KR20230106067A

KR20230106067A - Induction heating device

Info

Publication number: KR20230106067A
Application number: KR1020220057479A
Authority: KR
Inventors: 정시훈; 강요한; 강계룡
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2022-01-05
Filing date: 2022-05-10
Publication date: 2023-07-12

Abstract

일 실시예에 따른 유도 가열 장치는, 워킹 코일, 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자를 포함하며 상기 워킹 코일에 공진 전류를 공급하는 인버터, 상기 공진 전류 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이를 나타내는 펄스 신호를 출력하는 위상 감지 회로 및 상기 펄스 신호에 기초하여 상기 공진 전류 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 최종 위상 차이값을 산출하고, 상기 최종 위상 차이값에 기초하여 상기 워킹 코일의 출력 전력값을 조절하는 제어기를 포함한다. 일 실시예에서, 상기 최종 위상 차이값은 미리 정해진 검출 시간동안 산출되는 다수의 위상 차이값들의 평균값일 수 있다.An induction heating device according to an embodiment includes a working coil, a first switching element and a second switching element, and an inverter supplying a resonance current to the working coil, a phase between the resonance current and the switching voltage of the second switching element. A phase detection circuit that outputs a pulse signal indicating a difference, and a final phase difference between the resonance current and the switching voltage of the second switching element is calculated based on the pulse signal, and the working coil is based on the final phase difference. It includes a controller for adjusting the output power value of. In one embodiment, the final phase difference value may be an average value of a plurality of phase difference values calculated during a predetermined detection time.

Description

Induction heating device {INDUCTION HEATING DEVICE}

본 명세서는 유도 가열 장치에 관한 것이다.This specification relates to an induction heating device.

유도 가열 장치는 워킹 코일 주변에 발생하는 자계를 이용하여 금속 재질의 용기에 와전류(eddy current)를 발생시킴으로써 용기를 가열하는 장치이다. 유도 가열 장치가 구동되면 교류 전류가 워킹 코일에 인가된다. 워킹 코일에 교류 전류가 인가되면 워킹 코일 주변에는 유도 자계가 발생한다. 워킹 코일 주변에 발생한 유도 자계의 자력선이 워킹 코일의 상부에 놓인 금속 성분을 포함한 용기의 바닥면을 통과하면, 용기에 와전류가 발생한다. 와전류가 용기에 흐르면 용기 저항에 의하여 발생되는 줄열(Joule heat)에 의해서 용기가 가열된다.An induction heating device is a device that heats a container by generating an eddy current in a container made of metal using a magnetic field generated around a working coil. When the induction heating device is driven, alternating current is applied to the working coil. When an alternating current is applied to the working coil, an induction magnetic field is generated around the working coil. When the magnetic lines of force of the induced magnetic field generated around the working coil pass through the bottom surface of the container including the metal component placed on top of the working coil, eddy currents are generated in the container. When eddy current flows through the container, the container is heated by Joule heat generated by the container resistance.

도 1은 유도 가열 장치의 회로 구성을 개략적으로 나타낸다.1 schematically shows the circuit configuration of an induction heating device.

유도 가열 장치(3)는 정류 회로(32), 평활 회로(L1, C1), 인버터(34), 워킹 코일(WC)을 포함한다.The induction heating device 3 includes a rectifying circuit 32, smoothing circuits L1 and C1, an inverter 34, and a working coil WC.

정류 회로(32)는 다수의 다이오드 소자(D1, D2, D3, D4)를 포함한다. 정류 회로(32)는 전원 공급 장치(30)로부터 공급되는 교류 입력 전압을 정류하여 맥동 파형을 갖는 전압을 출력한다. The rectifier circuit 32 includes a plurality of diode elements D1, D2, D3, and D4. The rectifier circuit 32 rectifies the AC input voltage supplied from the power supply 30 and outputs a voltage having a pulsating waveform.

평활화 회로(L1, C1)는 정류 회로(32)에 의해서 정류된 전압을 평활화하여 직류 링크 전압을 출력한다. 평활화 회로(L1, C1)는 인덕터(L1) 및 직류 링크 캐패시터(C1)를 포함한다.The smoothing circuits L1 and C1 smooth the voltage rectified by the rectifying circuit 32 and output a DC link voltage. The smoothing circuits L1 and C1 include an inductor L1 and a DC link capacitor C1.

인버터(34)는 제1 스위칭 소자(SW1), 제2 스위칭 소자(SW2), 제1 스너버 커패시터(C2), 제2 스너버 커패시터(C3)를 포함한다. 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)는 각각 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)에 의해서 서로 상보적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 상보적인 턴 온 및 턴 오프 동작, 즉 스위칭 동작에 의해서, 평활화 회로(L1, C1)로부터 출력되는 직류 링크 전압에 기초하여 워킹 코일(WC)의 구동을 위한 공진 전류(Ir)가 생성된다. 워킹 코일(WC)에 공진 전류(Ir)가 공급되면 워킹 코일(WC) 상부에 놓인 용기에 와전류가 흐르면서 용기가 가열된다.The inverter 34 includes a first switching element SW1, a second switching element SW2, a first snubber capacitor C2, and a second snubber capacitor C3. The first switching element SW1 and the second switching element SW2 are turned on and off complementary to each other by the first switching signal S1 and the second switching signal S2, respectively. The working coil ( A resonance current (Ir) for driving the WC) is generated. When the resonant current Ir is supplied to the working coil WC, the container is heated while eddy current flows in the container placed on the working coil WC.

제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)가 스위칭 동작을 수행할 때, 제1 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되기 전에 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전이 완료되어야 한다. 만약 제1 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되기 전에 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전이 완료되지 않는 경우, 즉, 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 손실이 발생한 경우, 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 전류(Ics2)가 제1 스위칭 소자(SW1)로 흐르게 되어 제1 스위칭 소자(SW1)의 하드 스위칭을 유발할 수 있다. 이로 인해, 제1 스위칭 소자(SW1)가 과열 또는 파손될 수 있다. When the first switching element SW1 and the second switching element SW2 perform a switching operation, the discharge of the first snubber capacitor C2 must be completed before the first switching element SW1 is turned on. If the discharge of the first snubber capacitor C2 is not completed before the first switching element SW1 is turned on, that is, if the discharge loss of the first snubber capacitor C2 occurs, the first snubber capacitor The discharge current Ics2 of the capacitor C2 flows to the first switching element SW1 to cause hard switching of the first switching element SW1. As a result, the first switching element SW1 may be overheated or damaged.

도 2는 워킹 코일에 공급되는 공진 전류와 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이를 설명하기 위한 도면이다.2 is a diagram for explaining a phase difference between a resonance current supplied to a working coil and a switching voltage of a second switching element.

도 1에서 워킹 코일(WC)에 공진 전류(Ir)가 공급되면 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)가 교번적으로 턴 온 및 턴 오프되면서 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)에 각각 전압이 형성된다. 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)에 형성되는 전압은 각각 제1 스위칭 전압 및 제2 스위칭 전압으로 지칭될 수 있다.In FIG. 1 , when the resonant current Ir is supplied to the working coil WC, the first switching element SW1 and the second switching element SW2 are alternately turned on and off so that the first switching element SW1 and A voltage is formed in each of the second switching elements SW2. Voltages formed in the first switching element SW1 and the second switching element SW2 may be referred to as a first switching voltage and a second switching voltage, respectively.

도 2에는 워킹 코일(WC)에 공급되는 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(SW2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2)이 각각 도시된다. 제2 스위칭 소자(SW2)가 턴오프되는 시점(Ptf1)의 공진 전류(Ir)의 크기, 즉, 제1 스너버 커패시터(C2)를 방전시키기 위한 전류의 크기는 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이(θ)에 따라 결정될 수 있다.2 shows the resonance current Ir supplied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element SW2. The magnitude of the resonance current Ir at the time point Ptf1 when the second switching element SW2 is turned off, that is, the magnitude of the current for discharging the first snubber capacitor C2 is equal to the resonance current Ir and the second It may be determined according to the phase difference (θ) between the switching voltages (Vs2).

공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이(θ)가 클수록 제2 스위칭 소자(SW2)가 턴 오프되는 시점(Ptf1)의 공진 전류(Ir)의 크기가 커지고, 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 시간이 짧아진다. 이에 따라서 제1 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되기 전에 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전이 완료될 수 있다.As the phase difference θ between the resonance current Ir and the second switching voltage Vs2 increases, the magnitude of the resonance current Ir at the time point Ptf1 when the second switching element SW2 is turned off increases, The discharge time of the nubber capacitor C2 is shortened. Accordingly, the discharge of the first snubber capacitor C2 may be completed before the first switching element SW1 is turned on.

반면에, 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이(θ)가 작을수록 제2 스위칭 소자(SW2)가 턴오프되는 시점(Ptf1)의 공진 전류(Ir)의 크기가 작아지고, 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 시간이 길어진다. 이로 인해 제1 스너버 커패시터(C2)의 완전 방전까지 필요한 시간이 부족해진다. 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전이 완료되지 않은 상태에서 제1 스위칭 소자(Sw1)가 턴온되면, 제1 스위칭 소자(Sw1)에 인가되는 제1 스위칭 전압이 급격하게 감소되면서 0V가 된다. 다시 말해서, 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 손실이 발생한다.On the other hand, as the phase difference θ between the resonance current Ir and the second switching voltage Vs2 decreases, the magnitude of the resonance current Ir at the time point Ptf1 when the second switching element SW2 is turned off decreases. and the discharge time of the first snubber capacitor C2 becomes longer. As a result, the time required until the first snubber capacitor C2 is completely discharged becomes insufficient. When the first switching element Sw1 is turned on while the discharge of the first snubber capacitor C2 is not completed, the first switching voltage applied to the first switching element Sw1 rapidly decreases and becomes 0V. In other words, a discharge loss of the first snubber capacitor C2 occurs.

제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 손실이 발생하면 제1 스너버 커패시터(C2)의 방전 전류(Ic2)가 제1 스위칭 소자(SW1)로 흐르게 되어 제1 스위칭 소자(SW1)의 하드 스위칭을 유발한다. 이로 인해서 제1 스위칭 소자(SW1)의 과열 또는 파손이 발생할 수 있다.When the discharge loss of the first snubber capacitor C2 occurs, the discharge current Ic2 of the first snubber capacitor C2 flows to the first switching element SW1 to perform hard switching of the first switching element SW1. cause. As a result, overheating or damage of the first switching element SW1 may occur.

따라서 유도 가열 장치(3)의 구동 과정에서 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이(θ)가 정확하게 측정될 필요가 있다.Therefore, it is necessary to accurately measure the phase difference θ between the resonance current Ir and the second switching voltage Vs2 during the driving process of the induction heating device 3 .

본 명세서의 목적은 워킹 코일의 공진 전류와 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이를 정확하게 측정할 수 있는 유도 가열 장치를 제공하는 것이다.An object of the present specification is to provide an induction heating device capable of accurately measuring a phase difference between a resonance current of a working coil and a switching voltage of a switching element.

본 명세서의 목적은 워킹 코일의 출력 전력값이 조절될 때 워킹 코일의 공진 전류와 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이를 미리 정해진 기준값 이상으로 유지시킴으로써 스위칭 소자의 과열 또는 파손을 방지할 수 있는 유도 가열 장치를 제공하는 것이다.An object of the present specification is to maintain a phase difference between a resonance current of a working coil and a switching voltage of a switching element above a predetermined reference value when the output power value of the working coil is adjusted, thereby preventing overheating or damage of the switching element by induction heating. to provide the device.

본 명세서의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 명세서의 다른 목적 및 장점들은 이하에서 기술되는 본 명세서의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 명세서의 목적 및 장점들은 청구범위에 기재된 구성요소들 및 그 조합에 의해 실현될 수 있다.Objects of the present specification are not limited to the above-mentioned purposes, and other objects and advantages of the present specification that are not mentioned will be more clearly understood by the examples of the present specification described below. In addition, the objects and advantages of the present specification can be realized by the components and combinations described in the claims.

일 실시예에 따른 유도 가열 장치는, 워킹 코일, 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자를 포함하며 상기 워킹 코일에 공진 전류를 공급하는 인버터, 상기 공진 전류 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이를 나타내는 펄스 신호를 출력하는 위상 감지 회로 및 상기 펄스 신호에 기초하여 상기 공진 전류 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 최종 위상 차이값을 산출하고, 상기 최종 위상 차이값에 기초하여 상기 워킹 코일의 출력 전력값을 조절하는 제어기를 포함한다.An induction heating device according to an embodiment includes a working coil, a first switching element and a second switching element, and an inverter supplying a resonance current to the working coil, a phase between the resonance current and the switching voltage of the second switching element. A phase detection circuit that outputs a pulse signal indicating a difference, and a final phase difference between the resonance current and the switching voltage of the second switching element is calculated based on the pulse signal, and the working coil is based on the final phase difference. It includes a controller for adjusting the output power value of.

일 실시예에서, 상기 최종 위상 차이값은 미리 정해진 검출 시간동안 산출되는 다수의 위상 차이값들의 평균값일 수 있다.In one embodiment, the final phase difference value may be an average value of a plurality of phase difference values calculated during a predetermined detection time.

일 실시예에서, 상기 검출 시간은 상기 유도 가열 장치에 입력되는 입력 전압의 피크 타임에 기초하여 정의될 수 있다.In one embodiment, the detection time may be defined based on a peak time of an input voltage input to the induction heating device.

일 실시예에서, 상기 검출 시간의 하한값은 상기 피크 타임에 0.9를 곱한 값보다 크게 설정되고, 상기 검출 시간의 상한값은 상기 피크 타임에 1.1을 곱한 값보다 작게 설정될 수 있다.In an embodiment, the lower limit of the detection time may be set greater than a value obtained by multiplying the peak time by 0.9, and the upper limit value of the detection time may be set smaller than a value obtained by multiplying the peak time by 1.1.

일 실시예에서, 상기 검출 시간은 상기 유도 가열 장치에 입력되는 입력 전압의 주기에 기초하여 정의될 수 있다.In one embodiment, the detection time may be defined based on a cycle of an input voltage input to the induction heating device.

일 실시예에서, 상기 검출 시간은 상기 입력 전압의 주기에 1/4을 곱한 값에 기초하여 정의될 수 있다.In one embodiment, the detection time may be defined based on a value obtained by multiplying a period of the input voltage by 1/4.

일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 동작을 제어하기 위한 스위칭 신호의 듀티비 또는 스위칭 주파수를 조절하여 상기 워킹 코일의 출력 전력값을 조절할 수 있다.In one embodiment, the controller may adjust the output power value of the working coil by adjusting the duty ratio or switching frequency of the switching signal for controlling the switching operation of the first switching element and the second switching element.

일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 최종 위상 차이값이 미리 정해진 기준값 이하이면 상기 워킹 코일의 출력 전력값을 증가시킬 수 있다.In one embodiment, the controller may increase the output power value of the working coil when the final phase difference value is less than or equal to a predetermined reference value.

일 실시예에서, 상기 최종 위상 차이값은 미리 정해진 기준값보다 크게 유지될 수 있다.In one embodiment, the final phase difference value may be maintained greater than a predetermined reference value.

일 실시예에서, 상기 위상 감지 회로는 상기 워킹 코일과 상기 인버터 사이에 연결되는 변류기에 의해서 센싱되는 상기 워킹 코일의 공진 전류에 기초하여 제1 전압을 출력하는 전류 감지 회로, 상기 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압에 기초하여 제2 전압을 출력하는 전압 감지 회로 및 상기 제1 전압 및 상기 제2 전압을 기초로 상기 펄스 신호를 출력하는 펄스 신호 출력 회로를 포함할 수 있다.In one embodiment, the phase detection circuit is a current detection circuit for outputting a first voltage based on the resonance current of the working coil sensed by the current transformer connected between the working coil and the inverter, the second switching element It may include a voltage sensing circuit that outputs a second voltage based on a switching voltage and a pulse signal output circuit that outputs the pulse signal based on the first voltage and the second voltage.

일 실시예에서, 상기 전류 감지 회로는 상기 변류기의 2차단에 연결된 제1 전류 감지용 저항, 상기 제1 전류 감지용 저항에 연결된 다이오드, 상기 다이오드에 직렬 연결된 제2 전류 감지용 저항, 일단이 상기 제2 전류 감지용 저항에 연결되고, 타단이 접지에 연결된 제3 전류 감지용 저항 및 상기 제2 및 제3 전류 감지용 저항 사이의 제1 노드에 연결되어 상기 제1 전압을 출력하는 제1 비교기를 포함할 수 있다.In one embodiment, the current sensing circuit includes a first current sensing resistor connected to the secondary terminal of the current transformer, a diode connected to the first current sensing resistor, a second current sensing resistor connected in series to the diode, and one end of the current sensing circuit. A first comparator connected to a second current sensing resistor and connected to a third current sensing resistor having the other end connected to ground and a first node between the second and third current sensing resistors to output the first voltage can include

일 실시예에서, 상기 전압 감지 회로는 상기 제2 스위칭 소자에 연결된 제1 전압 감지용 저항, 일단이 상기 제1 전압 감지용 저항에 연결되고, 타단이 접지에 연결된 제2 전압 감지용 저항 및 상기 제1 및 제2 전압 감지용 저항 사이의 제2 노드에 연결되어 상기 제2 전압을 출력하는 제2 비교기를 포함할 수 있다.In one embodiment, the voltage sensing circuit includes a first voltage sensing resistor connected to the second switching element, a second voltage sensing resistor having one end connected to the first voltage sensing resistor and the other end connected to ground, and the A second comparator connected to a second node between first and second voltage sensing resistors to output the second voltage may be included.

일 실시예에서, 상기 펄스 신호 출력 회로는 상기 전류 감지 회로부의 출력단에 연결된 제1 펄스 생성용 저항, 상기 전압 감지 회로부의 출력단에 연결된 제2 펄스 생성용 저항, 상기 제2 펄스 생성용 저항과 접지 사이에 연결된 제3 펄스 생성용 저항 및 상기 제2 펄스 생성용 저항 및 상기 제3 펄스 생성용 저항 사이의 제3 노드와 상기 제1 펄스 생성용 저항 사이에 위치하는 제4 노드에 연결되어 상기 펄스 신호를 출력하는 제3 비교기를 포함할 수 있다.In one embodiment, the pulse signal output circuit includes a resistor for generating a first pulse connected to an output terminal of the current sensing circuit unit, a resistor for generating a second pulse connected to an output terminal of the voltage sensing circuit unit, a resistor for generating the second pulse, and a ground. It is connected to a third node between a third pulse generation resistor connected therebetween, the second pulse generation resistor and the third pulse generation resistor, and a fourth node located between the first pulse generation resistor to generate the pulse A third comparator outputting a signal may be included.

실시예들에 따르면, 유도 가열 장치의 구동 과정에서 워킹 코일의 공진 전류와 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이가 정확하게 측정될 수 있다.According to embodiments, a phase difference between a resonant current of a working coil and a switching voltage of a switching element may be accurately measured during driving of the induction heating device.

실시예들에 따르면, 유도 가열 장치의 구동 과정에서 워킹 코일의 출력 전력값이 조절될 때 워킹 코일의 공진 전류와 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이가 미리 정해진 기준값 이상으로 유지될 수 있다. 따라서 스위칭 소자의 과열 또는 파손이 방지될 수 있다.According to embodiments, when the output power value of the working coil is adjusted during the driving process of the induction heating device, the phase difference between the resonance current of the working coil and the switching voltage of the switching element may be maintained above a predetermined reference value. Thus, overheating or damage of the switching element can be prevented.

도 1은 유도 가열 장치의 회로 구성을 개략적으로 나타낸다.
도 2는 워킹 코일에 공급되는 공진 전류와 제2 스위칭 소자의 스위칭 전압 간의 위상 차이를 설명하기 위한 도면이다.
도 3은 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 구성도이다.
도 4는 일 실시예에서 제1 전류 감지용 저항에 인가되는 전압의 파형을 나타낸다.
도 5 및 도 6은 일 실시예에서 제1 전류 감지용 저항에 인가되는 공진 전압에 따른 다이오드의 동작을 설명하기 위한 회로도이다.
도 7은 일 실시예에서 제1 전류 감지용 저항에 인가되는 공진 전압 및 제2 및 제3 전류 감지용 저항에 인가되는 공진 전압의 파형도이다.
도 8 및 도 9는 일 실시예에서 전류 감지 회로에서 출력되는 제1 전압의 파형을 나타낸다.
도 10은 일 실시예에서 전압 감지 회로에서 출력되는 제2 전압의 파형을 나타낸다.
도 11은 일 실시예에서 제1 전압, 제2 전압 및 펄스 신호의 파형을 나타낸다.
도 12는 일 실시예에서 유도 가열 장치에 입력되는 입력 전압의 파형을 나타낸다.
도 13은 일 실시예에서 제1 스위칭 소자에 공급되는 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 소자에 공급되는 제2 스위칭 신호의 파형을 나타낸다.
도 14는 워킹 코일의 공진 특성 곡선을 나타내는 그래프이다.1 schematically shows the circuit configuration of an induction heating device.
2 is a diagram for explaining a phase difference between a resonance current supplied to a working coil and a switching voltage of a second switching element.
3 is a configuration diagram of an induction heating device according to an embodiment.
4 shows a waveform of a voltage applied to a first current sensing resistor in one embodiment.
5 and 6 are circuit diagrams illustrating an operation of a diode according to a resonant voltage applied to a first current sensing resistor in one embodiment.
7 is a waveform diagram of a resonance voltage applied to a first current sensing resistor and a resonance voltage applied to second and third current sensing resistors according to an exemplary embodiment.
8 and 9 show waveforms of a first voltage output from a current sensing circuit according to an exemplary embodiment.
10 illustrates a waveform of a second voltage output from a voltage sensing circuit according to an exemplary embodiment.
11 shows waveforms of a first voltage, a second voltage, and a pulse signal in one embodiment.
12 shows a waveform of an input voltage input to an induction heating device in one embodiment.
13 illustrates waveforms of a first switching signal supplied to a first switching element and a second switching signal supplied to a second switching element according to an exemplary embodiment.
14 is a graph showing a resonance characteristic curve of a working coil.

전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 명세서가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 명세서의 실시예들을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 명세서를 설명함에 있어서 본 명세서와 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리킨다.The above objects, features and advantages will be described in detail with reference to the accompanying drawings, and accordingly, those skilled in the art will be able to easily implement the embodiments of the present specification. In describing this specification, if it is determined that a detailed description of a known technology related to the present specification may unnecessarily obscure the gist of the present specification, the detailed description will be omitted. Hereinafter, preferred embodiments of the present specification will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the drawings, like reference numerals indicate the same or similar elements.

도 3은 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 구성도이다. 도 4는 일 실시예에서 제1 전류 감지용 저항에 인가되는 전압의 파형을 나타낸다. 도 5 및 도 6은 일 실시예에서 제1 전류 감지용 저항에 인가되는 공진 전압에 따른 다이오드의 동작을 설명하기 위한 회로도이다.3 is a configuration diagram of an induction heating device according to an embodiment. 4 shows a waveform of a voltage applied to a first current sensing resistor in one embodiment. 5 and 6 are circuit diagrams illustrating an operation of a diode according to a resonant voltage applied to a first current sensing resistor in one embodiment.

일 실시예에서, 유도 가열 장치(1)는 정류 회로(150), 직류 링크 커패시터(200), 인버터(IV), 워킹 코일(WC), 변류기(250), 공진 커패시터(CR), 위상 감지 회로(220), 제어기(450), 구동 회로(460), 입력 인터페이스(500)를 포함할 수 있다. In one embodiment, the induction heating device 1 includes a rectifier circuit 150, a DC link capacitor 200, an inverter IV, a working coil WC, a current transformer 250, a resonance capacitor CR, and a phase detection circuit. 220, a controller 450, a driving circuit 460, and an input interface 500.

정류 회로(150)는 다수의 다이오드 소자를 포함할 수 있다. 정류 회로(150)는 전원 공급 장치(100)로부터 공급되는 입력 전압(Vin)을 정류하여 맥동 파형을 갖는 전압을 출력한다. The rectifier circuit 150 may include a plurality of diode elements. The rectifier circuit 150 rectifies the input voltage Vin supplied from the power supply device 100 and outputs a voltage having a pulsating waveform.

직류 링크 커패시터(200)는 정류 회로(150)로부터 출력되는 전압을 평활화하여 직류 링크 전압(Vd)을 출력한다.The DC link capacitor 200 smooths the voltage output from the rectifier circuit 150 and outputs the DC link voltage Vd.

인버터(IV)는 직류 링크 커패시터(200)로부터 공급되는 직류 링크 전압(Vd)을 기초로 워킹 코일(WC)에 공진 전류(Ir)를 공급한다. 인버터(IV)는 다수의 스위칭 소자, 예컨대 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)를 포함할 수 있다. 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)는 서로 직렬로 연결된다.The inverter IV supplies the resonance current Ir to the working coil WC based on the DC link voltage Vd supplied from the DC link capacitor 200 . The inverter IV may include a plurality of switching elements, for example, a first switching element SW1 and a second switching element SW2. The first switching element SW1 and the second switching element SW2 are connected in series with each other.

제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)는 구동 회로(460)로부터 공급되는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)에 의해서 교번적으로 턴 온 및 턴 오프될 수 있다. 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 교번적인 턴 온 및 턴 오프는 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작으로 지칭될 수 있다.The first switching element SW1 and the second switching element SW2 are alternately turned on and off by the first switching signal S1 and the second switching signal S2 supplied from the driving circuit 460. can Alternating turning on and off of the first switching element SW1 and the second switching element SW2 may be referred to as a switching operation of the first switching element SW1 and the second switching element SW2.

제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작에 의해서 공진 전류(Ir)가 생성된다. 워킹 코일(WC)에 공진 전류(Ir)가 공급되면 워킹 코일(WC)의 상부에 제공되는 용기에 와전류가 흐르면서 용기가 가열될 수 있다.The resonance current Ir is generated by the switching operations of the first switching element SW1 and the second switching element SW2. When the resonant current Ir is supplied to the working coil WC, the container may be heated while eddy current flows in the container provided on the top of the working coil WC.

제1 스너버 커패시터(CS1)는 제1 스위칭 소자(SW1)와 병렬로 연결된다. 제2 스너터 커패시터(CS2)는 제2 스위칭 소자(SW2)와 병렬로 연결된다. 제1 스너버 커패시터(CS1) 및 제2 스너터 커패시터(CS2)는 서로 직렬로 연결된다.The first snubber capacitor CS1 is connected in parallel with the first switching element SW1. The second snutter capacitor CS2 is connected in parallel with the second switching element SW2. The first snubber capacitor CS1 and the second snutter capacitor CS2 are connected in series with each other.

제1 스너버 커패시터(CS1) 및 제2 스너터 커패시터(CS2)는 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 턴 오프시에 발생하는 하드 스위칭(hard switching)으로 인한 전력 손실을 저감시킬 수 있다.The first snubber capacitor CS1 and the second snutter capacitor CS2 lose power due to hard switching that occurs when the first switching element SW1 and the second switching element SW2 are turned off. can reduce

워킹 코일(WC)의 일단은 위상 감지 회로(220) 및 인버터(IV)에 연결되고, 워킹 코일(WC)의 타단은 공진 커패시터(CR)에 연결될 수 있다. 워킹 코일(WC)과 공진 커패시터(CR)는 서로 직렬로 연결되어 공진 회로를 구성할 수 있다.One end of the working coil WC may be connected to the phase detection circuit 220 and the inverter IV, and the other end of the working coil WC may be connected to the resonance capacitor CR. The working coil WC and the resonance capacitor CR may be serially connected to each other to form a resonance circuit.

입력 인터페이스(500)는 사용자로부터 유도 가열 장치(1)의 구동을 위한 명령을 입력받는다. 입력 인터페이스(500)의 예시로서 터치 패널 회로 또는 버튼식 인터페이스를 들 수 있으나, 입력 인터페이스(500)의 종류가 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어 사용자는 입력 인터페이스(500)를 통해서 워킹 코일(WC)의 요구 전력값과 대응되는 파워 레벨을 입력하거나, 가열 시작 명령 또는 가열 종료 명령을 입력할 수 있다.The input interface 500 receives a command for driving the induction heating device 1 from a user. Examples of the input interface 500 include a touch panel circuit or a button interface, but the type of the input interface 500 is not limited thereto. For example, the user may input a power level corresponding to the required power value of the working coil WC or a heating start command or a heating end command through the input interface 500 .

제어기(450)는 입력 인터페이스(500)를 통해서 입력되는 명령에 따라서 유도 가열 장치(1)의 구동을 제어한다. 예를 들어 제어기(450)는 사용자에 의해서 입력되는 가열 시작 명령에 따라서 구동 회로(460)에 제어 신호를 공급함으로써 워킹 코일(WC)에 의한 가열 동작이 수행되도록 제어할 수 있다. 반대로 가열 종료 명령 입력되면 제어기(450)는 구동 회로(460)에 대한 제어 신호 공급을 중단하여 워킹 코일(WC)에 의한 가열 동작을 종료시킬 수 있다.The controller 450 controls driving of the induction heating device 1 according to a command input through the input interface 500 . For example, the controller 450 may control the heating operation by the working coil WC to be performed by supplying a control signal to the driving circuit 460 according to a heating start command input by a user. Conversely, when a heating end command is input, the controller 450 may stop supplying a control signal to the driving circuit 460 to end the heating operation by the working coil WC.

구동 회로(460)는 제어기(450)의 제어 신호에 기초하여 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)를 출력한다. 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)는 각각 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)에 공급된다.The driving circuit 460 outputs a first switching signal S1 and a second switching signal S2 based on the control signal of the controller 450 . The first switching signal S1 and the second switching signal S2 are supplied to the first switching element SW1 and the second switching element SW2, respectively.

제어기(450)는 사용자가 입력한 파워 레벨에 기초하여 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)에 공급되는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비 또는 스위칭 주파수를 결정할 수 있다. 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비 또는 스위칭 주파수는 사용자가 입력한 파워 레벨과 대응되는 요구 전력값에 기초하여 결정될 수 있다. 제어기(450)는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비 또는 스위칭 주파수를 조절함으로써 워킹 코일(WC)의 출력 전력값이 사용자가 입력한 파워 레벨과 대응되는 요구 전력값과 대응되도록 조절할 수 있다.The controller 450 controls the duty ratio of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 supplied to the first switching element SW1 and the second switching element SW2 based on the power level input by the user. Alternatively, the switching frequency may be determined. The duty ratio or switching frequency of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 may be determined based on a required power value corresponding to a power level input by a user. The controller 450 adjusts the duty ratio or switching frequency of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 so that the output power value of the working coil WC corresponds to the power level input by the user. It can be adjusted to match the value.

위상 감지 회로(220)는 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이를 감지할 수 있다. 위상 감지 회로(220)는 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이와 대응되는 펄스 신호(P)를 출력할 수 있다.The phase detection circuit 220 may detect a phase difference between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2. The phase detection circuit 220 determines the pulse signal P corresponding to the phase difference between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2. can be printed out.

제어기(450)는 펄스 신호(P)에 기초하여 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값을 산출할 수 있다. 제어기(450)는 최종 위상 차이값에 기초하여 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 조절할 수 있다.The controller 450 determines the final phase difference between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 based on the pulse signal P. can be calculated The controller 450 may adjust the output power value of the working coil WC based on the final phase difference value.

위상 감지 회로(220)는 전류 감지 회로(300), 전압 감지 회로(350), 펄스 신호 출력 회로(400)를 포함할수 있다. The phase detection circuit 220 may include a current detection circuit 300 , a voltage detection circuit 350 , and a pulse signal output circuit 400 .

위상 감지 회로(220)는 변류기(250)를 통해서 센싱되는 워킹 코일(WC)의 공진 전류(Ir)를 입력받을 수 있다.The phase detection circuit 220 may receive the resonance current Ir of the working coil WC sensed through the current transformer 250 as an input.

변류기(250)는 1차단(T1)과 2차단(T2)을 포함할 수 있다. 1차단(T1)은 인버터(IV)와 워킹 코일(WC) 사이에 연결되고, 2차단(T2)은 전류 감지 회로(300)에 연결될 수 있다. 1차단(T1)의 코일 권선 수와 2차단(T2)의 코일 권선 수는 1차단(T1)과 2차단(T2)에 각각 흐르는 전류의 크기와 반비례한다. 2차단(T2)의 코일 권선 수는 1차단(T1)의 코일 권선 수보다 클 수 있다. 이에 따라서 2차단(T2)에 흐르는 전류의 크기는 1차단(T1)에 흐르는 전류의 크기보다 작을 수 있다. The current transformer 250 may include a first cutoff (T1) and a second cutoff (T2). The first block T1 may be connected between the inverter IV and the working coil WC, and the second block T2 may be connected to the current sensing circuit 300 . The number of coil windings of the first block T1 and the number of coil windings of the second block T2 are inversely proportional to the magnitude of the current flowing through the first block T1 and the second block T2, respectively. The number of coil windings of the secondary block T2 may be greater than the number of windings of the coil of the first block T1. Accordingly, the magnitude of the current flowing through the second block T2 may be smaller than the magnitude of the current flowing through the first block T1.

변류기(250)의 1차단(T1)은 인버터(IV)와 워킹 코일(WC) 사이에 연결된다. 1차단(T1)에는 공진 전류(Ir)가 흐를 수 있다. 2차단(T2)에는 1차단(T1)에 흐르는 공진 전류(Ir)의 크기보다 작은 크기를 갖는 전류가 흐르게 된다. 2차단(T2)에 흐르는 전류, 즉 크기가 변환된 공진 전류는 전류 감지 회로(300)에 공급될 수 있다.The primary block T1 of the current transformer 250 is connected between the inverter IV and the working coil WC. A resonance current Ir may flow through the first cut-off T1. A current having a smaller magnitude than that of the resonant current Ir flowing in the first block T1 flows through the second block T2. The current flowing through the secondary block T2, that is, the resonant current whose magnitude has been converted, may be supplied to the current sensing circuit 300.

전류 감지 회로(300)는 변류기(250)로부터 크기가 변환된 공진 전류를 제공받을 수 있다. 전류 감지 회로(300)는 크기가 변환된 공진 전류(Ir)를 기초로 제1 전압(VO1)을 출력할 수 있다. 제1 전압(VO1)은 펄스 신호 출력 회로(400)로 입력될 수 있다.The current sensing circuit 300 may receive the resonant current whose magnitude is converted from the current transformer 250 . The current sensing circuit 300 may output the first voltage VO1 based on the size-converted resonance current Ir. The first voltage VO1 may be input to the pulse signal output circuit 400 .

일 실시예에서, 전류 감지 회로(300)는 제1 내지 제3 전류 감지용 저항(RC1~RC3), 다이오드(D), 제1 비교기(CP1)를 포함할 수 있다.In one embodiment, the current sensing circuit 300 may include first to third current sensing resistors RC1 to RC3, a diode D, and a first comparator CP1.

제1 전류 감지용 저항(RC1)은 변류기(250)의 2차단(T2)에 연결될 수 있다. 2차단(T2)에 흐르는 공진 전류(Ir)는 제1 전류 감지용 저항(RC1)을 통해 공진 전류와 위상이 반대인 공진 전압(Vr1)으로 변환될 수 있다.The first current sensing resistor RC1 may be connected to the secondary terminal T2 of the current transformer 250 . The resonance current Ir flowing through the secondary block T2 may be converted into a resonance voltage Vr1 having a phase opposite to that of the resonance current through the first current sensing resistor RC1.

도 4에 도시된 바와 같이, 변류기(250)의 1차단(T1)에 흐르는 공진 전류(Ir)의 위상과 변류기(250)의 2차단(T2)을 통해 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 인가된 공진 전압(Vr1)의 위상은 서로 반대이다. 다시 말해서, 공진 전류(Ir)의 위상과 변류기(250)의 2차단(T2)을 통해 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 인가된 공진 전압(Vr1)의 위상의 차이값은 180도일 수 있다.As shown in FIG. 4, the phase of the resonant current Ir flowing in the first block T1 of the current transformer 250 and the first current sensing resistor RC1 through the second block T2 of the current transformer 250 The phases of the applied resonance voltages Vr1 are opposite to each other. In other words, the difference between the phase of the resonance current Ir and the phase of the resonance voltage Vr1 applied to the first current sensing resistor RC1 through the secondary block T2 of the current transformer 250 may be 180 degrees. .

다시 도 3을 참조하면, 다이오드(D)의 일단은 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 연결되고, 다이오드(D)의 타단은 제2 전류 감지용 저항(RC2)에 연결될 수 있다. 다이오드(D)는 제1 전류 감지용 저항(RC1)을 통해 변환된 공진 전압(Vr1)에서 음의 전압을 제거할 수 있다.Referring back to FIG. 3 , one end of the diode D may be connected to the first current sensing resistor RC1 , and the other end of the diode D may be connected to the second current sensing resistor RC2 . The diode D may remove a negative voltage from the resonance voltage Vr1 converted through the first current sensing resistor RC1.

도 5에 도시된 바와 같이, 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 인가된 공진 전압(Vr1)이 (+)인 경우, 다이오드(D)가 턴온(D turn-on)된다. 이에 따라서 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 전류(I)가 흐른다. 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에는 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 인가되는 전압(Vr1)과 동일한 크기의 전압(Vr2)이 인가될 수 있다.As shown in FIG. 5 , when the resonance voltage Vr1 applied to the first current sensing resistor RC1 is positive, the diode D is turned on (D turn-on). Accordingly, current I flows through the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3. A voltage Vr2 having the same magnitude as the voltage Vr1 applied to the first current sensing resistor RC1 may be applied to the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3.

반면에, 도 6에 도시된 바와 같이, 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 인가된 공진 전압(Vr1)이 (-)인 경우, 다이오드(D)가 턴오프(D turn-off)되면서 회로가 된다. 따라서 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 전류(I)가 흐르지 않는다. 따라서 이에 따라서 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 인가되는 전압(Vr2)의 크기는 0이 된다.On the other hand, as shown in FIG. 6 , when the resonance voltage Vr1 applied to the first current sensing resistor RC1 is (-), the diode D is turned off and the circuit D is turned off. becomes Accordingly, the current I does not flow through the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3. Accordingly, the magnitude of the voltage Vr2 applied to the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3 becomes zero.

이에 따라, 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에는 제1 전류 감지용 저항(RC1)에 인가되는 공진 전압(Vr1) 중 음의 전압이 제거된 공진 전압(Vr2)이 인가될 수 있다. 도 7에는 제1 전류 감지용 저항에 인가되는 공진 전압(Vr1) 및 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 인가되는 공진 전압(Vr2)의 파형이 각각 도시된다.Accordingly, in the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3, the resonance voltage from which the negative voltage among the resonance voltages Vr1 applied to the first current sensing resistor RC1 is removed ( Vr2) may be applied. 7 shows waveforms of the resonance voltage Vr1 applied to the first current sensing resistor and the resonance voltage Vr2 applied to the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3, respectively. do.

다시 도 3을 참조하면, 제2 전류 감지용 저항(RC2)의 일단은 다이오드(D)에 연결되고, 제2 전류 감지용 저항(RC2)의 타단은 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 연결될 수 있다. 제2 전류 감지용 저항(RC2)은 음의 전압이 제거된 공진 전압(Vr2)을 분배하기 위하여 사용된다.Referring back to FIG. 3 , one end of the second current sensing resistor RC2 is connected to the diode D, and the other end of the second current sensing resistor RC2 is connected to the third current sensing resistor RC3. can The second current sensing resistor RC2 is used to distribute the resonance voltage Vr2 from which the negative voltage is removed.

제3 전류 감지용 저항(RC3)의 일단은 제2 전류 감지용 저항(RC2)에 연결되고, 제3 전류 감지용 저항(RC3)의 타단은 접지 단자(G)에 연결될 수 있다. 제3 전류 감지용 저항(RC3)도 제2 전류 감지용 저항(RC2)과 같이 전술한 음의 전압이 제거된 공진 전압(Vr2)을 분배하기 위하여 사용된다.One end of the third current sensing resistor RC3 may be connected to the second current sensing resistor RC2, and the other end of the third current sensing resistor RC3 may be connected to the ground terminal G. Like the second current sensing resistor RC2, the third current sensing resistor RC3 is also used to distribute the resonance voltage Vr2 from which the aforementioned negative voltage is removed.

제3 전류 감지용 저항(RC3)에 분배된 공진 전압은 제1 비교기(CP1)의 포지티브(positive) 입력단(즉, CP1의 (+) 입력단)에 인가될 수 있다. 여기에서, 음의 전압이 제거된 공진 전압(Vr2)이 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 의해서 분배되고, 제3 전류 감지용 저항(RC3)에 분배된 공진 전압이 제1 비교기(CP1)의 포지티브 입력단에 인가되는 이유는 제1 비교기(CP1)의 포지티브 입력단에 인가되는 전압이 제1 비교기(CP1)를 구동시키기 위한 구동 전압보다 작아야 하기 때문이다. The resonance voltage distributed to the third current sensing resistor RC3 may be applied to a positive input terminal of the first comparator CP1 (ie, a (+) input terminal of CP1). Here, the resonance voltage Vr2 from which the negative voltage is removed is distributed by the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3, and distributed to the third current sensing resistor RC3. The reason why the resonant voltage is applied to the positive input terminal of the first comparator CP1 is that the voltage applied to the positive input terminal of the first comparator CP1 must be smaller than the driving voltage for driving the first comparator CP1.

도 8 및 도 9는 일 실시예에서 전류 감지 회로에서 출력되는 제1 전압의 파형을 나타낸다.8 and 9 show waveforms of a first voltage output from a current sensing circuit according to an exemplary embodiment.

제1 비교기(CP1)는 제2 전류 감지용 저항(RC2) 및 제3 전류 감지용 저항(RC3) 사이의 제1 노드(N1)에 연결되어 제1 전압(VO1)을 출력할 수 있다. 제1 비교기(CP1)는 포지티브 입력단에 인가된 공진 전압을 네거티브(negative) 입력단(즉, CP1의 (-) 입력단)에 인가된 제1 기준 전압(Vref1)과 비교하고, 비교 결과를 기초로 제1 전압(VO1)을 출력할 수 있다.The first comparator CP1 is connected to the first node N1 between the second current sensing resistor RC2 and the third current sensing resistor RC3 to output a first voltage VO1. The first comparator CP1 compares the resonance voltage applied to the positive input terminal with the first reference voltage Vref1 applied to the negative input terminal (ie, the (-) input terminal of CP1), and based on the comparison result, 1 voltage (VO1) can be output.

일 실시예에서, 제어기(450)는 제1 노드(N1)에 연결되어 제1 노드(N1)에 인가된 전압의 크기를 감지하고, 감지된 전압의 크기를 기초로 워킹 코일(WC)로 인가되는 공진 전류(Ir)의 크기를 감지할 수 있다. In one embodiment, the controller 450 is connected to the first node (N1) to detect the magnitude of the voltage applied to the first node (N1), and applied to the working coil (WC) based on the magnitude of the sensed voltage It is possible to sense the magnitude of the resonance current (Ir).

한편, 제1 기준 전압(Vref1)은 접지 전압(즉, 0V)인 것이 바람직하지만, 노이즈(noise) 또는 누설 전류에 의한 전압 강하 등을 고려하여 0보다 큰 값의 전압으로 설정될 수도 있다. 제1 기준 전압(Vref1)은 0보다 큰 값의 전압(V)을 제1 및 제2 기준 저항(Rf1, Rf2)을 이용하여 전압 분배하였을 때 제2 기준 저항(Rf2)에 인가되는 전압일 수 있다. Meanwhile, the first reference voltage Vref1 is preferably a ground voltage (ie, 0V), but may be set to a voltage greater than 0 in consideration of a voltage drop due to noise or leakage current. The first reference voltage Vref1 may be a voltage applied to the second reference resistor Rf2 when the voltage V having a value greater than 0 is voltage-divided using the first and second reference resistors Rf1 and Rf2. there is.

포지티브 입력단에 인가된 공진 전압(V+)의 크기가 네거티브 입력단에 인가된 전압(V-), 즉 제1 기준 전압(Vref1)의 크기 이상인 경우, 제1 비교기(CP1)는 하이 레벨의 전압(예를 들어, 5V)을 제1 전압(VO1)으로 출력할 수 있다. 반면에, 포지티브 입력단에 인가된 공진 전압(V+)의 크기가 네거티브 입력단에 인가된 전압(V-), 즉 제1 기준 전압(Vref1)의 크기 미만인 경우, 제1 비교기(CP1)는 로우 레벨의 전압(예를 들어, 0V)을 제1 전압(VO1)으로 출력할 수 있다. 도 9에는 공진 전압(V+) 및 공진 전압(V+)과 대응되는 제1 전압(VO1)의 파형이 각각 도시된다.When the magnitude of the resonance voltage V+ applied to the positive input terminal is greater than or equal to the voltage V− applied to the negative input terminal, that is, the magnitude of the first reference voltage Vref1, the first comparator CP1 outputs a high level voltage (eg For example, 5V) may be output as the first voltage VO1. On the other hand, when the magnitude of the resonance voltage (V+) applied to the positive input terminal is less than the voltage (V−) applied to the negative input terminal, that is, the magnitude of the first reference voltage (Vref1), the first comparator (CP1) has a low level A voltage (eg, 0V) may be output as the first voltage VO1. 9 shows the resonance voltage V+ and the waveform of the first voltage VO1 corresponding to the resonance voltage V+.

전압 감지 회로(350)는 인버터(IV)에 연결되어 제2 스위칭 소자(SW2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2)을 제공받을 수 있다. 전압 감지 회로(350)는 제2 스위칭 전압(Vs2)을 기초로 제2 전압(VO2)을 출력할 수 있다. 제2 전압(VO2)은 펄스 신호 출력 회로(400)로 입력될 수 있다.The voltage sensing circuit 350 may be connected to the inverter IV to receive the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element SW2. The voltage sensing circuit 350 may output the second voltage VO2 based on the second switching voltage Vs2. The second voltage VO2 may be input to the pulse signal output circuit 400 .

일 실시예에서, 전압 감지 회로(350)는 제1 및 제2 전압 감지용 저항(RV1, RV2)과 제2 비교기(CP2)를 포함할 수 있다. In an embodiment, the voltage sensing circuit 350 may include first and second voltage sensing resistors RV1 and RV2 and a second comparator CP2.

제1 전압 감지용 저항(RV1)의 일단은 제2 스위칭 소자(S2)에 연결되고, 타단은 제2 전압 감지용 저항(RV2)에 연결될 수 있다. 제1 전압 감지용 저항(RV1)은 인버터(IV)에서 전압 감지 회로(350)로 제공되는 제2 스위칭 전압(Vs2)을 분배하기 위하여 사용된다.One end of the first voltage sensing resistor RV1 may be connected to the second switching element S2, and the other end may be connected to the second voltage sensing resistor RV2. The first voltage sensing resistor RV1 is used to distribute the second switching voltage Vs2 provided from the inverter IV to the voltage sensing circuit 350 .

제2 전압 감지용 저항(RV2)의 일단은 제1 전압 감지용 저항(RV1)에 연결되고, 제2 전압 감지용 저항(RV2)의 타단은 접지 단자(G)에 연결될 수 있다. 제2 전압 감지용 저항(RV2)도 제1 전압 감지용 저항(RV1)과 같이 제2 스위칭 전압(Vs2)을 분배하기 위하여 사용된다.One end of the second voltage sensing resistor RV2 may be connected to the first voltage sensing resistor RV1, and the other end of the second voltage sensing resistor RV2 may be connected to the ground terminal G. The second voltage sensing resistor RV2 is also used to distribute the second switching voltage Vs2 like the first voltage sensing resistor RV1.

인버터(IV)에서 전압 감지 회로(350)로 제공되는 제2 스위칭 전압(Vs2)은 제1 전압 감지용 저항(RV1) 및 제2 전압 감지용 저항(RV2)에 의해서 분배된다. 제2 전압 감지용 저항(RV2)에 의해서 분배된 스위칭 전압이 제2 비교기(CP2)의 포지티브(positive) 입력단(즉, CP2의 (+) 입력단)에 인가될 수 있다. 제2 스위칭 전압(Vs2)이 제1 전압 감지용 저항(RV1) 및 제2 전압 감지용 저항(RV2)에 의해서 분배되고, 제2 전압 감지용 저항(RV2)에 의해서 분배된 스위칭 전압이 제2 비교기(CP2)의 포지티브 입력단에 인가되는 이유는 제2 비교기(CP2)의 포지티브 입력단에 인가되는 전압이 제2 비교기(CP2) 자체를 구동시키기 위한 구동 전압보다 작아야 하기 때문이다. The second switching voltage Vs2 provided from the inverter IV to the voltage sensing circuit 350 is divided by the first voltage sensing resistor RV1 and the second voltage sensing resistor RV2. The switching voltage divided by the second voltage sensing resistor RV2 may be applied to a positive input terminal of the second comparator CP2 (ie, a (+) input terminal of CP2). The second switching voltage Vs2 is divided by the first voltage sensing resistor RV1 and the second voltage sensing resistor RV2, and the switching voltage divided by the second voltage sensing resistor RV2 is the second voltage sensing resistor RV2. The reason why the voltage is applied to the positive input terminal of the comparator CP2 is that the voltage applied to the positive input terminal of the second comparator CP2 must be smaller than the driving voltage for driving the second comparator CP2 itself.

도 10은 일 실시예에서 전압 감지 회로에서 출력되는 제2 전압의 파형을 나타낸다.10 illustrates a waveform of a second voltage output from a voltage sensing circuit according to an exemplary embodiment.

제2 비교기(CP2)는 제1 전압 감지용 저항(RV1) 및 제2 전압 감지용 저항(RV2) 사이의 제2 노드(N2)에 연결되어 제2 전압(VO2)을 출력할 수 있다. 제2 비교기(CP2)는 포지티브 입력단에 인가된 제2 스위칭 전압을 네거티브(negative) 입력단(즉, CP2의 (-) 입력단)에 인가된 제2 기준 전압(Vref2)과 비교하고, 비교 결과를 기초로 제2 전압(VO2)을 출력할 수 있다.The second comparator CP2 is connected to the second node N2 between the first voltage sensing resistor RV1 and the second voltage sensing resistor RV2 to output the second voltage VO2. The second comparator CP2 compares the second switching voltage applied to the positive input terminal with the second reference voltage Vref2 applied to the negative input terminal (ie, the (-) input terminal of CP2), and based on the comparison result. The second voltage VO2 can be output as .

일 실시예에서, 제어기(450)는 제2 노드(N2)에 연결되어 제2 노드(N2)에 인가된 전압의 크기를 감지하고, 감지된 전압의 크기를 기초로 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 스위칭 전압(Vs2)의 크기를 감지할 수 있다. In one embodiment, the controller 450 is connected to the second node (N2) to detect the magnitude of the voltage applied to the second node (N2), based on the magnitude of the detected voltage, the second switching element (S2) The magnitude of the switching voltage Vs2 applied to can be detected.

제2 기준 전압(Vref2)은 이론상 접지 전압(즉, 0V)인 것이 이상적이만, 노이즈(noise) 또는 누설 전류에 의한 전압 강하 등을 고려하여 0보다 큰 값의 전압으로 설정될 수도 있다. 제2 기준 전압(Vref2)은 0보다 큰 값의 전압(V)을 제3 및 제4 기준 저항(Rf3, Rf4)을 이용하여 전압 분배하였을 때 제4 기준 저항(Rf4)에 인가되는 전압일 수 있다. Ideally, the second reference voltage Vref2 is the ground voltage (ie, 0V), but may be set to a voltage greater than 0 in consideration of voltage drop due to noise or leakage current. The second reference voltage Vref2 may be a voltage applied to the fourth reference resistor Rf4 when voltage V having a value greater than 0 is voltage-divided using the third and fourth reference resistors Rf3 and Rf4. there is.

포지티브 입력단에 인가된 스위칭 전압(V+)의 크기가 네거티브 입력단에 인가된 전압(V-), 즉, 제2 기준 전압(Vref2)의 크기 이상인 경우, 제2 비교기(CP2)는 하이 레벨의 전압(예를 들어, 5V)을 제2 전압(VO2)으로 출력할 수 있다. 반면에, 포지티브 입력단에 인가된 스위칭 전압(V+)의 크기가 네거티브 입력단에 인가된 전압(V-), 즉, 제2 기준 전압(Vref2)의 크기 미만인 경우, 제2 비교기(CP2)는 로우 레벨의 전압(예를 들어, 0V)을 제2 전압(VO2)으로 출력할 수 있다. When the magnitude of the switching voltage V+ applied to the positive input terminal is equal to or greater than the voltage V− applied to the negative input terminal, that is, the magnitude of the second reference voltage Vref2, the second comparator CP2 outputs a high level voltage ( For example, 5V) may be output as the second voltage VO2. On the other hand, when the magnitude of the switching voltage V+ applied to the positive input terminal is less than the voltage V− applied to the negative input terminal, that is, the magnitude of the second reference voltage Vref2, the second comparator CP2 generates a low level A voltage of (eg, 0V) may be output as the second voltage VO2.

제1 비교기(CP1) 또는 제2 비교기(CP2)는 CMOS 타입의 비교기 또는 오픈 드레인(open drain) 타입의 비교기일 수 있으나, 제1 비교기(CP1) 또는 제2 비교기(CP2)의 타입이 이에 한정되는 것은 아니다. The first comparator CP1 or the second comparator CP2 may be a CMOS type comparator or an open drain type comparator, but the type of the first comparator CP1 or the second comparator CP2 is limited to this. it is not going to be

펄스 신호 출력 회로(400)는 전류 감지 회로(300) 및 전압 감지 회로(350)로부터 각각 제1 및 제2 전압(VO1, VO2)을 제공받고, 제공받은 제1 및 제2 전압(VO1, VO2)을 기초로 펄스 신호(P)를 출력할 수 있다. 펄스 신호(P)는 제어기(450)로 입력될 수 있다.The pulse signal output circuit 400 receives first and second voltages VO1 and VO2 from the current sensing circuit 300 and the voltage sensing circuit 350, respectively, and receives the supplied first and second voltages VO1 and VO2. ), it is possible to output a pulse signal (P) based on. The pulse signal P may be input to the controller 450.

일 실시예에서, 펄스 신호 출력 회로(400)는 제1 내지 제3 펄스 생성용 저항(RP1~RP3)과 제3 비교기(CP3)를 포함할 수 있다.In one embodiment, the pulse signal output circuit 400 may include first to third resistors RP1 to RP3 for generating pulses and a third comparator CP3.

제1 펄스 생성용 저항(RP1)은 전류 감지 회로(300)의 출력단(즉, 제1 비교기(CP1)의 출력단)에 연결될 수 있다. 제1 펄스 생성용 저항(RP1)의 일단은 제1 비교기(CP1)의 출력단에 연결되고, 타단은 제4 노드(N4)에 연결될 수 있다. 제4 노드(N4)는 제2 및 제3 펄스 생성용 저항(RP2, RP3) 사이의 제3 노드(N3)와 제1 펄스 생성용 저항(RP1) 사이에 위치하는 노드이다.The resistor RP1 for generating the first pulse may be connected to an output terminal of the current sensing circuit 300 (ie, an output terminal of the first comparator CP1). One end of the resistor RP1 for generating the first pulse may be connected to the output terminal of the first comparator CP1, and the other end may be connected to the fourth node N4. The fourth node N4 is a node positioned between the third node N3 between the second and third pulse generating resistors RP2 and RP3 and the first pulse generating resistor RP1.

제2 펄스 생성용 저항(RP2)은 전압 감지 회로(350)의 출력단(즉, 제2 비교기(CP2)의 출력단)에 연결될 수 있다. 제2 펄스 생성용 저항(RP2)의 일단은 제2 비교기(CP2)의 출력단에 연결되고, 타단은 제3 노드(N3)에 연결될 수 있다. 제3 노드(N3)는 제2 및 제3 펄스 생성용 저항(RP2, RP3) 사이에 위치하는 노드이다.The resistor RP2 for generating the second pulse may be connected to an output terminal of the voltage sensing circuit 350 (ie, an output terminal of the second comparator CP2). One end of the resistor RP2 for second pulse generation may be connected to the output terminal of the second comparator CP2, and the other end may be connected to the third node N3. The third node N3 is a node positioned between the second and third pulse generating resistors RP2 and RP3.

제3 펄스 생성용 저항(RP3)은 제2 펄스 생성용 저항(RP2)과 접지 단자(G) 사이에 연결될 수 있다. 제3 펄스 생성용 저항(RP3)의 일단은 제3 노드(N3)에 연결되고, 타단은 접지 단자(G)에 연결될 수 있다.The third pulse generation resistor RP3 may be connected between the second pulse generation resistor RP2 and the ground terminal G. One end of the third pulse generating resistor RP3 may be connected to the third node N3 and the other end may be connected to the ground terminal G.

제3 펄스 생성용 저항(RP3)은 제1 및 제2 펄스 생성용 저항(RP1, RP2)과 함께 제3 비교기(CP3)의 포지티브 입력단(즉, CP3의 (+) 입력단)에 인가되는 전압(Vadd)이 제3 비교기(CP3) 자체를 구동시키기 위한 구동 전압보다 작아지도록 전압을 분배하는 역할을 한다.The third pulse generating resistor RP3 is a voltage applied to the positive input terminal of the third comparator CP3 (ie, the (+) input terminal of CP3) together with the first and second pulse generating resistors RP1 and RP2. Vadd) serves to divide the voltage so that it is smaller than the driving voltage for driving the third comparator CP3 itself.

전류 감지 회로(300)에서 출력된 제1 전압(VO1)은 제1 내지 제3 펄스 생성용 저항(RP1~RP3)에 의해 제1 전압 분배 과정을 거쳐 제4 노드(N4)에 인가되고, 전압 감지 회로(350)에서 출력된 제2 전압(VO2)은 제1 내지 제3 펄스 생성용 저항(RP1~RP3)에 의해 제2 전압 분배 과정을 거쳐 제4 노드(N4)에 인가될 수 있다. 제1 전압 분배 과정을 거쳐 제4 노드(N4)에 인가된 전압과 제2 전압 분배 과정을 거쳐 제4 노드(N4)에 인가된 전압은 서로 병합되어 제3 비교기(CP3)의 포지티브 입력단에 인가될 수 있다.The first voltage VO1 output from the current sensing circuit 300 is applied to the fourth node N4 through a first voltage dividing process by the first to third pulse generating resistors RP1 to RP3, and then the voltage VO1 is applied to the fourth node N4. The second voltage VO2 output from the sensing circuit 350 may be applied to the fourth node N4 through a second voltage dividing process by the first to third pulse generating resistors RP1 to RP3. The voltage applied to the fourth node N4 through the first voltage division process and the voltage applied to the fourth node N4 through the second voltage division process are merged together and applied to the positive input terminal of the third comparator CP3. It can be.

제3 비교기(CP3)는 제2 및 제3 펄스 생성용 저항(RP2, RP3) 사이의 제3 노드(N3)와 제1 펄스 생성용 저항(RP1) 사이에 위치하는 제4 노드(N4)에 연결되어 펄스 신호(P)를 출력할 수 있다. 제3 비교기(CP3)는 포지티브 입력단(즉, CP3의 (+) 입력단)에 인가된 전압을 네거티브 입력단(즉, CP3의 (-) 입력단)에 인가된 제3 기준 전압(Vref3)과 비교하고, 비교 결과를 기초로 펄스 신호(P)를 생성할 수 있다.The third comparator CP3 is at the fourth node N4 located between the third node N3 between the second and third pulse generating resistors RP2 and RP3 and the first pulse generating resistor RP1. It is connected to output a pulse signal (P). The third comparator CP3 compares the voltage applied to the positive input terminal (ie, the (+) input terminal of CP3) with the third reference voltage Vref3 applied to the negative input terminal (ie, the (-) input terminal of CP3), A pulse signal P may be generated based on the comparison result.

예를 들어, RP1과 RP2가 100KΩ이고, RP3가 18KΩ이라고 가정했을 때, VO1이 5V이고 VO2가 0V이면 Vadd는 0.66V이고, VO1이 0V이고 VO2가 5V이면 Vadd는 0.66V이고, VO1이 5V이고 VO2가 5V이면, Vadd는 1.32V일 수 있다.For example, assuming that RP1 and RP2 are 100KΩ and RP3 is 18KΩ, if VO1 is 5V and VO2 is 0V, Vadd is 0.66V. If VO1 is 0V and VO2 is 5V, Vadd is 0.66V and VO1 is 5V. and VO2 is 5V, Vadd may be 1.32V.

이 경우, 제3 기준 전압(Vref3)의 크기는 0.66V~1.32V 사이(예를 들어, 1V)로 설정될 수 있고, 이를 통해, VO1과 VO2가 모두 하이 레벨(예를 들어, 5V)일 때만 펄스 신호(P)가 하이 레벨(예를 들어, '1' 또는 특정 크기의 전압값)로 출력될 수 있다. 물론, 나머지 경우(VO1과 VO2 중 어느 하나가 로우 상태인 경우)에는, 펄스 신호(P)가 로우 레벨(예를 들어, '0')로 출력될 수 있다.In this case, the level of the third reference voltage Vref3 may be set between 0.66V and 1.32V (eg, 1V), and through this, both VO1 and VO2 are at a high level (eg, 5V). Only at this time, the pulse signal P may be output at a high level (eg, '1' or a voltage value of a specific size). Of course, in the other cases (when either VO1 or VO2 is in a low state), the pulse signal P may be output at a low level (eg '0').

즉, 제1 및 제2 전압(VO1, VO2)이 모두 하이 레벨인 경우, 펄스 신호 출력 회로(400)는 하이 레벨의 펄스 신호(P)를 출력하고, 제1 및 제2 전압(VO1, VO2) 중 어느 하나가 로우 레벨인 경우, 펄스 신호 출력 회로(400)는 로우 레벨의 펄스 신호(P)를 출력할 수 있다.That is, when both the first and second voltages VO1 and VO2 are at high levels, the pulse signal output circuit 400 outputs the high level pulse signal P, and the first and second voltages VO1 and VO2 ) is low level, the pulse signal output circuit 400 may output a low level pulse signal P.

제3 기준 전압(Vref3)은 특정 크기의 전압(V)을 제5 및 제6 기준 저항(Rf5, Rf6)을 이용하여 전압 분배하였을 때 제6 기준 저항(Rf6)에 인가되는 전압일 수 있다.The third reference voltage Vref3 may be a voltage applied to the sixth reference resistor Rf6 when voltage V having a specific level is voltage-divided using the fifth and sixth reference resistors Rf5 and Rf6.

포지티브 입력단에 인가된 전압(Vadd)의 크기가 네거티브 입력단에 인가된 제3 기준 전압(Vref3)의 크기 이상인 경우, 제3 비교기(CP3)는 하이 레벨의 펄스 신호(P)를 출력할 수 있다. 반면에, 포지티브 입력단에 인가된 전압(Vadd)의 크기가 네거티브 입력단에 인가된 제3 기준 전압(Vref3)의 크기 미만인 경우, 제3 비교기(CP3)는 로우 레벨의 펄스 신호(P)를 출력할 수 있다.When the magnitude of the voltage Vadd applied to the positive input terminal is equal to or greater than the magnitude of the third reference voltage Vref3 applied to the negative input terminal, the third comparator CP3 may output a high level pulse signal P. On the other hand, when the magnitude of the voltage Vadd applied to the positive input terminal is less than the magnitude of the third reference voltage Vref3 applied to the negative input terminal, the third comparator CP3 outputs a low level pulse signal P. can

펄스 신호 출력 회로(400)에서 출력되는 펄스 신호(P)의 폭(θ)은 워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간 위상 차이값, 즉, 공진 전류(Ir)의 제로 크로싱 지점(zero-crossing point)과 제2 스위칭 전압(Vs2)의 제로 크로싱 지점 간 시간 지연(time delay)을 나타낸다. 따라서 제어기(450)는 펄스 신호 출력 회로(400)로부터 출력되는 펄스 신호(P)의 폭(θ)을 워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간 위상 차이값으로 산출할 수 있다.The width θ of the pulse signal P output from the pulse signal output circuit 400 is the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage applied to the second switching element S2 ( Vs2), that is, a time delay between the zero-crossing point of the resonance current Ir and the zero-crossing point of the second switching voltage Vs2. Therefore, the controller 450 applies the width θ of the pulse signal P output from the pulse signal output circuit 400 to the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching element S2. It can be calculated as a phase difference value between the second switching voltages Vs2.

제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작에 의해서 워킹 코일(WC)이 구동되는 동안, 제어기(450)는 위상 감지 회로(220)로부터 출력되는 펄스 신호(P)의 폭(θ)을 기초로, 워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이값을 연속적으로 그리고 반복적으로 산출할 수 있다. While the working coil WC is driven by the switching operations of the first switching element SW1 and the second switching element SW2, the controller 450 controls the pulse signal P output from the phase detection circuit 220. Based on the width θ, the phase difference value between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 is continuously and repeatedly calculated. can do.

제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)가 스위칭 동작을 수행할 때, 제2 스위칭 전압(Vs2)의 크기는 입력 전압(Vin)의 크기에 비례한다. 입력 전압(Vin)의 피크값이 증가하면 제2 스위칭 전압(Vs2)의 피크값도 증가하고, 입력 전압(Vin)의 피크값이 감소하면 제2 스위칭 전압(Vs2)의 피크값도 감소한다.When the first switching element SW1 and the second switching element SW2 perform a switching operation, the magnitude of the second switching voltage Vs2 is proportional to the magnitude of the input voltage Vin. When the peak value of the input voltage Vin increases, the peak value of the second switching voltage Vs2 also increases, and when the peak value of the input voltage Vin decreases, the peak value of the second switching voltage Vs2 also decreases.

도 10을 참조하여 기술된 바와 같이, 제2 전압(VO2)은 제2 기준 전압(Vref2)과 제2 스위칭 전압(Vs2)의 비교 결과에 의해서 생성된다. 그러나 제2 기준 전압(Vref2)은 일정한 값 이하로 설정되기 어려우므로, 제2 스위칭 전압(Vs2)의 크기가 작아질수록 제2 전압(VO2)의 오차율이 높아지거나 제2 전압(VO2)이 출력되는 과정에서 딜레이가 발생할 가능성이 높아진다.As described with reference to FIG. 10 , the second voltage VO2 is generated by a comparison result between the second reference voltage Vref2 and the second switching voltage Vs2. However, since it is difficult to set the second reference voltage Vref2 below a certain value, the error rate of the second voltage VO2 increases or the second voltage VO2 is output as the magnitude of the second switching voltage Vs2 decreases. In the process, delays are more likely to occur.

도 11을 참조하여 기술된 바와 같이, 워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이값은 제1 전압(VO1) 및 제2 전압(VO2)을 기초로 산출된다. 따라서 제2 전압(VO2)의 높은 오차율 또는 제2 전압(VO2) 출력 과정에서의 딜레이 발생은 워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이값의 오차율을 높이는 결과로 이어진다.As described with reference to FIG. 11 , the phase difference value between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 is the first voltage ( VO1) and the second voltage VO2. Therefore, a high error rate of the second voltage VO2 or a delay in the output process of the second voltage VO2 is caused by the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second voltage VO2 applied to the second switching element S2. This leads to an increase in the error rate of the phase difference value between the switching voltages Vs2.

워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 위상 차이값의 오차율을 줄이고 보다 정확한 위상 차이값을 획득하기 위하여, 제어기(450)는 미리 정해진 검출 시간동안 산출되는 다수의 위상 차이값들을 획득하고, 획득된 다수의 위상 차이값들의 평균값을 워킹 코일(WC)로 인가된 공진 전류(Ir)와 제2 스위칭 소자(S2)에 인가된 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값으로 결정할 수 있다.In order to reduce the error rate of the phase difference value between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 and obtain a more accurate phase difference value, the controller 450 obtains a plurality of phase difference values calculated during a predetermined detection time, and calculates the average value of the obtained plurality of phase difference values as the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching element S2 ) may be determined as a final phase difference value between the second switching voltages Vs2 applied to .

도 12는 일 실시예에서 유도 가열 장치에 입력되는 입력 전압의 파형을 나타낸다.12 shows a waveform of an input voltage input to an induction heating device in one embodiment.

도 12에 도시된 바와 같이, 유도 가열 장치(1)에 공급되는 입력 전압(Vin)의 파형은 피크값(Vpeak) 및 일정한 주기(T)를 갖는 정현파일 수 있다. 본 명세서에서, 입력 전압(Vin)의 피크값(Vpeak)이 나타나는 시점(예컨대, T/4 또는 3T/4)은 d입력 전압(Vin)의 피크 타임으로 지칭될 수 있다.As shown in FIG. 12, the waveform of the input voltage Vin supplied to the induction heating device 1 may be a sine wave having a peak value Vpeak and a constant period T. In this specification, a time point at which the peak value Vpeak of the input voltage Vin appears (eg, T/4 or 3T/4) may be referred to as the peak time of the input voltage Vin.

전술한 바와 같이 제2 스위칭 전압(Vs2)의 크기는 입력 전압(Vin)의 크기에 비례한다. 따라서 입력 전압(Vin)의 크기가 클수록 제2 스위칭 전압(Vs2)의 크기도 커진다. 또한 제2 스위칭 전압(Vs2)의 크기가 클수록 제2 전압(VO2)의 오차율이 낮아질 수 있고, 제2 스위칭 전압(Vs2)의 크기가 클수록 제2 전압(VO2)이 출력되는 과정에서 딜레이가 발생할 가능성이 낮아질 수 있다.As described above, the magnitude of the second switching voltage Vs2 is proportional to the magnitude of the input voltage Vin. Therefore, as the magnitude of the input voltage Vin increases, the magnitude of the second switching voltage Vs2 also increases. In addition, as the magnitude of the second switching voltage Vs2 increases, the error rate of the second voltage VO2 may decrease, and as the magnitude of the second switching voltage Vs2 increases, a delay may occur in the process of outputting the second voltage VO2. Chances may be lower.

일 실시예에서, 다수의 위상 차이값들이 획득되는 검출 시간은 입력 전압(Vin)의 피크 타임 또는 입력 전압의 주기에 기초하여 정의될 수 있다.In one embodiment, the detection time at which the plurality of phase difference values are obtained may be defined based on a peak time of the input voltage Vin or a period of the input voltage.

일 실시예에서, 검출 시간의 하한값은 피크 타임에 0.9를 곱한 값보다 크게 설정될 수 있고, 검출 시간의 상한값은 피크 타임에 1.1을 곱한 값보다 작게 설정될 수 있다.In one embodiment, the lower limit of the detection time may be set greater than the value obtained by multiplying the peak time by 0.9, and the upper limit value of the detection time may be set smaller than the value obtained by multiplying the peak time by 1.1.

예를 들어 입력 전압(Vin)이 220V 및 60Hz의 교류 전압일 경우, 피크 타임(T/4)은 4.15ms일 수 있다. 이 경우, 검출 시간의 하한값은 3.735ms보다 큰 값으로 설정될 수 있고, 검출 시간의 상한값은 4.565ms보다 작은 값으로 설정될 수 있다. 이 경우, 제어기(450)는 3.735ms보다 큰 4ms를 검출 시간의 하한값으로 설정하고 4.565ms보다 작은 4.2ms를 검출 시간의 상한값으로 설정할 수 있다. 제어기(450)는 4~4.2ms 동안 획득되는 20개의 위상 차이값의 평균값을 최종 위상 차이값으로 산출할 수 있다. 마찬가지 방식으로, 제어기(450)는 입력 전압(Vin)의 매 주기의 시작점을 기준으로 4~4.2ms 동안 획득되는 20개의 위상 차이값의 평균값을 각 주기의 최종 위상 차이값으로 산출할 수 있다. 이는 단지 하나의 실시예로서, 검출 시간의 상한값 및 하한값은 실시예에 따라서 다르게 설정될 수 있음이 주지된다.For example, when the input voltage (Vin) is an AC voltage of 220V and 60Hz, the peak time (T/4) may be 4.15ms. In this case, the lower limit of the detection time may be set to a value larger than 3.735ms, and the upper limit of the detection time may be set to a value smaller than 4.565ms. In this case, the controller 450 may set 4 ms greater than 3.735 ms as the lower limit of the detection time and set 4.2 ms less than 4.565 ms as the upper limit of the detection time. The controller 450 may calculate an average value of 20 phase difference values obtained for 4 to 4.2 ms as the final phase difference value. In the same way, the controller 450 may calculate an average value of 20 phase difference values obtained for 4 to 4.2 ms based on the starting point of each cycle of the input voltage Vin as the final phase difference value of each cycle. It is noted that this is just one example, and the upper and lower limits of the detection time may be set differently depending on the example.

한편, 입력 전압(Vin)의 피크 타임은 입력 전압(Vin)의 주기(T)에 1/4를 곱한 값으로도 정의될 수 있다. 일 실시예에서, 검출 시간의 하한값은 입력 전압(Vin)의 주기(T)에 1/4를 곱한 값에 0.9를 곱한 값보다 크게 설정될 수 있고, 검출 시간의 상한값은 입력 전압(Vin)의 주기(T)에 1/4를 곱한 값에 1.1을 곱한 값보다 작게 설정될 수 있다.Meanwhile, the peak time of the input voltage Vin may also be defined as a value obtained by multiplying the period T of the input voltage Vin by 1/4. In one embodiment, the lower limit of the detection time may be set to be larger than the value obtained by multiplying the period T of the input voltage Vin by 1/4 and multiplying by 0.9, and the upper limit of the detection time is the value of the input voltage Vin. It may be set smaller than a value obtained by multiplying the period T by 1/4 and multiplying by 1.1.

이처럼 입력 전압(Vin)의 피크 타임을 기초로 설정되는 검출 시간에 위상 차이값이 획득되면 제2 전압(VO2)의 오차율이 낮아지고 제2 전압(VO2)의 출력 과정에서 딜레이가 발생할 가능성이 낮아지므로 보다 정확한 최종 위상 차이값이 산출될 수 있다.In this way, when the phase difference value is obtained at the detection time set based on the peak time of the input voltage Vin, the error rate of the second voltage VO2 is lowered and the possibility of delay occurring in the output process of the second voltage VO2 is low. Therefore, a more accurate final phase difference value can be calculated.

도 13은 일 실시예에서 제1 스위칭 소자에 공급되는 제1 스위칭 신호 및 제2 스위칭 소자에 공급되는 제2 스위칭 신호의 파형을 나타낸다. 또한 도 14는 워킹 코일의 공진 특성 곡선을 나타내는 그래프이다.13 illustrates waveforms of a first switching signal supplied to a first switching element and a second switching signal supplied to a second switching element according to an exemplary embodiment. 14 is a graph showing a resonance characteristic curve of a working coil.

입력 인터페이스(500)를 통해서 입력된 파워 레벨에 대응되는 요구 전력값이 결정되면, 제어기(450)는 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 요구 전력값으로 조절하기 위하여 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)의 스위칭 동작을 제어할 수 있다. 일 실시예에서, 제어기(450)는 제1 스위칭 소자(SW1) 및 제2 스위칭 소자(SW2)에 각각 공급되는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수 또는 듀티비를 조절함으로써 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 조절할 수 있다.When the required power value corresponding to the power level input through the input interface 500 is determined, the controller 450 uses the first switching element SW1 to adjust the output power value of the working coil WC to the required power value. And it is possible to control the switching operation of the second switching element (SW2). In one embodiment, the controller 450 is a switching frequency or duty ratio of the first switching signal (S1) and the second switching signal (S2) respectively supplied to the first switching element (SW1) and the second switching element (SW2). By adjusting the output power value of the working coil (WC) can be adjusted.

예를 들어 제어기는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수(1/TS1 또는 1/TS2)를 조절함으로써 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 조절할 수 있다.For example, the controller may adjust the output power value of the working coil WC by adjusting the switching frequency (1/TS1 or 1/TS2) of the first switching signal S1 and the second switching signal S2.

도 14를 참조하면, 워킹 코일(WC)의 공진 특성 곡선이 곡선(62)일 때, 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수가 f1으로 설정되면 워킹 코일(WC)의 출력 전력값은 P2가 되고, 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수가 f2로 설정되면 워킹 코일(WC)의 출력 전력값은 P3이 된다. (P2>P3) Referring to FIG. 14, when the resonance characteristic curve of the working coil WC is a curve 62 and the switching frequencies of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 are set to f1, the working coil WC The output power value of ) becomes P2, and when the switching frequencies of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 are set to f2, the output power value of the working coil WC becomes P3. (P2>P3)

따라서 제어기(450)는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수를 증가시켜 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 감소시키거나, 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수를 감소시켜 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 증가시킬 수 있다.Therefore, the controller 450 increases the switching frequency of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 to reduce the output power value of the working coil WC, or the first switching signal S1 and the second switching signal S1. 2 It is possible to increase the output power value of the working coil (WC) by reducing the switching frequency of the switching signal (S2).

일 실시예에서, 제어기(450)는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비를 조절함으로써 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 조절할 수 있다. 도 13을 참조하면, 제1 스위칭 신호(S1)의 듀티비는 TS11/TS1로 정의될 수 있다. 또한 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비는 TS22/TS2로 정의될 수 있다. In one embodiment, the controller 450 may adjust the output power value of the working coil (WC) by adjusting the duty ratio of the first switching signal (S1) and the second switching signal (S2). Referring to FIG. 13 , the duty ratio of the first switching signal S1 may be defined as TS11/TS1. Also, the duty ratio of the second switching signal S2 may be defined as TS22/TS2.

도 14에는 제1 스위칭 신호(S1)의 듀티비가 50%일 때 워킹 코일(WC)의 공진 특성 곡선(61) 및 제1 스위칭 신호(S1)의 듀티비가 30%일 때 워킹 코일(WC)의 공진 특성 곡선(62)이 각각 도시되어 있다. fr은 워킹 코일(WC)의 공진 주파수이다.14 shows the resonance characteristic curve 61 of the working coil WC when the duty ratio of the first switching signal S1 is 50% and the resonance characteristic curve 61 of the working coil WC when the duty ratio of the first switching signal S1 is 30%. Resonance characteristic curves 62 are shown respectively. fr is the resonant frequency of the working coil (WC).

제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수가 f1일 때, 제1 스위칭 신호(S1)의 듀티비가 50%로 설정되면 워킹 코일(WC)의 출력 전력값은 P1이 된다. 그러나 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수가 f1으로 유지된 상태에서 제1 스위칭 신호(S1)의 듀티비가 50%에서 30%로 변경되면 워킹 코일(WC)의 출력 전력값은 P2로 감소한다. (P1>P2) When the switching frequencies of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 are f1 and the duty ratio of the first switching signal S1 is set to 50%, the output power value of the working coil WC is P1 do. However, when the duty cycle of the first switching signal S1 is changed from 50% to 30% while the switching frequencies of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 are maintained at f1, the working coil WC The output power value decreases with P2. (P1>P2)

따라서 제어기(450)는 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수를 변경하지 않고 제1 스위칭 신호(S1) 또는 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비를 조절함으로써 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 조절할 수 있다.Therefore, the controller 450 controls the duty cycle of the first switching signal S1 or the second switching signal S2 without changing the switching frequencies of the first switching signal S1 and the second switching signal S2. The output power value of the coil WC can be adjusted.

제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수 또는 듀티비를 조절하여 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 조절할 때, 제어기(450)는 최종 위상 차이값과 미리 정해진 기준값을 비교할 수 있다. 여기서 기준값은 스위칭 소자(SW1, SW2)의 과열 또는 파손을 방지하기 위하여 설정되는 값이다. 즉, 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값이 기준값 이상으로 유지되어야 스위칭 소자(SW1, SW2)의 과열 또는 파손이 방지될 수 있다. 기준값은 실시예에 따라서 다르게 설정될 수 있다.When adjusting the output power value of the working coil (WC) by adjusting the switching frequency or duty ratio of the first switching signal (S1) and the second switching signal (S2), the controller 450 determines the final phase difference value and a predetermined reference value. can be compared. Here, the reference value is a value set to prevent overheating or damage of the switching elements SW1 and SW2. That is, the final phase difference between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 must be maintained above the reference value to switch the switching elements SW1 and SW2. ) can be prevented from overheating or damage. The reference value may be set differently according to embodiments.

일 실시예에서, 제어기(450)는 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값이 미리 정해진 기준값 이하이면 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 증가시킬 수 있다. In one embodiment, the controller 450 determines that the final phase difference value between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 is a predetermined reference value. If it is less than or equal to, the output power value of the working coil WC may be increased.

전술한 바와 같이, 제1 스위칭 신호(S1) 및 제2 스위칭 신호(S2)의 스위칭 주파수가 작아지거나, 제1 스위칭 신호(S1)의 듀티비가 작아질수록(또는 제2 스위칭 신호(S2)의 듀티비가 커질수록) 워킹 코일(WC)의 출력 전력값은 작아진다. 그러나 워킹 코일(WC)의 출력 전력값이 작아질수록 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값이 감소한다. 최종 위상 차이값이 지나치게 작아지게 되면 스위칭 소자의 하드 스위칭으로 인하여 스위칭 소자의 과열 또는 파손이 발생할 수 있다.As described above, as the switching frequency of the first switching signal S1 and the second switching signal S2 decreases or the duty ratio of the first switching signal S1 decreases (or the second switching signal S2 As the duty ratio increases, the output power value of the working coil WC decreases. However, as the output power value of the working coil WC decreases, the final phase difference value between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 this decreases If the final phase difference value becomes too small, overheating or damage of the switching element may occur due to hard switching of the switching element.

따라서 제어기(450)는 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값이 미리 정해진 기준값 이하이면 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 증가시킬 수 있다. 일 실시예에서, 제어기(450)는 최종 위상 차이값이 기준값보다 커질 때까지 워킹 코일(WC)의 출력 전력값을 증가시킬 수 있다. 이러한 제어에 의하면, 워킹 코일(WC)에 인가되는 공진 전류(Ir) 및 제2 스위칭 소자(S2)에 인가되는 제2 스위칭 전압(Vs2) 간의 최종 위상 차이값은 기준값보다 크게 유지될 수 있다.Therefore, the controller 450 controls the working coil when the final phase difference between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 is equal to or less than a predetermined reference value. The output power value of (WC) can be increased. In one embodiment, the controller 450 may increase the output power value of the working coil WC until the final phase difference value is greater than the reference value. According to this control, the final phase difference value between the resonance current Ir applied to the working coil WC and the second switching voltage Vs2 applied to the second switching element S2 is greater than the reference value. Can be maintained.

이상과 같이 본 명세서에 대해서 예시한 도면을 참조로 하여 설명하였으나, 본 명세서에 개시된 실시예와 도면에 의해 본 명세서가 한정되는 것은 아니며, 통상의 기술자에 의해 다양한 변형이 이루어질 수 있을 것이다. 아울러 앞서 본 명세서의 실시예를 설명하면서 본 명세서의 구성에 따른 효과를 명시적으로 기재하여 설명하지 않았을지라도, 해당 구성에 의해 예측 가능한 효과 또한 인정되어야 한다.As described above, the present specification has been described with reference to the drawings illustrated, but the present specification is not limited by the embodiments and drawings disclosed herein, and various modifications may be made by those skilled in the art. In addition, even if the effects according to the configuration of the present specification are not explicitly described and described while describing the embodiments of the present specification, the effects predictable by the configuration should also be recognized.

Claims

working coil;
an inverter including a first switching element and a second switching element and supplying a resonant current to the working coil;
a phase detection circuit outputting a pulse signal indicating a phase difference between the resonance current and the switching voltage of the second switching element; and
A controller for calculating a final phase difference between the resonance current and the switching voltage of the second switching element based on the pulse signal and adjusting an output power value of the working coil based on the final phase difference,
The final phase difference value is an average value of a plurality of phase difference values calculated during a predetermined detection time.
induction heating device.

According to claim 1,
The detection time is
Defined based on the peak time of the input voltage input to the induction heating device
induction heating device.

According to claim 2,
The lower limit of the detection time is set to be larger than the value obtained by multiplying the peak time by 0.9, and the upper limit of the detection time is set to be smaller than the value obtained by multiplying the peak time by 1.1.
induction heating device.

According to claim 1,
The detection time is
Defined based on the cycle of the input voltage input to the induction heating device
induction heating device.

According to claim 4,
The detection time is
Defined based on a value obtained by multiplying the period of the input voltage by 1/4
induction heating device.

According to claim 1,
The controller
Adjusting the output power value of the working coil by adjusting the duty ratio or switching frequency of the switching signal for controlling the switching operation of the first switching element and the second switching element
induction heating device.

According to claim 1,
The controller
Increasing the output power value of the working coil when the final phase difference value is less than or equal to a predetermined reference value
induction heating device.

According to claim 1,
The final phase difference value is maintained greater than a predetermined reference value
induction heating device.

According to claim 1,
The phase detection circuit is
a current sensing circuit outputting a first voltage based on a resonant current of the working coil sensed by a current transformer connected between the working coil and the inverter;
a voltage sensing circuit outputting a second voltage based on the switching voltage of the second switching element; and
And a pulse signal output circuit for outputting the pulse signal based on the first voltage and the second voltage.
induction heating device.

According to claim 9,
The current sensing circuit
a first current sensing resistor connected to the second terminal of the current transformer;
a diode connected to the first resistor for sensing current;
a second current sensing resistor connected in series to the diode;
a third current sensing resistor having one end connected to the second current sensing resistor and the other end connected to ground; and
A first comparator connected to a first node between the second and third current sensing resistors to output the first voltage
induction heating device.

According to claim 9,
The voltage sensing circuit is
a first voltage sensing resistor connected to the second switching element;
a second voltage sensing resistor having one end connected to the first voltage sensing resistor and the other end connected to ground; and
A second comparator connected to a second node between the first and second voltage sensing resistors to output the second voltage
induction heating device.

According to claim 9,
The pulse signal output circuit
a resistor for generating a first pulse connected to an output terminal of the current sensing circuit unit;
a resistor for generating a second pulse connected to an output terminal of the voltage sensing circuit unit;
a third pulse generating resistor connected between the second pulse generating resistor and ground; and
A third comparator connected to a fourth node located between a third node between the second pulse generating resistor and the third pulse generating resistor and the first pulse generating resistor to output the pulse signal,
induction heating device.