파수 변환기로부터 출력되는 펄스신호의 일부를 입력하여 동 변환기의 오프세트전압을 상쇄하는 부귀환 전압신호를 얻어서 동 변환기에 송출하는 보상회로를 아울러 구비한 것을 특징으로 하는 전자식 전력량계.