KR20230083525A

KR20230083525A - Target detection method and system based on phase information of MIMO radar signal

Info

Publication number: KR20230083525A
Application number: KR1020210171594A
Authority: KR
Inventors: 김성철; 정재훈; 임소희; 이성욱
Original assignee: 서울대학교산학협력단
Priority date: 2021-12-03
Filing date: 2021-12-03
Publication date: 2023-06-12
Also published as: KR102641300B1

Abstract

MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법 및 시스템이 개시된다. 복수의 송신 안테나를 통해 송출된 레이더 송신신호가 표적에 의해 반사되어 복수의 수신 안테나를 통해 수신될 때, 각각의 수신신호들에 대한 소정의 신호처리를 통해 각 수신신호의 거리-속도 검출 결과에서의 피크를 찾아내어 해당 피크의 위상정보를 추출한다. 복수의 수신 안테나 전체의 수신신호들로부터 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하여 그 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 상기 수신신호들을 각 송신 안테나별로 구분한다. 등차수열로 배열된 위상 값을 이용하여 표적의 올바른 속도를 추정하고 각도 추정 또한 동시에 수행할 수 있다.A method and system for detecting a target based on phase information of a MIMO radar signal are disclosed. When the radar transmission signal transmitted through the plurality of transmission antennas is reflected by the target and received through the plurality of reception antennas, the distance-velocity detection result of each received signal through predetermined signal processing for each received signal. Find the peak of and extract the phase information of the peak. The phase values of range-velocity peaks extracted from the received signals of all the plurality of receive antennas are arranged to form an arithmetic sequence, and the received signals are classified for each transmit antenna based on the sequence of phase values arranged in the arithmetic sequence. Using the phase values arranged in an arithmetic sequence, the correct speed of the target can be estimated and the angle can be estimated at the same time.

Description

Target detection method and system based on phase information of MIMO radar signal {Target detection method and system based on phase information of MIMO radar signal}

본 발명은 레이더 시스템을 이용한 표적 탐지 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다중 입력 다중 출력(Multi Input Multi Output: MIMO) 안테나 기반 주파수 변조 연속파(frequency-modulated continuous wave: FMCW) 레이더 시스템에서 각 송신 안테나로부터 수신된 신호들을 송신 안테나별로 구분하여 표적을 정확하게 탐지할 수 있도록 하는 기술에 관한 것이다. The present invention relates to a target detection technology using a radar system, and more particularly, to each transmission antenna in a multi input multi output (MIMO) antenna-based frequency-modulated continuous wave (FMCW) radar system. It relates to a technique for accurately detecting a target by classifying signals received from the transmission antenna for each transmit antenna.

FMCW 레이더는 거리, 속도, 각도와 같은 주변 대상에 대한 정보를 얻기 위한 자동차 센서로 널리 사용된다. 또한, MIMO 안테나 시스템은 제한된 하드웨어 크기로 높은 각도 분해능을 얻기 위해 활용되고 있다. MIMO 기반 FMCW 레이더 시스템에 있어서, 올바르게 동작하기 위해서는 다중 송신(Tx) 안테나에서 전송된 신호들을 수신(Rx) 안테나 측에서 구별할 수 있어야 한다. 이를 위해 다양한 신호 다중화 방식이 사용되고 있다. 예컨대, 시분할 다중화(Time Division Multiplexing: TDM), 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing: FDM), 코드 분할 다중화(Code Division Multiplexing: CDM)와 같은 다양한 신호 다중화 방법이 전송된 신호의 직교성을 유지하는 데 사용할 수 있다. 그 중에서도 각 송신 안테나가 시간 슬롯을 나누어 다른 시간에 송신하는 TDM 방식이 널리 활용되고 있다. FMCW radars are widely used as automotive sensors to obtain information about nearby objects such as distance, speed, and angle. In addition, MIMO antenna systems are being utilized to obtain high angular resolution with limited hardware size. In a MIMO-based FMCW radar system, signals transmitted from multiple transmit (Tx) antennas must be distinguishable from a receive (Rx) antenna side in order to operate correctly. For this purpose, various signal multiplexing schemes are used. For example, various signal multiplexing methods such as Time Division Multiplexing (TDM), Frequency Division Multiplexing (FDM), and Code Division Multiplexing (CDM) can be used to maintain the orthogonality of the transmitted signals. can Among them, a TDM method in which each transmit antenna divides time slots and transmits at different times is widely used.

TDM 방식은 구현이 용이한 장점이 있다. 그러나 TDM 방식의 가장 큰 단점은 처프 반복 시간이 길어져 송신 안테나의 개수에 비례하여 검출 가능한 최대 속도 즉, 최대 탐지 속도가 감소한다는 점이다. 또한, 각 송신 안테나는 교대로 신호를 전송하기 때문에 검출하고자 하는 표적이 움직이면 그 표적의 움직임에 의한 도플러 효과로 인해 각도 추정 성능이 저하될 수 있는 단점도 있다.The TDM scheme has the advantage of being easy to implement. However, the biggest disadvantage of the TDM method is that the maximum detectable speed, that is, the maximum detection speed, decreases in proportion to the number of transmit antennas due to a long chirp repetition time. In addition, since each transmission antenna transmits a signal alternately, when a target to be detected moves, angle estimation performance may deteriorate due to the Doppler effect caused by the movement of the target.

이러한 이슈를 해결하기 위해 TDM-MIMO 레이더 시스템의 도플러-각도 모호성(Doppler-angle ambiguity)을 해결하려고 몇 가지 제안이 있었다. 아래 비특허문헌 1에서는 통상적인 처프 시퀀스가 각 처프마다 다른 시작 주파수를 할당하도록 수정되었다. 유사하게, 아래 비특허문헌 2에서는 여러 종류의 처프 반복 주파수가 할당되었고 원래의 최대 감지 가능한 속도는 Chinese remainder theorem을 사용하여 복구되었다. 그러나 이러한 방법과 관련된 주요 단점은 기존 하드웨어를 수정해야 한다는 것이다.In order to solve this issue, several proposals have been made to solve the Doppler-angle ambiguity of TDM-MIMO radar systems. In Non-Patent Document 1 below, a typical chirp sequence has been modified to assign a different start frequency to each chirp. Similarly, in Non-Patent Document 2 below, several types of chirp repetition frequencies were assigned and the original maximum detectable rate was recovered using the Chinese remainder theorem. However, the major drawback associated with these methods is that existing hardware must be modified.

또 다른 접근 방식은 각 송신 안테나에 특정 코드를 할당하고 신호를 동시에 전송하는 것이다. 특히 이진 위상천이변조 (Binary Phase-Shift Keying: BPSK) 방식은 전송 신호의 위상을 0 또는 π로 변조하는 방식으로 널리 사용된다. 이 방법은 송신된 신호의 직교성을 이용하여 각 송신 안테나의 신호를 분리할 수 있다. TDM-MIMO 시스템과 달리 BPSK-MIMO 시스템은 각 송신 안테나로부터의 신호를 분리하기 위해 추가적인 디코딩 과정이 필요하다. 그러나 송신 안테나의 완전한 전송 기능을 사용하여 더 높은 신호 대 잡음비(SNR)를 달성할 수 있다. Another approach is to assign a specific code to each transmit antenna and transmit the signal simultaneously. In particular, a binary phase-shift keying (BPSK) method is widely used as a method of modulating the phase of a transmission signal by 0 or π. This method can separate the signals of each transmit antenna by using the orthogonality of the transmitted signals. Unlike the TDM-MIMO system, the BPSK-MIMO system requires an additional decoding process to separate signals from each transmit antenna. However, a higher signal-to-noise ratio (SNR) can be achieved by using the full transmit capability of the transmit antenna.

그런데, BPSK-MIMO 시스템 역시 전송 안테나의 수에 비례하여 속도 추정에 사용되는 블록 시간이 길어지기 때문에 도플러 각도 모호성(Doppler-angle ambiguity)을 겪는다. 즉, BPSK-MIMO 레이더 시스템의 거리-속도 탐지 결과에서 각 표적은 송신 안테나 수만큼 중복되어 나타난다. 달리 말하면, N개의 송신 안테나로 레이더 신호를 송출한 경우, 하나의 표적은 수신 신호의 피크 검출에서 하나의 실제 표적에 해당하는 피크와 (N-1)개의 고스트 표적에 해당하는 피크가 감지된다. BPSK 방식을 사용하는 경우 그 고스트 표적에 해당하는 피크 때문에 최대 탐지속도가 절반으로 줄어드는 문제가 발생한다. However, the BPSK-MIMO system also suffers from Doppler-angle ambiguity because the block time used for velocity estimation increases in proportion to the number of transmit antennas. That is, in the range-velocity detection result of the BPSK-MIMO radar system, each target overlaps as much as the number of transmit antennas. In other words, when radar signals are transmitted through N transmit antennas, a peak corresponding to one real target and a peak corresponding to (N-1) ghost targets are detected in peak detection of a received signal. In the case of using the BPSK method, a problem arises in that the maximum detection speed is reduced by half due to the peak corresponding to the ghost target.

아래 비특허문헌 3에서는 다른 명확한 속도를 가진 다중 프레임이 사용되었고 원래의 최대 감지 가능한 속도는 Chinese remainder theorem 또는 클러스터링 알고리즘을 사용하여 복구되었다. 그러나 이 방법은 비특허문헌 1과 2에서 사용된 방법과 유사하게 기존 하드웨어를 수정해야 한다. 비특허문헌 3에서는 또한 추정된 속도 값을 사용하여 수신 신호의 위상을 보상하여 원래의 최대 감지 가능한 속도를 복원하려고 시도했다. 그러나 이런 식으로 위상을 직접 보정하는 방법은 추정된 속도 값에 작은 오차가 있는 경우 큰 오차를 초래할 수 있기 때문에 매우 불안정하다.In Non-Patent Document 3 below, multiple frames with different distinct rates were used and the original maximum detectable rate was recovered using the Chinese remainder theorem or clustering algorithm. However, this method, similar to the method used in Non-Patent Documents 1 and 2, requires modification of existing hardware. Non-Patent Document 3 also attempted to restore the original maximum detectable speed by compensating the phase of the received signal using the estimated speed value. However, this method of directly correcting the phase is very unstable because a small error in the estimated speed value can cause a large error.

또한, 미국 특허출원공개번호 2018-0011170(A1) (발명의 명칭: Methods and Apparatus for Velocity Detection in MIMO Radar Including Velocity Ambiguity Resolution)은 표적의 움직임으로 인해 발생한 도플러 위상을 추정한 뒤, 이 값만큼 각 송신 안테나의 위상 값을 보정해준 다음, 신호 처리 과정을 통해 표적의 속도 및 각도 정보를 추정하는 기술을 개시한다. 이 기술은 위상 값을 직접 보정해주는 경우 보정해주는 위상 값에 약간의 오차가 있는 경우에도 큰 오류가 발생할 수 있다.In addition, US Patent Application Publication No. 2018-0011170 (A1) (title of invention: Methods and Apparatus for Velocity Detection in MIMO Radar Including Velocity Ambiguity Resolution) estimates the Doppler phase generated by the motion of the target, and then A technique of estimating the velocity and angle information of a target through a signal processing process after correcting the phase value of a transmit antenna is disclosed. In this technology, when the phase value is directly corrected, a large error may occur even if there is a slight error in the phase value to be corrected.

1. 미국 특허출원공개번호 2018-0011170 (A1)1. US Patent Application Publication No. 2018-0011170 (A1)

1. K. Thurn, D. Shmakov, G. Li, S. Max, M. Meinecke, and M. Vossiek, "Concept and implementation of a PLL-controlled interlaced chirp sequence radar for optimized range-Doppler measurements," IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 64, no. 10, pp. 3280-3289, Oct. 2016.1. K. Thurn, D. Shmakov, G. Li, S. Max, M. Meinecke, and M. Vossiek, "Concept and implementation of a PLL-controlled interlaced chirp sequence radar for optimized range-Doppler measurements," IEEE Trans . Microw. Theory Tech., vol. 64, no. 10, p. 3280-3289, Oct. 2016. 2. Y. Li, C. Xu, X. Yan, and Q. Liu, "An improved algorithm for Doppler ambiguity resolution using multiple pulse repetition frequencies," in Int. Conf. Wirel. Commun. Signal Process., Nanjing, China, 2017, pp. 1-5.2. Y. Li, C. Xu, X. Yan, and Q. Liu, "An improved algorithm for Doppler ambiguity resolution using multiple pulse repetition frequencies," in Int. Conf. Wirel. Commun. Signal Process., Nanjing, China, 2017, pp. 1-5. 3. H. A. Gonzalez, C. Liu, B. Vogginger, and C. G. Mayr, "Doppler ambiguity resolution for binary-phase-modulated MIMO FMCW radars," in Int.3. H. A. Gonzalez, C. Liu, B. Vogginger, and C. G. Mayr, "Doppler ambiguity resolution for binary-phase-modulated MIMO FMCW radars," in Int. Radar Conf., Toulon, France, 2019, pp. 1-6.Radar Conf., Toulon, France, 2019, pp. 1-6.

이러한 문제를 해결하기 위해 본 발명은 MIMO 레이더 시스템에서 수신신호의 위상 정보를 이용하여 고스트 표적 신호를 배제하고 각 송신 안테나별로 실제 표적의 신호를 구별해내어 최대 탐지 속도의 감소 없이 도플러-각도 모호성을 해결하여 원래의 탐지 속도로 표적의 속도를 추정할 수 있음과 동시에, 표적의 움직임 여부에 관계없이 표적의 각도를 정확하고 효율적으로 추정할 수 있는 MIMO 레이더 기반 표적 탐지 방법 및 시스템을 제공하기 위한 것이다.In order to solve this problem, the present invention eliminates the ghost target signal using the phase information of the received signal in the MIMO radar system and distinguishes the actual target signal for each transmit antenna to eliminate Doppler-angle ambiguity without reducing the maximum detection speed. To provide a MIMO radar-based target detection method and system capable of estimating the target's speed at the original detection speed and at the same time accurately and efficiently estimating the target's angle regardless of whether the target is moving or not. .

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 상술한 과제들에 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.The problem to be solved by the present invention is not limited to the above problems, and can be expanded in various ways without departing from the spirit and scope of the present invention.

상기 본 발명의 목적을 실현하기 위한 실시예들에 따른 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법은, MIMO 레이더 시스템을 이용한 표적 탐지 방법에 있어서, 복수의 송신 안테나를 통해 송출된 레이더 송신신호가 표적에 의해 반사되어 되돌아오는 신호를 복수의 수신 안테나를 통해 동시에 수신하는 단계; 상기 복수의 수신 안테나 각각의 수신신호들에 대한 소정의 신호처리를 통해 각 수신신호의 거리-속도 검출 결과에서의 피크를 찾아내어 해당 피크의 위상정보를 추출하는 단계; 및 상기 복수의 수신 안테나 전체의 수신신호들로부터 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하여 그 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 상기 수신신호들을 각 송신 안테나별로 구분하는 단계를 포함한다. In the target detection method based on the phase information of the MIMO radar signal according to the embodiments for realizing the object of the present invention, in the target detection method using the MIMO radar system, the radar transmission signal transmitted through the plurality of transmission antennas is the target. Simultaneously receiving signals reflected and returned through a plurality of receiving antennas; finding a peak in a distance-velocity detection result of each received signal through predetermined signal processing on the received signals of each of the plurality of receiving antennas and extracting phase information of the corresponding peak; and arranging the phase values of range-velocity peaks extracted from the received signals of all the plurality of receiving antennas to form an arithmetic sequence, and classifying the received signals for each transmit antenna based on the sequence of phase values arranged in the arithmetic sequence. Include steps.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 위상정보를 추출하는 단계는 상기 수신신호의 신호처리를 통해 얻어지는 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호에 대하여 2차원 고속푸리에변환(2D FFT)을 적용하여 각 표적에 관한 거리-속도 검출 결과를 얻는 단계; 및 상기 거리-속도 검출 결과에 대하여 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR) 알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크들과 그 피크들의 위상값을 추출하는 단계를 포함할 수 있다.According to an exemplary embodiment, the step of extracting the phase information includes an intermediate frequency (IF) band signal of a cos channel (I channel) obtained through signal processing of the received signal and an intermediate frequency (IF) of a sin channel (Q channel). ) applying a two-dimensional fast Fourier transform (2D FFT) to the band signal to obtain a range-velocity detection result for each target; and extracting distance-velocity peaks corresponding to each target and phase values of the peaks by applying a constant false alarm rate (CFAR) algorithm to the distance-velocity detection result.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 레이더 송신신호는 PSK 변조방식으로 변조된 신호일 수 있다.According to an exemplary embodiment, the radar transmission signal may be a signal modulated by PSK modulation.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나는 ULA 형태로 배열된 안테나 어레이일 수 있다.According to an exemplary embodiment, the plurality of transmit antennas and the plurality of receive antennas may be an antenna array arranged in a ULA shape.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 각 송신 안테나별로 구분하는 단계에서, 상기 송신 안테나가 두 개일 때, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크의 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다.According to an exemplary embodiment, in the step of classifying for each transmission antenna, when the number of transmission antennas is two, a former sub-phase sequence among phase sequences of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence is the first transmission. It may be determined that it corresponds to signals transmitted from the antenna, and a later sub-phase sequence corresponds to signals transmitted from the second transmit antenna. Here, each sub-phase sequence is a sequence of the same number of phases as the number of receiving antennas.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 각 송신 안테나별로 구분하는 단계에서, 상기 송신 안테나가 N(N은 3이상의 자연수)개 있는 경우, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크들의 위상 시퀀스 중 k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 서브 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다. According to an exemplary embodiment, in the step of classifying each transmission antenna, if there are N transmission antennas (N is a natural number of 3 or more), a kth phase sequence of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence (where, k is a natural number from 1 to N) The sub-phase sequence may be determined to correspond to signals transmitted from the kth transmit antenna. Here, each sub-phase sequence is a sequence of the same number of phases as the number of receiving antennas.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 방법은, 상기 구분하는 단계 후, 각 송신 안테나별로 구분된 수신 신호를 이용하여 각 표적의 속도와 각도에 관한 추정정보를 산출하는 단계를 더 포함할 수 있다.According to an exemplary embodiment, the target detection method based on the phase information of the MIMO radar signal, after the classifying step, calculates estimated information about the speed and angle of each target using the received signal classified for each transmission antenna. Further steps may be included.

예시적인 실시예에 따르면, 각 표적의 각도는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 추정될 수 있다.According to an exemplary embodiment, the angle of each target may be estimated by applying a fast Fourier transform to the phase sequence for each target.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 레이더 송신신호는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호일 수 있다.According to an exemplary embodiment, the radar transmission signal may be a chirp signal whose frequency increases with time.

한편, 상기 본 발명의 목적을 실현하기 위한 실시예들에 따른 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템은, 복수의 송신 안테나, 복수의 수신 안테나, 송신부, 수신부, 디지털 신호 처리부, 거리/속도 추정부, 그리고 각도 추정부를 포함할 수 있다. 상기 송신부는 레이더 송신신호를 생성하여 상기 복수의 송신 안테나를 통해 무선 송신하도록 구성된다. 상기 수신부는 전방의 표적에 의해 반사되어 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 수신신호와 상기 송신신호 및 상기 송신신호의 90도 위상천이된 신호를 이용하여 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수(IF) 대역 신호를 생성하도록 구성된다. 상기 디지털 신호 처리부는 상기 cos 채널(I 채널)의 중간 주파수 대역 신호와 sin 채널(Q 채널)의 중간 주파수 대역 신호에 대하여 필터링 및 고속 푸리에변환(FFT) 처리를 수행하도록 구성된다. 상기 거리/속도 추정부는 상기 디지털 신호 처리부에서 처리된 신호를 이용하여 거리-속도 피크들을 검출하고 각 피크의 위상 값을 추출하는 처리, 추출된 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열하고, 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 수신신호들과 각 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하여 수신신호를 송신안테나별로 구분하는 처리, 그리고 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 표적의 거리와 속도를 추정하는 처리를 수행하도록 구성된다. Meanwhile, a target detection system based on phase information of a MIMO radar signal according to embodiments for realizing the object of the present invention includes a plurality of transmit antennas, a plurality of receive antennas, a transmitter, a receiver, a digital signal processor, and a distance/velocity tracker. A government, and an angle estimation unit may be included. The transmission unit is configured to generate a radar transmission signal and wirelessly transmit it through the plurality of transmission antennas. The receiving unit uses the reception signal reflected by the front target and received through the plurality of reception antennas, the transmission signal, and a 90 degree phase-shifted signal of the transmission signal to use the intermediate frequency (IF) of the cos channel (I channel) ) band signal and an intermediate frequency (IF) band signal of a sin channel (Q channel). The digital signal processing unit is configured to perform filtering and fast Fourier transform (FFT) processing on the intermediate frequency band signal of the cos channel (I channel) and the intermediate frequency band signal of the sin channel (Q channel). The distance/velocity estimation unit detects distance-velocity peaks using the signal processed by the digital signal processing unit, extracts phase values of each peak, arranges the extracted phase values to form an arithmetic sequence, and arranges them in an arithmetic sequence. The process of classifying the received signals according to each transmission antenna by determining the correspondence between the received signals and each transmission antenna based on the phase value sequence, and estimating the distance and speed of the target using the received signals classified according to each transmission antenna It is configured to perform the processing of

예시적인 실시예에 따르면, 거리/속도 추정부는 상기 디지털 신호 처리부에서 고속 푸리에변환(FFT) 처리된 신호에 대하여 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR)알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크들과 그 피크들의 위상값을 추출하도록 구성될 수 있다.According to an exemplary embodiment, the distance/velocity estimator applies a constant false alarm rate (CFAR) algorithm to the fast Fourier transform (FFT) processed signal in the digital signal processing unit, and the distance- It may be configured to extract velocity peaks and phase values of the peaks.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 거리/속도 추정부는, 상기 송신 안테나가 두 개일 때, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크의 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정하도록 구성될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다. According to an exemplary embodiment, the distance/velocity estimator may transmit a former sub-phase sequence of a phase sequence of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence when the number of transmission antennas is two is transmitted from a first transmission antenna. corresponding to the transmitted signals, and determine that a later sub-phase sequence corresponds to signals transmitted from the second transmit antenna. Here, each sub-phase sequence is a sequence of the same number of phases as the number of receiving antennas.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 거리/속도 추정부는, 상기 송신 안테나가 N(N은 3이상의 자연수)개 있는 경우, 등차수열을 이루는 거리-속도 피크들의 위상 시퀀스 중 k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 서브 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나로부터 송신된 신호들에 대응하는 것으로 결정하도록 구성될 수 있다. 여기서 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다.According to an exemplary embodiment, the distance/velocity estimator may, when there are N (N is a natural number of 3 or more), the k-th phase sequence of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence (where k is 1). natural number from to N) may be configured to determine that the sub-phase sequence corresponds to signals transmitted from the kth transmit antenna. Here, each sub-phase sequence is a sequence of the same number of phases as the number of receiving antennas.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 MIMO 레이더 신호의 위상 정보 기반 표적 탐지 시스템은 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 소정의 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 각도정보를 산출하도록 구성된 각도 추정부를 더 포함할 수 있다.According to an exemplary embodiment, the target detection system based on the phase information of the MIMO radar signal includes an angle estimation unit configured to calculate angle information of each target by applying a predetermined angle estimation algorithm using a received signal classified for each transmission antenna. can include more.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 각도 추정부는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 각 표적의 각도를 추정하도록 구성될 수 있다.According to an exemplary embodiment, the angle estimation unit may be configured to estimate an angle of each target by applying a fast Fourier transform to a phase sequence for each target.

예시적인 실시예에 따르면, 상기 복수의 송신 안테나와 상기 복수의 수신 안테나는 ULA 형태로 배열된 안테나 어레이일 수 있다. According to an exemplary embodiment, the plurality of transmit antennas and the plurality of receive antennas may be an antenna array arranged in a ULA shape.

BPSK-MIMO 레이더 시스템의 거리-속도 탐지 결과에서 각 표적은 송신 안테나 수만큼 중복되어 나타난다. 즉, 하나의 실제 표적과 여러 개의 고스트 표적이 감지된다. BPSK-MIMO 레이더 시스템의 수신 신호에서 실제 표적과 고스트 표적을 구별하기 위해 실제 표적과 고스트 표적에 해당하는 피크 신호의 위상 값이 등차수열의 형태를 가져야 한다는 아이디어를 사용한다. 따라서 수신신호에서 이러한 피크의 위상 값을 등차수열로 제대로 배열하면 각 표적이 어느 송신 안테나로부터 생성되었는지를 결정할 수 있다. 즉, 수신 신호에서 실제 표적에 해당하는 피크와 고스트 표적에 해당하는 피크를 구별한 후, 배열된 위상 값을 이용하여 표적의 올바른 속도를 추정하고 각도 추정 또한 동시에 수행할 수 있다.In the range-velocity detection result of the BPSK-MIMO radar system, each target appears overlapped as many times as the number of transmit antennas. That is, one real target and several ghost targets are detected. In order to distinguish a real target from a ghost target in the received signal of the BPSK-MIMO radar system, we use the idea that the phase values of the peak signals corresponding to the real target and the ghost target should have the form of an arithmetic sequence. Therefore, if the phase values of these peaks in the received signal are properly arranged in an arithmetic sequence, it is possible to determine from which transmit antenna each target was generated. That is, after discriminating a peak corresponding to a real target and a peak corresponding to a ghost target in the received signal, the correct speed of the target may be estimated using the arranged phase values, and angle estimation may also be simultaneously performed.

이와 같은 본 발명의 예시적인 실시예들에 따르면, 추가적인 하드웨어의 설치 없이 기존 레이더 시스템의 디지털 신호 프로세서에서 구현될 수 있다. 신호 처리 과정을 통해 표적의 속도 및 각도 추정 성능을 개선할 수 있다. 즉, 기존의 디지털 신호 처리기에 간단히 구현할 수 있다. 거리-속도 추정을 위한 2차원(2D) 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform: FFT)은 FMCW 레이더 시스템에서 수행해야 하는 필수 신호 처리이며, 위상 값을 정렬하는 알고리즘만 추가로 구현하면 되기 때문이다. According to the exemplary embodiments of the present invention, it can be implemented in a digital signal processor of an existing radar system without installing additional hardware. Through the signal processing process, the speed and angle estimation performance of the target can be improved. That is, it can be simply implemented in an existing digital signal processor. The two-dimensional (2D) Fast Fourier Transform (FFT) for range-velocity estimation is an essential signal processing that must be performed in an FMCW radar system, and only an algorithm for aligning phase values needs to be additionally implemented.

본 발명은 복수 개의 송신 안테나를 사용했을 때 발생하는 최대 탐지 속도 저하 문제를 해결할 수 있다. The present invention can solve the problem of deterioration in maximum detection speed that occurs when a plurality of transmit antennas are used.

본 발명은 또한, 각 수신 안테나에 동시에 수신된 신호들을 사용하기 때문에 표적의 움직임으로 인해 발생하는 각도 추정 성능 저하 문제를 해결할 수 있다. 즉, 본 발명은 신호를 교대로 수신하는 TDM 방식과 달리 동시에 수신되는 신호를 사용하므로, 서로 다른 시간 슬롯 사이에서 대상의 이동으로 인한 각도 추정의 부정확성 문제를 해결할 수 있다. In addition, since the present invention uses signals simultaneously received by each receiving antenna, it is possible to solve the problem of angle estimation performance deterioration caused by the motion of the target. That is, since the present invention uses signals received simultaneously, unlike the TDM method in which signals are received alternately, it is possible to solve the problem of inaccuracy of angle estimation due to movement of the object between different time slots.

도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 FMCW 레이더 시스템의 송신 신호 파형을 예시한다.
도 3은 ULA(Uniform Linear Array) 안테나 시스템을 이용한 표적에 대한 각도 추정 방법을 도식적으로 나타낸다.
도 4는 MIMO ULA 안테나 시스템을 사용한 각도 추정을 예시한다.
도 5는 2개의 송신 안테나를 사용하는 BPSK-MIMO 레이더 시스템의 송신 신호를 보여준다.
도 6은 2개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션에서 거리-속도 추정 결과를 보여준다.
도 7은 2개의 송신 안테나 대신 4개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션의 거리-속도 추정 결과를 보여준다.
도 8은 정지 표적(A)과 비정지 표적(A)의 경우에 대한 각도 추정 결과를 보여준다.
도 9는 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 수신신호의 송신안테나별 구분 방법을 적용하는 전체적인 절차를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 프로세서를 이용한 신호처리를 통해 수신신호들을 송신안테나별로 구분하여 표적의 속도 및 각도를 추정하는 과정을 도시한다.
도 11은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다.
도 12는 위상 시퀀스 [P_a P_b] 및 [P_d P_c]에 해당하는 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은(unwrapped) 위상 값을 보여준다.
도 13은 등차수열로 배열된 위상 시퀀스에 FFT를 적용하여 제1 및 제2 표적의 각도를 추정한 결과를 보여준다.
도 14는 다양한 SNR에 대한 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은 위상 값을 보여준다.
도 15는 3개의 송신 안테나를 사용하는 3-PSK MIMO 레이더 시스템의 전송 신호를 보여준다.
도 16은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 3개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 갖는 3-PSK MIMO 레이더 시스템을 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다. 1 is a block diagram showing the configuration of a BPSK-MIMO FMCW radar system according to an exemplary embodiment of the present invention.
2 illustrates a transmission signal waveform of an FMCW radar system.
3 schematically shows a method for estimating an angle to a target using a Uniform Linear Array (ULA) antenna system.
4 illustrates angle estimation using a MIMO ULA antenna system.
5 shows a transmission signal of a BPSK-MIMO radar system using two transmission antennas.
6 shows the range-velocity estimation results in a simulation using a BPSK-MIMO radar system with two transmit antennas.
7 shows the distance-velocity estimation result of simulation using a BPSK-MIMO radar system equipped with 4 transmit antennas instead of 2 transmit antennas.
8 shows angle estimation results for a stationary target (A) and a non-stationary target (A).
9 shows an overall procedure for applying a method of distinguishing a received signal by transmission antenna according to an exemplary embodiment of the present invention.
10 illustrates a process of estimating the speed and angle of a target by classifying received signals according to transmission antennas through signal processing using a processor according to an exemplary embodiment of the present invention.
11 shows simulated distance-velocity estimation results using two transmit antennas and four receive antennas according to an exemplary embodiment of the present invention: (A) is a three-dimensional diagram, and (B) is a top-down view. It is a 2D diagram.
12 shows unwrapped phase values of eight virtual antennas corresponding to the phase sequences [P _a P _b ] and [P _d P _c ].
13 shows a result of estimating angles of first and second targets by applying FFT to a phase sequence arranged in an arithmetic sequence.
14 shows the unwrapped phase values of 8 virtual antennas for various SNRs.
15 shows a transmission signal of a 3-PSK MIMO radar system using three transmit antennas.
16 shows simulated range-velocity estimation results using a 3-PSK MIMO radar system with 3 transmit antennas and 4 receive antennas according to an exemplary embodiment of the present invention: (A) is a three-dimensional diagram; , (B) is a two-dimensional view viewed from above.

이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, preferred embodiments of the present invention will be described in more detail. The same reference numerals are used for the same components in the drawings, and redundant descriptions of the same components are omitted.

본 발명에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서 상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는 데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. Terms used in the present invention are only used to describe specific embodiments, and are not intended to limit the present invention. Singular expressions include plural expressions unless the context clearly dictates otherwise. In this application, the terms "include" or "have" are intended to designate that there is a feature, number, step, operation, component, part, or combination thereof described in the specification, but one or more other features It should be understood that the presence or addition of numbers, steps, operations, components, parts, or combinations thereof is not precluded. Also, terms such as first and second may be used to describe various components, but the components should not be limited by the terms. These terms are only used for the purpose of distinguishing one component from another.

도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템의 구성을 나타내는 블록도이다.1 is a block diagram showing the configuration of a BPSK-MIMO FMCW radar system according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템(10)은 송신부(20)와 이에 연결된 송신 안테나(30), 수신부(40)와 이에 연결된 수신 안테나(50), 그리고 디지털 신호 처리부(60), 거리/속도 추정부(70), 각도 추정부(80)를 포함할 수 있다.Referring to FIG. 1, the BPSK-MIMO FMCW radar system 10 includes a transmitter 20 and a transmit antenna 30 connected thereto, a receiver 40 and a receive antenna 50 connected thereto, and a digital signal processor 60, A distance/velocity estimation unit 70 and an angle estimation unit 80 may be included.

송신부(20)는 신호 발생기(22)와 발진기(24)를 포함할 수 있다. 신호 발생기(22)와 발진기(24)는 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호를 생성하여 송신 안테나(30)를 통해 무선 송신하도록 구성될 수 있다. 구체적으로 파형 발생기(22)는 제공되는 송신정보(디지털)에 기초하여 원하는 주기와 모양의 아날로그 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어 신호발생기(22)는 삼각파형의 변조된 신호(삼각파)를 발진기(24)에 제공할 수 있다. 발진기(24)는 파형발생기(24)가 제공하는 신호를 무선 송출하기 위해 시간에 따라 주파수가 증가하는 처프 신호로 변환할 수 있다. 그 처프 신호는 무선송출에 필요한 출력으로 증폭되어 송신 안테나(30)를 통해 송신될 수 있다. 발진기(24)는 예컨대 전압제어발진기(Voltage Control Oscillator: VCO)로 구성될 수 있다. The transmitter 20 may include a signal generator 22 and an oscillator 24 . Signal generator 22 and oscillator 24 may be configured to generate a chirp signal whose frequency increases with time and transmit it wirelessly through transmit antenna 30 . Specifically, the waveform generator 22 may generate an analog signal having a desired period and shape based on transmitted information (digital) provided. For example, the signal generator 22 may provide a modulated signal (triangular wave) of a triangular waveform to the oscillator 24 . The oscillator 24 may convert the signal provided by the waveform generator 24 into a chirp signal whose frequency increases over time for wireless transmission. The chirp signal can be amplified to an output required for wireless transmission and transmitted through the transmission antenna 30. The oscillator 24 may include, for example, a voltage control oscillator (VCO).

이렇게 송신된 신호가 주변의 표적에 의해 반사되어 수신 안테나(50)를 통해 수신될 수 있다. 수신부(40)의 구성요소들은 수신 안테나(50)에 연결된 cos 채널(I 채널)과 sin 채널(Q 채널)을 형성할 수 있다. cos 채널(I 채널)은 제1 믹서(41), 제1 저역통과필터(LPF, 44), 제1 아날로그-디지털 변환기(ADC, 46)를 포함할 수 있고, sin 채널(Q 채널)도 마찬가지로 제2 믹서(43), 제2 저역통과필터(45), 제2 아날로그-디지털 변환기(ADC, 47)를 포함할 수 있다. cos 채널(I 채널)에서, 제1 믹서(41)는 수신 안테나(50)와 발진기(24)에 연결되어 수신 신호를 송신에 사용한 처프 신호와 곱해준다. 제1 믹서(41)에서 두 개의 정현파 신호를 곱하면 고주파 신호와 저주파 신호가 생성되는데, 제1 LPF(44)를 통해 고주파 신호를 제거해줄 수 있다. 제1 ADC(46)는 제1 LPF(44)의 출력신호의 샘플링을 통해 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있다. sin 채널(Q 채널)에서도 cos 채널(I 채널)에서와 동일한 신호처리가 이루어질 수 있다. 다만, 제2 믹서(43)에는, 송신에 사용한 처프 신호(즉, 발진기(24) 출력신호)가 그대로 제공되는 것이 아니라, 위상 쉬프터(42)를 통해 90° 만큼 위상 쉬프트한 처프 신호가 제공된다는 점이 cos 채널(I 채널)에서의 신호처리와 다르다. 이처럼, 제1 믹서(41)는 수신신호에 송신용 처프 신호를 그대로 곱해주고, 또 다른 제2 믹서(43)는 수신신호에 처프 신호를 90도만큼 위상 쉬프트 한 뒤 곱해줌으로써, cos 채널(I 채널) 신호와 sin 채널(Q 채널) 신호를 형성할 수 있다.The transmitted signal may be reflected by a nearby target and received through the receiving antenna 50 . Components of the receiving unit 40 may form a cos channel (I channel) and a sin channel (Q channel) connected to the receiving antenna 50. The cos channel (I channel) may include a first mixer 41, a first low pass filter (LPF, 44), and a first analog-to-digital converter (ADC, 46), and the sin channel (Q channel) is likewise A second mixer 43, a second low pass filter 45, and a second analog-to-digital converter (ADC, 47) may be included. In the cos channel (I channel), the first mixer 41 is connected to the receiving antenna 50 and the oscillator 24 to multiply the received signal with the chirp signal used for transmission. When two sinusoidal signals are multiplied by the first mixer 41, a high frequency signal and a low frequency signal are generated, and the high frequency signal can be removed through the first LPF 44. The first ADC 46 may convert an analog signal into a digital signal through sampling of the output signal of the first LPF 44 . The same signal processing as that of the cos channel (I channel) can be performed on the sin channel (Q channel). However, the chirp signal used for transmission (ie, the output signal of the oscillator 24) is not provided to the second mixer 43 as it is, but a chirp signal phase-shifted by 90° through the phase shifter 42 is provided. This point is different from signal processing in the cos channel (I channel). As such, the first mixer 41 multiplies the received signal by the chirp signal for transmission as it is, and the second mixer 43 phase-shifts the chirp signal by 90 degrees and multiplies the received signal by 90 degrees, so that the cos channel (I channel) signal and a sin channel (Q channel) signal.

디지털 신호 처리부(60)는 수신부(40)의 제1 및 제2 ADC(46, 47)를 통과한 신호에 여러 디지털 신호처리(윈도우잉, 필터링, FFT 등)를 수행할 수 있다. 특히, 디지털화 된 cos 채널(I 채널) 신호와 sin 채널(Q 채널) 신호에 대하여 2D FFT를 수행할 수 있다.The digital signal processing unit 60 may perform various digital signal processing (windowing, filtering, FFT, etc.) on signals that have passed through the first and second ADCs 46 and 47 of the receiving unit 40 . In particular, 2D FFT may be performed on the digitized cos channel (I channel) signal and sin channel (Q channel) signal.

디지털 신호 처리부(60)에서 처리된 디지털 신호는 거리/속도 추정부(70)에 제공되어 표적의 거리와 속도를 추정할 수 있고, 또한 각도 추정부(80)에 제공되어 표적의 각도를 추정할 수 있다. 특히, 거리/속도 추정부(70)는 2D FFT 처리된 신호에 대하여 CFAR 알고리즘을 적용하여 거리-속도 도메인에서의 피크들을 검출하고 각 피크의 위상 값을 추출하는 처리, 추출된 위상 값들이 등차수열을 이루도록 배열하고, 그렇게 등차수열로 배열된 위상 값 시퀀스에 기반하여 수신신호들과 각 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하여 수신신호를 송신안테나별로 구분하는 처리, 그리고 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 표적의 거리와 속도를 추정하는 처리를 수행할 수 있다. 각도 추정부(80) 역시 각 송신안테나별로 구분된 수신신호를 이용하여 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 각도정보를 산출할 수 있다.The digital signal processed by the digital signal processor 60 is provided to the distance/velocity estimation unit 70 to estimate the distance and speed of the target, and is also provided to the angle estimation unit 80 to estimate the angle of the target. can In particular, the distance/velocity estimator 70 detects peaks in the distance-velocity domain by applying the CFAR algorithm to the 2D FFT-processed signal and extracts phase values of each peak, and the extracted phase values form an arithmetic sequence Arranged to form , processing of classifying the received signal for each transmit antenna by determining the corresponding relationship between the received signals and each transmit antenna based on the phase value sequence arranged in an arithmetic sequence, and the received signal classified for each transmit antenna The process of estimating the distance and speed of the target can be performed using The angle estimation unit 80 may also calculate angle information of each target by applying an angle estimation algorithm using received signals classified for each transmission antenna.

디지털 신호 처리부(60), 거리/속도 추정부(70), 그리고 각도 추정부(80)는 처리장치(90)와 같은 하드웨어와 그 처리장치(90)에서 실행될 수 있는 프로그램(이 프로그램은 후술하는 본 발명의 실시예에 따른 방법의 알고리즘을 컴퓨터 프로그램으로 구현한 것임)으로 구현될 수 있다. 처리장치(90)는 예를 들어 프로세서, 콘트롤러, ALU(arithmetic logic unit), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor), 마이크로컴퓨터, FPA(field programmable array), PLU(programmable logic unit), 마이크로프로세서, 또는 명령(instruction)을 실행하고 응답할 수 있는 다른 어떠한 장치와 같이, 하나 이상의 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터를 이용하여 구현될 수 있다. 처리 장치(90)는 운영 체제(OS) 및 상기 운영 체제 상에서 수행되는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션을 수행할 수 있다. 또한, 처리 장치는 소프트웨어의 실행에 응답하여, 데이터를 접근, 저장, 조작, 처리 및 생성할 수도 있다.The digital signal processing unit 60, the distance/velocity estimating unit 70, and the angle estimating unit 80 are hardware such as the processing device 90 and a program that can be executed in the processing device 90 (this program will be described later). The algorithm of the method according to the embodiment of the present invention is implemented as a computer program). The processing unit 90 may be, for example, a processor, a controller, an arithmetic logic unit (ALU), a digital signal processor, a microcomputer, a field programmable array (FPA), a programmable logic unit (PLU), a microprocessor, or Like any other device capable of executing and responding to instructions, it may be implemented using one or more general purpose or special purpose computers. The processing device 90 may run an operating system (OS) and one or more software applications running on the operating system. A processing device may also access, store, manipulate, process, and generate data in response to execution of software.

다음으로, BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템(10)의 기본적인 동작 원리를 좀 더 구체적으로 설명한다. FMCW 레이더는 각 주파수가 시간에 따라 선형적으로 증가하는 주기적 처프 신호를 전송한다. 단일 처프에 대해 전송된 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.Next, the basic operating principle of the BPSK-MIMO FMCW radar system 10 will be described in more detail. FMCW radar transmits a periodic chirp signal in which each frequency increases linearly with time. The signal transmitted for a single chirp can be expressed as:

......(1)

......(One)

여기서 f_c, B 및 T_c는 각각 처프 신호의 캐리어 주파수, 대역폭 및 지속 시간을 각각 나타낸다. Here, f _c , B and T _c represent the carrier frequency, bandwidth and duration of the chirp signal, respectively.

도 2는 FMCW 레이더 시스템의 송신 신호 파형을 나타낸다. 도 2에 도시된 바와 같이, 송신부(20)에 의한 송신은 L개의 연속적인 처프에 대해 반복된다. 그런 다음, 표적에 의해 반사되어 수신부(40)에 수신된 신호는 전송된 신호와 곱해져서 반송파 주파수 성분을 제거한다. 그 결과로 생성된 중간 주파수(IF) 대역 신호는 다음과 같이 2D 지수 함수로 표현될 수 있다.2 shows a transmission signal waveform of an FMCW radar system. As shown in Fig. 2, transmission by the transmitter 20 is repeated for L consecutive chirps. Then, the signal reflected by the target and received by the receiver 40 is multiplied with the transmitted signal to remove the carrier frequency component. The resulting intermediate frequency (IF) band signal can be expressed as a 2D exponential function as follows.

......(2)

여기서, n과 N은 각 처프 내 샘플링 인덱스와 샘플링 개수를 나타내고, l과 L은 각 처프 내 처프 인덱스와 처프 개수를 나타낸다. 또한, R과 v는 표적의 거리와 속도를 나타내고, T_s는 샘플링 주기, c는 빛의 속도, φ는 고정 위상 성분을 나타낸다. 이 IF 대역 신호는 n-축과 l-축을 따라 각각 2BR/T_cc와 2v/λ의 주파수를 갖는다. 따라서 식 (2)에 2D 푸리에 변환을 적용하면 표적의 거리와 속도를 추정할 수 있다.Here, n and N represent the sampling index and the number of samplings in each chirp, and l and L represent the chirp index and the number of chirps in each chirp. In addition, R and v represent the distance and speed of the target, T _s represents the sampling period, c represents the speed of light, and φ represents the fixed phase component. This IF band signal has frequencies of 2BR/T _c c and 2v/λ along the n-axis and l-axis, respectively. Therefore, by applying 2D Fourier transform to Equation (2), the distance and speed of the target can be estimated.

또한, 각도 추정은 균일 선형 어레이(Uniform Linear Array: ULA) 안테나 시스템을 사용하여 달성할 수 있다. 도 3은 ULA 안테나 시스템(송신 안테나 1개, 수신 안테나 8개)을 이용하여 표적의 각도 추정을 하는 것을 나타낸다. 도 3에 예시된 ULA 안테나 시스템(100)에서, 다수의 수신 안테나들(Rx1 - Rx8)의 안테나 간격이 d이고, 하나의 송신 안테나(Tx1)에서 송신되어 표적에 의해 반사되어 수신 안테나(Rx1 - Rx8)를 통해 수신되는 수신신호의 파장과 입사각이 각각 λ과 θ인 경우, 인접 수신 안테나 간의 위상차(ω)는 ω= 2π(d sinθ)/λ과 같이 나타낼 수 있다. 이 위상 항 ω은 식 (2)에 통합되어 다음과 같이 표현될 수 있는 3차원 IF 대역 신호를 만들 수 있다. Angle estimation can also be achieved using a Uniform Linear Array (ULA) antenna system. 3 shows the angle estimation of a target using a ULA antenna system (one transmit antenna, eight receive antennas). In the ULA antenna system 100 illustrated in FIG. 3, the antenna spacing of the plurality of receiving antennas (Rx1 to Rx8) is d, and transmitted from one transmit antenna (Tx1) is reflected by a target and is reflected by the receiving antenna (Rx1 to Rx8). When the wavelength and incident angle of the received signal received through Rx8) are λ and θ, respectively, the phase difference ω between adjacent receiving antennas can be expressed as ω = 2π(d sinθ)/λ. This phase term ω can be incorporated into equation (2) to create a three-dimensional IF band signal that can be expressed as

......(3)

여기서, p는 안테나 인덱스이고, P는 수신 안테나(Rx1 - Rx8)의 수이다. 이 신호는 일반적으로 레이더 데이터 큐브(radar data cube)로 알려져 있다. 레이더 데이터 큐브의 각 차원에 푸리에 변환을 적용하여 표적의 거리, 속도 및 각도를 추정할 수 있다.Here, p is an antenna index, and P is the number of receiving antennas (Rx1 to Rx8). This signal is commonly known as a radar data cube. By applying a Fourier transform to each dimension of the radar data cube, the target's range, velocity and angle can be estimated.

도 4는 MIMO ULA 안테나 시스템을 사용한 각도 추정을 예시한다. MIMO 레이더 시스템에서는 레이더의 탐지 성능을 향상시키기 위해 ULA 형태로 배열된 여러 개의 송신안테나 및 수신 안테나가 사용될 수 있다. 예를 들어, 도 4는 2개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)와 4개의 수신 안테나(Rx1 - Rx4)가 있는 MIMO 레이더 시스템의 MIMO ULA 안테나 구성을 보여준다. 제2 송신 안테나(Tx2)에서 전송된 신호는 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송된 신호에 비해 4d sinθ의 거리를 더 이동하므로, 제2 송신 안테나(Tx2)에서 전송된 수신 신호의 위상은 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송된 수신신호의 위상보다 2π(4d sinθ)/λ만큼 더 높다. 결과적으로 도 4에 도시된 안테나 구성의 각도 추정 성능은 도 3에 도시된 안테나 구성의 그것과 유사하다. MIMO 안테나 방식의 주요 장점은 전체 안테나 소자의 수를 줄일 수 있다는 점이다.4 illustrates angle estimation using a MIMO ULA antenna system. In the MIMO radar system, multiple transmit and receive antennas arranged in a ULA form may be used to improve radar detection performance. For example, FIG. 4 shows a MIMO ULA antenna configuration of a MIMO radar system having two transmit antennas (Tx1 and Tx2) and four receive antennas (Rx1 to Rx4). Since the signal transmitted from the second transmission antenna (Tx2) travels a distance of 4d sinθ more than the signal transmitted from the first transmission antenna (Tx1), the phase of the received signal transmitted from the second transmission antenna (Tx2) is 1 higher than the phase of the received signal transmitted from the transmit antenna (Tx1) by 2π(4d sinθ)/λ. As a result, the angle estimation performance of the antenna configuration shown in FIG. 4 is similar to that of the antenna configuration shown in FIG. 3 . The main advantage of the MIMO antenna scheme is that the total number of antenna elements can be reduced.

MIMO 안테나 시스템을 최대한 활용하려면 서로 다른 송신 안테나에서 전송되는 신호를 구별해야 한다. 예를 들어, 도 4의 경우 제1 송신 안테나(Tx1)에서 어떤 신호 성분이 전송되었고, 제2 송신 안테나(Tx2)에서는 어떤 신호 성분이 전송되는지를 수신신호에서 구별할 필요가 있다. 이러한 문제를 해결하기 위해 TDM, FDM, CDM 등 다양한 다중화 방식이 존재한다. 이러한 다양한 기술 중 BPSK는 미리 할당된 코드를 이용하여 송신 신호의 위상을 변조하는 방식이다. 이 코드는 전송된 신호들이 서로 직교하도록 특별히 설계된다.To get the most out of a MIMO antenna system, it is necessary to distinguish between signals transmitted by different transmit antennas. For example, in the case of FIG. 4 , it is necessary to distinguish which signal component is transmitted from the first transmission antenna (Tx1) and which signal component is transmitted from the second transmission antenna (Tx2) in the received signal. To solve this problem, various multiplexing schemes such as TDM, FDM, and CDM exist. Among these various technologies, BPSK is a method of modulating the phase of a transmission signal using a pre-allocated code. This code is specifically designed so that the transmitted signals are orthogonal to each other.

도 5는 2개의 송신 안테나를 사용하는 BPSK-MIMO 레이더 시스템의 송신 신호를 보여준다. (A)와 (B)의 신호는 제1 송신 안테나와 제2 송신 안테나를 통해 각각 송신될 수 있다. 처프(chirp)에 코드 1이 할당되면, 전송 신호의 위상이 0으로 변조되는데, 이는 아래 식 (4)로 표시되는 신호가 전송됨을 의미한다. 5 shows a transmission signal of a BPSK-MIMO radar system using two transmission antennas. Signals of (A) and (B) may be transmitted through the first transmit antenna and the second transmit antenna, respectively. When code 1 is assigned to the chirp, the phase of the transmission signal is modulated to 0, which means that the signal represented by Equation (4) below is transmitted.

......(4)

반면에 처프에 0의 코드가 할당되면, 전송신호의 위상은 π만큼 변조되고 아래 식 (5)의 신호가 전송된다. On the other hand, if a code of 0 is assigned to the chirp, the phase of the transmission signal is modulated by π and the signal of Equation (5) below is transmitted.

......(5)

도 5와 같이 제1 송신 안테나(Tx1)가 1111의 코드로 송신하고, 제2 송신 안테나(Tx2)가 1010의 코드로 송신할 때, 홀수 인덱스의 수신 신호는 r_odd(t) = r₁(t) + r₂(t)로 표현될 수 있고, 짝수 인덱스의 수신 신호는 r_even(t) = r₁(t) - r₂(t)로 표현될 수 있다. 여기서, r₁(t)는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 수신된 신호 성분을 나타내고, 와 r₂(t)는 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 수신된 신호 성분을 나타낸다. 따라서 각 송신 안테나로부터의 수신 신호는 다음과 같은 디코딩 과정을 통해 분해될 수 있다.As shown in FIG. 5, when the first transmit antenna Tx1 transmits with a code of 1111 and the second transmit antenna Tx2 transmits with a code of 1010, the received signal with an odd index is r _odd (t) = r ₁ ( t) + r ₂ (t), and the received signal of an even index may be expressed as r _even (t) = r ₁ (t) - r ₂ (t). Here, r ₁ (t) represents a signal component received from the first transmission antenna (Tx1), and r ₂ (t) represents a signal component received from the second transmission antenna (Tx2). Therefore, the received signal from each transmit antenna can be decomposed through the following decoding process.

......(6)

......(7)

한편, BPSK-MIMO 레이더 시스템을 사용하여 표적을 탐지하는 것은 주로 표적의 거리(range), 속도(velocity), 각도(angle)를 추정하는 것을 포함한다. BPSK-MIMO 레이더 시스템에서 거리 추정은 일반적인 FMCW 레이더 시스템과 유사하게 수행된다. 그러나 기존의 속도 및 각도 추정 방법을 사용하는 경우 MIMO 시스템의 도플러-각도 모호성으로 인해 문제가 발생한다. Meanwhile, detecting a target using the BPSK-MIMO radar system mainly includes estimating a range, velocity, and angle of the target. In BPSK-MIMO radar system, distance estimation is performed similarly to general FMCW radar system. However, problems arise due to Doppler-angle ambiguity in MIMO systems when using conventional velocity and angle estimation methods.

FMCW 레이더 시스템에서 표적의 속도 추정은 여러 처프 신호 간의 위상차를 사용하여 수행된다. 예를 들어, 기존의 FMCW 레이더 시스템에서는 식 (2)와 식 (3)에서 관찰된 바와 같이 인접한 처프들 간에 위상이 2π(2v/λ)T_c 만큼 차이가 나고, 속도는 다중 처프 신호들 간의 위상 증분을 이용하여 추정된다. 그러나 BPSK-MIMO 레이더 시스템에서 수신된 신호는 다중 송신 안테나로부터의 다중 신호 성분으로 구성되며, 위상 증가분은 단순히 2π(2v/λ)T_c 로 표현될 수 없다.

........(8)In the FMCW radar system, target velocity estimation is performed using the phase difference between several chirp signals. For example, in the existing FMCW radar system, as observed in Equations (2) and (3), the phase differs by 2π(2v/λ)T _c between adjacent chirps, and the speed varies between multiple chirp signals. Estimated using phase increments. However, the signal received in the BPSK-MIMO radar system is composed of multiple signal components from multiple transmit antennas, and the phase increment cannot be simply expressed as 2π(2v/λ)T _c .

........(8)

식 (8)은 도 4와 같은 안테나 구성을 설정하고, 도 5와 같이 송신 신호를 변조한 경우, 제1 수신 안테나(Rx1)의 수신 신호를 나타낸다. 식 (8)에서, 첫 번째 항은 2π(2v/λ)T_c의 위상 증분을 갖는 일반적인 수신 신호를 나타낸다. 그러나 두 번째 항은 부호 반전을 포함하므로 위상이 2π(2v/λ)T_c+π 만큼씩 증가한다. 그 결과 IF대역 신호에 2D 푸리에 변환을 적용하면 거리-속도 검출 결과에서 2 개의 피크가 발생한다.Equation (8) represents the received signal of the first receiving antenna Rx1 when the antenna configuration shown in FIG. 4 is set and the transmission signal is modulated as shown in FIG. 5 . In Equation (8), the first term represents a typical received signal with a phase increment of 2π(2v/λ)T _c . However, since the second term includes sign inversion, the phase increases by 2π(2v/λ)T _c +π. As a result, when 2D Fourier transform is applied to the IF band signal, two peaks occur in the distance-velocity detection result.

레이더의 시야에서 3개의 표적이 움직인다고 가정하고, 앞서 언급한 안테나 구성을 사용하여 시뮬레이션을 수행했다. 도 6은 2개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션에서 거리-속도 추정 결과를 보여준다. 이 시뮬레이션을 통해 얻은 거리-속도 추정 결과를 보여준다. 시뮬레이션 파라미터는 기존의 자동차 레이더 파라미터를 사용하는 표 1과 같이 설정하였다. 그 결과 ㅁλ/(4T_c) = ㅁ19.48 m/s의 최대 탐지가능 속도(maximum detectable velocity)가 나타났다. 또한 SNR은 0dB로 설정하였고, 표적들의 거리와 속도는 (30m, 12m/s), (50m, 4m/s), (60m, -3m/s)로 각각 설정하였다. Simulations were performed using the aforementioned antenna configuration, assuming three targets moving in the radar's field of view. 6 shows the range-velocity estimation results in a simulation using a BPSK-MIMO radar system with two transmit antennas. The distance-velocity estimation result obtained through this simulation is shown. Simulation parameters were set as shown in Table 1 using existing automotive radar parameters. As a result, the maximum detectable velocity of ㅁλ/(4T _c ) = ㅁ19.48 m/s appeared. In addition, the SNR was set to 0dB, and the distance and speed of the targets were set to (30m, 12m/s), (50m, 4m/s), and (60m, -3m/s), respectively.

도 6에서 볼 수 있듯이 각 표적에 대해 거리-속도 검출 결과에서 두 개의 피크가 발생하여 도플러 모호성이 발생함을 알 수 있다. 이는 하나의 피크는 제1 송신 안테나(Tx1)의 신호로 인해 생성되고, 나머지 하나의 피크는 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호로 인해 생성되기 때문이다. 예를 들어 30m 떨어진 지점에 위치한 표적의 경우, 제1 송신 안테나(Tx1)로부터의 송신신호로 인해 12m/s에서 피크가 발생하였고, 다른 하나의 피크는 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호로 인해 12-19.48 = -7.48 m/s에서 발생했다. 나머지 다른 표적에 대해서도 유사한 결과가 관찰되었으며, 표적의 속도는 유일하게(uniquely) 결정되지 않았다. 그 결과 최대 탐지가능 속도가, 19.48m/s에서 9.74m/s로, 절반으로 감소했다.As can be seen in FIG. 6, it can be seen that Doppler ambiguity occurs because two peaks occur in the distance-velocity detection result for each target. This is because one peak is generated by the signal of the first transmission antenna (Tx1) and the other peak is generated by the signal of the second transmission antenna (Tx2). For example, in the case of a target located 30m away, a peak occurred at 12m/s due to the transmission signal from the first transmission antenna (Tx1), and the other peak occurred due to the signal from the second transmission antenna (Tx2). Occurred at 12-19.48 = -7.48 m/s. Similar results were observed for the other targets, and the velocity of the target was not uniquely determined. As a result, the maximum detectable speed was reduced by half, from 19.48 m/s to 9.74 m/s.

앞의 결과는 2개 이상의 송신 안테나로 구성된 BPSK-MIMO 레이더 시스템으로 확장될 수 있다. 도 7은 2개의 송신 안테나 대신 4개의 송신 안테나를 구비한 BPSK-MIMO 레이더 시스템을 이용한 시뮬레이션의 거리-속도 추정 결과를 보여준다. 송신 안테나의 수를 제외하고 레이더 시스템 파라미터와 타겟 정보는 도 6과 동일하게 설정하였다. 또한 4개의 송신 안테나에서 전송되는 신호의 위상은 Hadamard 코딩 방법을 사용하여 코딩하였다. 이 방법은 4개의 송신 안테나가 (1, 1, 1, 1), (1, 0, 1, 0), (1, 1, 0, 0), (1, 0, 0, 1)의 코드로 전송한다. 그리고 각 송신안테나로부터의 수신 신호들은 코드들 사이의 직교성을 이용하여 분해될 수 있다. The above result can be extended to a BPSK-MIMO radar system composed of two or more transmit antennas. 7 shows the distance-velocity estimation result of simulation using a BPSK-MIMO radar system equipped with 4 transmit antennas instead of 2 transmit antennas. Except for the number of transmit antennas, the radar system parameters and target information were set the same as in FIG. 6 . In addition, the phases of the signals transmitted from the four transmit antennas were coded using the Hadamard coding method. In this method, four transmit antennas are coded as (1, 1, 1, 1), (1, 0, 1, 0), (1, 1, 0, 0), (1, 0, 0, 1). send. Also, signals received from each transmission antenna may be decomposed using orthogonality between codes.

도 7에 도시된 것과 같이 각각의 표적에 대해 거리-속도 검출 결과에서 4개의 피크가 발생하였고, 최대 탐지가능 속도는 4분의 1로 감소하였다. 일반적으로 타임 슬롯을 나누어 다중화를 하는 경우, 송신 안테나의 개수만큼 최대 탐지가능 속도가 감소한다. 이는 속도 추정 성능을 상당히 저하시킨다. 이는 특히 표적에 대하여 매우 빠른 탐지 속도가 요구되는 자동차 애플리케이션에 바람직하지 않을 수 있다. 따라서 도플러 모호성을 해결하고 표적에 대한 최대 탐지가능 속도를 유지하기 위해서는 피크와 송신 안테나 간의 대응 관계를 결정해야 한다.As shown in FIG. 7, four peaks occurred in the distance-velocity detection result for each target, and the maximum detectable velocity decreased by a quarter. In general, when multiplexing is performed by dividing time slots, the maximum detectable rate decreases by the number of transmit antennas. This significantly degrades the velocity estimation performance. This can be particularly undesirable for automotive applications where very fast detection rates for targets are required. Therefore, in order to resolve the Doppler ambiguity and maintain the maximum detectable speed for the target, the correspondence between the peak and the transmit antenna must be determined.

다음으로, BPSK-MIMO 레이다 시스템을 이용한 기존의 각도 추정 방법은 다음과 같다. MIMO 레이더 시스템에서는 앞서 설명한 것처럼 표적의 각도를 추정할 때 각 송신 안테나의 신호를 구분해야 한다. 이를 위해 BPSK-MIMO 레이더 시스템에서 수신된 신호에 식 (6)과 (7)의 디코딩 과정을 적용할 수 있다. 그러나 표적이 비정지(non-stationary) 표적일 때 각 송신 안테나의 신호는 속도 유도 위상 항(Velocity-induced phase term)으로 인해 제대로 구분될 수 없다. 예를 들어, 디코딩 프로세스가 식 (8)에 표시된 수신 신호에 적용될 때 결과 신호는 다음과 같다.Next, the conventional angle estimation method using the BPSK-MIMO radar system is as follows. As described above, in a MIMO radar system, signals from each transmit antenna must be distinguished when estimating the angle of a target. To this end, the decoding processes of Equations (6) and (7) can be applied to the signals received in the BPSK-MIMO radar system. However, when the target is a non-stationary target, the signal of each transmit antenna cannot be properly distinguished due to the velocity-induced phase term. For example, when the decoding process is applied to the received signal shown in Equation (8), the resulting signal is

......(9)

......(10)

속도 유도 위상 항 2π(2v/λ)T_c 로 인해, 불필요한 요소가 상쇄되지 못하고 각 송신 안테나로부터의 신호가 제대로 구분될 수 없다. Due to the velocity-derived phase term 2π(2v/λ)T _c , unnecessary elements cannot be canceled out and signals from each transmission antenna cannot be properly distinguished.

도 8은 정지 표적(A)과 비정지 표적(A)의 경우에 대한 각도 추정 결과를 보여준다. 도 8을 참조하면, 각도는 -20°로 동일하게 설정하고, 속도는 각각 0m/s 및 15m/s로 설정하였다. 도시된 것과 같이 표적이 정지해 있을 때 표적의 각도가 적절하게 추정되었다. 각도 추정에는 FFT 방법을 사용할 수 있다. FFT 방법을 사용하는 경우, 추정된 각도에 약간의 오차가 있을 수 있다. MUSIC 또는 ESPRIT와 같은 보다 복잡한 알고리즘을 사용하여 추정 정확도를 향상시킬 수 있지만, 빠른 계산을 위해서는 FFT 방법이 유유용하다. 하지만, 표적이 움직이는 경우, 표적의 각도 추정에 큰 오차가 생긴다.8 shows angle estimation results for a stationary target (A) and a non-stationary target (A). Referring to FIG. 8, the angle was set to -20°, and the speed was set to 0 m/s and 15 m/s, respectively. As shown, the angle of the target was properly estimated when the target was stationary. The FFT method can be used for angle estimation. When using the FFT method, there may be some error in the estimated angle. More complex algorithms such as MUSIC or ESPRIT can be used to improve estimation accuracy, but FFT methods are useful for fast calculations. However, when the target is moving, a large error occurs in estimating the angle of the target.

이 문제를 해결하기 위해, 수신 신호의 위상을 보상하여 시간 영역 또는 주파수 영역에서 속도 유도 위상 항을 제거할 수 있다. 시간 영역과 주파수 영역에서 목표물의 속도를 먼저 추정한 다음, 추정한 속도 값을 사용하여 수신 신호의 위상을 -(2v/λ)T_c 만큼 보상했다. 그러나 이러한 위상 보상 방법은 추정된 속도 값이 실제 값과 약간 다를 경우에도 큰 오차가 발생할 수 있다. 예를 들어, 속도 분해능이 v_res인 경우, 속도 bin은 v_res의 간격으로 나뉘며 추정된 속도는 노이즈에 관계없이 실제 값에서v_res/2 만큼 벗어날 수 있다. 속도 분해능은 FMCW 레이더 시스템에서 λ/(2LT_c)로 정의될 수 있다. 따라서 보상된 위상 값은

만큼 오프셋될 수 있다. 이 값은

와 비슷한 차수이므로, 위상 보상을 적용하더라도 표적의 각도를 확실하게 추정할 수 없다.To solve this problem, the phase of the received signal may be compensated to remove the velocity-derived phase term in the time domain or frequency domain. The velocity of the target was first estimated in the time domain and frequency domain, and then the phase of the received signal was compensated by -(2v/λ)T _c using the estimated velocity value. However, in this phase compensation method, a large error may occur even when the estimated speed value is slightly different from the actual value. For example, if the speed resolution is v _res , the speed bins are divided by the interval v _res and the estimated speed may deviate from the actual value by v _res /2 regardless of noise. Velocity resolution can be defined as λ/(2LT _c ) in the FMCW radar system. Therefore, the compensated phase value is

can be offset by this value is

Since it is of similar order to , even if phase compensation is applied, the angle of the target cannot be reliably estimated.

본 발명의 예시적인 실시예는 표적의 속도와 각도를 추정할 때 전술한 문제들 특히, 도플러-각도 모호성을 해결하기 위해, 수신된 레이더 신호를 각 송신 안테나별로 효율적으로 구별하는 방법을 제공한다. 이하에서는 그 방법을 구체적으로 설명한다. Exemplary embodiments of the present invention provide a method for efficiently distinguishing received radar signals for each transmit antenna to solve the above-described problems, particularly Doppler-angle ambiguity, when estimating the velocity and angle of a target. The method will be described in detail below.

각 송신 안테나의 신호를 구별하기 위해, 발명자들은 수신된 신호의 거리-속도 검출 결과에서 피크의 위상이 도 3과 같이 등차수열을 형성한다는 사실에 주목한다. 예컨대 도 4에 도시된 것처럼, 두 개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)와 4개의 수신 안테나(Rx1 - Rx4)가 ULA 형태로 구비된 MIMO FMCW 레이더 시스템에서, 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송되고 제1 수신 안테나(Rx1)에서 수신된 신호의 위상(P_a1) 값이 φ일 때, 이를 포함한 나머지 다른 수신 신호들의 위상(P_a1- P_a4, P_b1- P_b4)은 다음과 같이 표현할 수 있다. In order to discriminate the signal of each transmission antenna, the inventors pay attention to the fact that the phase of the peak in the distance-velocity detection result of the received signal forms an arithmetic sequence as shown in FIG. For example, as shown in FIG. 4, in a MIMO FMCW radar system equipped with two transmit antennas (Tx1, Tx2) and four receive antennas (Rx1 to Rx4) in the form of a ULA, the first transmit antenna (Tx1) transmits and the second transmit antenna (Tx1) When the value of the phase (P _a1 ) of a signal received at 1 reception antenna (Rx1) is φ, the phases (P _a1 - P _a4 , P _b1 - P _b4 ) of other received signals including this value can be expressed as follows. .

Tx1 → Rx1 : P_a1= φTx1 → Rx1 : P _a1 = φ

Tx1 → Rx2 : P_a2= φ+ωTx1 → Rx2 : P _a2 = φ+ω

Tx1 → Rx3 : P_a3= φ+2ωTx1 → Rx3 : P _a3 = φ+2ω

Tx1 → Rx4 : P_a4= φ+3ωTx1 → Rx4 : P _a4 = φ+3ω

Tx2 → Rx1 : P_b1= φ+4ωTx2 → Rx1 : P _b1 = φ+4ω

Tx2 → Rx2 : P_b2= φ+5ωTx2 → Rx2 : P _b2 = φ+5ω

Tx2 → Rx3 : P_b3= φ+6ωTx2 → Rx3 : P _b3 = φ+6ω

Tx2 → Rx4 : P_b4= φ+7ω ......(11)Tx2 → Rx4 : P _b4 = φ+7ω ......(11)

이 위상값들은 등차수열을 이룬다. 예컨대, 위의 예에서 두 개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)로부터 전송되어 수신된 수신신호의 거리-속도 평면에서의 피크들의 두 위상 시퀀스가 등차수열을 형성할 때, 그 위상 시퀀스 중 선행 서브 위상 시퀀스(former phase sequence)는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 서브 위상 시퀀스(latter phase sequence)는 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 송신된 신호들에 대응한다. 여기서, 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 수의 위상들의 시퀀스이다. 예컨대, 수신신호 위상 시퀀스 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4 P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]가 등차수열을 형성할 때, 선행 위상 시퀀스 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 위상 시퀀스 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]는 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 송신된 신호들에 대응한다. 만약 위상 시퀀스 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4 P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]가 등차수열을 이룬다면, 선행 위상 시퀀스(제1 서브 위상 시퀀스) [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]가 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 송신된 신호들에 대응하고, 후행 위상 시퀀스(제2 서브 위상 시퀀스) [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]가 제2 송신 안테나(Tx2)로부터 송신된 신호들에 대응한다. 이러한 등차수열로 배열된 수신신호들의 위상정보는 수신신호들과 송신 안테나들 간의 대응관계를 결정하는 데 활용될 수 있다.These phase values form an arithmetic sequence. For example, in the above example, when two phase sequences of peaks in the distance-velocity plane of the received signal transmitted from the two transmission antennas Tx1 and Tx2 form an arithmetic sequence, the preceding sub-phase sequence among the phase sequences The former phase sequence corresponds to signals transmitted from the first transmission antenna Tx1, and the later sub-phase sequence corresponds to signals transmitted from the second transmission antenna Tx2. Here, each sub-phase sequence is a sequence of the same number of phases as the number of receiving antennas. For example, when the received signal phase sequence [P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 ] forms an arithmetic sequence, the preceding phase sequence [P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 ] is the first transmit antenna Corresponds to the signals transmitted from (Tx1), and the trailing phase sequence [P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 ] corresponds to signals transmitted from the second transmit antenna (Tx2). If the phase sequence [P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 ] forms an arithmetic sequence, the preceding phase sequence (first sub-phase sequence) [P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 ] 1 corresponds to signals transmitted from the transmit antenna Tx1, and the following phase sequence (second sub-phase sequence) [P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 ] corresponds to signals transmitted from the second transmit antenna Tx2 do. The phase information of the received signals arranged in the arithmetic sequence can be used to determine the correspondence between the received signals and the transmission antennas.

도 9는 예시적인 실시예에 따른 수신신호의 송신안테나별 구분 방법을 적용하는 전체적인 절차를 나타낸다. 이 방법은 도 1에 도시된 MIMO FMCW 레이더 시스템(10)을 이용하여 수행될 수 있다. 9 illustrates an overall procedure for applying a method of distinguishing a received signal by transmission antenna according to an exemplary embodiment. This method can be performed using the MIMO FMCW radar system 10 shown in FIG.

도 9를 참조하면, 먼저 MIMO FMCW 레이더 시스템에서 송신부(20)는 송신할 레이더 신호를 생성하여 송신 안테나 어레이(30)를 송신할 수 있다(S100). 송신되는 레이더 신호는 예컨대 PSK 방식으로 변조된 신호일 수 있으며, 대표적인 예로 BPSK 변조방식으로 변조된 신호일 수 있다. Referring to FIG. 9 , first, in the MIMO FMCW radar system, the transmitter 20 may generate a radar signal to be transmitted and transmit the transmit antenna array 30 (S100). The transmitted radar signal may be, for example, a signal modulated using a PSK method, and a typical example may be a signal modulated using a BPSK modulation method.

송신된 레이더 신호는 시야각 범위 내에 존재하는 표적들에 의해 반사되어 MIMO FMCW 레이더 시스템(10)의 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신될 수 있다. 수신된 신호들은 소정의 신호처리를 거친 다음, 각 수신신호의 위상 정보를 추출하는 처리가 수행될 수 있다(S200). The transmitted radar signal may be reflected by targets existing within the field of view and received through the receiving antenna array 50 of the MIMO FMCW radar system 10 . The received signals may undergo predetermined signal processing, and then a process of extracting phase information of each received signal may be performed (S200).

단계 S200에서, MIMO FMCW 레이더 시스템(10)의 수신부(40)는 수신 안테나 어레이(50)로부터 각 수신 신호를 전달받고, 송신부(20)로부터는 전송신호를 제공받는다. cos 채널(I 채널) 신호를 얻기 위해, 제1 믹서(41)에서 수신신호와 전송신호를 곱하고, 그 곱해진 신호에 포함된 고주파 신호를 제1 LPF(44)로 제거한 다음, 제1 ADC(46)를 이용하여 디지털 신호로 변환한다. sin 채널(Q 채널) 신호를 얻기 위해, 송신부(20)로부터 제공되는 전송신호를 90도만큼 위상 천이시킨 후 제2 믹서(43)에서 수신신호와 곱한다. 곱해진 신호에 포함된 고주파 신호를 제2 LPF(45)로 제거한 다음, 제2 ADC(47)를 이용하여 디지털 신호로 변환한다. 이와 같은 신호처리를 통해 수신부(40)에서 cos 채널(I 채널) 신호와 sin 채널(Q 채널) 신호가 얻어져 디지털 신호처리부(60)에 제공될 수 있다. 디지털 신호처리부(60)에서는, 제1 및 제2 ADC(46, 47)를 통과한 신호에 대하여 여러 가지 디지털 신호처리(윈도우잉, 필터링, FFT) 등)를 수행할 수 있다. 이와 같이 신호처리된 수신신호는 거리/속도 추정부(70)에 제공되어, 각 수신신호의 위상 정보가 추출될 수 있다. In step S200, the receiving unit 40 of the MIMO FMCW radar system 10 receives each received signal from the receiving antenna array 50 and receives a transmission signal from the transmitting unit 20. In order to obtain a cos channel (I channel) signal, the first mixer 41 multiplies the received signal and the transmitted signal, removes the high frequency signal included in the multiplied signal with the first LPF 44, and then the first ADC ( 46) to convert into a digital signal. To obtain a sin channel (Q channel) signal, the transmission signal provided from the transmitter 20 is phase-shifted by 90 degrees and then multiplied by the second mixer 43 with the received signal. The high frequency signal included in the multiplied signal is removed by the second LPF 45 and then converted into a digital signal by using the second ADC 47. Through such signal processing, a cos channel (I channel) signal and a sin channel (Q channel) signal may be obtained from the receiver 40 and provided to the digital signal processor 60 . The digital signal processing unit 60 may perform various digital signal processing (windowing, filtering, FFT, etc.) on the signals that have passed through the first and second ADCs 46 and 47. The signal-processed received signal is provided to the distance/velocity estimator 70, and phase information of each received signal can be extracted.

도 10은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 처리장치(90)를 이용한 신호처리를 통해 수신신호들을 송신안테나 별로 구분하여 표적의 속도 및 각도를 추정하는 과정을 도시한다.10 illustrates a process of estimating the speed and angle of a target by classifying received signals according to transmission antennas through signal processing using the processing device 90 according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 10을 참조하면, 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신되어 수신부(40)에서 소정의 신호처리를 거친 레이더 수신 신호들의 위상 정보를 추출하기 위해, 먼저 각 수신 안테나에서 수신되는 IF 대역 신호에 2D FFT를 적용할 수 있다(S210). 이 과정을 통해 예컨대 BPSK 변조의 특성으로 인해 각 표적이 복제되는 (즉, 각 표적의 실제 표적 외에 고스트 표적이 검출되는) 거리-속도 검출 결과를 얻을 수 있다. Referring to FIG. 10, in order to extract phase information of radar reception signals received through the reception antenna array 50 and subjected to predetermined signal processing in the reception unit 40, 2D FFT may be applied (S210). Through this process, it is possible to obtain a range-velocity detection result in which each target is duplicated (ie, a ghost target is detected in addition to the actual target of each target) due to, for example, the characteristics of BPSK modulation.

그런 다음 예컨대, 일정 오경보율 (constant false alarm rate: CFAR) 알고리즘을 적용하여 각 표적에 해당하는 거리-속도 피크값과 그 피크값의 위상 정보를 추출할 수 있다. 예를 들어, CFAR 알고리즘을 이용한 거리-속도 피크값들의 위상 추출 결과, 제1 수신 안테나(Rx1), 제2 수신 안테나(Rx2), 제3 수신 안테나(Rx3), 제4 수신 안테나(Rx4)를 통해 각각 거리-속도 피크값들의 위상 정보는 [P_a1, P_b1], [P_a2, P_b2], [P_a3, P_b3], [P_a4, P_b4]일 수 있다. 추출된 피크값의 위상 정보는 저장수단에 기록될 수 있다(S220).Then, for example, a constant false alarm rate (CFAR) algorithm may be applied to extract distance-velocity peak values corresponding to each target and phase information of the peak values. For example, as a result of phase extraction of distance-velocity peak values using the CFAR algorithm, the first reception antenna (Rx1), the second reception antenna (Rx2), the third reception antenna (Rx3), and the fourth reception antenna (Rx4) are obtained. The phase information of the distance-velocity peak values may be [P _a1 , P _b1 ], [P _a2 , P _b2 ], [P _a3 , P _b3 ], and [P _a4 , P _b4 ]. Phase information of the extracted peak value may be recorded in a storage unit (S220).

그런 다음, 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들을 등차수열을 이루도록 배열할 수 있다(S230). 식 (10)의 8개의 위상 값 즉, 추출된 거리-속도 피크들의 위상 값들(P_a1- P_a4, P_b1- P_b4)이 등차수열을 이루도록 배열한다 (S230). 위 예에서, 제1 내지 제4 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 통해 수신된 신호들에서 추출된 위상 값들의 조합은 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4 P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]과 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4 P_a1 P_a2 P_a3 P_a4]이 존재할 수 있다. 이 중에서 한 가지 조합만이 등차수열을 이룰 수 있다.Then, phase values of the extracted distance-velocity peaks may be arranged to form an arithmetic sequence (S230). Eight phase values of Equation (10), that is, phase values (P _a1 - P _a4 , P _b1 - P _b4 ) of the extracted distance-velocity peaks are arranged to form an arithmetic sequence (S230). In the above example, the combination of the phase values extracted from the signals received through the first to fourth receiving antennas Rx1 to Rx4 is [P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 ] and [ P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 ] may exist. Only one combination of these can form an arithmetic sequence.

등차수열을 이루도록 배열된 위상값 시퀀스가 얻어지면, 그 등차수열로 배열된 위상값 시퀀스에 기초하여 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신된 수신신호들을 각 송신 안테나 별로 구분할 수 있다(S300). 즉, 어떤 거리-속도 피크가 어떤 송신 안테나에 해당하는지 결정할 수 있다. 특히, 첫 번째 서브 위상 시퀀스는 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 해당하고, 두 번째 서브 위상 시퀀스는 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 해당하며, 세 번째 이하의 서브 위상 시퀀스들도 이런 식으로 세 번째 이하의 송신안테나로부터의 신호에 속해야 한다. 여기서, 각 서브 위상 시퀀스는 수신 안테나의 개수와 동일한 위상들의 시퀀스이다. 즉, 송신 안테나가 N(N은 2이상의 자연수)개 있는 경우, k 번째(여기서, k는 1부터 N까지의 자연수) 위상 시퀀스는 제k 송신 안테나(Txk)로부터의 신호에 해당한다. 이런 관계를 이용하면, 실제 표적에 해당하는 피크와 고스트 표적에 해당하는 피크를 결정할 수 있고, 결국 수신신호들을 각 송신 안테나 별로 구분할 수 있다. 예컨대, 위상 시퀀스 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4 P_b1 P_b2 P_b3 P_b4]가 등차수열을 이루는 경우, 선행하는 4개의 위상 [P_a1 P_a2 P_a3 P_a4] 즉, 제1 서브 위상 시퀀스는 제1 송신 안테나(Tx1)로부터 전송되어 제1 내지 제4 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 통해 수신된 4개의 수신신호의 위상을 나타내고, 후행하는 4개의 위상 [P_b1 P_b2 P_b3 P_b4] 즉, 제2 서브 위상 시퀀스는 제2 송신 안테나(Tx2)에서 전송되어 제1 내지 제4 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 통해 수신된 4개의 수신신호의 위상을 나타낸다. 여기서, 수신 신호의 파장과 입사각이 각각 λ과 θ인 경우 인접 안테나 간의 위상차(ω)는

이다.When the phase value sequence arranged to form an arithmetic sequence is obtained, the received signals received through the reception antenna array 50 can be classified for each transmission antenna based on the phase value sequence arranged in the arithmetic sequence (S300). That is, it is possible to determine which range-velocity peak corresponds to which transmit antenna. In particular, the first subphase sequence corresponds to the signal from the first transmit antenna, the second subphase sequence corresponds to the signal from the second transmit antenna, and the third and subsequent subphase sequences also correspond to the third subphase sequence in this way. It must belong to the signals from the transmitting antenna below. Here, each sub-phase sequence is a sequence of phases equal to the number of receiving antennas. That is, when there are N transmit antennas (N is a natural number equal to or greater than 2), a kth phase sequence (where k is a natural number from 1 to N) corresponds to a signal from the kth transmit antenna (Txk). Using this relationship, it is possible to determine a peak corresponding to a real target and a peak corresponding to a ghost target, and eventually, received signals can be distinguished for each transmission antenna. For example, when the phase sequence [P _a1 P _a2 P _a3 P _a4 P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 ] forms an arithmetic sequence, the preceding four phases [P _a1 P a2 P _a3 _P _a4 ], that is, the first sub-phase The sequence represents the phases of four received signals transmitted from the first transmit antenna (Tx1) and received through the first to fourth receive antennas (Rx1 to Rx4), and the following four phases [P _b1 P _b2 P _b3 P _b4 ] That is, the second sub-phase sequence represents phases of four received signals transmitted from the second transmit antenna (Tx2) and received through the first to fourth receive antennas (Rx1 to Rx4). Here, when the wavelength and incident angle of the received signal are λ and θ, respectively, the phase difference (ω) between adjacent antennas is

am.

위와 같은 원리에 기초하여, 수신 안테나 어레이(50)를 통해 수신된 신호들을 각 송신 안테나별로 신호별로 구분한 다음, 각 송신 안테나별로 구분된 수신 신호에 대하여 속도 및 각도 추정 알고리즘을 적용하여 각 표적의 속도와 각도에 관한 추정정보를 산출할 수 있다(S400). 각 수신 안테나에 수신된 신호가 어느 송신 안테나로부터 송신된 신호인지를 알 수 있으므로, 속도 및 각도 추정에 있어서 이른바 도플러각 모호성이 해소되어 정확한 추정이 이루어질 수 있다. Based on the above principle, the signals received through the receiving antenna array 50 are classified according to each transmission antenna, and then a velocity and angle estimation algorithm is applied to the received signals classified according to each transmission antenna to determine the accuracy of each target. Estimated information about speed and angle can be calculated (S400). Since it is possible to know from which transmission antenna the signal received by each reception antenna is transmitted, the so-called Doppler angle ambiguity is resolved in velocity and angle estimation, so that accurate estimation can be made.

도 11은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다. 11 shows simulated distance-velocity estimation results using two transmit antennas and four receive antennas according to an exemplary embodiment of the present invention: (A) is a three-dimensional diagram, and (B) is a top-down view. It is a 2D diagram.

도 11을 참조하면, 시뮬레이션에는 2개의 송신 안테나(Tx1, Tx2)와 4개의 수신 안테나(Rx1 - Rx4)를 사용하였고, 시뮬레이션 파라미터는 표 1에 따라 설정되었다. 동일한 Range bin에 여러 표적이 있을 때 제안하는 방법을 적용할 수 있음을 입증하기 위해 2개의 표적의 거리, 속도, 각도를 (30m, -15m/s, 20°)와 (30m, 8m/s, -12°)로 각각 설정하였다. CFAR 알고리즘을 사용하여 얻어진 거리-속도 피크의 위상이 도면에 표시되어 있다. 수신 안테나(Rx1 - Rx4)의 수신신호에 있어서, 도시된 것과 같이 각 표적에 대해 2개의 피크가 발생하여 총 4개의 거리-속도 피크가 발생했다. 도플러 모호성으로 인해 최대 감지 가능한 속도의 절반만큼 이동된 또 다른 피크가 발생하기 때문에 (거리, 속도) = (30m, -15m/s) 및 (30m, 4.48m/s)가 제1 표적에 의한 것이고, (거리, 속도) = (30m, -11.48m/s) 및 (30m, 8m/s)는 제2 표적으로 인한 것이다. 따라서 두 표적의 도플러 모호성을 독립적으로 해결할 수 있다.Referring to FIG. 11, two transmit antennas (Tx1 and Tx2) and four receive antennas (Rx1 to Rx4) were used in the simulation, and simulation parameters were set according to Table 1. To prove that the proposed method can be applied when there are multiple targets in the same range bin, the distance, speed, and angle of the two targets are (30m, -15m/s, 20°) and (30m, 8m/s, -12°), respectively. The phase of the distance-velocity peak obtained using the CFAR algorithm is indicated in the figure. In the received signals of the receiving antennas Rx1 - Rx4, two peaks were generated for each target as shown, resulting in a total of four range-velocity peaks. (distance, speed) = (30m, -15m/s) and (30m, 4.48m/s) are due to the first target because Doppler ambiguity causes another peak shifted by half the maximum detectable speed , (distance, speed) = (30 m, -11.48 m/s) and (30 m, 8 m/s) due to the second target. Therefore, the Doppler ambiguity of the two targets can be resolved independently.

먼저, 제1 표적의 실제 속도가 -15m/s 또는 4.48m/s인지 조사한다. 피크 위치 (30m, -15m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_a = [40.23° 101.43° 166.01° -134.15°]이고, 피크 위치(30m, 4.48m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_b = [-72.99° -10.48° 51.01° 110.53°]이었다. 이 두 위상 시퀀스를 배열함으로써 우리는 캐스케이드 시퀀스 (cascaded sequence) [P_a P_b]=[40.23° 101.43° 166.01° -134.15° -72.99° -10.48° 51.01° 110.53°]가 실질적인 등차수열을 형성한다는 것을 알 수 있다. 따라서 P_a는 제1 송신 안테나(Tx1)의 신호에 해당하고 P_b는 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호에 해당한다고 결정할 수 있다. 또한 제1 송신 안테나(Tx1)의 신호는 일반 FMCW 신호이고, 제2 송신 안테나(Tx2)의 신호는 부호 반전 FMCW 신호이다. 따라서 -15m/s는 표적의 실제 속도를 나타내고, 4.48m/s는 제2 송신 안테나(Tx2)의 부호 반전으로 인한 고스트 표적에 해당한다는 결론을 내릴 수 있다. 이와 같이 각 송신 안테나의 신호를 구별함으로써 도플러 모호성이 해결되었고 최대 감지 속도를 절반으로 줄이지 않고 표적의 속도가 고유하게 결정되었다.First, it is investigated whether the actual speed of the first target is -15 m/s or 4.48 m/s. The phase sequence corresponding to the peak position (30m, -15m/s) is P _a = [40.23° 101.43° 166.01° -134.15°], and the phase sequence corresponding to the peak position (30m, 4.48m/s) is P _b = [-72.99° -10.48° 51.01° 110.53°]. By arranging these two topological sequences, we show that the cascaded sequence [P _a P _b ]=[40.23° 101.43° 166.01° -134.15° -72.99° -10.48° 51.01° 110.53°] forms a real arithmetic sequence. can know that Therefore, it can be determined that P _a corresponds to the signal of the first transmit antenna Tx1 and P _b corresponds to the signal of the second transmit antenna Tx2. In addition, the signal of the first transmission antenna (Tx1) is a normal FMCW signal, and the signal of the second transmission antenna (Tx2) is a code inverted FMCW signal. Therefore, it can be concluded that -15 m/s represents the actual speed of the target, and 4.48 m/s corresponds to the ghost target due to the sign inversion of the second transmit antenna (Tx2). By distinguishing the signals of each transmitting antenna in this way, Doppler ambiguity was resolved and the speed of the target was uniquely determined without reducing the maximum detection speed by half.

다음으로 제2 표적의 실제 속도가 -11.48m/s인지 또는 8m/s인지 확인하기 위해 동일한 과정을 반복한다. 피크 위치(30m, -11.48m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_c = [3.26° -34.72° -75.04° -111.81°]이고, 피크 위치(30m, 4.48 m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_d = [152.18° 112.91° 75.75° 40.42°]였다. 캐스캐이드 시퀀스 [P_d P_c]가 등차수열을 형성하기 때문에, 위상 시퀀스 P_d 가 제1 송신 안테나 (Tx1)의 신호에 해당하고, 표적의 실제 속도가 8m/s라고 결정할 수 있다. Next, the same process is repeated to check whether the actual speed of the second target is -11.48 m/s or 8 m/s. The phase sequence corresponding to the peak position (30m, -11.48m/s) is P _c = [3.26° -34.72° -75.04° -111.81°], and the phase sequence corresponding to the peak position (30m, 4.48 m/s) was P _d = [152.18° 112.91° 75.75° 40.42°]. Since the cascade sequence [P _d P _c ] forms an arithmetic sequence, it can be determined that the phase sequence P _d corresponds to the signal of the first transmit antenna (Tx1) and the actual speed of the target is 8 m/s.

도 12는 위상 시퀀스 [P_a P_b] 및 [P_d P_c]에 해당하는 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은(unwrapped) 위상 값을 보여준다. 연속된 위상 값의 차이를 180° 미만으로 만들어 불연속성을 방지하기 위해 위상 값을 래핑하지 않았다(unwrap). 올바르게 캐스캐이드된 위상 시퀀스가 등차수열을 형성한다는 것은 도면으로부터 분명하다.12 shows unwrapped phase values of eight virtual antennas corresponding to the phase sequences [P _a P _b ] and [P _d P _c ]. Phase values were not unwrapped to prevent discontinuity by making the difference between successive phase values less than 180°. It is clear from the figure that correctly cascaded phase sequences form arithmetic sequences.

배열된 위상 시퀀스를 사용하여 각도 추정을 동시에 수행할 수도 있다. 각 표적의 각도는 각 표적별 위상 시퀀스에 고속 푸리에변환을 적용하여 추정될 수 있다. 각 송신 안테나로부터의 신호들이 분리되어 있기 때문에 움직이는 표적이나 위상 보상과 같은 문제가 없다. 예를 들어, (30m, -15m/s)에 해당하는 제1 표적의 각도는 위상 시퀀스 [P_a P_b]에 FFT를 적용하여 추정할 수 있다. 마찬가지로 FFT를 위상 시퀀스 [P_c P_d]에 적용하여 (30m, 8m/s)에 해당하는 제2 표적의 각도를 추정할 수 있다. Angle estimation may be simultaneously performed using an arranged phase sequence. The angle of each target can be estimated by applying fast Fourier transform to the phase sequence for each target. Since the signals from each transmit antenna are separate, there are no problems with moving targets or phase compensation. For example, the angle of the first target corresponding to (30m, -15m/s) can be estimated by applying FFT to the phase sequence [P _a P _b ]. Similarly, the angle of the second target corresponding to (30m, 8m/s) can be estimated by applying FFT to the phase sequence [P _c P _d ].

도 13은 등차수열로 배열된 위상 시퀀스에 FFT를 적용하여 제1 및 제2 표적의 각도를 추정한 결과를 보여준다. 13 shows a result of estimating angles of first and second targets by applying FFT to a phase sequence arranged in an arithmetic sequence.

도 13을 참조하면, 제1 및 제2 표적의 각도는 20°와 -12°의 각도로 추정되었다. 이 추정된 각도는 제1 및 제2 표적의 실제 각도와 정확하게 일치함을 알 수 있다. Referring to FIG. 13, the angles of the first and second targets were estimated to be 20° and -12°. It can be seen that this estimated angle exactly matches the actual angles of the first and second targets.

또한, SNR을 달리하여 제안한 방법의 성능을 분석하였다. 도 14는 다양한 SNR에 대한 8개의 가상 안테나의 래핑되지 않은 위상 값을 보여준다. SNR이 0dB일 때, 비래핑(unwrapped) 위상은 직선을 형성하여 위상 시퀀스가 등차수열을 형성했음을 나타낸다. SNR이 실제 시나리오에서의 SNR보다 훨씬 낮은 -20dB인 경우에도 비래핑 위상 값은 유사한 결과를 보여주었다. 반면에, SNR이 -40dB이고 표적의 각도가 정확하게 추정되지 않는 경우 큰 오차가 발생하였다.In addition, the performance of the proposed method was analyzed by varying the SNR. 14 shows the unwrapped phase values of 8 virtual antennas for various SNRs. When the SNR is 0 dB, the unwrapped phase forms a straight line, indicating that the phase sequence forms an arithmetic sequence. Even when the SNR is -20 dB, which is much lower than the SNR in real scenarios, the unwrapped phase values show similar results. On the other hand, a large error occurred when the SNR was -40 dB and the angle of the target was not accurately estimated.

본 발명은 송신 안테나의 개수가 3개 이상인 경우에도 확대 적용될 수 있다. 이를 위해 송신 안테나의 개수에 따라 전송되는 신호의 위상을 변조하는 일반적인 PSK(Phase-Shift Keying) 변조 방식을 사용할 수 있다. 이하에서는 편의상 3개의 송신 안테나 시스템을 예로 하여 설명하지만, 결과는 임의의 갯수의 송신 안테나로 확장될 수 있다.The present invention can be extended and applied even when the number of transmit antennas is three or more. To this end, a general PSK (Phase-Shift Keying) modulation method may be used to modulate the phase of a transmitted signal according to the number of transmit antennas. Hereinafter, for convenience, a three transmit antenna system will be described as an example, but the result can be extended to an arbitrary number of transmit antennas.

도 15는 3개의 송신 안테나를 사용하는 3-PSK MIMO 레이더 시스템의 전송 신호를 보여준다.15 shows a transmission signal of a 3-PSK MIMO radar system using three transmit antennas.

도 15를 참조하면, 처프에 1, 2, 3의 코드가 할당되면 전송 신호의 위상은 0, 2π/3 및 4π/3으로 각각 변조된다. 각기. 다시 말해, 아래의 신호들이 사용된다.Referring to FIG. 15, when codes 1, 2, and 3 are assigned to chirps, the phases of the transmission signals are modulated by 0, 2π/3, and 4π/3, respectively. each. In other words, the following signals are used.

......(12)

......(13)

......(14)

도 15에 도시된 바와 같이, 제1 송신 안테나(Tx1)는 111111의 코드로 송신하고, 제2 송신 안테나(Tx2)는 123123의 코드로 송신하고, 제3 송신 안테나(Tx3)는 132132의 코드로 송신한다. 이 경우, 수신된 신호는 아래 식 (15)와 같이 표현될 수 있다. As shown in FIG. 15, the first transmit antenna (Tx1) transmits with a code of 111111, the second transmit antenna (Tx2) transmits with a code of 123123, and the third transmit antenna (Tx3) transmits with a code of 132132. transmit In this case, the received signal can be expressed as Equation (15) below.

......(15)......(15)

첫 번째 항은 2π(2v/λ)T_c만큼 위상이 증가하는 제1 송신 안테나(Tx1)에서 전송되는 신호에 해당한다. 또한, 두 번째 항과 세 번째 항은 제2 송신 안테나(Tx2)와 제3 송신 안테나(Tx3)에서 각각 전송되는 신호에 해당하며, 위상이 2π(2v/λ) T_c+2π/3와 2π(2v/λ)T_c+4π/3만큼 각각 증가한다. 그 결과, IF 대역 신호에 2D FFT를 적용하면 거리-속도 검출 결과에서 3개의 거리-속도 피크가 발생한다. 하나의 피크는 표적의 실제 속도에 해당하고, 나머지 두 피크는 속도가 최대 탐지가능 속도의 1/3과 2/3만큼 이동한 고스트 표적에 해당한다.The first term corresponds to a signal transmitted from the first transmit antenna Tx1 whose phase increases by 2π(2v/λ) _Tc . In addition, the second term and the third term correspond to signals transmitted from the second transmit antenna (Tx2) and the third transmit antenna (Tx3), respectively, and the phases are 2π(2v/λ) T _c +2π/3 and 2π Each increases by (2v/λ)T _c +4π/3. As a result, when 2D FFT is applied to the IF band signal, three distance-velocity peaks occur in the distance-velocity detection result. One peak corresponds to the target's actual velocity, and the other two peaks correspond to the ghost target whose velocity has moved 1/3 and 2/3 of its maximum detectable velocity.

도 16은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 3개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 갖는 3-PSK MIMO 레이더 시스템을 사용하여 시뮬레이션 한 거리-속도 추정 결과를 보여준다: (A)는 3차원도이고, (B)는 위에서 내려본 2차원도이다. 16 shows simulated range-velocity estimation results using a 3-PSK MIMO radar system with 3 transmit antennas and 4 receive antennas according to an exemplary embodiment of the present invention: (A) is a three-dimensional diagram; , (B) is a two-dimensional view viewed from above.

도 16을 참조하면, 도플러-각도 모호성을 해결하는 방법을 보여준다. 3개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나가 있다고 가정하고, 전송된 신호는 도 15와 같이 변조되었다. 또한 표적의 거리, 속도, 각도는 (50m, 14m/s, 15°)로 설정되었다. 도 16에 도시된 것처럼, 3-PSK 변조의 특성으로 인해 거리-속도 평면에서 3개의 피크가 발생하였다. 3개의 피크 각각이 어느 송신 안테나에 해당하는지 결정하기 위해, 획득한 위상 값에 대해 등차수열 체크를 수행했다. 피크 위치(50m, -11.97m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_a = [-44.54° 2.21° 47.86° 94.98°]였으며, 피크 위치(50m, 1.01m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_b = [140.71° -172.53° -125.80° -79.10°]이었고, 피크 위치(50m, 14m/s)에 해당하는 위상 시퀀스는 P_c = [128.34° 174.43° -138.15° -91.51°]이었다. 이 세 가지 위상 시퀀스 P_a, P_b, P_c 를 배열함으로써 캐스캐이드 위상 시퀀스 [P_a P_b P_c]가 등차수열을 형성한다는 것을 알 수 있다. 따라서 P_a, P_b, P_c는 제1 송신 안테나(Tx1), 제2 송신 안테나(Tx2) 및 제3 송신 안테나(Tx3)로부터 송신된 신호에 대응한다고 결론을 내릴 수 있다. 제1 송신 안테나 (Tx1)의 신호는 위상이 2π(2v/λ)T_c만큼 증가하는 일반적인 FMCW 신호이므로 표적의 실제 속도는 14m/s로 추정할 수 있다. Referring to FIG. 16, a method for resolving Doppler-angle ambiguity is shown. Assuming that there are 3 transmit antennas and 4 receive antennas, the transmitted signal is modulated as shown in FIG. 15 . In addition, the distance, speed, and angle of the target were set to (50m, 14m/s, 15°). As shown in FIG. 16, three peaks occurred in the distance-velocity plane due to the characteristics of 3-PSK modulation. In order to determine which transmission antenna each of the three peaks corresponds to, an arithmetic sequence check was performed on the acquired phase values. The phase sequence corresponding to the peak position (50m, -11.97m/s) was P _a = [-44.54° 2.21° 47.86° 94.98°], and the phase sequence corresponding to the peak position (50m, 1.01m/s) was P _b = [140.71° -172.53° -125.80° -79.10°], and the phase sequence corresponding to the peak position (50 m, 14 m/s) was P _c = [128.34° 174.43° -138.15° -91.51°]. By arranging these three phase sequences P _a , P _b , P _c , it can be seen that the cascade phase sequence [P _a P _b P _c ] forms an arithmetic sequence. Accordingly, it can be concluded that P _a , P _b , and P _c correspond to signals transmitted from the first transmit antenna Tx1 , the second transmit antenna Tx2 , and the third transmit antenna Tx3 . Since the signal of the first transmit antenna (Tx1) is a general FMCW signal whose phase increases by 2π(2v/λ)T _c , the actual speed of the target can be estimated as 14 m/s.

또한, 위상 시퀀스 [P_c P_a P_b]에 FFT를 적용하여 도 13과 유사한 방식으로 표적의 각도 추정을 수행할 수 있다. 따라서 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 방법은 3-PSK 변조 방식을 사용하는 3 송신 안테나 시스템에도 효과적으로 적용되어 도플러-각도 모호성을 해결할 수 있다. 본 발명의 방법은 송신 안테나의 개수가 4개 이상인 경우에도 확대 적용될 수 있다. 즉, 일반화하면, 본 발명의 방법은 N-PSK MIMO 레이더 시스템(단, N은 2 이상의 자연수)에 적용되어 도플러-각도 모호성을 해결하면서 표적들에 대한 거리, 속도, 각도를 정확하고 효과적으로 추정할 수 있다.In addition, by applying FFT to the phase sequence [P _c P _a P _b ], the angle estimation of the target can be performed in a manner similar to FIG. 13 . Therefore, the method according to the exemplary embodiment of the present invention can be effectively applied to a 3 transmit antenna system using a 3-PSK modulation scheme to solve Doppler-angle ambiguity. The method of the present invention can be extended and applied even when the number of transmit antennas is 4 or more. That is, when generalized, the method of the present invention can be applied to an N-PSK MIMO radar system (where N is a natural number greater than or equal to 2) to accurately and effectively estimate distance, speed, and angle to targets while resolving Doppler-angle ambiguity. can

위와 같은 시뮬레이션 결과는 FMCW 레이더 센서를 이용한 실제 실험을 통해서도 확인할 수 있었다. 실험에 사용된 FMCW 레이더 센서는 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나로 MIMO 모드를 지원하며, 전송되는 신호에 BPSK 변조를 적용할 수 있다. 정지해 있는 표적이나 움직이는 표적 모두에 대하여 측정된 거리-속도 평면에서의 피크들의 캐스케이드 위상 시퀀스가 등차수열을 형성하였고, 최대 탐지가능 속도의 저하 없이 그 등차수열을 이용하여 표적의 속도와 각도를 추정한 값이 실제의 속도와 각도와 정확하게 일치함을 확인할 수 있었다. 따라서 본 발명에 따라 송신 신호의 위상을 변조하고 수신 신호의 위상을 배열하여 각 송신 안테나의 신호를 구별하는 방법은 도플러 각도 모호성을 해결하면서 표적의 명확한 속도와 각도를 추정할 수 있고, 결과적으로 MIMO 레이더 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다. The above simulation results were confirmed through actual experiments using the FMCW radar sensor. The FMCW radar sensor used in the experiment supports MIMO mode with two transmit antennas and four receive antennas, and can apply BPSK modulation to the transmitted signal. The cascade phase sequence of peaks in the range-velocity plane measured for both stationary and moving targets formed an arithmetic sequence, and the velocity and angle of the target were estimated using the arithmetic sequence without degradation of the maximum detectable velocity. It was confirmed that one value exactly coincided with the actual speed and angle. Therefore, the method of distinguishing the signals of each transmit antenna by modulating the phase of the transmitted signal and arranging the phase of the received signal according to the present invention can estimate the definite speed and angle of the target while solving the Doppler angle ambiguity, and as a result, MIMO Radar system performance can be improved.

이상에서 설명한 바와 같이, BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템에서 각 표적에 해당하는 거리와 속도 값은 송신 안테나 개수만큼 복제되어 고스트 표적으로 탐지되어 도플러-각도 모호성이 생기는데, 본 발명이 제시하는 방법은 이를 해결할 수 있다. 즉, 각 수신 안테나의 거리-속도 검출 결과에서 동일한 표적에 해당하는 신호의 위상 값은 등차수열의 형태를 가져야 한다는 새로운 인식에 기반하여, 각 표적에서 파생된 위상 값을 올바르게 정렬하여 도플러 모호성을 해결할 수 있다.다중 송신 안테나를 사용하는 경우에도 본 발명에 따른 방법을 사용하여 최대 검출 가능한 속도를 유지할 수 있고, 또한 표적의 움직임으로 인한 각도 추정의 부정확성을 해결할 수 있다. 이와 같은 본 발명에 따른 방법은 시뮬레이션 데이터와 측정 데이터를 모두 사용하여 우수한 성능을 나타냄을 확인할 수 있었다. As described above, in the BPSK-MIMO FMCW radar system, the distance and speed values corresponding to each target are duplicated by the number of transmit antennas and detected as a ghost target, resulting in Doppler-angle ambiguity. The method proposed by the present invention solves this problem. can That is, based on the new perception that the phase values of signals corresponding to the same target in the range-velocity detection results of each receiving antenna must have the form of an arithmetic sequence, the phase values derived from each target are properly aligned to solve the Doppler ambiguity. Even in the case of using multiple transmit antennas, the method according to the present invention can maintain the maximum detectable speed, and also solve the inaccuracy of angle estimation due to the motion of the target. It was confirmed that the method according to the present invention exhibits excellent performance using both simulation data and measurement data.

위에서 설명된 본 발명의 실시예에 따른 방법은 처리장치(90)를 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. The method according to the embodiment of the present invention described above may be implemented in the form of program instructions that can be executed through the processing device 90 and recorded on a computer readable medium. Examples of computer-readable recording media include magnetic media such as hard disks, floppy disks and magnetic tapes, optical media such as CD-ROMs and DVDs, and magnetic media such as floptical disks. - includes hardware devices specially configured to store and execute program instructions, such as magneto-optical media, and ROM, RAM, flash memory, and the like.

본 발명에 따른 방법과 시스템은 MIMO 안테나를 이용하는 레이더 시스템에 사용될 수 있다. 특히, MIMO 기반 FMCW 레이더 시스템에서 표적의 속도 및 각도 추정 성능을 높이는 데 활용될 수 있다.Methods and systems according to the present invention may be used in radar systems using MIMO antennas. In particular, it can be used to improve target speed and angle estimation performance in a MIMO-based FMCW radar system.

이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다. 그러므로 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.As described above, although the embodiments have been described with limited drawings, those skilled in the art can variously modify and change the present invention without departing from the spirit and scope of the present invention described in the claims below. You will understand that you can. For example, the described techniques may be performed in an order different from the method described, and/or components of the described system, structure, device, circuit, etc. may be combined or combined in a different form than the method described, or other components may be used. Or even if it is replaced or substituted by equivalents, appropriate results can be achieved. Therefore, other implementations, other embodiments, and equivalents of the claims are within the scope of the following claims.

10: BPSK-MIMO FMCW 레이더 시스템
20: 송신부 30: 송신 안테나
40: 수신부 50: 수신 안테나
60: 디지털 신호 처루비 70: 거리/속도 추정부
80: 각도 추정부 90: 처리 장치 10: BPSK-MIMO FMCW radar system
20: transmission unit 30: transmission antenna
40: receiving unit 50: receiving antenna
60: digital signal processing ratio 70: distance/velocity estimation unit
80: angle estimation unit 90: processing unit

Claims

In the target detection method using a MIMO radar system,
Simultaneously receiving, through a plurality of receiving antennas, a signal returned by a radar transmission signal transmitted through a plurality of transmission antennas being reflected by a target;
finding a peak in a distance-velocity detection result of each received signal through predetermined signal processing on the received signals of each of the plurality of receiving antennas and extracting phase information of the corresponding peak; and
Arranging the phase values of the range-velocity peaks extracted from the received signals of all the plurality of receiving antennas to form an arithmetic sequence, and classifying the received signals for each transmit antenna based on the sequence of phase values arranged in the arithmetic sequence. A target detection method based on phase information of a MIMO radar signal, comprising:

The method of claim 1, wherein the step of extracting the phase information includes an intermediate frequency (IF) band signal of a cos channel (I channel) and an intermediate frequency (IF) of a sin channel (Q channel) obtained through signal processing of the received signal. obtaining a distance-velocity detection result for each target by applying a two-dimensional fast Fourier transform (2D FFT) to the band signal; and extracting distance-velocity peaks corresponding to each target and a phase value of the peaks by applying a constant false alarm rate (CFAR) algorithm to the distance-velocity detection result. A target detection method based on the phase information of a MIMO radar signal that

The method of claim 1, wherein the radar transmission signal is a signal modulated by a PSK modulation scheme.

The method of claim 1, wherein the plurality of transmit antennas and the plurality of receive antennas are antenna arrays arranged in a ULA shape.

2. The method of claim 1 , wherein in the step of classifying each transmission antenna, when there are two transmission antennas, a former sub-phase sequence among phase sequences of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence is a first transmission antenna. and a later sub-phase sequence is determined to correspond to signals transmitted from the second transmit antenna, where each sub-phase sequence has the same number of phases as the number of receive antennas. A target detection method based on phase information of a MIMO radar signal, characterized in that a sequence of

The method of claim 1, wherein in the step of classifying each transmission antenna, if there are N transmission antennas (where N is a natural number equal to or greater than 3), a k-th phase sequence of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence (wherein , k is a natural number from 1 to N) It is determined that the sub-phase sequence corresponds to the signals transmitted from the k th transmit antenna, wherein each sub-phase sequence is a sequence of the same number of phases as the number of receive antennas. A target detection method based on the phase information of a MIMO radar signal with

The phase of the MIMO radar signal according to claim 1, further comprising calculating estimated information about the speed and angle of each target using the received signal classified for each transmission antenna after the classification step. Information based target detection method.

8. The method of claim 7, wherein the angle of each target is estimated by applying fast Fourier transform to the phase sequence for each target.

The method of claim 1, wherein the radar transmission signal is a chirp signal whose frequency increases with time.

a plurality of transmit antennas;
a plurality of receiving antennas;
a transmitter configured to generate a radar transmission signal and wirelessly transmit the radar transmission signal through the plurality of transmission antennas;
Intermediate frequency (IF) band signal of cos channel (I channel) using the received signal reflected by the front target and received through the plurality of receiving antennas, the transmitted signal, and the 90 degree phase-shifted signal of the transmitted signal A receiving unit configured to generate an intermediate frequency (IF) band signal of a sin channel (Q channel) and a sin channel (Q channel);
a digital signal processor configured to perform filtering and fast Fourier transform (FFT) processing on the intermediate frequency band signal of the cos channel (I channel) and the intermediate frequency band signal of the sin channel (Q channel); and
Process of detecting distance-velocity peaks using the signal processed by the digital signal processing unit and extracting the phase value of each peak, arranging the extracted phase values to form an arithmetic sequence, and based on the sequence of phase values arranged in the arithmetic sequence to determine the correspondence between the received signals and each transmit antenna, thereby classifying the received signal for each transmit antenna, and performing the process of estimating the distance and speed of the target using the received signal classified for each transmit antenna. A target detection system based on phase information of a MIMO radar signal, characterized in that it comprises a distance/velocity estimation unit.

11. The method of claim 10, wherein the distance/velocity estimator applies a constant false alarm rate (CFAR) algorithm to the fast Fourier transform (FFT) processed signal in the digital signal processing unit, and thus distance-velocity corresponding to each target. A target detection system based on phase information of a MIMO radar signal, characterized in that it is configured to extract peaks and phase values of the peaks.

11. The method of claim 10, wherein the distance/velocity estimation unit, when the number of transmission antennas is two, a former sub-phase sequence among phase sequences of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence is transmitted from a first transmission antenna. signals, and determining that a later sub-phase sequence corresponds to signals transmitted from the second transmit antenna, wherein each sub-phase sequence has a number of phases equal to the number of receive antennas. A target detection system based on phase information of a MIMO radar signal, characterized in that it is a sequence.

11 . The method of claim 10 , wherein the distance/velocity estimator comprises a k-th phase sequence of distance-velocity peaks constituting an arithmetic sequence when there are N transmit antennas (where N is a natural number equal to or greater than 3) (where k is from 1 to 1). a natural number up to N) is configured to determine that the sub-phase sequence corresponds to signals transmitted from the k-th transmit antenna, wherein each sub-phase sequence is a sequence of phases of the same number as the number of receive antennas. A target detection system based on the phase information of radar signals.

11. The phase information of a MIMO radar signal according to claim 10, further comprising an angle estimation unit configured to calculate angle information of each target by applying a predetermined angle estimation algorithm using a received signal classified for each transmission antenna. based target detection system.

15. The system of claim 14, wherein the angle estimator is configured to estimate the angle of each target by applying fast Fourier transform to the phase sequence of each target.

11. The system of claim 10, wherein the plurality of transmit antennas and the plurality of receive antennas are antenna arrays arranged in a ULA shape.

11. The system of claim 10, wherein the radar transmission signal is a chirp signal whose frequency increases with time.

A computer executable program stored in a computer readable recording medium to perform the target detection method based on the phase information of a MIMO radar signal according to any one of claims 1 to 9.

A computer readable recording medium on which a computer program for performing the target detection method based on phase information of a MIMO radar signal according to any one of claims 1 to 9 is recorded.