KR20230073223A - 가간섭성 파로부터 타겟을 이미징하기 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다음의 단계 - 송신기/수신기의 여기 주파수 범위에서 포함된 별도의 제1 및 제2 주파수 대역에서 제1 및 제2 전기 여기 신호를 연속해서 인가함에 응답하여 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 단계, - 각각의 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 수신하여 각각의 제1 및 제2 전기 수신 신호로 변환하는 단계, - 제1 및 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는 단계(100), - 상이한 복조 주파수에서 제1 및 제2 디지털 신호를 믹싱하는 단계(200), - 제1 및 제2 복조된 신호를 필터링하는 단계(300), - 제1 및 제2 필터링된 신호를 데시메이트하는 단계(400)를 포함하는 이미징 방법에 관한 것이다.

Description

가간섭성 파로부터 타겟을 이미징하기 위한 방법 및 시스템
본 발명은 측정 가능한 위상의 파, 및 특히 음파 또는 초음파 또는 전자기 파의 송신에 의한 이미징의 일반 기술 분야에 관한 것이다.
더욱 정확히는, 본 발명은, 생물체, 사람 또는 동물 조직과 같은 타겟 대상 또는 확산 매체를 이미징하기 위한 디바이스 및 방법에 관한 것이다.
본 명세서의 나머지에서, 본 발명은 초음파 의료 이미징을 참조하여 기재될 것이며, 본 명세서에서 기재한 교훈은 제어 가능한 진폭, 주파수 및 위상의 파(즉, 가간섭성 파)를 사용하여 다른 타입의 응용(비-의료 초음파, SONAR, RADAR 등)에 사용될 수 있음이 이해될 것이다.
1. 종래의 이미징 시스템 및 초소형 이미징 시스템
초음파 이미징은 그 비-침투성, 그 상대적으로 낮은 가격 및 환자를 해로운 이온화 방사선에 노출시키지 않는 사실로 인해 많은 진단 시술에 사용된다.
도 1을 참조하면, 종래에 사용된 초음파 이미징 시스템은:
- 다수의 트랜스듀서를 포함하는 음향 프로브(1), 및
- 제어 및 처리 콘솔(2)로서, 특히:
o 프로브에 의해 획득한 신호를 처리하기 위한 처리 수단(21),
o 이미징 시스템을 구성하기 위한 입력 수단(22), 및
o 예컨대 음향 또는 광 신호의 송신과 같은 타겟 대상에 관련된 초음파 이미지 및/또는 다른 정보를 디스플레이하기 위한 디스플레이 수단(23)을 포함하는 제어 및 처리 콘솔(2)을 포함한다.
프로브(1)는 유선 통신 수단(11) - 전기 전도성 와이어와 같은 것 - 에 의해 콘솔(2)에 연결되어, 프로브(1)에 전력을 공급하며 프로브(2)와 콘솔(2) 사이에 데이터를 송신한다.
프로브(1)는 압전 트랜스듀서의 어레이를 포함하며, 이들 압전 트랜스듀서는:
- 송신 위상에서, 전기 펄스를 수신하며 여기 초음파(집속되거나 집속되지 않은 파)를 송신하며, 이들 트랜스듀서는 이들 여기 초음파를 타겟 대상을 향해 하나 이상의 주어진 방향으로, 상이한 트랜스듀서에 인가된 전압의 위상 편이나 지연의 함수로서 하나 이상의 가변 입사각에 따라 송신하며,
- 수신 위상에서, (타겟 대상의 경계에서 상이한 밀도의 영역일 수 있는) 상이한 음향 임피던스의 영역 사이의 경계에서 각각의 입사 초음파의 반사로 인한 음향 반향을 수신한다.
트랜스듀서에 의해 수신되는 음향 반향은 그 후 전기 신호로 변환되며 (예컨대, 초음파의 송신과 음향 반향의 수신 사이에 경과한 시간을 측정함으로써) 처리되어 이미지의 위치 및 이미지의 각 지점의 반향의 값을 계산한다.
그러한 종래의 이미징 시스템은 상당한 계산 파워를 없애며(dispose), 콘솔(2)이 유선 통신 수단(11)에 연결되기 때문에 프로브(1)와 콘솔(2) 사이에 송신될 수 있는 데이터 양이 제한되지 않는다는 장점을 갖는다.
그러나 이들 종래의 이미징 시스템의 주요한 단점은 그 규모 및 특히 프로브와 콘솔 사이의 유선 연결의 규모의 관리에 관한 것이다. 다른 결함은, 그 하드웨어 성능(메모리, 계산 파워 등)이 제조 시에 결정되기 때문에 그러한 시스템을 업데이트하는 어려움에 관한 것이다.
지난 15년 동안, 초소형 초음파 이미징 시스템이 나타났다. 초소형 이미징 시스템 - 스마트폰의 크기와 실질적으로 같은 크기임 - 은 매우 용이하게 운반될 수 있다. 초소형 이미징 시스템(즉, "초소형 프로브")은 특히 초음파 신호를 획득하기 위한 트랜스듀서의 어레이, 통신 수단, 메모리 및 컴퓨터를 포함한다.
종래 기술의 알려진 초소형 이미징 시스템은, 초소형 프로브 내부에 이미지 형성을 제공하는 아키텍쳐를 갖는다.
이것은 많은 단점이 있다. 사실, 초소형 프로브에서 이미지-형성 처리의 수행은 프로브를 가열시키며, 이러한 가열은 초음파 검사 이미지의 형성율을 늦출 수 있으며, 이점은 바람직하지 않을 수 있다. 특정 경우에, 게다가, 이미징 기술의 구현은 초소형 프로브의 컴퓨터의 성능을 능가하는 처리 자원을 필요로 할 수 도 있다.
이들 단점을 해소하기 위해, 본 발명은, 초음파 검사 이미지가 프로브에 포함되지 않은 계산 유닛에 의해 발생되는 초소형 이미징 시스템을 개발하는 것을 제안한다.
이때, 프로브에 의해 획득된(및/또는 사전-처리된) 데이터를 원격 계산 유닛에 송신하여 초음파 검사 이미지를 발생시켜야 한다.
이 데이터 송신이 유선 또는 무선 통신 수단을 사용하여 구현되는 지에 상관 없이, 액세스 가능한 데이터 전송률은 통상 종래의 이미징 시스템의 데이터 전송률보다 100배 미만이다. 그러므로 종래의 초음파 이미징 시스템으로부터 획득한 초음파 검사 이미지의 품질보다 등가(또는 심지어 더 높은) 품질의 초음파 검사 이미지의 획득을 허용하면서, 초소형 프로브와 원격 계산 유닛 사이에 송신되는 데이터 양을 최소화하는 것이 바람직할 수 있다. 공간 분해능 외에, 타겟 대상의 초음파 검사 이미지의 품질은 또한 2개의 파라미터:
- 신호 대 잡음 비; 및
- 콘트래스트 분해능에 의존한다.
2. 초음파 검사 이미지의 품질을 개선하기 위한 알려진 해법
2.1 집속된 이미징
타겟 대상의 초음파 검사 이미지의 품질을 개선하기 위해, 제1 기술은 해당 지점(3) 상에 트랜스듀서(12)에 의해 송신되는 초음파를 집속하는 것으로 구성되는 것으로 알려져 있다.
더욱 정확하게는 도 2를 참조하여, 트랜스듀서(12)에 인가된 여기 전압의 진폭과 지연(또는 위상)을 선택함으로써, 트랜스듀서(12)는, 우수한 공간 분해능으로 해당 지점(3) 상에 집속하는 결과적인 초음파(13)를 형성하도록 결합하는 초음파를 발생시키도록 제어될 수 도 있다.
각각의 샷(즉, 모든 트랜스듀서에 의한 송/수신)은 그러므로 해당 초점(3)에 관한 정보 아이템을 획득할 수 있게 하며, 타겟 대상의 전체 초음파 검사 이미지를 획득하기 위해 상이한 해당 지점에서 이 동작을 반복해야 한다. 예시에 의해, 집속된 샷에 의해 발생된 전체 초음파 검사 이미지는 64 내지 256개의 샷(또는 심지어 더 많이)을 필요로 할 수 도 있다.
각각의 샷에 대해, 왕복 지점의 확산 함수는 송신 지점과 수신 지점의 곱이며, 이로 인해 콘트래스트를 개선할 수 있다. 사실, 송신 및 수신은 모두 좁은 에어리어에 집중되므로, 저반향성(hypoechogenic) 에어리어가 이웃의 반향성 에어리어로부터 간섭 신호("클러터(clutter)")를 수신하는 더 적은 기회를 가지며, 그 실제 값에 가까운 콘트래스트를 계속 유지하는데 기여한다.
신호 대 잡음 비는 집속 에어리어에서 높으며(라인을 따른 초음파 에너지의 집중), 첫째 (안전 규정이나 하드웨어에 의해 허용되는 제한치 내에서) 여기 전압을 증가시킴으로써, 그리고 둘째 (열적 제한치가 없다면) 동일한 파라미터를 갖는 샷을 누적함으로써 더 최적화될 수 있다. 축적 신호는 유사한 샷의 수에 따라 증가하며, 잡음 - 랜덤으로 가정됨 - 은 샷의 수의 제곱근에 따라 증가한다. 신호 대 잡음 비의 세기는 그러므로 또한 샷의 수의 제곱근으로서 증가한다.
이 기술의 하나의 단점은 타겟 대상의 전체 초음파 검사 이미지를 형성하는데 필요한 많은 수의 샷에 관한 것이다(통상적으로 64 내지 256개의 샷이 타겟 대상의 전체 이미지를 형성하는데 필요하다).
이 기술은 원격 계산 수단을 갖는 초소형 이미징 시스템의 경우에 적절하지 않으며, 이는 획득 프로브와 원격 계산 유닛 사이에 송신되어야 하는 데이터 양이 너무 클 것이기 때문이다.
2.2 합성 이미징
송신 및 수신의 수를 잠재적으로 감소시키는데 사용되는 다른 알려진 이미징 기술은 합성 이미징이며, 이것은 하나 이상의 평면(또는 구, 또는 발산 또는 공간-시간 코드에 의해 명시된 또는 깊은 초점을 가져 덜 미세하게 집속된 빔을 허용함) 초음파를 타겟 대상을 향해 송신하는 것으로 구성된다. 최대가 되는 축방향 분해능의 경우, 각각의 트랜스듀서에 인가되는 여기 신호는 일반적으로 짧은 지속기간과 넓은 대역폭의 신호이다.
집속된 이미지와 달리, 합성 이미징으로 인해, 이 샷이 전체 매체를 조명하는 여기일 때 제1 샷으로부터 전체 초음파 검사 이미지를 획득할 수 있다.
타겟 대상의 초음파 검사 이미지의 품질을 개선하기 위해, 여러 평면(또는 구, 또는 발산) 초음파를 상이한 각도를 따라 타겟 대상을 향해 송신하는 것이 제공될 수 도 있다.
더욱 정확하게 및 도 3을 참조하여, 트랜스듀서(12)에 인가된 여기 전압의 위상과 진폭의 함수로서, 이들이 원하는 방향(15)을 따라 이미징될 조직을 통해 전파하는 결과적인 평면 초음파(14)를 형성하도록 결합되는 초음파를 발생시키도록 트랜스듀서(12)를 제어할 수 있다. 이 평면 결과적인 초음파(14)는 상이한 각도(즉, 상이한 방향)로 송신되어 측방향 분해능(송신 시 합성에 의해), 콘트래스트 및 신호 대 잡음 비를 개선한다.
사실, 결과적인 초음파(14)가 집속되지 않으므로, 왕복 지점의 확산 함수(PSF: Point Spread Function)는 송신 시 집속의 이러한 결여를 겪으며, 하나의 샷으로부터 획득한 각각의 이미지의 콘트래스트는 섹션 2에서 기재한 종래의 집속된 이미징 기술로보다 더 낮다. 유사하게, 수신된 신호의 세기 값은 집속의 부재로 인해 또한 더 낮아, 신호 대 잡음 비는 포인트 2에서 기재한 종래의 집속된 이미징 기술로보다 더 낮다.
신호 대 잡음 비와 콘트래스트 모두를 개선하기 위해, 빔 형성에 의해 재구성된 기본 이미지를 가간섭적으로 추가하는 것은 알려진 실무이며, 각각의 기본 이미지는 각각의 배향된 결과적인 파(14), 각각의 방향(즉, 각각의 각도)을 따라 송신된 파로부터 획득된다. 다시 말해, 각각의 배향된 샷(즉, 모든 트랜스듀서(12)에 의한 송신/수신)으로, 기본 이미지는 빔 성형에 의해 재구성된다. 이들 상이한 기본 이미지의 추가는 타겟 대상의 최종 초음파 검사 이미지를 획득하게 한다.
이 합성 이미징 기술로, 신호는 기본 이미지의 수(또는 각도의 수에 실질적으로 비례하는 반면, 잡음은 기본 이미지의 수(또는 각도의 수)의 제곱근에 비례한다: 신호 대 잡음 비와 콘트래스트는 그러므로 기본 이미지의 수(각도의 수)의 제곱으로서 증가한다.
합성 이미징 기술로 인해, 해당 대상의 최종 초음파 검사 이미지를 형성하는데 필요한 샷의 수를 제한하면서도, 집속된 이미징 기술로보다, 실질적으로 등가인(또는 전체 이미지에 걸쳐서 전체적으로 더 양호한) 신호 대 잡음 비 및 콘트래스트를 획득할 수 있다(통상적으로 10 내지 40개의 샷이 합성 이미징에 필요한 반면, 64 내지 256개의 샷이 집속 이미징에 필요하다).
그러나 집속된 이미징 기술과 비교한 합성 이미징 기술의 중요한 단점은, 빔 형성( 및 관련 계산의 수)에 의해 기본 이미지를 재구성하는 동작은 또한 샷의 수(10 내지 40)에 의해 또한 곱해진다는 점이다.
광대역 펄스화된 신호에 의해 각각 여기된 트랜스듀서(12)의 어레이를 기반으로 한 앞서 기재한 합성 기술은 그러므로, 계산 파워가 제한되는 초소형 이미징 시스템에 대해 적절하지 않다.
3. 협대역 초음파 검사 이미징
타겟 대상의 초음파 검사 이미지의 품질을 개선하기 위해, 하나의 광대역 펄스화된 이미지보다는 여러 개의 협대역 여기 신호를 사용하기 위한 것이 집속된 이미징에서 이미 제공되었다.
문헌 US 5,891,038은 특히 다수의 트랜스듀서를 포함하는 초음파 이미징 시스템의 감도를 개선할 수 있는 초음파 신호의 처리 방법을 제공한다.
이 방법은:
- 제1 시간 간격 동안 이미징 시스템의 송신기 트랜스듀서를 여기함으로써 제1 주파수 상에 중심을 둔 제1 주파수 대역을 갖는 제1 집속된 초음파를 송신하는 단계,
- 제2 시간 간격 동안 이미징 시스템의 송신기 트랜스듀서를 여기함으로써 제1 주파수와 상이한 제2 주파수 상에 중심을 둔 제2 주파수 대역을 갖는 제2 집속된 초음파를 송신하는 단계,
- 이미징 시스템의 수신기 트랜스듀서에 의해 수신된 제1 반향 신호를 기반으로 하여 제1 쌍의 복소 신호를 형성하는 단계로서, 수신된 제1 반향 신호는 수신기 트랜스듀서를 향해 후방 산란된 제1 초음파의 일부분을 나타내는, 형성 단계,
- 이미징 시스템의 수신기 트랜스듀서에 의해 수신된 제2 반향 신호를 기반으로 하여 제2 쌍의 복소 신호를 형성하는 단계로서, 수신된 제2 반향 신호는 수신기 트랜스듀서를 향해 후방 산란된 제2 초음파의 일부분을 나타내는, 형성 단계,
- 제1 및 제2 쌍의 복소 신호를 필터링하는 단계, 및
- 필터링된 제1 및 제2 쌍의 복소 신호를 합하여, 제1 및 제2 쌍의 복소 신호의 각각의 성분의 합을 나타내는 성분을 갖는 복소 결과 신호를 형성하는 단계를 포함한다.
동일한 트랜스듀서(들)로 협대역 신호를 연속해서 송신하는 것과, 그 반향 응답을 가간섭적으로 합하는 것으로 구성되는 이 기술은 결과적인 신호를 획득하게 하며, 이 신호는:
- 각각의 송신된 성분보다 더 넓은 대역을 갖지만, 트랜스듀서의 대역 내부에 물론 위치하는 전체 대역을 가지며,
- 동일한 진폭의 광대역 여기 신호를 바로 사용함으로써 획득되는 것보다 더 양호한 신호 대 잡음 비를 갖는다.
그러나 이 기술은 초음파 이미징 디바이스의 신호 대 잡음 비와 축방향 분해능을 개선할 수 있을지라도, 원격 계산 수단을 갖는 초소형 이미징 시스템의 환경에서 최적은 아니며, 이는 획득 프로브와 원격 계산 유닛 사이에 송신되어야 하는 데이터의 품질이 충분히 작지 않기 때문이다.
4. 발명의 목적
본 발명의 목적은 앞서 언급한 단점 중 적어도 하나를 해결할 수 있는 초음파 이미징의 방법과 시스템을 제공하는 것이다.
더욱 정확히는, 본 발명의 목적은, 신호 대 잡음 비 및 침투와 또한 콘트래스트 면에서 우수한 이미지 품질을 보유하면서도, 원격 처리 디바이스를 향해 획득 프로브에 의해 송신된 데이터의 양을 제한할 수 있는 방법과 시스템을 제공하는 것이다.
이를 위해, 본 발명은 수신기에 의해 기록되는 음향 또는 전자기 신호(광 신호, 마이크로파 신호 등)를 처리하는 방법으로서, 이 음향 또는 전자기 신호는, 조사되는 매체(medium to be studied)를 조명하도록 송신기에 의해 송신된 음향 또는 전자기 파가 이 매체에 반사된 후 조사되는 이 매체에 의해 반사되는 음향 또는 전자기 파를 나타내며, 특히, 이 방법은 다음의 단계:
- 송신기의 여기 주파수 범위에 포함되는 제1 및 제2 별도 주파수 대역에서 제1 및 제2 전기 여기 신호를 이 송신기에 연속해서 인가함에 응답하여 송신기에 의해 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 단계로서, 제1 및 제2 전기 여기 신호 각각의 주파수 대역은, -6dB에서의 대역폭을 기반으로 하여 측정될 때, 송신기의 주파수 대역의 1/4 미만인, 송신 단계,
- 조사되는 이 매체에 포함되는 타겟 대상의 경계에서 제1 및 제2 파의 각각의 반사로 인한 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 수신기에 의해 수신하며, 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 각각의 제1 및 제2 전기 수신 신호로 변환하는 단계,
- 사전 처리된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 전기 수신 신호를 사전 처리하는 단계로서,
o 제1 및 제2 디지털 신호를 획득하도록 제1 및 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는 단계,
o 제1 및 제2 믹싱된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 디지털 신호의 적어도 하나의 믹싱 단계로서, 제1 디지털 신호의 믹싱 주파수는 제2 디지털 신호의 믹싱 주파수와 상이한, 믹싱 단계,
o 제1 및 제2 필터링된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 믹싱된 신호의 적어도 하나의 저역 통과 필터링 단계로서, 저역 통과 필터의 차단 주파수는, -6dB에서의 대역폭을 기반으로 하여 측정될 때, 송신기의 주파수 범위의 1/8 미만인, 저역 통과 필터링 단계,
o 송신기의 주파수 범위의 1/2 미만인 복조된 및 데시메이트된 복소 샘플의 흐름율을 특징으로 하는 제1 및 제2 데시메이트된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 필터링된 신호의 적어도 하나의 데시메이트 단계로 구성되는 사전 처리 단계를 포함하는 방법을 제공한다.
독자는, 특정 변형 실시예에서, 송신기와 수신기는 2개의 별도 개체(각 개체는 하나 이상의 하드웨어 요소를 포함할 수 있음):
- (하나 이상의 트럭-장착 진동기나 하나 이상의 소나와 같은) 음향 파나 (하나 이상의 RADAR 수신기와 같은) 전자기 파를 송신하게 하는 개체 중 하나, 및
- (수진기나 수중 청음기와 같은) 음향 파나 (하나 이상의 RADAR 수신기와 같은) 전자기 파를 수신하게 하는 다른 하나의 개체로 구성됨을 인식할 것이다.
다른 변형 실시예에서, 송신기와 수신기는 음향 파의 송신과 수신 모두를 허용하는 (하나 이상의 압전 트랜스듀서와 같은) 단일 개체로 구성된다.
본 발명의 환경에서, 용어, "별도 주파수 대역"은 그럼에도 부분적으로 중첩할 수 있는 반면 그 전체적으로는 중첩하지 않는 주파수 대역을 의미하는 것으로 이해되어야 한다.
본 발명에 따른 방법의 바람직한 그러나 비제한적인 양상은 다음과 같다:
- 유리하게도, 제1 및 제2 디지털 신호의 복조 단계의 경우:
o 제1 디지털 신호의 각각의 믹싱 주파수는:
■ 제1 주파수 대역의 중심 주파수, 또는
■ 제1 주파수 대역의 하모닉(a harmonic), 또는
■ 제1 주파수 대역의 서브-하모닉과 같도록 선택될 수 도 있으며,
o 제2 디지털 신호의 각각의 믹싱 주파수는:
■ 제2 주파수 대역의 중심 주파수, 또는
■ 제2 주파수 대역의 하모닉, 또는
■ 제2 주파수 대역의 서브-하모닉과 같도록 선택될 수 도 있으며,
- 제1 및 제2 전기 여기 신호는 각각 시간적으로 아포다이즈된(apodized) 타입의 전기 신호로 구성될 수 도 있으며;
- 송신기는 상이한 전파 방향을 따라 파를 송신하는데 적절할 수 있으며, 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 단계는:
o 제1 방향을 따라서만 제1 파를 송신하는 단계, 및
o 제1 방향과 상이한 제2 방향을 따라서만 제2 파를 송신하는 단계로 구성되는 하위 단계를 포함하며;
물론, 제1 및 제2 파는, 평면, 구형, 또는 일반적으로 연속인 임의의 지연 법(트랜스듀서에 인가되는 여기 신호의 트리거 시간의 프로파일)에 근거하여 생성될 수 도 있다. 앞선 경우에, 지연 법은 상이하다(독자는, 본 발명의 다른 변형에서, 이들 지연 범이 제1 및 제2 파에 대해 동일할 수 도 있음을 인식할 것이다).
- 송신기는 선형적으로 연장하는 트랜스듀서 세트를 포함할 수 도 있으며, 제1 및 제2 파를 송신하는 단계는:
o 트랜스듀서 세트 중 제1 트랜스듀서 그룹으로부터 제1 파를 송신하는 단계,
o 트랜스듀서 세트 중 제2 트랜스듀서 그룹으로부터 제2 파를 송신하는 단계로 구성되는 하위 단계를 포함하며, 제2 트랜스듀서 그룹은 제1 트랜스듀서 그룹과 상이하다.
- 이 방법은, 수신기에 의해 사전 처리된 신호를 원격 처리 디바이스에 송신하는 단계를 더 포함하며;
- 유리하게도:
o 송신하는 단계는, 송신기의 주파수 대역에 포함된 N개의 별도의 주파수 대역에서 N개의 전기 여기 신호를 연속해서 인가함에 응답하여 N개의 파를 송신하는 단계를 포함하며, N은 3 이상의 정수이고,
o 수신하는 단계는 N개의 음향 또는 전자기 반향을 수신하여 이들을 N개의 각각의 전기 수신 신호로 변환하는 단계를 포함할 수 도 있으며,
o 사전 처리하는 단계는:
■ N개의 디지털 신호를 획득하도록 N개의 전기 수신 신호를 디지털화하는 단계,
■ 믹싱된 신호를 획득하도록 각각의 디지털 신호를 믹싱하는 단계로서, 각각의 디지털 신호의 믹싱 주파수는 그 연관 여기 신호의 주파수 대역의 중심 주파수, 하모닉 또는 서브-하모닉과 같은, 믹싱 단계,
■ 필터링된 신호를 획득하도록 각각의 믹싱된 신호를 저역 통과 필터링하는 단계,
■ 데시메이트된 신호를 획득하도록 각각의 필터링된 신호를 데시메이트하는 단계를 포함할 수 도 있고,
이 방법은 조사되는 매체의 이미지를 획득하도록 처리하는 단계를 더 포함하며, 이 처리 단계는:
o 각각의 데시메이트된 신호를 기반으로 하여 기본 이미지를 형성하는 하위 단계로서, 기본 이미지를 형성하는 하위 단계는 데시메이트된 신호에 포함되는 정보를 사용하여 2D 표면이나 3D 볼륨 위로 연장하는 지점의 계산을 포함하는, 형성 하위 단계,
o 형성된 각각의 기본 이미지를 공통 기준 주파수에 전송하는 것으로 구성되는 교차-변조 하위 단계, 및
o 조사되는 매체의 최종 이미지를 획득하도록 교차-변조된 기본 이미지를 합하는 하위 단계를 포함한다.
본 발명은 또한, 수신기에 의해 기록되는 음향 또는 전자기 신호를 처리하는 시스템으로서, 이 음향 또는 전자기 신호는, 조사되는 매체를 조명하도록 송신기에 의해 송신된 음향 또는 전자기 파가 이 매체에 반사된 후 조사되는 이 매체에 의해 반사되는 음향 또는 전자기 파를 나타내며, 특히, 이 시스템은:
- 제어기로서,
o 송신기의 여기 주파수 범위에 포함되는 제1 및 제2 별도 주파수 대역에서 제1 및 제2 전기 여기 신호를 송신기에 연속해서 인가함에 응답하여 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 것으로서, 제1 및 제2 전기 여기 신호 각각의 주파수 대역은, -6dB에서의 대역폭을 기반으로 하여 측정될 때, 송신기의 주파수 대역의 1/4 미만인, 송신하는 것과,
- 조사되는 매체에 포함되는 타겟 대상의 경계에서 제1 및 제2 파의 각각의 반사로 인한 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 수신기에 의해 수신하여, 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 각각의 제1 및 제2 전기 수신 신호로 변환하는 것을 제어하도록 구성되는 제어기, 및
- 사전 처리된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 전기 수신 신호를 사전 처리하기 위한 획득 유닛으로서, 사전 처리는,
o 제1 및 제2 디지털 신호를 획득하도록 제1 및 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는 것,
o 제1 및 제2 믹싱된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 디지털 신호를 믹싱하는 것 - 제1 디지털 신호의 믹싱 주파수는 제2 디지털 신호의 믹싱 주파수와 상이함 - ,
o 제1 및 제2 필터링된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 믹싱된 신호를 저역 통과 필터링하는 것 - 저역 통과 필터의 차단 주파수는, -6dB에서의 대역폭을 기반로 하여 측정될 때, 송신기의 주파수 범위의 1/8 미만임 - ,
o 송신기의 주파수 범위의 1/2 미만인 복조된 및 데시메이트된 복소 샘플의 흐름율을 특징으로 하는 제1 및 제2 데시메이트된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 필터링된 신호를 데시메이트하는 것으로 구성되는, 획득 유닛을 포함하는, 시스템에 관한 것이다.
본 발명은 또한, 컴퓨터 상에서 수행될 때, 앞서 기재한 방법의 단계를 수행하도록 의도되는 프로그램 코드 명령을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다.
본 발명에 따른 방법과 프로브의 다른 장점과 특성은, 수반하는 도면을 기반으로 하여, 비제한적인 예에 의해 주어지는 여러 상이한 실시예에 대한 다음의 상세한 설명으로부터 더욱 자명하게 될 것이다.
- 도 1은, 프로브와 처리 콘솔을 병합하고 있는 종래기술의 초음파 이미징 시스템의 개략도이다.
- 도 2는 집속된 이미징 원리의 개략도이다.
- 도 3은 합성 이미징 원리의 개략도이다.
- 도 4는 획득 프로브, 하나 이상의 원격 계산 유닛 및 하나 이상의 원격 디스플레이 유닛을 포함하는 초음파 이미징 시스템의 개략도이다.
- 도 5는 획득 프로브의 송신과 수신 스테이지의 개략도이다.
- 도 6은 획득 유닛의 트랜스듀서에 인가될 수 있는 좁은 주파수 대역에서의 다수의 여기 신호의 개략도이다.
- 도 7은 도 6에 도시한 여기 신호의 에너지 스펙트럼의 개략도이다.
- 도 8은 디지털화 단계의 개략도이다.
- 도 9는 믹싱 단계의 개략도이다.
- 도 10은 필터링 단계의 개략도이다.
- 도 11은 데시메이션 단계의 개략도이다.
- 도 12는 상이한 타입의 여기 신호에 적용되는 처리의 개략도이다.
- 도 13은 믹싱, 필터링 및 데시메이션 단계의 개략도이다.
- 도 14는 빔 형성에 의해 형성되는 빔에 대응하는 기본 이미지의 개략도이다.
- 도 15는 기본 이미지에 적용되는 교차-변조 단계의 개략도이다.
- 도 16은 획득된 반향 신호의 사전 처리 단계의 개략도이다.
도면을 참조하여 본 발명에 따른 프로브와 방법의 예를 이제 다음에서 더 상세하게 설명할 것이다. 이들 여러 도면에서, 등가의 요소는 동일한 참조번호로 표기된다.
1. 초음파 이미징 시스템
1.1 일반
도 4는 본 발명에 따른 초음파 이미징 시스템의 예를 예시한다.
이 시스템은:
- 초소형 이미징 디바이스를 형성하는 데이터-획득 프로브(4),
- 프로브(4)에 의해 송신되는 데이터를 처리하기 위한 외부 계산 유닛(5),
- 타겟 대상의 초음파 검사 이미지 및 이미징된 대상에 관한 정보를 디스플레이하기 위한 디스플레이 유닛(6)을 포함한다.
프로브(4)와 외부 계산 유닛(5) 사이의 데이터 교환은 유선 또는 무선 통신 수단을 사용하여 행해질 수 도 있다. 외부 계산 유닛(5)과 디스플레이 유닛(6) 사이의 데이터 교환은 유선 또는 무선 통신 수단을 사용하여 행해질 수 도 있다.
특정 실시예에서, 디스플레이 유닛(6)은 외부 계산 유닛(5)에 병합될 수 도 있다. 예컨대, 디스플레이 유닛(6)은 스마트폰 스크린으로 구성되어 있을 수 도 있으며, 외부 계산 유닛(5)은 스마트폰의 중앙 유닛(51)(프로세서, 메모리 등)으로 구성되어 있을 수 도 있다.
변형에서, 외부 계산 유닛(5)은 디스플레이 유닛(6)으로부터 완전히 분리될 수 도 있다. 예컨대, 외부 계산 유닛(5)은 - 인터넷과 같은 - 네트워크(52)의 하나 이상의 컴퓨터 네트워크로 구성되어 있을 수 도 있으며, 디스플레이 유닛(6)은 스마트폰의 네트워크로 구성되어 있을 수 도 있다. 클라우드 계산의 사용으로, 특히 스마트폰의 계산 파워보다 큰 계산 파워를 갖는 하드웨어 리소스의 사용을 필요로 하는 신호 처리 알고리즘의 구현을 위해, 막대한 양의 계산 파워에 액세스할 수 있다.
다른 변형에서, 외부 계산 유닛(5)은 디스플레이 유닛(6)으로부터 부분적으로 분리될 수 있다. 예컨대, 계산 유닛(5)은:
- 첫째, 예컨대, 낮은 계산 파워를 필요로 하는 공정의 구현을 위한, 및 사용자가 실시간으로 디스플레이 유닛(6)에 디스플레이될 수 있는 결과에 액세스하기 원하는 경우(B-모드 이미징 등)를 위한 스마트폰의 중앙 유닛(51)(프로세서, 메모리 등),
- 둘째, 막대한 양의 계산 파워를 필요로 하는 공정의 구현을 위한, 및 사용자가 실시간으로 디스플레이될 수 있는 임의의 결과에 액세스하기 원하지 않는 경우(탄성 영상 등)를 위한 네트워크(52)의 하나 이상의 컴퓨터 서버로 구성될 수 있다.
그에 따라, 초음파 이미징 시스템은, 모든 획득 전자장치를 호스팅하며, 빔 형성이나 다른 이미지 재구성 기술에 의해 기본 이미지를 재구성, 및 타겟 대상의 최종 초음파 검사 이미지의 생성을 위해 획득된 데이터를 (적용 가능하게 사전 처리된 경우에) 계산 유닛(5)(원격 컴퓨터 및/또는 태블릿 및/또는 스마트폰 등)에 전송하는 초음파 프로브(4)로 구성된다. 빔 형성에 의한 재구성은 프로브(4)에서 구현되지 않으므로, 내부 처리 수단을 병합하는 초소형 이미징 시스템보다 덜 에너지를 소비하며, 더 양호한 성능을 제공한다.
1.2 프로브
도 5를 참조하여; 프로브(4)는:
- "n"개의 초음파 트랜스듀서의 세트(41)("n"은, 선형 또는 만곡 프로브의 경우에 예컨대 1과 1024 사이의 정수이지만, 수천 개의 트랜스듀서를 갖는 매트릭스 프로브에 적용될 수 도 있음),
- 획득 유닛(42)으로서:
o 송신 스테이지(421),
o 수신 스테이지(422)를 포함하는 획득 유닛(42),
- (유선 또는 무선) 통신 유닛(43)으로서,
o 적용 가능한 경우에, 수신 스테이지(422)로부터의 데이터를 (당업자에게 알려진 임의의 압축 방법을 사용하여) 압축하며,
o (압축되거나 그렇지 않은) 데이터를 외부 처리 수단에 송신하는 통신 유닛(43)을 포함한다.
트랜스듀서의 세트(41)는 초음파 여기 파를 탐색할 매체(기관, 생체 조직 등)를 향해 매체에 송신하며, 음향 반향(즉, 탐색할 매체의 상이한 경계에 의해 반사된 초음파)를 수신하는데 사용된다. 각각의 트랜스듀서는 예컨대 그 전면과 후면 상에 전극으로 코팅된 직사각형 형상의 압전 소재의 판으로 구성된다. 그러한 트랜스듀서는 당업자에게 알려져 있으며 명세서의 나머지에서는 더 상세하게 기재되지 않을 것이다.
도 5에 예시한 변형 실시예에서, 모든 트랜스듀서의 세트(41)는 송신 및 수신 모두를 위해 사용된다. 다른 실시예에서, 별도의 트랜스듀서가 송신 및 수신을 위해 사용될 수 있다. 예컨대, 이 세트의 홀수 순위(rank)(1, 3, 5 등)의 모든 트랜스듀서가 오로지 송신을 위해 사용될 수 있는 반면, 이 세트의 짝수 순위(2, 4, 6 등)의 모든 트랜스듀서가 오로지 수신을 위해 사용된다.
획득 유닛(42)은 초음파 트랜스듀서의 세트(41)에 연결된다. 이것은 세트(41)의 트랜스듀서를 구동하며, 세트(41)의 트랜스듀서에 의해 획득된 데이터를 처리하는데 사용된다. 더욱 정확하게, 획득 유닛(42)의 송신 스테이지(421)는 탐색될 매체를 향한 초음파의 송신을 제어할 수 있다. 획득 유닛(42)의 수신 스테이지(422)는, 한편, 본 명세서의 나머지에서 더 상세하게 기재될 바와 같이, 트랜스듀서에 의해 획득되는 신호를 수신하며 이들을 사전 처리하는데 사용된다. 송신 스테이지(421)와 수신 스테이지(422) 사이의 경계 회로가 이들 스테이지 중 하나 또는 다른 하나를 트랜스듀서의 세트(41)에 선택적으로 연결하며, 특히 송신 스테이지(421)에 의한 수신 스테이지(422)의 바인딩을 회피하도록 제공될 수 있다.
송신 스테이지(421)는, 예컨대 트랜스듀서의 세트(41)의 평면에 관해 초음파를 대각선으로 보내기 위해 각각의 트랜스듀서와 연관된 여기 신호의 트리거 타임을 결정하는 하나 이상의 지연에 연결되는 여기 신호의 하나 이상의 생성기를 포함한다.
수신 스테이지(422)는 트랜스듀서의 세트(41)에 의해 수신되는 초음파 반향에 대응하는 전기 신호를 수신하는 증폭기를 포함한다.
1.3 이미징 시스템과 연관된 문제
섹션 1에서 기재한 이미징 시스템에 대해 선택된 구조는 특정 제한을 부과한다:
- 프로브에 의해 송신되는 데이터 양은 가능한 한 작아야 한다(사실, 현재의 무선 통신 수단은 도 1에 예시한 종래의 이미징 시스템의 - 그래픽 카드와 같은 - 그 인근 주변기기와 획득 유닛 사이에서 실제로 달성 가능한 데이터 흐름율보다 훨씬 더 낮은(특히 100배 더 낮은) 데이터 송신율을 갖는다),
- 외부 계산 유닛에 의해 실행되는 계산의 수(the number of computation)는, 첫째, 예컨대 스마트폰의 경우에 필요한 계산 파워(및 그러므로 전력의 소비)를 제한하며 둘째 결과를 획득하는데 필요한 시간을 감소시키도록, 가능한 한 작아야 한다,
- 초음파 검사 이미지의 품질( 및 그러므로 콘트래스트 및 신호 대 잡음 비)은 가능한 높아야 한다.
이들 여러 제한에 비춰볼 때, 이미지의 행 각각을 따른 집속된 이미징의 기술은 구현될 수 없으며, 이는 이 기술이 타겟 대상의 전체 초음파 검사 이미지를 형성하기 위해 너무 많은 샷을 필요로 하기 때문이다. 합성 이미징 기술의 개선을 기반으로 한 해법이 그러므로 채택되어야 한다. 이 기술은 미세하지는 않은 집속된 파(평면 또는 발산 파)를 전송함으로써 그러나 또한 전체 이미지 필드를 덮지 않는 "팻(fat) 빔"의 등가를 조명함으로써 사용될 수 있다. 첫째, 외부 처리 수단에 전송될 데이터 양을 감소시키며, 둘째, 빔 형성에 의해 기본 이미지의 재구성에 필요한 동작의 수를 제한하기 위해, 샷의 수는 종래의 합성 이미징 기술(이 경우, 10 내지 40개의 샷이 집속된 이미지에 품질적으로 필적하는 최종 초음파 검사 이미지를 형성하는데 필요함)과 비교함으로써 제한되어야 한다(통상, 상이한 각도에서 5개의 샷).
마지막으로, 최종 초음파 검사 이미지의 품질에 관한 적은 수의 샷의 영향은 허용 가능한 이미징 시스템의 성능을 위해 제한되어야 한다.
이들 여러 제한을 고려하면, 본 발명자들은 본 명세서의 나머지에 기재되며 프로브의 송신 스테이지(421)와 수신 스테이지(422)에서 구현된 해법을 개발하였다. 이 해법은 협대역 이미징 기술의 개선을 기반으로 한다.
2. 좁은 하위 대역을 기반으로 한 합성 초음파
본 명세서의 나머지에서 기재한 해법의 목적은 상이한 각도에서 획득된 기본 초음파 검사 이미지로부터 최종 초음파 검사 이미지의 획득을 허용하면서도:
- 프로브(4)로부터 계산 유닛(5)을 향해 전송되는 데이터 양과,
- 빔 형성에 의해 기본 초음파 검사 이미지를 생성하도록 계산 유닛(5)에 의해 실행되는 계산의 수를 제한한다.
- 디스플레이 유닛(6) 상에 디스플레이될 수 있는 우수한 품질의 최종 초음파 검사 이미지를 획득하도록 충분한 신호 대 잡음 비와 콘트래스트를 보존한다.
이를 위해, 본 명세서의 나머지에서 기재한 해법은 상이한 단계의 구현을 포함한다.
i) 송신기의 여기 주파수 범위에 포함되는 적어도 제1 및 제2 좁고 별도인 주파수 대역에서 제1 및 제2 전기 여기 신호를 연속해서 인가함에 응답하여 (적어도) 제1 및 제2 초음파를 프로브에 의해 연속해서 송신하는 단계,
ii) 타겟 대상의 경계에서 제1 및 제2 초음파의 각각의 반사로 인한 (적어도) 제1 및 제2 음향 반향을 각각의 트랜스듀서에 의해 수신하여 제1 및 제2 음향 반향을 각각의 제1 및 제2 전기 수신 신호로 변환하는 단계,
iii) 트랜스듀서에 대해 제1 및 제2 전기 수신 신호를 사전 처리하는 단계로서, 이 사전 처리 단계는
a. 제1 및 제2 디지털 신호를 획득하도록 제1 및 적어도 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는 단계,
b. 제1 및 제2 믹싱된 신호를 획득하도록 제1 및 적어도 제2 디지털 신호 각각을 믹싱하는 단계,
c. 제1 및 제2 필터링된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 믹싱된 신호 각각을 저역 통과 필터링하는 단계,
d. 제1 및 제2 데시메이트된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 필터링된 신호 각각을 데시메이트하는 단계로 구성되는, 사전 처리 단계.
이들 모든 단계는 프로브에서 구현된다:
- 단계 "i"는 프로브(4)의 송신 스테이지(421)에서 구현되고,
- 단계 "ii 및 iii"는 프로브(4)의 수신 스테이지(422)에서 구현된다.
2.1 협대역 여기 신호를 기반으로 한 송신 단계 i)
다수의 트랜스듀서로 구성되는 프로브는 다수의 초음파(평면 또는 발산(특히 구형))를 순차적으로 송신할 수 있으며, 각각의 초음파는 다수의 초음파 중 다른 초음파의 생성을 위해 다른 여기 신호와 연관된 에너지 스펙트럼의 중심 주파수와 상이한 중심 주파수에 중심을 둔 에너지 스펙트럼을 갖는 각각의 여기 신호의 인가에 응답하여 송신된다.
예컨대, 도 6 및 도 7을 참조하여, 각각의 트랜스듀서는 그 자신의 협대역(E1, E2, E3, E4)에서 에너지 스펙트럼을 각각 갖는 4개의 여기 신호(S1, S2, S3, S4)를 연속해서 인가함에 응답하여 4개의 초음파를 연속해서 송신하도록 되어 있을 수 있다(도 7 참조).
다시 말해, 각각의 여기 신호(S1 내지 S4)에 대해, 에너지 스펙트럼(E1 내지 E4)의 협대역은 다른 여기 신호와 연관된 에너지 스펙트럼의 협대역과 상이하며(즉, E1≠E2≠E3≠E4), 그 자신의 협대역에서의 이 에너지 스펙트럼(E1 내지 E4)은 다른 스펙트럼의 중심 주파수와 별도의 중심 주파수를 갖는다. 도 7에 예시한 바와 같이, 각각의 전기 여기 신호(S1 내지 S4)의 에너지 스펙트럼(E1 내지 E4)은 트랜스듀서의 이용 가능한 대역폭(BGlobal)에 포함된다. 게다가, 2개의 별도의 여기 신호(S1/S2, S2/S3, S3/S4)의 인접한 에너지 스펙트럼(E1/E2, E2/E3, E3/E4)은 부분적으로 중첩할 수 도 있다. 모든 경우에, 상이한 여기 신호와 연관된 에너지 스펙트럼의 중심 주파수는 상이하다.
실시예에서, 협대역에서 초음파는 하나의 동일한 방향으로 타겟 대상을 향해 에서 송신될 수 도 있다. 이 경우에 각 샷으로, 프로브의 모든 트랜스듀서는 주어진 방향과 각도를 따라 협대역에서 초음파를 연속해서 송신한다. 동작은 상이한 각도(5 내지 10)를 따라 반복된다.
변형에서, 협대역 초음파는 상이한 방향을 따라 송신될 수 도 있다. 이 경우에 각 샷으로, 트랜스듀서는 주어진 방향(각도 또는 위치) 당 그 각각의 협대역에서 단 하나의 초음파를 송신한다. 예컨대, 트랜스듀서는 별도의 협대역에서 8개의 초음파를 송신하게 된다면, 별도의 방향을 따라 8개의 샷을 행하며, 하나의 초음파는 그 각각의 협대역에서 각각의 샷에 대해 트랜스듀서에 의해 송신된다.
초음파가 협대역에서 상이한 방향을 따라 송신될 때, 각각의 초음파는 그 연관된 여기 신호의 중심 주파수의 주의 깊게 선택한 함수에 따라 각각의 방향으로 인접해 있을 수 있다. 특히, 그 중심 주파수가 높은 주파수 영역(즉, fc≥3MHz)에 속하는 여기 신호로부터 획득한 각각의 초음파는 트랜스듀서의 세트(41)에의 법선에 대해 0°와 15°사이의 각도를 갖는 방향으로 인접해 있을 수 있다(더 낮은 중심 주파수의 여기 신호와 연관된 초음파는 트랜스듀서의 세트(41)에의 법선에 관해 15°보다 큰 각도를 형성하는 방향에서 인접한다). 이로 인해, 고 주파수에서 어레이의 로브를 형성하는 것과 관련된 정보 손실을 제한할 수 있다.
협대역에서의 주파수 스펙트럼에서의 여기 신호로부터 획득한 초음파의 사용으로 인해, 종래기술에서 기재한 바와 같이 획득한 초음파 검사 이미지의 신호 대 잡음 비를 개선할 수 있다: 각각의 협대역의 수신된 신호가 합해지기 전 사용된 대역의 마스크에 따라 필터링된다면, 합의 신호 대 잡음 비는 하위 대역(k)의 수와 같은 팩터의 동일 여기를 갖는 광대역에서 획득한 것보다 크다. 이점은 합 신호가 광대역 신호보다 대략 k배 더 강할 것인 반면, 필터링된 하위 대역의 모아진 잡음은 광대역 신호의 잡음보다 더 높지는 않을 것이라는 사실로부터 유래한다.
2.2 음향 반향의 수신 및 전기 신호로의 변환 단계 ii)
앞서 나타낸 바와 같이, 트랜스듀서의 에너지 스펙트럼(BGlobal)의 주파수 대역은 다수의 좁은 하위 대역으로 세분되며, 이들 하위 대역 각각에 대응하는 에너지 스펙트럼을 갖는 트랜스듀서의 여기 신호는 획득 유닛(42)의 송신기 스테이지(421)에 의해 트랜스듀서의 세트(41)에 연속해서 인가된다.
이 세트의 각각의 트랜스튜서에 대해, 여기 신호의 연속적인 인가는 이 트랜스듀서에 의한 다수의 초음파의 연속 송신을 일으키며, 송신된 각각의 초음파는 각각의 협대역에서 에너지 스펙트럼 여기 신호와 연관된다.
송신된 각각의 입사 초음파 - 예컨대, 평면 또는 발산 또는 구형(등) 파 또는 심지어는 최악의 시나리오에서는 집속된 파 - 는 이미징될 매체를 통해 전파한 후, 이 세트(41)의 트랜스듀서에 의해 검출된 미처리 신호가 수신기 스테이지(422)에 의해 기록된다.
각각의 미처리 신호는 입사 파로부터 매체의 확산기에 의해 반향되는 반사된 초음파 - 즉, 음향 반향 - 의, 이 세트(41)의 트랜스듀서에 의한, 변환에 대응한다.
음향 반향의 수신 및 이 반향의 전기 신호(이후, "반향 신호"로 지칭됨)로의 변환의 이러한 단계는 당업자에게 알려져 있으므로, 여기서 더 상세하게 기재하지는 않을 것이다. 독자는 그러나 그에 따라 획득된( 및 이 세트(41)의 트랜스듀서에 의해 검출된 음향 반향을 나타내는) 반향 신호가 아날로그 신호임을 인식할 것이다.
2.3 반향 신호의 사전 처리
2.3.1. 디지털화
디지털화 단계(100)는 각각의 트랜스듀서로부터 유래한 아날로그 반향 신호를 디지털 신호로 변환한다.
디지털화 단계는 프로브의 수신 스테이지에 통합되어 있는 아날로그-디지털 변환기에 의해 구현된다. 아날로그-디지털 변환기의 수는 예컨대 트랜스듀서의 세트의 트랜스듀서의 수와 이상적으로 같은 프로브의 요소 각각으로부터 유래한 모든 신호를 처리하도록 선택된다.
각각의 아날로그-디지털 변환기는 미리 결정된 샘플링 주파수(FS)에서 그 연관된 트랜스듀서의 각각의 아날로그 반향 신호를 샘플링하여, 아날로그 반향 신호를 디지털 신호로 변환한다.
샘플링 주파수(FS)는 모든 샷에 대해 바람직하게도 동일하지만, 이점은 의무는 아니며, 고려 중인 아날로그 반향 신호에 존재하는 최대 주파수의 2배보다 크도록 선택된다. 이로 인해 고려 중인 아날로그 전기 수신 신호의 복제 스펙트럼 사이의 임의의 간섭(즉, 믹싱)을 회피할 수 있다(나이키스트-섀년 기준). 통상 프로브(FC)의 중심 주파수의 4배 인근에 있는 샘플링 주파수(FS)가 선택될 수 도 있다. 단일 샘플링 주파수의 장점은 또한 단일인 아날로그 안티-에일리어싱 필터의 단순화이다.
도 8은 트랜스듀서의 경우에 디지털화 단계를 개략적으로 예시한다:
- 별도이며, 트랜스듀서의 여기 주파수 범위에 포함되는 각각의 중심 주파수(FC1, FC2, FC3)의 3개의 여기 신호(S1, S2, S3)의 연속 인가에 응답하여 3개의 초음파를 연속적으로 송신하였고,
- 응답으로 트랜스듀서에 의해 연속적으로 수신되는 3개의 음향 반향을 나타내는 3개의 아날로그 반향 신호를 획득함.
각각의 아날로그 반향 신호는 디락 콤 기간(Dirac comb of period)(1/FS)에 의해 곱해지며, FS는 샘플링 주파수이며, 그에 대해, 주파수 스펙트럼(DK) - FS의 배수 주파수에서 단지 다른 디락 콤임 - 가 도 8에 예시되어 있다. 더욱 정확하게는, 각 반향 신호의 주파수 스펙트럼(R1, R2, R3)은 푸리에 공간에서 주파수 스펙트럼(DK)에 의해 컨볼루션된다.
이것은 트랜스듀서에 대응하는 각각의 아날로그 반향 신호에 대해 스펙트럼(N1, N2, N3)의 디지털 신호를 제공하며, 각각의 디지털 신호의 스펙트럼(N1, N2, N3)은 주파수 스펙트럼(DK)의 각각의 라인 주위에서 각각의 반향 신호의 주파수 스펙트럼(R1, R2, R3)의 복제에 대응한다.
독자는 도 8로부터 복제된 스펙트럼을 믹싱하는 것을 회피하기 위해, 샘플링 주파수가 고려 중인 전기 수신 신호의 최대 주파수의 2배보다 커야 함(나이키스트)을 인식할 것이다(FS>2×1.5FC, 여기서 FC는 프로브의 중심 주파수이며, 프로브의 총 통과 대역은 그 중심 주파수보다 크지 않다(100% 미만의 대역폭)).
용어, "프로브의 중심 주파수"는 트랜스듀서의 동작 주파수 대역의 중심 주파수를 의미하는 것으로 이해되어야 한다(그 이유는, 이 대역에 포함되지 않는 주파수의 전기 신호가 이들 트랜스듀서에 인가될 때, 트랜스듀서는 임의의 초음파를 생성하지 않기 때문이다).
도 8에 예시한 예에서, 샘플링 주파수는 디지털화될 각각의 반향 신호에 대해 일정하도록 선택된다. 더욱 정확히는, 이 샘플링 주파수는 트랜스듀서의 작동 주파수 대역의 중심 주파수(즉, 트랜스듀서가 초음파를 송신 또는 수신할 수 있는 주파수)의 4배와 같게 선택된다:
FS=4×FC
여기서, FC는 트랜스듀서의 작동 주파수 대역(트랜스듀서의 여기 주파수 범위)의 중심 주파수이다.
독자는, 여러 스펙트럼(R1, R2, R3)이 연결되지 않는다면, 대응 신호를 생성하는 방출이 서로의 직후에 또는 심지어 동시에 송신될 수 있으며, 결과적인 반향은 시간적으로 중첩되며 그러므로 단일 동작으로 샘플링되어 디지털화될 수 있음을 인식할 것이다. 이점은 이때 결국 반향 신호 각각을 나타내는 정보를 포함하는 디지털화된 "단일 기록"을 야기하며, 각각의 하위대역에 특정되는 다음의 복조 동작이 이 디지털화된 "단일 기록"(단일 디지털화된 신호에 등가임)에 행해질 수 있다.
그에 따라, 청구항에서, 표현 "제1 및 제2 디지털 신호를 획득하도록 제1 및 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는"의 사용은:
- 각각의 반향 신호와 각각 연관된 별도의 전기 신호의 디지털화의 경우, 및
- 반향 신호 각각을 나타내는 정보를 포함하는 단일 전기 신호의 디지털화의 경우 모두를 커버함을 이해해야 할 것이다.
변형에서, 샘플링 주파수는, 아날로그 안티-에일리어싱 필터가 또한 스펙트럼 에일리어싱을 회피하도록 또한 적응될 수 있다는 조건에서, 각각의 샘플링된 대역에 적응될 수 있다.
디지털화 단계는 그에 따라, 각각의 트랜스듀서에 대해, 디지털 신호의 최대 수("k")를 획득하게 할 수 있으며, "k"는 트랜스듀서에 인가된 협대역에서의 여기 신호의 수를 나타낸다.
프로브의 트랜스듀서의 세트(41)가 "X"개의 트랜스듀서(128, 256 등)로 구성되며, 디지털화가 "n" 비트로 구현된다고 가정하면, 디지털화된 데이터의 총 흐름률(Dtot)은 다음과 같다:
Dtot=X×4×FC×n
10MHz의 중심 주파수와 14비트로의 디지털화에서 동작하는 128개의 트랜스듀서의 경우, 거의 72Gb/sec, 즉 매우 높은 데이터 흐름률을 제공한다.
뒤이은 복조 동작으로 인해, 시스템이 제한된 통과 대역을 갖는 점을 이용하여, 이 데이터 흐름률을 감소시킬 수 있다.
더욱 정확하게, 복조로 인해, 디지털화 단계 후 획득한 각각의 디지털 신호에 포함된 정보를 추출할 수 있다. 특히, 복조로 인해, 각 디지털 신호의 스펙트럼(N1, N2, N3)의 중심을 0 주파수 주위에서 둘 수 있다.
이 소위 "I-Q" 복조는 디지털화 단계로부터 결국 야기되는 각각의 디지털 신호와 복조 주파수(Fd)에서의 국부적 진동자 사이에서 동위상(I) 및 직교 위상(Q)에서의 2개의 주파수 믹싱 동작에 의해 실행된다.
도 16에 예시한 바와 같이, 복조 동작은 믹싱 단계(200)와 필터링 단계(300)를 포함한다.
2.3.2 믹싱
도 9는 중심 주파수(FC1, FC2, FC3)의 3개의 여기 신호(S1, S2, S3)의 연속적인 인가에 응답하여 3개의 초음파를 연속해서 송신한 트랜스듀서의 경우에 디지털화 단계 후 획득된 스펙트럼(N1, N2, N3)의 디지털 신호를 믹싱하는 단계를 예시한다.
유리하게도, 각각의 디지털 신호를 믹싱하는데 사용되는 믹싱 주파수(Fd)는, 고려 중인 디지털 신호에 대응하는 음향 반향을 획득할 수 있게 했던 여기 신호의 중심 주파수(FC1, FC2, FC3)에 갖게 선택된다. 다시 말해, 각각의 디지털 신호는 그 연관된 여기 신호의 중심 주파수와 믹싱된다.
그에 따라, 및 소위 믹싱 단계에 대해 도 9에 예시한 바와 같이:
- 스펙트럼(R1)과 연관된 전기 수신 신호의 디지털화에 대응하는 스펙트럼(N1)의 디지털 신호에 대해, 믹싱 주파수(Fd1)는 FC1과 같게 선택되며, 여기서 FC1은 전기 여기 신호(S1)의 중심 주파수이고,
- 스펙트럼(R2)과 연관된 전기 수신 신호의 디지털화에 대응하는 스펙트럼(N2)의 디지털 신호에 대해, 믹싱 주파수(Fd2)는 FC2(전기 여기 신호(S2)의 중심 주파수)과 같게 선택되며, 여기서 FC2는 FC1보다 크며,
- 스펙트럼(R3)과 연관된 전기 수신 신호의 디지털화에 대응하는 스펙트럼(N3)의 디지털 신호에 대해, 믹싱 주파수(Fd3)는 FC3(전기 여기 신호(S3)의 중심 주파수)과 같게 선택되며, 여기서 FC3>FC2>FC1이다.
더욱 정확하게는, 복조의 믹싱 단계(200)는, 고려 중인 각각의 디지털 신호에 대해, 다음의 형태의 복소 신호와 상기 디지털 신호를 곱하는 것으로 구성된다:
cos(2π*Fd*t)-i*sin(2π*Fd*t)
여기서, Fd는 믹싱 주파수에 대응하며, 이 믹싱 주파수는 고려 중인 디지털 신호(N1)(N2, N3 각각)와 연관된 전기 여기 신호(S1)(S2, S3 각각)의 중심 주파수(FC1)(FC2, FC3 각각)와 같게 선택된다.
주파수 영역에서 및 도 9에 예시한 바와 같이, 믹싱은 디지털 신호의 스펙트럼(N1)(N2, N3 각각)을 주파수(Fd1=FC1(Fd2=FC2, Fd3=FC3 각각)를 갖는 복소 손실 신호의 스펙트럼(C1)(C2, C3 각각)에 의해 컨볼루션하는 것으로 구성된다. 이것은 믹싱된 신호를 제공하며, 이 신호에 대한 스펙트럼(Mix1(Mix2, Mix3 각각)이 도 9에 예시되어 있다.
각 디지털 신호의 믹싱이 상이한 믹싱 주파수에서 - 특히 디지털 신호와 연관된 여기 신호의 주파수 대역의 중심 주파수와 같은 믹싱 주파수에서 - 구현된다는 점으로 인해, 후속 데시메이션을 최대로 할 수 있어서, 프로브(4)로부터 외부 계산 유닛(5)으로 송신될 데이터 수를 최적으로 감소시킬 수 있을 것이다.
독자는, 이 방법이 여러 상이한 주파수에서 각각의 디지털 신호에 대한 여러 믹싱 단계를 포함할 수 도 있으며, 예컨대:
- 여기 신호의 중심 주파수(FC1, FC2, FC3 등)로 각 신호를 믹싱하는 제1 단계, 및
- 여기 신호의 이 중심 주파수의 배수(예컨대, 여기 신호의 중심 주파수의 절반 및/또는 두 배 및/또는 세 배)로 믹싱하는 제2 단계 등을 포함할 수 도 있음을 인식할 것이다.
이로 인해, 후속한 처리 단계(예컨대, 해당 영역을 나타내는 데이터의 추출이나 이미지의 형성)에 대해 고려 중인 디지털 신호에서의 기본 및 하모닉 대역에 포함된 정보를 고려할 수 있다.
2.3.3 필터링
필터링 단계(300)로 인해, 믹싱 후, 신호 주파수와 믹싱 주파수의 합과 같은 주파수에서 존재하는 신호, 즉 이 경우에 믹싱 주파수의 두 배 주위에서 존재하는 신호를 제거할 수 있다.
더욱 정확하게, 필터링 단계는 저역 통과 필터를 각각의 믹싱된 신호에 적용하여 이들 두 배-주파수 성분을 제거하는 것으로 구성된다.
도 10은 스펙트럼(Mix1, Mix2, Mix3)의 믹싱된 신호를 필터링하는 단계를 예시한다. 필터링 단계는 각각의 스펙트럼(Mix1, Mix2, Mix3)을 고려 중인 믹싱된 신호와 연관된 여기 신호(S1, S2, S3)의 주파수 대역과 같은 폭의 저역 통과 필터의 스펙트럼(FiltBas)에 의해 곱하는 것으로 구성된다. 이점은 스펙트럼(DF1, DF2, DF3)의 필터링된 신호를 제공하며, 각각의 필터링된 신호는 각각의 전기 여기 신호(S1, S2, S3)와 연관된다.
필터링 단계로 인해, 샘플링 주파수의 배수에 위치한 스펙트럼의 부분만을 유지할 수 있다. 신호의 스펙트럼은 그러므로 샘플링 주파수의 여러 배수에서 스펙트럼의 연속 발생 사이에는 "청소된다".
이로 인해, 후속한 데시메이션 단계를 할 목적으로 신호 스펙트럼을 정화할 수 있다. 더욱 정확하게는, 저역 통과 필터링은 믹싱 주파수의 두 배에서 신호의 성분을 억압하는데 사용된다. 이점은, 후속한 데시메이션 단계 동안 신호 중첩의 위험을 회피한다.
디지털 신호 각각에의 믹싱 및 필터링 단계(믹싱+필터링=복조)의 적용으로 인해, 복조된 신호를 획득할 수 있다.
2.3.4 데시메이션
데시메이션 단계(400)는 "α"개의 샘플을 주기적으로 제거하여 프로브로부터 원격 처리 디바이스로 송신될 데이터의 양을 감소시키는 것으로 구성된다. 예컨대, 데시메이션 팩터는 4일 수 도 있으며: 데시메이션 단계는 이때 각 하위 대역에 대해 복조된 신호 중 4개로부터 3개의 샘플을 제거하는 것으로 구성된다.
용어, "샘플"은 복조된 IQ 쌍을 지칭한다.
도 11은 데시메이션 단계의 예를 예시한다. 각각의 필터링된 신호는 디락 콤 기간(4/FS) - 여기서 FS는 샘플링 주파수임 - 에 의해 곱하며, 그에 대한 주파수 스펙트럼(SDec)(단순히 FS/4의 배수인 주파수를 갖는 디락 콤임)이 도 11에 예시되어 있다. 더욱 정확히는, 각각의 필터링된 신호의 주파수 스펙트럼(DF1, DF2, DF3)은 푸리에 공간에서 주파수 스펙트럼(SDec)에 의해 컨볼루션된다.
이것은 각각의 복조된 신호에 대한 스펙트럼(Decim1, Decim2, Decim3)의 데시메이션된 신호를 제공하며, 각각의 복조된 신호의 스펙트럼(Decim1, Decim2, Decim3)은 주파수 스펙트럼(SDec)의 각각의 라인 주위에서의 각각의 복조된 신호의 주파수 스펙트럼(DF1, DF2, DF3)의 복제에 대응한다.
그에 따라, 복조-데시메이션 동작으로 인해, 프로브와 원격 처리 디바이스 사이에 송신될 데이터의 수를 감소시킬 수 있다.
프로브에 의해 사전에 처리된 데이터는 그 후 상이한 처리 알고리즘의 적용을 위해 원격 처리 디바이스에 송신될 수 있다. 독자는 사전에 처리된 데이터가 초음파 검사 이미지가 아님을 인식할 것이며, 이는 초음파 검사 이미지의 생성은 예컨대 빔 형성에 의한 미처리 신호의 처리를 필요로 하기 때문이다. 물론, 당업자에게 알려진 다른 기술이 사용되어:
- 초음파 검사 이미지(들)를 재구성하거나,
- 중간 이미지의 재구성 없이도 해당 영역을 나타내는 정보(신경망 해법 등을 사용한 탄성 영상(elastography))을 미처리 데이터로부터 직접 계산할 수 도 있다.
3. 본 발명에 대한 이론
본 발명에 관한 여러 이론적 요소를 이제 도입하여 당업자가 앞서 기재한 해법과 연관된 장점을 더 잘 이해하게 할 것이다.
3.1 신호 대 잡음 비의 개선
3.1.1 각각의 여기 신호의 주파수 대역
앞서 기재한 바와 같이, 본 발명의 특성 중 하나는 이상적인 디락에 접근하는 매우 높은 진폭의 매우 짧은 여기를 트랜스듀서의 동작 주파수 대역에 걸쳐서 동일하게 분포되는 상이한 선택된 주파수에서 발생되며 모두 동일한 위상, 예컨대 그 지속기간의 절반에서 0 위상(최대)을 갖는 여러 여기 트레인(S1, S2, S3, S4)의 가간섭성 합에 의해 교체하는 것으로 구성된다(도 6 참조). 협대역에서 주파수 스펙트럼의 여러 여기 신호의 가간섭성 합은, 신호의 특징(동일한 위상, 대역의 적절한 중첩)이 적절히 선택될 때, 광대역에서 주파수 스펙트럼을 갖는 결과적인 신호를 획득하게 할 수 있으며, 이 신호는 광대역 주파수 스펙트럼 여기 신호와 비교하여 개선된 신호 대 잡음 비를 갖는다. 상이한 여기 신호의 주파수 스펙트럼의 협대역 - 이후 "하위 대역"으로 지칭됨 - 은 서로 인접하며, 몇 개의 중첩이 있으며, 모아진 대역의 그 폭 및 형상은 트랜스듀서의 동작 주파수 대역의 폭 및 형상과 등가이다.
다시 말해, 광대역 여기 신호의 스펙트럼은 "N"개의 하위 대역으로 "절단"되며, "N"개의 여기 신호에 대해, 이들 "N"개의 하위 대역에 대응하는 스펙트럼이 계산된다. 이로 인해, "N" 인근에서 팩터만큼 신호 대 잡음 비를 개선할 수 있다.
그러나 본 발명의 이 특성이 팩터, "N"만큼 신호 대 잡음 비를 개선할 수 있다면, 이것은 또한 프로브와 원격 처리 디바이스 사이에 송신되는 데이터의 양의 팩터 "N"에 의한 곱을 수반한다("N"개의 샷은 "N"개의 하위 대역으로부터의 초음파 검사 이미지의 형성에 필요하다).
송신될 데이터의 양을 제한하기 위해, 앞서 기재한 해법은 그에 따라 다른 특성을 포함하며, 특히:
- 각각의 트랜스듀서에서 수신된 신호의 디지털화,
- 각각의 디지털화된 신호의, 고려 중인 디지털화된 신호와 연관된 하위 대역의 중심 주파수와의 믹싱,
- 저역 통과 필터에 의한 믹싱된 각각의 신호의 저역 통과 필터링으로서, 그 감쇄는, 고려 중인 믹싱된 신호와 연관된 하위 대역의 주파수 폭의 절반인 주파수에서, 2dB와 10dB 사이인, 저역 통과 필터링,
- 하위 대역의 수 "N"에 따라 증가하는 팩터 "G"에 의한 각각의 필터링된 신호의 데시메이션,
- 공간 해상도뿐만 아니라 콘트래스트를 개선하도록 합성 이미징의 환경에서 각도에 의한 상이한 주파수의 사용을 포함한다.
3.1.2 여기 신호의 형상
도 6의 4개의 협대역 신호 - 그 가산은 단축된 지속기간의 광대역 신호를 제공함 - 는 다음의 컨볼루션이다:
- 송신 여기,
- 프로브의 임펄스 응답, 및
- 사실상 복조 저역 통과인 협대역 수신 필터의 응답, 그 이유는 수신된 데이터가 복조되는 시스템만이 본 설명에서 고려되고 있기 때문이다.
이들 컨볼루션의 최종 결과는 결과적인 디지털 신호이며, 그에 대한 스펙트럼(E1, E2, E3, E4)(도 7 참조)은 전체 대역(BGlobal)을 최소 지속기간의 임펄스 응답과 가능한 양호하게 합성하는 방식으로 서로 연결된다. 그에 따라, 예컨대, 각 하위 대역에 위상 왜곡이 없다면, 2개의 인접한 대역의 스펙트럼(E1-E2, E2-E3, E3-E4)은 합성하기 원하는 전체 대역(BGlobal)에서 -6dB에서 교차할 수 도 있다. 물론, 비-일정 위상의 다른 타입의 연결이 (다채널 고-충실도 스피커 분야에서 제안된 바와 같이) 사용될 수 도 있다.
프로브(트랜스듀서 등)의 기술적 특성은 정해지므로, 프로브와 원격 처리 디바이스 사이에 송신될 데이터 양을 감소시킬 목적으로 각각의 여기 신호의 형상과, 복조 동작 동안 사용되는 저역 통과 필터의 마스크를 변경할 수 있다. 특히, 트랜스듀서에 의해 획득된 데이터의 디지털화로 인해, 복조 필터의 마스크를 아날로그 해법의 경우에서보다 훨씬 더 높은 정확도로 조정할 수 있다.
그에 따라, 상이한 형태의 여기 신호가 사용될 수 도 있다. 예를 들어, 도 12는, 사전 처리 후 동일한 최종 협대역 신호에 도달할 수 있게 하는 여기 신호(Scarre, Sapo)의 2개의 예를 예시한다.
제1 변형 실시예에서, 각각의 트랜스듀서에 의한 초음파의 생성에 대한 여기 신호(Scarre)는 (다수의 고정된 전압 사이클로 이루어진) 사각형 형상일 수 있다. (트랜스듀서를 향해 후방 산란된 초음파의 일부를 나타내는) 각각의 트랜스듀서에 의해 수신된 반향 신호는 그 후 원하는 주파수 하위 대역을 결국 초과하는 형상(sin(x)/x)의 주파수 스펙트럼(Ecarre)을 갖는다. 후속한 믹싱/필터링/데시메이션 단계에서, 그에 따라 주파수의 원하는 하위 대역의 폭의 실질적으로 인근에서의 폭의 저역 통과 필터(Fcarre)를 사용하는 것이 바람직할 수 있다. (미도시한) 데시메이션 단계 후, 원하는 스펙트럼(Rcarre)의 최종 협대역 신호가 획득된다. 이 제1 해법(즉, 사각형 형상 여기 신호)은 구현하기 용이한 장점이 있으며, 고려 중인 하위 대역 외부의 잡음(B)을 효율적으로 삭제할 수 있다.
제2 변형 실시예에서, 여기 신호(Sapo)는 (즉, 가변 폭과 주어진 시간 기간 동안 축방향 대칭을 갖는 다수의 고정된 전압 크리넬레이션(crenellation)으로 구성되는) 아포다이즈된 형상일 수 도 있다. 아포다이즈된 형상(Sapo)의 그러한 여기 신호가 "PWM(Pulse Width Modulation)" 타입의 펄스 생성기를 사용하여 획득될 수 있다. 각각의 트랜스듀서에 의해 수신된 반향 신호는 해당 하위 대역에 궁극적으로 바람직한 것의 인근에서의 폭의 주파수 스펙트럼(Eapo)을 갖는다. 후속한 믹싱/필터링/데시메이션 단계 동안, 저역 통과 필터(Fapo) - 이 경우 해당 하위 대역의 주파수 폭보다 더 큰 폭을 가짐 - 가 적용된다. (미도시한) 데시메이션 단계 후, 스펙트럼(Rapo)의 최종 협대역 신호가 획득된다. 이 제2 해법(즉, 아포다이즈된 형상의 여기 신호)은, 구현하기 더 복잡할지라도, 제1 변형보다 더 에너지-효율적인 장점이 있다(이것은, 제1 변형에서, 반향 신호의 부분들이 여기 신호의 하위 대역 외부로 연장하기 때문이며, 이것이 의미하는 점은 반향 신호의 이들 부분의 획득을 가능케 한 송신된 에너지의 부분이 순수한 손실로서 송신되며, 이는 이들이 필터링 단계 동안 저역 통과 필터에 의해 필터링되기 때문이라는 점이다).
3.2 믹싱/필터링/데시메이션
앞서 기재한 바와 같이, 음향 반향의 수신에 응답하여 트랜스듀서에 의해 생성된 반향 신호는 믹싱, 필터링 및 데시메이션 단계의 구현 전에 디지털화된다. 이 디지털화 단계는 기재의 나머지에서 더 상세하게 기재되지는 않을 것이다.
독자는 그러나 트랜스듀서로부터 유래한 아날로그 반향 신호의 디지털화가:
- 첫째, 후속한 믹싱, 필터링 및 데시메이션 단계의 구현을 단순화할 수 있으며,
- 둘째, 프로브와 원격 처리 디바이스 사이에 전송될 데이터 양을 가능한 한 많이 감소시키기 위해 후속한 믹싱, 필터링 및 데시메이션 단계의 효과를 최대화할 수 있음을 주목할 것이다.
믹싱/필터링/데시메이션 단계에서 처리될 신호가 디지털화되므로, 시스템의 제한된 대역폭으로부터 이익을 얻을 수 있으며 앞서 설명한 바와 같이 데시메이션을 계속할 수 있기 위해서, 각각의 하위 대역을 복조(즉, 믹싱 + 필터링)할 수 있다. 데시메이션 팩터는 최대치에 있을 수 있는 방식으로, 상이한 복조 주파수가 각각의 하위 대역에 대해 선택된다. 더욱 정확하게도, 각각의 하위 대역에 대해, 디지털화된 반향 신호를 믹싱하도록 선택되는 믹싱 주파수는 하위 대역의 중심 주파수(또는 하위 대역의 중심 주파수의 배수)와 같다.
도 13은 디지털화된 반향 신호의 스펙트럼(A10)의 믹싱/필터링/데시메이션의 단계를 예시하며, 이 스펙트럼에 대해, 하위 대역의 중심 주파수는 fc2이다. 반향 신호는 그 연관된 여기 신호의 하위 대역의 중심 주파수(fc2)와 믹싱되며, 하위 대역의 폭의 절반과 같은 차단 주파수를 갖는 저역 통과 필터를 사용하여 필터링된다. 이것은 믹싱되며 필터링된 신호를 제공하며, 이 신호의 스펙트럼(A20)은 도 13에 도시되어 있다. 이 믹싱되며 필터링된 신호는 이후 데시메이션된다. 스펙트럼(A30)의 그에 따라 획득된 데시메이션된 신호는 그 후 프로브에 의해 원격 처리 디바이스에 송신될 수 있다.
트랜스듀서의 동작 대역이 "N"개의 하위 대역으로 세분된다면, 믹싱된/필터링된/데시메이션된 신호는 "N"개의 하위 대역에 대해 송신되어야 할 것이며: 그러므로 "N"번 더 믹싱된/필터링된/데시메이션된 신호가 광대역 신호와의 비교에 의해 프로브와 원격 처리 디바이스 사이에 송신되어야 한다.
그러나 각각의 하위 대역에 대해, 데시메이션 팩터는 (트랜스듀서의 동작 대역에 대응하는) 광대역 신호의 데시메이션의 경우에서보다 "N"배 더 클 수 있으며, 이는 각각의 하위 대역이 총 광대역보다 "N"배 더 좁기 때문이다.
그러므로 하위 대역에서 "N"번 더 믹싱된/필터링된/데시메이션된 신호를 송신해야 하지만, 하위 대역에서 각각의 믹싱된/필터링된/데시메이션된 신호는 믹싱된/필터링된/데시메이션된 광대역 신호보다 "N"배 더 작은 데이터 양을 포함한다.
그에 따라, 앞서 기재한 기술은, 단일 광대역 여기 신호(즉, 그에 대해, 광대역은 트랜스듀서의 동작 주파수 대역에 등가임)로부터 획득한 반향 신호의 경우에서보다 더 큰 데이터 양의 송신을 필요로 하지 않고도 팩터 "N"의 신호 대 잡음 비의 이득을 허용한다.
앞서 기재한 바와 같이, 샘플링 주파수는 각각의 트랜스듀서의 동작 주파수 대역의 중심 주파수의 "K"배(통상, K=4)와 같게 선택될 수 도 있다: FS=K*FC(100%의 대역폭에 대해, K≥3). 데시메이션 팩터는 그러므로 "K*N"과 같게 선택될 수 도 있으며, 여기서 "K"는 디지털화 단계에서 사용된 샘플링 주파수 대 각각의 트랜스듀서의 동작 주파수 대역의 중심 주파수의 비와 같다. 실제로, 데시메이션 팩터는 "1/2*K*N"의 정수부와 같게 선택될 것이다. 이로 인해:
- 각각의 하위 대역에 대해 결과 신호의 형상, 및
- 최종 렌더링의 품질을 더 잘 보존할 수 있다.
3.3 빔 형성에 의한 기본 이미지의 재구성
프로브에 의해 전송되는 데이터는 그 후 원격 처리 디바이스에 의해 처리될 수 있다. 원격 처리 디바이스는 상이한 단계를 구현한다.
이들 단계 중 하나는 본 발명의 환경에서 이제 기재될 소위 빔 형성 기술에 의해 기본 이미지의 재구성으로 구성될 수 도 있다. 본 발명과 연관된 장점을 더 잘 이해하기 위해, 다수의 협대역 신호를 기반으로 한 빔 형성의 기술이 광대역 신호를 기반으로 한 빔 형성의 경우와 비교하여 기재될 것이다.
나이키스트 기준에 의해 제한되는 중심 주파수(FC)의 복조된 광대역 신호의 경우에, 빔 형성 단계는 수신된 신호의 사이클 당 하나의 복소점의 계산을 필요로 한다. 인접한 것으로 계산된 2개의 지점 사이의 축방향 피치는 그러므로
Figure pct00001
과 같다(초음파의 외부 및 복귀 이동으로 인해, 한 사이클 떨어진 것으로서 RF 신호에 2개의 지점
Figure pct00002
거리를 볼 것이다).
"N"개의 협대역 신호(광대역을 "N"개의 하위 대역으로 나눔)의 경우에, 각각의 하위 대역 신호의 빔 형성의 단계는 광대역에서보다 "N/2"배 더 적은 지점의 계산을 필요로 한다. 사실, "N"개의 하위 대역 신호의 경우에, 나이키스트 기준이 "N/2"개의 더 적은 격자 지점으로 충족되므로, 계산 그리드는 광대역에서보다 "N/2"배 더 클 축방향 피치를 가질 것이다.
그에 따라, (N=4에 대해) 도 14에 예시한 바와 같이, "N"개의 하위 대역에 대해 계산되는 축방향 지점 밀도(PE)는 하나의 광대역에 대해 계산되는 축방향 지점 밀도(PL)보다 "N/2" 더 적다. (프로브의 2개의 인접한 트랜스듀서 사이의 간격(d)과 등가인) 측방향 밀도는 하나의 하위 대역 신호에 대해와 하나의 광대역 신호에 대해 동일하다.
그에 따라 "N"개의 하위 대역 신호의 빔 형성은 하나의 광대역 신호의 빔 형성에 대해서보다 오직 두 배 더 많은 계산을 필요로 한다. 이점은 하위 대역의 수가 무엇이든 간에 진실이다.
게다가, "N"개의 하위 대역으로의 여기 신호의 광대역의 세분의 추가 장점은 빔 형성 단계 동안 사용된 재구성 애퍼쳐의 최적의 적응을 허용한다는 점이다.
사실, 빔 형성 단계 동안 지점을 재구성하기 위해, 이 지점에 기여하는 각각의 트랜스듀서의 반향 신호의 부분을 구한다. 그러나 재구성된 주어진 지점에 대해, 프로브의 트랜스듀서의 세트의 특정 트랜스듀서의 반향 신호는 이 지점을 나타내는 임의의 정보를 포함하지 않는다. 이점은 특히 트랜스듀서의 반향 신호에 대해, 고 주파수에서의 경우이며, 그 경우에:
- 트랜스듀서의 중심을 통과하는 법선과,
- 트랜스듀서의 중심과 재구성될 지점을 통과하는 직선 사이의 각도가,
주파수가 증가할 때 감소하는 값보다 크다(트랜스듀서는 지향성이므로, 이들은 특정 각도를 초과하여 임의의 신호를 수신하지 않으며, 주파수가 더 클수록, 이 각도는 더 작다).
그에 따라, 본 발명의 환경에서, 고려 중인 하위 대역의 주파수의 함수로서 재구성 애퍼쳐(즉, 고려 중인 지점을 재구성할 때 그 반향 신호가 고려되어야 하는 트랜스듀서의 수)를 변경할 수 있다. 하위 대역의 주파수가 더 낮을수록, 재구성 애퍼쳐는 더 커지며(고려 중인 지점을 재구성할 때 고려되는 정보의 양을 최대로 하며), 하위 대역의 주파수가 더 클수록, 재구성 애퍼쳐는 더 작다(고려 중인 지점의 재구성에서 정보 없는 잡음의 포함을 회피한다).
3.4. 결합
최종 초음파 검사 이미지를 획득하기 위한 다른 단계는 빔 형성 단계 동안 형성된 초음파 검사 이미지의 결합에 관한 것이다.
그에 따라, 각각의 부분 기본 이미지가 하나의 각각의 하위 대역에 대해 얻어지므로, 최종 초음파 검사 이미지에 도달하기 위해 기본 이미지들이 합해지도록 동일한 공간 및 주파수 기준 프레임에 이들을 배치해야 한다.
하나의 동일한 기준 프레임에의 이러한 배치는 변환 단계의 구현을 필요로 하며, 변환 단계는 형성된 각각의 기본 이미지에 대해 다음의 하위 단계를 포함한다:
- 오버샘플링된 기본 이미지를 획득하도록 고려 중인 기본 이미지의 지점(도 15를 참조하여, 빔 형성에 의해 재구성되는 2개의 지점(PR) 사이의 0 값의 (N/2-1) 지점(P0)의 포함)을 오버샘플링하는 단계,
- 오버샘플링된 기본 이미지의 지점의 값을 보간하도록 각각의 오버샘플링된 기본 이미지의 지점을 상세하게 저역-통과 필터링하는 단계로서, 이 필터링은 필터링된 기본 이미지를 획득할 수 있게 하는, 필터링 단계,
- 각각의 필터링된 기본 이미지의 지점의 위상의 선형 회전에 의해 교차-변조하여 트랜스듀서의 중앙 주파수(FC) 주위에서 이 이미지를 교차-변조하는 단계.
교차-변조 단계가 실행되면, 변환된 기본 이미지는 최종 초음파 검사 이미지를 획득하도록 합해질 수 도 있다.
4. 결론
앞서 기재한 시스템과 방법은:
- 초음파 검사로서,
o 데이터를 획득하기 위한 프로브와,
o 획득한 데이터를 처리하기 위한 원격 처리 디바이스를 포함하는 초음파 검사로부터 획득한 이미지의 신호 대 잡음 비를 개선할 수 있는 한편,
- 프로브로부터 원격 처리 디바이스를 향해 전송될 데이터의 양을 제한할 수 있다.
더욱 정확하게도, "N"개의 협대역 반향 신호로부터 광대역 신호(프로브의 각각의 트랜스듀서의 동작 대역)를 합성하여 구성하는 사실로 인해, 광대역 반향 신호로부터 획득한 초음파 검사 이미지의 신호 대 잡음 비보다 "N"배 더 큰 신호 대 잡음 비를 갖는 초음파 검사 이미지를 획득할 수 있다.
게다가, 다음의 사실:
- 트랜스듀서에 의해 기록된 신호가:
o 각각의 협대역의 평균 주파수에서 복조 - 이 복조는 직교인(사인 및 코사인) 사인 신호와의 믹싱과, 각각의 I 및 Q 성분에 관한 저역 통과 필터링에 의해 실행됨 - 된 후,
o 초당 오직(알파*B) 복조된 IQ 쌍이 남을 때까지 데시메이트된다는 점 - 여기서 B는 1/sec 단위의 협대역의 폭이며, 알파는 대략 2에서 이상적으로 선택되는 1과 3 사이의 무차원 실수임(알파=1이라면, 나이키스트 한계에서 동작하고 있으며: 이 한계가 관련되는 작은 양의 마진을 남겨두는 것이 바람직할 수 있다)으로 인해,
프로브로부터 원격 처리 디바이스를 향해 송신되는 데이터의 품질을 감소시킬 수 있다.
독자는, 앞서 기재한 장점과 새로운 교훈으로부터 상당히 벗어나지 않고 이전에 기재한 본 발명에 많은 변경을 이룰 수 있음을 이해할 것이다.
특히, 본 발명은 초음파 검사에 의한 초음파 이미징과 같은 다른 기술 분야에 적용될 수 도 있다. 특히, SONAR(SOund Navigation And Ranging)의 분야에 적용될 수 있으며, 다음으로 구성된다:
- 수중에서 음향 펄스의 (안테나에 의한) 송신,
- 음향 펄스가 만나는 장애물로부터의 이 펄스의 반향에 대응하는 반향 파의 (안테나에 의한) 수신,
- 반향 파의 전기 수신 신호(또는 반향 신호)로의 (안테나에 의한) 변환, 및
- SONAR 이미지를 획득하기 위한 (안테나에 의해 원격 계산 유닛으로 송신되는) 반양 신호의 (원격 계산 유닛에 의한) 처리.
이 SONAR 분야에서:
- 광 주파수 대역을 갖는 시간적으로 짧은 펄스 신호는 좁은 주파수 대역을 갖는 다수의 여기 신호에 의해 교체될 수 있고,
- 이들 협대역 여기 신호 각각에 대해 획득된 반향 신호는 사전 처리된 데이터를 원격 계산 유닛을 향해 전송하기 전 앞서 기재한 상이한 단계에 따라 사전 처리될 수 있다(디지털화, 고려 중인 협대역 여기 신호의 중심 주파수와 믹싱, 저역 통과 필터링 및 데시메이션).
이 기술은 음파 또는 초음파 펄스 대신 전자기 펄스를 처리하지만, 동일한 기술 코퍼스 내에 남아 있는 레이더 분야로 또한 적응될 수 있으며, 알려진 및 관리 가능한 위상의 가간섭성 파의 송신 및 수신 분야이다.
게다가, 선행하는 기재가 다음:
- 데이터 획득 프로브(4),
- 프로브에 의해 송신된 데이터로부터 이미지의 재구성을 위한 외부 계산 유닛(5),
- 재구성된 이미지를 디스플레이하기 위한 디스플레이 유닛(6)을 포함하는 이미징 시스템의 환경에서 본 발명을 기재할지라도,
본 발명이, 계산 유닛이 프로브에 통합되는 이미징 시스템과 같은 다른 타입의 이미징 시스템과 사용될 수 있음이 당업자에게 자명할 것이다. 이 경우에, 앞서 기재한 사전 처리 단계로 인해, 이미지의 재구성을 위해 (프로브에 의해) 소비되는 파워를 제한할 수 있다.

Claims (9)

  1. 수신기에 의해 기록되는 음향 또는 전자기 신호를 처리하는 방법으로서, 상기 음향 또는 전자기 신호는, 조사되는 매체(medium to be studied)를 조명하도록 송신기에 의해 송신된 음향 또는 전자기 파가 상기 매체에 반사된 후 조사되는 상기 매체에 의해 반사되는 음향 또는 전자기 파를 나타내되, 상기 방법은 다음의 단계:
    - 상기 송신기의 여기(excitation) 주파수 범위에 포함되는 제1 및 제2 별도 주파수 대역에서 제1 및 제2 전기 여기 신호를 상기 송신기에 연속해서 인가함에 응답하여 상기 송신기에 의해 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 단계로서, 상기 제1 및 제2 전기 여기 신호 각각의 주파수 대역은, -6dB에서의 대역폭을 기반으로 하여 측정될 때, 상기 송신기의 주파수 범위의 1/4 미만인, 상기 송신하는 단계,
    - 조사되는 상기 매체에 포함되는 타겟 대상의 경계에서 상기 제1 및 제2 파의 각각의 반사로 인한 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 상기 수신기에 의해 수신하며, 상기 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 각각의 제1 및 제2 전기 수신 신호로 변환하는 단계,
    - 사전 처리된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 전기 수신 신호를 사전 처리하는 단계로서,
    o 제1 및 제2 디지털 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는 단계(100),
    o 제1 및 제2 믹싱된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 디지털 신호의 적어도 하나의 믹싱 단계(200)로서, 상기 제1 디지털 신호의 믹싱 주파수는 상기 제2 디지털 신호의 믹싱 주파수와 상이한, 상기 믹싱 단계(200),
    o 제1 및 제2 필터링된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 믹싱된 신호의 적어도 하나의 저역 통과 필터링 단계(300)로서, 저역 통과 필터의 차단 주파수는, -6dB에서의 대역폭을 기반으로 하여 측정될 때, 상기 송신기의 주파수 범위의 1/8 미만인, 상기 저역 통과 필터링 단계,
    o 상기 송신기의 주파수 범위의 1/2 미만인 복조된 및 데시메이트된 복소 샘플의 흐름율을 특징으로 하는 제1 및 제2 데시메이트된 신호를 획득하도록 제1 및 제2 필터링된 신호의 적어도 하나의 데시메이트 단계(400)로 구성되는, 상기 사전 처리하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 제1 및 제2 디지털 신호를 복조하는 단계의 경우:
    - 제1 디지털 신호의 각각의 믹싱 주파수는:
    o 제1 주파수 대역의 중심 주파수, 또는
    o 제1 주파수 대역의 하모닉(harmonic), 또는
    o 제1 주파수 대역의 서브-하모닉과 같도록 선택되며,
    - 제2 디지털 신호의 각각의 믹싱 주파수는:
    o 제2 주파수 대역의 중심 주파수, 또는
    o 제2 주파수 대역의 하모닉, 또는
    o 제2 주파수 대역의 서브-하모닉과 같도록 선택되는, 방법.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서, 상기 제1 및 제2 전기 여기 신호는 각각 시간적으로 아포다이즈된(apodized) 타입의 전기 신호로 구성되는, 방법.
  4. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기는 상이한 전파 방향을 따라 파를 송신하는데 적절할 수 있으며, 상기 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 단계는:
    - 제1 방향을 따라서만 상기 제1 파를 송신하는 단계, 및
    - 상기 제1 방향과 상이한 제2 방향을 따라서만 상기 제2 파를 송신하는 단계로 구성되는 하위 단계를 포함하는, 방법.
  5. 청구항 1 내지 청구항 4 중 어느 한 항에 있어서, 상기 송신기는 선형적으로 연장하는 트랜스듀서 세트를 포함하며, 상기 제1 및 제2 파를 송신하는 단계는:
    - 상기 트랜스듀서 세트 중 제1 트랜스듀서 그룹으로부터 상기 제1 파를 송신하는 단계, 및
    - 상기 트랜스듀서 세트 중 제2 트랜스듀서 그룹으로부터 상기 제2 파를 송신하는 단계로 구성되는 하위 단계를 포함하며, 상기 제2 트랜스듀서 그룹은 상기 제1 트랜스듀서 그룹과 상이한, 방법.
  6. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신기에 의해, 상기 사전 처리된 신호를 원격 처리 디바이스에 송신하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  7. 청구항 1 내지 청구항 6 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 송신하는 단계는, 상기 송신기의 주파수 범위에 포함된 N개의 별도의 주파수 대역에서 N개의 전기 여기 신호를 연속해서 인가함에 응답하여 N개의 파를 송신하는 단계를 포함하며, N은 3 이상의 정수이고,
    - 상기 수신하는 단계는 N개의 음향 또는 전자기 반향을 수신하여 이들을 N개의 각각의 전기 수신 신호로 변환하는 단계를 포함하며,
    - 상기 사전 처리하는 단계는:
    o N개의 디지털 신호를 획득하도록 상기 N개의 전기 수신 신호를 디지털화하는 단계,
    o 믹싱된 신호를 획득하도록 각각의 디지털 신호를 믹싱하는 단계로서, 각각의 디지털 신호의 믹싱 주파수는 그 연관 여기 신호의 주파수 대역의 중심 주파수, 하모닉 또는 서브-하모닉과 같은, 상기 믹싱하는 단계,
    o 필터링된 신호를 획득하도록 각각의 믹싱된 신호를 저역 통과 필터링하는 단계,
    o 데시메이트된 신호를 획득하도록 각각의 필터링된 신호를 데시메이트하는 단계를 포함하고,
    상기 방법은 조사되는 상기 매체의 이미지를 획득하도록 처리하는 단계를 더 포함하며, 상기 처리하는 단계는:
    o 각각의 데시메이트된 신호를 기반으로 하여 기본 이미지를 형성하는 하위 단계로서, 기본 이미지를 형성하는 하위 단계는 상기 데시메이트된 신호에 포함되는 정보를 사용하여 2D 표면이나 3D 볼륨 위로 연장하는 지점의 계산을 포함하는, 상기 기본 이미지를 형성하는 하위 단계,
    o 형성된 각각의 기본 이미지를 공통 기준 주파수로 보고하는 것으로 구성되는 교차-변조하는 하위 단계, 및
    o 조사되는 매체의 최종 이미지를 획득하도록 교차-변조된 기본 이미지를 합하는 하위 단계를 포함하는, 방법.
  8. 수신기에 의해 기록되는 음향 또는 전자기 신호를 처리하는 시스템으로서, 상기 음향 또는 전자기 신호는, 조사되는 매체를 조명하도록 송신기에 의해 송신된 음향 또는 전자기 파가 상기 매체에 반사된 후 조사되는 상기 매체에 의해 반사되는 음향 또는 전자기 파를 나타내되, 상기 시스템은:
    - 제어기로서,
    o 상기 송신기의 여기 주파수 범위에 포함되는 제1 및 제2 별도 주파수 대역에서 제1 및 제2 전기 여기 신호를 상기 송신기에 연속해서 인가함에 응답하여 제1 및 제2 파를 연속해서 송신하는 것으로서, 상기 제1 및 제2 전기 여기 신호 각각의 주파수 대역은, -6dB에서의 대역폭을 기반으로 하여 측정될 때, 상기 송신기의 주파수 범위의 1/4 미만인, 상기 송신하는 것과,
    o 조사되는 상기 매체에 포함되는 타겟 대상의 경계에서 상기 제1 및 제2 파의 각각의 반사로 인한 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 수신기에 의해 수신하며, 상기 제1 및 제2 음향 또는 전자기 반향을 각각의 제1 및 제2 전기 수신 신호로 변환하는 것을 제어하는 제어기, 및
    - 사전 처리된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 전기 수신 신호를 사전 처리하기 위한 획득 유닛으로서, 상기 사전 처리는,
    o 제1 및 제2 디지털 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 전기 수신 신호를 디지털화하는 것,
    o 제1 및 제2 믹싱된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 디지털 신호를 믹싱하는 것 - 상기 제1 디지털 신호의 믹싱 주파수는 상기 제2 디지털 신호의 믹싱 주파수와 상이함 - ,
    o 제1 및 제2 필터링된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 믹싱된 신호를 저역 통과 필터링하는 것 - 저역 통과 필터의 차단 주파수는 -6dB에서의 대역폭을 기반로 하여 측정될 때, 상기 송신기의 주파수 범위의 1/8 미만임 - ,
    o 상기 송신기의 주파수 범위의 1/2 미만인 복조된 및 데시메이트된 복소 샘플의 흐름율을 특징으로 하는 제1 및 제2 데시메이트된 신호를 획득하도록 상기 제1 및 제2 필터링된 신호를 데시메이트하는 것으로 구성되는, 상기 획득 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는, 시스템.
  9. 컴퓨터 상에서 수행될 때, 청구항 1 내지 청구항 7 중 어느 한 항에 기재된 방법의 단계를 수행하도록 의도되는 프로그램 코드 명령을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품.
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