KR830002443B1

KR830002443B1 - Intermediate Frequency Signal Processing Device

Info

Publication number: KR830002443B1
Application number: KR1019800001640A
Authority: KR
Inventors: 이얼 제리어르트 제랄르드; 미첼 에반스 로버트
Original assignee: 알 · 씨 · 에이 코퍼레이션; 에드와드 제이 노오턴
Priority date: 1979-04-20
Filing date: 1980-04-21
Publication date: 1983-10-26
Also published as: FR2454735A1; DE3014983C2; IT8021476A0; FI801164A; GB2049325A; DE3014983A1; IT1141926B; KR830004015A; GB2049325B

Abstract

내용 없음.No content.

Description

Intermediate Frequency Signal Processing Device

제1도는 본 발명의 원리에 의해 구성된 저임피던스 회로의 부분적인 계통도 및 개요도.1 is a partial schematic and schematic diagram of a low impedance circuit constructed in accordance with the principles of the present invention.

제2도는 본 발명의 원리에 의해 구성된 고임피던스 회로의 부분적인 계통도 및 개요도.2 is a partial schematic and schematic diagram of a high impedance circuit constructed in accordance with the principles of the present invention.

제3도는 단일인점 채널 음성트랩과 이중 인접채널 음향트랩의 응답곡선도.3 is a response curve diagram of a single-point channel voice trap and a double adjacent channel sound trap.

제4도는 제1도 및 제2도의 회로에 대한 통상적인 응답곡선도.4 is a typical response curve for the circuits of FIGS.

제5도는 과결합된 한쌍의 인접채널 음성트랩에 대한 통상적인 응답곡선도.5 is a typical response curve for a pair of adjacent channel voice traps coupled together.

제6도는 본 발명의 작동하게 조정된 장치의 부분적인 계통도 및 개요도.6 is a partial schematic and schematic diagram of an operatively adjusted device of the present invention.

제7도내지 제16도는 본 발명의 동조 작동에 따른 제1도 장치의 작동을 설명하는 파형도.7 to 16 are waveform diagrams illustrating the operation of the FIG. 1 apparatus according to the tuning operation of the present invention.

본 발명은 텔레비젼 중간주파수(I.F)선택회로에 관한 것이며, 특히 소정의 텔레비젼 채널에 인접한 채널의 음성반송파 신호를 감쇄시키는 중간주파수 신호처리장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to television intermediate frequency (I.F) selection circuits, and more particularly to an intermediate frequency signal processing apparatus for attenuating audio carrier signals of channels adjacent to a given television channel.

텔레비젼 수상기에 있어서, 무선주파수(R.F)신호는 믹서내의 발진기 출력을 가한 헤테로 다인 방식에 의해 수신되어 증폭되고 중간주파수(I.F)로 변환된다. 발진기 신호의 주파수는 텔레비젼 채널선택기에 의해 제어되고 따라서 믹서는 선택된 텔레비젼 왜널의 R.F신호를 득점한 I.F주파수로 변환시킨다. 통상적인 NTSC 장치에 있어서, 선택된 채널의 음성반송파는 41.25메가헤르쯔로 변환된고, 색반송파는 42.17메가헤르쯔로 변환되며, 화상반송파는 45.75메가헤르쯔로 변환된다. 그러나, 믹서는 수신된 모든 R.F 신호를 변화시켜 선택된 채널 위아래 있는 채널을 포함하는 중간주파수를 구분한다. 상측 인접채널의 화상반송파는 39.7메가헤르쯔로 변환되고, 하측 인접채널의 음성반송파는 47.25메가헤르즈로 변환된다. 상측 및 하측 인접채널 신호는 선택된 채널(예를들면 30dB)의 신호에 대하여 감지할 수 있는 진폭을 가질 경우, 그들은 선택된 채널신호의 주파수 대역내의 왜곡을 발생시키도록 선택된 채널의 신호와 상호작용할 수 있다. 실예를 들면 47.25메가헤르쯔 인접채널 음성반송파는 선택된 채널의 47.75메가헤르쯔 화상반송파로 부터 그 주파수에서 1.5메가헤르쯔 차만 있게 된다. 47.25메가헤르쯔 음성반송파는 47.75메가헤르쯔 화상반송파와 함께 혼변조되어 그 결과로 증폭기를 비선형 작동시켜서 44.25메가헤르쯔를 발생시킨다. 바라지 않는 이 신호는 텔레비젼 수상기내의 비데오 검출기에 의해 비데오 정보 신호로서 검출되고, 그에 의해 키네스 코프상의 텔레비젼 영상으로 간섭 패턴을 나타낸다.In a television receiver, a radio frequency (R.F) signal is received, amplified and converted to an intermediate frequency (I.F) by a heterodyne method with an oscillator output in the mixer. The frequency of the oscillator signal is controlled by the television channel selector so that the mixer converts the R.F signal of the selected television channel to the scored I.F frequency. In a typical NTSC device, the voice carrier of the selected channel is converted to 41.25 MHz, the color carrier is converted to 42.17 MHz, and the image carrier is converted to 45.75 MHz. However, the mixer changes all received R.F signals to distinguish intermediate frequencies, including the channels above and below the selected channel. The image carrier of the upper adjacent channel is converted to 39.7 MHz, and the voice carrier of the lower adjacent channel is converted to 47.25 megahertz. If the upper and lower adjacent channel signals have a detectable amplitude for the signal of the selected channel (eg 30 dB), they can interact with the signal of the selected channel to generate distortion in the frequency band of the selected channel signal. . For example, a 47.25 MHz adjacent channel voice carrier will only be 1.5 MHz difference in frequency from the 47.75 MHz image carrier of the selected channel. The 47.25 MHz voice carrier is intermodulated with the 47.75 MHz image carrier, resulting in 44.25 MHz by nonlinear operation of the amplifier. This undesired signal is detected by the video detector in the television receiver as a video information signal, thereby exhibiting an interference pattern in the television image on the Kineskov.

I.F 증폭기가 혼변조 왜곡을 방지하기 위하여 선형으로 작동된다. 하더라도, 인접 채널음성 반송파가 존재한다면 비데오 검출기에서 문제점을 일으킬 수 있다. 인접체널음성반송파가 I.F증폭후 감지할 수 있는 진폭을 가질 경우, 검출대역신호에서 1.5메가헤르쯔로 나타낸다. 따라서, 인접채널 음성반송파는 텔레비젼 화면의 가시장애로서 발생될 것이다. 이러한 장애는 음성반송파가 선택된 채널 화상반송파보다 30dB 낮은 진폭일 때에도 가시장애를 일으킨다.I.F amplifiers operate linearly to prevent intermodulation distortion. Even if the adjacent channel voice carrier is present, it may cause a problem in the video detector. If the adjacent channel voice carrier has an amplitude that can be detected after I.F amplification, it is expressed in 1.5 MHz in the detection band signal. Thus, adjacent channel voice carriers will be generated as a visual impairment of the television screen. This impairment causes visual impairment even when the voice carrier is 30 dB lower in amplitude than the selected channel picture carrier.

상기의 왜곡 및 장애를 방지하기 위해, 털레비젼 수상기는 관례적으로 I.F신호 처리이전에 하측 인접채널음성반송파는 물론 상측 인접채널 화상반송파를 제거하거나 또는 트랩아웃시키는 회로를 사용한다. 인접 채널음성 반송파로 인한 상기문제점들은 텔레비젼 수상기내의 선택된 채널화상 반송파와 인접채널 음성 반송파간의 적어도 40내지 45dB의 차를 유지시키는데 의해 방지된다. 통상적으로 음성반송파가 동일채널의 화상반송파의 진폭보다 3내지 6dB 낮은 진폭에서 반송된다. 하더라도, 인접채널 음성 반송파는 수신된 선택채널신호가 하측 인접채널의 감도보다 약할 때(즉 더 먼 스테이션으로부터) 선택채널 화상 반송파의 진폭보다 큰 진폭을 가질 수 있다. 그러므로, 이들 두 반송파들간의 소정의 진폭차를 유지시키기 위하여 40 내지 45dB의 차로 인접태널 음성반송파를 감쇄시키는 것이 때때로 필요하게 된다.To avoid such distortion and disturbances, TV receivers typically use circuitry to remove or trap out lower adjacent channel voice carriers as well as upper adjacent channel image carriers prior to I.F signal processing. The above problems due to adjacent channel voice carriers are avoided by maintaining a difference of at least 40 to 45 dB between the selected channel picture carrier in the television receiver and the adjacent channel voice carrier. Typically, the voice carrier is carried at an amplitude of 3 to 6 dB lower than that of an image carrier of the same channel. However, the adjacent channel voice carrier may have an amplitude greater than that of the selected channel picture carrier when the received selected channel signal is weaker (i.e. from a farther station) than the sensitivity of the lower adjacent channel. Therefore, it is sometimes necessary to attenuate adjacent channel voice carriers with a difference of 40 to 45 dB to maintain a predetermined amplitude difference between these two carriers.

인접채널 음성 및 화상 반송파를 감쇄시키기 위한 트랩회로는 믹서단과 텔레비젼 수상기의 제1 I.F 증폭기 사이에 결합된다. 이러한 통상적인 배열은 모델 CTC-87시리즈에 대하 알 씨 예이 텔레비젼서비스 데이타 화일 1978에 도시된다. 튜너 및 믹서로부터의 I.F. 신호는 캐피시터 인덕터와 병렬 결합으로 이루어진 브릿지 T트랩에 우선 인가된다. 인덕터상의 중간탭은 저항에 의해 I.F신호 접지점에 접속된다. 트어은 인덕터내의 두개코어를 이동시키는데 의해 조정되는데, 이중 한 코어는 트랩의 인덕턴스를 조정하고 두번째 코아는 트랩의 Q 값각 대역폭 및 감쇄깊이를 조정한다. 하측 인접 채널 음성 주파수에서의 신호는 이 브릿지 T형 트랩에 의해 급격히 감쇄한다. I.F신호는 40메가헤르랩에서 상측 인접채널화상 반송파를 감쇄하도록 회로를 동조시키기 위한 단일코어를 가지는 조정 가능한 인덕터를 포함하는 병렬 L-C트랩회로에 인가된다. I.F 신호는 제1 I.F.증폭기에 인가된다.A trap circuit for attenuating adjacent channel audio and image carriers is coupled between the mixer stage and the first I.F amplifier of the television receiver. Such a typical arrangement is shown in the R. C. Television Service Data File 1978 for the Model CTC-87 series. I.F. from tuners and mixers. The signal is first applied to the bridge T trap, which is made in parallel coupling with the capacitor inductor. The middle tap on the inductor is connected to the I.F signal ground point by a resistor. The tread is adjusted by moving two cores in the inductor, one of which adjusts the trap inductance and the second core adjusts the trap's Q value, each bandwidth and attenuation depth. The signal at the lower adjacent channel voice frequency is rapidly attenuated by this bridge T-type trap. The I.F signal is applied to a parallel L-C trap circuit that includes an adjustable inductor having a single core for tuning the circuit to attenuate the upper adjacent channel image carrier at 40 megahertz. The I.F signal is applied to the first I.F. amplifier.

CTC-87샤시에서 사용된 것과 같은 브릿지 트랩은 그의 중심동조 주파수에서 70dB 정도까지 신호를 감쇄시킬 능력이 있다. 그러나, 트랩의 응답특성은 감쇄의 레벨을 변화시킴에 따라 트랩의 대역폭을 한정하는 예리한 "스커트"부를 가진다. 예를들면, 45dB의 감쇄레벨에서, 트랩의 대역폭은 대략 32킬로헤르쯔인데 이는 중심동조 주파수의 16킬로헤르쯔내의 주파수에서 신호가 45dB 또는 그 이상 감쇄되는 것을 의미하며 또한 중심주파수로부터 이격된 주파수는 45dB이하로 감쇄되는 것을 의미한다.Bridge traps, such as those used in the CTC-87 chassis, have the ability to attenuate signals up to 70dB at their center-tuned frequency. However, the trap's response has a sharp " skirt " portion that limits the trap's bandwidth as the level of attenuation changes. For example, at attenuation level of 45 dB, the bandwidth of the trap is approximately 32 kilohertz, which means that the signal is attenuated by 45 dB or more at frequencies within 16 kilohertz of the center tuning frequency, and 45 dB apart from the center frequency. It means to be attenuated below.

이런 조건하에서, 32킬로헤르쯔 대역폭은 캐리어의 주파수 편이로 인한 인접 채널음성 반송파의 불충분한 트래핑을 하게 된다. 음성 반송파의 주파수 변조는 이것의 공칭 중심주파수를 중심으로 50킬로헤르쯔 영역에 대한 반송파의 주파수 편차를 일으킨다. I.F캐리어의 주파수 위치는 자동 미동조 회로를 사용하는 텔레비젼 수상기에서 조차도 50킬로헤르쯔 정도의 오차가 생긴다 인접채널 음성트랩의 중심동조주파수는 일반적으로 이것의 소정의 중심주파수에 대하여 20킬로헤르쯔의 허용공차까지 조정된다. 이들 공차가 결합될때, 인접채널음성 반송파가 인접채널 음성반송파 트랩의 주파수 위치의 95킬로 헤르랩내의 어디 곳에 있을 수도 있다. 반송파 주파수가 CTC-87트랩의 중심동조 주파수와 70킬로헤르쯔 차를 가질 때 선택된 채널화상 반송파의 레벨보다 29dB 더 낮아지는데, 이에 따라 인접채널 음선반송파의 비데오 검출을 하게하고 텔레비젼 수상기내에는 혼변조 왜곡을 일으킬 수 있다. 만일 인접채널 음선반송파가 선택된 채널의 감도보다 더 강한 방송신호로부터 수신될 경우에는 29dB보다 더 적을 수 있다.Under these conditions, the 32 kHz bandwidth would result in insufficient trapping of adjacent channel voice carriers due to the carrier's frequency shift. Frequency modulation of the voice carrier causes a frequency deviation of the carrier over the 50 kHz region about its nominal center frequency. The frequency position of the IF carrier can be as high as 50 kHz even on television receivers using automatic untuned circuits. The center tuning frequency of adjacent channel voice traps is typically 20 kHz tolerance for its predetermined center frequency. Until it is adjusted. When these tolerances are combined, the adjacent channel voice carrier may be anywhere within 95 kilohertz of the frequency position of the adjacent channel voice carrier trap. When the carrier frequency has a 70 kHz difference from the center tuning frequency of the CTC-87 trap, it is 29 dB lower than the level of the selected channel image carrier, thus allowing video detection of adjacent channel sound carriers and intermodulation distortion within the television receiver. May cause If the adjacent channel acoustic carrier is received from a broadcast signal that is stronger than the sensitivity of the selected channel, it may be less than 29 dB.

이러한 문제점은 텔레비젼 수상기가 CATV 방식으로 신호를 수신할 때는 더욱 많이 발생된다. 이의 단점으로써 첫째는 반송파는 CATV 방송장치에 의하여 동일 진폭으로 전송되는데, 이는 자유롭게 방사된 방송신호의 특성으로 3내지 6dB 신호차를 감지 못하게 한다. 둘째로CATV 방송장치는 그에 의한 주파수 스펙트럼내에 모든 반송파 가지게 하므로 채널간의 1.5메가헤르쯔 차를 유지할 수 없다. 따라서, 인접채널 음성반송파는 텔레비젼 수상기 내의 47.25메가헤르쯔에 위치되지 않고 특정한 CATV 장치의 작동에 따라 이 주파수 위아래로 편이 된다.This problem occurs more frequently when a television receiver receives a signal in a CATV manner. As a disadvantage of this, firstly, the carrier wave is transmitted with the same amplitude by the CATV broadcasting apparatus, which makes it impossible to detect the difference of 3 to 6 dB due to the characteristics of the freely emitted broadcast signal. Secondly, the CATV broadcaster has all carriers in the frequency spectrum thereby, and cannot maintain a 1.5 MHz difference between channels. Thus, adjacent channel voice carriers are not located at 47.25 MHz in the television receiver but shift up and down this frequency depending on the operation of the particular CATV device.

최종적으로, 자동 동조 및 이를 위한 배열은 텔레비젼 수상기의 제작에서 유효하게 사용된다. 이러한 자동화장치는 CTC-87사시내의 40메가헤르쯔 트랩의 단일 코일인덕터와 같이 그것의 소정치로 트랩인덕터를 동조시킬 수 있다. 그러나, CTC-87 사시내의 브릿지 T형 트랩의 인덕터는 인덕터의 인덕턴스 및 Q를 조정하기 위한 두 개의 동축으로 배열된 코어를 사용한다. 이러한 인덕터는 Q코어를 조정하고 난 후, Q조정에 의한 벽화를 알도록 인덕턴스 코어를 제조정한다. 이러한 과정은 복잡하기 때문에 자동동조 및 일렬로 배열한 장치에 바람직하지 못한데 그 반대로 단일 조정에서는 자동동조 및 일렬로 배열한 장치에 단일 코어에 인덕터를 사용하는 것이 매우 바람직하다.Finally, automatic tuning and arrangements for it are effectively used in the production of television receivers. This automation device can tune the trap inductor to its predetermined value, such as a single coil inductor of a 40 MHz trap within the CTC-87 strabismus. However, the inductor of a bridged T-trap in CTC-87 strabismus uses two coaxially arranged cores to adjust the inductance and Q of the inductor. This inductor adjusts the Q cores and then manufactures the inductance cores to know the mural by Q adjustment. This process is complex and therefore undesirable for autotuning and in-line devices, whereas in single adjustment, it is highly desirable to use an inductor on a single core for autotuning and in-line devices.

트랩 또는 필터는 극선 및 영점을 가진 전달함수에 의해 수학적으로 특선화 될 수 있다. 이들 극성 및 영점들은 회로의 특성응답 곡선내의 최대점(즉, 최소감쇄)가 최소점(즉, 최대감쇄)에 관련된다. 필터 회로의 인덕터가 조정될 때 극성의 주파수 지역과 회로의 영점은 그 회로가 희망하는 응답곡선이 만들어지도록 효과적으로 조정된다.The trap or filter can be mathematically specialized by a transfer function with poles and zeros. These polarities and zeros are related to the maximum point (ie, minimum attenuation) in the characteristic response curve of the circuit relative to the minimum point (ie, maximum attenuation). When the inductor of the filter circuit is adjusted, the frequency region of polarity and the zero point of the circuit are effectively adjusted to produce the desired response curve for the circuit.

몇개의 필터회로가 결합될 때 그들을 독특한 응답이 나타나지 않으나 결합특성으로 인한 응답을 할 수 있도록 서로 함께 작용될 수 있다. 즉 이러한 결합회로의 동조필터는 어느 한 특성부분의 응답특성을 변경시키나 수 많은 극성과 영점의 주파수 위치에 영향을 주게 되어 결국은 응답특성의 전반적인 형태를 갖게된다. 그러한 필터의 결합이 필터전송함수의 정확한 수학적인 분석을 할 수 있게 하여 조정결과를 알 수 있게 하지만 이러한 분석은 가끔 복잡해지며 시간을 소비하게 된다. 이 필터들이 조정되는 동안 필터결합부에 일반적인 테스트(시험)신호들 인가하면, 테스트신호의 동조가 결합회로에 의하여 소정의 특성응답이 나타내는 점까지 담지된다.When several filter circuits are combined, they do not show a unique response but can work together to allow a response due to the coupling characteristics. That is, the tuning filter of such a coupling circuit changes the response characteristic of any one characteristic part but affects a large number of polarity and zero frequency positions, and eventually has an overall shape of the response characteristic. While such a combination of filters allows accurate mathematical analysis of the filter transfer function, the adjustment results can be known, but these analyzes are often complicated and time consuming. If normal test (test) signals are applied to the filter coupling section while these filters are being adjusted, the tuning of the test signal is carried by the coupling circuit up to the point indicated by the characteristic response.

필터회로 동조의 오차검출 방법은 텔레비젼 수신기의 제조 및 그 조정에 유리하게 적용될 수 있다. 컴퓨터 제어 동조장치와 테스치 신호의 사용으로 자동화될 때는 복합필터화로는 희망하는 응답이 나타나도록 용이하게 조정될 수 있다. 이 방법으로 조정된 복합필터회로는 다음에 아주 상세하게 설명되는 회로의 형태를 이루는 중간지파수 대역형성회로이다.The error detection method of the filter circuit tuning can be advantageously applied to the manufacture of the television receiver and its adjustment. When automated with the use of computer controlled tuning devices and test signals, the composite filter can be easily adjusted to produce the desired response. The composite filter circuit adjusted in this way is an intermediate frequency band forming circuit which forms the circuit described in greater detail below.

본 발명에 따른 회로는 텔레비젼 수상기의 인접한 채널음성 방송파신호를 감쇄시키도록 설치되며 이의 작동은 트랩회로를 동조하기 위한 것인게, 이의 작동은 다음과 같다.The circuit according to the present invention is installed to attenuate adjacent channel voice broadcast wave signals of a television receiver, the operation of which is to tune the trap circuit, the operation of which is as follows.

(가) 희망주파수를 포함한 소정주파수범위에 걸쳐 주파수를 증분시키는데 있어서 연속적인 상이한 주파수의 일정한 진폭신호를 트랩회로에 인가하고,(A) applying a constant amplitude signal of different continuous frequencies to the trap circuit in incrementing the frequency over a predetermined frequency range including the desired frequency;

(나) 트랩회로에 의해서 각각의 상이한 주파수로 변경된 신호의 진폭을 검출하며,(B) detect the amplitude of the signal changed to each different frequency by a trap circuit;

(다) 검출된 진폭을 계속해서 기억하게 하면서,(C) keeping the detected amplitude continuously,

(라) 진폭차이가 미리 예정 최소차이보다 더 크고 진폭과정에서 증가를 나타내는 극성(부호)을 가지거나 동시에 예정 최소차이보다 더 크고 이러한 진폭과정의 감소분의 극성을 알 때까지 기억된 진폭의 연속적인 진폭을 비교하고,(D) the succession of memorized amplitudes until the amplitude difference is greater than the predetermined minimum difference in advance and has a polarity (sign) indicating an increase in the amplitude process or at the same time greater than the predetermined minimum difference and the polarity of the decrease in this amplitude process is known. Compare amplitudes,

(마) 제1의 이른바 진폭폭차이와 희망하는 주파수에 의하여만 극부를 가진 주파수 차이에 따라 트랩회로를 조정한다.(E) Adjust the trap circuit in accordance with the first so-called amplitude difference and the frequency difference with the pole only by the desired frequency.

이와같은 작동은 이후 기울어 검출방법(slope-Search method)으로 통침되는데, 이러한 작동에 의하여 자동 동조장치내의 잡음과 비직선성이 있음에도 불구하고 필터 회로의 응답곡선을 가지게 한다.This operation is then referred to as the slope-search method, which has a response curve of the filter circuit despite the non-linearity with the noise in the autotuning device.

본발명의 다른 양태에 따르면 두개의 종속 접속된 트랩회로가 희망하는 주파수 위 아래(혹은 아래 위로)에 있는 제1 및 제2의 소정 주파수에서 트랩의 영점을 나타내는 주파수를 검출하는데, 이의 작동은 다음과 같다.According to another aspect of the present invention, two cascaded trap circuits detect frequencies representing the zero point of the trap at the first and second predetermined frequencies above or below the desired frequency (or up and down). Same as

(가) 그들의 영점 주파수가 소정의 중심 주파수에 위치될때까지 2개의 트랩회로를 등조하며,(A) Tune two trap circuits until their zero frequency is located at a predetermined center frequency;

(나) 그중 어느 한 트랩회로가 조정되어 제1의 소정주파수 위(또는 아래)에 있는 제3주파수에서 그의 영점주파수를 검출하고 난 후(B) after any one of the trap circuits has been adjusted to detect its zero frequency at a third frequency above (or below) the first predetermined frequency;

(다) 나머지 트랩회로를 조정하여 제2주파수에 있는 그의 영점주파수를 검출하는 동시에(C) adjust the remaining trap circuit to detect its zero frequency at the second frequency;

(라) (나)단계에서의 트랩회로가 조정되어 제1의 소정주파수에 있는 그의 영점 주파수를 검출케한다.(D) The trap circuit in step (b) is adjusted to detect its zero frequency at the first predetermined frequency.

이러한 회로의 구체적인 실예에 있어서 제1 및 제2트랩회로는 R.P. 믹서와 제1 I.F.증폭기 중간에 직렬로 연결되어 있다. 그 트랩회로의 하나는 인접 채널음성 반송파의 공칭주파수와의 그 근방의 주파수에 랩회로들은 인접체널 음성반송파의 공칭주파수 대근방의 최대 감쇄에 대한 일정한 레벨을 나타내는 복합 응답곡선을 형성하는데 필요한 정도로 상호 연결되어 있다. 트랩회로는 주파수 변조, 반송파 오검출과 트랩의 오등조로 인한 기대반송파 편차를 휠씬 상회한 대역에 대한 인접채널 음성반송파의 제거하는데 필요한 감쇄이상의 감쇄작등을 한다. 본 발명의 실예에 있어서 트렉회로는 브릿지 T형 트랩회로로 구성되며 이는 단지 하나의 인덕터를 사용하므로서 자등적인 등조를 간략화하며 텔레비젼 수상기의 배열을 간략화 한다.In a specific example of such a circuit, the first and second trap circuits are R.P. It is connected in series between the mixer and the first I.F. amplifier. One of the trap circuits is at a frequency close to the nominal frequency of the adjacent channel voice carrier and the lap circuits are interconnected to the extent necessary to form a complex response curve representing a constant level of maximum attenuation near the nominal frequency of the adjacent channel voice carrier. It is connected. The trap circuit performs attenuation more than attenuation necessary to remove an adjacent channel voice carrier for a band far exceeding the expected carrier deviation due to frequency modulation, carrier misdetection, and trap mismatch. In the exemplary embodiment of the present invention, the trek circuit is composed of a bridge T-type trap circuit, which simplifies the uniform lighting and simplifies the arrangement of the television receiver by using only one inductor.

본 발명의 첨부도면에 의거하여 상세히 기술하면 다음과 같다.When described in detail based on the accompanying drawings of the present invention.

제1도에는 본 발명의 원리에 따라 구성된 회로가 텔레비젼 수상기의 입력회로부로 도시되어 있다. R.F 텔레비젼 신호는 안테나(10)로 수신되며 증폭기(20)로 연결되어 있다. 이 증폭신호는 발진기와 믹서(30)에 공급되며 그곳에서 이 신호들은 I.F.주파수로 변환된다. 전형적인 NTSC시스템에 있어서, 선택된 텔레비젼 채널은 44MHz를 중심으로 하는 주파수로 변환되며, 이때 그 상부의 인접채널의 화상반송파는 대략 39.75MHz이며 그 아래의 인접채널의 음성반송파는 대략 47.25MHz 정도가 된다. 발진기와 믹서(30)는 입력감쇄기(40)로 연결되며, 이 입력 감쇄기(40)는 발진기와 믹서(30)를 연속이어진 회로소지자들로부터 분리하고, 발진기와 믹서(30)를 위하여 적당한 종단임피던스를 갖는다. 통상적으로 I.F.신호들은 50케이블에 의해서 감쇄기(40)로 인가되며 감쇄기(40)는 50음의 종단 임피이던스를 가져 신호반사가 되지 않게 하며, 이러한 입력감쇄기는 임피이던스 변압작동을 하여 그 다음단의 용량성 소자의 임피이던스에 대하여 등축케이블이 정합되게 한다. 본 실시예에 있어서, 입력감쇄기(40)는 필요한 임피이던스 변압작동을 할 수 있어 50옴 케이블이 발진기 및 믹서를 폭함하여 약 40옴 정도의 임피이던스를 가진 회로에 대하여 정합되게 한다. 입력감쇄기(40)는 분로저항(41), 캐패시티(45)와 병렬로 접속시킨 직렬접속된 캐패시터(42) 및 저항(43)과 제2의 분로저항(44)들로 구성되어 있다. 입력감쇄기(40)는 접지로 분로된 캐패시터(56)와 직렬 접속된 조정가능한 인덕티(52) 및 캐패시티(54)로 이루어진 제1의 선택회로(50)에 접속되는데, 제1의 선택회로(50)는 두개의 인접한 채널음성 트랩(60) 및 (70)에 의하여 제2의 선택회로(90)에 접속된다. 제2의 선택회로(90)는 캐패시터(92) 및 조정가능한 인덕터(94)를 직렬로 접속시키고 저항(96) 및 접지로 분로시킨 캐패시티(98)를 직렬로 접속되게 구성되어 있다. 이러한 두개의 선택회로는 선택된 텔레비젼채널의 I.F.대역폭을 형성하도록 동시에 작동한다. 화상 및 색반송파는 통상 대역응답곡선의 상측 및 하측 경사부에 위치되면서 중심 대역이득에 대하여 3dB 정도 감쇄된다. 통상적으로 음성반송파는 응담곡선의 하측 경사부 아래로 20dB이하에 위치된다. 조정기능한 인덕터(52) 및 (94)는 대역을 형성하도록 조정된다.1 shows a circuit constructed in accordance with the principles of the present invention as an input circuit portion of a television receiver. The R.F television signal is received by an antenna 10 and connected to an amplifier 20. This amplified signal is supplied to the oscillator and mixer 30 where it is converted to an I. F. frequency. In a typical NTSC system, the selected television channel is converted to a frequency centered at 44 MHz, where the image carrier of the adjacent adjacent channel is approximately 39.75 MHz and the voice carrier of the adjacent adjacent channel is approximately 47.25 MHz. The oscillator and mixer 30 are connected to an input attenuator 40, which separates the oscillator and mixer 30 from successive circuit holders, and has a suitable terminal impedance for the oscillator and mixer 30. Has Typically, IF signals are applied to the attenuator 40 by 50 cables, and the attenuator 40 has a 50-impedance impedance to prevent signal reflection. Such an input attenuator performs an impedance transformation operation to allow the capacities of the next stage. Allow equiaxed cables to match the impedance of the device. In this embodiment, the input attenuator 40 can perform the required impedance transforming operation so that a 50 ohm cable detonates the oscillator and mixer to match a circuit with an impedance of about 40 ohms. The input attenuator 40 is composed of a shunt resistor 41, a series-connected capacitor 42 connected in parallel with the capacitance 45, a resistor 43, and a second shunt resistor 44. The input attenuator 40 is connected to a first selection circuit 50 consisting of an adjustable inductance 52 and a capacity 54 connected in series with a capacitor 56 grounded to ground, the first selection circuit. 50 is connected to the second selection circuit 90 by two adjacent channel voice traps 60 and 70. The second selection circuit 90 is configured to connect the capacitor 92 and the adjustable inductor 94 in series, and to connect the resistor 98 and the capacitance 98 divided into grounds in series. These two selection circuits work simultaneously to form the I.F. bandwidth of the selected television channel. The image and color carriers are usually located at the upper and lower slopes of the band response curve and are attenuated by about 3 dB with respect to the center band gain. Typically, the voice carrier is located below 20 dB below the lower slope of the coagulation curve. Adjusting inductors 52 and 94 are adjusted to form a band.

제2선택회로(90)는 제1의 I.F. 증폭기(100)에 접속되며, 대역 성형이외에도 제2선태고히로(90)는 저임피이던스로부터 제1의 I.F. 증폭기의 고입력 임피이던스를 더욱 잘 정합할 수 있는 고임피이던스까지 I.F. 신호의 임피이던스 변압작동을 한다. I.F. 신호는 제1의 I.F. 증폭기(100)에서 증폭되며 그 다음 제2의 I.F. 증폭기(도시안됨)에 인가되어 또한번 증폭되면서 신호처리된다. 제1 및 제2선택회로(50) 및 (90)사이예는 제1 및 제2의 인접채널 음성트랩(60) 및 (70)이 접속되어 있으며, 이들 두개의 음성트랩은 브릿지-T형 구조로 배열되어 있다. 제1의 인접채널 음성트랩(60)은 두개의 직렬 접속시킨 캐패시터(64) 및 (66)와 병렬로 접속된 저항(62)으로 구성되어 있다. 제1의 인접채널 음성트랩(60)은 두개의 직렬로 연결한 패캐시터(64) 및 (66)와 병렬로 접속시킨 저항(62)으로 구성되어 있다. 조정 가능한 인덕터(68)는 두개의 캐패시터(64) 및 (66)의 접속점으로부터 접지까지 접속되어 있으며, 마찬가지로 제2의 인접채널 음성 트랩(70)도 제1의 인접채널 음성트랩과 동일한 배열로 저항(72)과 직렬 연결된 캐패시터(74) 및 (76)가 병렬로 접속되어 있다. 인덕터(78)는 캐패시터(74) 및 (76)의 접속점으로부터 접지로 연결되어 있다.The second selection circuit 90 has a first I.F. In addition to the band shaping, the second preliminary high profile 90 is connected to the amplifier 100 and the first I.F. I.F. I.F. up to high impedance to better match the high input impedance of the amplifier. Impedance transformation of the signal. I.F. The signal is the first I.F. Amplified in amplifier 100 and then the second I.F. The signal is applied to an amplifier (not shown) and amplified once more. In the example between the first and second selection circuits 50 and 90, the first and second adjacent channel voice traps 60 and 70 are connected, and these two voice traps are bridge-T type structures. Is arranged. The first adjacent channel voice trap 60 is composed of resistors 62 connected in parallel with two serially connected capacitors 64 and 66. The first adjacent channel voice trap 60 is composed of resistors 62 connected in parallel with two serially connected capacitors 64 and 66. The adjustable inductor 68 is connected from the connection point of the two capacitors 64 and 66 to ground, and similarly the second adjacent channel voice trap 70 also resists in the same arrangement as the first adjacent channel voice trap. Capacitors 74 and 76 connected in series with 72 are connected in parallel. Inductor 78 is connected to ground from the connection point of capacitors 74 and 76.

상측의 인접채널 화상트랩(80)은 제2의 인접채널화상트랩(70)과 제2선텍회로(90)로부터 접지까지 접속되며, 이 인접채널 화상트랩(80)은 접지로 직렬 연결시킨 캐패시터(82)와 인덕티(84)로 구성되어 있으며, 이 트랩(80)은 약 40MHz에서 등조되는 높은 선택도(Q)트랩이다. 상측의 인접채널 화상반송파와 여러개의 자체측파대를 가진 주파수 근방의 주파수는 이 트랩에 의하여 매우 많이 감쇄된다. 제1도의 회로는 낮은 임피이던스 필티회로이며, 트랩은 약 15내지 15음의 임피이던스를 가진다. 제1도의 높은 임피이던스 등가 회로는 제2도에 도시되어 있는데, 이 회로는 소자 값에 200내지 700옴 범위내의 임피이던스를 가진다. 이들 두가지 회로의 작동은 실질적으로 동일하나, 낮은 임피이던스 회로는 중간 랩이 없는 인덕터를 사용치 않아도 되며 높은 Q의 용량값을 가진다는 장점이 있다.The upper adjacent channel image trap 80 is connected from the second adjacent channel image trap 70 and the second suntec circuit 90 to ground, and the adjacent channel image trap 80 is connected to the ground in series with a capacitor ( 82) and inductance 84, which is a high selectivity (Q) trap that is equalized at about 40 MHz. Frequencies near the frequency of the upper adjacent channel image carrier and several self-side bands are attenuated very much by this trap. The circuit of FIG. 1 is a low impedance fillet circuit and the trap has an impedance of about 15 to 15 tones. The high impedance equivalent circuit of FIG. 1 is shown in FIG. 2, which has an impedance in the range of 200 to 700 ohms in the device value. The operation of these two circuits is substantially the same, but the low impedance circuit has the advantage of not having to use an inductor without intermediate wraps and having a high Q capacitance value.

제2도를 참고하면, 발진기 및 믹서(30)에서 발생된 I.F. 신호는 인덕터(140)를 경유하여 제1선택회로(150)를 인가된다. 제1선택회로는 조정가능한 인덕터(152)와 I.F.신호 경로 및 접지 사이에 연결된 캐패시터(154)를 병렬로 연결시켜 구성된다. 제1도에 도시와 같이, 제1의 선댁회로(150)는 I.F. 대역을 형성시키는 제2선택회로(190)와 함께 작등한다. 제2의 선택회로(190)는 조정가능한 인덕터(192)와 두개의 직렬 연결된 캐패시터(194) 및 (196)들을 병렬로 연결시켜 구성된다. 이러한 제2택회로는 I.F.신호경로와 접지 사이에 배열되는데, I.F.신호는 캐패시터(194) 및 (196)의 접속점에서 발생되어 제1의 I.F.증폭기(100)에 인가된다. 제1의 선택회로(150)는 두개의 인접채널 음성반송파트랩(160) 및 (170) 및 인접채널 회상반송파트랩(180)을 경유하여 제2의 선택회로에 연결되며, 제1의 인접체널 음성트랩(160)은 캐패시터(162)와, I.F.신호 경로싱에 조정가능한 인덕터(164)들 병렬로 접속시킨 회로이다. 저항(166)은 인덕터(164)상의 중간 접속점랩과 접지 사이에 연결되어 있다. 마찬가지로 제2의 인접채널 음성트랩(170)은 캐패시터(162)와 I.F.신호경로싱에 조정가능한 인덕터(174)가 병련로 연결되게 한 회로이며, 저항(176)는 인덕터(174)의 랩과 접지사이에 연결되어 있다. 인접 채널회상트랩(180)은 제2의 인접채널 음성트랩(170)과 제2의 선택회로(190)사이에 직렬로 연결되며 캐패시터(182)와 조정 기능한 인덕터(184)가 병렬로 연결되어 이루어진 회로이다. 인접채널화상트랩(180)은 높은 Q트랩으로 약 40MHz에서 동조된다.Referring to Figure 2, I.F. generated from the oscillator and mixer 30. The signal is applied to the first selection circuit 150 via the inductor 140. The first selection circuit is constructed by connecting an adjustable inductor 152 and a capacitor 154 connected in parallel between the I. F. signal path and ground. As shown in FIG. 1, the first preliminary circuit 150 includes I.F. The operation is performed together with the second selection circuit 190 forming the band. The second selection circuit 190 is configured by connecting the adjustable inductor 192 and two series connected capacitors 194 and 196 in parallel. This second select circuit is arranged between the I. F. signal path and ground, where the I. F. signal is generated at the connection point of capacitors 194 and 196 and applied to the first I. F. amplifier 100. The first selection circuit 150 is connected to the second selection circuit via two adjacent channel voice carrier traps 160 and 170 and the adjacent channel recall carrier trap 180 and the first adjacent channel voice. The trap 160 is a circuit connected in parallel with the capacitor 162 and the inductors 164 adjustable for IF signal routing. Resistor 166 is connected between the intermediate junction wrap on inductor 164 and ground. Similarly, the second adjacent channel voice trap 170 is a circuit in which the capacitor 162 and the inductor 174 adjustable for IF signal pathing are connected in parallel, and the resistor 176 is the wrap and ground of the inductor 174. It is connected between. The adjacent channel recall trap 180 is connected in series between the second adjacent channel voice trap 170 and the second selection circuit 190, and the capacitor 182 and the adjusting inductor 184 are connected in parallel. It is a circuit. Adjacent channel image trap 180 is tuned at about 40 MHz with a high Q trap.

상기로부터 알 수 있는 바와같이, 인접체널음성트랩이 인접채널 음성반송파를 그의 공칭주파수인 47.25MHz의 중심주파수가 되는 190Hz 대역폭에 대하여 적어도 40내지 45dB정도 감쇄되게 하는 것이 바람직하다. 제3도의 파행(200)은 단일 브릿지-T형 음성트랩에 대한 일반적인 응답곡선을 나타내는데, 이러한 이 음성트랩은 모델번호 RCA CTC-87 chassis에서 사용되고 있다. 동시에 이러한 트랩은 중심주파수에서 약 -70dB의 깊이를 가지는데, 이에 의하여 감쇄레벨이 -24db에서는 190KHz의 대역폭을 가진다는 것을 알 수 있다. 따라서 중간변조왜곡과 음성반송파 점파간섭(방해)이 이 장치에서 발생되는데, 이때는 인접채널 음성반송파가 공칭 인접채널음성반송파 주파수 위치 부근의 190KHz의 기대범위대에서 변화할 때이다.As can be seen from the above, it is preferable that the adjacent channel speech traps attenuate the adjacent channel voice carrier by at least 40 to 45 dB with respect to a 190 Hz bandwidth which is the center frequency of its nominal frequency of 47.25 MHz. The seam 200 of FIG. 3 shows a typical response curve for a single bridge-T type voice trap, which is used in the model number RCA CTC-87 chassis. At the same time, this trap has a depth of about -70 dB at the center frequency, indicating that the attenuation level has a bandwidth of 190 KHz at -24 db. Therefore, intermediate modulation distortion and voice carrier dot wave interference (interference) occur in this device when the adjacent channel voice carrier changes in the expected range of 190 KHz near the nominal adjacent channel voice carrier frequency position.

바람직스럽기는 인접채널 음성반송파가 중심주파수의 47.25MHz에서 개결적으로 등조되는 두개의 연속적으로 결합된 트랩에 의하여 감쇄되게 한다는 것이다. 이러한 트랩은 제3도에 도시된 응답곡선(300)은 가진다. 응답속선(300)으로부터 중심주파수의 최대 깊이는 -90dB이며 190KHz대역폭은 -43dB레벨을 가진다. 이러한 배열체는 이미 기술된 바와같이 혼변조왜곡과 음성반송파 검파간섭 작등을 하지 않는다. 그러나 파형(300)으로 도시된 응답작등을 하도록 두개의 트랩이 중심주파수 47.25MHz에서 개별적으로 등조되게 하되 이들 두개의 트랩사이에는 어떠한 상호(인덕턴스-용량) 결합이 이루어지지 않게 한다. 만일 트랩 회로를 그들 사이에 약간의 상호 결합이 있게 구성시켰다면 파형(300)과 같은 응답이 나타나지 않으며, 그 대신 이중 등조회로의 특성이 나타난다. 상호결합의 정도에 따라 중심주파수에서 감쇄는 상당히 감쇄되고 그에 의하여 중심주파수 위아래의 최대감쇄를 갖는 주파수에 대한 쌍봉 응답곡선을 갖는다. 이러한 상호결합은 응답곡선의 중심주파수를 하측 주파수대로 편이(shift)되게 하며, 그에 의하여 전체 응답곡선이 하측 주파수대로 변위시킨다. 가급적이면 이 두개의 트랩은 발진기 및 믹서회로와 제1의 I.F.증폭기 사이에 설치되어 I.F. 증폭전에 인접채널 음성 반송파를 감쇄시키는데, 여기서 중간변조왜곡이 발생한다. 이들 두개 트랩은 서로에 대하여 가까이 밀접하게 인접되어야 한다. 이러므로서 인덕티코일이 인접되거나 접지면이 이들 두개의 트랩에 연결되므로 인하여 어느 정도의 상호 인덕턴스 결합을 일으킨다. 동시에 이는 두 개의 트랩사이에 상호 결합이 없게한 어느 특정한 회로로 구성되는데, 이는 트랩이 텔레비젼 수상기의 대량 생산에서 일어날 수 있는 바와같이 대량으로 제조될 때 무시될 수 있다 그러므로 두 개의 인접채널 음성트랩으로 이루어진 회로설계에 있어서 상호 인덕랩스 결합에서의 변화를 허용할 수 있다. 상기와 개이, 본발명의 원리에 따른 제1도 및 제2도의 두개 인접채널은 인접채널 음성반송파의 공칭 47.25MHz주파수에 동조되지 않으나, 이들 주파수 위 아래에 있는 주파수에 개별적으로 동조되며, 이는 두개의 트랩사이에 어느 정도의 상호 인덕턴스 결합이 되게하여 인접채널 음성반송파의 공칭주파수 위치가 중심주파수로 되게 한 실질적으로 평편한 저부로 이루어진 특성응답곡선을 형성시키는 장점을 가진다. 이러한 응답곡선은 제4도에 파형(400)으로 도시되어 있다. 응답곡선(400)은 약 -43dB의 감쇄레벨에서 190KHz 대역폭을 가지며, 이는 그 다음에 연결되는 I.F.증폭단과 비데오 검파기에서의 혼변조왜곡과 음성반송파검파 간섭이 일어나지 않게 한다. 제1도 및 제2도의 2중 트랩은 텔레비젼 수상기를 조정하는 동안 쉽게 배열되어 제4도에 도시된 특성응답을 가지는데, 먼저, 두개의 트랩은 40내지 50MHz 범위내에서 임의적으로 동조되고, 이들 모든 트랩은 47.25MHZ에서 동조된다. 그 다음 어느 한 트랩이 47.29MHz 이상의 상당히 높은 주파수대에서 동조되며 다른 트랩은 47.21MHz에 정확히 동조된다. 동시에 이 두개 트랩의 응답곡선은 펑펀한 저부를 가지지 못하나, 이 두개의 트랩을 설정하는 중간의 주파수에서는 비교적 적게 감쇄되며, 그에 의하여 쌍봉 형태로 나타나게 된다. 그 다음 비교적 높은 동조트랩은 47.29MHz의 최종적인 공칭설정 주파수로 다시금 느린 속도로 동조된다. 이러한 진행중에 쌍봉응답 곡선은 펑펀한 저부를 가진 응답곡선(400)의 특성으로 점진적으로 변화된다. 최종적으로 높은 주파수트랩이 47.29MHz의 부근의 주파수에서 동조됨에 따라 펑펀한 저부를 가진 응답곡선을 형성시킬 때 동조작동은 정지된다. 이러한 전체의 진행과정을 더욱 상세히 기술하면 다음과 같다.Desirably, adjacent channel voice carriers are attenuated by two successively coupled traps which are equally equalized at 47.25 MHz of the center frequency. This trap has a response curve 300 shown in FIG. The maximum depth of the center frequency from the response speed line 300 is -90dB and the 190KHz bandwidth has a -43dB level. This arrangement does not produce intermodulation distortion and speech carrier detection interference as already described. However, the two traps are individually equalized at the center frequency of 47.25 MHz so as to respond to the response shown in waveform 300, but no mutual (inductance-capacitance) coupling occurs between these two traps. If the trap circuits are configured with some mutual coupling between them, there will be no response like waveform 300, but instead the characteristics of a double equalization circuit. Depending on the degree of mutual coupling, the attenuation at the center frequency is attenuated considerably and thereby has a double response curve for frequencies with maximum attenuation above and below the center frequency. This mutual coupling shifts the center frequency of the response curve to the lower frequency, thereby shifting the entire response curve to the lower frequency. Preferably these two traps are placed between the oscillator and mixer circuits and the first I.F. amplifier. Adjacent channel speech carriers are attenuated before amplification, where intermediate modulation distortion occurs. These two traps should be closely and closely adjacent to each other. This results in some mutual inductance coupling due to the inductance coil being adjacent or the ground plane connected to these two traps. At the same time it consists of any particular circuit which eliminates the mutual coupling between the two traps, which can be ignored when produced in large quantities as can occur in the mass production of television receivers. It is possible to allow for variations in mutual inductance coupling in the resulting circuit design. In addition to the above, the two adjacent channels of FIGS. 1 and 2 according to the principles of the present invention are not tuned to the nominal 47.25 MHz frequencies of adjacent channel voice carriers, but are individually tuned to frequencies above and below these frequencies. It has the advantage of forming a characteristic response curve consisting of a substantially flat bottom, which has a mutual mutual inductance coupling between the traps so that the nominal frequency position of the adjacent channel voice carrier is the center frequency. This response curve is shown as waveform 400 in FIG. The response curve 400 has a 190 KHz bandwidth at an attenuation level of about -43 dB, which prevents intermodulation distortion and voice carrier detection interference at the next connected I.F.amplifier and video detector. The double traps of FIGS. 1 and 2 are easily arranged during tuning of the television receiver and have the characteristic response shown in FIG. 4, first of which the two traps are arbitrarily tuned within the range of 40 to 50 MHz. All traps are tuned at 47.25MHZ. One trap is then tuned at a fairly high frequency above 47.29 MHz and the other is exactly tuned at 47.21 MHz. At the same time, the response curves of these two traps do not have a flat bottom, but they are attenuated relatively little at the intermediate frequencies that set up these two traps, thereby resulting in a double peak. The relatively high tuning trap is then tuned back slowly to the final nominal set frequency of 47.29 MHz. During this process, the bimodal response curve changes gradually with the characteristics of the response curve 400 having a flat bottom. Finally, the tuning stops when the high frequency trap is tuned at a frequency around 47.29 MHz to form a response curve with a flat bottom. This whole process is described in more detail as follows.

본 발명트랩의 Q는 근본적으로 트랩의 소자값에 의하여 결정되며 소자 허용공차에 따라 어느 한 트랩으로부터 다른 상태의 트랩으로 변환될 수 있다. 이들 Q의 변분은 트랩이 -60dB를 초과하는 결합 감쇄깊이를 가지기 때문에 이 회로의 작동에는 영향을 미치지 않는다. Q변분이 이들 깊이를 약간 감소시키지만 두개의 트랩을 47.25MHz근방에서 동조시키면 이러한 변화는 트랩깊이를 045DdB의 임계 레벨까지 상승되지 않게 한다. 이에 비하여 트랩깊이를 -35dB까지 감소시키는 CTC-87트랩회로에서의 허용공차 변분은 Q변화를 일으키는데, 이들 Q변화는 트랩인덕터의 Q조정코아를 조심스럽게 조정하므로 보상될 수 있다. CTC-87트랩의 두개코아 인덕터와 달리 본 발명의 브릿지 T형 트랩은 단일 코아만을 개별적으로 조정하는데, 그들에 대하여 상당한 영향을 미치게 하지 않고도 트랩의 동조주파수를 변화시킨다. 두개의 트랩은 동시에 조정될 수 있어 이 트랩을 사용하는 텔레비젼 수상기의 자동조정을 용이하게 한다.The Q of the trap of the present invention is basically determined by the device value of the trap and can be converted from one trap to another trap according to the device tolerance. These Q variations do not affect the operation of this circuit because the trap has a coupling attenuation depth greater than -60dB. The Q variation slightly reduces these depths, but when two traps are tuned around 47.25 MHz, this change prevents the trap depth from rising to a threshold level of 045DdB. In contrast, tolerance variations in the CTC-87 trap circuit that reduce the trap depth to -35dB cause Q changes, which can be compensated by carefully adjusting the Q adjustment cores of the trap inductor. Unlike the two-core inductors of the CTC-87 trap, the bridge T-type traps of the present invention individually adjust only a single core, changing the tuning frequency of the traps without affecting them significantly. The two traps can be adjusted at the same time to facilitate automatic adjustment of the television receiver using this trap.

본 발명의 이중 트랩회로에 대한 설계를 하는데 있어서 최종적인 회로도가 두개 트랩의 각결합 일어나지 않게 하도록 주입하여야 한다. 이러한 과결합으로 두개 트랩이 제5도에 파형(500)으로 도시된 바와같은 특성응답을 나타내게 한다. 파형(500)은 파형(400)의 응답과 비교되는 바와같은 통상적인 2중 동조 회로의 응답과 동일하다. 더욱이 파형(500은 인접채널 음성반송파의 공칭주파수 위아래에 있는 주파수에서 보다 인접채널음성 반송파의 공칭주파수에서 더 낮은 감쇄레벨을 가진다. 그러나 두 개의 트랩에 대하여 인덕터 챠폐를 하고 접지연결을 하는데 있어서 상당한 주의가 이루어진다.면 각 결합문제는 발생되지 않는다 제6도를 참조하면, 5개의 필터를 자동적으로 동조시키는 장치가 도시되어 있다. 실예의 필터는 상기와 같은 텔레비젼 수상기의 중간주파수 대여 형성회로로 구성되어 있다. 선택회로(50) 및 (90)와 트랩회로(60), (70) 및 (80)는 이 회로의 인덕터내에 코아를 적소에 위치되도록 조정하므로 특정 주파수대에서 동조될 수 있다 각 코아는 나선이 형성된 원통형체로서 인덕터코일 권선의 중심내의 자계를 통하여 상하로 나사식 삽입되며, 그에 의하여 인덕터의 인덕턴스를 변화시킨다. 트랩회로(60), (70) 및 (80)에서 코아를 이동시키므로 각 트랩이 최대신호 감쇄작동을 하는 주파수(null freqnency : 영주파수)를 변화시킨다.In designing the double trap circuit of the present invention, the final circuit diagram should be injected so that angular coupling of the two traps does not occur. This overcoupling causes the two traps to exhibit characteristic response as shown by waveform 500 in FIG. Waveform 500 is identical to the response of a conventional double tuning circuit as compared to the response of waveform 400. Furthermore, the waveform 500 has a lower attenuation level at the nominal frequency of the adjacent channel voice carrier than at frequencies above and below the nominal frequency of the adjacent channel voice carrier. However, great care is taken in shielding the inductors and grounding the two traps. Each coupling problem does not occur. Referring to Fig. 6, an apparatus for automatically tuning five filters is shown .. An exemplary filter consists of an intermediate frequency rental forming circuit of such a television receiver. The selection circuits 50 and 90 and the trap circuits 60, 70 and 80 adjust the cores in place in the inductor of this circuit so they can be tuned in a specific frequency band. Is formed cylindrical body is screwed up and down through the magnetic field in the center of the inductor coil winding, thereby inductance of the inductor . Changes the (zero frequency null freqnency) changes the switch to move the core from the trap circuit 60, 70 and 80, because the frequency of the each trap is working up to signal attenuation.

테스트 신호는 제1도의 필터회로에 인가되는데 프로그램 가능한 주파수 발생기(24)로부터 입력감쇄기(40)로 연결된다. 주파수 발생기(24)는 필터트랩의 동조주파수를 포함하는 주파수 범위에 대한 연속적인 증분주파수 단에서의 일정한 진폭테스트 신호를 인가하도록 제어된다. 다음 실예에서 필터트랩(60) 및 (70)이 먼저 40내지 50Hz범위내에 있는 주파수에 동조됨을 알수 있는데 이는 이 실예에서의 주파수 발생기 범위이다. 검파기(26)는 I.F.증폭기(100)의 출력부로 접속되어 필터에 의하여 변화된 테스트 신호의 진폭을 검파한다. 검파진폭의 값은 아날로그 디지탈 콘버터(28)에 의하여 아날로그 형태로 부터 디지탈 형태로 변환된다. 그 다음이 디지탈 데이타는 프로세스 제어기(20)의 입력부로 공급된다. 일상적인 용도로 사용되는 디지탈 컴퓨터가 될 수 있는 프로세스 제어기(20)는 주파수발생기(24)가 증분주파수 단계를 거치도록 스텝핑(stepping)하므로 동조프로세스를 제어한다. 즉 제어기는 디지탈 아날로그 콘버터(22)에 디지탈 신호를 공급하여, 이 신호가 아날로그 제어전압으로 변환되게 하여 이를 주파수 발생기에 인가한다. 이외에도 프로세스 제어기는 필터가 소정주파수로 동조되도록 하는데 필요한 조정값을 산정하며, 이러한 계산을 한 후 프로세스 제어기(20)는 제어신호를(32), (34) 및 (36)을 경유시켜 번역기와 스텝핑모터(30)까지 공급한다. 번역기는 제어신호를 수신하고 이 장치내에 어느 한 스텝핑모터를 작동시킨다. 이 모터는 점선(240-248)으로 표시된 바와같이 인덕터(52), (68), (78), (84) 및 (94)의 나선코아를 조정한다. 이 코아는 나사식으로 인덕터 코일의 중심부내에 형성된 자계를 통하여 위아래로 삽입되거나 빠지면서 필터의 주파수를 조정한다. 선(32)상에 제어신호는 어느 한 인덕터를 선택하며 선(34) 및 (36)상에 제어신호는 코아가 시계방항으로(아래로) 나사식 삽입되거나 또는 시계 반대방향으로(위로) 나사식 후진되어야 하는지를 결정하는데 필요에 따라 스텝핑모터에 대한 직접적인 제어선이 프로세스 제어기로부터 연결되게 하여 인덕터를 동시에 조정가능하게 할 수 있다.The test signal is applied to the filter circuit of FIG. 1 and is connected from the programmable frequency generator 24 to the input attenuator 40. The frequency generator 24 is controlled to apply a constant amplitude test signal at successive incremental frequency stages over a frequency range that includes the tuning frequency of the filter trap. In the following example, it can be seen that the filter traps 60 and 70 are first tuned to a frequency in the range of 40 to 50 Hz, which is the frequency generator range in this example. The detector 26 is connected to the output of the I. F. amplifier 100 to detect the amplitude of the test signal changed by the filter. The detection amplitude value is converted from the analog form to the digital form by the analog digital converter 28. This digital data is then fed to the input of the process controller 20. Process controller 20, which can be a digital computer used for everyday use, controls the tuning process by stepping frequency generator 24 through an incremental frequency step. That is, the controller supplies a digital signal to the digital analog converter 22, converts the signal into an analog control voltage, and applies it to the frequency generator. In addition, the process controller calculates an adjustment value necessary for the filter to be tuned to a predetermined frequency, and after this calculation, the process controller 20 passes the control signals through the control signals 32, 34, and 36 to the translator and stepping. Supply to the motor (30). The translator receives the control signal and activates any one stepping motor in the device. This motor adjusts the spiral cores of inductors 52, 68, 78, 84, and 94 as indicated by dashed lines 240-248. The core adjusts the frequency of the filter by screwing it in or out through the magnetic field formed in the center of the inductor coil. The control signal on line 32 selects one inductor and the control signal on lines 34 and 36 is inserted with the core screwed clockwise (down) or counterclockwise (up). Direct control lines to the stepping motor can be connected from the process controller as necessary to determine whether the equation should be reversed, thereby making the inductor adjustable simultaneously.

제6도의 장치는 다음에 기술되는 방식으로 필터트랩(60) 및 (70)을 동조작동하게 한다. 실예로써 이 두개의 트랩이 약 47.25MHz에 동조되게 하고 서로 임계적으로 접속되게 하여 광대역폭인 펑펀한 저부가 있게 한 제5도의 도시와 같은 응답곡선을 가지도록 하면, 동조건에 인덕터코아는 그의 동체의 약 절반 가량이 코일권선의 상측부내로 소정수의 코일번수의 허용공차선(허용공차를 감안한 선)까지 삽입된다. 코아가 적소에 위치될 때 인덕터는 그들의 조정범위의 대략 중심선에 동조된며 각 트랩은 최대감소의 영점이 주파수 스펙트림에서 40내지 50Hz 사이에 있게 한 응답곡선이 나타낸다. 이 두개 트랩은 제7도에 도시된 복합적인 응담곡선(150)으로 나타난다. 이 실예에서 이 두개의 영점 IMN_L과 IMN_H가 47.25MHz위와 아래에 위치되어 있는 것으로 알 수 있으나 이 두개의 영점은 40내지 50MHz 범위내에 어느 곳에서나 위치될 수 있다.The apparatus of FIG. 6 makes the filter traps 60 and 70 tune in the manner described below. For example, if these two traps are tuned to about 47.25 MHz and critically connected to each other to have a response curve as shown in FIG. About half of the coil is inserted into the upper part of the coil winding up to the allowable tolerance line (the line considering the allowable tolerance) of the predetermined number of coils. When the cores are in place, the inductors are tuned to approximately the centerline of their adjustment range, with each trap showing a response curve that causes the zero of maximum reduction to be between 40 and 50 Hz in the frequency spectrum. These two traps are represented by the complex coagulation curve 150 shown in FIG. In this example, these two zeros IMN _L and IMN _H are located above and below 47.25 MHz, but these two zeros can be located anywhere in the 40 to 50 MHz range.

동조 과정에서 제1단계는 주파수발생기(24)로부터 일정한 진폭신호에 의하여 필터트랩을 40내지 50MHz 이상으로 소인(sweep)하는 것인데, 주파수 발생기는 프로세스제어기(20)의 제어하에서 증분주파수 단계로 소인작동을 수행하는데 이 실예에서 단게별로 증분되는 주파수는 100KHz이다. 필터트랩은 소인주파수 범위에 있는 진폭을 변화시키는 출력신호를 발생시키며, 이 출력은 검파기(26)에 의하여 검파되고 아날로그 디지탈 코너터(28)에 의하여 디지탈 데이타로 변환되어 프로세스 제어기에 의하여 순차적인 어레이(array)로 기억된다. 주파수 단계별로 이에 해당하는 진폭 데이타는 두 개 필터트랩의 응답곡선을 나타낸다. 그다음 프로세스 제어기는 상기 데이타를 분석하여 두개 트랩의 영점이 결정한다. 만일 필터가 단 하나의 필터 트랩으로 이루어졌다면 단 하나의 영점만이 나타날 수 있는데 이는 진폭테이타에 대한 최소값을 선택하는 것을 매우 용이하게 해준다. 그러나 두개의 영점이 나타날 때는 응답곡선(150)의 경우와 같이 최소값을 선택하는 것이 용이하지 못한데, 두개의 영점 IMN_L및 IMN_H는 여러가지 요인에 의하여 다른 진폭값을 가진다. 실례를 들면 트랩의 Q값이 그들의 최초 주파수 설정치에서 다르다는 것등이다. 영점은 이 장치의 잡음레벨에 도달하는 신호레벨에 있게 되며 테스트신호부로 진폭에서 70dB 더 아래에 있게 된다. 영점은 고정주파수 위치에 있지 않으나 이 장치의 잡음에 의하여 주파수와 진폭에서 다소 변화된다. 또한 제1의 I.F.중폭기(100), 검파기(26)와 아날로그-디지탈 콘버터(28)는 비선형응답을 나타내며 오차를 양자화(quantizing)한다. 더구나 IMN_L를 발생시키는 트랩은 제2선택회로(90)로 같은 다른 필터의 어느 한 극에 대한 주파수에 인접될 수 있어 화상방송파(45.75MHz)의 근방에서 텔레비젼 수상기내에 I.F.대역의 상측변부를 형성시킨다. 최소점 검출을 하면 곧 바로 IMN_H를 찾을 수 있으나 그 다음 최소점은 지점(152)일 수 있다. 제3의 최소점은 저(154)일 수 있고, 그들 모두가 IMN_L보다 진폭에서 더 낮다. 그러므로 더욱 복잡한 방법을 이용하여 IMN_L과 IMN_H를 확실히 입증할 수 있어야 한다. 본 발명에 따른 경사부 검출기술은 하나 이상의 트랩의 영점을 검출하도록 한다.The first step in the tuning process is to sweep the filter trap from 40 to 50 MHz or more by a constant amplitude signal from the frequency generator 24. The frequency generator is sweeping in incremental frequency steps under the control of the process controller 20. In this example, the frequency incremented by steps is 100KHz. The filter trap generates an output signal that varies in amplitude in the sweep frequency range, which is detected by detector 26 and converted into digital data by analog digital cornerer 28 to be sequentially arrayed by the process controller. It is remembered as (array). Corresponding amplitude data for each frequency step represent the response curves of two filter traps. The process controller then analyzes the data to determine the zero of the two traps. If the filter consists of only one filter trap, only one zero can appear, making it very easy to select the minimum value for the amplitude data. However, when two zeros appear, it is not easy to select the minimum value as in the response curve 150. The two zeros IMN _L and IMN _H have different amplitude values due to various factors. For example, the Q values of the traps differ from their initial frequency setpoints. The zero point is at the signal level reaching the noise level of the device and is 70 dB further below the amplitude as the test signal section. The zero point is not at a fixed frequency position but is slightly changed in frequency and amplitude by the noise of this device. In addition, the first IF amplifier 100, the detector 26 and the analog-to-digital converter 28 exhibit a nonlinear response and quantize the error. Furthermore, the trap generating IMN _L can be adjacent to the frequency for either pole of the other filter as the second selector circuit 90 so that the upper edge of the IF band in the television receiver near the image broadcast wave (45.75 MHz). To form. IMN _H can be found as soon as the minimum point is detected, but the next minimum point may be point 152. The third minimum may be low 154, all of which are lower in amplitude than IMN _L. Therefore, more complex methods must be used to reliably verify IMN _L and IMN _H. The inclination detection technique in accordance with the present invention allows detecting the zero point of one or more traps.

제8도를 참고하면, 진폭데이타는 일련의 점 V₁내지 V_N들로써 부분적으로 도시되어 있다. 프로세스 제어기는 먼저 V₂로부터 V₁₂을 감산하므로 이들의 데이타의 점상에서 작동하는데, 그 결과로 제1주파수 단계의 범위에 대한 응답의 기울기를 나타낸다. 최종에 가서는 먼저 소정의 공차값과 비교되며 이 실례에서는 0.1이 된다. 기울기가 이 공차보다 작을 경우 그 결과치는 자동적으로 잡음의 영향을 받는 것으로 가정되며 기울기가 공차보다 클 경우 그 결과치는 유효한 것으로 간주되어 그 결과치의 부호로 기울기가 정인지 부인지를 결정한다. 제8도의 실예에서 V₂내지 V₁은 기울기를 가지며, 이는 프로세스에 의하여 기록된다.Referring to FIG. 8, the amplitude data is shown in part as a series of points V ₁ to V _N. The process controller first subtracts V ₁₂ from V ₂ and thus operates on the point of their data, resulting in the slope of the response over the range of the first frequency step. At the end, it is first compared to a predetermined tolerance value, which in this example is 0.1. If the slope is less than this tolerance, the result is automatically assumed to be affected by noise. If the slope is greater than the tolerance, the result is considered valid and the sign of the result determines whether the slope is positive or not. In the example of FIG. 8, V ₂ to V ₁ have a slope, which is recorded by the process.

그 다음 이러한 데이타점은 V₃-V₂의 기울기를 정하도록 증분된다. 그 다음 과정은 이러한 계산의 반복이며, 그 결과치가 유효하다면 기울기는 이전의 유효기울기 계산치와 비교되고 그 결과치에서 알 수 있듯이 기울기는 동일한 기울기가 되면서(실예 : 정의 기울기), 다시 데이타점은 증분또어 그 다음 과정에 계속된다. 제8도에서 알 수 있듯이 이러한 과정이 데이타 점 V₄와 V₅에서 곧바로 수행되며 이의 결과치는 부의 기울기(기울기(160)으로 도시됨)을 갖는다. 프로세스는 이러한 기울기 변화를 검출하여 응답곡선의 피이크치로써 점 V₄를 IMN_L로 기록하며 그후로부터 연속적인 기울기 계산을 하면서 영점이 지날때까지 부의 결과치를 가지는데 이러한 사실을 감안하여 V₇-V₆, V₈-V₇등의 계산을 연속적으로 하므로 그 부호가 바뀌게 하는데 이는 V₆-V₇, V₇-V₈로써 계산되어 프로세스 제어기가 기울기 계산에 대한 정각부의 부호를 계속하여 추적하게 한다. 이러한 과정이 계속되어 기울기 변화가 기울기(170) 곡선으로 나타나는 계산치 V₁₂-V₁₃로 될 때, 그 다음의 점 V₁₂는 트랩의 영점이 되는 IMN_L로써 프로세스 제어기에 의하여 기록된다. 이러한 과정에서 특정한 어느점은 계산상 그 부호가 다시 반대로 되고 프로세스 제어기는 계산과정을 계속하여 그 다음의 응답 피이크치와 제2의 영점을 검출한다. 그러나 효율면에서 이 실예의 프로세스 제어기는 특정한 점에서의 기울기 검출작동이 정지되는데, 이러한 점은 거의 기울기값이 었는 상태에서 일어난다. 그 다음 프로세스 제어기는 높은 기울기의 검출을 하게 되고 이러한 검출은 낮은 기울기 검출과 동일한 방법으로 이루어지나, 기록된 최종의 점으로부터 50MHz에서의 역순으로 시작된다. 제7도를 참고 하면, 알 수 있는 바와 같이 높은 수치의 기울기검출을 하면 고주파수 피이크점 IMN_H를 검출하게 되고 그 다음은 고주파수 영점 IMN_H를 검출한다. 이러한 높고 낮은 기울기검출은 실제로 효율적으로 이루어질 수 있는데, 이는 최초로 분석된 데이타점이 영점 아래의 부의기울 기상에 자주 위치되기 때문이다. 따라서 IMN_L과 IMN_H는 40내지 50MHz검출범위내에 있지 않게 되기 때문에 이를 자주 검출할 수 없다.This data point is then incremented to determine the slope of V ₃ -V ₂ . The next step is to repeat this calculation, and if the result is valid, the slope is compared to the previous effective slope calculation and the slope becomes the same slope (eg positive slope), again the data point is incremented. Then the process continues. As can be seen in FIG. 8 this process is carried out directly at data points V ₄ and V ₅ , the result of which has a negative slope (shown as slope 160). Process will detect this inclination change records the point V ₄ as a peak value of the response curve as IMN _L and V ₇ in view of the above fact, we have a negative results until after the zero point and a continuous slope from the calculation Since then, -V _Since the calculations of ₆ , V ₈ -V _7, etc. are performed continuously, the sign is changed, which is calculated as V ₆ -V ₇ , V ₇ -V ₈ so that the process controller keeps track of the sign of the corner for the slope calculation . This process continues and when the gradient change becomes the calculated value V ₁₂ -V ₁₃ represented by the slope 170 curve, the next point V ₁₂ is recorded by the process controller as IMN _L being the zero point of the trap. Certain points in this process are reversed in their calculations again and the process controller continues the calculation process to detect the next response peak and the second zero. However, in terms of efficiency, the process controller of this example stops the tilt detection operation at a certain point, which occurs in a state where the tilt value is almost at an angle. The process controller then makes a detection of the high slope and this detection is done in the same way as the low slope detection, but begins in the reverse order at 50 MHz from the last point recorded. Referring to FIG. 7, as can be seen, a high value slope detection detects the high frequency peak point IMN _{H and} then detects the high frequency zero point IMN _H. Such high and low slope detection can be done efficiently in practice because the first analyzed data points are frequently located in negative weather below zero. Therefore, IMN _L and IMN _H are not often detected because they are not within the 40 to 50 MHz detection range.

그러므로 이러한 점에서 계산치의 부호가 달라지는 상황을 검출될 수 없다. 특히 IMN_L과 IMN_H는 40MHz 및 50MHz의 근방에 개별적으로 위치되어 있는 것은 검출될 수 있다. 이러한 높고 낮은 기울기 검출 기술은 IMN_L과 IMN_H사이에 여러개의 데이타점을 분석치 않고는 영점을 찾을 수 있다. 경사공차 비교의 효과는 제9도에 산당한 잡음성분을 가진 파형(180)의 피이크치가 도시되어 있다. 허용공차를 비교하지 않고도 기울기 계산을 하므로 그 결과가 피이크 점으로는 V₂가 기록되고V₃가 영점을 기록되며 V₄가 제2의 피이크점이 된다. 그러나 이 실예에서는 V₄가 피이크치라는 결정만이 유효하고 다른 두 가지의 결과치는 실제로 잡음으로 유도된 값이다. 그러나 기울기가 허용공차에 비교될때 V₃-V₂의 계산치가 허용공차 보다 작음을 알 수 있고 이는 무시될 수 있다. 그 다음 유효한 비교치 V₂-V₁와 동일한 기울기를 가지는 V₄-V₃의 값이다. 이러한 기울기는 V₅-V₄의 계산기 이루어질때까지 이거나 허용공차를 초과하지 않는 V₆-V₅의 계산치가 될때까지 변화되지 않는다.Therefore, a situation in which the sign of the calculated value is changed at this point cannot be detected. In particular, it can be detected that IMN _L and IMN _H are separately located in the vicinity of 40 MHz and 50 MHz. This high and low slope detection technique can find a zero without analyzing multiple data points between IMN _L and IMN _H. The effect of the gradient tolerance comparison is shown the peak value of waveform 180 with the noise component calculated in FIG. Since the slope calculation is performed without comparing the tolerances, the result is V ₂ is recorded as the peak point, V ₃ is recorded as the zero point, and V ₄ is the second peak point. In this example, however, only the determination that V ₄ is peak is valid, and the other two results are actually noise-induced. However, when the slope is compared to the tolerance, it can be seen that the calculated value of V ₃ -V ₂ is smaller than the tolerance and can be ignored. It is then the value of V ₄ -V ₃ with the same slope as the valid comparison V ₂ -V ₁ . This slope does not change until a calculator of V ₅ -V ₄ is achieved or until a calculated value of V ₆ -V ₅ does not exceed the tolerance.

높고 낮은 기울기 검추르이 마지막 과정에서, 프로세스 제어기는 제2도의 두가지 영점 IMN_L및 IMN_H의 주파수 위치를 결정한다. 그다음 프로세스 제어기는 두 개의 트랩(60) 및 (70)을 47.25MHz로 동조시킨다. 제어기가 영점의 현재주파수 위치를 식별하기 때문에 이들 위치가 47.25MHz에서 중심으로 영점을 어느 정도 이동시켜야 하는가를 계산할 수 있게 하며, 그러나 이점에서는 인덕터가 영점과 일치되어 있는지를 알 수 없다. 그럼에도 불구하고 제어기는 인덕터(68)가 점 IMN_L에 일치되고 인덕터(78)가 점 IMN_H에 일치되게 하도록 이들 두개의 인덕터를 차례로 조정한다. 인덕터는 코아 회전마다 200스텝씩의 중분치로 번역기오 스텝핑모터에 의하여 조정된다. 이점에서 각각의 코아스텝은 트랩의 영점 주파수에서 2.75KHz의 변화치를 갖는 것으로 알려져 있다. 상기된 바와같이 영점은 40 내지 50MHz의 주파수 스펙트럼내에 어느 곳에 위치될 수 있다. 이들에 대한 5가지의 가능성이 제10도에 도시되어 있다. 모든 영점이 47.25MHz에 있을 수 있거나(파형 102), 모든 영점이 47.25MHz의 양측에 위치될 수 있고(파형 104), 영점이 47.25MHz의 양쪽에 위치될 수 있거나(파형 106), 어느 하나의 영점이 47.25MHz 위로 위치되고 다른 영점이 47.25MHz의 위(차형 108) 또는 아래(파형 110)에 위치될 수 있다. 이외에도 비교적 낮은 저주파수 영점은 필터트랩(60)에 위치되거나 이들 두 가지가 서로 바뀌어질 수 있는 가능성이 있다. 그런데 이러한 영점이 어트 필터트랩에 관련되는 가에 대한 이러한 부정확성(ambignity)은 제10도의 5가지 파형이 5가지의 보상파형을 가진다는 것을 의미할 수 있다. 물론 모든 영점이 머저 47.25MHz에 위치될 수 있게 한다. 영점 위치에 대한 11가지의 가능한 설정이 자동 동조 장치에 의하여 성공적으로 해결되어야 한다. 다음 과정에 따라 진행시키면 본 발명의 자동 동조장치는 두개의 필터트랩은 47.25MHz에 동조시키는데 그중 어느 하나의 필터 트랩이 40내지 50MHz 범위 밖으로는 동조되지 않는다. 만일 이러한 일이 일어난다면 오동조된 트랩의 영점은 주파수 발생기가 이 장치에 대하여 영점 위치정보를 공급할 수 있는 범위 밖에 있게 되고, 트랩이 동조장치로서 작동되지 않게 된다. 이 실시예에서 본 발명의 과정은 제10도에 도시된 최초 파형(102)의 동조와 관련하여 기술되었지만 이러한 과정이 제10도의 최초 조건에 따라 이루어짐을 알 수 있다. 기울기 검출작동을 한 후 프로세스 제어기는 두개 트랩이 개별적으로 47.25MHz에 동조되도록 코아스텝이수를 계산한다. 이 실예에서 프로세스 제어기는 코아를 한 스텝씩 작동시키므로 트랩의 영점 위치가 2.75KHz씩 변화되게 제어작동을 한다. 만일 코아를 여러번 스텝핑하여 50회가 되면 코아는 단지 40단게에 해당하는 주파수에만 동조된다. 만일 코아를 50회 이하로 스텝핑하게 되면 코아는 소정수의 스텝핑에 대한 3/4정도의 주파수에 동조되어 47.25MHz를 오버슈팅(over shooting)하는 것에 대한 가능성을 없앤다. 만일 목표주파수(target frequency)가 오버슈트 된다면 두개의 영점은 그들 각각의 필터트랩에 대하여 연속적인 응답곡 선상에 반대로 위치되면서 반대방향으로부터 목표주파수로 접근될 수 있는 경우도 있다. 이러한 경우 본 발명의 장치는 그 다음의 조정을 하는 동안 목표주파수로부터 이격되게 트랩을 동조시킨다. 두개의 트랩은 50회 이상의 스텝증분을 이동시킨 후에는 영점이 제11도의 파형(120)으로 도시한 바와같이 47.25MHz로 접근한다. 이 시간동안 본 발명의 장치는 비교적 낮은 저주파수 영점이 필터트랩(60)에 일치되고 비교적 높은 주파수가 필터트랩(70)에 일치되게 하는데, 이러한 가정은 잘못된 것으로 실제로는 프로세스 제어기가 이러한 잘못을 검출하여 이를 고정하는 것으로 알려져 있다. 두개의 영점이 파형(120)에 위치될때 본 발명은 기울기 검출을 시작하면서, 트랩(60)의 NP₆₀이 스텝핑에 동조되어야 하고 트랩(70)의 NP₇₀이 목표주파수에 도달하도록 Y 스텝가지 동조되어야 한다. 프로세스 제어기는 번역기와 스텝핑포러가 트랩들을 차례로 동조되도록 지령신호를 발생시킨다. 그러나 영점에 대한 인덕터의 가상적인 일치점이 부정확한 것이라면 NP₆₀은 실제로 Y 스텝만큼 이동되며 NP₇₀은 X스텝만큼 이동된다. 이는 그 다음 기울기 검출후에 파형(122)의 응답곡선을 항성시킨다. 그러나 영점 NP₆₀와 NP₇₀가 그들의 파형(120)에 위치되기 보다 47.25MHz에 더욱 가까이 위치되어 있기 때문에 이 장치는 그들의 잘못된 가정을 검출할 수 없다. 그런데 프로세스 제어기는 트랩(60)의 NP₆₀가 X' 스텝으로 동조되어야 하고 트랩(70)의 NP₇₀가 Y' 스텝으로 동조되도록 계산 작동을 하여 두 개 트랩의 코아가 반대방향(실예 : 시계 방향 및 시계반대방향)으로 조정되게 한다 다시 조정기 및 스텝핑모터는 작동되어 트랩 및 영점이 잘못 일치되었을때 NP₆₀및 NP₇₀은 47.25MHz로부터 Y' 및 X' 만큼 이격되어 개별적으로 이동되게한다. 그 다음 기울기 출검후에 본 발명의 장치는 파형(124)으로 도시한 바와 같이 두개의 영점이 분리되게 한다. 이때 프로세스 제어기는 NP₇₀가 낮은 주파수 영점이고 NP₆₀이 이들중 비교적 높은 주파수의 영점인 것을 검출하기 때문에, 본 발명의 장치는 파형(126)으로 도시한 바와 같이 47.25MHz 상에 두개 트랩이 집중되도록 작동한다.At the end of the high and low slope inspection, the process controller determines the frequency position of the two zero points IMN _L and IMN _H in FIG. The process controller then tunes the two traps 60 and 70 to 47.25 MHz. Because the controller identifies the current frequency positions of the zeros, it allows us to calculate how much of these positions should be moved to the center at 47.25 MHz, but at this point we do not know if the inductor is in zero. Nevertheless, the controller adjusts these two inductors in turn so that inductor 68 matches point IMN _L and inductor 78 matches point IMN _H. The inductor is adjusted by the translator stepping motor in the middle of 200 steps per core rotation. At this point each core step is known to have a change of 2.75 KHz at the zero frequency of the trap. As noted above, the zero point can be located anywhere in the frequency spectrum of 40-50 MHz. Five possibilities for these are shown in FIG. Either zero can be at 47.25 MHz (waveform 102), all zeros can be located at both sides of 47.25 MHz (waveform 104), zero can be located at both sides of 47.25 MHz (waveform 106), or The zero point may be located above 47.25 MHz and another zero may be located above (order 108) or below (waveform 110) 47.25 MHz. In addition, there is a possibility that a relatively low low frequency zero point may be located in the filter trap 60 or the two may be interchanged. However, this inaccuracy (ambignity) of whether or not the zero point is related to the Att trap may mean that the five waveforms of FIG. 10 have five compensation waveforms. Of course, all zeros can be located at 47.25 MHz. Eleven possible settings for the zero position have to be successfully solved by the autotuning device. Proceeding according to the following process, the automatic tuning device of the present invention tunes the two filter traps to 47.25 MHz, and any one of them does not tune out of the 40 to 50 MHz range. If this happens, the zero of the tuned trap is outside the range where the frequency generator can provide zero position information for this device, and the trap will not operate as a tuning device. In this embodiment the process of the present invention has been described in connection with the tuning of the initial waveform 102 shown in FIG. After the slope detection operation, the process controller calculates core step counts so that the two traps are individually tuned to 47.25 MHz. In this example, the process controller operates the core step by step so that the zero point of the trap changes by 2.75 KHz. If the core is stepped multiple times to 50 times, the core is tuned only to frequencies of 40 steps. If the core is stepped less than 50 times, the core tunes to about 3/4 frequency for a certain number of steppings, eliminating the possibility of overshooting 47.25 MHz. If the target frequency is overshooted, the two zeros can be approached from the opposite direction to the target frequency while being positioned opposite the successive response curves for their respective filter traps. In this case the apparatus of the present invention tunes the trap away from the target frequency during subsequent adjustments. After the two traps have moved 50 or more step increments, the zero approaches 47.25 MHz, as illustrated by waveform 120 in FIG. During this time, the device of the present invention causes a relatively low low frequency zero to match the filter trap 60 and a relatively high frequency to match the filter trap 70. This assumption is wrong and in fact the process controller detects this error. It is known to fix this. When the two zeros are placed on waveform 120, the present invention starts to detect the slope, so that NP ₆₀ of trap 60 should be tuned to stepping and Y step branch tuning so that NP ₇₀ of trap 70 reaches the target frequency. Should be. The process controller generates a command signal such that the translator and stepping porter tune the traps one after the other. However, if the inductor's virtual match to zero is incorrect, NP ₆₀ is actually moved by Y steps and NP ₇₀ is moved by X steps. This then stars the response curve of waveform 122 after slope detection. However, since the zero points NP ₆₀ and NP ₇₀ are located closer to 47.25 MHz than they are on their waveform 120, the device cannot detect their false assumptions. However, the process controller calculates that the NP ₆₀ of the trap 60 should be tuned to the X 'step and the NP ₇₀ of the trap ₇₀ is tuned to the Y' step so that the cores of the two traps are reversed (eg clockwise). And counterclockwise). The regulator and stepping motor are activated again so that when the trap and zero are mismatched, the NP ₆₀ and NP ₇₀ are separated separately by 47'25 'from Y' and X '. After the tilt check, the device of the present invention causes the two zero points to be separated, as shown by waveform 124. Since the process controller detects that NP ₇₀ is a low frequency zero and NP ₆₀ is a relatively high frequency zero among them, the apparatus of the present invention allows two traps to be concentrated on 47.25 MHz as shown by waveform 126. Works.

두개 트랩은 두개의 영점 NP₆₀및 NP₇₀가 모두 제12도에 도시와 같이 47.25MHz를 중심으로 특정한 주파수 범위 W(e,g, 180KHz) 내에 위치되게 한다. 만일 실제의 코어의 스텝핑시 각 스텝마다의 2,75KHz씩 변한한다는 가정치보다 코어 스텝의 변화치가 더 클 경우 24.75KHz에서 동조를 시작하면 연속적인 통조를 하는 동안 두개의 영점이 목표 주파수를 오버슈트하게 한다. 그다음 본발명의 장치는 두 개 트랩을 잘못된 방향으로 동조하게 되는데, 이러한 오차는 다시 검출되고 고정된다. 이러한 발진동조를 하도록 하기 위하여 두개의 영점이 주파수범위(W) 내에 위치될 때 본 발명의 장치의 작동은 정지된다.The two traps allow both zero points NP ₆₀ and NP ₇₀ to be located within a specific frequency range W (e, g, 180 KHz) around 47.25 MHz as shown in FIG. If the change in the core step is larger than the assumption that the actual core stepping changes by 2,75 KHz for each step, if the tuning starts at 24.75 KHz, two zeros will overshoot the target frequency during continuous tuning. Let's do it. The device of the present invention then tunes the two traps in the wrong direction, and these errors are detected and fixed again. In order to make this oscillation tuning, the operation of the device of the present invention is stopped when the two zero points are located in the frequency range W.

제11도의 동조 작동의 실례에서, 잘못 가정된 트랩 및 그의 영점은 고정되지 않는데, 이경우는 스텝핑 주파수 가정에 의한 NP₇₀이 중심주파수 47.25MHz 이상을 통과한후에 동조 작동이 비교적 지체되지 않는 경우이다. 그러나 잘못된 주파수 가정상태가 일직 검추로딘다면 최초동조 조정후에 보장될 수 있다. 실례를 들면 두개의 트랩이 제10도의 파형(106)으로 도시된 바와같이 최초로 동조되는 경우 이 두 개의 트랩은 제1의 동조 조정후 가정 주파수가 잘못되어 있다면 47.25MHz로부터 이격된다. 더구나 각각의 영점은 동조가 끝나기전에 중심주파수를 여러번 지나치게 되며, 이는 동조작동중에 잘못된 동조일치상태를 여러번 야기시킨다. 그러나 본 발명은 이들 모든 오차를 검출하여 고정하고 이들 두개 트랩이소정의 중심 주파수로 동조되게 한다. 본 발명의 자동동조장치는 두개의 영점을 정확한 주파수 위치로 이동시키도록 작동하여 소정의 평편한저부가 있는 응답곡선을 가진다. 본 발명은 두개 트랩이 47.25MHz에 대략적으로 동조되므로 더이상 오작동 트랩을 작동시키지 않는다. 본 발명의 정밀함은 최소점을 검출하므로 증가되는데, 이는 검출결과 차가 이회로 상에 표유리액턴스의 효과를 가지기 때문이며, 이는 동조작동을 하는 동안 쉼게 계산되지 않는다. 또한 본 발명은 이를 해결하므로 동조 검출을 하는 동안 주파수 발생기가 비교적 작은 주파수 단계로 증분되게한다. 이러한 최종의 동조 작동중의 제1단계는 트랩(70)을 110단계정도로 올린주파수에 동조시키는 것이다. 최종의 응답곡선(130)은 제13도에 도시된 바와같다. 그 다음 트랩(60)의 NP₆₀가 47.21MHz에 위치될때까지 하향 주파수로 동조되며, 이러한 동조작동중에 주파수 발생기는 47.21MHz의 중심주파수에서단지 400KHz 범위내의 주파수 5KHz의 단계로 소인한다. 이러한 동조는 최소 진폭점이 약 47.21MHz에 위치되어 제14도의 응답곡선(14)을 나타낼때까지 계속된다. NP₇₀은 최종 주파수 위치까지 이 동된다. 트랩(70)은 먼저 코아를10번의 스텝핑하므로 하향주파수로 동조되며, 이러한 10번의 스텝회전은 인덕터를 역회전 시키는데 필요한데, 이는 코아 회전방향이 그 이전의 110스텝의 상향 조정과 반대이기 때문이다. 최소 검출이 이루어지면 NP₇₀의 정확한 주파수 위치를 결정할 수 있으며, 그 다음 트랩의 코아는 주파수로 40스텝의 하향 동조되고, NP₇₀의 주파수 위치는 다시 최소검출에 의하여 결정된다. 그 다음 프로세스 제어기는 40스텝의 변화 이상의 NP₇₀에 대한 주파수 변화분 Δf를 계산한다. 프로세스 제어기는 트랩(70)의 영점을 47.29MHz의 최종 주파수로 동조하기 위하여 얼마의 스텝이 정확히 이루어져야 하는가를 계산한다. 이러한 시점에서 최소점 검출기술이 이용될 수 없는데, 왜냐하면 최종 응답곡선이 47.21MHz 및 47.29MHz 사이에 여러개의 잡음효과를 가진 최소점을 가지며 이러한 최종 데이타는 NP₇₀의 정확한 위치를 결정할 수 없다. 따라서 프로세스 제어기는 번역기와 스텝핑모터를 명령하여 트랩(70)의 스텝수만큼 회전되게 하므로 제15도의 응답곡선(200)을 형성시킨다. 본 발명의 또 다른 양태에 따르면, 상기의 방법은 변경되어도 제1도의 40MHz 역접채널 화상 반송파 트랩(80)과 같은 단일의 트랩회로를 동조시킬 수 있다. 트랩(80)의 영점 NP₈₀을 가지고 있는 전형적인 파형(300)은 제 16도에 도시되어 있다. NP₈₀는 먼저 35내지 44MHz로 소인된 주파수 범위의 35내지 44MHz주파수내의 어느 한곳에 위치된다. 2중 트랩의 경우에서와 같이, 최소검출은 NP₈₀를 검출하는데 사용될 수 있는데 이는 검출 결과치가 점(302)으로 표시된 바와 같이 주파수 범위 하측단에서의 최소진폭점을 나타내기 때문이다. 또한 검출 결과치는 NP₈₀의 주파수 보다 더 높은 주파수에 위치된 제2의 최소점(306)을 나타낸다. 이러한 최소점(306)은 아직까지는 적당히 동조되지 않은 상태로 있는 제1선택회로의 한극을 가지는 인접위치(304)가 있기 때문에 형성된다. NP₈₀은 35MHz에서 시작하는 낮은 기울기 검출에 의하여 알 수 있으며 이는 NP₈₀가 검출되기전에는 최소점(306)의 검출되지 않게 한다. 이러한 낮은 기울기 검출은 0.25MHz의 주파수 스텝에서 유도되고 상기와 같이 진폭차는 최소 허용공차값에 비교되며, 무효차값은 무시된다. 낮은 기울기 검출은 NP₈₀의 금방에서 부에서 정으로 기울기가 변이될 때 정지된다. NP₈₀이 검출되는 경우 프로세스 제어기는 40MHz의 소정주파수에서 영점을 검출하도록 하는데 필요한 조정값을 결정한다. 인덕터(84)의 코어는 최대의 50스텝에 도달되지 않도록 제한된 트랩을 동조하기 위하여 적당한 방향으로 회전된다. 기울기검출 및 조정을 연속적으로 하는 동나 NP₈₀은 40MHz상에 형성된다. 기울기검출 및 조정의 이러한 과정은 30.5MHz로부터 40.5MHz의 제1주파수 범위내에 위치된다. NP₈₀이 제1주파수 범위내에 위치되는 경우 이러한 주파수 범위는 주파수 발생기(24)에 이하여 소인되며 25KHz씩 증분되게 샘플되어 주파수 범위내에 최소 진폭점을 검출한다. 이러한 최소 검출은 동조조정으로 이루어지는데 이러한 과정은 최소진폭이 39.9MHz로부터 40.1MHz의 제2주파수 범위내에 위치될 때까지 반복된다. 이러한 일을 발생시킬 때 인접채널 화상트랩은 만족스럽게 동조되며 분 발명의 장치는 선택회로(50) 및 (90)를 결합하도록 작동할 수 있다.In the example of the tuning operation of FIG. 11, the incorrectly assumed trap and its zero point are not fixed, in which case the tuning operation is not relatively delayed after NP ₇₀ by the stepping frequency hypothesis passes more than the center frequency 47.25 MHz. However, if the wrong frequency hypothesis is loaded into the test, it can be guaranteed after the initial tuning. For example, when two traps are first tuned as shown by waveform 106 in FIG. 10, the two traps are spaced from 47.25 MHz if the hypothesis frequency is wrong after the first tuning adjustment. In addition, each zero zeros the center frequency several times before the end of tuning, which causes several mismatches during the tuning operation. However, the present invention detects and fixes all these errors and allows these two traps to tune to a predetermined center frequency. The autotuning device of the present invention operates to move the two zero points to the correct frequency position and has a response curve with a predetermined flat bottom. The present invention no longer activates the malfunctioning trap since the two traps are approximately tuned to 47.25 MHz. The precision of the present invention is increased by detecting the minimum point, since the difference in detection results in the effect of surface glass actuation on this circuit, which is not counted restfully during the tuning operation. The present invention also solves this and allows the frequency generator to be incremented in relatively small frequency steps during tuning detection. The first step in this final tuning operation is to tune the trap 70 to the raised frequency to about 110 steps. The final response curve 130 is as shown in FIG. The NP ₆₀ of the trap ₆₀ is then tuned down to the frequency until it is located at 47.21 MHz, during which the frequency generator sweeps out at a center frequency of 47.21 MHz with a frequency of only 5 KHz in the 400 KHz range. This tuning continues until the minimum amplitude point is located at about 47.21 MHz to represent the response curve 14 of FIG. NP ₇₀ is moved to the final frequency position. The trap 70 is first tuned to a downward frequency by stepping the core ten times, and this ten step rotations are necessary to reverse the inductor, since the core rotation direction is opposite to the previous 110 step upward adjustment. Once the minimum detection is made, the correct frequency position of the NP ₇₀ can be determined, the core of the trap is then tuned down by 40 steps to frequency, and the frequency position of the NP ₇₀ is again determined by the minimum detection. The process controller then calculates a frequency change Δf for NP ₇₀ over a 40 step change. The process controller calculates exactly how many steps must be taken to tune the zero of the trap 70 to the final frequency of 47.29 MHz. At this point, the minimum point detection technique cannot be used because the final response curve has a minimum point with multiple noise effects between 47.21 MHz and 47.29 MHz, and this final data cannot determine the exact location of the NP ₇₀ . Therefore, the process controller commands the translator and the stepping motor to be rotated by the number of steps of the trap 70, thereby forming the response curve 200 of FIG. 15. According to another aspect of the present invention, the above method can be tuned to a single trap circuit such as the 40 MHz inverse channel image carrier trap 80 of FIG. A typical waveform 300 with zero point NP ₈₀ of trap 80 is shown in FIG. NP ₈₀ is first placed anywhere within the 35 to 44 MHz frequency in the frequency range stamped 35 to 44 MHz. As in the case of the double trap, the minimum detection can be used to detect NP ₈₀ because the detection result represents the minimum amplitude point at the lower end of the frequency range as indicated by point 302. The detection result also represents a second minimum point 306 located at a higher frequency than the NP ₈₀ frequency. This minimum point 306 is formed because there is an adjacent position 304 having one pole of the first selection circuit which is not yet properly tuned. NP ₈₀ can be seen by low slope detection starting at 35 MHz, which causes the minimum point 306 to not be detected before NP ₈₀ is detected. This low slope detection is derived at a frequency step of 0.25 MHz and the amplitude difference is compared to the minimum tolerance value as above, and the invalid difference value is ignored. Low slope detection stops as soon as the NP ₈₀ shifts from negative to positive. When NP ₈₀ is detected, the process controller determines the adjustment required to detect zero at a predetermined frequency of 40 MHz. The core of the inductor 84 is rotated in the proper direction to tune the limited trap so that the maximum 50 steps are not reached. NP ₈₀ is formed on 40 MHz while slope detection and adjustment are performed continuously. This process of slope detection and adjustment is located within the first frequency range of 30.5 MHz to 40.5 MHz. When NP ₈₀ is located within the first frequency range, this frequency range is postmarked by frequency generator 24 and sampled in increments of 25 KHz to detect the minimum amplitude point in the frequency range. This minimum detection is a tuning adjustment which is repeated until the minimum amplitude is within the second frequency range of 39.9 MHz to 40.1 MHz. Adjacent channel image traps are satisfactorily tuned when this occurs and the inventive device can operate to couple the selection circuits 50 and 90.

Claims

The output of the converter is the first I.F. I.F. including the signal component of the selected television channel at the frequency and the signal component of the adjacent television channel at the second intermediate frequency generated within a predetermined range of the center frequency of the nominal frequency position. A television receiver comprising an IF signal processor comprising a mixer for converting an RF signal into a frequency signal, an attenuator for processing an IF signal, and an IF amplifier for amplifying an IF signal, and a circuit coupled between the mixer and the IF amplifier. A first trap 60 doped to a third frequency above the nominal frequency position within a range of frequencies and a trap 70 tuned to a fourth frequency below the nominal frequency position within a predetermined range of frequencies; By coupling to each other, they set the overall response to the circuit that suppresses the flat magnetic between the tuned frequencies. The first and second traps consist of adjustable inductors 68, 78 with single conducting cores that individually adjust the inductance of the inductor, where in the first trap 60 the first resistor 62 is in a single path. A first adjustable inductor 68 having a core that is connected in series to the first and second series connected capacitors 64 and 66 in parallel with the first resistor 62 and that changes the inductance of the inductor. ) Is coupled between the first and second capacities and the reference potential point, and in the second trap 70 the second resistor 72 is connected in series to the first resistor 62 on the second path. And a second adjustable inductor 78 having a core that changes the inductance of the inductor and allows the third and fourth series coupled capacitors 74 and 76 to be connected in parallel with the second resistor 72. It is connected between the junction of the third and fourth capacitors and the reference potential point, and in the first trap, the first capacitor ( 162 is connected in series on a single path and a first adjustable inductor 164 having a core that changes the inductance of the intermediate tap portion and the inductor is connected in parallel with the first capacitor and the first resistor 166. The intermediate inductor of the adjustable inductor is connected between the reference potential point, and in the second trap, the second capacitor 172 is connected to the first capacitor 172 on a single path and converts the inductance of the intermediate tap portion and the inductor. And a second adjustable inductor 174 having a core to be connected in parallel with the second capacitor 172 and a second resistor 176 coupled between the midtab portion of the second adjustable inductor and the reference potential point. The first selector 50 is connected to the output of the attenuator 40 and the second select circuit 90 is connected to the input of the amplifier 100 which amplifies the IF signal, and the third trap 80 ) Is tuned at the nominal frequency position, The first trap 60 is connected to the first selection circuit 50, the second trap 70 is connected to the first trap 60, and the third trap 80 is connected to the second trap 70 and An intermediate frequency signal processing device configured to be connected to a second selection circuit (70).